KR19990077950A

KR19990077950A - 신호대간섭잡음비결정방법및시스템

Info

Publication number: KR19990077950A
Application number: KR1019990008918A
Authority: KR
Inventors: 발라샨드란크리시나; 에즈잭리챠드폴; 카다바스리니바스알; 난다산지브
Original assignee: 루센트 테크놀러지스 인크
Priority date: 1998-03-19
Filing date: 1999-03-17
Publication date: 1999-10-25
Anticipated expiration: 2019-03-17
Also published as: JPH11313040A; EP0944201A3; CN1154391C; AU2121799A; KR100336231B1; US6215827B1; BR9915302A; EP0944201A2; CA2263060C; JP3798175B2; CN1237074A; CA2263060A1

Abstract

본 발명은 통신 시스템에서 페이딩 채널(fading channel)을 통해 코딩된 신호를 전송함에 있어서 신호 대 간섭 잡음비(signal to interference plus noise ratio)의 관점에서 채널 품질(channel quality)을 측정하는 시스템 및 방법에 관한 것이다. 최우 경로(Maximum Likelihood path)에 대한 비터비 디코더 메트릭(Viterbi decoder metric)이 코히어런트(coherent) 및 비코히어런트(noncoherent) 송신 방식에 대한 채널 품질로써 사용된다. 단기 변동(short term variation)을 완화시키기 위해, 이 유클리디안 디스턴스 메트릭(Euclidean distance metric)이 필터링된다. 필터링되거나 평균된 메트릭은 서로 다른 코딩 변조 방식 속도들을 통해 일정하게 유지되는 신뢰성있는 채널 품질 척도이다. 필터링된 메트릭은 문턱값에 기초한 방식을 이용하여 심볼 당 신호 대 간섭 잡음비에 맵핑된다. 이러한 신호 대 간섭 잡음비 추정은 셀룰러 시스템(cellular system)에서의 이동 지원 핸드오프(mobile assisted handoff), 송신기에서의 파워 제어 및 데이터 레이트 적응(data rate adaptation)에 이용될 수 있다.

Description

신호 대 간섭 잡음비 결정 방법 및 시스템{SYSTEM AND METHOD FOR MEASURING CHANNEL QUALITY INFORMATION IN A COMMUNICATION SYSTEM}

본 출원은 1997년 8월 24일 "System and Method for Measuring Channel Quality Information"이라는 명칭으로 출원되어 계류 중인 미국 특허 출원 제 08/921,454 호의 부분 계속 출원(continuationinpart : CIP)이며, 본 출원의 종래 기술 부분에서 언급된다 할지라도 종래 기술로 인정되지는 않는다.

본 발명은 전반적으로 디지탈 통신 시스템에 관한 것으로, 보다 상세하게는, 디지탈 송신 방식을 활용하는 통신 시스템에 관한 것이다.

통신 시스템이 빠른 속도로 범세계적이 됨에 따라, 증가하는 개인 사용자들 수와, 팩시밀리, 데이터 송신, 다양한 호 처리 특성과 같은 새로운 디지탈 특성과 서비스를 수용할 수 있는 주파수 스펙트럼 고효율 시스템이 필요하게 되었다.

예를 들어, 셀룰러 디지탈 패킷 데이터(cellular digital packet data : CDPD) 시스템과 IS-130 회선 교환 시분할 다중 액세스 데이터 시스템(circuit switched TDMA data system)과 같은 현재의 무선 시스템은 낮고 고정된 데이터 레이트만을 지원하는데, 이는 몇몇 응용에 있어서는 불충분하다. 셀룰러 시스템이 셀 경계에서도 서비스를 제공하도록 설계되기 때문에, 셀의 대부분에 걸친 신호 대 간섭 잡음비(줄여서 SIR, SNR 또는 C/(I+N))는 더 높은 데이터 레이트를 지원하기에는 충분하다. 대역폭 고효율 코드화 변조(bandwidth efficient coded modulation)를 사용하는 기존의 적응적 데이터 레이트 방식(adaptive data rate scheme)들이, 이동 라디오 무선 시스템에서 직면하게 되는 것과 같은 페이딩 채널(fading channel)에도 총 처리량을 증가시키기 위해 현재 제안되고 있다. 그러나, 이러한 방식들은 코드화 변조가 채널 조건들에 적응하도록 동적으로 조정하지 못한다.

상이한 대역폭 효율을 갖는 코드화 변조 방식은 동일한 심볼 당 SIR에 대하여 상이한 에러율을 갖는다. 그러므로, 각각의 SIR마다, 용인될 정도의 재송신 지연만을 발생하면서 최대 처리량을 갖는 코드화 변조 방식이 요망된다. 따라서, SIR이나 달성가능한 프레임 에러율의 관점에서 채널 품질을 측정하는 것은 매우 중요하다. 예를 들어, SIR을 측정하거나 FER을 추정하는 신속 정확한 방법은 셀룰러 시스템에는 가용적이지 않다. 그러므로, 시변 채널에 대해서는, SIR이나 달성가능한 프레임 에러율(FER)의 측정치 또는 메트릭에 기초하여 채널 품질을 판정할 필요가 있다.

셀룰러 시스템과 같은 통신 시스템에서 이러한 메트릭을 얻는데 있어서의 어려움은 셀룰러 채널 상에서 발견되는 신호 강도 레벨의 시변성에 기인한다. 이러한 시변 효과는 페이딩(fading) 또는 거리에 따른 손실(distance dependent loss)로 지칭되는데, (셀 사이트로도 알려진) 기지국에 대해 상대적으로 이동국(셀룰러 폰)이 이동하기 때문에 나타난다. 근래의 몇몇 방식들은 비터비 디코더에서의 제 2 최선 경로에 대한 메트릭을 이용한, SIR이 아닌 FER의 단기 예측에 대해서 제안하고 있다. 이 메트릭은 매우 계산 집약적이며, 페이딩 조건에서의 단기 변동에 반응한다. 따라서, 통신 시스템에서 SIR의 관점에서 채널 품질을 측정할 효과적이고 정확한 방법이 필요하다.

따라서, 디지탈 송신 방식에서 시변 채널에 대하여는, SIR이나 달성가능한 프레임 에러율(FER)의 측정치(메트릭)에 기초해서 통신 시스템의 채널 품질을 판정하여, 잡음 제한, 간섭 제한 및 지연 유포(delay spread) 환경에서 신속하고 신뢰할만한 SIR의 지표를 얻을 필요가 있다. 이러한 필요성은, 예컨대 M진 위상 쉬프트 키잉(Mary phase shift keying : MPSK) 신호 방식과 같은 코히어런트 방식과 MDPSK 신호 방식과 같은 비코히어런트 방식에까지 확장된다.

이동 지원 핸드오프(mobile assisted handoff : MAHO)와 전력 제어를 위해 SIR이나 FER의 관점에서 채널 품질을 측정하는 것도 또한 중요하다. 그러나, FER 측정은 레이트 적응, 전력 제어 및 핸드오프의 목적으로 사용하기에는 보통 너무 느리다. 이동국이 충분한 수의 프레임 에러를 카운트하는 데 매우 긴 시간이 걸리므로, 채널 품질 메트릭으로서의 FER은 느리다. 따라서, FER과 관련될 수 있는 견실한 단기 채널 품질 지표가 필요하다.

그래서, 심볼 에러율, 평균 비트 에러율, 수신 신호 강도 측정치와 같은 채널 품질 메트릭이 대체 방식으로 제안되어 왔다. IS-136 표준은 이미 비트 에러율과 수신 신호 강도 모두에 대한 측정 절차를 규정하고 있다. 그러나, 이러한 측정은, 무선 시스템에서 중요한 성능 척도로 널리 인정되고 있는 FER이나 SIR과 잘 코릴레이트(correlate) 않는다. 또한, 수신 신호 강도 측정치는 종종 부정확하고 신뢰성이 없다.

따라서, 신호 품질이 급속도로 변하는 셀 경계 근처에서의 핸드오프 메트릭으로서 SIR이 보다 적합하다.

본 발명은 전술한 문제점들 중 하나 이상의 영향을 극복하거나, 최소한 감소시키는 것을 목적으로 한다.

본 발명 및 방법은 페이딩 채널을 갖는 디지탈 통신 시스템에 대한 SIR을 결정하는 것에 관한 것이다. 후속의 예들이 셀룰러 전화와 같은 무선 통신에 관한 것인 반면, 설명된 본 발명 및 방법은 비무선 통신에도 똑같이 잘 적용된다.

본 발명에서는, 심볼 당 SIR의 측정치로서 최우 경로를 위해 적절히 가중된 디코더 메트릭을 사용하여, 종래 기술의 배경에서 논의한 상기 문제점을 해결하고, 본 기술 분야에서의 상당한 기술적 진보를 성취한다.

