JPWO2012086830A1 - 増幅装置およびその制御方法 - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims description 74
- 230000003321 amplification Effects 0.000 claims abstract description 67
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 claims abstract description 67
- 238000012937 correction Methods 0.000 claims description 77
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 38
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 32
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 claims description 11
- 230000006870 function Effects 0.000 description 40
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 20
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 9
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 3
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 2
- 238000005191 phase separation Methods 0.000 description 2
- 238000007781 pre-processing Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 101100440934 Candida albicans (strain SC5314 / ATCC MYA-2876) CPH1 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100273252 Candida parapsilosis SAPP1 gene Proteins 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 1
- 230000003446 memory effect Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
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- H03F1/3282—Acting on the phase and the amplitude of the input signal
- H03F1/3288—Acting on the phase and the amplitude of the input signal to compensate phase shift as a function of the amplitude
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- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
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- H03F—AMPLIFIERS
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- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
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- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
- H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
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Abstract
増幅装置の低歪み特性と高効率動作を同時に実現することが困難であるため、本発明の増幅装置は、入力信号に対して位相補償量および振幅調整量を付加した変調信号を出力する第１のプリディストータ部と、変調信号を入力し、変調信号を増幅した出力信号を出力する電力増幅器と、電力増幅器の電源電圧を変調する電源電圧変調部と、入力信号の振幅情報に基づいて、電源電圧変調部の制御を行う第２のプリディストータ部と、第１のプリディストータ部と第２のプリディストータ部の動作を制御する制御部、とを有し、制御部は、位相補償量を位相係数によって制御する位相制御部と、振幅調整量を第１の振幅係数によって制御する第１の振幅制御部と、第２のプリディストータ部の動作を第２の振幅係数によって制御する第２の振幅制御部、とを備え、第１の振幅制御部と第２の振幅制御部は連動して、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率を一定に制御する。
Description
本発明は、増幅装置およびその制御方法に関し、特に、高効率かつ低歪み特性を備えた増幅装置およびその制御方法に関する。
無線通信システムの基地局などで用いられる送信装置においては、送信装置の小型化、低消費電力化を図るため、電力効率の高い増幅装置が求められる。増幅装置の高効率化を実現する技術として、電源電圧を入力信号に応じて制御することにより消費電力を低減する技術が知られている。その中でも特に有効な方式の一つにエンベロープトラッキング（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｔｒａｃｋｉｎｇ）方式がある。
エンベロープトラッキング方式は、電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）などの増幅器の電源電圧を入力信号の振幅に応じて変化させる方式である。この方式によれば、電源から供給される電力は一定の電圧で動作させた場合と比べて減少するので、高効率な信号増幅が可能となる。ここで、出力信号電圧が電力増幅器の電源電圧を超えると、出力飽和が起きて入出力の線形性が失われてしまう。そのため一般的には、電力増幅器に供給される電源電圧が出力信号電圧よりも常に高くなるように設計する。
一方、送信装置に用いられる増幅装置には一般に低歪み特性が要求されるため、デジタルプリディストーション（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：ＤＰＤ）方式などの歪補償方式が採用されている。デジタルプリディストーション（ＤＰＤ）方式とは、増幅装置を構成する電力増幅器に入力する信号を予めプリディストータによって歪ませておくことによって電力増幅器による歪みを打ち消し、増幅装置の低歪み特性を実現する方式である。デジタルプリディストーション（ＤＰＤ）方式では、電力増幅器の入出力信号を比較することにより電力増幅器の歪みモデルを作成し、この歪みモデルの逆特性をプリディストータに設定している。
このようなデジタルプリディストーション（ＤＰＤ）方式の構成例の一つに、ルックアップ・テーブル（Ｌｏｏｋ Ｕｐ Ｔａｂｌｅ：ＬＵＴ）を用いた方式がある。ルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）には、入力振幅の大きさごとに対応する補正値が予め記録されており、この補正値は電力増幅器の歪みを打ち消すように逐次更新される。このルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）を用いて補償される歪みには２種類ある。一つは信号の入力振幅に対する出力振幅の特性（以下、「ＡＭ−ＡＭ特性」という）における非線形性による歪みであり、もう一つは入力振幅に対する出力位相の特性（以下、「ＡＭ−ＰＭ特性」という）における非線形性による歪みである。この２種類の歪みを補正することによって増幅装置の入出力信号特性が線形関係となり、歪みが抑制される。なお、ルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）は、上述したＡＭ−ＡＭ特性補正用とＡＭ−ＰＭ特性補正用に分けた構成には限られない。複素信号の入出力データ列を用いて複素数の値を持つルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）を構成する方式も知られている。
デジタルプリディストーション（ＤＰＤ）方式のその他の構成例には、電力増幅器に対する歪みの補正量を多項式で近似する方式がある。この場合は、電力増幅器の出力信号と入力信号とを用いて多項式の係数値を算出し、係数値を逐次更新することによって電力増幅器の非線形特性を打ち消している。また、プリディストータにフィルタ特性を持たせ、フィルタのタップ数を選択することによって過去の情報を考慮して電力増幅器のメモリ効果を抑制する方式が知られている。
上述の説明では、エンベロープトラッキング方式とデジタルプリディストーション（ＤＰＤ）方式を個別に採用した増幅装置についてそれぞれ説明したが、両方式を共に適用した構成とすることも可能である。このような増幅装置の一例が特許文献１に記載されている。
図１２に示すように、特許文献１に記載された関連する増幅装置５００は、電力増幅器５１０、電源変調部５２０、歪補償部５３０、第一推定部５４０、および第二推定部５５０を備える。電源変調部５２０は電力増幅器５１０に入力信号に応じた電源変調電圧を付与し、歪補償部５３０は電力増幅器５１０の歪補償を行う。また、第一推定部５４０は電力増幅器５１０の入力信号及び出力信号に基づいて、入力信号と出力信号との間における電力増幅器５１０の特性を示す第一の増幅器モデルを推定する。一方、第二推定部５５０は電源変調電圧及び出力信号に基づいて、電源変調電圧と出力信号との間における電力増幅器５１０の特性を示す第二の増幅器モデルを推定する。そして、歪補償部５３０が第一の増幅器モデルに基づいて電力増幅器５１０の歪補償を行うとともに、電源変調部５２０が第二の増幅器モデルに基づいて電源変調電圧を制御する。
このように、関連する増幅装置５００においては、歪補償部５３０と電源変調部５２０とは、それぞれ互いに独立した推定部より得られる第一及び第二の増幅器モデルに基づいて、互いに独立して歪補償及び電源変調電圧の制御を行っている。そのため、電源変調特性及び歪補償特性の双方を電力増幅器５１０の特性に応じて好適に制御することが可能となり、これら制御を行うための演算を簡略化できるとしている。
特開２０１０−０４５５０８号公報（段落「００１４」「００１５」、図３）
エンベロープトラッキング方式は、電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ：ＰＡ）などの増幅器の電源電圧を入力信号の振幅に応じて変化させる方式である。この方式によれば、電源から供給される電力は一定の電圧で動作させた場合と比べて減少するので、高効率な信号増幅が可能となる。ここで、出力信号電圧が電力増幅器の電源電圧を超えると、出力飽和が起きて入出力の線形性が失われてしまう。そのため一般的には、電力増幅器に供給される電源電圧が出力信号電圧よりも常に高くなるように設計する。
一方、送信装置に用いられる増幅装置には一般に低歪み特性が要求されるため、デジタルプリディストーション（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ：ＤＰＤ）方式などの歪補償方式が採用されている。デジタルプリディストーション（ＤＰＤ）方式とは、増幅装置を構成する電力増幅器に入力する信号を予めプリディストータによって歪ませておくことによって電力増幅器による歪みを打ち消し、増幅装置の低歪み特性を実現する方式である。デジタルプリディストーション（ＤＰＤ）方式では、電力増幅器の入出力信号を比較することにより電力増幅器の歪みモデルを作成し、この歪みモデルの逆特性をプリディストータに設定している。
このようなデジタルプリディストーション（ＤＰＤ）方式の構成例の一つに、ルックアップ・テーブル（Ｌｏｏｋ Ｕｐ Ｔａｂｌｅ：ＬＵＴ）を用いた方式がある。ルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）には、入力振幅の大きさごとに対応する補正値が予め記録されており、この補正値は電力増幅器の歪みを打ち消すように逐次更新される。このルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）を用いて補償される歪みには２種類ある。一つは信号の入力振幅に対する出力振幅の特性（以下、「ＡＭ−ＡＭ特性」という）における非線形性による歪みであり、もう一つは入力振幅に対する出力位相の特性（以下、「ＡＭ−ＰＭ特性」という）における非線形性による歪みである。この２種類の歪みを補正することによって増幅装置の入出力信号特性が線形関係となり、歪みが抑制される。なお、ルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）は、上述したＡＭ−ＡＭ特性補正用とＡＭ−ＰＭ特性補正用に分けた構成には限られない。複素信号の入出力データ列を用いて複素数の値を持つルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）を構成する方式も知られている。
デジタルプリディストーション（ＤＰＤ）方式のその他の構成例には、電力増幅器に対する歪みの補正量を多項式で近似する方式がある。この場合は、電力増幅器の出力信号と入力信号とを用いて多項式の係数値を算出し、係数値を逐次更新することによって電力増幅器の非線形特性を打ち消している。また、プリディストータにフィルタ特性を持たせ、フィルタのタップ数を選択することによって過去の情報を考慮して電力増幅器のメモリ効果を抑制する方式が知られている。
上述の説明では、エンベロープトラッキング方式とデジタルプリディストーション（ＤＰＤ）方式を個別に採用した増幅装置についてそれぞれ説明したが、両方式を共に適用した構成とすることも可能である。このような増幅装置の一例が特許文献１に記載されている。
図１２に示すように、特許文献１に記載された関連する増幅装置５００は、電力増幅器５１０、電源変調部５２０、歪補償部５３０、第一推定部５４０、および第二推定部５５０を備える。電源変調部５２０は電力増幅器５１０に入力信号に応じた電源変調電圧を付与し、歪補償部５３０は電力増幅器５１０の歪補償を行う。また、第一推定部５４０は電力増幅器５１０の入力信号及び出力信号に基づいて、入力信号と出力信号との間における電力増幅器５１０の特性を示す第一の増幅器モデルを推定する。一方、第二推定部５５０は電源変調電圧及び出力信号に基づいて、電源変調電圧と出力信号との間における電力増幅器５１０の特性を示す第二の増幅器モデルを推定する。そして、歪補償部５３０が第一の増幅器モデルに基づいて電力増幅器５１０の歪補償を行うとともに、電源変調部５２０が第二の増幅器モデルに基づいて電源変調電圧を制御する。
このように、関連する増幅装置５００においては、歪補償部５３０と電源変調部５２０とは、それぞれ互いに独立した推定部より得られる第一及び第二の増幅器モデルに基づいて、互いに独立して歪補償及び電源変調電圧の制御を行っている。そのため、電源変調特性及び歪補償特性の双方を電力増幅器５１０の特性に応じて好適に制御することが可能となり、これら制御を行うための演算を簡略化できるとしている。
上述した関連する増幅装置５００においては、歪補償部５３０で増幅装置の歪み特性の最小化を、電源変調部５２０で増幅装置の効率の最大化を図ることとしている。しかしながら、歪補償部５３０と電源変調部５２０とは互いに独立して歪補償及び電源変調電圧の制御を行うことになるため、両者がそれぞれ最適な点に収束するとは限らない、という問題があった。すなわち、歪補償または電源変調電圧のパラメータのいずれか一方を最適化した後に固定して他方の最適化を行うと、他方のパラメータの変化により電力増幅器自体の特性が変化してしまう。そのため、先に最適化したパラメータの最適点がずれてしまうので、両方のパラメータを最適に設定することが困難であった。
