JPS644698B2 - - Google Patents
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- JPS644698B2 JPS644698B2 JP3874282A JP3874282A JPS644698B2 JP S644698 B2 JPS644698 B2 JP S644698B2 JP 3874282 A JP3874282 A JP 3874282A JP 3874282 A JP3874282 A JP 3874282A JP S644698 B2 JPS644698 B2 JP S644698B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3809—Amplitude regulation arrangements
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
- H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
- H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は自動利得制御回路、とくに、たとえば
フアクシミリ信号などのデータ信号を受信して復
調する復調器を有する受信装置に適用する自動利
得制御回路に関するものである。
フアクシミリ信号などのデータ信号を受信して復
調する復調器を有する受信装置に適用する自動利
得制御回路に関するものである。
一般にこのような自動利得制御回路は、可変利
得増幅器と、その利得を制御する利得制御信号を
発生するループフイルタとを含み、自動利得制御
した出力信号を復調器に供給するものである。ル
ープフイルタは通常、可変利得増幅器の出力をた
とえば全波整流して基準値と比較することにより
形成される信号レベル誤差信号に基づいて一定の
ループ利得で利得制御信号を可変利得増幅器に供
給する。これによつて出力信号のレベルが安定化
される。
得増幅器と、その利得を制御する利得制御信号を
発生するループフイルタとを含み、自動利得制御
した出力信号を復調器に供給するものである。ル
ープフイルタは通常、可変利得増幅器の出力をた
とえば全波整流して基準値と比較することにより
形成される信号レベル誤差信号に基づいて一定の
ループ利得で利得制御信号を可変利得増幅器に供
給する。これによつて出力信号のレベルが安定化
される。
データ信号の受信装置では、データ信号の受信
に先立つて、たとえば国際電信電話諮問委員会
（CCITT）勧告V.27bis／terまたはV.29などに規
定された所定のトレーニングシーケンスを実行す
る。周知のようにこのトレーニングモードでは、
まず２値シンボルのオータネーシヨンおよびラン
ダム信号の受信から、次に多値シンボルのランダ
ム信号の受信に移行する。したがつて２値シンボ
ルから多値シンボルのモードに移行することによ
る伝送スペクトルの変化は回線特性の影響を受
け、その結果、受信信号のレベルが変動する。し
かし原理的に完全に等化された後の信号では変動
しないはずである。さらに多値シンボルの伝送で
はデータ受信モードも含めて、そのシンボルの伝
送パターンによつて受信信号のレベルが変動す
る。
に先立つて、たとえば国際電信電話諮問委員会
（CCITT）勧告V.27bis／terまたはV.29などに規
定された所定のトレーニングシーケンスを実行す
る。周知のようにこのトレーニングモードでは、
まず２値シンボルのオータネーシヨンおよびラン
ダム信号の受信から、次に多値シンボルのランダ
ム信号の受信に移行する。したがつて２値シンボ
ルから多値シンボルのモードに移行することによ
る伝送スペクトルの変化は回線特性の影響を受
け、その結果、受信信号のレベルが変動する。し
かし原理的に完全に等化された後の信号では変動
しないはずである。さらに多値シンボルの伝送で
はデータ受信モードも含めて、そのシンボルの伝
送パターンによつて受信信号のレベルが変動す
る。
この受信信号のレベル変動は実際の回線、とく
に電話回線においては、接続ごとに状況が異な
り、また時間的変化もあつて、ことに著しい。こ
のような回線特性の変動の他に、次のような原因
によつてもレベル変動が生ずる。たとえば多値シ
ンボル伝送において搬送波振幅が変化するたとえ
ば直交振幅変調方式などの振幅変調方式ではシン
ボルの伝送パターンが片寄ることによつてレベル
変動を生ずることがある。このレベル変動は、送
信端でデータをスクランブルしたり、受信装置に
含まれる自動利得制御回路のループフイルタの時
定数を十分に大きく設計することで、ある程度防
止することができるが、完全ではない。また、シ
ンボルの伝送パターンによつて送信レベルは変動
しないがスペクトル形状が変化する場合がある。
このような場合、一般に電話回線の周波数特性
（減衰特性）はかなり不均一であることが多く、
スペクトル形状の変化がこの不均一性の影響を受
けて受信信号のレベル変動として現われる。これ
もデータスクランブルやループフイルタの大きな
時定数によつて対処できるが、前述のようなトレ
ーニングシーケンスにおける２値シンボルから多
値シンボルへの移行には有効に即応できない。と
くに前述のCCITT勧告V.29では、トレーニング
シーケンスにおける２値シンボルのパターンが直
流成分を有し、一方、データモードの多値シンボ
ル伝送では事実上直流成分がなくなるので、大き
なスペクトルの変化を生じ、結果的には受信信号
のレベルが変動する。
に電話回線においては、接続ごとに状況が異な
り、また時間的変化もあつて、ことに著しい。こ
のような回線特性の変動の他に、次のような原因
によつてもレベル変動が生ずる。たとえば多値シ
ンボル伝送において搬送波振幅が変化するたとえ
ば直交振幅変調方式などの振幅変調方式ではシン
ボルの伝送パターンが片寄ることによつてレベル
変動を生ずることがある。このレベル変動は、送
信端でデータをスクランブルしたり、受信装置に
含まれる自動利得制御回路のループフイルタの時