본 발명의 한 측면에 따르면, 사전결정된 SIR 값 세트에 해당하는 통신 시스템의 경로 메트릭을 결정하는 시스템 및 방법이 제공된다. 디지탈 신호가 수신되면, 그 디지탈 신호에 대한 경로 메트릭이 결정된다. 경로 메트릭의 맵핑이 사전결정된 SIR 값들 세트 중의 해당 SIR로 제공된다.

본 발명의 이러한 특성 및 장점과 기타 특성 및 장점은 후속하는 상세한 설명, 첨부한 도면 및 첨부한 청구범위로부터 명백해질 것이다. 본 발명이 다양한 변형과 대체적인 형태를 용인함에 있어서, 특정 실시예는 도면에 도시한 예에 의해 나타내어지고 상세히 설명될 것이다. 그러나, 본 발명이 개시된 특정 형태에 제한되려는 의도가 아니라는 것을 이해해야 한다. 오히려, 본 발명은 첨부한 청구범위에 설명되는 본 발명의 사상 및 범주 내에 있는 모든 변형, 상당 범위 및 대체 범위를 포함한다.

도 1은 클러스터 내의 세 개의 셀 사이트를 도식적으로 나타낸 도면,

도 2는 본 발명의 기지국 및 이동국의 송신기 및 수신기의 블럭도,

도 3은 본 발명의 코히어런트 디코더 시스템의 블럭도,

도 4는 본 발명의 비코히어런트 디코더 시스템의 블럭도,

도 5는 수직 눈금이 평균 비터비 디코더 메트릭을 나타내고 수평 눈금이 타임 슬롯 번호를 나타내는 곡선의 그래프,

도 6은 수직 눈금이 평균 비터비 디코더 메트릭을 나타내고 수평 눈금이 SIR을 나타내는 곡선의 그래프,

도 7은 수직 눈금이 장기 평균 채널 품질 메트릭을 나타내고 수평 눈금이 페이딩 간섭이 없는 음성 제한 경우(voice limited case)에 대한 SIR을 나타내는 곡선의 그래프,

도 8은 수직 눈금이 장기 평균 채널 품질 메트릭을 나타내고 수평 눈금이 간섭 제한 경우(interference limited case)에 대한 SIR을 나타내되, 배경 잡음 레벨보다 20 ㏈ 위에 단일한 지배적 간섭자(single dominant interferer)를 갖는 곡선의 그래프,

도 9는 수직 눈금이 ㏈ 단위의 SIR 평균 에러를 나타내고 수평 눈금이 상이한 다른 도플러 주파수와 0 ㏈인 간섭에 대한 평균 주기를 나타내는 곡선의 그래프,

도 10은 수직 눈금이 ㏈ 단위의 SIR 평균 에러를 나타내고 수평 눈금이 상이한 도플러 주파수와 간섭 제한 경우에 대한 평균 주기를 나타내되, 배경 잡음 레벨보다 20 ㏈ 위에 단일한 지배적 간섭자를 갖는 곡선의 그래프,

도 11은 조견표를 이용하여 SIR을 판정하고 시스템에서 사용하는 코딩 변조 방식을 조정하는 과정 중 수행되는 단계들을 나타내는 흐름도,

도 12는 선형 예측(linear prediction)을 이용하여 SIR을 판정하고 시스템에서 사용하는 코딩된 변조 방식을 조정하는 과정 중 수행되는 단계들을 나타내는 흐름도,

도 13은 수직 눈금이을 나타내고 수평 눈금이 SIR을 나타내는 세 곡선의 그래프,

도 14는 비터비 알고리즘 메트릭 평균에 기초한 보수 모드 적응 전략(conservative mode adaptation strategy)에 대한 값의 표,

도 15는 비터비 알고리즘 메트릭 평균에 기초한 적극 모드 적응 전략(aggressive mode adaptation strategy)에 대한 값의 표,

도 16은 적응적 코딩 방식의 구현을 위한 기지국 및 이동국의 송신기 및 수신기의 블럭도,

도 17은 이동국 핸드오프 방식 및 파워 제어 방식의 구현을 위한 기지국 및 이동국의 송신기 및 수신기의 블럭도.

도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명

34 : 송신기 36 : 정보 시퀀스

38 : 컨볼루션 인코더 40 : 코딩된 시퀀스

42 : 심볼 맵핑기 44 : 심볼

46 : 송신 필터 48 : 채널

50 : 수신기 52 : 수신 필터

54 : 수신 시퀀스 56 : 최우 디코더

58 : 컨볼루션 인코더 60 : 심볼 맵핑기

62 : 디코딩된 시퀀스 64 : 페이딩 채널

66 : 점증 유클리디안 메트릭 계산 회로

68 : 누적 피드백 루프 70 : 누적 메트릭

72 : 누적 경로 메트릭 74 : 최소 메트릭 처리 회로

76 : 디코딩된 데이터 시퀀스 78 : 최소 메트릭

본 발명의 장점은 첨부한 도면을 참조하여 하기의 상세한 설명을 읽으면 명확해질 것이다.

도면으로 돌아가 도 1을 먼저 참조하면, 원격 통신 시스템 내에 있는 다수의 셀(2, 4, 6)을 도시하고 있다. 통상의 것과 같이, 각각의 셀(2, 4, 6)은 육각형의 셀 경계를 갖는다. 각각의 셀(2, 4, 6) 내에는 해당 셀(2, 4, 6)의 중심부 근처에 위치하는 기지국(8, 10, 12)이 있다. 구체적으로, 기지국(8)은 셀(2) 내에, 기지국(10)은 셀(4) 내에, 기지국(12)은 셀(6) 내에 위치한다.

셀(2, 4, 6)을 분리하는 경계(14, 16, 18)는 일반적으로 이동 지원 핸드오프(mobile assisted handoff)가 발생하는 지점을 나타낸다. 예를 들어, 이동국(20)이 기지국(8)을 떠나 인접 기지국(10)쪽으로 이동할 때, 이동국(20)이 경계(14)를 가로질러 셀(4)로 들어감에 따라, 기지국(8)으로부터의 SIR이 경계(14)를 지나는 일정한 문턱 레벨 이하로 떨어지는 반면 제 2 기지국(10)으로부터의 SIR은 그 문턱값 위로 올라간다. 셀룰러 시스템은 각 기지국의 서비스 범위가 셀 경계까지 미치도록 설계된다. 따라서, 기지국(8)으로부터의 SIR이, 경계(14)에서 데이터 송신을 지원하는 데 필요한 최소 SIR보다는 크기 때문에, 셀(2)의 넓은 부분에 걸친 SIR은 높은 데이터 레이트를 지원하기에 충분하다. 도 2는 높은 데이터 레이트를 위해 이 지원을 이용하는 적응적 레이트 시스템의 구현이다.

도 2는 본 발명에 따른 기지국(8)과 이동국(20)의 개략적인 블럭도이다. 기지국(8)은 적응적 레이트 기지국 송신기(22)와 적응적 레이트 기지국 수신기(24)를 구비한다. 마찬가지로, 또한 이동국(20)은 적응적 레이트 이동국 수신기(26)와 적응적 레이트 이동국 송신기(28)를 구비한다. 기지국(8)이나 이동국(20) 중 하나에 해당하는 각각의 송신기 및 수신기 쌍은 각각에 해당하는 채널을 통하여 무선 접속된다. 따라서, 적응적 레이트 기지국 송신기(22)는 다운링크 무선 채널(30)을 통하여 적응적 레이트 이동국 수신기(26)에 접속되고, 적응적 레이트 이동국 송신기(28)는 업링크 라디오 채널(32)을 통하여 적응적 레이트 기지국 수신기(24)에 접속된다. 이렇게 구현하면, 적응적 대역폭 고효율 코드화 변조 방식(adaptive bandwidth efficient coded modulation scheme)을 사용하므로, 다운링크 채널(30)과 업링크 채널(32) 모두에 대하여 기지국(8)과 이동국(20) 사이의 총 처리량이 증가된다.

따라서, 정보 레이트는 고정된 심볼 레이트(IS-130/IS-136에서와 같이)를 송신하고, 코드화 변조 방식의 선택을 사용하여 대역폭 효율(심볼 당 정보 비트 수)을 변경함으로써 달라질 수 있다. 그러나, 상이한 대역폭 효율을 갖는 코드화 변조 방식은 동일한 심볼 당 SIR에 대해 상이한 에러율을 갖는다. 각각의 SIR마다, 용인할 수 있는 FER 및 재송신 지연과 함께 최대 처리량을 갖는 코드화 변조 방식이 선택된다. 따라서, SIR이나 달성가능한 FER의 관점에서 채널 품질을 측정하는 것은 본 발명에 있어 매우 중요하다. 채널 품질 메트릭으로서의 SIR과 FER은 모두 디코딩된 수신 시퀀스에 상응하는 적절히 가중된 누적 유클리디안 디스턴스 메트릭으로부터 도출될 수 있다.