このように、関連する増幅装置においては、増幅装置の低歪み特性と高効率動作を同時に実現することが困難である、という問題があった。
本発明の目的は、上述した課題である、増幅装置の低歪み特性と高効率動作を同時に実現することが困難である、という課題を解決する増幅装置およびその制御方法を提供することにある。
このように、関連する増幅装置においては、増幅装置の低歪み特性と高効率動作を同時に実現することが困難である、という問題があった。
本発明の目的は、上述した課題である、増幅装置の低歪み特性と高効率動作を同時に実現することが困難である、という課題を解決する増幅装置およびその制御方法を提供することにある。
本発明の増幅装置は、入力信号に対して位相補償量および振幅調整量を付加した変調信号を出力する第１のプリディストータ部と、変調信号を入力し、変調信号を増幅した出力信号を出力する電力増幅器と、電力増幅器の電源電圧を変調する電源電圧変調部と、入力信号の振幅情報に基づいて、電源電圧変調部の制御を行う第２のプリディストータ部と、第１のプリディストータ部と第２のプリディストータ部の動作を制御する制御部、とを有し、制御部は、位相補償量を位相係数によって制御する位相制御部と、振幅調整量を第１の振幅係数によって制御する第１の振幅制御部と、第２のプリディストータ部の動作を第２の振幅係数によって制御する第２の振幅制御部、とを備え、第１の振幅制御部と第２の振幅制御部は連動して、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率を一定に制御する。
本発明の電力増幅器の制御装置は、電源電圧を変調する電源電圧変調部を備えた電力増幅器の制御装置であって、入力信号に対して位相補償量および振幅調整量を付加した変調信号を電力増幅器に出力する第１のプリディストータ部と、入力信号の振幅情報に基づいて、電源電圧変調部の制御を行う第２のプリディストータ部と、第１のプリディストータ部と第２のプリディストータ部の動作を制御する制御部、とを有し、制御部は、位相補償量を位相係数によって制御する位相制御部と、振幅調整量を第１の振幅係数によって制御する第１の振幅制御部と、第２のプリディストータ部の動作を第２の振幅係数によって制御する第２の振幅制御部、とを備え、第１の振幅制御部と第２の振幅制御部は連動して、入力信号の振幅に対する電力増幅器の出力信号の振幅の比である振幅増幅率を一定に制御する。
本発明の増幅装置の制御方法は、増幅装置の入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように、入力信号に対する位相補償量を決定する位相係数を更新し、位相誤差を最小にする位相係数である位相補正値を算出し、入力信号に、全ての入力値に対して入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとる関数を作用させることによって入力変調信号を作成し、入力変調信号と出力信号の振幅誤差が最小となるように、入力信号に対する振幅調整量を決定する第１の振幅係数を更新し、入力変調信号と出力信号の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出し、第１の振幅補正値を一定とした状態で、増幅装置を構成する電力増幅器が出力飽和状態となる電源電圧を供給するように、入力信号の振幅情報に基づいて、電力増幅器の電源電圧の振幅を決定する第２の振幅係数を更新し、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率が一定となるときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出し、位相補正値を用いて、入力信号と出力信号との間における位相誤差を補償し、第１の振幅補正値と第２の振幅補正値とを用いて、振幅増幅率を一定に制御する。
本発明のプログラムは、コンピュータに、増幅装置の入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように、入力信号に対する位相補償量を決定する位相係数を更新する手順と、位相誤差を最小にする位相係数である位相補正値を算出する手順と、入力信号に、全ての入力値に対して入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとる関数を作用させることによって入力変調信号を作成する手順と、入力変調信号と出力信号の振幅誤差が最小となるように、入力信号に対する振幅調整量を決定する第１の振幅係数を更新する手順と、入力変調信号と出力信号の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出する手順と、第１の振幅補正値を一定とした状態で、増幅装置を構成する電力増幅器が出力飽和状態となる電源電圧を供給するように、入力信号の振幅情報に基づいて、電力増幅器の電源電圧の振幅を決定する第２の振幅係数を更新する手順と、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率が一定となるときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する手順と、位相補正値を用いて、入力信号と出力信号との間における位相誤差を補償し、第１の振幅補正値と第２の振幅補正値とを用いて、振幅増幅率を一定に制御する手順を実行させる。
本発明の電力増幅器の制御装置は、電源電圧を変調する電源電圧変調部を備えた電力増幅器の制御装置であって、入力信号に対して位相補償量および振幅調整量を付加した変調信号を電力増幅器に出力する第１のプリディストータ部と、入力信号の振幅情報に基づいて、電源電圧変調部の制御を行う第２のプリディストータ部と、第１のプリディストータ部と第２のプリディストータ部の動作を制御する制御部、とを有し、制御部は、位相補償量を位相係数によって制御する位相制御部と、振幅調整量を第１の振幅係数によって制御する第１の振幅制御部と、第２のプリディストータ部の動作を第２の振幅係数によって制御する第２の振幅制御部、とを備え、第１の振幅制御部と第２の振幅制御部は連動して、入力信号の振幅に対する電力増幅器の出力信号の振幅の比である振幅増幅率を一定に制御する。
本発明の増幅装置の制御方法は、増幅装置の入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように、入力信号に対する位相補償量を決定する位相係数を更新し、位相誤差を最小にする位相係数である位相補正値を算出し、入力信号に、全ての入力値に対して入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとる関数を作用させることによって入力変調信号を作成し、入力変調信号と出力信号の振幅誤差が最小となるように、入力信号に対する振幅調整量を決定する第１の振幅係数を更新し、入力変調信号と出力信号の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出し、第１の振幅補正値を一定とした状態で、増幅装置を構成する電力増幅器が出力飽和状態となる電源電圧を供給するように、入力信号の振幅情報に基づいて、電力増幅器の電源電圧の振幅を決定する第２の振幅係数を更新し、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率が一定となるときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出し、位相補正値を用いて、入力信号と出力信号との間における位相誤差を補償し、第１の振幅補正値と第２の振幅補正値とを用いて、振幅増幅率を一定に制御する。
本発明のプログラムは、コンピュータに、増幅装置の入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように、入力信号に対する位相補償量を決定する位相係数を更新する手順と、位相誤差を最小にする位相係数である位相補正値を算出する手順と、入力信号に、全ての入力値に対して入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとる関数を作用させることによって入力変調信号を作成する手順と、入力変調信号と出力信号の振幅誤差が最小となるように、入力信号に対する振幅調整量を決定する第１の振幅係数を更新する手順と、入力変調信号と出力信号の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出する手順と、第１の振幅補正値を一定とした状態で、増幅装置を構成する電力増幅器が出力飽和状態となる電源電圧を供給するように、入力信号の振幅情報に基づいて、電力増幅器の電源電圧の振幅を決定する第２の振幅係数を更新する手順と、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率が一定となるときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する手順と、位相補正値を用いて、入力信号と出力信号との間における位相誤差を補償し、第１の振幅補正値と第２の振幅補正値とを用いて、振幅増幅率を一定に制御する手順を実行させる。
本発明の増幅装置およびその制御方法によれば、増幅装置の低歪み特性と高効率動作を同時に実現することができる。
図１は本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
図２Ａ、２Ｂは本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の制御部の動作を説明するための特性図である。
図３は本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の制御部の構成を示すブロック図である。
図４は本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の動作を説明するためのシーケンス図である。
図５Ａ、５Ｂは本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の制御部で用いるシェーピング関数の入出力特性曲線を示す図である。
図６は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
図７は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の制御部の構成を示すブロック図である。
図８は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の制御部の構成の一部を示すブロック図である。
図９は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の制御部の構成の別の一部を示すブロック図である。
図１０は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の制御部の動作を説明するためのシーケンス図である。
図１１は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の電力増幅器に供給する電源電圧の制御手法を説明するための図である。
図１２は関連する増幅装置の構成を示すブロック図である。
図２Ａ、２Ｂは本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の制御部の動作を説明するための特性図である。
図３は本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の制御部の構成を示すブロック図である。
図４は本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の動作を説明するためのシーケンス図である。
図５Ａ、５Ｂは本発明の第１の実施形態に係る増幅装置の制御部で用いるシェーピング関数の入出力特性曲線を示す図である。
図６は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の構成を示すブロック図である。
図７は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の制御部の構成を示すブロック図である。
図８は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の制御部の構成の一部を示すブロック図である。
図９は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の制御部の構成の別の一部を示すブロック図である。
図１０は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の制御部の動作を説明するためのシーケンス図である。
図１１は本発明の第２の実施形態に係る増幅装置の電力増幅器に供給する電源電圧の制御手法を説明するための図である。
図１２は関連する増幅装置の構成を示すブロック図である。
以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る増幅装置１００の構成を示すブロック図である。増幅装置１００はエンベロープトラッキング方式の増幅装置であり、電力増幅器（ＰＡ）１１０と、電力増幅器１１０の電源電圧を変調する電源電圧変調部１２０を有する。さらに、電力増幅器１１０の前段に配置された第１のプリディストータ部１３０、電源電圧変調部１２０の前段に配置された第２のプリディストータ部１４０、および制御部１５０を有する。第１のプリディストータ部１３０は、入力信号Ｓ１０に対して位相補償量および振幅調整量を付加した変調信号Ｓ１１を電力増幅器（ＰＡ）１１０に出力する。第２のプリディストータ部１４０は、増幅装置１００の入力信号の振幅情報Ｓ２０を入力側から取得し、振幅情報Ｓ２０に基づいて電源電圧変調部１２０の制御を行う。制御部１５０は、第１のプリディストータ部１３０と第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。ここで、電力増幅器１１０は第１のプリディストータ部１３０から変調信号Ｓ１１を入力し、変調信号Ｓ１１を増幅した出力信号Ｓ１２を出力する。
制御部１５０は、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０、および第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０を備える。位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０は第１のプリディストータ部１３０の位相補償量を位相係数Ｐ１０によって制御する。ここで位相補償量とは、入力振幅に対する出力位相の特性（ＡＭ−ＰＭ特性）における非線形性による歪みを補償する位相量を言う。
第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０は第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を第１の振幅係数Ｐ１１によって制御する。第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０は第２のプリディストータ部１４０の動作を第２の振幅係数Ｐ１２によって制御する。ここで、第１の振幅制御部１７０と第２の振幅制御部１８０は連動して、増幅装置１００の入力信号Ｓ１０の振幅に対する出力信号Ｓ１２の振幅の比である振幅増幅率が一定となるように制御する。このとき、入力振幅に対する出力振幅の特性（ＡＭ−ＡＭ特性）は線形関係となるので、増幅装置１００の振幅特性における非線形性による歪みは補償される。
このように、本実施形態の増幅装置１００においては、第１の振幅制御部１７０と第２の振幅制御部１８０が連動して増幅装置１００の振幅特性における歪みを補償する。すなわち、第２の振幅制御部１８０は第２のプリディストータ部１４０を制御することによって電力増幅器１１０を高効率で動作させる。そして第１の振幅制御部１７０は、この動作状態における電力増幅器１１０の歪み特性を補償する変調信号を第１のプリディストータ部１３０が出力するように制御する。以上より、本実施形態の増幅装置１００によれば、低歪み特性と高効率動作を同時に実現することができる。
図１では、第２のプリディストータ部１４０は入力信号の振幅情報Ｓ２０を入力信号Ｓ１０とは別に入力側から取得する場合について示した。しかし、これに限らず、第２のプリディストータ部１４０が包絡線検波器（エンベロープディテクタ）を介して入力信号Ｓ１０から振幅情報を取得することとしてもよい。
