KR20040101213A - 텔레비젼 수신기 및 라인/프레임 패턴과 동시에 샘플스트림을 처리하는 방법 - Google Patents

텔레비젼 수신기 및 라인/프레임 패턴과 동시에 샘플스트림을 처리하는 방법 Download PDF

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Abstract

텔레비젼 수신기는 텔레비젼 신호를 수신하여 이를 하향 변환시켜, 복소 기저대 신호를 발생시킨다. 이 복소 기저대 신호는 미분되고 나서 적분되어 복소 기저대 신호에서 직류(DC) 옵셋을 감소시킨다. 텔레비젼 수신기는 주기적인 공지된 정보 필드를 포함할 수 있다. 이 공지된 정보 필드는 적분된 신호와 상관되어 그 내에서 잔류 옵셋을 결정하는데, 이 옵셋은 미분된 복소 기저대 신호를 적분시 사용되는 상수와 관계된다. 이 잔류 옵셋은 미분된 복소 기저대 신호를 적분시 이 상수로부터 감산된다.

Description

텔레비젼 수신기 및 라인/프레임 패턴과 동시에 샘플 스트림을 처리하는 방법{TELEVISION RECEIVERS AND METHODS FOR PROCESSING SIGNAL SAMPLE STREAMS SYNCHRONOUSLY WITH LINE/FRAME PATTERNS}
미국 전역에 분포되어 있는 타워로부터 비디오 변조된 신호를 송신하는 수많은 텔레비젼 방속국이 미국에 존재한다. 수 많은 장소에서, 텔레비젼 전송 타워가 각종 방향들로 놓일 수 있기 때문에 고정된 지점을 향하는 안테나를 사용하는 것은 곤란하거나 불가능하다. 일반적으로, 디지털 또는 HDTV 표준의 도입으로 인해 장소들의 우수한 각도 상관을 예측할 이유가 없다.
안테나 로테이터(rotator)는 종종, 이 곤란성을 극복하는데 사용되지만, 이 로테이터는 통상적으로, 시청자가 "채널-서프(channel-surf)"하고자 하는 속도 보다 느리게 동작한다. 여러 채널들을 수신하도록 안테나를 재지향시키는 것은 불편할 수 있고, 많은 시청자들이 통상적으로 많은 다양한 텔레비젼 채널들에 동시에 동조하는 아파트 건물과 같은 집 또는 여러 개의 방에 있는 많은 텔레비젼 장비들간에 안테나가 공유될 때 다른 곤란성을 제공할 수 있다.
공동의 안테나 시스템이 없는 아파트 건물에서, 시청자는 방송 텔레비젼 신호를 수신하기 위해선 실내 안테나에 의지하는데, 이는 방 내의 근접 물체 또는 심지어 전파-투과 벽의 다른 측으로부터의 반사로 인해 왜곡을 겪게된다. 높은 지형으로 둘러싸여 불명료하게 되는 장소에선, 텔레비젼 신호가 언덕 위에서 회절 또는 반사로 인해 수신될 수 있을지라도, 기둥 높이가 상당한 외부 안테나에 의해서도 직접 텔레비젼 신호 파를 수신하는 것이 곤란하거나 불가능할 수 있다. 이들 회절 및/또는 반사된 신호가 다중경로 전파로 인해 손상되면, 이는 비디오 신호의 일부 주파수 성분을 감쇄시키고 다중 경로 지연이 라인 주사 주기의 무시할 수 없는 부분인 경우 고스트를 발생시킬 수 있다. 종종, 보다 큰 신호 세기를 필요로 하는 것이 아니라 고스트를 감소시키기 위하여 도달 각도를 식별함으로써 신호 반사를 제외시키는 높은 이득의 실외 지향성 안테나가 선호되었다.