定数を十分に大きく設計することで、ある程度防
止することができるが、完全ではない。また、シ
ンボルの伝送パターンによつて送信レベルは変動
しないがスペクトル形状が変化する場合がある。
このような場合、一般に電話回線の周波数特性
（減衰特性）はかなり不均一であることが多く、
スペクトル形状の変化がこの不均一性の影響を受
けて受信信号のレベル変動として現われる。これ
もデータスクランブルやループフイルタの大きな
時定数によつて対処できるが、前述のようなトレ
ーニングシーケンスにおける２値シンボルから多
値シンボルへの移行には有効に即応できない。と
くに前述のCCITT勧告V.29では、トレーニング
シーケンスにおける２値シンボルのパターンが直
流成分を有し、一方、データモードの多値シンボ
ル伝送では事実上直流成分がなくなるので、大き
なスペクトルの変化を生じ、結果的には受信信号
のレベルが変動する。
このように回線特性によつて受信信号のレベル
が変動することがあるが、自動等化器（自動適応
等化器とも称する）を有する復調器または変復調
器（MODEM）では自動等化器によつて回線特
性がほぼ完全に等化されるので、自動利得制御回
路はこの種の受信信号のレベル変動には応動せ
ず、一定の利得を保持することが望ましい。しか
し従来の自動利得制御回路ではこのような場合で
も受信信号のレベル変動に追従してこれを一定に
保持しようとするので、その結果として自動等化
器の出力レベルが一時的に変動することになる。
この変動は自動等化器が適応動作することで最終
的には自動等化器に吸収されることになるが、そ
れまでの期間、復調器全体の性能が一時的に劣化
し、とくにビツト誤り率が上昇することになる。
これはとくに、復調器の初期トレーニングの終了
後データモードに移行するときに生ずるが、復調
器の性能が完全な状態に復帰するまでにある程度
の時間を要することになる。したがつて実効的な
トレーニング期間が長くなる欠点がある。
が変動することがあるが、自動等化器（自動適応
等化器とも称する）を有する復調器または変復調
器（MODEM）では自動等化器によつて回線特
性がほぼ完全に等化されるので、自動利得制御回
路はこの種の受信信号のレベル変動には応動せ
ず、一定の利得を保持することが望ましい。しか
し従来の自動利得制御回路ではこのような場合で
も受信信号のレベル変動に追従してこれを一定に
保持しようとするので、その結果として自動等化
器の出力レベルが一時的に変動することになる。
この変動は自動等化器が適応動作することで最終
的には自動等化器に吸収されることになるが、そ
れまでの期間、復調器全体の性能が一時的に劣化
し、とくにビツト誤り率が上昇することになる。
これはとくに、復調器の初期トレーニングの終了
後データモードに移行するときに生ずるが、復調
器の性能が完全な状態に復帰するまでにある程度
の時間を要することになる。したがつて実効的な
トレーニング期間が長くなる欠点がある。
本発明はこのような従来技術の欠点を解消し、
回線特性やシンボルの伝送パターンに影響されな
い自動利得制御回路を提供することを目的とす
る。
回線特性やシンボルの伝送パターンに影響されな
い自動利得制御回路を提供することを目的とす
る。
具体的には、本発明は、復調器のトレーニング
シーケンスにおいて２値シンボルから多値シンボ
ルに移行する際のスペクトル変化の影響がなく、
データ受信モードにおいてはシンボルの伝送パタ
ーンによる依存性のない自動利得制御回路を提供
することを目的とする。
シーケンスにおいて２値シンボルから多値シンボ
ルに移行する際のスペクトル変化の影響がなく、
データ受信モードにおいてはシンボルの伝送パタ
ーンによる依存性のない自動利得制御回路を提供
することを目的とする。
これらの目的は次のような本発明による自動利
得制御回路によつて達成される。すなわちこの回
路は、自動等化器の中央タツプ利得に基づいて可
変利得増幅器の利得誤差を表わす第１の信号を発
生する第１の誤差検出回路を含み、ループフイル
タは第１の信号に応じた利得制御信号を可変利得
増幅器に供給し、これによつて出力信号のレベル
を安定化する。
得制御回路によつて達成される。すなわちこの回
路は、自動等化器の中央タツプ利得に基づいて可
変利得増幅器の利得誤差を表わす第１の信号を発
生する第１の誤差検出回路を含み、ループフイル
タは第１の信号に応じた利得制御信号を可変利得
増幅器に供給し、これによつて出力信号のレベル
を安定化する。
またこの自動利得制御回路は、第１の誤差検出
回路の他に、出力信号のレベルの誤差を表わす第
２の信号を発生する第２の誤差検出回路と、第１
および第２の状態を択一的にとり、自動等化器の
トレーニング期間における所定の時点に応動して
第１の状態から第２の状態に遷移する切換手段と
を含み、この切換手段は、第１の状態にあつては
第２の誤差検出回路をループフイルタに接続して
第２の信号をこれに供給し、第２の状態にあつて
は第１の誤差検出回路をループフイルタに接続し
て第１の信号をこれに供給し、ループフイルタは
第２の信号に応じて高いループ利得で、また第１
の信号に応じて低いループ利得で利得制御信号を
可変利得増幅器に供給する。
回路の他に、出力信号のレベルの誤差を表わす第
２の信号を発生する第２の誤差検出回路と、第１
および第２の状態を択一的にとり、自動等化器の
トレーニング期間における所定の時点に応動して
第１の状態から第２の状態に遷移する切換手段と
を含み、この切換手段は、第１の状態にあつては
第２の誤差検出回路をループフイルタに接続して
第２の信号をこれに供給し、第２の状態にあつて
は第１の誤差検出回路をループフイルタに接続し
て第１の信号をこれに供給し、ループフイルタは
第２の信号に応じて高いループ利得で、また第１
の信号に応じて低いループ利得で利得制御信号を
可変利得増幅器に供給する。
次に添付図面を参照して本発明による自動利得
制御回路の実施例を詳細に説明する。
制御回路の実施例を詳細に説明する。
第１図は本発明による自動利得制御回路を、た
とえばフアクシミリ信号などの信号の復調器を含