次に、本実施形態による増幅装置１００の制御部１５０について、さらに詳細に説明する。位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０は、入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるときの位相係数を位相補正値として算出し、位相補正値に基づいて第１のプリディストータ部１３０の位相補償量を制御する。
第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０は、図２Ａに示すように、振幅増幅率が入力信号の振幅の全範囲において、入力信号の振幅が最大であるときの振幅増幅率である基準振幅増幅率ｋと等しいか又はこれを上回るように制御する。このとき、入力振幅に対する出力振幅の特性は、図２Ｂに示すように、全ての入力振幅範囲において出力振幅が傾きｋ（＝基準振幅増幅率）の直線と等しいか又はこれを上回る値をとる。そして第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０は、このときの第１の振幅係数を第１の振幅補正値として算出し、第１の振幅補正値に基づいて第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を制御する。
第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０は、第１の振幅補正値が一定である条件の下で、入力信号の振幅の全範囲において振幅増幅率が一定となるときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する。そして、第２の振幅補正値に基づいて第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。
ここで制御部１５０が、図３に示すように、切替判定部１９０と切替部１９１をさらに有し、第１の振幅制御部１７０がシェーピング関数演算部１７１と第１の振幅係数算出部１７２とを備える構成とすることができる。シェーピング関数演算部１７１は、シェーピング関数を入力信号に作用させた入力変調信号Ｓ１３を第１の振幅係数算出部１７２に出力する。ここでシェーピング関数は、全ての入力値に対して、入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとる関数である。以下では、入出力特性が凸形状であるシェーピング関数を例として説明するが、これに限られない。第１の振幅係数算出部１７２は、入力変調信号Ｓ１３と出力信号Ｓ１２の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数を第１の振幅補正値として算出する。このとき、第１の振幅制御部１７０は第１の振幅補正値に基づいて第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を制御する。これにより第１のプリディストータ部１３０は、増幅装置１００の入出力振幅特性がシェーピング関数により定まる凸形状となるような変調信号Ｓ１１を出力する。
切替判定部１９０は第１の振幅係数算出部１７２から入力変調信号Ｓ１３と出力信号Ｓ１２の振幅誤差を示す振幅誤差情報Ｓ１４を取得し、振幅誤差情報Ｓ１４に基づいて切替判定を行う。切替部１９１は切替判定の結果に基づいて、第１の振幅制御部１７０の動作状態と第２の振幅制御部１８０の動作状態を切り替える。具体的には例えば、振幅誤差が所定の閾値を超えたと判断したとき、切替判定部１９０は切替部１９１に切替指示信号Ｓ１５を出力する。そして切替部１９１は切替指示信号Ｓ１５を受信したときに、第１の振幅制御部１７０の動作状態と第２の振幅制御部１８０の動作状態を切り替えることとすることができる。
第２の振幅制御部１８０は第２のプリディストータ部１４０を介して電源電圧変調部１２０を制御する。このとき電源電圧変調部１２０は、入力振幅の全範囲において電力増幅器１１０の各出力が飽和状態となるように電源電圧を制御する。具体的には電力増幅器１１０の出力が飽和状態となるまで、電源電圧の振幅を低減させる。すなわち第２の振幅制御部１８０は、電力増幅器１１０の出力が飽和状態となる電源電圧を電源電圧変調部１２０が供給するときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出し、第２の振幅補正値に基づいて第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。
ここで、電力増幅器１１０には上述したように、第１のプリディストータ部１３０から凸形状の入出力振幅特性を有する変調信号Ｓ１１が入力される。電力増幅器１１０の出力が飽和状態となると出力信号Ｓ１２の振幅は減少するので、電源電圧を上述の構成によって制御することにより、入力信号Ｓ１０の振幅に対する出力信号Ｓ１２の振幅の比である振幅増幅率を一定とすることができる。
このように、本実施形態による増幅装置１００は、第１の振幅制御部１７０と第２の振幅制御部１８０は連動して、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率を一定に制御する構成としている。そのため、電力増幅器１１０が飽和領域で高効率な動作をしている状態で、入力振幅に対する出力振幅の非線形性による歪みを補償することが可能となる。
次に、本実施形態による増幅装置１００の動作を説明する。図４は、増幅装置１００の動作を説明するためのシーケンス図である。まず制御部１５０は、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０、第１の振幅制御部１７０、および第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０における、それぞれの係数を初期化する（ステップＳ１０１）。
第１段階において、制御部１５０は位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０で算出される位相係数と、第１の振幅制御部１７０で算出される第１の振幅係数を用いて、第１のプリディストータ部１３０の動作を制御する。すなわち、位相係数は第１のプリディストータ部１３０における入力信号に対する位相補償量を決定し、第１の振幅係数は入力信号に対する振幅調整量を決定する。
位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０は、増幅装置１００の入力信号および出力信号を同期させ、同期した入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように位相係数を更新する（ステップＳ１０２）。そして、位相誤差を最小にする位相係数である位相補正値を算出する（ステップＳ１０３）。この位相補正値によって第１のプリディストータ部１３０の位相補償量を決定する。このとき、位相補正値の算出には例えば、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：最小平均二乗）アルゴリズムを用いることができる。
第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０は、増幅装置１００の入力信号にシェーピング関数を作用させることによって入力変調信号を作成し、入力変調信号と出力信号を同期させる。同期した入力変調信号と出力信号の振幅誤差が最小となるように第１の振幅係数を更新する（ステップＳ１０４）。そして、入力変調信号と出力信号の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出する（ステップＳ１０５）。この第１の振幅補正値を用いて、増幅装置１００の入出力特性がシェーピング関数と同一となるように第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を制御する。このとき、第１の振幅補正値の算出にもＬＭＳアルゴリズムを用いることができる。ここで本実施形態では、シェーピング関数として図５Ａに示すようなｙ＝ｘの直線に対して上に凸形状（図中のｙ＝ｆ（ｘ））となる関数を用いた。しかし、これに限らず図５Ｂに示すように、全ての入力ｘに対して出力ｙが、ｙ≧ｘの条件を満たす関数（図中のｙ＝ｇ（ｘ））であればシェーピング関数として用いることができる。
切替判定部１９０は第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０における振幅誤差が、例えば最小となったと判断したときに、切替部１９１に切替指示信号を出力する。そして切替部１９１は切替指示信号を受信したときに、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０の動作状態と第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０の動作状態を切り替える。すなわち、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０を停止状態（ＯＦＦ）とし（ステップＳ１０６）、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０を動作状態（ＯＮ）とする（ステップＳ１０７）。したがって第１の振幅補正値は一定となり、第１の振幅補正値に基づいて定まる第１のプリディストータ部１３０の入出力振幅特性は固定される（ステップＳ１０８）。なお切替判定部１９０は、入力変調信号と出力信号の振幅誤差の値、例えば振幅誤差の平均値が予め指定された閾値を超えたときに、振幅誤差が最小となったと判断するように構成することができる。
続く第２段階において、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０は第２の振幅係数を更新して第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。つまり第２のプリディストータ部１４０は、第２の振幅係数に基づいて電源電圧変調部１２０を制御し、電力増幅器１１０の電源電圧の振幅を決定する。具体的には、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０は、電源電圧の振幅を低減し電力増幅器１１０が出力飽和状態となる電源電圧を、電源電圧変調部１２０が供給するように第２の振幅係数を更新する（ステップＳ１０９）。このとき、電力増幅器１１０が出力飽和状態となると出力信号の振幅は減少する。そのため、第１段階の終了時点において凸形状の入出力振幅特性を有する出力信号を、最終的には、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比が一定となる線形な入出力振幅特性とすることができる。第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０は、このときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出し（ステップＳ１１０）、第２の振幅補正値に基づいて第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。
また第２段階においても、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０は入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように位相係数を更新し（ステップＳ１１１）、位相誤差を最小にする位相係数である位相補正値を算出する（ステップＳ１１２）。
以上説明したように、本実施形態の増幅装置１００においては、第２の振幅制御部１８０が第２のプリディストータ部１４０を制御することによって、電力増幅器１１０は高効率で動作する。そして第１の振幅制御部１７０は、この動作状態における電力増幅器１１０の歪み特性を補償する変調信号を第１のプリディストータ部１３０が出力するように制御する。さらに、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０は入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように常に第１のプリディストータ部１３０を制御する。このような構成とすることにより、本実施形態によれば、電力増幅器１１０が飽和領域で高効率な動作をしている状態において、入出力信号の振幅誤差および位相誤差を共に補償することが可能となる。
以上の説明では、増幅装置１００は、電力増幅器１１０、電源電圧変調部１２０、第１のプリディストータ部１３０、第２のプリディストータ部１４０、および制御部１５０を有する構成とした。ここで、第１のプリディストータ部１３０と、第２のプリディストータ部１４０と、制御部１５０とが電力増幅器の制御装置を構成することとしてもよい。この場合においても、電力増幅器の制御装置と電源電圧変調部１２０と電力増幅器１１０を備えた構成によって、本実施形態の増幅装置１００と同一の効果を得ることができる。電力増幅器の制御装置は例えば、特定用途向け集積回路（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ：ＡＳＩＣ）によって実装することができる。
また、上述の各ステップをコンピュータに実行させることとしてもよい。すなわち、コンピュータに、増幅装置の入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように、入力信号に対する位相補償量を決定する位相係数を更新する手順と、位相誤差を最小にする位相係数である位相補正値を算出する手順と、入力信号に、全ての入力値に対して入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとる関数を作用させることによって入力変調信号を作成する手順と、入力変調信号と出力信号の振幅誤差が最小となるように、入力信号に対する振幅調整量を決定する第１の振幅係数を更新する手順と、入力変調信号と出力信号の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出する手順と、第１の振幅補正値を一定とした状態で、増幅装置を構成する電力増幅器が出力飽和状態となる電源電圧を供給するように、入力信号の振幅情報に基づいて、電力増幅器の電源電圧の振幅を決定する第２の振幅係数を更新する手順と、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率が一定となるときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する手順と、位相補正値を用いて、入力信号と出力信号との間における位相誤差を補償し、第１の振幅補正値と第２の振幅補正値とを用いて、振幅増幅率を一定に制御する手順、を実行させることができる。この場合、コンピュータとしてプログラム可能な論理演算回路（論理ブロック）を用いることができ、例えば、かかる論理ブロックを備えたフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ：ＦＰＧＡ）などによって実装することができる。
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図６は、本実施形態に係る増幅装置２００の構成を示すブロック図である。増幅装置２００はエンベロープトラッキング方式の増幅装置であり、電力増幅器（ＰＡ）１１０と、電力増幅器１１０の電源電圧を変調する電源電圧変調部１２０を有する。さらに、電力増幅器１１０の前段に配置された第１のプリディストータ部１３０、電源電圧変調部１２０の前段に配置された第２のプリディストータ部１４０、および制御部２５０を有する。
第１のプリディストータ部１３０は、入力信号Ｓ１０に対して位相補償量および振幅調整量を付加した変調信号Ｓ１１を電力増幅器（ＰＡ）１１０に出力する。第２のプリディストータ部１４０は、増幅装置２００の入力信号の振幅情報Ｓ２０を入力側から取得し、振幅情報Ｓ２０に基づいて電源電圧変調部１２０の制御を行う。制御部２５０は、第１のプリディストータ部１３０と第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。ここで、電力増幅器１１０は第１のプリディストータ部１３０から変調信号Ｓ１１を入力し、変調信号Ｓ１１を増幅した出力信号Ｓ１２を出力する。ここまでの構成は、第１の実施形態による増幅装置１００の構成と同様である。