본원에 참조된 Ayanoglu 등에게 허여된 미국 특허 제5,119,196(이하부터, '196 특허)는 텔레비젼 화상 고스트 소거를 위한 유한 임펄스 응답(FIR) 및 무한 임펄스 응답(IIR) 등화 기술을 개시한다. 이 '196 특허는 채널-디스크립티브 z-다항식(channel-descriptive z-polynomial)이 단위원에 접근할 때 IIR 채널 인버스 등화기의 제약들을 서술한다. 이 '196 특허는 또한, 채널-디스크립티브 다항식을 단위원 내부의 극을 갖는 인과 팩터(causal factor) 및 단위원 외부의 극을 갖는 비인과 팩터(anti-causal factor)로 팩터링하고 비인과 부분을 구현하기 위하여 시간-반전된 순서로 신호 샘플의 주사 라인을 처리하는 것을 개시한다. 이 '196 특허는, 라인들간의 보호 시간으로서 간주될 수 있는 주사 라인의 양 단부에서의 주기 동안 라인 동기 펄스가 제로로 된다라고 추정함으로써 이들 종래의 등화기들의 제약들이 부분적으로 제거될 수 있다는 것을 설명한다. 따라서, 이 보호 시간 보다 짧게 확산되는 고스트 지연에 대해서, 신호 등화는 인접 라인들로부터 또는 이 라인으로 캐리오버(carryover)되지 않고도 한 라인씩을 토대로 수행될 수 있다. 이 기술은 라인에서 비디오 정보를 등화시키지만 동기 펄스로부터 간섭을 제거할 수 없다. 불행하게도, 미국 NTSC 표준을 따르면, 동기 펄스는 검출 후 주기 동안에만 단지 제로 신호가 되고, 동기 펄스가 DC 복구 회로에 의해 클램프되어, 이 펄스의 피크 값이 제로가 되도록 한다. 동기 펄스가 제로 신호가 되지 않는 시간이지만, 대신 최대 전송 주기인 시간에서 텔레비젼 신호를 사전검출을 등화시키는 것이 바람직할 수 있다.
이 '196 특허에 서술된 기술은 또한 등화를 지연시킨다는 점에서 제한될 수 있다. 이 '196 특허는 테스트 신호의 최소-자승 재생을 위하여 등화기 가중을 적응시키는 프로세싱-집중 기술을 개시한다. 이 '196 특허는 적응형 안테나로 고스트 감소 등화기를 보완하는 것을 제안하고 있지만, 적응형 안테나에 대한 구현방식의 상세사항을 제공하지 않거나 적응형 안테나가 2개의 별도의 출력 신호를 갖는 다이버시티 안테나일 수 있다는 것을 제안하고 있다. 이 '196 특허는 검출 후 텔레비젼 비디오 신호를 처리하는 것을 제안하고 있는데, 이는 지연된 신호 경로들 간의 상대적인 위상차를 이용하지 않는다. 최종적으로, 이 '196 특허에 서술된 등화 시스템은 소망 신호로부터 에코를 감산함으로써 에코를 소거하도록 설계된 것이다. 불행하게도, 이 방식은 에코 소거 공정에서 소망 신호를 열화시킬 위험성이 있다.
고스트 제거를 서술하고 있는 다른 특허는 Ebihara 등에게 허여된 미국 특허 제5,253,063(이하부터,'063 특허), Cahill,Ⅲ에게 허여된 미국 특허 5,812,217(이하부터, 217 특허) 및 Patel 등에게 허여된 미국 특허 5,331,416호(이하부터,'416 특허)를 포함한다. 안테나 선택 다이버시트를 서술하고 있는 특허는 Lendemeier 등에게 허여된 미국 특허 5,335,010호(이하부터, '010특허) 및 Lee에게 허여된 미국 특허 제5,818,543호(이하부터, '543 특허)를 포함한다. '063 특허, '217특허, '416특허, '010 특허 및 '543 특허가 본원에 참조되어 있다.
불행하게도, 안테나 선택 다이버시티는 안테나 스위칭으로 인해 야기되는 가변하는 고스트 특성으로 인해 고스트 등화와 조화되는 것이 어렵다. 따라서, 비용 효율적인 방식으로 고스트 제거와 다이버시티 수신을 조화시킬 수 있는 개선된 텔레비젼 수신기가 필요로 된다.
본 발명은 일반적으로 텔레비젼 수신기 분야에 관한 것이며, 특히, 텔레비젼 수신기 및 다중경로 전파로 인한 텔레비젼 신호 수신에 미치는 나쁜 영향을 완화시키고 고스트(ghost)를 감소시키기 위한 방법에 관한 것이다.
도1은 다중경로 텔레비젼 수신의 일예를 도시한 도면.
