JPS647471B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS647471B2 JPS647471B2 JP58024335A JP2433583A JPS647471B2 JP S647471 B2 JPS647471 B2 JP S647471B2 JP 58024335 A JP58024335 A JP 58024335A JP 2433583 A JP2433583 A JP 2433583A JP S647471 B2 JPS647471 B2 JP S647471B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- induction heating
- voltage
- reference value
- parallel
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- General Induction Heating (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Description
この発明は誘導加熱インバータに関する。
誘導加熱インバータは、第１図に示すように、
交流電源を整流し直流電源に変換する順変換器
SC、直流リアクトルDCL、直流リアクトルDCL
を径た直流電源を再び交流に変換する逆変換器
INV、誘導性負荷Ｚとこれに並列接続の力率補
償用コンデンサＣ、順変換器、逆変換器各サイリ
スタの点弧位相角を制御するゲート位相制御回路
CNT、インバータ起動用の初期励振回路SS、を
主たる構成要素として構成される。 すなわち、この誘導加熱インバータは、誘導加
熱用の誘導性負荷Ｚとこれに力率補償用コンデン
サＣを並列に接続した並列共振回路を負荷とし、
これに定電流を与え発生する並列共振の電圧振動
に同期して逆変換器INVの各サイリスタを転流
させる、並列共振自制インバータである。なお、
逆変換器INV各サイリスタは、もちろん予じめ
設定制御進み角γ、即ち出力電流の共振電圧に対
する進み位相角、に従つて転流が行われる。 ところで、この種並列共振自制インバータは、
第２図に示すが、出力電流0と共振の出力電圧
V0の関係が、特別の状態の、電流0に比し電圧
V0の過大となる領域Ｃあるいは逆に電圧V0に比
し電流0の過大となる領域Ａ、にある場合、安
定した作動は期待し得なかつた。即ち、領域Ｃの
場合出力電流が小さく直流リアクトルDCLによ
る続流性が損われ電流が断続し、一方領域Ａでは
出力電圧に比し出力電流過大の故転流エネルギー
が不足し信頼性の高く確実な転流は行い難く、い
ずれにしても領域Ｃ，Ａにあつてはインバータは
不安定となる。更に、領域Ｃでは安定した動作が
得られないばかりでなく、電流断続の故に異常電
圧が発生し、逆変換器のサイリスタが破壊に至る
ことも考えられる。 なお、この領域Ｃの範囲は、インバータにとつ
て無負荷あるいは非常な軽負荷の範囲にあり、こ
れを実用の運転上問題とならない程度に縮小する
べく直流リアクトルDCLのインダクタンスを増
大することが考えられるが、この種誘導加熱イン
バータの負荷は大容量かつ効率の良い誘導性負荷
であり、無負荷電流は定格電流に比し極めて小さ
く、この無負荷電流により決定されるインダクタ
ンスと、定格電流に対応する電流容量の双方を備
えた直流リアクトルDCLを必要とし、装置の大
型化とコスト高を招く。 この発明は、上記に鑑み、領域Ｃの範囲におけ
る誘導加熱インバータの運転は行わないようにし
たこと、即ち、運転前であれば、予じめ負荷の状
態を予測し領域Ｃの範囲内にあれば起動を中止
し、一方運転中なれば、出力電流0と出力電圧
V0を測定その比が一定値に達すれば直ちに運転
を停止して、逆変換器サイリスタへの悪影響を防
止するようにしたものである。 第３図に本発明実施例のブロツク線図、第４図
に動作を説明するためのタイムチヤートを夫々示
す。 第３図において、ゲート位相制御回路CONT、
初期励振回路SSは、第１図示の誘導加熱インバ
ータ主回路構成部品と同一のもので、並列共振回
路負荷へ与えるインバータ起動用電流パルス、ま
た順変換器、逆変換器各サイリスタ点弧信号を
夫々出力する。論理シーケンス回路１は起動信号
を受け初期励振回路SSへ初期励振信号を出力す