なお図６では、第２のプリディストータ部１４０が包絡線検波器（エンベロープディテクタ、図示せず）などを介して入力信号Ｓ１０から振幅情報Ｓ２０を取得する構成を示した。また、増幅装置２００では、増幅装置２００の入力信号および出力信号を同期させるため、制御部２５０の前段に入力信号を遅延させる遅延器２０３を備えた構成とした。
本実施形態による増幅装置２００は、制御部２５０の構成が第１の実施形態の増幅装置１００と異なる。ここで、制御部２５０は位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０、および第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０を備える。そして制御部２５０はルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）を用いて第１のプリディストータ部１３０および第２のプリディストータ部１４０をそれぞれ制御する構成とした。
すなわち、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０は第１のプリディストータ部１３０の位相補償量を定める位相係数が記録された第１のルックアップ・テーブル２６３を備える。第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０は第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を定める第１の振幅係数が記録された第２のルックアップ・テーブル２７３を備える。そして第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０は第２のプリディストータ部１４０の動作を定める第２の振幅係数が記録された第３のルックアップ・テーブル２８３を備える構成とした。
以下では、ベースバンド信号をアップコンバートして送信する送信装置に増幅装置２００を用いる場合を例として説明する。この場合、第１のプリディストータ部１３０と電力増幅器（ＰＡ）１１０との間にアップコンバータ３０１を配置し、電力増幅器（ＰＡ）１１０の出力と制御部２５０との間にダウンコンバータ３０２を配置した構成とすることができる。
図７に、制御部２５０の構成をさらに詳細に示す。位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０は位相係数算出部２６２と第１のルックアップ・テーブル２６３を備える。第１の振幅制御部２７０はシェーピング関数演算部２７１、第１の振幅係数算出部２７２、および第２のルックアップ・テーブル２７３を備える。そして第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０は第２の振幅係数算出部２８２と第３のルックアップ・テーブル２８３を備える。これらに加えて制御部２５０は、入力信号のスケーリングと振幅位相分離を行う入力信号処理部２５１、出力信号のスケーリングと振幅位相分離を行う出力信号処理部２５２、および切替制御部２９０を有する。切替制御部２９０は、第１の振幅制御部２７０の動作状態と第２の振幅制御部２８０の動作状態を切り替える。
次に、本実施形態による増幅装置２００の動作を図６から図１０を用いて詳細に説明する。図６に示すように、ベースバンドからの入力信号Ｓ１０は第１のプリディストータ部１３０で変調された後に、アップコンバータ３０１でアップコンバートされ電力増幅器（ＰＡ）１１０に入力される。電力増幅器（ＰＡ）１１０で増幅された出力信号Ｓ１２はアンテナを介して送信される。出力信号Ｓ１２の一部はカプラ等によって減衰され、ダウンコンバータ３０２でダウンコンバートされた後に制御部２５０に入力される。
一方、ベースバンドからの入力信号Ｓ１０の一部は包絡線検波器（エンベロープディテクタ、図示せず）などに入力され、入力信号Ｓ１０から振幅情報Ｓ２０が抽出される。第２のプリディストータ部１４０は振幅情報Ｓ２０と第２の振幅係数に基づいて電源電圧変調部１２０の制御を行う。電源電圧変調部１２０は電力増幅器１１０の電源電圧を変調する。
遅延器２０３は入力信号Ｓ１０を遅延させることにより、制御部２５０に入力する入力信号（ｘ（ｔ＋τ））と出力信号（ｙ（ｔ））を同期させる。遅延器２０３における遅延量τは、入出力信号の相関係数を計算することによって算出される。
制御部２５０は同期した入力信号と出力信号を用いて各係数を算出し、各ルックアップ・テーブルの値を更新する。具体的には、図７に示すように、位相係数算出部２６２は位相係数を算出し第１のルックアップ・テーブル２６３の値を更新する。第１の振幅係数算出部２７２は第１の振幅係数を算出し第２のルックアップ・テーブル２７３の値を更新する。また、第２の振幅係数算出部２８２は第２の振幅係数を算出し第３のルックアップ・テーブル２８３の値を更新する。
切替制御部２９０は、第１の振幅係数算出部２７２の出力値が所定の閾値を下回ったとき、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０の動作状態と第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０の動作状態を切り替える。つまり、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０を停止（ＯＦＦ）状態とし、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０を動作（ＯＮ）状態とする。
位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０は、第１のルックアップ・テーブル２６３に記録された位相係数によって第１のプリディストータ部１３０の位相補償量を定める。第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０は、第２のルックアップ・テーブル２７３に記録された第１の振幅係数によって第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を定める。また第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０は、第３のルックアップ・テーブル２８３に記録された第２の振幅係数によって第２のプリディストータ部１４０の動作を定める。
次に、制御部２５０において各ルックアップ・テーブルに記録される各係数を算出する手順について説明する。図８は制御部２５０の構成の一部を示すブロック図であり、第１のプリディストータ部１３０を制御する場合に対応する。図９は制御部２５０の構成の別の一部を示すブロック図であり、第２のプリディストータ部１４０を制御する場合に対応する。また図１０は、制御部２５０の動作を説明するためのシーケンス図である。
まず、制御部２５０は、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０、および第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０における、それぞれの係数を初期化する。すなわち、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０においては、第１のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２６３に記録された位相係数の値を初期化する（図１０のステップＳ２０１）。第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０では、第２のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２７３に記録された位相係数の値を初期化し、シェーピング関数演算部２７１に所定のシェーピング関数を設定する（ステップＳ２０２）。また、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０では、第３のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２８３に第２の振幅係数の初期値を設定する（ステップＳ２０３）。このときの初期値は、第２のプリディストータ部１４０の制御によって定まる電力増幅器１１０の動作状態において、電力増幅器１１０の出力が飽和状態とならないように設定する。
次に、図８と図１０を参照して、第１のプリディストータ部１３０の動作を制御する第１のルックアップ・テーブル２６３および第２のルックアップ・テーブル２７３の各係数を更新する手順を説明する（図１０の手順１）。
図８に示すように、制御部２５０は入力信号処理部２５１と出力信号処理部２５２を備える。入力信号処理部２５１と出力信号処理部２５２は、ある一定時間のベースバンドの入力信号および出力信号のデータ列それぞれにおいて、振幅の最大値が１となるように振幅のスケーリングを行う。スケーリングを行った後に振幅成分（ｒ）と位相成分（θ）をそれぞれ分離して出力する。
位相係数算出部２６２は、入力信号における位相の値（θｘ（ｔ＋τ））と出力信号における位相の値（θｙ（ｔ））から、両者の位相誤差が最小となるようにＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：最小平均二乗）アルゴリズムを用いた演算を行う。そして、このときの位相係数の更新値（Δθ）により第１のルックアップ・テーブル２６３に記録された位相係数を更新する（ステップＳ２０４）。
一方、振幅成分（ｒ）に関しては、まず、シェーピング関数演算部２７１が入力信号（ｒｘ（ｔ＋τ））に凸形状の入出力特性を有するシェーピング関数を作用させ、入力変調信号（ｒｘ’（ｔ＋τ））として第１の振幅係数算出部２７２に出力する。第１の振幅係数算出部２７２は、入力変調信号（ｒｘ’（ｔ＋τ））と出力信号の振幅成分（ｒｙ（ｔ））との振幅誤差が最小となるようにＬＭＳアルゴリズムを用いた演算を行う。そして、このときの第１の振幅係数の更新値（Δｒ）により第２のルックアップ・テーブル２７３に記録された第１の振幅係数を更新する（ステップＳ２０５）。
ここでシェーピング関数は、第１の実施形態で用いた図５Ａに示すような、ｙ＝ｘの直線に対して上に凸形状（図中のｙ＝ｆ（ｘ））となる関数を用いた。すなわち、入力ｘ、出力ｙの範囲をいずれも０以上１以下としたとき（［０，１］→［０，１］）、入出力の最小値の組（０，０）と最大値の組（１，１）を結んだ直線（図５Ａのｙ＝ｘの直線）より常に上側になる曲線（図５Ａのｙ＝ｆ（ｘ））を表わす関数を用いた。この条件を数式で表わすと、シェーピング関数ｆは、
ｆ（０）＝０、ｆ（１）＝１
ｆ（ａ）＞ａ（０＜ａ＜１）
を満たす関数である。具体的には例えば、シェーピング関数としてｙ＝ｓｉｎ（πｘ／２）を用いることができる。
上述した各係数の更新は、具体的には例えば以下のように行うことができる。まず、位相係数算出部２６２および第１の振幅係数算出部２７２は、制御部２５０の入力信号（ｘ（ｔ＋τ））の振幅に対応して各ルックアップ・テーブルのアドレス値ｐを算出する。そして、更新値ΔθおよびΔｒをそれぞれ対応する第１のルックアップ・テーブル２６３および第２のルックアップ・テーブル２７３のｐ番地の値に足しこむことにより各ルックアップ・テーブルの値を更新する。
位相係数の更新を繰り返すことによって、増幅装置２００の入力信号と出力信号の位相誤差が最小となる位相係数である位相補正値を算出する（ステップＳ２０６）。また、第１の振幅係数の更新を繰り返すことによって、入力変調信号と出力信号の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出する（ステップＳ２０７）。このとき、シェーピング後の入力変調信号（ｒｘ’（ｔ＋τ））と出力信号（ｒｙ（ｔ））は線形な関係になる。ただし、シェーピングを行う前の入力信号（ｒｘ（ｔ＋τ））に対しては出力信号（ｒｙ（ｔ））は線形な関係にはなく、この時点では出力信号は歪んだ状態のままである。
切替制御部２９０は、第１の振幅係数算出部２７２が出力する第１の振幅係数の更新値（Δｒ）が収束したかどうかを判定する。収束したと判定した場合、第１の振幅係数算出部２７２の動作を停止（ＯＦＦ）状態とし（ステップＳ２０８）、第２の振幅係数算出部２８２を動作（ＯＮ）状態とする（ステップＳ２０９）。つまり、図１０における手順１から手順２への移行を行う。このとき第１の振幅補正値は一定となり、第１の振幅補正値に基づいて定まる第１のプリディストータ部１３０の入出力振幅特性は固定される（ステップＳ２１０）。収束の判定は例えば、更新値の絶対値（｜Δｒ｜）のＮ回平均値が、閾値βを下回ったときに収束したとみなすことにより行うことができる。ここで、Ｎおよびβはあらかじめ与えられるパラメータである。
以上説明した手順１により、増幅装置２００の入力振幅に対する出力位相の特性（ＡＭ−ＰＭ特性）は、入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように最適化される。また、入力振幅に対する出力振幅の特性（ＡＭ−ＡＭ特性）は、シェーピング関数と同様の特性曲線を示すことになる。つまり、手順１の終了時点においては、ＡＭ−ＡＭ特性は歪んだ状態のままである。また、手順１では電源電圧に関しては最適化処理が施されていないため、増幅装置の効率動作の点では最適動作状態とはなっていない。
上述した第１の振幅補正値の算出において、あらかじめ定められた時間（τ１）を経過した後においてもＬＭＳアルゴリズムが収束しなかった場合は、シェーピング関数をより線形に近い関数に変更し、初期化から再度処理を行うこととしてもよい。具体的には、従前のシェーピング関数ｙ＝ｆ（ｘ）に対して、例えば関数ｙ＝（ｘ＋ｆ（ｘ））／２を新たなシェーピング関数として用いることができる。
なお、第２の振幅係数算出部２８２が動作（ＯＮ）状態となった後に、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０は第２のプリディストータ部１４０を制御することによって、電力増幅器１１０の出力が飽和する直前の状態とすることが望ましい。ここで電力増幅器１１０の入出力特性が飽和するのは、電力増幅器１１０の出力振幅と電力増幅器１１０の電源電圧がほぼ同等になる場合である。以下に、この場合の具体的な制御手法の一例を説明する。
図１１は、電力増幅器１１０に供給する電源電圧の制御手法を説明するための図であり、横軸は時間、縦軸は電圧である。第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０における第２の振幅係数の初期値によって、電源電圧変調部１２０は電力増幅器１１０に初期電源電圧Ｖｄｄ０（ｔ）を供給する。この初期電源電圧Ｖｄｄ０（ｔ）は、電力増幅器１１０の出力信号の振幅ｖ（ｔ）に対して、あらかじめ指定された十分大きな正のオフセットｖ０を有するように設定する。すなわち、Ｖｄｄ０（ｔ）＝ｖ（ｔ）＋ｖ０である。
上述した手順１における第１の振幅係数の最適化が終了した後、電源電圧変調部１２０を制御することにより電源電圧の電圧オフセットｖ０の値を下げていく。このとき例えば、入力信号に対する出力信号の比である増幅率（ゲイン）をモニタし、電圧オフセットｖ０の下げ幅に対してゲインの減少値があらかじめ設定された閾値を越えたときに、電圧オフセット値の更新を停止する。このときのオフセット値をｖ１とすると、電源電圧はｖ（ｔ）＋ｖ１となる。このようにして、電力増幅器１１０の出力が飽和する直前の状態に電源電圧を設定することができる。
次に、図９と図１０を参照して、第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する第３のルックアップ・テーブル２８３に記録された第２の振幅係数を更新する手順を説明する（図１０の手順２）。なお、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０は手順１における場合と同じ動作を行うので、説明を省略する。
図９は制御部２５０の構成の一部を示すブロック図であり、第２のプリディストータ部１４０を制御する場合に対応する。第２の振幅係数算出部２８２は、第２の振幅係数の更新値（Δｈ）により第３のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２８３に記録された第２の振幅係数を更新する（ステップＳ２１１）。このとき第２の振幅係数算出部２８２は、手順１の終了時点において歪んだ状態にあるＡＭ−ＡＭ特性が線形に近づくように第２の振幅係数を更新する。すなわち、ＡＭ−ＡＭ特性が線形関係にない入力振幅に対して、対応する電源電圧を減衰させることによって電力増幅器１１０を出力飽和状態とし、それにより出力振幅が減少するように制御する。