도2는 다중경로 신호를 처리하는 다이버시티 텔레비젼 수신의 일예를 도시한 도면.
도3은 NTSC 텔레비젼 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 도면.
도4는 본 발명의 실시예를 따른 호모다인 텔레비젼 수신기를 도시한 블록도.
도5는 NTSC 텔레비젼 신호의 동기 펄스를 도시한 도면.
도6은 동기 펄스에서 하프-칼러 서브캐리어의 존재를 도시한 도면.
도7은 본 발명의 또 다른 실시예를 따른 호모다인 텔레비젼 수신기를 도시한블록도.
도8은 본 발명의 실시예를 따른 다이버시티 호모다인 텔레비젼 수신기를 도시한 블록도.
본 발명의 실시예들은 텔레비젼 수신기 및 텔레비젼 신호를 수신하여 하향변환시켜 복소 기저대 신호(complex baseband signal)를 발생시키는 동작 방법을 제공한다. 복소 기저대 신호는 미분되고 나서 다시 적분되어 복소 기저대 신호에서 직류(DC) 옵셋을 감소시킨다. 텔레비젼 수신기는 주기적인 공지된 정보 필드를 포함할 수 있다. 공지된 정보 필드는 적분 신호와 상관되어 그 내에서 잔류 옵셋을 결정하는데, 이 옵셋은 미분된 복소 기저대 신호를 다시 적분함으로써 발생되는 임의의 상수와 관계된다. 미분된 복소 기저대 신호를 적분할 때, 이 잔류 옵셋은 재적분되며, 미분되는 복소 기저대 신호 상수로부터 감산된다.
본 발명의 다른 특징들이 첨부한 도면을 참조한 이하의 특정 실시예에 대한 상세한 설명으로부터 이해될 것이다.
본 발명이 각종 수정 및 대안적인 형태를 취할 수 있지만, 도면에 일 예로서 특정 실시예가 도시되고 본원에서 상세하게 설명되었다. 그러나, 본 발명이 개시된 특정 형태로 제한되는 것이 아니라, 대조적으로, 청구범위에 규정된 본 발명의 원리 및 범위 내에 있는 모든 수정, 등가물 및 대안들을 본 발명이 포함한다는 것을이해하여야 한다. 도면 전체에 걸쳐서 동일한 소자들에는 동일한 참조번호가 병기되었다. 소자는 또 다른 소자에 "접속" 또는 "결합"된 것이라는 것을 또한 이해할 것이다. 소자는 다른 소자에 직접 접속 또는 결합될 수 있고 중재 소자가 제공될 수도 있다. 대조적으로 소자가 또 다른 소자에 "직접 접속" 또는 "직접 결합"될 때, 중재 소자는 존재하지 않는다.
지금부터 도1을 참조하면, 다중경로 텔레비젼 수신의 일예가 도시되어 있다. 통상적으로, UHF 신호는 셀룰러 무선 전화 시스템 또는 텔레비젼 방송 시스템에 사용된다. 원래, 방송 시스템은 안테나 부지로부터 넓은 지역을 조사하고, 건물 또는 지형과 같은 물체로부터의 반사 뿐만 아니라 직접파가 텔레비젼 수신기에 수신된다. 도1에 도시된 바와 같이, 텔레비젼(12)은 지형으로부터 반사된 제2 신호 및 건물(16)로부터 반사되는 제3 신호와 함께 송신기(14)로부터의 직접파 신호를 수신한다. 지연된 파들의 중첩이 정보 변조를 왜곡시킬 수 있다. 디지털 셀룰러 시스템에서, 각종 등화 방법이 개발되어 다중경로 왜곡으로 인한 디지털 데이터 에러 레이트의 열화를 감소시켰다. 텔레비젼 방송 시스템에서, 다중경로 전파는 고스트로서 공지된 화상 열화의 원인으로서 오랜동안 인지되어 왔다. 고스트를 감소시키는 한 가지 방식은 텔레비젼 신호 수신용 지향성 안테나를 사용하여 이 안테나를 가장강한 파를 수신하도록 지향시키고 여러 방향들로부터 도달하는 다른 파들을 제거하도록 한다. 그러나, 이 방식은 원리면에서, 적절하게 적분될 수 있다면 수신을 개선시키는데 사용될 수 있는 텔레비젼 수신기에 도달하는 에너지를 폐기한다.