るとともに、積分器２の積分時間を設定する。 積分器２は並列共振負荷の電圧信号を整流した
ものを先の論理シーケンス回路１の出力により一
定時間積分し、次の比較器３に送る。比較器３は
並列共振電圧信号の一定時間積分値が予じめ設定
の基準値に達したか否かによりインバータ起動中
止指令あるいは逆にインバータ起動指令を出力す
る。インバータ起動指令はゲート位相制御回路
CONTへ与えられ正常のインバータ運転へと継
続されるが、起動中止指令は例えば警報ランプを
接続しランプを点燈させる等のことが考えられ
る。整流器４は先の共振電圧の整流を行う。比較
器５はインバータの出力電流0と出力電圧V0を
比較し、インバータ運転途中での負荷状況が領域
Ｃ内にあるか否かを判別するためのもので、負荷
の遮断等出力電流0が急減して領域Ｃに入り込
んだ場合、直ちに負荷異常信号をゲート位相制御
回路CONTへ与え、インバータの運転を停止さ
せる。 第４図のタイムチヤートは負荷である並列共振
回路の、電流パルスを与えた初期励振時における
共振電圧波形で、共振のするどさＱの大小による
減衰程度の変化の様子を示している。 すなわち、第１図の主回路構成において、負荷
Ｎのうちの誘導性負荷のリアクトルＬ、同じく負
荷Ｚの被加熱物を含めた等価直列抵抗を抵抗Ｒ、
負荷Ｚに並列接続の力率補償用コンデンサをキヤ
パシタＣで表せば、Ｌ・Ｒ―Ｃの並列共振回路の
Ｑは、
交流電源を整流し直流電源に変換する順変換器
SC、直流リアクトルDCL、直流リアクトルDCL
を径た直流電源を再び交流に変換する逆変換器
INV、誘導性負荷Ｚとこれに並列接続の力率補
償用コンデンサＣ、順変換器、逆変換器各サイリ
スタの点弧位相角を制御するゲート位相制御回路
CNT、インバータ起動用の初期励振回路SS、を
主たる構成要素として構成される。 すなわち、この誘導加熱インバータは、誘導加
熱用の誘導性負荷Ｚとこれに力率補償用コンデン
サＣを並列に接続した並列共振回路を負荷とし、
これに定電流を与え発生する並列共振の電圧振動
に同期して逆変換器INVの各サイリスタを転流
させる、並列共振自制インバータである。なお、
逆変換器INV各サイリスタは、もちろん予じめ
設定制御進み角γ、即ち出力電流の共振電圧に対
する進み位相角、に従つて転流が行われる。 ところで、この種並列共振自制インバータは、
第２図に示すが、出力電流0と共振の出力電圧
V0の関係が、特別の状態の、電流0に比し電圧
V0の過大となる領域Ｃあるいは逆に電圧V0に比
し電流0の過大となる領域Ａ、にある場合、安
定した作動は期待し得なかつた。即ち、領域Ｃの
場合出力電流が小さく直流リアクトルDCLによ
る続流性が損われ電流が断続し、一方領域Ａでは
出力電圧に比し出力電流過大の故転流エネルギー
が不足し信頼性の高く確実な転流は行い難く、い
ずれにしても領域Ｃ，Ａにあつてはインバータは
不安定となる。更に、領域Ｃでは安定した動作が
得られないばかりでなく、電流断続の故に異常電
圧が発生し、逆変換器のサイリスタが破壊に至る
ことも考えられる。 なお、この領域Ｃの範囲は、インバータにとつ
て無負荷あるいは非常な軽負荷の範囲にあり、こ
れを実用の運転上問題とならない程度に縮小する
べく直流リアクトルDCLのインダクタンスを増
大することが考えられるが、この種誘導加熱イン
バータの負荷は大容量かつ効率の良い誘導性負荷
であり、無負荷電流は定格電流に比し極めて小さ
く、この無負荷電流により決定されるインダクタ
ンスと、定格電流に対応する電流容量の双方を備
えた直流リアクトルDCLを必要とし、装置の大
型化とコスト高を招く。 この発明は、上記に鑑み、領域Ｃの範囲におけ
る誘導加熱インバータの運転は行わないようにし
たこと、即ち、運転前であれば、予じめ負荷の状
態を予測し領域Ｃの範囲内にあれば起動を中止
し、一方運転中なれば、出力電流0と出力電圧
V0を測定その比が一定値に達すれば直ちに運転
を停止して、逆変換器サイリスタへの悪影響を防
止するようにしたものである。 第３図に本発明実施例のブロツク線図、第４図
に動作を説明するためのタイムチヤートを夫々示
す。 第３図において、ゲート位相制御回路CONT、
初期励振回路SSは、第１図示の誘導加熱インバ
ータ主回路構成部品と同一のもので、並列共振回
路負荷へ与えるインバータ起動用電流パルス、ま
