JPS644429B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は電流垂下点を安定ならしめる機能を備
えたエネルギ蓄積形の電力変換装置に関する。

一般に他励式のチヨツパ型スイツチングレギユ
レータ又はリンギングチヨークコンバータの様な
電力変換回路にあつては、過電流保護回路を設け
て主回路電流を変流器或いは電流検出用抵抗でも
つて検出し、過電流の発生時には、通常出力電圧
を安定化ならしめる様にパルス幅制御又は周波数
制御されている主半導体スイツチのパルス幅を制
限したり、周波数の低減などを行つて過電流保護
を行つている。

しかし斯かる従来の電力変換回路にあつては、 電流の検出を変流器又は電流検出用抵抗で検
出し、ノイズなどにより過電流保護機能が動作
しない様にその検出信号を平均化しているため
に遅れが生じ、従つて高周波動作させると周波
数の低減が生じるので高周波化が難しい。

上記の様な電流検出手段の外に電流検出信号
と基準値とを比較する比較器又は増幅器などを
必要とし、特に入、出力側が直流的に絶縁され
たコンバータにあつては、出力側での電流の検
出を行うと入力側の駆動回路に電流検出信号を
絶縁して送るためのアイソレータを必要とする
ので、回路構成が複雑になり、コストも高くな
る。

電流検出用抵抗でもつて電流を検出する場合
には電力損失が生じ、効率の低下を招来するな
どの欠点がある。

本発明は斯かる従来回路の欠点を除去すると共
に、直流入力電圧の変動に拘らず過電流垂下点を
ほぼ一定ならしめることにより、良好な過電流保
護を行い得る電力変換装置を提供するものであ
る。

先ず第１図乃至第５図により本発明の一実施例
を説明すると、第１図において、１はこの回路に
直流入力電圧V_iを与える直流入力電源、２は入力
巻線N_i、出力巻線N_p及び補助巻線N_cを有する主
変成器、３は入力巻線に直列接続された主半導体
スイツチとして作用する主トランジスタ、４は主
トランジスタ３のターンオフに伴い導通して主変
成器２に蓄積された電磁エネルギを負荷側に放出
する整流器（一方向性手段）、５は平滑用コンデ
ンサ、６は負荷であつて、これらがこの入出力絶
縁形のDC−DCコンバータの主回路を構成し、そ
の制御回路は出力電圧を検出して出力電圧検出信
号を生ずる電圧検出部７、入力電圧V_iの変動に応
じて傾斜が変化する鋸歯状の比較信号を生ずる比
較信号発生部８、主変成器２のリセツトが完了す
るまで比較信号発生部８が比較信号を出力するの
を禁止するリセツト監視部９、入力電圧V_iの大き
さに依存する最大パルス幅設定電圧V₃と前記比
較信号とを比較してほぼ一定の垂下点で垂下信号
を生ずる機能をも有するパルス幅変調部１０、及
びパルス幅変調部１０からの信号により主トラン
ジスタ３に駆動信号を選択的に与える駆動信号発
生回路１１からなる。

電圧検出部７は直流出力電圧を正確に検出する
AVR用直流増幅器７ａと検出信号を直流的に絶
縁するアイソレータ７ｂからなり、これは通常の
構成のものである。

比較信号発生部８はタイミングコンデンサ８
ａ、このタイミングコンデンサ８ａの充電々圧が
設定電圧V_Hに達したときトリガ信号を生ずるト
リガ信号発生部８ｂ、このトリガ信号により駆動
されるトランジスタスイツチ８ｃ、及びタイミン
グコンデンサ８ａに入力電圧V_iの変動に依存する
充電々流を供給する電流源を構成するトランジス
タ８ｄと８ｅ、ダイオード８ｆと８ｇと８ｈ、定
電圧素子８ｉと８ｊ、抵抗８ｋと８ｌと８ｍと８
ｎと８ｏと８ｐと８ｑとからなり、この比較信号
発生部は波高値が一定で直流電源１の出力である
入力電圧V_iの大きさに依存する傾斜を有する鋸歯
状の比較信号を発生する。