具体的には例えば、入力振幅ｒｘ（ｔ）に対応する第３のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２８３の値を、線形からの差分値（ｒｙ（ｔ）−ｒｘ（ｔ））に比例して減少させることによって、電力増幅器１１０を出力飽和状態とすることができる。すなわち、ｒｘ（ｔ）に対応する更新値（Δｈ（ｔ））を
Δｈ（ｔ）＝−α（ｒｙ（ｔ）−ｒｘ（ｔ））
によって定める。ただし、αはあらかじめ与えられた値である。第２の振幅係数の更新は例えば、入力信号（ｘ（ｔ＋τ））の振幅に対応したアドレス値を算出し、第３のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２８３の対応するアドレス値の値に更新値Δｈを足しこむことによって行うことができる。
このようにして第２の振幅係数の更新を繰り返すことにより、電力増幅器１１０の各出力振幅において飽和状態とすることができる。その結果、各入力振幅において対応する出力振幅が減衰するので、手順１の終了時点において凸形状の入出力特性を有していたＡＭ−ＡＭ特性を線形特性へと近づけることが可能となる。そして入力信号の振幅の全範囲において、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率が一定となるときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する（ステップＳ２１２）。これにより、電力増幅器１１０の入出力特性が飽和する領域を利用した高効率の増幅動作に加えて、振幅成分と位相成分の両方が補正された低歪みの出力信号が得られる。
以上説明したように、本実施形態の増幅装置２００においては、第２の振幅制御部２８０が第２のプリディストータ部１４０を制御することによって、電力増幅器１１０は高効率で動作する。そして第１の振幅制御部２７０は、この動作状態における電力増幅器１１０の歪み特性を補償する変調信号を第１のプリディストータ部１３０が出力するように制御する。さらに、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０は入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように常に第１のプリディストータ部１３０を制御する。このような構成とすることにより、本実施形態によれば、電力増幅器１１０が飽和領域で高効率な動作をしている状態において、入出力信号の振幅誤差および位相誤差を共に補償することが可能となる。
また、本実施形態による第２のプリディストータ部１４０の最適化は第２の振幅係数を減少させることによって行うため、計算量が少なくアルゴリズムの収束が早い。よって、本実施形態によれば、増幅装置の最適化を迅速に行うことができるという効果が得られる。さらに、本実施形態によれば、電力増幅器は飽和領域で動作していることから、関連する増幅装置よりも高効率な動作が可能である。
なお、第３のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２８３の係数の更新方法は上述した方法に限らず、例えばルックアップ・テーブルの連続性を保つために近接するアドレスの係数に関しても同時に低減するなど、その他の線形化手法を用いることができる。
上述した第２の振幅係数の更新操作を、増幅装置２００の歪みがあらかじめ設定した規格値を満たすまで繰り返すこととしてもよい。例えば、隣接チャネル漏洩電力比（Ａｄｊａｃｅｎｔ−Ｃｈａｎｎｅｌ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ＡＣＰＲ）が−４０ｄＢ以下となるまで繰り返すことができる。
上述した第２の振幅補正値の算出において、あらかじめ定められた時間（τ２）を経過した後においても歪みが所定の規格値を満たさない場合は、出力飽和による歪みの影響が大きいと考えられる。そこで、出力飽和を緩和するようにシェーピング関数をより線形に近い関数に変更し、初期化から再度処理を行うこととしてもよい。この場合も手順１における場合と同様に、従前のシェーピング関数ｙ＝ｆ（ｘ）に対して、例えば関数ｙ＝（ｘ＋ｆ（ｘ））／２を新たなシェーピング関数として用いることができる。
本実施形態では、プリディストータとしてルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）方式を用いた場合について説明した。しかし、これに限らず、歪みの補正量を多項式で近似する方式、または複素信号による計算処理を行う方式によるプリディストータを用いることとしてもよい。
以上の説明では、増幅装置２００は、電力増幅器１１０、電源電圧変調部１２０、第１のプリディストータ部１３０、第２のプリディストータ部１４０、および制御部２５０を有する構成とした。ここで、第１のプリディストータ部１３０と、第２のプリディストータ部１４０と、制御部２５０とが電力増幅器の制御装置を構成することとしてもよい。この場合においても、電力増幅器の制御装置と電源電圧変調部１２０と電力増幅器１１０を備えた構成によって、本実施形態の増幅装置２００と同一の効果を得ることができる。電力増幅器の制御装置は例えば、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）などによって実装することができる。
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
この出願は、２０１０年１２月２０日に出願された日本出願特願２０１０−２８３１３３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態に係る増幅装置１００の構成を示すブロック図である。増幅装置１００はエンベロープトラッキング方式の増幅装置であり、電力増幅器（ＰＡ）１１０と、電力増幅器１１０の電源電圧を変調する電源電圧変調部１２０を有する。さらに、電力増幅器１１０の前段に配置された第１のプリディストータ部１３０、電源電圧変調部１２０の前段に配置された第２のプリディストータ部１４０、および制御部１５０を有する。第１のプリディストータ部１３０は、入力信号Ｓ１０に対して位相補償量および振幅調整量を付加した変調信号Ｓ１１を電力増幅器（ＰＡ）１１０に出力する。第２のプリディストータ部１４０は、増幅装置１００の入力信号の振幅情報Ｓ２０を入力側から取得し、振幅情報Ｓ２０に基づいて電源電圧変調部１２０の制御を行う。制御部１５０は、第１のプリディストータ部１３０と第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。ここで、電力増幅器１１０は第１のプリディストータ部１３０から変調信号Ｓ１１を入力し、変調信号Ｓ１１を増幅した出力信号Ｓ１２を出力する。
制御部１５０は、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０、および第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０を備える。位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０は第１のプリディストータ部１３０の位相補償量を位相係数Ｐ１０によって制御する。ここで位相補償量とは、入力振幅に対する出力位相の特性（ＡＭ−ＰＭ特性）における非線形性による歪みを補償する位相量を言う。
第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０は第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を第１の振幅係数Ｐ１１によって制御する。第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０は第２のプリディストータ部１４０の動作を第２の振幅係数Ｐ１２によって制御する。ここで、第１の振幅制御部１７０と第２の振幅制御部１８０は連動して、増幅装置１００の入力信号Ｓ１０の振幅に対する出力信号Ｓ１２の振幅の比である振幅増幅率が一定となるように制御する。このとき、入力振幅に対する出力振幅の特性（ＡＭ−ＡＭ特性）は線形関係となるので、増幅装置１００の振幅特性における非線形性による歪みは補償される。
このように、本実施形態の増幅装置１００においては、第１の振幅制御部１７０と第２の振幅制御部１８０が連動して増幅装置１００の振幅特性における歪みを補償する。すなわち、第２の振幅制御部１８０は第２のプリディストータ部１４０を制御することによって電力増幅器１１０を高効率で動作させる。そして第１の振幅制御部１７０は、この動作状態における電力増幅器１１０の歪み特性を補償する変調信号を第１のプリディストータ部１３０が出力するように制御する。以上より、本実施形態の増幅装置１００によれば、低歪み特性と高効率動作を同時に実現することができる。
図１では、第２のプリディストータ部１４０は入力信号の振幅情報Ｓ２０を入力信号Ｓ１０とは別に入力側から取得する場合について示した。しかし、これに限らず、第２のプリディストータ部１４０が包絡線検波器（エンベロープディテクタ）を介して入力信号Ｓ１０から振幅情報を取得することとしてもよい。
次に、本実施形態による増幅装置１００の制御部１５０について、さらに詳細に説明する。位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０は、入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるときの位相係数を位相補正値として算出し、位相補正値に基づいて第１のプリディストータ部１３０の位相補償量を制御する。
第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０は、図２Ａに示すように、振幅増幅率が入力信号の振幅の全範囲において、入力信号の振幅が最大であるときの振幅増幅率である基準振幅増幅率ｋと等しいか又はこれを上回るように制御する。このとき、入力振幅に対する出力振幅の特性は、図２Ｂに示すように、全ての入力振幅範囲において出力振幅が傾きｋ（＝基準振幅増幅率）の直線と等しいか又はこれを上回る値をとる。そして第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０は、このときの第１の振幅係数を第１の振幅補正値として算出し、第１の振幅補正値に基づいて第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を制御する。
第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０は、第１の振幅補正値が一定である条件の下で、入力信号の振幅の全範囲において振幅増幅率が一定となるときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する。そして、第２の振幅補正値に基づいて第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。
ここで制御部１５０が、図３に示すように、切替判定部１９０と切替部１９１をさらに有し、第１の振幅制御部１７０がシェーピング関数演算部１７１と第１の振幅係数算出部１７２とを備える構成とすることができる。シェーピング関数演算部１７１は、シェーピング関数を入力信号に作用させた入力変調信号Ｓ１３を第１の振幅係数算出部１７２に出力する。ここでシェーピング関数は、全ての入力値に対して、入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとる関数である。以下では、入出力特性が凸形状であるシェーピング関数を例として説明するが、これに限られない。第１の振幅係数算出部１７２は、入力変調信号Ｓ１３と出力信号Ｓ１２の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数を第１の振幅補正値として算出する。このとき、第１の振幅制御部１７０は第１の振幅補正値に基づいて第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を制御する。これにより第１のプリディストータ部１３０は、増幅装置１００の入出力振幅特性がシェーピング関数により定まる凸形状となるような変調信号Ｓ１１を出力する。
切替判定部１９０は第１の振幅係数算出部１７２から入力変調信号Ｓ１３と出力信号Ｓ１２の振幅誤差を示す振幅誤差情報Ｓ１４を取得し、振幅誤差情報Ｓ１４に基づいて切替判定を行う。切替部１９１は切替判定の結果に基づいて、第１の振幅制御部１７０の動作状態と第２の振幅制御部１８０の動作状態を切り替える。具体的には例えば、振幅誤差が所定の閾値を超えたと判断したとき、切替判定部１９０は切替部１９１に切替指示信号Ｓ１５を出力する。そして切替部１９１は切替指示信号Ｓ１５を受信したときに、第１の振幅制御部１７０の動作状態と第２の振幅制御部１８０の動作状態を切り替えることとすることができる。
第２の振幅制御部１８０は第２のプリディストータ部１４０を介して電源電圧変調部１２０を制御する。このとき電源電圧変調部１２０は、入力振幅の全範囲において電力増幅器１１０の各出力が飽和状態となるように電源電圧を制御する。具体的には電力増幅器１１０の出力が飽和状態となるまで、電源電圧の振幅を低減させる。すなわち第２の振幅制御部１８０は、電力増幅器１１０の出力が飽和状態となる電源電圧を電源電圧変調部１２０が供給するときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出し、第２の振幅補正値に基づいて第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。
ここで、電力増幅器１１０には上述したように、第１のプリディストータ部１３０から凸形状の入出力振幅特性を有する変調信号Ｓ１１が入力される。電力増幅器１１０の出力が飽和状態となると出力信号Ｓ１２の振幅は減少するので、電源電圧を上述の構成によって制御することにより、入力信号Ｓ１０の振幅に対する出力信号Ｓ１２の振幅の比である振幅増幅率を一定とすることができる。
このように、本実施形態による増幅装置１００は、第１の振幅制御部１７０と第２の振幅制御部１８０は連動して、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率を一定に制御する構成としている。そのため、電力増幅器１１０が飽和領域で高効率な動作をしている状態で、入力振幅に対する出力振幅の非線形性による歪みを補償することが可能となる。
次に、本実施形態による増幅装置１００の動作を説明する。図４は、増幅装置１００の動作を説明するためのシーケンス図である。まず制御部１５０は、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０、第１の振幅制御部１７０、および第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０における、それぞれの係数を初期化する（ステップＳ１０１）。
第１段階において、制御部１５０は位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０で算出される位相係数と、第１の振幅制御部１７０で算出される第１の振幅係数を用いて、第１のプリディストータ部１３０の動作を制御する。すなわち、位相係数は第１のプリディストータ部１３０における入力信号に対する位相補償量を決定し、第１の振幅係数は入力信号に対する振幅調整量を決定する。
位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０は、増幅装置１００の入力信号および出力信号を同期させ、同期した入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように位相係数を更新する（ステップＳ１０２）。そして、位相誤差を最小にする位相係数である位相補正値を算出する（ステップＳ１０３）。この位相補正値によって第１のプリディストータ部１３０の位相補償量を決定する。このとき、位相補正値の算出には例えば、ＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：最小平均二乗）アルゴリズムを用いることができる。