본 발명에 따라 코히어런트하게 변조된 시스템에 사용되는 인코더와 디코더를 도 3에 도시하였다. 송신기(34)는 컨볼루션 인코더(convolution encoder)(38)에 의해 인코딩된 정보 시퀀스 {a_k}(36)를 수신하여 코딩된 시퀀스{b_k)(40)를 제공한다. 그 다음, 코딩된 시퀀스 {b_k}(40)는 심볼 맵핑기(symbol mapper)(42)를 통해, 직접 그레이 맵핑(straightforward Gray mapping)이나 세트 구획(set partitioning) 기법 중 하나를 사용해서, M진 위상 쉬프트 키잉(M-ary phase shift keying : M-PSK)이나 M진 쿼드러쳐 진폭 변조(M-ary quadrature amplitude modulation : M-QAM) 방식과 같은 M진 배열(M-ary constellation) 중 하나의 심볼{s_k}(44) 맵핑된다. 그런 다음, 기비 스미스 제한 조건(Gibby Smith constraints)(즉, 심볼간 간섭이 0이 될 필요충분 조건)을 만족시키는 송신 필터(46)를 사용하여 펄스 성형(pulseshaping)을 수행한다. 이어서, 심볼 {s_k}(44)는 채널(48)을 통하여 수신기(50)로 송신된다. 수신기(50)에서, 전단의 아날로그 수신 필터(52)는 송신 필터(46)와 매칭되어 있다고 가정하며, 출력 {r_k}(54)는 최적 샘플링 순간에 샘플링된다.

k 번째 순간의 수신 심볼은

로 주어지며, 여기서, s_k는 복합 수신 심볼{s_k}(44)를 나타내고, α_k는 복합 페이딩 채널(64) 계수를 나타내며, n_k는 분산이 N₀인 복합 AWGN(additive white Gaussian noise)를 나타낸다. 이 예에서, 페이딩 채널(64)은 코릴레이트(correlate)된 것이라 가정하며, 많은 모델로 나타낼 수 있다. 이 예에서는, 레일리 페이딩(Rayleigh fading)에 대한 제이크 모델(Jake' model)이 사용된다. 컨볼루션 인코더(38)는 시스템의 요구를 최적화하기 위해 선택된다. 여기서는 트렐리스 코드가 선택되지만, 본 발명의 본질을 변경하지 않으면서도 많은 다른 코드들이 본 발명에 사용될 수 있다. 수신기(50)에서의 최우 디코딩은 최우 디코더(maximum likelihood decoder : MLD)(56)라고도 알려진 비터비 알고리즘 회로를 사용하여 수행될 수 있어, 트렐리스를 통한 최선 경로를 찾을 수 있다. 복합 페이딩 채널(64) 계수의 추정은 수신기(50)의 디코더(즉, 컨볼루션 인코더(58))에서도 사용가능할 것이다.

MLD(56)의 비터비 알고리즘 회로는 각각의 트렐리스 브랜치 트랜지션을 갖는 점증 유클리디안 디스턴스 메트릭과 연합되어, 유클리디안 디스턴스 내에서 수신 시퀀스{r_k}(54)와 가장 가까운 송신 시퀀스 {s_k}(44)를 찾아낸다. MLD(56)의 비터비 알고리즘 회로는 컨볼루션 인코더(58)와 심볼 맵핑기(60)를 통해 각각의 가능한 데이터 시퀀스(65)를 처리하여 가능한 디코딩된 시퀀스(62)를 생성한다. 그런 다음, MLD(56)의 비터비 알고리즘 회로는 점증 유클리디안 디스턴스를 계산하는 점증 유클리디안 디스턴스 메트릭 계산 회로(66) 내에서 수신 시퀀스 {r_k}(54)와 추정 채널 계수 {α_k}(64)를 이용한다. 그 후, 점증 유클리디안 디스턴스 메트릭은 누적 경로 메트릭(72)을 생성하는 누적 피드백 루프(68)를 통하여 처리된다. 다음에는, 누적 경로 메트릭(72)과 기타 모든 가능한 송신 시퀀스(65)에 상응하는 누적 메트릭(70)이, 디코딩된 데이터 시퀀스(76)와 i 번째 블럭에 대한 최소 메트릭 m_i를 출력하는 최소 메트릭 처리 회로(74)로 입력된다. 디코딩된 시퀀스(62)에 상응하는 누적 경로 메트릭은,

로 주어지며, 여기서, a_k(64)는 k 번째 순간에서의 추정 페이딩 채널 계수이고, 트렐리스는 매 N 심볼 후의 알려진 스테이트에서 종료한다고 가정한다.

도 3은 M-PSK나 M-QAM과 같은 코히어런트 변조 시스템을 사용하여 본 발명을 설명하지만, 본 발명은 유사한 메트릭 계산 방법을 비코히어런트 변조 시스템에도 적용할 수 있다. 도 3의 코히어런트 M-PSK 시스템에서, 유클리디안 디스턴스 메트릭의 계산은, 신호가 코히어런트하게 복조되고 채널 계수의 추정치가 수신기에 이용가능하다는 것을 가정한다. 그러나, 많은 유용한 시스템들이 M진 차분 위상 쉬프트 키잉(M-ary differential phase shift keying : M-DPSK) 방식의 위치 지정을 사용하도록 설계되는데, 이는 비코히어런트 시스템이다.

M-DPSK 신호가 종종 디코딩되기 전에 차분 복조되기 때문에, IS-136 표준에서와 같은 M-DPSK 시스템은 도 3의 코히어런트 시스템에 비해 훨씬 간단한 수신기 구조를 가질 수 있다. 그러나, 현재, M-PSK 시스템처럼 M-DPSK 시스템에서 SIR을 측정하거나 FER을 추정하는 신속 정확한 방법은 없다. 그리고, 도 3의 코히어런트 시스템과는 달리, M-DPSK에 대하여 유클리디안 디스턴스 메트릭을 판정하는 것은 SIR을 진정으로 정확하게 측정하는 것이 아니다.

도 4는 M-DPSK 신호에 대해 적절히 가중되거나 스케일(scale)된 유클리디안 디스턴스 메트릭을 사용하는 또 다른 예를 도시하는데, 이 메트릭은 잡음 제한, 간섭 제한 및 지연 유포된 환경에서 SIR에 대한 신속 정확한 지표를 얻는다.

도 4는 M-DPSK 시스템에 대한 인코더와 디코더의 블럭도를 도시한다. 송신기(80) 내에서, 정보 시퀀스 {a_k}(82)는 컨볼루션 인코더(84)에 의해 인코딩되어 코딩된 시퀀스 {b_k}(86)를 제공한다. 이어서, 코딩된 시퀀스 {b_k}(86)는 M-DPSK 심볼 맵핑기(88)를 통해 M-DPSK 심볼 {s_k}(96)로 맵핑된다. M-DPSK 맵핑은 두 단계에 걸쳐 수행된다. 먼저, 코딩된 시퀀스 {b_k}(86)는 맵핑 또는 구획 회로 (90)에 의해 M진 위치로부터 선택된 M진 심볼 {d_k}(92)로 맵핑된다. 이 맵핑 또는 구획 회로(90)는 직접 그레이 맵핑이나 세트 구획 기법 중 하나를 구현한다. 그런 다음, M진 심볼 {d_k}(92)는 차분 변조기 (94)에서 차분적으로 변조되어 M-SPSK 심볼 {s_k}(96)를 얻는다. 그 후, 기비 스미스 제한 조건(즉, 심볼간 간섭이 0이 될 필요충분 조건)을 만족시키는 송신 필터(98)를 사용하여 펄스 성형이 수행된다. 다음으로, M-DPSK 심볼 {s_k}(96)가 채널(100)을 통해 수신기(102)로 송신된다. 수신기(102)에서는, 최전단의 아날로그 수신 필터(104)가 송신 필터(98)와 매칭되었다고 가정하고, 출력 {r_k}(106)는 최적 샘플링 순간에 샘플링된다.

k 번째 순간의 수신 심볼 {r_k}(106)는,

로 주어지며, 여기서, s_k= d_kd_k-1은 복합 송신 심볼 {s_k}(96)를 나타내고, α_k는 원하는 신호에 대한 복합 페이딩 채널 계수를 나타내며, γ_k는 간섭 신호 i_k에 대한 복합 페이딩 채널 계수를 나타내고, n_k는 분산이 N₀인 AWGN(white Gaussian noise)을 나타낸다. 이 예에서, 채널(100)은 페이딩 코릴레이트된 이동 무선 채널로 가정되고, 다수의 모델로 나타내어질 수 있다. 이 예에서는, 레일리 페이딩에 대한 제이크 모델이 사용된다. 그런 다음, 수신 심볼 시퀀스 {r_k}(106)는 아래 식

로 주어지는 복조 시퀀스 {y_k}(100)를 생성하는 차분 복조기(108)를 통해 차분적으로 복조되는데, 여기서은 r_k-1의 켤레 복소수이다.