む受信装置に適用した例を示す。同図において、
この受信装置は、回線からフアクシミリ信号など
のライン信号を受信する端子１０に接続された帯
域フイルタBPFを有し、これはライン信号に含
まれる不要帯域内の雑音を除去してリード１２に
出力する。
とえばフアクシミリ信号などの信号の復調器を含
む受信装置に適用した例を示す。同図において、
この受信装置は、回線からフアクシミリ信号など
のライン信号を受信する端子１０に接続された帯
域フイルタBPFを有し、これはライン信号に含
まれる不要帯域内の雑音を除去してリード１２に
出力する。
リード１２には本発明による自動利得制御回路
AGCが接続され、これはレベルが不定のリード
１２における入力信号Ａをレベルが一定の出力信
号Ｂにしてリード１４に出力する回路である。
AGCが接続され、これはレベルが不定のリード
１２における入力信号Ａをレベルが一定の出力信
号Ｂにしてリード１４に出力する回路である。
リード１４は乗算器MLTIの一方の入力に与え
られ、その他方の入力１６には搬送波発振器
OSCが接続されている。乗算器MLTIの出力１８
には低域フイルタLPFが接続され、その出力２
０は自動等化器AAEに接続されている。搬送波
発振器OSCは受信したライン信号の搬送波ej〓ct
と位相がΘだけずれた搬送波ej（ωcｔ＋Θ）を発
生し、乗算器MLTIおよびフイルタLPFとあいま
つて、たとえば直交振幅変調されているリード１
４の信号Ｂを基底帯域信号rkに復調する。自動等
化器AAEはライン信号を受信した回線の特性に
自動的に適応し、等化する等化器である。
られ、その他方の入力１６には搬送波発振器
OSCが接続されている。乗算器MLTIの出力１８
には低域フイルタLPFが接続され、その出力２
０は自動等化器AAEに接続されている。搬送波
発振器OSCは受信したライン信号の搬送波ej〓ct
と位相がΘだけずれた搬送波ej（ωcｔ＋Θ）を発
生し、乗算器MLTIおよびフイルタLPFとあいま
つて、たとえば直交振幅変調されているリード１
４の信号Ｂを基底帯域信号rkに復調する。自動等
化器AAEはライン信号を受信した回線の特性に
自動的に適応し、等化する等化器である。
等化器AAEの出力２２は量子化器QZに接続さ
れ、後者は等化器AAEの出力ykからライン信号
中に含まれるシンボルを判定し、量子化する。
れ、後者は等化器AAEの出力ykからライン信号
中に含まれるシンボルを判定し、量子化する。
等化器AAEの出力２２および量子化器QZの出
力２４は減算器SUBIに入力され、これはリード
２２の信号ykとリード２４の信号a^kとの差信号ek
をリード２６に出力し、これを等化器AAEに入
力する。これは等化器AAEの収束に利用される。
力２４は減算器SUBIに入力され、これはリード
２２の信号ykとリード２４の信号a^kとの差信号ek
をリード２６に出力し、これを等化器AAEに入
力する。これは等化器AAEの収束に利用される。
ところでこの実施例では回線から端子１０に受
信される信号は、送信端においてたとえばスクラ
ンブルされ、差分符号化され、直交振幅変調され
た信号である。すなわち、たとえばフアクシミリ
信号などのデータ信号をシンボルの伝送パターン
に片寄りがないように平均化、ランダム化して、
スクランブルされたビツト流を形成し、次に搬送
波位相のあいまいさを除去するためにビツト流の
位相成分を差分符号化する。次にこれを低域フイ
ルタを通過させてシンボルの周波数スペクトルを
整形し、この基底帯域信号によつて周波数fc（fc＝
ωc／2π）の搬送波ej〓ctを変調し、帯域フイルタ
または低域フイルタによつて不要帯域の周波数成
分が除去され、回線に送出される。なお変調方式
は、たとえば１次元または２次元の振幅変調であ
つてよく、また、２次元変調方式の位相変調方式
をとることもできる。
信される信号は、送信端においてたとえばスクラ
ンブルされ、差分符号化され、直交振幅変調され
た信号である。すなわち、たとえばフアクシミリ
信号などのデータ信号をシンボルの伝送パターン
に片寄りがないように平均化、ランダム化して、
スクランブルされたビツト流を形成し、次に搬送
波位相のあいまいさを除去するためにビツト流の
位相成分を差分符号化する。次にこれを低域フイ
ルタを通過させてシンボルの周波数スペクトルを
整形し、この基底帯域信号によつて周波数fc（fc＝
ωc／2π）の搬送波ej〓ctを変調し、帯域フイルタ
または低域フイルタによつて不要帯域の周波数成
分が除去され、回線に送出される。なお変調方式
は、たとえば１次元または２次元の振幅変調であ
つてよく、また、２次元変調方式の位相変調方式
をとることもできる。
このように端子１０の受信信号は差分符号化お
よびスクランブルされているので、第１図に示す
受信装置では差分復号器DDおよびデスクランブ
ラDSが設けられている。差分復号器DDは量子化
された信号a^kに含まれるシンボルからビツト流を
形成する。その出力２８はデスクランブラDSに
接続され、デスクランブラDSは送信端における
スクランブラと逆の関数を有し、リード２８のビ
ツト流からデータ信号を復元し、出力端子３０に
出力する。
よびスクランブルされているので、第１図に示す
受信装置では差分復号器DDおよびデスクランブ
ラDSが設けられている。差分復号器DDは量子化
された信号a^kに含まれるシンボルからビツト流を
形成する。その出力２８はデスクランブラDSに
接続され、デスクランブラDSは送信端における
スクランブラと逆の関数を有し、リード２８のビ
ツト流からデータ信号を復元し、出力端子３０に
出力する。
ところで従来の自動利得制御回路は一般にたと
えば第２図に示すような構成となつている。周知
のように自動利得制御回路は、可変利得増幅器
VGAと、信号レベル誤差検出器１００と、ルー
プフイルタ１０２とで構成される。信号レベル誤
差検出器１００は、全波整流器FWR、およびそ
の出力と基準レベルREFとの差を発生する減算
器SUB２を有する。全波整流器FWRの代りに、
自乗回路、半波整流器またはピーク検出器を用い