도2는 다중경로 신호를 처리하기 위한 다이버시티 텔레비젼 수신의 일예를도시한 것이다. 텔레비젼(22)은 제1 수신기(24) 및 제2 수신기(26)를 포함한다. 제1 수신기(24)는 직접파 신호 및 지형으로부터 반사된 신호를 수신하며, 이는 송신기(28)에 의해 제1 안테나(32)를 통해서 전송된다. 제2 수신기(26)는 송신기(28)로부터 나와 건물(34)로부터 반사되어 제2 안테나(36)를 통해서 신호를 수신한다. 제1 수신기(24)를 통해서 수신되는 신호는 지연 회로(38)에 의해 지연되고 나서 제1 및 제2 수신기(24 및 26) 둘 다를 통해서 수신된 신호는 가산기 회로(42)에 의해 결합된다.
본 발명의 실시예를 따른 텔레비젼 수신기는 호모다인 또는 직접 변환 수신기 아키텍쳐를 토대로 한다. 이들 아키텍쳐에 대한 개선이 본원에 참조된 다음 특허에 서술되어 있다. Dent에게 허여된 미국 특허 5,241,702호(이하부터 '702 특허), Lindquis 등에게 허여된 미국 특허 5,568,520호(이하부터, '520특허), Lindquis 등에게 허여된 미국 특허 5,712,637호(이하부터, '637특허), Dent에게 허여된 미국 특허 5,749,051호(이하부터, '051특허) 및 Dent에게 허여된 미국 특허 5,918,169호(이하부터, '169특허).
'702 특허는 직류(DC) 옵셋 문제의 해결책을 서술하는데, 이는 호모다인 또는 직접 변환 수신기에서 발생될 수 있다. 호모다인 DC 옵셋 문제는 마이크로볼트 내지 밀리볼트 범위의 작은 수신된 신호를 약 제로 주파수(DC)이지만 수 밀리볼트 내지 수백 밀리볼트 정도의 DC 옵셋에서 중심이 맞춰지는 복소 기저대 신호로의 직접 변환에 관한 것이다. 불행하게도, 상당한 크기의 DC 옵셋이 소망 신호를 압도할 수 있다. 예를 들어, 호모다인 하향변환기의 출력 신호가 아날로그-대-디지털(A/D)변환기를 사용하여 디지털화되는 경우, A/D 전체-스케일 세팅은 DC 옵셋을 포함하여 클리핑(clipping)을 피하도록 한다. 그러나, 이 경우에, 소망 신호는 단지 몇개의 최하위 유효 비트만을 점유할 수 있다. 소망 신호에 의해 점유되는 최하위 유효 비트의 수가 여전히 적절하게 되도록 충분히 높은 동적 범위의 A/D 변환기가 사용되면, DC 옵셋은 소망 신호 성분으로부터 구별될 수 있는 디지털 도메인 처리를 통해서 보존될 수 있다.
호모다인 옵셋을 제거하는 또 다른 방식은, DC 옵셋을 제거하기 위하여 호모다인 하향변환기 출력 신호를 미분, 미분된 신호를 상기 미분된 신호의 얻어진 디지털화된 샘플로 A/D 변환을 수행하고 나서, 미분을 행하지 않고 신호 파형을 복구하기 위하여 디지털 누산을 사용하여 디지털화된 샘플을 적분하는 것을 포함한다. 디지털 누산 후 복구된 신호 파형은 임의의 재적분 상수와 동일한 DC 옵셋을 갖는데, 이 상수는 누산기가 최종 제로이거나 제로로 설정될 때 수신된 신호의 값과 관계된다. 이 DC 옵셋 에러는 최종 누산기 리셋에서 단지 신호 값만큼 크게되고, 이에 따라서, A/D 변환기 동적 범위 요구조건에 부가되지 않는다. 이 잔류 에러는 추정되어 에러로부터 구별되도록 하는 소망 신호의 일부 특징을 사용하여 감산된다.