최우 디코더(Maximum Likelihood Decoder : MLD)(112)는 복조 시퀀스 y_k(110)를(132)에 맵핑한다.(132)는 송신 데이터 시퀀스 a_k(82)의 디코딩된 복사본이다. MLD(112)를 구현하는 것 중 하나가 잘 알려진 비터비 복호기이다.

비터비 복호기에서 송신 M진 시퀀스 세트는 트렐리스 스테이트 트랜지션 다이어그램 상에 맵핑될 수 있다. 비터비 알고리즘은 트렐리스를 통하여 최우 경로에 대한 순차적인 검색을 하는 데 사용된다. 그러나, 비터비 디코더가 아닌 다른 구현이 MLD(112)에 대해 가능하며, 이는 당업자에게 알려져 있다.

비터비 알고리즘 회로로서, MLD는 점증 유클리디안 디스턴스 메트릭을 트렐리스 브랜치 트랜지션과 연합시키며, 유클리디안 디스턴스 내에서 복조 시퀀스 {y_k}(110)와 가장 가까운 송신 M진 시퀀스를 찾는다. MLD(112)는 컨볼루션 인코더(116)와 M진 구획 또는 맵핑 회로(118)를 통하여 각각의 가능한 데이터 시퀀스(114)를 처리하여 가능한 M진 시퀀스(120)를 생성한다. 그런 다음, 비터비 알고리즘 회로(112)는 점증 유클리디안 디스턴스를 계산하는 점증 유클리디안 디스턴스 메트릭 계산 회로(122) 내에서 복조 시퀀스 {y_k}(110)와 M진 시퀀스(120)를 사용한다. 이어서, 점증 유클리디안 디스턴스 메트릭은 누적 경로 메트릭(126)을 생성하는 누적 피드백 루프(124)를 통하여 처리된다. 다음으로, 모든 가능한 M진 시퀀스(120)에 상응하는 누적 경로 메트릭(126)과 누적 메트릭(128)이 디코딩된 데이터 시퀀스(132)를 출력하는 최소 경로 프로세서 회로(130)로 입력된다. M진 시퀀스(120)에 상응하는 누적 경로 메트릭(126)은

와 같이 주어진다.

최소 경로 프로세서 회로(130)에서는, 최소 누적 유클리디안 디스턴스 메트릭을 제공하는 경로가 선택되며, 해당 데이터 시퀀스(132)는 그 디코딩된 출력이다. 시퀀스(132)는 수신 데이터 시퀀스로 선언된다.

SIR 메트릭을 결정하기 위하여, 디코딩된 데이터 시퀀스(132)는 컨볼루션 인코더(134)에 의해 인코딩되며 M진 구획기 또는 맵핑 회로(136)에 의해 M진 시퀀스(138)로 맵핑된다. 컨볼루션 인코더(134)와 M진 구획기 또는 맵핑 회로(136)는 수신기(102) 내에 있지만, 송신기(80) 내에 있는 컨볼루션 인코더(84)와 M진 구획기 또는 맵핑 회로(90)와 동일하다. 이어서, i 번째 프레임에 대한 SIR 메트릭으로 사용되는 가중된 유클리디안 디스턴스 메트릭 m_i(142)가 프로세서(140)에 의해(132)와 {y_k}(110)를 사용하여,

로 계산되거나, 혹은 이와는 달리,

로 계산되는데, 후자가 더 계산하기 용이하며 높은 SIR 값에서 더 우수한 추정치를 산출한다.

따라서, 본 발명의 적어도 두 가지 특징에 따르면, 비터비 디코더는, 코히어런트 및 비코히어런트 시스템 모두에 대하여, 각각의 블럭에 대한 디코딩된 트렐리스 경로에 해당하는 누적 유클리디안 디스턴스 메트릭으로부터 채널 품질 정보를 도출하는데 사용된다. 그러나, 앞에서 기술한 바와 같이, 유클리디안 디스턴스 메트릭은 페이딩 채널이 존재하는 경우에 블럭에 따라 변화폭이 크다. 따라서, 메트릭에 대한 우수한 추정치를 얻기 위해서는 평균을 내는 등의 방법으로 이러한 변화폭을 완화시킬 필요가 있다. 누적 유클리디안 디스턴스 메트릭이 작다는 것은, 수신 시퀀스가 디코딩된 시퀀스에 매우 근접하다는 것을 나타낼 것이다. 잘 설계된 트렐리스 코드에 있어서, 이러한 경우는 높은 SIR을 갖는 우량한 채널 조건 하에서만 발생한다. 열악한 채널 조건 하에서는, 메트릭이 훨씬 커진다. 따라서, N 개의 심볼 중 i 번째 블럭에서 메트릭의 우수한 추정치는 아래 관계식

을 이용하여 얻을 수 있으며, 여기서 α는 추정치의 변화량을 결정하는 필터 계수로서 0보다 크고 1.0보다 작으며, m_i는 디코딩된 트렐리스 경로 메트릭을 나타낸다.

도 5는 네 개의 곡선을 갖는 그래프를 도시하는데, 수직 눈금은 평균 비터비 디코더 메트릭 M_i를 나타내고, 수평 눈금은 블럭 번호를 나타낸다. 실선 곡선(144 내지 150)은 필터 계수 α가 0.9인 트렐리스 코딩 8 PSK 방식에 대한 필터링된 비터비 디코더 메트릭의 시간 추이(time evolution)를 나타낸다. IS-130/IS-136 타임 슬롯 구조(N = 260 심볼)라고 가정하며, 트렐리스는 매 타임 슬롯 쌍의 끝에서 종료한다. SNR은 30 ㏈ 내지 16 ㏈ 범위이고 매 600 타임 슬롯 쌍마다 2 ㏈만큼씩 감소한다. 각각의 곡선은 심볼 주기 T가 곱해진 도플러 주파수 f_d의 상이한 조합을 나타낸다. 따라서, 곡선 파라미터는 각각 : (a) 곡선(144)에 대해서는 f_dT = 0.0002, (b) 곡선(146)에 대해서는 f_dT = 0.0012, (c) 곡선(148)에 대해서는 f_dT = 0.0034, (d) 곡선(150)에 대해서는 f_dT = 0.0069이다. 도 5로부터, 평균 유클리디안 디스턴스 메트릭 M_i와 SIR 사이에 직접적인 1 대 1 맵핑이 존재한다는 것을 명백히 알 수 있다. SIR이 고정되면 M_i는 일정한 수준에 머물고, SNR이 감소하면 M_i는 증가한다.

도 6은 네 개의 곡선을 갖는 그래프를 도시하는데, 수직 눈금은 장기 평균 비터비 디코더 메트릭 μ(M_i의 예상값)를 나타내고, 수직 눈금은 SIR을 나타낸다. 도 5에서와 같이, 여기서도 네 곡선(152 내지 158)은 서로 다른 도플러 주파수를 나타낸다. 도 6으로부터, 평균 메트릭 μ가 이동 속도와 무관하다는 것을 명백히 알 수 있다. 결과적으로, 장기 누적 메트릭 평균 μ는 본 발명의 목표 메트릭이다. 따라서, 일단 유클리디안 메트릭을 얻고 나면, 이를 조견표 내에 있는 해당 SIR에 맵핑시키거나 선형 예측 접근(linear prediction approach) 방식을 통하여 맵핑시킬 수 있다.

장기 누적 메트릭 평균 μ와 SIR은 ㏈ 단위로 나타낸 경험적인 관계식를 만족시키는데, 여기서 E_s는 송신 심볼 당 평균 에너지이고 N은 블럭 당 심볼 개수이다. 이러한 성향은 상이한 코드화 변조 방식에도 동일하게 유지된다. 따라서, 평균 비터비 디코더 메트릭은 SIR에 대한 매우 우수한 지표이다. 또한, 단기 평균 메트릭은 위에서 언급한 관계식 M_i= αM_i-1+ (l-α)m_i를 이용하여 결정된다. 도 5는 단기 평균이 식

을 만족하는 것을 보여주며, 여기서, 목표 메트릭 μ는로부터 얻는다. 문턱값 θ_low와 θ_high는 M_i의 표준 편차에 의존하는데, 결국 M_i의 표준 편차는 필터 계수 α의 함수가 된다. 따라서, 본 발명은 평균 메트릭 M_i로부터 SIR을 결정하는 두 가지 가능한 방법을 구현한다.