リセツト監視部９は主変成器２の補助巻線N_c
に夫々直列接続された抵抗９ａ、コンデンサ９
ｂ、ダイオード９ａ及びこのダイオードのカソー
ドとアノードに夫々ベースとエミツタが接続され
且つコレクタが比較信号発生部８のタイミングコ
ンデンサ８ａの充電端子に接続された禁止用トラ
ンジスタ９ｄからなり、この禁止用トランジスタ
９ｄは主変成器２のリセツトが完了するまでオン
状態に保持されて比較信号発生部８が比較信号を
出力するのを禁止する。

パルス幅変調部１０は前記比較信号発生部８か
らの比較信号と電圧検出部７からの検出力電圧検
出信号と比較する第１の比較器１０ａ、前記比較
信号と最大パルス幅設定電圧とを比較する第２の
比較器１０ｂ、入力電圧V_iの大きさに依在する前
記最大パルス幅設定電圧を与える抵抗１０ｃ、入
力電圧V_iを分割する電圧分割用抵抗器１０ｄ、及
び第１、第２の比較器１０ａ，１０ｂの出力信号
をAND論理するAND回路１０ｅからなる。尚、
V_cは制御回路の電源電圧である。

次に斯かる構成からなる回路の動作について説
明する。

定常動作において、第２図に示す様に時刻t₀で
主変圧器２のリセツトが完了し、この直前までに
主変成器２の各巻線N_i、N_p及びN_cに誘起してい
たフライバツク電圧が零になるものとする。

この様に時刻t₀で主変成器２のリセツトが完了
するのに伴い今迄オンしていた禁止用トランジス
タ９ｄがターンオフする。トランジスタ９ｄのタ
ーンオフにより比較信号発生部８のタイミングコ
ンデンサ８ａがトランジスタ８ｄのコレクタ電流
によつて充電され、第２図ａに示す様にその端子
電圧V₁が直線的に上昇する。そしてこのコンデ
ンサ８ａの端子電圧V₁が抵抗１０ｃの両端の最
大パルス幅設定電圧V₃を越え、更には時刻t₁で出
力電圧検出信号のレベルV₂より大きくなると、
第１、第２の比較器１０ａ，１０ｂの出力の論理
和が“１”となるので、ANDゲート１０ｅは駆
動回路１１にオン信号を与え、このオン信号によ
り駆動信号発生回路１１は第２図ｂに示す様な駆
動信号を主トランジスタ３に与える。

従つて時刻t₁で主トランジスタ３が導通を始
め、以後そのコレクタ電流は第２図ｃに示す様に
零から直線的に増加し、これに伴い主変成器２の
各巻線N_i、N_p、N_cには極性を示す黒点側を正、
非黒点側を負とする電圧が誘起される。この場
合、整流器４は逆バイアスされて非導通状態にあ
るので、主変成器２のインダクタンスに電磁エネ
ルギが蓄積される。一方、時刻t₁以後、リセツト
監視部９のコンデンサ９ｂは補助巻線N_cに誘起
される電圧によつて図示極性に充電され、その充
放電波形は第２図ｅに示す様になる。

次に時刻t₂におてタイミングコンデンサ８ａの
充電々圧V₁が設定電圧V_Hに至ると、トリガ信号
発生部８ｂがトランジスタスイツチ８ccにトリガ
信号を与えて所定期間オンさせる。これによりタ
イミングコンデンサ８ａの電圧は第２図ａに示す
様に瞬時にほぼ零まで降下し、従つてパルス幅変
調部１０は駆動信号発生回路１１にオフ命令を与
え、主トランジスタ３のベースから駆動信号を除
去する。