てもよい。減算器SUB２の出力１０４には信号
レベル誤差が出力され、これはループフイルタ１
０２の乗算器MLT２に入力される。ループフイ
ルタ１０２はこの乗算器MLT２の他に積分器IG
も有する。
えば第２図に示すような構成となつている。周知
のように自動利得制御回路は、可変利得増幅器
VGAと、信号レベル誤差検出器１００と、ルー
プフイルタ１０２とで構成される。信号レベル誤
差検出器１００は、全波整流器FWR、およびそ
の出力と基準レベルREFとの差を発生する減算
器SUB２を有する。全波整流器FWRの代りに、
自乗回路、半波整流器またはピーク検出器を用い
てもよい。減算器SUB２の出力１０４には信号
レベル誤差が出力され、これはループフイルタ１
０２の乗算器MLT２に入力される。ループフイ
ルタ１０２はこの乗算器MLT２の他に積分器IG
も有する。
積分器IGが１次系の場合その演算は、ラプラ
ス演算子をｓ、時定数をＴとすると、第３図Ａの
等価回路に示すように１／sTで表わされ、乗算
器MLT２に与えられるループ利得をαとすると、
ループフイルタ１０２の伝達関数は同図Ｂの等価
回路に示すように１／ｓ（Ｔ／α）となる。した
がつてループフイルタ１０２の時定数は等価的に
ループ利得αに反比例するとみることができる。
したがつてループ利得αの大きい自動利得制御回
路を使用すればその時定数が小さいので応答が迅
速になり、その逆にすれば応答が緩慢となる。
ス演算子をｓ、時定数をＴとすると、第３図Ａの
等価回路に示すように１／sTで表わされ、乗算
器MLT２に与えられるループ利得をαとすると、
ループフイルタ１０２の伝達関数は同図Ｂの等価
回路に示すように１／ｓ（Ｔ／α）となる。した
がつてループフイルタ１０２の時定数は等価的に
ループ利得αに反比例するとみることができる。
したがつてループ利得αの大きい自動利得制御回
路を使用すればその時定数が小さいので応答が迅
速になり、その逆にすれば応答が緩慢となる。
ところで、自動等化器AAEは、回線歪みのみ
ならず、タイミング検出のサンプル位相誤差、搬
送波検出の位相誤差および自動利得制御回路
AGCの利得誤差をも吸収することができる。本
発明によれば、自動利得制御回路AGCの利得誤
差は等化器AAEのタツプ利得より求める。
ならず、タイミング検出のサンプル位相誤差、搬
送波検出の位相誤差および自動利得制御回路
AGCの利得誤差をも吸収することができる。本
発明によれば、自動利得制御回路AGCの利得誤
差は等化器AAEのタツプ利得より求める。
かりに利得制御回路AGCの利得が何らかの原
因により上昇したとすると、信号Ｂおよびrkのレ
ベルが上昇し、等化器AAEの出力ykのレベルも
上昇する。そこで差信号ekによつて等化器AAE
のタツプ利得が修正され、各タツプの利得の絶対
値がそれぞれ下がる。これによつて等化器AAE
の出力信号ykのレベルが元のレベルまで減少す
る。この逆の場合も同様にして、等化器AAEの
各タツプの利得の絶対値が上昇し、信号ykのレベ
ルは元のレベルまで増加する。
因により上昇したとすると、信号Ｂおよびrkのレ
ベルが上昇し、等化器AAEの出力ykのレベルも
上昇する。そこで差信号ekによつて等化器AAE
のタツプ利得が修正され、各タツプの利得の絶対
値がそれぞれ下がる。これによつて等化器AAE
の出力信号ykのレベルが元のレベルまで減少す
る。この逆の場合も同様にして、等化器AAEの
各タツプの利得の絶対値が上昇し、信号ykのレベ
ルは元のレベルまで増加する。
一般的な回線特性の場合、等化器AAEのタツ
プ利得は、中央タツプの利得Cpの絶対値が最大
で、中央タツプから離れるに従つて各タツプの利
得は急激に絶対値が減少することがよく知られて
いる。また中央タツプ利得Cpは回線特性にはあま
り左右されない。そこで自動等化器AAEの中央
タツプ利得の絶対値によつて自動利得制御回路
AGCの利得誤差を求めることができる。等化器
AAEは、利得制御回路AGCの利得が増大すれば
中央タツプ利得の絶対値｜Cp｜を小さくし、利得
が減少すれば｜Cp｜を大きくする。
プ利得は、中央タツプの利得Cpの絶対値が最大
で、中央タツプから離れるに従つて各タツプの利
得は急激に絶対値が減少することがよく知られて
いる。また中央タツプ利得Cpは回線特性にはあま
り左右されない。そこで自動等化器AAEの中央
タツプ利得の絶対値によつて自動利得制御回路
AGCの利得誤差を求めることができる。等化器
AAEは、利得制御回路AGCの利得が増大すれば
中央タツプ利得の絶対値｜Cp｜を小さくし、利得
が減少すれば｜Cp｜を大きくする。
本発明によれば、自動等化器AAEからリード
３４によつて自動利得制御回路AGCに供給され
る中央タツプ利得Cpを表わす信号に基づいて自動
利得制御回路AGCの自動利得制御が行なわれ、
利得誤差は等化器AAEの中央タツプ利得Cpから
算出される。これによつて結果的には｜Cp｜が一
定に保たれる。
３４によつて自動利得制御回路AGCに供給され
る中央タツプ利得Cpを表わす信号に基づいて自動
利得制御回路AGCの自動利得制御が行なわれ、
利得誤差は等化器AAEの中央タツプ利得Cpから
算出される。これによつて結果的には｜Cp｜が一
定に保たれる。
自動等化器AAEの中央タツプ利得Cpによつて
自動利得制御を行なう自動利得制御回路の実施例
を第４図に示す。この自動利得制御回路AGCは、
可変利得増幅器VGAと、増幅率誤差検出器２０
０と、ループフイルタ２０２とを有する。ループ
フイルタ２００はアキユミユレータGAINと、減
算器SUB５１と、乗算器MLT５１とを有し、１
次の積分回路として機能する。増幅率誤差検出器
２００は図示のように２つの乗算器MLT５３お
よびMLT５４、加算器ADD５１、ならびに減算
器SUB52からなる。
自動利得制御を行なう自動利得制御回路の実施例
を第４図に示す。この自動利得制御回路AGCは、
可変利得増幅器VGAと、増幅率誤差検出器２０
０と、ループフイルタ２０２とを有する。ループ
フイルタ２００はアキユミユレータGAINと、減