도 7 및 도 8은 각각 잡음 제한 (C/(N+I)에서 I = 0이므로 C/N) 및 간섭 제한 환경에서, 비코히어런트 시스템에 대한 장기 평균 채널 품질 메트릭을 5/6 레이트 코딩 DQPSK 방식에 대하여 SIR의 함수로 나타낸다. IS-130/IS-136 타임 슬롯 구조를 가정하며, 트렐리스는 각각의 타임 슬롯 쌍의 끝에서 종료한다.

도 7에서, 수직축은 장기 평균 채널 품질 메트릭 값을 나타내고, 수평축은 잡음 제한 환경 C/N에서의 SIR 값을 나타낸다. C/N은 14 ㏈ 내지 30 ㏈의 범위 내에서 2 ㏈ 단위로 변한다. 각각의 곡선은 코딩 방식 및 도플러 주파수 f_d에 심볼 주기 T를 곱한 것들의 상이한 조합을 나타낸다. 따라서, 곡선 파라미터는 : (a) 곡선(160)에 대해서는 4-DPSK, f_dT = 0.0002, (b) 곡선(162)에 대해서는 4-DPSK, f_dT = 0.0012, (c) 곡선(164)에 대해서는 4-DPSK, f_dT = 0.0034, (d) 곡선(166)에 대해서는 4-DPSK, f_dT = 0.0069, (e) 곡선(168)에 대해서는 8-DPSK, f_dT = 0.0002, (f) 곡선(170)에 대해서는 8-DPSK, f_dT = 0.0012, (g) 곡선(172)에 대해서는 8-DPSK, f_dT = 0.0034, (h) 곡선(174)에 대해서는 8DPSK, f_dT = 0.0069 등이다. 따라서, 평균 메트릭이 이동 속도나 코딩 및 변조 방식의 선택과는 무관하다는 것은 도 7로부터 명백히 알 수 있다.

또한, 도 8은 장기 평균 채널 품질 메트릭이 페이딩 간섭자(interferer)를 갖는 도플러 주파수들에서도 일정하다는 것을 보여준다. 도 8은 4-DPSK(I/N = 20 ㏈) 코딩 방식에 대하여 장기 평균 채널 품질 메트릭 대 C/(I+N) (SIR)의 관계를 도시한다. 제 2 곡선(178)에서 f_dT = 0.0069인 반면 제 1 곡선(176)에서는 f_dT = 0.0002이다.

도 9는 비코히어런트 메트릭의 평균 에러를 나타낸다. 도 9는 평균 에러 E｜{추정 C/(I+N) - 실제 C/(I+N)}｜를 데시벨 단위로 잡음 제한 환경에 대하여 평균 주기의 함수로 나타낸다. 잡음 제한 환경이라 함은 간섭자(interferer)가 없어서 도 7에서와 같이 SIR이 C/N으로 표현되는 것을 의미한다. 도 9는 각각 f_dT = 0.0002와 f_dT = 0.0069에 해당하는 두 곡선(180, 182)을 포함한다. 도 9를 보면, 낮은 도플러 주파수와 높은 도플러 주파수 모두에서 에러가 0.25 ㏈이므로, 메트릭을 평균할 필요가 없음을 알 수 있다.

도 10은 단일 지배적 간섭(single dominant interfere)이 존재하는 경우의 C/(I+N) 추정 에러를 나타낸다. 이 예에서, 잡음은 평균 간섭기 출력(average interferer power)보다 20 ㏈ 아래인 것으로 가정한다. 도 10은 각각 f_dT = 0.0002와 f_dT = 0.0069에 해당하는 두 곡선(184, 186)을 포함한다. 도 10은, 낮은 도플러 주파수에서는, 우수한 C/(I+N) 추정치를 얻기 위해 평균을 할 필요가 있다는 것을 보여준다.

도 7 내지 도 10에서 설명한 본 발명을 볼 때, 당업자라면 M-DPSK 송신 시스템에 대해 도 5 및 도 6에서 설명한 결과를 성취하는 방법과 본 출원의 후속 설명에서 설명할 레이트 적응, 핸드오프 및 전력 제어 등의 응용에 대해 본 발명을 실시하는 방법을 이해할 것이다.

도 11은 조견표를 이용하여 평균 메트릭 M_i로부터 SIR을 결정함에 있어서, 기지국이나 이동국이 수행하는 단계를 설명하는 흐름도이다. 이 과정은 셀룰러 네트워크가 원하는 SIR 범위를 결정하는 단계(188)에서 시작된다. 이 SIR 범위는 임의의 주어진 시간에서 네트워크의 요구에 의해 결정된다.

다음 단계(190)에서는, 결정된 원하는 범위에 대해 SIR의 내림차순으로 된 목표값 μ_n의 표를 생성한다. 내림차순으로 정렬하는 것은 단순한 예시일 뿐이며, 이 과정에 있어 필수적이거나 제한적인 것은 아니다. 목표값은 n = 1, 2, . . ., K에 대하여 다음 관계식

에 의해 결정되며, 여기서 K는 원하는 조밀도(granularity)를 결정한다. 단계(192)에서, 이러한 μ_n값들 대 해당 SIR 값은, 측정된 M_i/μ_n값을 조견표 내의 해당 SIR 값에 맵핑하는데 사용하기 위해 메모리 유닛에 저장된다. μ_n대 SIR_n에 대한 조견표를 생성하고 저장하는 과정이 완료되면, 시스템은 데이터 정보를 수신하고 송신할 준비를 한다.

이 예에서는, 단계(194)에서 수신기가 트렐리스 코딩된 신호를 수신한 후, 단계(196)에서 수신한 코딩된 신호를 디코딩하여 트렐리스 경로 메트릭 m_i를 출력한다. 이 예에서, 시스템은 비터비 최열 디코더(Viterbi Minimum Likelihood decoder)를 사용하여 트렐리스 경로 메트릭 m_i를 결정한다. 일단 트렐리스 경로 메트릭 m_i를 결정하고 나면, 시스템은 단계(198)에서 관계식 M_i= αM_i-1+ (l - α)m_i를 이용하여 i 번째 블럭에 대한 평균 메트릭 M_i를 결정한다.

과정은 결정 단계(200)로 계속되는데, 여기서는 문턱값 검출 회로가 M_i/μ_i값이 사전결정된 문턱값 θ_low보다 작은지를 판단한다. 결정 단계(200)의 결과가 "예"이면, 과정은 단계(202)로 계속된다. 단계(202)에서 시스템은 측정된 SIR이 SIR₁(조견표 범위에서 최대 SIR)보다 크다는 것을 인식하게 된다. 그 결과, 단계(202)에서 시스템은 측정된 SIR을 SIR₁과 같게 만든다. 다음으로, 단계(204)에서 시스템은 SIR 값 SIR₁을 송신기로 제공한다.

결정 단계(200)의 출력이 "아니오"이면, 과정은 결정 단계(206)로 계속되는데, 여기서는 제 2 문턱값 검출 회로가 M_i/μ_k값이 사전결정된 문턱값 θ_high보다 큰지를 판단한다. 결정 단계(206)의 출력이 "예"이면, 과정은 단계(208)로 계속된다. 단계(208)에서 시스템은 측정된 SIR이 SIR_k(조견표 범위에서 최소 SIR)보다 작다는 것을 인식하게 된다. 그 결과, 단계(208)에서 시스템은 측정된 SIR을 SIR_k와 같도록 만든다. 다음으로, 단계(204)에서 시스템은 SIR 값 SIR_k를 송신기로 제공한다.

한편, 결정 단계(206)의 출력이 "아니오"이면, 과정은 결정 단계(210)로 이어지는데, 여기에서 문턱값 검출 회로가 M_i/μ_n값이 사전결정된 문턱값 θ_high보다 작고 사전결정된 문턱값 θ_low보다 크도록 문턱값 μ_n을 결정한다. 단계(212)에서, 시스템은, 조견표에서 M_i/μ_n의 맵핑된 값에 대하여 측정된 SIR이 해당 SIRn과 같도록 설정한다. 결과적으로 단계(204)에서 시스템은 SIR 값 SIR_n을 송신기로 제공한다.