そして時刻t₂から主トランジスタ３の蓄積時間
経過後の時刻t₃で主トランジスタ３がターンオフ
すると、主トランジスタ３のオン期間中に主変成
器２に蓄えられた電磁エネルギによつて主変成器
２の各巻線N_i、N_p、N_cにはその黒点側を負、非
黒点側を正とするフライバツク電圧が誘起する。
従つてこの出力巻線N_pの電圧により整流器４は
順バイアスされて導通し、主変成器２のインダク
タンスに蓄積された電磁エネルギを平滑用コンデ
ンサ５及び負荷６に通流する（第２図ｄ）。一方、
時刻t₃で補助巻線N_cに誘起されたフライバツク電
圧とコンデンサ９ｂの図示極性の充電々圧とを加
算してなる合成電圧が禁止用トランジスタ９ｄを
順バイアスしてオンさせ、主変成器２の次のリセ
ツト完了時t₄まで禁止用トランジスタ９ｄをオン
状態に保持する。従つてタイミングコンデンサ８
ａの電圧は主変成器２の次のリセツト完了時t₄ま
でほぼ零に保持されるので、主変成器２がリセツ
トを完了するまで主トランジスタに駆動信号が印
加されることは皆無である。そして主変成器２の
リセツト時刻t₄の後の動作は前述動作を繰返す。

この様に動作するDC−DCコンバータにおい
て、その過電流保護機能は前記定常動作を拡張す
ることにより容易に説明される。

例えば入力電圧V_iが一定の状態で負荷が定格よ
りも重くなると、当然に負荷電圧が低下し、負荷
電圧制御系は負荷電圧を一定に保つべく主トラン
ジスタ３のオン時間を増大させる。主トランジス
タ３のコレクタ電流は負荷が重くなるにつれてそ
の傾きが一定のままピーク値と通流期間が増大
し、同様に整流器４を介して流れる電流も傾きが
一定のままそのピーク値と通流期間が増大する。
更に負荷が重くなる、例えば負荷短絡が生ずるこ
とにより、負荷電圧検出値V₂が第３図ａに示す
様に最大パルス幅設定電圧V₃よりも低下すると、
定電圧制御から外れて主トランジスタ３は予め決
められた設定値最大パルス幅で導通し、従つて主
トランジスタ３のターンオフ直前のコレクタ電流
は第３図ｃに示す様に最大ピーク値に達する。ま
た整流器４を介して流れる電流も第３図ｄに示す
様に予め決めた最大ピーク値に達し、整流器４の
導通期間（t′₃〜t′₄）、つまり主トランジスタのオ
フ期間T_pffが最長に至り、過電流保護が行われ
る。

つまり負荷短絡などが生じた場合には、出力巻
線N_pの両端の電圧は配線などのよる電圧降下を
無視すれば整流器４の順方向電圧降下V_Dにほぼ
等しい値となり、この回路によれば前述の様に主
変成器２のリセツト条件を常に満足すべく動作す
るので、入力巻線N_iに入力電圧V_iとほぼ等しい
電圧が印加されるとすると、 V_i・T_po／n_i≦V_D・T_pff／n_p ……(1) が成り立つ。

但し、T_po、T_pffは夫々主トランジスタ３のオ
ン期間、オフ期間 n_i、n_pは夫々入、出力巻線N_i、N_pの巻数であ
る。

ここでn_i＝_pであるとすれば、主トランジスタ
３のオフ期間T_pffは、 T_pff≧V_i／V_D・T_po ……(2) でほぼ表わされ、この式(2)においてV_i／V_Dは通
常かなり大きいので、負荷短絡時には主トランジ
スタ３のオフ期間T_pffは過電流保護を行うに足る
充分な長さになる。

また上述からも明らかな様に負荷短絡が発生し
た状態では第３図ｅに示す様に出力巻線N_p間の
電圧は非常に低くなるので、当に補助巻線N_c間
のフライバツク電圧も極めて低くなり、且つ主変
圧器２のリセツト完了直後、つまり整流器４の非
導通直後においては振動を生ずる場合が多いが、
本発明にあつては第３図ｆに示す様なコンデンサ
９ｂの充電々圧と補助巻線N_cのフライバツク電
圧との合成電圧で禁止用トランジスタ９ｄを駆動
しているので、補助巻線N_cの電圧が非常に小さ
く、且つ主変成器２の出力側で振動が生じたとし
ても、禁止用トランジスタ９ｄをリセツト開始時
点で確実にオンできると共に、コンデンサ９ｂの
放電時定数を適切に選定することによつて禁止用
トランジスタ９ｄのオン状態をリセツト完了時点
まで確実に保持できる。コンデンサ９ｂの放電時
定数は、負荷側が短絡した場合に主トランジスタ
３のオフ期間T_pffが最長になるので、この場合の
オフ期間T_pffに相当する期間中、禁止用トランジ
スタ９ｄをオン状態に維持し得る様にコンデンサ
９ｂの容量及び抵抗９ａの値が選定されるが、放
電時定数を大きくすると充電時定数も大きくなつ
てしまうので、必要な場合には鎖線で示す様に抵
抗９ａと並列にダイオードと小さい抵抗との直列
接続体を接続しても良い。