디지털 변조된 데이터 신호 및 아날로그 주파수 변조된(FM) 신호 수신의 각종 예가 '702 특허에 서술되어 있다. 디지털 신호의 경우에, 전송시에 공지된 심볼 패턴 또는 동기워드가 포함되고 디지털 누산 후 수신된 파형과 비교되어 다중경로 채널 전파 계수 뿐만 아니라 DC 옵셋을 결정한다. 아날로그 FM 신호의 경우에, 호모다인 수신기에 발생되는 복소 신호 값은 일정 진폭의 서클상에 놓이고 위상각 면에서만 변화되어야 한다. 연속적인 값들의 궤적을 식별함으로써, 기점으로부터 궤적 서클의 중심 변위가 식별될 수 있는데, 이는 실수 및 허수(I, Q) 채널들에서 DC 옵셋에 대응한다.
설명을 위하여, 본 발명의 실시예는 미국 NTSC 신호를 수신하는 것에 대해서 서술하는데, 이 신호는 잔류 측파대 진폭 변조를 사용한다. NTSC 신호의 주파수 스펙트럼이 도3에 도시되어 있다. 그러나, 본 발명의 실시예들은 또한, 유럽 PAL 표준 및/또는 프랑스 SECAM 표준과 같은 다른 표준들을 토대로 한 아날로그 텔레비젼 신호들을 수신하는데 사용될 수 있다. 이들 표준들은 대역폭, 음, 및 칼러 서브캐리어 위치에 대한 조정과 더불어 미국 NTSC 표준과 유사하다. 본 발명의 실시예는 디지털 텔레비젼 신호를 수신하는데 또한 사용될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 한 디지털 텔레비젼 표준은 8-레벨 진폭 변조를 사용한다. 따라서, 본 발명의 실시예를 따른 텔레비젼 수신기는 경제적인 다표준 텔레비젼 수신을 제공하는데 사용될 수 있다.
지금부터, 도4를 참조하면, 본 발명의 실시예를 따른 호모다인 수신기(52)는 제1 입력 필터(54) 및 제2 입력 필터(56) 각각에 결합되는 제1 안테나 입력 및 제2 안테나 입력을 포함한다. 수신기(52)는 제1 및 제2 입력 필터(54 및 56)과 함께 직교 하향변환기 회로(quadrature downconverter circuit)(62)에 결합되는 디지털 주파수 합성기(58)를 포함한다. 직교 하향변환기 회로(62)는 일군의 A/D 변환기(66)에 의해 다중 모드 디지털 신호 처리(DSP) 회로(64)에 결합된다. 일군의 디지털 대아날로그(D/A) 변환기(68)는 다중 모드 DSP 회로(64)에 결합된다.
하향변환기 회로(62)는 제1 및 제2 입력 필터(54 및 56) 각각에 결합되는 한쌍의 저잡음 증폭기(LANs)(72 및 74)를 포함한다. 제1 LAN(72)의 출력은 2개의 혼합기 회로(76 및 78)의 입력에 결합된다. 하향변환기 회로(62)는 직교 전압 제어 발진기(QVCO)(86)(즉, 국부 발진기)를 더 포함하는데, 이 발진기는 비디오 캐리어 주파수와 같은 소망 주파수에 중심이 맞춰진 사인파에 대응하는 제1 출력 신호 및 소망 주파수에 중심이 맞춰진 코사인 파에 대응하는 제2 출력 신호를 발생시킨다. QVCO(86)로부터 출력된 사인파 신호는 혼합기 회로(78 및 82)에 제공되는 반면에, QVCO(86)로부터 출력된 코사인 파 신호는 혼합기 회로(76 및 84)에 제공된다. 이 방식으로, I 신호 또는 동위상 신호는 혼합기 회로(76 및 84) 각각의 출력에서 발생되는 반면에, Q-신호 또는 직교 신호는 혼합기 회로(78 및 82) 각각의 출력에서 발생된다.
혼합기 회로(76, 78, 82 및 84)로부터의 출력 신호는 입력 신호의 주파수 합 및 입력 신호의 주파수 차 둘 다에 대응하는 주파수 성분을 포함한다. 따라서, 저역 통과 필터(87, 88, 92 및 94)는 혼합기 회로(76, 78, 82 및 84) 각각에 결합되어, 주파수의 합에 대응하는 주파수 성분을 억압하고 주파수 차에 대응하는 주파수 성분을 통과시킨다. 저역 통과 필터(87, 88, 92 및 94)로부터 출력되는 각 I, Q 신호 쌍을 복소 기저대 신호라 칭한다.