도 12는 선형 예측 과정을 이용하여, 평균 메트릭 M_i로부터 SIR을 결정함에 있어서, 기지국 또는 이동국이 수행하는 단계를 설명하는 흐름도이다. 이 과정은 셀룰러 네트워크가 원하는 SIR 범위를 결정하는 단계(214)에서 시작된다. 앞에서 설명한 조견표 접근 방법과 유사하게, 이 SIR 범위는 임의의 주어진 시간에서 네트워크의 요구에 의해 결정된다. 그러나, 조견표를 이용하여 직접 맵핑하는 대신 선형 예측을 이용하면, 수신기는 셀 내의 SIR의 변화에 보다 신속하게 반응할 수 있게 된다.

단계(216)에서는 결정된 원하는 범위에 대해 SIR의 내림차순으로 된 목표값 μ_n의 표가 생성된다. 여기서도, 내림차순으로 정렬하는 것은 단순한 예시일 뿐이며 이 과정을 수행함에 있어 필수적이거나 제한적인 것은 아니다. 이 목표값은 n = 1, 2, . . ., K에 대하여 관계식

에 의해 결정되며, K는 원하는 조밀도를 결정한다. 단계(218)에서, 이러한 μ_n값들 대 해당 SIR 값은, 측정된 M_i/μ_n값을 조견표 내에 있는 해당 SIR 값에 맵핑하는데 나중에 사용하기 위해 제 1 메모리 유닛에 저장된다. μ_n대 SIR_n의 조견표를 생성하고 저장하는 과정이 완료되면, 시스템은 데이터 정보를 수신하고 송신할 준비를 한다.

단계(220)에서, 수신기는, 본 예에서는 트렐리스 코딩된 신호인 코딩된 신호를 수신한 후 단계(222)에서 수신한 코딩된 신호를 디코딩하여 트렐리스 경로 메트릭 m_i를 출력한다. 본 예에서도, 시스템은 트렐리스 경로 메트릭 m_i를 결정한다. 일단 트렐리스 경로 메트릭 m_i를 결정하기 위하여 비터비 최열 디코더를 사용하고 나면 일단, 단계(224)에서 시스템은 관계식 M_i= αM_i-1+ (l - α)m_i를 이용하여 i 번째 블럭에 대한 평균 메트릭 M_i를 결정한다. 그런 다음 단계(226)에서, 최적 p차 선형 예측치 h_l(l = 0, 1, . . ., p-1에 대해)가 생성되고, 나중에 사용하기 위해 제 2 메모리 유닛에 저장된다. 과정은 다음 단계(228)로 진행하고, 관계식

을 이용하여의 이전값으로부터의 장래값을 결정한다.

과정은 결정 단계(230)로 계속되는데, 여기서는 문턱값 검출 회로에서값이 사전결정된 문턱값 θ_low보다 작은지를 판단한다. 결정 단계(230)에서의 결과가 "예"이면, 과정은 단계(232)로 진행된다. 단계(232)에서 시스템은 측정된 SIR을 SIR₁과 같게 만든다. 다음으로 단계(234)에서 시스템은 SIR 값 SIR₁을 송신기로 제공한다.

결정 단계(230)의 결과가 "아니오"이면, 과정은 단계(236)로 계속되는데, 여기서는 제 2 문턱값 검출 회로에서값이 사전결정된 문턱값 θ_high보다 큰지를 판단한다. 결정 단계(236)의 결과가 "예"이면, 과정은 단계(238)로 진행된다. 단계(238)에서, 시스템은 측정된 SIR을 SIR_k와 같도록 만든다. 다음으로, 단계(234)에서 시스템은 SIR 값 SIR_k를 송신기로 제공한다.

한편, 결정 단계(236)의 결과가 "아니오"이면, 과정은 결정 단계(240)로 진행하는데, 여기서는 문턱값 검출 회로가값이 사전결정된 문턱값 θ_high보다 작고 사전결정된 문턱값 θ_low보다 큰지를 판단한다. 단계(242)에서 시스템은 측정된 SIR을 조견표 내의의 맵핑된 값에 대한 해당 SIR_n과 같도록 설정한다. 결과적으로 단계(234)에서 시스템은 SIR 값 SIR_n을 송신기로 제공한다.

이와 같은 선형 예측 접근 방법에 의하면, 수신기가 평균 메트릭의 현재값 및 (p-1) 이전 값들을 사용하여 장래의 D 블럭에 대한 채널 품질 메트릭을 예측할 수 있다. 따라서, 수신기는 SIR의 변화에 신속하게 반응할 수 있다.

본 발명에서는 SIR이 바람직한 성능 척도이지만, 성능은 정방향 및 역방향 링크에 대한 FER에 관한 식으로도 종종 측정된다는 것이 잘 알려져 있다. 고정된 SIR에서는, 상이한 이동 속도에 따라 FER이 종종 상이할 수가 있다. FER 지표를 얻기 위해서는, 일정한 넓은 범위의 모빌리티(mobility) 하에서 평균 FER로 SIR이 맵핑되어야 한다. 각각의 SIR 값에서, 가중된 합은

와 같이 결정되며 여기서, Σw_i= 1이고, f_i는 속도 v_i에서의 FER이며, 계수 w_i는 속도 v_i에 할당된 가중치이고,은 가중된 평균 FER을 나타낸다. 이 기법에 의하면, 결국에 맵핑되는 SIR을 결정하기 위하여, 평균 메트릭을 사용할 수 있다.

구현된 레이트 적응 시스템의 예는 채널 품질 지표로서 SIR 측정치들을 사용한다. 송신기에 대한 A 개의 상이한 동작 방식 모드를, C₁, C₂, . . ., C_Q가 대역폭 효율의 오름차순으로 나타낸다고 하자. 이들 상이한 방식들은, 고정 심볼 레이트를 사용하고, 트렐리스 인코더와 심볼 맵핑기가 심볼을 가변 개수의 비트로 표현함으로써 구현된다. 어떤 SIR에서 각각의 C_j에 대한 달성가능한 처리량의 상한선은 R(C_j)(1-(C_j, SNR))로 주어지며, 여기서 R(C_j)는 C_j에 상응하는 데이터 레이트로서 초당 비트로 표현된다. 재송신 중에 종료될 수 있는 상위의 회복층에도 관계되므로, 실제 처리량은 이보다 적을 수 있다.

도 13은 세 개의 곡선을 포함하는 그래프를 도시하는데, 수직 눈금은을 나타내고, 수평 눈금은 SIR을 나타낸다. 곡선(244, 246, 248)은 세 개의 가정적인 코드화 변조 방식을 나타낸다. 각각의 코드화 변조 방식 C_j에 대해,는 이동 속도들에 대하여 평균된 평균 FER이다. 예를 들어, 적응점 A_j(250)는 곡선(246)에 관련된 적응점이다. SNR이 이 점 이하로 떨어지면, 송신기는 그 모드를 방식 C_j로부터 방식 C_j-1로 변경하고 방식 C_j-1에 해당하는 곡선(244) 상의 A_j-1(255)에서 동작을 시작해야 하는데, A_j-1위에서는 C_j가 C_j-1보다 적은 처리량을 갖는다. 필터링된 비터비 디코더 메트릭은 모드 적응점에서 SNR의 지표로 사용될 수 있다. i 번째 디코딩된 블럭에 대하여, 필터 파라미터의 선택에 따라,또는로 세팅한다.

θ_high와 θ_low는 필터 파라미터 α에 의존하는 문턱값들이다. 그러면, 데이터 송신을 위한 적응 규칙, i 번째 블럭 후에 송신기가 현재 C_j로 동작하고 있는 경우, 동작 모드를

이면,에 대해,

가 되도록 변경하는데, 여기서 r = 1, 2, . . ., Q-j이다. 각각의 j에 대하여 허용가능한 r의 최고값은, 심볼 당 비트 측면에서 빠른 레이트로 동작하도록 함으로써 처리량을 극대화한다. 최종적으로, 메트릭 평균 μ가 이동 속도나 코드 변조 방식과는 무관하므로, 메트릭의 필터링은 코드화 변조 방식들 전체에 적용된다. 따라서, 적응 후에 채널 품질 척도를 리세트할 필요가 없다.

실제 데이터를 이 예에 적용함에 있어서, 도 14는 비터비 알고리즘 메트릭 평균에 기초한 보존적 모드 적응 기법에 대한 값들의 표를 도시한다. 도 14에서, C₁, C₂, C₃은 세 개의 코드화 변조 방식들을 나타내며, C₁을 선택하면 최저 데이터 레이트가 초래되고, C₃은 최고 데이터 레이트가 초래된다. 여기서, μ₁, μ₂, μ₃은 각각의 세 코드화 변조 방식에 대한적응점에 해당하는 목표 메트릭들이다. 문턱값 θ_high와 θ_low는, θ_high가 1.0보다 크고 θ_low가 1.0보다 작도록 정의된다. 또한, 도 15는 비터비 알고리즘 메트릭 평균에 기초한 적극 모드 적응 방식에 대한 값들의 표이다.