た順変換器、逆変換器各サイリスタ点弧信号を
夫々出力する。論理シーケンス回路１は起動信号
を受け初期励振回路SSへ初期励振信号を出力す
るとともに、積分器２の積分時間を設定する。 積分器２は並列共振負荷の電圧信号を整流した
ものを先の論理シーケンス回路１の出力により一
定時間積分し、次の比較器３に送る。比較器３は
並列共振電圧信号の一定時間積分値が予じめ設定
の基準値に達したか否かによりインバータ起動中
止指令あるいは逆にインバータ起動指令を出力す
る。インバータ起動指令はゲート位相制御回路
CONTへ与えられ正常のインバータ運転へと継
続されるが、起動中止指令は例えば警報ランプを
接続しランプを点燈させる等のことが考えられ
る。整流器４は先の共振電圧の整流を行う。比較
器５はインバータの出力電流0と出力電圧V0を
比較し、インバータ運転途中での負荷状況が領域
Ｃ内にあるか否かを判別するためのもので、負荷
の遮断等出力電流0が急減して領域Ｃに入り込
んだ場合、直ちに負荷異常信号をゲート位相制御
回路CONTへ与え、インバータの運転を停止さ
せる。 第４図のタイムチヤートは負荷である並列共振
回路の、電流パルスを与えた初期励振時における
共振電圧波形で、共振のするどさＱの大小による
減衰程度の変化の様子を示している。 すなわち、第１図の主回路構成において、負荷
Ｎのうちの誘導性負荷のリアクトルＬ、同じく負
荷Ｚの被加熱物を含めた等価直列抵抗を抵抗Ｒ、
負荷Ｚに並列接続の力率補償用コンデンサをキヤ
パシタＣで表せば、Ｌ・Ｒ―Ｃの並列共振回路の
Ｑは、
【式】であり、また伝達関数は（SL
＋Ｒ）・１／LC／S2＋Ｒ／ＬＳ＋１／LCと表せるので、
イ ンパルス応答即ち電流パルスの初期励振による共
振電圧の減衰特性は
イ ンパルス応答即ち電流パルスの初期励振による共
振電圧の減衰特性は
【式】となり、時定数τ
はＲ／2Lとなる。
このように、Ｑは
【式】減衰時定数τは
Ｒ／2Lで表わせ、インバータの負荷状態はこのＲに
よつて決定される為、Ｑを測定することにより負
荷の状態を判定することが可能である。すなわ
ち、Ｑは等価直列抵抗Ｒに反比例し、減衰時定数
τは逆に比例するのであり、図示するようにＱの
大なれば減衰程度は緩かで、小さくなればその分
減衰は急となる。 一方、第２図に示す誘導加熱インバータの出力
特性は、出力電流0に対する共振電圧V0の大小
関係を表すもので、等価直列抵抗Ｒが小さくＱが
高ければ、電圧V0は大きく、逆にＲが大でＱが
低ければ、電圧V0は小さくなり、前者では領域
Ｂ或いはＡ、後者の場合領域ＢよりＣにあると云
える。 すなわち、インバータの負荷状況、領域Ａにあ
るかあるいはＢ，Ｃにあるかを判別するに、この
並列共振回路のＱを測定することによりある程度
目安がつき、またこのＱは回路のインパルス応答
の減衰特性と密接に関係している。 上記に鑑み、この発明は、誘導加熱インバータ
の初期励振を利用して、負荷回路のインパルス応
答を求め、その減衰程度により負荷状況を把握し
領域ＣあるいはＢにあるかを推測、領域Ｃにある
とするなれば、ゲート制御回路CONTへは信号
を送らず、インバータの起動は中止して逆に警報
ランプ等を点燈させる。 具体的には、第３図の回路例で示すが、初期励
振時の共振電圧波形は整流して後、一定時限の積
分を行い、その積分値が予じめ定めた値に達する
か否かによつて、領域あるいはＢを判別し、領域
Ｃにあれば警報ランプを点燈、Ｂにあれば、ゲー
ト制御回路CONTへ起動信号を送り、ゲート制
御回路CONTからは正規の起動パルスが初期励
振回路SSに送られ、かつ順変換器、逆変換器各
サイリスタのゲート信号も生成、インバータは起
動を開始し正常の運転へと継続していく。 なお、運転途中において被加熱物の消失等負荷
の軽減に伴う領域ＢよりＣへの移行は、インバー
タ出力電流0と共振電圧V0の値を監視し、電
流・電圧0／V0が予じめの一定値に達するか否
かによつて判別できる。すなわち、第３図の回路
において、比較器５がこれに該当し、電流・電圧
比0／V0が基準値以下であれば、負荷異常であ
る旨の信号を、ゲート位相制御回路CONTへ与
え、インバータの運転を停止させる。 このように、本発明は並列共振自制インバータ
である誘導加熱インバータにあつて、電流断続の
領域である無負荷あるいは非常な軽負荷での運転
を行わないようにして、順変換器、逆変換器各サ