算器SUB５１と、乗算器MLT５１とを有し、１
次の積分回路として機能する。増幅率誤差検出器
２００は図示のように２つの乗算器MLT５３お
よびMLT５４、加算器ADD５１、ならびに減算
器SUB52からなる。
増幅率誤差検出器２００は、自動等化器AAE
からリード３４によつて中央タツプ利得Cpを受信
する。これは第４図に示すように、リード３４ａ
では中央タツプ利得の実数部Re（Cp）を、リード
３４ｂでは同虚数部Im（Cp）を受ける。リード３
４ａおよび３４ｂはそれぞれ乗算器MLT５３お
よびMLT５４の２つの入力に供給され、両乗算
器の出力２０４および２０６が加算器ADD５１
の２つの入力に供給されているので、加算器
ADD５１の出力２０８には中央タツプ利得の絶
対値の平方｜Cp｜2が出力される。減算器SUB５
２はこれと基準値REFOとの差を表わす増幅率誤
差信号GEをリード２１０に出力する。
からリード３４によつて中央タツプ利得Cpを受信
する。これは第４図に示すように、リード３４ａ
では中央タツプ利得の実数部Re（Cp）を、リード
３４ｂでは同虚数部Im（Cp）を受ける。リード３
４ａおよび３４ｂはそれぞれ乗算器MLT５３お
よびMLT５４の２つの入力に供給され、両乗算
器の出力２０４および２０６が加算器ADD５１
の２つの入力に供給されているので、加算器
ADD５１の出力２０８には中央タツプ利得の絶
対値の平方｜Cp｜2が出力される。減算器SUB５
２はこれと基準値REFOとの差を表わす増幅率誤
差信号GEをリード２１０に出力する。
誤差信号GEは乗算器MLT５１の一方の入力に
供給され、その他方の入力２１２にはループ利得
αpが供給される。乗算器MLT５１の出力２１４
は減算器SUB５１に接続され、減算器SUB５１
の出力２１６はアキユミユレータGAINに接続さ
れている。アキユミユレータGAINの出力２１８
は可変利得増幅器VGAに入力されるとともに減
算器SUB５１にも帰還されている。
供給され、その他方の入力２１２にはループ利得
αpが供給される。乗算器MLT５１の出力２１４
は減算器SUB５１に接続され、減算器SUB５１
の出力２１６はアキユミユレータGAINに接続さ
れている。アキユミユレータGAINの出力２１８
は可変利得増幅器VGAに入力されるとともに減
算器SUB５１にも帰還されている。
アキユミユレータGAINのレベルが理想的な値
（目標値）をとつていると、等化器AAEの中央タ
ツプ利得Cpは｜Cp｜2＝REFOとなつているので、
誤差信号GEは０である。したがつて系はこの状
態を保持する。アキユミユレータGAINの出力レ
ベルが理想値より大きいと、可変利得増幅器
VGAの増幅率が大きくなり、自動等化器AAEは
これを吸収すなわち等化すべくタツプ利得を変化
させる。これによつて｜Cp｜2が基準値REFOよ
り小さくなり、GEは正の値をとる。この正の値
のGEは乗算器MLT５１によつてループ利得αpを
乗算され、減算器SUB５１によつてアキユミユ
レータGAINの出力レベルから減算されるので、
その結果としてアキユミユレータGAINの出力レ
ベルが減少し、理想値に近づく。また、アキユミ
ユレータGAINの出力レベルが理想値より小さい
場合はこれと逆の動作をしてGEが負となり、ア
キユミユレータGAINの出力レベルが増大し、理
想値に近づく。
（目標値）をとつていると、等化器AAEの中央タ
ツプ利得Cpは｜Cp｜2＝REFOとなつているので、
誤差信号GEは０である。したがつて系はこの状
態を保持する。アキユミユレータGAINの出力レ
ベルが理想値より大きいと、可変利得増幅器
VGAの増幅率が大きくなり、自動等化器AAEは
これを吸収すなわち等化すべくタツプ利得を変化
させる。これによつて｜Cp｜2が基準値REFOよ
り小さくなり、GEは正の値をとる。この正の値
のGEは乗算器MLT５１によつてループ利得αpを
乗算され、減算器SUB５１によつてアキユミユ
レータGAINの出力レベルから減算されるので、
その結果としてアキユミユレータGAINの出力レ
ベルが減少し、理想値に近づく。また、アキユミ
ユレータGAINの出力レベルが理想値より小さい
場合はこれと逆の動作をしてGEが負となり、ア
キユミユレータGAINの出力レベルが増大し、理
想値に近づく。
第４図に示す自動利得制御回路AGCは、これ
までの説明からわかるように自動利得制御の帰還
ループに低域フイルタLPFおよび自動等化器
AAEを含み（第１図）、これらの要素は比較的大
きな遅延を有する。この帰還ループは比較的安定
性を必要とするので、ループ利得を大きくするこ
とは困難である。このことは、一般に復調器では
データ受信モードにおける自動利得制御の時定数
は大きい方が望ましいという要求と一致する。し
かし、復調器の初期トレーニングモードでは、入
力信号Ａのレベルが不定でその範囲も広い。しか
も短時間のうちに入力信号レベルに追従すること
が要求されるので、自動利得制御の時定数はトレ
ーニングの最初の段階では小さい方が望ましい。
までの説明からわかるように自動利得制御の帰還
ループに低域フイルタLPFおよび自動等化器
AAEを含み（第１図）、これらの要素は比較的大
きな遅延を有する。この帰還ループは比較的安定
性を必要とするので、ループ利得を大きくするこ
とは困難である。このことは、一般に復調器では
データ受信モードにおける自動利得制御の時定数
は大きい方が望ましいという要求と一致する。し
かし、復調器の初期トレーニングモードでは、入
力信号Ａのレベルが不定でその範囲も広い。しか
も短時間のうちに入力信号レベルに追従すること
が要求されるので、自動利得制御の時定数はトレ
ーニングの最初の段階では小さい方が望ましい。
この要求を満たす本発明による自動利得制御回
路AGCの実施例を第５図を参照して説明する。
同図において第４図の回路と同様の構全要素は同
じ参照符号で示す。この回路は、第４図と同様の
増幅率誤差検出器２００の他に、信号レベル誤差
検出器３００、ループフイルタ３０２、ならびに
セレクタSEL１およびSEL２を有する。また受信