以上説明した様にこの実施例によれば、過電流
時には主半導体スイツチのオフ期間を充分に長く
して確実に過電流保護を行うことが出来るが、更
にこの実施例の重要な点は次に詳述する様に入力
電圧V_iの変動に拘らず電流垂下点を常に一定に維
持し得るという点にある。

比較信号発生部８において、抵抗８₀、定電圧
素子８ｊ、抵抗８ｐ，８ｇ及びダイオード８ｈを
介して入力電圧V_iの大きさに依存する電流が流
れ、従つてトランジスタ８ｅベース電流、更には
コレクタ電流も入力電圧V_iの変化に依存し、トラ
ンジスタ８ｄのベース電流、及びコレクタ電流も
入力電圧V_iの大きさに依存する。つまりタイミン
グコンデンサ８ａの充電々流は入力電圧V_iの値に
依存し、このことは比較信号V₁の傾斜が入力電
圧V_iに依存することを示している。また入力電圧
V_iを抵抗１０ｃと１０ｄとで分割して抵抗１０ｃ
の両端に現出さる最大パルス幅設定電圧V₃が入
力電圧V_iの大きさに依存することも容易に理解で
きる。第４図はこのことを示しており、比較信号
V_1a、V_1b及び最大パルス幅設定電圧V_3a、V_3bは
夫々入力電圧V_iの最低である場合、最高である場
合を示し、入力電圧V_iが低くなるにつれて比較信
号V₁の傾斜が緩やかになると共に最大パルス幅
設定電圧V₃も低くなる。ここで第４図に示す様
に入力電圧V_iが最大のときの比較信号V_1bと最大
パルス幅設定電圧V_3bとの交点に対応する電流垂
下点と、入力電圧V_iが最定のときの比較信号V_1a
と最大パルス幅設定電圧V_3aとの交点に対応する
電流垂下点とが等しく、また勿論、入力電圧V_iが
その最大と最低との間で変化する場合も比較信号
V₁と最大パルス幅設定電圧V₃との交点に対応す
る電流垂下点もほぼ前記垂下点と等しくなる様に
回路定数などが設定されている。つまり過電流状
態に至ると出力電圧検出信号のレベルV₂が最大
パルス幅設定電圧V₃より小さくなるが、入力電
圧V_iの変動に拘らずこの最大パルス幅設定電圧
V₃と比較信号V₁との交点がほぼ一定になる様に
夫々を自動的に可変せしめることがこの実施例の
特徴である。

この様にして本発明の実施例によれば、負荷電
流が垂下開始点の電流I_pcに達すると主半導体ス
イツチ３のオフ期間を長くして周波数を低下さ
せ、入力電圧V_iの変動に関係なく第５図Ａに示す
様に垂下開始点が一定の垂下特性を得ることが出
来るので、第５図Ｂに示す従来の垂下特性の様に
入力電圧V_iの変動によつて垂下開始点が点ａと点
ｂとの間で変動しないため、垂下点の設定ずれを
予め見込んで余裕を持たせる必要がなく、従つて
回路の利用効率の向上と小型化が可能になる。

次に第６図は本発明の他の一実施例を示す非絶
縁型の極性反転形チヨツパ回路を示し、入、出力
巻線兼用の第１の巻線N₁と補助巻線となる第２
の巻線N₂とを有するチヨーク１２を用いた点を
除いて原理的には第１図に示した実施例を同様で
あるのは説明を省略する。