본 발명을 위한 적응 레이트 시스템의 블럭도가 도 16에 도시되어 있다. 이 블럭도는 기지국이나 이동국에서 구현가능한 시스템을 보여준다. 이 시스템은 다음의 방식으로 동작한다. 처음에, 시스템은 송신될 정보를 송신 데이터 스트림(252)으로 편성한다. 그런 다음, 송신 데이터 스트림(252)은 시스템의 송신기(254)로 입력된다. 송신기(254) 내에서, 송신 데이터 스트림(252)은 적응적 채널 인코더 및 변조기(256)에 의해 인코딩되고 변조된다. 적응적 채널 인코더 및 변조기(256)에 의해 수행되는 인코딩 및 변조는 인코더 및 변조 결정 유닛(258)에 의해 제어된다.

인코더 및 변조 결정 유닛(258)은 수신기(261)로부터의 수신 SIR 추정치(274)에 응답하여 적절한 인코딩 및 변조 방식을 결정한다. 처음에, 인코더 및 변조 결정 유닛(258)은 적응적 채널 인코더 및 변조기(256)로 입력되는 사전결정된 방식을 선택한다. 그 후, 적응적 채널 인코더 및 변조기(256)는 송신 데이터 스트림(252)을 사전결정된 방식으로 인코딩하고 변조하여 (잡음이 있고 페이딩일 수 있는) 채널(260)을 통하여 수신기(261)로 송신한다.

수신기(261)에서 정보가 수신된 후, 두 개의 출력을 내는 채널 디코더 및 복조기(262)로 입력된다. 채널 디코더 및 복조기(262)의 제 1 출력은 수신 정보 신호에 대한 비터비 디코더 메트릭(264)의 값이다. 채널 디코더 및 복조기(262)의 제 2 출력은 수신 데이터 스트림(276)으로서, 대부분의 시간(a large fraction of the time) 송신 데이터 스트림(252)에 의해 보내진 정보와 같다. 또 다른 실시예에서는, 두 블럭(272, 258) 모두를 송신기 내에 구비하거나, 수신기 내에 구비하거나, 도 16에 도시한 바와 같이 블럭(272)은 수신기에 블럭(258)은 송신기에 구비할 수 있다.

다음에는, 비터비 디코더 메트릭(264)의 값이 합산/평균 회로(268)에 의해 평균되어 비터비 디코더 메트릭(270)에 대한 이동 평균값을 생성한다. 그 후, 비터비 디코더 메트릭(270)에 대한 이동 평균값은 맵핑 회로(272)에 의해 SIR 추정치(274)로 맵핑된다. 이 SIR 추정치(274)는 인코더 및 변조 결정 유닛(258)으로 피드백되고, 이 SIR 추정치(274)에 따라 사용할 인코더 및 변조 방식을 결정하는데 사용된다. 인코더 및 변조 결정 유닛(258)의 새로운 방식의 값들은 적응적 채널 인코더 및 변조기(256)로 입력되는데, 적응적 채널 인코더 및 변조기(256)는 송신 데이터 스트림(252)을 위해 새로운 인코딩 및 변조 방식으로 스위칭되고 채널(260)을 통하여 정보를 송신한다.

SIR을 사용하여 전력을 제어하고 이동 핸드오프를 결정하는 시스템의 블럭도가 도 17에 도시되어 있다. 이 블럭도는 기지국이나 이동국에서 구현가능한 시스템을 보여준다. 시스템은 다음의 방식으로 작동한다. 초기에, 시스템은 송신될 정보를 송신 데이터 스트림(278)으로 편성한다. 그런 다음, 송신 데이터 스트림(278)은 시스템의 송신기(280)로 입력된다. 송신기(280) 내에서, 송신 데이터 스트림(278)은 채널 인코더 및 변조기(282)에 의해 인코딩되고 변조된다. 채널 인코더 및 변조기(282)에서의 송신 전력 레벨은 전력 제어 알고리즘 회로(302)에 의해 제어된다.

전력 제어 알고리즘 회로(302)는 수신기(286)로부터의 수신 SIR 추정치(300)에 응답하여 전력 제어 레벨을 결정할 수 있다. 또한, 전력 제어 알고리즘 회로(302)는 수신기(286)로부터의 신호 강도 및 비트 에러율 추정치(290)에 응답하여 전력 제어 레벨을 결정한다. 처음에는, 전력 제어 알고리즘 회로(302)가 채널 인코더 및 변조기(282)로 입력되는 사전결정된 값으로 설정되어 있다. 그런 다음, 채널 인코더 및 변조기(282)는 사전결정된 인코딩 및 변조 방식을 사용하여 송신 데이터 스트림(278)을 인코딩 및 변조하고, 사전결정된 전력 레벨로 (잡음이 있고 페이딩일 수 있는) 채널(284)을 통해 수신기(286)로 이 정보를 송신한다

정보가 수신기(286)에서 수신된 후, 세 개의 출력을 갖는 채널 디코더 및 복조기(288)로 입력된다. 채널 디코더 및 복조기(288)의 제 1 출력은 수신 정보 신호에 대한 비터비 디코더 메트릭(292) 값이다. 제 2 출력은 신호 강도 및 비트 에러율(290)의 추정치이다. 채널 디코더 및 복조기(288)의 제 3 출력은 수신 데이터 스트림(308)으로서, 송신 데이터 스트림(278)에 의해 보내진 정보와 동일하다.

다음에, 비터비 디코더 메트릭(292) 값이 합산/평균 회로(294)에 의해 평균되어 비터비 디코더 메트릭(296)에 대한 평균값을 생성한다. 그 후, 비터비 디코더 메트릭(296)에 대한 평균값은 맵핑 회로(298)에 의해 SIR 추정치(300)에 맵핑된다. 이 SIR 추정치(300)는 전력 제어 알고리즘 회로(302)로 피드백되어 SIR 추정치(300)에 해당하는 전력 제어값을 결정한다. 전력 제어 알고리즘 회로(302)의 새로운 전력 제어값은 이후에 데이터 스트림(278)을 채널(284)을 통하여 수신기로 송신하는데 사용하기 위해 채널 인코더 및 변조기(282)로 입력된다.

또한, 이동 지원 핸드오프 결정 회로(304)는 SIR 추정치(300)와 신호 강도 및 비트 에러율 추정치(290)를 처리한다. SIR 값이 사전결정된 문턱값보다 작으면 이동 지원 핸드오프 결정 회로(304)는 메시지를 핸드오프 프로세서(306)로 보내 이동국을 새로운 기지국으로 핸드오프시킨다.

결론적으로, 본 발명은 다음과 같다. 본 발명의 제 1 부분은, 채널의 측정된 SIR에 근거하여 송신 데이터 스트림의 변조 방식을 적응적으로 바꾸는 장치에 관한 것이다. 적응적 변조 방식은 적응적 채널 인코더 및 변조기에 의해 송신기에서 구현된다. 인코더 및 변조 결정 유닛은 송신기의 적응적 채널 인코더 및 변조기에 접속되어 수신기에서 수신한 정보에 기초하여 적절한 인코딩 및 변조 방식을 결정한다. 그런 다음, 수신기 채널 디코더 및 복조기는 채널을 통하여 송신기의 적응적 채널 디코더 및 복조기와 무선 접속되도록 배치된다. 이러한 수신기 적응적 채널 디코더 및 복조기는 평균 회로에 의해 평균된 경로 메트릭 값을 처리하여 평균 경로 메트릭 값을 생성한다. 이어서, 이러한 평균 경로 메트릭 값은 맵핑 소자를 통하여 SIR 추정값에 맵핑된다. 다음에, 이 SIR 추정값은 송신기의 인코더 및 변조 결정 유닛으로 입력되어, SIR 추정값에 따라 코딩 및 변조 방식을 변경할지를 결정한다. 수신기의 채널 디코더 및 변조기는 다양한 방식으로 구현될 수 있으나, 본 예에서는 비터비 디코더를 사용하여 구현하였다는 것에 유의해야 한다.