第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０は、増幅装置１００の入力信号にシェーピング関数を作用させることによって入力変調信号を作成し、入力変調信号と出力信号を同期させる。同期した入力変調信号と出力信号の振幅誤差が最小となるように第１の振幅係数を更新する（ステップＳ１０４）。そして、入力変調信号と出力信号の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出する（ステップＳ１０５）。この第１の振幅補正値を用いて、増幅装置１００の入出力特性がシェーピング関数と同一となるように第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を制御する。このとき、第１の振幅補正値の算出にもＬＭＳアルゴリズムを用いることができる。ここで本実施形態では、シェーピング関数として図５Ａに示すようなｙ＝ｘの直線に対して上に凸形状（図中のｙ＝ｆ（ｘ））となる関数を用いた。しかし、これに限らず図５Ｂに示すように、全ての入力ｘに対して出力ｙが、ｙ≧ｘの条件を満たす関数（図中のｙ＝ｇ（ｘ））であればシェーピング関数として用いることができる。
切替判定部１９０は第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０における振幅誤差が、例えば最小となったと判断したときに、切替部１９１に切替指示信号を出力する。そして切替部１９１は切替指示信号を受信したときに、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０の動作状態と第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０の動作状態を切り替える。すなわち、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）１７０を停止状態（ＯＦＦ）とし（ステップＳ１０６）、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０を動作状態（ＯＮ）とする（ステップＳ１０７）。したがって第１の振幅補正値は一定となり、第１の振幅補正値に基づいて定まる第１のプリディストータ部１３０の入出力振幅特性は固定される（ステップＳ１０８）。なお切替判定部１９０は、入力変調信号と出力信号の振幅誤差の値、例えば振幅誤差の平均値が予め指定された閾値を超えたときに、振幅誤差が最小となったと判断するように構成することができる。
続く第２段階において、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０は第２の振幅係数を更新して第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。つまり第２のプリディストータ部１４０は、第２の振幅係数に基づいて電源電圧変調部１２０を制御し、電力増幅器１１０の電源電圧の振幅を決定する。具体的には、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０は、電源電圧の振幅を低減し電力増幅器１１０が出力飽和状態となる電源電圧を、電源電圧変調部１２０が供給するように第２の振幅係数を更新する（ステップＳ１０９）。このとき、電力増幅器１１０が出力飽和状態となると出力信号の振幅は減少する。そのため、第１段階の終了時点において凸形状の入出力振幅特性を有する出力信号を、最終的には、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比が一定となる線形な入出力振幅特性とすることができる。第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）１８０は、このときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出し（ステップＳ１１０）、第２の振幅補正値に基づいて第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。
また第２段階においても、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０は入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように位相係数を更新し（ステップＳ１１１）、位相誤差を最小にする位相係数である位相補正値を算出する（ステップＳ１１２）。
以上説明したように、本実施形態の増幅装置１００においては、第２の振幅制御部１８０が第２のプリディストータ部１４０を制御することによって、電力増幅器１１０は高効率で動作する。そして第１の振幅制御部１７０は、この動作状態における電力増幅器１１０の歪み特性を補償する変調信号を第１のプリディストータ部１３０が出力するように制御する。さらに、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）１６０は入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように常に第１のプリディストータ部１３０を制御する。このような構成とすることにより、本実施形態によれば、電力増幅器１１０が飽和領域で高効率な動作をしている状態において、入出力信号の振幅誤差および位相誤差を共に補償することが可能となる。
以上の説明では、増幅装置１００は、電力増幅器１１０、電源電圧変調部１２０、第１のプリディストータ部１３０、第２のプリディストータ部１４０、および制御部１５０を有する構成とした。ここで、第１のプリディストータ部１３０と、第２のプリディストータ部１４０と、制御部１５０とが電力増幅器の制御装置を構成することとしてもよい。この場合においても、電力増幅器の制御装置と電源電圧変調部１２０と電力増幅器１１０を備えた構成によって、本実施形態の増幅装置１００と同一の効果を得ることができる。電力増幅器の制御装置は例えば、特定用途向け集積回路（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ：ＡＳＩＣ）によって実装することができる。
また、上述の各ステップをコンピュータに実行させることとしてもよい。すなわち、コンピュータに、増幅装置の入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように、入力信号に対する位相補償量を決定する位相係数を更新する手順と、位相誤差を最小にする位相係数である位相補正値を算出する手順と、入力信号に、全ての入力値に対して入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとる関数を作用させることによって入力変調信号を作成する手順と、入力変調信号と出力信号の振幅誤差が最小となるように、入力信号に対する振幅調整量を決定する第１の振幅係数を更新する手順と、入力変調信号と出力信号の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出する手順と、第１の振幅補正値を一定とした状態で、増幅装置を構成する電力増幅器が出力飽和状態となる電源電圧を供給するように、入力信号の振幅情報に基づいて、電力増幅器の電源電圧の振幅を決定する第２の振幅係数を更新する手順と、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率が一定となるときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する手順と、位相補正値を用いて、入力信号と出力信号との間における位相誤差を補償し、第１の振幅補正値と第２の振幅補正値とを用いて、振幅増幅率を一定に制御する手順、を実行させることができる。この場合、コンピュータとしてプログラム可能な論理演算回路（論理ブロック）を用いることができ、例えば、かかる論理ブロックを備えたフィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ：ＦＰＧＡ）などによって実装することができる。
〔第２の実施形態〕
次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図６は、本実施形態に係る増幅装置２００の構成を示すブロック図である。増幅装置２００はエンベロープトラッキング方式の増幅装置であり、電力増幅器（ＰＡ）１１０と、電力増幅器１１０の電源電圧を変調する電源電圧変調部１２０を有する。さらに、電力増幅器１１０の前段に配置された第１のプリディストータ部１３０、電源電圧変調部１２０の前段に配置された第２のプリディストータ部１４０、および制御部２５０を有する。
第１のプリディストータ部１３０は、入力信号Ｓ１０に対して位相補償量および振幅調整量を付加した変調信号Ｓ１１を電力増幅器（ＰＡ）１１０に出力する。第２のプリディストータ部１４０は、増幅装置２００の入力信号の振幅情報Ｓ２０を入力側から取得し、振幅情報Ｓ２０に基づいて電源電圧変調部１２０の制御を行う。制御部２５０は、第１のプリディストータ部１３０と第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する。ここで、電力増幅器１１０は第１のプリディストータ部１３０から変調信号Ｓ１１を入力し、変調信号Ｓ１１を増幅した出力信号Ｓ１２を出力する。ここまでの構成は、第１の実施形態による増幅装置１００の構成と同様である。
なお図６では、第２のプリディストータ部１４０が包絡線検波器（エンベロープディテクタ、図示せず）などを介して入力信号Ｓ１０から振幅情報Ｓ２０を取得する構成を示した。また、増幅装置２００では、増幅装置２００の入力信号および出力信号を同期させるため、制御部２５０の前段に入力信号を遅延させる遅延器２０３を備えた構成とした。
本実施形態による増幅装置２００は、制御部２５０の構成が第１の実施形態の増幅装置１００と異なる。ここで、制御部２５０は位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０、および第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０を備える。そして制御部２５０はルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）を用いて第１のプリディストータ部１３０および第２のプリディストータ部１４０をそれぞれ制御する構成とした。
すなわち、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０は第１のプリディストータ部１３０の位相補償量を定める位相係数が記録された第１のルックアップ・テーブル２６３を備える。第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０は第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を定める第１の振幅係数が記録された第２のルックアップ・テーブル２７３を備える。そして第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０は第２のプリディストータ部１４０の動作を定める第２の振幅係数が記録された第３のルックアップ・テーブル２８３を備える構成とした。
以下では、ベースバンド信号をアップコンバートして送信する送信装置に増幅装置２００を用いる場合を例として説明する。この場合、第１のプリディストータ部１３０と電力増幅器（ＰＡ）１１０との間にアップコンバータ３０１を配置し、電力増幅器（ＰＡ）１１０の出力と制御部２５０との間にダウンコンバータ３０２を配置した構成とすることができる。
図７に、制御部２５０の構成をさらに詳細に示す。位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０は位相係数算出部２６２と第１のルックアップ・テーブル２６３を備える。第１の振幅制御部２７０はシェーピング関数演算部２７１、第１の振幅係数算出部２７２、および第２のルックアップ・テーブル２７３を備える。そして第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０は第２の振幅係数算出部２８２と第３のルックアップ・テーブル２８３を備える。これらに加えて制御部２５０は、入力信号のスケーリングと振幅位相分離を行う入力信号処理部２５１、出力信号のスケーリングと振幅位相分離を行う出力信号処理部２５２、および切替制御部２９０を有する。切替制御部２９０は、第１の振幅制御部２７０の動作状態と第２の振幅制御部２８０の動作状態を切り替える。
次に、本実施形態による増幅装置２００の動作を図６から図１０を用いて詳細に説明する。図６に示すように、ベースバンドからの入力信号Ｓ１０は第１のプリディストータ部１３０で変調された後に、アップコンバータ３０１でアップコンバートされ電力増幅器（ＰＡ）１１０に入力される。電力増幅器（ＰＡ）１１０で増幅された出力信号Ｓ１２はアンテナを介して送信される。出力信号Ｓ１２の一部はカプラ等によって減衰され、ダウンコンバータ３０２でダウンコンバートされた後に制御部２５０に入力される。
一方、ベースバンドからの入力信号Ｓ１０の一部は包絡線検波器（エンベロープディテクタ、図示せず）などに入力され、入力信号Ｓ１０から振幅情報Ｓ２０が抽出される。第２のプリディストータ部１４０は振幅情報Ｓ２０と第２の振幅係数に基づいて電源電圧変調部１２０の制御を行う。電源電圧変調部１２０は電力増幅器１１０の電源電圧を変調する。
遅延器２０３は入力信号Ｓ１０を遅延させることにより、制御部２５０に入力する入力信号（ｘ（ｔ＋τ））と出力信号（ｙ（ｔ））を同期させる。遅延器２０３における遅延量τは、入出力信号の相関係数を計算することによって算出される。
制御部２５０は同期した入力信号と出力信号を用いて各係数を算出し、各ルックアップ・テーブルの値を更新する。具体的には、図７に示すように、位相係数算出部２６２は位相係数を算出し第１のルックアップ・テーブル２６３の値を更新する。第１の振幅係数算出部２７２は第１の振幅係数を算出し第２のルックアップ・テーブル２７３の値を更新する。また、第２の振幅係数算出部２８２は第２の振幅係数を算出し第３のルックアップ・テーブル２８３の値を更新する。
切替制御部２９０は、第１の振幅係数算出部２７２の出力値が所定の閾値を下回ったとき、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０の動作状態と第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０の動作状態を切り替える。つまり、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０を停止（ＯＦＦ）状態とし、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０を動作（ＯＮ）状態とする。
位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０は、第１のルックアップ・テーブル２６３に記録された位相係数によって第１のプリディストータ部１３０の位相補償量を定める。第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０は、第２のルックアップ・テーブル２７３に記録された第１の振幅係数によって第１のプリディストータ部１３０の振幅調整量を定める。また第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０は、第３のルックアップ・テーブル２８３に記録された第２の振幅係数によって第２のプリディストータ部１４０の動作を定める。
次に、制御部２５０において各ルックアップ・テーブルに記録される各係数を算出する手順について説明する。図８は制御部２５０の構成の一部を示すブロック図であり、第１のプリディストータ部１３０を制御する場合に対応する。図９は制御部２５０の構成の別の一部を示すブロック図であり、第２のプリディストータ部１４０を制御する場合に対応する。また図１０は、制御部２５０の動作を説明するためのシーケンス図である。