信号Ａの入力回路にアナログ．デイジタル変換器
ADCが設けられており、これはアナログ信号Ａ
をそれに対応するデイジタル信号Ａ１に変換して
装置内の各回路に供給する。これは、装置内の各
回路がデイジタル回路で実現するに適した機能を
備えているので、この実施例では各回路がデイジ
タル素子で具体化されているためである。したが
つてアナログ回路で実現する場合は変換器ADC
は不要である。
路AGCの実施例を第５図を参照して説明する。
同図において第４図の回路と同様の構全要素は同
じ参照符号で示す。この回路は、第４図と同様の
増幅率誤差検出器２００の他に、信号レベル誤差
検出器３００、ループフイルタ３０２、ならびに
セレクタSEL１およびSEL２を有する。また受信
信号Ａの入力回路にアナログ．デイジタル変換器
ADCが設けられており、これはアナログ信号Ａ
をそれに対応するデイジタル信号Ａ１に変換して
装置内の各回路に供給する。これは、装置内の各
回路がデイジタル回路で実現するに適した機能を
備えているので、この実施例では各回路がデイジ
タル素子で具体化されているためである。したが
つてアナログ回路で実現する場合は変換器ADC
は不要である。
信号レベル誤差検出器３００は乗算器MLT６
５と、減算器SUB６３とを有し、可変利得増幅
器VGAの出力１４がその２つの入力に接続され、
出力３０４は減算器SUB６３の一方の入力に接
続されている。減算器SUB６３の他方の入力に
は基準レベルREF１が供給される。
５と、減算器SUB６３とを有し、可変利得増幅
器VGAの出力１４がその２つの入力に接続され、
出力３０４は減算器SUB６３の一方の入力に接
続されている。減算器SUB６３の他方の入力に
は基準レベルREF１が供給される。
減算器SUB６３の出力３０６はセレクタSEL
１の接接点１に接続され、接点０には増幅器誤差
検出器２００の出力２０８が接続されている。セ
レクタSEL１の切換アームはリード３０８によつ
てループフイルタ３０２の乗算器MLT５１の入
力に接続されている。乗算器MLT５１の他方の
入力２１２はセレクタSEL２２の切換アームに接
続され、そのセレクタの接点０にはループ利得α
１が、接点０には同α0が供給される。これらの
ループ利得は、α1がα0に対しして十分大きくな
るように設定されている。
１の接接点１に接続され、接点０には増幅器誤差
検出器２００の出力２０８が接続されている。セ
レクタSEL１の切換アームはリード３０８によつ
てループフイルタ３０２の乗算器MLT５１の入
力に接続されている。乗算器MLT５１の他方の
入力２１２はセレクタSEL２２の切換アームに接
続され、そのセレクタの接点０にはループ利得α
１が、接点０には同α0が供給される。これらの
ループ利得は、α1がα0に対しして十分大きくな
るように設定されている。
ループフイルタ３０２は、乗算器MLT５１と
減算器SUB５１との間に乗算器MLT６６が接続
され、これにもアキユミユレータGAINの出力２
１８が供給される点以外は第４図のループフイル
タ２０２と同様の機能を有する。
減算器SUB５１との間に乗算器MLT６６が接続
され、これにもアキユミユレータGAINの出力２
１８が供給される点以外は第４図のループフイル
タ２０２と同様の機能を有する。
２つのセレクタSEL１およびSEL２は、図示せ
ざる搬送波検出器から供給される信号INITIAL
によつて制御される。信号INITIALは、復調器
のトレーニングシーケンスの最初の段階では搬送
波検出によつて論理「１」の状態をとり、搬送波
検出器がトレーニングシーケンスにおける信号に
含まれる搬送波を検出後、所定の時間を経過する
と論理「０」の状態をとり、等化器AAEのタツ
プ利得の収束動作が行なわれ始める。
ざる搬送波検出器から供給される信号INITIAL
によつて制御される。信号INITIALは、復調器
のトレーニングシーケンスの最初の段階では搬送
波検出によつて論理「１」の状態をとり、搬送波
検出器がトレーニングシーケンスにおける信号に
含まれる搬送波を検出後、所定の時間を経過する
と論理「０」の状態をとり、等化器AAEのタツ
プ利得の収束動作が行なわれ始める。
信号INITIALが論理「１」のとき、すなわち
トレーニングモードの最初の段階では、本発明に
よれば、セレクタSEL０およびSEL１がそれぞれ
接点１の側に切り換えられている。したがつてこ
の状態では、第２図について前述したのと同様
に、リード１４の信号Ｂが乗算器MLT６５で２
乗され、基準レベルREF１との差を表わす信号
レベル誤差信号が減衰器SUB６３によつてリー
ド３０６、セレクタSEL１を通してループフイル
タ３０２の乗算器MLT５１に供給される。この
ときセレクタSEL２によつて乗算器MLT５１の
他方の入力２１２には大きい方のループ利得α１
が供給されている。したがつて前に説明したよう
にこのループフイルタ３０２の時定数はこのとき
十分に小さくなり、トレーニングシーケンスにお
いて搬送波が入力端子１０に初めて到来したとき
に迅速に自動利得制御を追従させることができ
る。次に、図示せざる搬送波検出器がこの搬送波
を検出すると、所定の時間後、信号INITIALが
論理０になるので、セレクタSEL０およびSEL１
はそれぞれ接点０の側に切り換わる。そこでルー
プフイルタ３０２の乗算器MLT５１は、入力３
０８がセレクタSEL１を介して増幅率誤差検出器
２００の出力２０８に、また入力２１２はセレク
タSEL０を介して小さい方のループ利得α０にそ
れぞれ接続される。したがつて第４図の実施例に
ついて説明したのと同様の動作が行なわれ、等化
器AAEの中央タツプ利得Cpに基づいて可変利得
増幅器VGAのの増幅率を制御する。
トレーニングモードの最初の段階では、本発明に
よれば、セレクタSEL０およびSEL１がそれぞれ
接点１の側に切り換えられている。したがつてこ
の状態では、第２図について前述したのと同様
に、リード１４の信号Ｂが乗算器MLT６５で２
乗され、基準レベルREF１との差を表わす信号
レベル誤差信号が減衰器SUB６３によつてリー