A/D 변환기 뱅크(66)는 4개의 A/D 변환기(96, 98, 102 및 104)를 포함하는데, 이 변환기는 저역 통과 필터(87, 88, 92 및 94) 각각으로부터의 출력 신호로부터 디지털 샘플을 발생시킨다. 그 후, 이들 출력 샘플은 다중 모드 DSP 회로(64)에 의해 처리되어 예를 들어 스테리오 음 신호, 칼러 신호, 라인 주사 신호 및 프레임 주사 신호를 발생시킨다. 다중-모드 DSP 회로(64)는 또한, 디지털 주파수 합성기(58)를 제어하는데 사용될 수 있다.
상술된 바와 같이, 디지털 주파수 합성기(58)는 QVCO(86)를 제어하는데 사용되어, QVCO(86)로부터의 출력 신호가 종래 아날로그 텔레비젼 동작에 사용되는 비디오 캐리어 주파수에 중심이 맞춰지고, 제1 및 제2 입력 필터(54 및 56)는 측대역 주파수에 대한 간섭을 억압하도록 구성될 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, 디지털 주파수 합성기(58)는 QVCO(86)를 제어하여, QVCO(86)로부터의 출력 신호가 텔레비젼 채널 중간에 중심이 맞춰지도록 하고, 저역 통과 필터(86, 88, 92 및 94)는 채널의 중심에 대해서 대칭 선택도(symmetrical selectivity)을 실행하도록 사용될 수 있다. 후자의 경우에, I 및 Q 신호 각각은 약 2.5-5MHz 폭일 수 있는 반면에, 전자의 경우에, I, Q 신호는 약 6MHz 폭일 수 있다. 따라서, 이들 신호는 6MHz 및 12MHz 각각 또는 이 보다 높은 나이퀴스트 레이트에서 샘플링된다. 최소 나이퀴스트 레이트 보다 크고 칼러 서브캐리어 정보의 나중 추출을 간단하게 할 수 있는 간편한 레이트는, 다중-모드 DSP 회로(64)에 결합되는 마스터 수정으로부터 파생될 수 있는 2× 또는 4× 칼러 서브캐리어 주파수 수정 클럭을 사용하는, 칼러 서브캐리어 레이트의 2 또는 4배인 I, Q 신호 샘플 레이트이다. NTSC 표준에서 칼러 서브캐리어 주파수는 3.579545이며, 이는 7.15909MHz 또는 14.31818 MHz의 샘플링 레이트로 된다. 호모다인 수신기가 비디오 캐리어상에 중심이 맞춰지면, 교차 결합된I, Q 기저대 필터는 보다 낮은 인접 채널 신호를 억압하기 위한 비대칭 선택도를 구현하는데 사용될 수 있다.
도5는 NTSC 텔레비젼 신호에 사용되는 동기 펄스를 도시한다. 동기 펄스는 수평 블랭킹 펄스를 포함하는데, 이는 도시된 바와 같이 프론트 포치 주기(front porch period), 수평 동기 펄스 주기 및 후부 포치 주기를 포함한다. 수신기가 비디오 캐리어 주파수에 중심이 맞춰지고 국부 발진기 및 비디오 캐리어 주파수간의 주파수 에러가 자동 주파수 제어(AFC) 또는 위상 동기에 의해 제거될 때, DC 옵셋은 비디오 출력 신호상에 나타나 동기 펄스 레벨을 포함하는 비디오 신호 레벨을 시프트시킨다. 동기 펄스가 100%로 표시된 피크 레벨을 가지면, 프론트 포치 및 후부 포치 주기 동안 레벨은 75%가 된다. 가산적인 DC 옵셋(IO)이 동기 펄스 피크 레벨을 1+IO로 그리고 프론트 포치 및 후부 포치 레벨을 75 + IO로 상승시킨다. 그러므로, DC 옵셋(IO)은 4배의 프론트/후부 포치 레벨 값 빼기 3배의 동기 펄스 피크 레벨 값의 평균값으로부터 추론될 수 있다. 자동 이득 제어(AGC) 회로는 또한, 동기 펄스의 정정된 피크 값을 평균화하고 예측되거나 소망의 100% 비디오 파형 레벨과 동일할 때까지 수신기 이득을 조정하는데 사용될 수 있다.