イリスタの電流断続に伴う異常電圧から防止した
もので、無負荷等異常負荷状況の判別手段とし
て、起動前は、並列共振回路のＱを用い、実際に
はこれと密接不可分の関係にある、インパルス応
答の共振電圧波形減衰特性を、監視することによ
り、また運転途中では、インバータ出力電流、出
力電圧の比をとることにより、行うようにしたも
ので、電流断続等の異常事態が発生する前に、イ
ンバータの起動中止あるいは運転停止が可能とな
り、従来装置のような不安定動作領域を減縮する
に不可欠の大型リアクトルは、何ら必要としなく
小型、軽量かつコストダウンを図り得る。 なお、負荷状況の判別は、実施例のインパルス
応答の共振電圧減衰特性利用のものに限定される
ことなく、一般の並列共振回路における共振のす
るどさＱ測定手段であれば何ら差し支えない。
荷の状態を判定することが可能である。すなわ
ち、Ｑは等価直列抵抗Ｒに反比例し、減衰時定数
τは逆に比例するのであり、図示するようにＱの
大なれば減衰程度は緩かで、小さくなればその分
減衰は急となる。 一方、第２図に示す誘導加熱インバータの出力
特性は、出力電流0に対する共振電圧V0の大小
関係を表すもので、等価直列抵抗Ｒが小さくＱが
高ければ、電圧V0は大きく、逆にＲが大でＱが
低ければ、電圧V0は小さくなり、前者では領域
Ｂ或いはＡ、後者の場合領域ＢよりＣにあると云
える。 すなわち、インバータの負荷状況、領域Ａにあ
るかあるいはＢ，Ｃにあるかを判別するに、この
並列共振回路のＱを測定することによりある程度
目安がつき、またこのＱは回路のインパルス応答
の減衰特性と密接に関係している。 上記に鑑み、この発明は、誘導加熱インバータ
の初期励振を利用して、負荷回路のインパルス応
答を求め、その減衰程度により負荷状況を把握し
領域ＣあるいはＢにあるかを推測、領域Ｃにある
とするなれば、ゲート制御回路CONTへは信号
を送らず、インバータの起動は中止して逆に警報
ランプ等を点燈させる。 具体的には、第３図の回路例で示すが、初期励
振時の共振電圧波形は整流して後、一定時限の積
分を行い、その積分値が予じめ定めた値に達する
か否かによつて、領域あるいはＢを判別し、領域
Ｃにあれば警報ランプを点燈、Ｂにあれば、ゲー
ト制御回路CONTへ起動信号を送り、ゲート制
御回路CONTからは正規の起動パルスが初期励
振回路SSに送られ、かつ順変換器、逆変換器各
サイリスタのゲート信号も生成、インバータは起
動を開始し正常の運転へと継続していく。 なお、運転途中において被加熱物の消失等負荷
の軽減に伴う領域ＢよりＣへの移行は、インバー
タ出力電流0と共振電圧V0の値を監視し、電
流・電圧0／V0が予じめの一定値に達するか否
かによつて判別できる。すなわち、第３図の回路
において、比較器５がこれに該当し、電流・電圧
比0／V0が基準値以下であれば、負荷異常であ
る旨の信号を、ゲート位相制御回路CONTへ与
え、インバータの運転を停止させる。 このように、本発明は並列共振自制インバータ
である誘導加熱インバータにあつて、電流断続の
領域である無負荷あるいは非常な軽負荷での運転
を行わないようにして、順変換器、逆変換器各サ
イリスタの電流断続に伴う異常電圧から防止した
もので、無負荷等異常負荷状況の判別手段とし
て、起動前は、並列共振回路のＱを用い、実際に
はこれと密接不可分の関係にある、インパルス応
答の共振電圧波形減衰特性を、監視することによ
り、また運転途中では、インバータ出力電流、出
力電圧の比をとることにより、行うようにしたも
ので、電流断続等の異常事態が発生する前に、イ
ンバータの起動中止あるいは運転停止が可能とな
り、従来装置のような不安定動作領域を減縮する
に不可欠の大型リアクトルは、何ら必要としなく
小型、軽量かつコストダウンを図り得る。 なお、負荷状況の判別は、実施例のインパルス
応答の共振電圧減衰特性利用のものに限定される
ことなく、一般の並列共振回路における共振のす
るどさＱ測定手段であれば何ら差し支えない。
第１図は誘導加熱インバータの主回路構成図、
第２図は出力電流、電圧の領域図、第３図は本発
明実施例のブロツク線図、第４図は並列共振負荷
のインパルス応答の共振電圧波形図である。 SC……順変換器、DCL……直流リアクトル、
INV……逆変換器、CONT……ゲート位相制御
回路、SS……初期励振回路、２……共振電圧用