ド３０６、セレクタSEL１を通してループフイル
タ３０２の乗算器MLT５１に供給される。この
ときセレクタSEL２によつて乗算器MLT５１の
他方の入力２１２には大きい方のループ利得α１
が供給されている。したがつて前に説明したよう
にこのループフイルタ３０２の時定数はこのとき
十分に小さくなり、トレーニングシーケンスにお
いて搬送波が入力端子１０に初めて到来したとき
に迅速に自動利得制御を追従させることができ
る。次に、図示せざる搬送波検出器がこの搬送波
を検出すると、所定の時間後、信号INITIALが
論理０になるので、セレクタSEL０およびSEL１
はそれぞれ接点０の側に切り換わる。そこでルー
プフイルタ３０２の乗算器MLT５１は、入力３
０８がセレクタSEL１を介して増幅率誤差検出器
２００の出力２０８に、また入力２１２はセレク
タSEL０を介して小さい方のループ利得α０にそ
れぞれ接続される。したがつて第４図の実施例に
ついて説明したのと同様の動作が行なわれ、等化
器AAEの中央タツプ利得Cpに基づいて可変利得
増幅器VGAのの増幅率を制御する。
このような利得調整は一般に非常に大きな範囲
にわたり、たとえば電話回線用の復調器では
40dB以上を必要とすることがある。そこでアキ
ユミユレータGAINの出力レベルおよびアナロ
グ・デイジタル変換器ADCの出力Ａ１を浮動点
形式で表現することがよいこともある。第５図の
ループフイルタ３０２に乗算器MLT６６が設け
られているのは、いかなる入力信号レベルでもこ
の自動利得制御ループを同一条件下で動作させる
ためである。
にわたり、たとえば電話回線用の復調器では
40dB以上を必要とすることがある。そこでアキ
ユミユレータGAINの出力レベルおよびアナロ
グ・デイジタル変換器ADCの出力Ａ１を浮動点
形式で表現することがよいこともある。第５図の
ループフイルタ３０２に乗算器MLT６６が設け
られているのは、いかなる入力信号レベルでもこ
の自動利得制御ループを同一条件下で動作させる
ためである。
第４図および第５図に示す実施例では、増幅率
誤差検出器２００の減算器SUB５２の入力とし
て等化器AAEの中央タツプ利得の絶対値の平方
｜Cp｜2が用いられているが、この代りに｜Cp｜
を用いてもよく、その場合、減算器SUB５２の
他方の入力に与えられる基準レベルは当然、
REF０とは異なる値REF０１が用いられる。ま
た、自動等化器AAEにおいて、搬送波位相検出
として中央タツプ利得の虚数部Im（Cp）が０とな
り、かつその実数部Re（Cp）が正となるように搬
送波位相を制御する構成する場合は、中央タツプ
利得の虚数部を搬送波位相誤差信号PE（第１図）
として利用することができる。その場合、第４図
および第５図の増幅率誤差検出器２００は乗算器
MLT５３およびMLT５４、ならびに加算器
ADD５１は省略してもよい。すなわち減算器
SUB５２はRe（Co）とREF０１との差を表わす
信号を増幅率誤差信号GEとしてリード２０８に
出力する。したがつてRe（Cp）＝REF０１となる
ように自動利得制御が行なわれる。
誤差検出器２００の減算器SUB５２の入力とし
て等化器AAEの中央タツプ利得の絶対値の平方
｜Cp｜2が用いられているが、この代りに｜Cp｜
を用いてもよく、その場合、減算器SUB５２の
他方の入力に与えられる基準レベルは当然、
REF０とは異なる値REF０１が用いられる。ま
た、自動等化器AAEにおいて、搬送波位相検出
として中央タツプ利得の虚数部Im（Cp）が０とな
り、かつその実数部Re（Cp）が正となるように搬
送波位相を制御する構成する場合は、中央タツプ
利得の虚数部を搬送波位相誤差信号PE（第１図）
として利用することができる。その場合、第４図
および第５図の増幅率誤差検出器２００は乗算器
MLT５３およびMLT５４、ならびに加算器
ADD５１は省略してもよい。すなわち減算器
SUB５２はRe（Co）とREF０１との差を表わす
信号を増幅率誤差信号GEとしてリード２０８に
出力する。したがつてRe（Cp）＝REF０１となる
ように自動利得制御が行なわれる。
本発明による自動利得制御回路ははこのように
構成したことにより、伝送シンボルのパターンに
よつて入力信号の平均レベルが変動してもこれに
応動せず、回線の減衰量の変化にのみ追従する。
また、復調器のトレーニングシーケンスにおい
て、２値シンボル伝送からデータモードの多値シ
ンボル伝送に移行した際の入力信号の平均レベル
の回線特性による変動に対しても応動しない。し
たがつて、トレーニングシーケンスが終了後直ち
に時定数の大きい安定した自動利得制御を行な
い、十分に低いビツト誤り率を達成することがで
きる。このため、本発明は非常に短い実効的なト
レーニング時間を要求される変復調器
（MODEM）にはとくに有効に適用することがで
きる。
構成したことにより、伝送シンボルのパターンに
よつて入力信号の平均レベルが変動してもこれに
応動せず、回線の減衰量の変化にのみ追従する。
また、復調器のトレーニングシーケンスにおい
て、２値シンボル伝送からデータモードの多値シ
ンボル伝送に移行した際の入力信号の平均レベル
の回線特性による変動に対しても応動しない。し
たがつて、トレーニングシーケンスが終了後直ち
に時定数の大きい安定した自動利得制御を行な
い、十分に低いビツト誤り率を達成することがで
きる。このため、本発明は非常に短い実効的なト
レーニング時間を要求される変復調器
（MODEM）にはとくに有効に適用することがで
きる。
自動等化器のタツプ数を可変とする方式、すな
わち、トレーニングシーケンスの初期においては
中央タツプとその近傍のタツプのみをアクテテイ
ブとして自動利得制御ループの遅延を減少し、ル
ープ利得を若干向上させ、時定数を小さくする方
式の自動等化器にも本発明による自動利得制御回
路を効果的に組み合わせることができ、これによ
つて初期トレーニングにおける収束、すなわち自
動等化、タイミング抽出、キヤリア検出および自
動利得制御が高速で行なわれる。
わち、トレーニングシーケンスの初期においては
中央タツプとその近傍のタツプのみをアクテテイ