まず、制御部２５０は、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０、第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０、および第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０における、それぞれの係数を初期化する。すなわち、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０においては、第１のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２６３に記録された位相係数の値を初期化する（図１０のステップＳ２０１）。第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）２７０では、第２のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２７３に記録された位相係数の値を初期化し、シェーピング関数演算部２７１に所定のシェーピング関数を設定する（ステップＳ２０２）。また、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０では、第３のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２８３に第２の振幅係数の初期値を設定する（ステップＳ２０３）。このときの初期値は、第２のプリディストータ部１４０の制御によって定まる電力増幅器１１０の動作状態において、電力増幅器１１０の出力が飽和状態とならないように設定する。
次に、図８と図１０を参照して、第１のプリディストータ部１３０の動作を制御する第１のルックアップ・テーブル２６３および第２のルックアップ・テーブル２７３の各係数を更新する手順を説明する（図１０の手順１）。
図８に示すように、制御部２５０は入力信号処理部２５１と出力信号処理部２５２を備える。入力信号処理部２５１と出力信号処理部２５２は、ある一定時間のベースバンドの入力信号および出力信号のデータ列それぞれにおいて、振幅の最大値が１となるように振幅のスケーリングを行う。スケーリングを行った後に振幅成分（ｒ）と位相成分（θ）をそれぞれ分離して出力する。
位相係数算出部２６２は、入力信号における位相の値（θｘ（ｔ＋τ））と出力信号における位相の値（θｙ（ｔ））から、両者の位相誤差が最小となるようにＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ：最小平均二乗）アルゴリズムを用いた演算を行う。そして、このときの位相係数の更新値（Δθ）により第１のルックアップ・テーブル２６３に記録された位相係数を更新する（ステップＳ２０４）。
一方、振幅成分（ｒ）に関しては、まず、シェーピング関数演算部２７１が入力信号（ｒｘ（ｔ＋τ））に凸形状の入出力特性を有するシェーピング関数を作用させ、入力変調信号（ｒｘ’（ｔ＋τ））として第１の振幅係数算出部２７２に出力する。第１の振幅係数算出部２７２は、入力変調信号（ｒｘ’（ｔ＋τ））と出力信号の振幅成分（ｒｙ（ｔ））との振幅誤差が最小となるようにＬＭＳアルゴリズムを用いた演算を行う。そして、このときの第１の振幅係数の更新値（Δｒ）により第２のルックアップ・テーブル２７３に記録された第１の振幅係数を更新する（ステップＳ２０５）。
ここでシェーピング関数は、第１の実施形態で用いた図５Ａに示すような、ｙ＝ｘの直線に対して上に凸形状（図中のｙ＝ｆ（ｘ））となる関数を用いた。すなわち、入力ｘ、出力ｙの範囲をいずれも０以上１以下としたとき（［０，１］→［０，１］）、入出力の最小値の組（０，０）と最大値の組（１，１）を結んだ直線（図５Ａのｙ＝ｘの直線）より常に上側になる曲線（図５Ａのｙ＝ｆ（ｘ））を表わす関数を用いた。この条件を数式で表わすと、シェーピング関数ｆは、
ｆ（０）＝０、ｆ（１）＝１
ｆ（ａ）＞ａ（０＜ａ＜１）
を満たす関数である。具体的には例えば、シェーピング関数としてｙ＝ｓｉｎ（πｘ／２）を用いることができる。
上述した各係数の更新は、具体的には例えば以下のように行うことができる。まず、位相係数算出部２６２および第１の振幅係数算出部２７２は、制御部２５０の入力信号（ｘ（ｔ＋τ））の振幅に対応して各ルックアップ・テーブルのアドレス値ｐを算出する。そして、更新値ΔθおよびΔｒをそれぞれ対応する第１のルックアップ・テーブル２６３および第２のルックアップ・テーブル２７３のｐ番地の値に足しこむことにより各ルックアップ・テーブルの値を更新する。
位相係数の更新を繰り返すことによって、増幅装置２００の入力信号と出力信号の位相誤差が最小となる位相係数である位相補正値を算出する（ステップＳ２０６）。また、第１の振幅係数の更新を繰り返すことによって、入力変調信号と出力信号の振幅誤差を最小にする第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出する（ステップＳ２０７）。このとき、シェーピング後の入力変調信号（ｒｘ’（ｔ＋τ））と出力信号（ｒｙ（ｔ））は線形な関係になる。ただし、シェーピングを行う前の入力信号（ｒｘ（ｔ＋τ））に対しては出力信号（ｒｙ（ｔ））は線形な関係にはなく、この時点では出力信号は歪んだ状態のままである。
切替制御部２９０は、第１の振幅係数算出部２７２が出力する第１の振幅係数の更新値（Δｒ）が収束したかどうかを判定する。収束したと判定した場合、第１の振幅係数算出部２７２の動作を停止（ＯＦＦ）状態とし（ステップＳ２０８）、第２の振幅係数算出部２８２を動作（ＯＮ）状態とする（ステップＳ２０９）。つまり、図１０における手順１から手順２への移行を行う。このとき第１の振幅補正値は一定となり、第１の振幅補正値に基づいて定まる第１のプリディストータ部１３０の入出力振幅特性は固定される（ステップＳ２１０）。収束の判定は例えば、更新値の絶対値（｜Δｒ｜）のＮ回平均値が、閾値βを下回ったときに収束したとみなすことにより行うことができる。ここで、Ｎおよびβはあらかじめ与えられるパラメータである。
以上説明した手順１により、増幅装置２００の入力振幅に対する出力位相の特性（ＡＭ−ＰＭ特性）は、入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように最適化される。また、入力振幅に対する出力振幅の特性（ＡＭ−ＡＭ特性）は、シェーピング関数と同様の特性曲線を示すことになる。つまり、手順１の終了時点においては、ＡＭ−ＡＭ特性は歪んだ状態のままである。また、手順１では電源電圧に関しては最適化処理が施されていないため、増幅装置の効率動作の点では最適動作状態とはなっていない。
上述した第１の振幅補正値の算出において、あらかじめ定められた時間（τ１）を経過した後においてもＬＭＳアルゴリズムが収束しなかった場合は、シェーピング関数をより線形に近い関数に変更し、初期化から再度処理を行うこととしてもよい。具体的には、従前のシェーピング関数ｙ＝ｆ（ｘ）に対して、例えば関数ｙ＝（ｘ＋ｆ（ｘ））／２を新たなシェーピング関数として用いることができる。
なお、第２の振幅係数算出部２８２が動作（ＯＮ）状態となった後に、第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０は第２のプリディストータ部１４０を制御することによって、電力増幅器１１０の出力が飽和する直前の状態とすることが望ましい。ここで電力増幅器１１０の入出力特性が飽和するのは、電力増幅器１１０の出力振幅と電力増幅器１１０の電源電圧がほぼ同等になる場合である。以下に、この場合の具体的な制御手法の一例を説明する。
図１１は、電力増幅器１１０に供給する電源電圧の制御手法を説明するための図であり、横軸は時間、縦軸は電圧である。第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）２８０における第２の振幅係数の初期値によって、電源電圧変調部１２０は電力増幅器１１０に初期電源電圧Ｖｄｄ０（ｔ）を供給する。この初期電源電圧Ｖｄｄ０（ｔ）は、電力増幅器１１０の出力信号の振幅ｖ（ｔ）に対して、あらかじめ指定された十分大きな正のオフセットｖ０を有するように設定する。すなわち、Ｖｄｄ０（ｔ）＝ｖ（ｔ）＋ｖ０である。
上述した手順１における第１の振幅係数の最適化が終了した後、電源電圧変調部１２０を制御することにより電源電圧の電圧オフセットｖ０の値を下げていく。このとき例えば、入力信号に対する出力信号の比である増幅率（ゲイン）をモニタし、電圧オフセットｖ０の下げ幅に対してゲインの減少値があらかじめ設定された閾値を越えたときに、電圧オフセット値の更新を停止する。このときのオフセット値をｖ１とすると、電源電圧はｖ（ｔ）＋ｖ１となる。このようにして、電力増幅器１１０の出力が飽和する直前の状態に電源電圧を設定することができる。
次に、図９と図１０を参照して、第２のプリディストータ部１４０の動作を制御する第３のルックアップ・テーブル２８３に記録された第２の振幅係数を更新する手順を説明する（図１０の手順２）。なお、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０は手順１における場合と同じ動作を行うので、説明を省略する。
図９は制御部２５０の構成の一部を示すブロック図であり、第２のプリディストータ部１４０を制御する場合に対応する。第２の振幅係数算出部２８２は、第２の振幅係数の更新値（Δｈ）により第３のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２８３に記録された第２の振幅係数を更新する（ステップＳ２１１）。このとき第２の振幅係数算出部２８２は、手順１の終了時点において歪んだ状態にあるＡＭ−ＡＭ特性が線形に近づくように第２の振幅係数を更新する。すなわち、ＡＭ−ＡＭ特性が線形関係にない入力振幅に対して、対応する電源電圧を減衰させることによって電力増幅器１１０を出力飽和状態とし、それにより出力振幅が減少するように制御する。
具体的には例えば、入力振幅ｒｘ（ｔ）に対応する第３のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２８３の値を、線形からの差分値（ｒｙ（ｔ）−ｒｘ（ｔ））に比例して減少させることによって、電力増幅器１１０を出力飽和状態とすることができる。すなわち、ｒｘ（ｔ）に対応する更新値（Δｈ（ｔ））を
Δｈ（ｔ）＝−α（ｒｙ（ｔ）−ｒｘ（ｔ））
によって定める。ただし、αはあらかじめ与えられた値である。第２の振幅係数の更新は例えば、入力信号（ｘ（ｔ＋τ））の振幅に対応したアドレス値を算出し、第３のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２８３の対応するアドレス値の値に更新値Δｈを足しこむことによって行うことができる。
このようにして第２の振幅係数の更新を繰り返すことにより、電力増幅器１１０の各出力振幅において飽和状態とすることができる。その結果、各入力振幅において対応する出力振幅が減衰するので、手順１の終了時点において凸形状の入出力特性を有していたＡＭ−ＡＭ特性を線形特性へと近づけることが可能となる。そして入力信号の振幅の全範囲において、入力信号の振幅に対する出力信号の振幅の比である振幅増幅率が一定となるときの第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する（ステップＳ２１２）。これにより、電力増幅器１１０の入出力特性が飽和する領域を利用した高効率の増幅動作に加えて、振幅成分と位相成分の両方が補正された低歪みの出力信号が得られる。
以上説明したように、本実施形態の増幅装置２００においては、第２の振幅制御部２８０が第２のプリディストータ部１４０を制御することによって、電力増幅器１１０は高効率で動作する。そして第１の振幅制御部２７０は、この動作状態における電力増幅器１１０の歪み特性を補償する変調信号を第１のプリディストータ部１３０が出力するように制御する。さらに、位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）２６０は入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように常に第１のプリディストータ部１３０を制御する。このような構成とすることにより、本実施形態によれば、電力増幅器１１０が飽和領域で高効率な動作をしている状態において、入出力信号の振幅誤差および位相誤差を共に補償することが可能となる。
また、本実施形態による第２のプリディストータ部１４０の最適化は第２の振幅係数を減少させることによって行うため、計算量が少なくアルゴリズムの収束が早い。よって、本実施形態によれば、増幅装置の最適化を迅速に行うことができるという効果が得られる。さらに、本実施形態によれば、電力増幅器は飽和領域で動作していることから、関連する増幅装置よりも高効率な動作が可能である。
なお、第３のルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）２８３の係数の更新方法は上述した方法に限らず、例えばルックアップ・テーブルの連続性を保つために近接するアドレスの係数に関しても同時に低減するなど、その他の線形化手法を用いることができる。
上述した第２の振幅係数の更新操作を、増幅装置２００の歪みがあらかじめ設定した規格値を満たすまで繰り返すこととしてもよい。例えば、隣接チャネル漏洩電力比（Ａｄｊａｃｅｎｔ−Ｃｈａｎｎｅｌ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ：ＡＣＰＲ）が−４０ｄＢ以下となるまで繰り返すことができる。
上述した第２の振幅補正値の算出において、あらかじめ定められた時間（τ２）を経過した後においても歪みが所定の規格値を満たさない場合は、出力飽和による歪みの影響が大きいと考えられる。そこで、出力飽和を緩和するようにシェーピング関数をより線形に近い関数に変更し、初期化から再度処理を行うこととしてもよい。この場合も手順１における場合と同様に、従前のシェーピング関数ｙ＝ｆ（ｘ）に対して、例えば関数ｙ＝（ｘ＋ｆ（ｘ））／２を新たなシェーピング関数として用いることができる。
本実施形態では、プリディストータとしてルックアップ・テーブル（ＬＵＴ）方式を用いた場合について説明した。しかし、これに限らず、歪みの補正量を多項式で近似する方式、または複素信号による計算処理を行う方式によるプリディストータを用いることとしてもよい。
以上の説明では、増幅装置２００は、電力増幅器１１０、電源電圧変調部１２０、第１のプリディストータ部１３０、第２のプリディストータ部１４０、および制御部２５０を有する構成とした。ここで、第１のプリディストータ部１３０と、第２のプリディストータ部１４０と、制御部２５０とが電力増幅器の制御装置を構成することとしてもよい。この場合においても、電力増幅器の制御装置と電源電圧変調部１２０と電力増幅器１１０を備えた構成によって、本実施形態の増幅装置２００と同一の効果を得ることができる。電力増幅器の制御装置は例えば、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）などによって実装することができる。
本発明は上記実施形態に限定されることなく、特許請求の範囲に記載した発明の範囲内で、種々の変形が可能であり、それらも本発明の範囲内に含まれるものであることはいうまでもない。
この出願は、２０１０年１２月２０日に出願された日本出願特願２０１０−２８３１３３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１００、２００ 増幅装置
１１０ 電力増幅器
１２０ 電源電圧変調部
１３０ 第１のプリディストータ部
１４０ 第２のプリディストータ部
１５０、２５０ 制御部
１６０、２６０ 位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）
１７０、２７０ 第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）
１７１、２７１ シェーピング関数演算部
１７２、２７２ 第１の振幅係数算出部
１８０、２８０ 第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）
１９０ 切替判定部
１９１ 切替部
２０３ 遅延器
２５１ 入力信号処理部
２５２ 出力信号処理部
２６２ 位相係数算出部
２６３ 第１のルックアップ・テーブル
２７３ 第２のルックアップ・テーブル
２８２ 第２の振幅係数算出部
２８３ 第３のルックアップ・テーブル
２９０ 切替制御部
３０１ アップコンバータ
３０２ ダウンコンバータ
５００ 関連する増幅装置
５１０ 電力増幅器