積分器、３……共振電圧用比較器、４……共振電
圧用整流器、５……出力電流・電圧比較器。
第２図は出力電流、電圧の領域図、第３図は本発
明実施例のブロツク線図、第４図は並列共振負荷
のインパルス応答の共振電圧波形図である。 SC……順変換器、DCL……直流リアクトル、
INV……逆変換器、CONT……ゲート位相制御
回路、SS……初期励振回路、２……共振電圧用
積分器、３……共振電圧用比較器、４……共振電
圧用整流器、５……出力電流・電圧比較器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 順変換器、直流リアクトル、逆変換器を主た
る構成要素とし、抵抗分を含む誘導負荷と力率補
償用コンデンサを並列接続して成る並列共振負荷
回路の電圧振動に同期して上記共振自制インバー
タの誘導加熱インバータにおいて、起動前に並列
共振回路の共振のするどさを測定、予じめ定めた
基準値と比較し、基準値以上であれば起動を中止
するようにしたことを特徴とする誘導加熱インバ
ータ。 ２ 特許請求の範囲第１項記載の構成において、
共振のするどさの測定の均等手段として、起動前
に並列共振負荷回路の初期励振によるインパルス
応答の共振電圧減衰特性波形を得、これを整流し
て後一定時限の積分を行い、この積分結果を予め
定めた基準値と比較、基準値以上であれば起動を
中止するようにしたことを特徴とする誘導加熱イ
ンバータ。 ３ 順変換器、直流リアクトル、逆変換器を主た
る構成要素とし、抵抗分を含む誘導性負荷と力率
補償用コンデンサを並列接続して成る並列共振負
荷回路の電圧振動に同期して上記逆変換器サイリ
スタの点弧制御を行う、並列共振自制インバータ
の誘導加熱インバータにおいて、運転途中ではイ
ンバータ出力電流、出力電圧の比を常に監視しそ
の値が予め定めた基準値以下であれば運転を停止
するようにしたことを特徴とする誘導加熱インバ
ータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58024335A JPS59149682A (ja) | 1983-02-15 | 1983-02-15 | 誘導加熱インバ−タ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58024335A JPS59149682A (ja) | 1983-02-15 | 1983-02-15 | 誘導加熱インバ−タ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59149682A JPS59149682A (ja) | 1984-08-27 |
| JPS647471B2 true JPS647471B2 (ja) | 1989-02-08 |
Family
ID=12135309
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58024335A Granted JPS59149682A (ja) | 1983-02-15 | 1983-02-15 | 誘導加熱インバ−タ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59149682A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN111567899A (zh) * | 2020-04-07 | 2020-08-25 | 深圳麦时科技有限公司 | 电子雾化装置、使用状态检测方法、装置及可读存储介质 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5443345A (en) * | 1977-09-13 | 1979-04-05 | Brother Ind Ltd | Induction heating apparatus |
-
1983
- 1983-02-15 JP JP58024335A patent/JPS59149682A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59149682A (ja) | 1984-08-27 |
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