ブとして自動利得制御ループの遅延を減少し、ル
ープ利得を若干向上させ、時定数を小さくする方
式の自動等化器にも本発明による自動利得制御回
路を効果的に組み合わせることができ、これによ
つて初期トレーニングにおける収束、すなわち自
動等化、タイミング抽出、キヤリア検出および自
動利得制御が高速で行なわれる。
第１図は本発明による自動利得制御回路を適用
した復調器を含む受信装置の例を示すブロツク
図、第２図は従来の自動利得制御回路の例を示す
ブロツク図、第３図は第２図に示すループフイル
タの等価回路路を示す機能図、第４図および第５
図はそれぞれ本発明による自動利得制御回路の実
施例を示すブロツク図である。 主要部分の符号の説明、２００……増幅率誤差
検出器、２０２，３０２……ループフイルタ、３
００……信号レベル誤差検出器、AAE……自動
等化器、AGC……自動利得制御回路、SEL１，
SEL２……セレクタ、VGA……可変利得増幅器。
した復調器を含む受信装置の例を示すブロツク
図、第２図は従来の自動利得制御回路の例を示す
ブロツク図、第３図は第２図に示すループフイル
タの等価回路路を示す機能図、第４図および第５
図はそれぞれ本発明による自動利得制御回路の実
施例を示すブロツク図である。 主要部分の符号の説明、２００……増幅率誤差
検出器、２０２，３０２……ループフイルタ、３
００……信号レベル誤差検出器、AAE……自動
等化器、AGC……自動利得制御回路、SEL１，
SEL２……セレクタ、VGA……可変利得増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 可変利得増幅器と、 該可変利得増幅器の利得を制御する利得制御信
号を発生するループフイルタとを含み、自動利得
制御した出力信号を自動等化器を有する復調器に
供給する自動利得制御回路において、該回路は、 前記自動等化器の中央タツプ利得に基づいて前
記可変利得増幅器の利得誤差を表わす第１の信号
を発生する第１の誤差検出回路を含み、 前記ループフイルタは第１の信号に応じた前記
利得制御信号を前記可変利得増幅器に供給し、こ
れによつて前記出力信号のレベルを安定化するこ
とを特徴とする自動利得制御回路。 ２ 可変利得増幅器と、 該可変利得増幅器の利得を制御する利得制御信
号を発生するループフイルタとを含み、自動利得
制御した出力信号を自動等化器を有する復調器に
供給する自動利得制御回路において、該回路は、 前記自動等化器の中央タツプ利得に基づいて前
記可変利得増幅器の利得誤差を表わす第１の信号
を発生する第１の誤差検出回路と、 前記出力信号のレベルの誤差を表わす第２の信
号を発生する第２の誤差検出回路と、 第１および第２の状態を択一的にとり、前記自
動等化器のトレーニング期間における所定の時点
に応動して第１の状態から第２の状態に遷移する
切換手段とを含み、 該切換手段は、第１の状態にあつては第２の誤
差検出回路を前記ループフイルタに接続して第２
の信号を該ループフイルタに供給し、第２の状態
にあつては第１の誤差検出回路を該ループフイル
タに接続して第１の信号を該ループフイルタに供
給し、 該ループフイルタは第２の信号に応じて高いル
ープ利得で、また第１の信号に応じて低いループ
利得で前記利得制御信号を前記可変利得増幅器に
供給することを特徴とする自動利得制御回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3874282A JPS58156207A (ja) | 1982-03-11 | 1982-03-11 | 自動利得制御回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3874282A JPS58156207A (ja) | 1982-03-11 | 1982-03-11 | 自動利得制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58156207A JPS58156207A (ja) | 1983-09-17 |
| JPS644698B2 true JPS644698B2 (ja) | 1989-01-26 |
Family
ID=12533762
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3874282A Granted JPS58156207A (ja) | 1982-03-11 | 1982-03-11 | 自動利得制御回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58156207A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2542470B2 (ja) * | 1992-01-31 | 1996-10-09 | 富士通株式会社 | デ―タモ―ド収束装置及び方法 |
| FR2688367A1 (fr) * | 1993-03-01 | 1993-09-10 | Alcatel Nv | Commande de gain automatique dans un recepteur radioelectrique comportant un circuit d'egaliseur temporel. |
| US5565932A (en) * | 1994-11-08 | 1996-10-15 | Zenith Electronics Corp. | AGC system with pilot using digital data reference |
-
1982
- 1982-03-11 JP JP3874282A patent/JPS58156207A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58156207A (ja) | 1983-09-17 |
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