次に第７図は本発明の一実施例に係るチヨツパ
形スイツチングレギユレータであり、チヨーク１
２の第１の巻線N₁が直流電源１及び負荷６の双
方に対し直列接続された点、及び主半導体スイツ
チ３のオン期間にチヨーク１２に蓄えられたエネ
ルギを主半導体スイツチ３のターンオフに伴い導
通して負荷６などを介して通流するフライホイー
ルダイオードとして作用する一方向性手段４′を
備えた点を除いて第６図に示した実施例とほぼ同
様であつて、入力電圧の変動に拘らず垂下開始点
が常に一定の過電流保護動作を行う。

以上述べた様に本発明の実施例によれば下記の
様な効果を奏する。

入力電圧の変動に拘らず、常に一定の過電流
垂下開始点でもつて過電流保護機能が働くの
で、回路に余裕を持たせる必要が無く、従つて
回路部品の利用効率の向上と小型化が充分可能
である。

抵抗などによつて電流を検出しておらないの
で損失が小さいことは勿論、回路構成が簡単に
なる。

変成器又はチヨークのリセツトを検出して過
電流保護を行うので、サージの様なノイズによ
つて過電流保護機能が働くことがないので、正
確な過電流保護が出来るのは勿論のこと、ノイ
ズか否かを判別するための遅れ要素を備える必
要がないので極めて応答の速い過電流保護を行
え、また高周波化が可能である。

比較信号の発生を禁止する禁止用半導体素子
を補助巻線の誘起電圧とコンデンサの充電々圧
との合成電圧で駆動しているので、負荷短絡の
場合でも充分に禁止用半導体素子をオン状態に
保持でき、従つて確実に負荷短絡の保護が行え
る。

主変成器又はチヨークのリセツトを確実に行
うことが出来るので、従来の様に最大の入力電
圧と主半導体スイツチの最長の導通期間との積
を満足すべく設計する必要がなく、本発明では
最小の入力電圧と主半導体スイツチの最長の導
通期間との積を満足する様に設計すれば良く、
従つて経済的であると共に小型軽量化が可能で
ある。

尚、以上の実施例では主半導体素子としてトラ
ンジスタを用いたが、GTO或いは他のサイリス
タでも勿論良い。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例に係る電力変換回路
を示す図、第２図及び第３図は夫々第１図に示し
た電力変換回路の各部の波形を示す図、第４図は
本発明を説明するための波形図、第５図Ａ及びＢ
は夫々本発明及び従来による電流垂下特性を示す
図、及び第６図、第７図は夫々本発明に係る他の
実施例を示す図である。 １……直流電源、２……主変成器、３……主半
導体スイツチ、４，４′……一方向性手段、５…
…平滑用コンデンサ、６……負荷、７……出力電
圧検出部、８……比較信号発生部、９……リセツ
ト監視部、１０……パルス幅制御部、１１……駆
動信号発生部、１２……チヨーク。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 少なくとも第１、第２の巻線を有するインダ
   クタンス装置と、 制御回路からの駆動信号により導通して直流電
   源から前記第１の巻線に電流を流す１個以上の半
   導体スイツチと、 該半導体スイツチのターンオフに伴い導通して
   前記主半導体スイツチの導通期間に前記インダク
   タンス装置に蓄えられたエネルギを負荷側へ通流
   する一向性素子と、 出力電圧検出信号と比較される比較信号を発生
   する比較信号発生部と、 を備えた電力変換回路において、 前記一方向性素子が導通している区間における
   前記インダクタンス装置の第２の巻線の誘起電圧
   がほぼ零に至るまで前記比較信号発生部が出力す
   る比較信号を低レベルに抑制するリセツト監視部
   と、 前記比較信号が前記直流電源からの入力電圧の
   変動により変化する最大パルス幅設定値より大き
   い場合に前記半導体スイツチをターンオフさせる
   パルス幅制御部と、 を備えることにより、入力電圧の変動にかかわら
   ず電流垂下点を安定ならしめたことを特徴とする
   電力変換回路。