５２０ 電源変調部
５３０ 歪補償部
５４０ 第一推定部
５５０ 第二推定部
Ｓ１０ 入力信号
Ｓ１１ 変調信号
Ｓ１２ 出力信号
Ｓ１３ 入力変調信号
Ｓ１４ 振幅誤差情報
Ｓ１５ 切替指示信号
Ｓ２０ 振幅情報
Ｐ１０ 位相係数
Ｐ１１ 第１の振幅係数
Ｐ１２ 第２の振幅係数
１１０ 電力増幅器
１２０ 電源電圧変調部
１３０ 第１のプリディストータ部
１４０ 第２のプリディストータ部
１５０、２５０ 制御部
１６０、２６０ 位相制御部（ＡＭ−ＰＭ）
１７０、２７０ 第１の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ１）
１７１、２７１ シェーピング関数演算部
１７２、２７２ 第１の振幅係数算出部
１８０、２８０ 第２の振幅制御部（ＡＭ−ＡＭ２）
１９０ 切替判定部
１９１ 切替部
２０３ 遅延器
２５１ 入力信号処理部
２５２ 出力信号処理部
２６２ 位相係数算出部
２６３ 第１のルックアップ・テーブル
２７３ 第２のルックアップ・テーブル
２８２ 第２の振幅係数算出部
２８３ 第３のルックアップ・テーブル
２９０ 切替制御部
３０１ アップコンバータ
３０２ ダウンコンバータ
５００ 関連する増幅装置
５１０ 電力増幅器
５２０ 電源変調部
５３０ 歪補償部
５４０ 第一推定部
５５０ 第二推定部
Ｓ１０ 入力信号
Ｓ１１ 変調信号
Ｓ１２ 出力信号
Ｓ１３ 入力変調信号
Ｓ１４ 振幅誤差情報
Ｓ１５ 切替指示信号
Ｓ２０ 振幅情報
Ｐ１０ 位相係数
Ｐ１１ 第１の振幅係数
Ｐ１２ 第２の振幅係数
Claims (12)
- 入力信号に対して位相補償量および振幅調整量を付加した変調信号を出力する第１のプリディストータ部と、
前記変調信号を入力し、前記変調信号を増幅した出力信号を出力する電力増幅器と、
前記電力増幅器の電源電圧を変調する電源電圧変調部と、
前記入力信号の振幅情報に基づいて、前記電源電圧変調部の制御を行う第２のプリディストータ部と、
前記第１のプリディストータ部と前記第２のプリディストータ部の動作を制御する制御部、とを有し、
前記制御部は、
前記位相補償量を位相係数によって制御する位相制御部と、
前記振幅調整量を第１の振幅係数によって制御する第１の振幅制御部と、
前記第２のプリディストータ部の動作を第２の振幅係数によって制御する第２の振幅制御部、とを備え、
前記第１の振幅制御部と前記第２の振幅制御部は連動して、前記入力信号の振幅に対する前記出力信号の振幅の比である振幅増幅率を一定に制御する
増幅装置。 - 請求項１に記載した増幅装置において、
前記位相制御部は、前記入力信号と前記出力信号の位相誤差が最小となるときの前記位相係数を位相補正値として算出し、
前記第１の振幅制御部は、前記振幅増幅率が、前記入力信号の振幅の全範囲において、前記入力信号の振幅が最大であるときの前記振幅増幅率である基準振幅増幅率と等しいか又はこれを上回るときの前記第１の振幅係数を第１の振幅補正値として算出し、
前記第２の振幅制御部は、前記第１の振幅補正値が一定である条件の下で、前記入力信号の振幅の全範囲において、前記振幅増幅率が一定となるときの前記第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する
増幅装置。 - 請求項２に記載した増幅装置において、
前記第１の振幅制御部は、シェーピング関数演算部と第１の振幅係数算出部とを備え、
前記シェーピング関数演算部は、全ての入力値に対して入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとるシェーピング関数を前記入力信号に作用させた入力変調信号を前記第１の振幅係数算出部に出力し、
前記第１の振幅係数算出部は、前記入力変調信号と前記出力信号の振幅誤差を最小にする前記第１の振幅係数を前記第１の振幅補正値として算出する
増幅装置。 - 請求項３に記載した増幅装置において、
前記第１の振幅係数算出部から前記入力変調信号と前記出力信号の振幅誤差を示す振幅誤差情報を取得し、前記振幅誤差情報に基づいて切替判定を行う切替判定部と、
前記切替判定の結果に基づいて、前記第１の振幅制御部の動作状態と、前記第２の振幅制御部の動作状態を切り替える切替部、とを備えた
増幅装置。 - 請求項２から４のいずれか一項に記載した増幅装置において、
前記第２の振幅制御部は、前記電源電圧変調部が、前記電力増幅器の出力が飽和状態となる電源電圧を供給するときの前記第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する増幅装置。 - 請求項１から５のいずれか一項に記載した増幅装置において、
前記位相制御部は、前記第１のプリディストータ部の前記位相補償量を定める前記位相係数が記録された第１のルックアップ・テーブルを備え、
前記第１の振幅制御部は、前記第１のプリディストータ部の振幅調整量を定める前記第１の振幅係数が記録された第２のルックアップ・テーブルを備え、
前記第２の振幅制御部は、前記第２のプリディストータ部の動作を定める前記第２の振幅係数が記録された第３のルックアップ・テーブルを備える
増幅装置。 - 電源電圧を変調する電源電圧変調部を備えた電力増幅器の制御装置であって、
入力信号に対して位相補償量および振幅調整量を付加した変調信号を前記電力増幅器に出力する第１のプリディストータ部と、
前記入力信号の振幅情報に基づいて、前記電源電圧変調部の制御を行う第２のプリディストータ部と、
前記第１のプリディストータ部と前記第２のプリディストータ部の動作を制御する制御部、とを有し、
前記制御部は、
前記位相補償量を位相係数によって制御する位相制御部と、
前記振幅調整量を第１の振幅係数によって制御する第１の振幅制御部と、
前記第２のプリディストータ部の動作を第２の振幅係数によって制御する第２の振幅制御部、とを備え、
前記第１の振幅制御部と前記第２の振幅制御部は連動して、前記入力信号の振幅に対する前記電力増幅器の出力信号の振幅の比である振幅増幅率を一定に制御する
電力増幅器の制御装置。 - 増幅装置の入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように、前記入力信号に対する位相補償量を決定する位相係数を更新し、
前記位相誤差を最小にする前記位相係数である位相補正値を算出し、
前記入力信号に、全ての入力値に対して入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとる関数を作用させることによって入力変調信号を作成し、
前記入力変調信号と前記出力信号の振幅誤差が最小となるように、前記入力信号に対する振幅調整量を決定する第１の振幅係数を更新し、
前記入力変調信号と前記出力信号の振幅誤差を最小にする前記第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出し、
前記第１の振幅補正値を一定とした状態で、
前記増幅装置を構成する電力増幅器が出力飽和状態となる電源電圧を供給するように、前記入力信号の振幅情報に基づいて、前記電力増幅器の電源電圧の振幅を決定する第２の振幅係数を更新し、
前記入力信号の振幅に対する前記出力信号の振幅の比である振幅増幅率が一定となるときの前記第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出し、
前記位相補正値を用いて、前記入力信号と前記出力信号との間における位相誤差を補償し、前記第１の振幅補正値と前記第２の振幅補正値とを用いて、前記振幅増幅率を一定に制御する
増幅装置の制御方法。 - 請求項８に記載した増幅装置の制御方法において、
前記入力変調信号と前記出力信号の振幅誤差が最小となったときに、前記第１の振幅係数の更新を停止し、前記第２の振幅係数の更新を開始する増幅装置の制御方法。 - 請求項８または９に記載した増幅装置の制御方法において、
前記位相補正値の算出に最小平均二乗アルゴリズムを用いる増幅装置の制御方法。 - 請求項８から９のいずれか一項に記載した増幅装置の制御方法において、
前記第１の振幅補正値の算出に最小平均二乗アルゴリズムを用いる増幅装置の制御方法。 - コンピュータに、
増幅装置の入力信号と出力信号の位相誤差が最小となるように、前記入力信号に対する位相補償量を決定する位相係数を更新する手順と、
前記位相誤差を最小にする前記位相係数である位相補正値を算出する手順と、
前記入力信号に、全ての入力値に対して入力値と等しいか又はこれを上回る出力値をとる関数を作用させることによって入力変調信号を作成する手順と、
前記入力変調信号と前記出力信号の振幅誤差が最小となるように、前記入力信号に対する振幅調整量を決定する第１の振幅係数を更新する手順と、
前記入力変調信号と前記出力信号の振幅誤差を最小にする前記第１の振幅係数である第１の振幅補正値を算出する手順と、
前記第１の振幅補正値を一定とした状態で、
前記増幅装置を構成する電力増幅器が出力飽和状態となる電源電圧を供給するように、前記入力信号の振幅情報に基づいて、前記電力増幅器の電源電圧の振幅を決定する第２の振幅係数を更新する手順と、
前記入力信号の振幅に対する前記出力信号の振幅の比である振幅増幅率が一定となるときの前記第２の振幅係数を第２の振幅補正値として算出する手順と、
前記位相補正値を用いて、前記入力信号と前記出力信号との間における位相誤差を補償し、前記第１の振幅補正値と前記第２の振幅補正値とを用いて、前記振幅増幅率を一定に制御する手順
を実行させるためのプログラム。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2010283133 | 2010-12-20 | ||
| JP2010283133 | 2010-12-20 | ||
| PCT/JP2011/079971 WO2012086830A1 (ja) | 2010-12-20 | 2011-12-16 | 増幅装置およびその制御方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPWO2012086830A1 true JPWO2012086830A1 (ja) | 2014-06-05 |
Family
ID=46314095
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2012549907A Pending JPWO2012086830A1 (ja) | 2010-12-20 | 2011-12-16 | 増幅装置およびその制御方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US9106188B2 (ja) |
| JP (1) | JPWO2012086830A1 (ja) |
| WO (1) | WO2012086830A1 (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2500708B (en) * | 2012-03-30 | 2016-04-13 | Nujira Ltd | Determination of envelope shaping and signal path predistortion of an ET amplification stage using device characterisation data |
| JPWO2013145748A1 (ja) * | 2012-03-30 | 2015-12-10 | 日本電気株式会社 | 増幅器および増幅方法 |
| CN105099972B (zh) * | 2012-12-11 | 2018-05-04 | 华为技术有限公司 | 发射机的发射通道间干扰消除方法及装置 |
| US9680434B2 (en) * | 2012-12-28 | 2017-06-13 | Mediatek, Inc. | Method and apparatus for calibrating an envelope tracking system |
| GB201309235D0 (en) * | 2013-05-22 | 2013-07-03 | Nujira Ltd | Transfer function regulation |
| US9306507B2 (en) * | 2013-07-12 | 2016-04-05 | Intel Deutschland Gmbh | Controller and method for controlling a signal processor |
| US9231627B2 (en) * | 2013-11-06 | 2016-01-05 | Stmicroelectronics International N.V. | Adaptive ISO-Gain pre-distortion for an RF power amplifier operating in envelope tracking |
| US9246443B2 (en) * | 2013-11-26 | 2016-01-26 | Skyworks Solutions, Inc | Multi-mode power amplifier |
| EP3145080B1 (en) * | 2014-06-17 | 2018-08-08 | Huawei Technologies Co., Ltd. | Radio frequency power amplification system, radio frequency power amplification method, transmitter, and base station |
| JP7614940B2 (ja) * | 2021-05-13 | 2025-01-16 | 三菱電機株式会社 | 劣化判定システム、無線装置、判定装置、学習装置、および、推論装置 |
| US11770145B2 (en) | 2021-08-27 | 2023-09-26 | Samsung Electronics Co., Ltd | System and method for efficient initialization of memory digital pre-distorter coefficients to reduce calibration time |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6600369B2 (en) * | 2001-12-07 | 2003-07-29 | Motorola, Inc. | Wideband linear amplifier with predistortion error correction |
| JP4767583B2 (ja) * | 2004-06-29 | 2011-09-07 | パナソニック株式会社 | 歪補償回路 |
| WO2008072700A1 (ja) | 2006-12-14 | 2008-06-19 | Panasonic Corporation | 送信装置 |
| JP2008177899A (ja) | 2007-01-19 | 2008-07-31 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 増幅回路及び無線通信装置 |
| JP2010045508A (ja) | 2008-08-11 | 2010-02-25 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 増幅回路及び無線通信装置 |
| JP5206526B2 (ja) | 2009-03-19 | 2013-06-12 | 富士通株式会社 | 増幅装置および送信装置 |
-
2011
- 2011-12-16 JP JP2012549907A patent/JPWO2012086830A1/ja active Pending
- 2011-12-16 WO PCT/JP2011/079971 patent/WO2012086830A1/ja not_active Ceased
- 2011-12-16 US US13/993,893 patent/US9106188B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20130257531A1 (en) | 2013-10-03 |
| US9106188B2 (en) | 2015-08-11 |
| WO2012086830A1 (ja) | 2012-06-28 |
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