본 발명의 제 2 부분은 채널에 대해 측정된 SIR에 기초하여 이동 지원 핸드오프를 구현하는 장치에 관한 것이다 이동 지원 핸드오프는 채널 인코더 및 변조기에 의해 송신기에서 구현된다. 수신기의 채널 디코더 및 복조기는 채널을 통하여 송신기의 채널 디코더 및 복조기에 무선 접속된다. 이 수신기 채널 디코더 및 복조기는 수신기에 의해 수신된 정보에 응답하여 경로 메트릭 값을 생성하는데, 이 경로 메트릭 값은 평균 회로에 의해 평균되어 평균 경로 메트릭 값이 생성된다. 이어서, 이 평균 경로 메트릭 값은 맵핑 소자를 통하여 SIR 추정값에 맵핑된다.

전력 제어 알고리즘 회로는 SIR 추정값에 응답하여 송신기의 전력 레벨을 변화시키는 송신기의 채널 인코더 및 변조기에 접속된다. 마지막으로, SIR 추정값은 SIR 추정치에 기초하여 이동국이 핸드오프 동작을 수행해야 할 지 여부를 결정하는 이동 지원 핸드오프 결정 유닛으로 입력된다. 본 발명의 제 1 부분에서와 같이, 수신기 채널 디코더 및 변조기는 다양한 방식으로 구현될 수 있지만, 본 예에서는 비터비 디코더를 사용하여 구현하였다는 것을 유의해야 한다. 또한, 본 발명의 제 2 부분은 이동국이나 기지국에서 구현될 수 있다.

본 명세서를 특정 구현이나 실시예와 관련하여 기술하면서, 예시를 위해 많은 세부 사항들을 진술하였다. 따라서, 전술한 사항은 본 발명의 원리를 단순히 예시할 뿐이다. 예를 들어, 본 발명은 그 사상과 본질적 특성을 벗어나지 않고도 기타 특정한 형태를 취할 수도 있다. 기술한 구성은 예시적인 것이지 제한적인 것이 아니다. 본 발명에 추가적인 구현이나 실시예가 가능하며, 본 명세서에서 기술한 몇몇 세부 사항은 본 발명의 기분 원리를 벗어나지 않으면서도 상당히 변경될 수도 있다. 따라서, 본 명세서에서 가시적으로 기술하거나 나타내지는 않았더라도, 당업자는 본 발명의 원리를 실현하여 그 사상과 범주 내에 있는 다양한 구성을 구현할 수 있다. 본 발명의 범주는 첨부한 청구범위에 의해 나타난다.

본 발명에 의하면 심볼 당 SIR의 측정치로서 최우 경로를 위한 적절히 가중된(weighted) 디코더 메트릭을 사용하여 다양한 송신 데이터 스트림의 변조 방식을 적용시킬 수 있고 이동 지원 핸드오프도 구현할 수 있다.

Claims

신호 대 간섭 잡음비(signal to interference plus noise ratio)를 결정하는 방법에 있어서,

사전결정된 신호 대 간섭 잡음비 세트에 상응하는 경로 메트릭(path metric) 세트를 설정하는 단계와,

디지탈 신호를 수신하는 단계와,

상기 디지탈 신호에 대한 경로 메트릭을 결정하는 단계와,

상기 경로 메트릭을 상기 사전결정된 신호 대 간섭 잡음비 세트 내의 상기 상응하는 신호 대 간섭 잡음비에 맵핑하는 단계

를 포함하는 신호 대 간섭 잡음비 결정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 디지탈 신호는 코딩된 신호인 신호 대 간섭 잡음비 결정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 디지탈 신호는 트렐리스 코딩된 신호인 신호 대 간섭 잡음비 결정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 디지탈 신호에 대한 경로 메트릭을 결정하는 단계는,

사전결정되고 M_i/μ로 정의되는 단기 평균 메트릭 값 세트에 상응하는 신호 대 간섭 잡음비 값 세트를 설정하는 단계와,

디코더를 이용하여, 상기 수신 디지탈 신호로부터 m_i로 정의되는 디코딩된 경로 메트릭을 결정하는 단계와,

m_i를 평균하는 단계와,

제 2 메모리 유닛에 μ로 정의되는 상기 평균 디코딩된 경로 메트릭을 저장하는 단계와,

추정 유클리디안 디스턴스 메트릭을 결정하는 단계

를 더 포함하는 신호 대 간섭 잡음비 결정 방법.
제 4 항에 있어서,

추정 유클리디안 디스턴스 메트릭을 결정하는 단계는, 식

을 이용하여 수행하되, 상기 추정 유클리디안 디스턴스 메트릭은 M_i로 정의되고, α는 0보다 크고 1.0보다 작은, 사전결정된 필터 계수인 신호 대 간섭 잡음비 결정 방법.
제 5 항에 있어서,

상기 추정 유클리디안 디스턴스 메트릭을 결정하는 단계는,

M_i의 표준 편차를 결정하는 단계와,

상기 M_i의 표준 편차에 기초하여 θ_low와 θ_high로 정의된 평균 메트릭 문턱값을 결정하는 단계와,

상기 M_i값을 상기 μ 값으로 나누어 M_i/μ 값을 결정하는 단계와,

M_i/μ가 θ_low보다 작으면 상기 M_i/μ값을 상기 상응하는 신호 대 간섭 잡음비의 최소값에 맵핑하는 단계와,

M_i/μ가 θ_high보다 크면 상기 M_i/μ 값을 상기 상응하는 신호 대 간섭 잡음비의 최대값에 맵핑하는 단계와,

상기 M_i/μ 값을 상기 상응하는 신호 대 간섭 잡음비에 맵핑하는 단계

를 포함하는 신호 대 간섭 잡음비 결정 방법.
제 4 항에 있어서,

상기 디코더는 최우 경로(maximum likelihood)를 위한 비터비 디코더(Viterbi decoder)인 신호 대 간섭 잡음비 결정 방법.
신호 대 간섭 잡음비를 결정하는 시스템에 있어서,

사전결정된 신호 대 간섭 잡음비 세트에 상응하는 경로 메트릭 세트를 설정하는 수단과,

디지탈 신호를 수신하는 수단과,

상기 디지탈 신호에 대한 경로 메트릭을 결정하는 수단과,

상기 경로 메트릭을 상기 사전결정된 신호 대 간섭 잡음비 세트 내의 상기 상응하는 신호 대 간섭 잡음비에 맵핑하는 수단

을 포함하는 신호 대 간섭 잡음비 결정 시스템.
제 8 항에 있어서,

상기 디지탈 신호는 코딩된 신호인 신호 대 간섭 잡음비 결정 시스템.
제 8 항에 있어서,

상기 디지탈 신호는 트렐리스 코딩된 신호인 신호 대 간섭 잡음비 결정 시스템.
제 8 항에 있어서,

상기 디지탈 신호에 대한 상기 경로 메트릭을 결정하는 수단은,

사전결정되고 M_i/μ로 정의되는 단기 평균 메트릭 값 세트에 상응하는 신호 대 간섭 잡음비 세트를 설정하는 수단과,

디코더를 이용하여, 상기 수신 디지탈 신호로부터 m_i로 정의되는 디코딩된 경로 메트릭을 결정하는 수단과,

m_i를 평균하는 수단과,

제 2 메모리 유닛에 μ로 정의되는 상기 평균 디코딩된 경로 메트릭을 저장하는 수단과,

추정 유클리디안 디스턴스 메트릭을 결정하는 수단

을 더 포함하는 신호 대 간섭 잡음비 결정 시스템.
제 11 항에 있어서,

추정 유클리디안 디스턴스 메트릭을 결정하는 수단은 식

을 이용하여 수행하되, 상기 추정 유클리디안 디스턴스 메트릭은 M_i로 정의되고, α는 0보다 크고 1.0보다 작은, 사전결정된 필터 계수인 신호 대 간섭 잡음비 결정 시스템.
제 12 항에 있어서,

상기 추정 유클리디안 디스턴스 메트릭을 결정하는 수단은,

M_i의 표준 편차를 결정하는 수단과,

상기 M_i의 표준 편차에 기초하여 θ_low와 θ_high로 정의된 평균 메트릭 문턱값을 결정하는 수단과,

상기 M_i값을 상기 μ 값으로 나누어 M_i/μ 값을 결정하는 수단과,

M_i/μ가 θ_low보다 작으면 상기 M_i/μ 값을 상기 상응하는 신호 대 간섭 잡음비의 최소값에 맵핑하는 수단과,

M_i/μ가 θ_high보다 크면 상기 M_i/μ 값을 상기 상응하는 신호 대 간섭 잡음비의 최대값에 맵핑하는 수단과,

상기 M_i/μ 값을 상기 상응하는 신호 대 간섭 잡음비에 맵핑하는 수단

을 포함하는 신호 대 간섭 잡음비 결정 시스템.
제 11 항에 있어서,

상기 디코더는 최우 경로를 위한 비터비 디코더인 신호 대 간섭 잡음비 결정 시스템.