따라서, 본 발명의 실시예를 따르면, NTSC 동기 펄스와 동시에 I, Q 신호를 처리하면 후술되는 바와 같이 호모다인 DC 옵셋의 추정 및 감산할 수 있다. DC 옵셋을 감소시키는 이 방법론은 국부 발진기(예를 들어, 도4의 QVCO(86))에 의해 사용되는 중심이 맞춰진 주파수와 무관하게 사용될 수 있다. 본 발명의 개념 및 원리는 또한, 아날로그 텔레비젼 수신시 고스트를 초래하는 동일한 현상인 다중경로 전파 왜곡에 민감할 수 있는 디지털 텔레비젼 신호에 적용될 수 있다는 것을 이해할 것이다.
국부 발진기가 비디오 캐리어상에 중심이 맞춰지지 않으면, 국부 발진기 및 비디오 캐리어간에 주파수 에러가 존재한다. 이 주파수 에러를 감소시키기 위하여, 호모다인 하향변환기 회로(예를 들어, 도4의 하향변환기 회로(62))로부터 출력되는 I, Q 신호는 대칭적으로 회전되어 디지털 샘플로 변환되기 전 또는 후 주파수 에러를 제거할 수 있다. 주파수 에러는 동기 펄스 피크에서 샘플되는 연속적인(I, Q) 값에서 위상 회전을 검출함으로써 검출될 수 있다. 에러는 동기 펄스 피크의 위상을 평균적으로 0°지점으로 이동시킴으로써 감소될 수 있다. 그러나, 호모다인 DC 옵셋은 동기 펄스 레벨을 반복 사인파 형태로 드리프트 업 및 다운시킬 수 있는 차 주파수(difference frequency)로 시프트될 수 있다.
DC 옵셋을 감소시키기 위하여, 하향변환기 회로로부터 출력되는 I, Q 복소 기저대 신호는 우선 미분될 수 있다. 다음에, 미분된 신호는 A/D 변환기 뱅크에 의해 처리되어, 일련의 디지털 샘플을 얻는다. 미분되고 디지털화된 신호를 처리하여 주파수 에러를 정정하고 고스트를 완화시킨 후, 이 결과의 신호는 미분된 복소 비디오 신호가 되는데, 디지털 노취 필터 튠(digital notch filter tune)에 의해 상기 신호로부터 음 신호가 제거되어 음 서브캐리어 주파수를 거부한다. 그 후, 이 결과의 신호 빼기 음 신호는 사전계산된 미분된 동기 펄스 패턴과 재결합되어 갱신된 타이밍 및 주파수 에러를 결정하고 나서 디지털 값 누산을 사용하여 적분되어미분되지 않은 비디오 신호를 복구한다.
그러나, 미분되지 않은 비디오 신호는 현재, 임의의 적분 상수 형태의 DC 옵셋을 포함한다. 그러나, 이 적분 상수는 미분되지 않은 비디오 신호의 진폭 정도의 값으로 한정된다. 이 잔류 DC 옵셋은 동기 펄스 진폭의 평균값(L1)을 결정하기 위하여 동기 펄스가 피크 값에 있는 라인 주사 주기(H)(도5 참조)의 8% 동안 취해진 복구된 비디오 신호 샘플을 평균화함으로써 그리고 또한 평균값(L2)을 얻기 위하여 프론트 포치 주기에 대응하는 라인 주사 주기(H)의 2% 동안 취해진 복구된 비디오 신호를 평균화함으로써 결정될 수 있다. 동기 펄스는 프론트 포치 주기 동안 피크 값의 75%가 되어야만 된다. 따라서, 제거될 DC 옵셋은 이하의 수학식 1로 주어질 수 있다.
DC 옵셋 = 4*L2-3*L1
수학식 1에서 계산된 DC 옵셋 값은 선택적으로, 많은 라인 주사 또는 프레임에 걸쳐서 평균화되고 나서 복구되며 미분되지 않은 비디오 신호로부터 감산된다 잔류 DC 옵셋이 제거된 후, 동기 펄스 진폭의 평균 레벨은 동기 펄스의 피크 진폭이 소망 비디오 신호 진폭의 100%와 동일하게 될 때까지 수신기 체인을 위한 이득 제어 세팅을 조정하도록 사용될 수 있다.
비디오 신호가 DC 옵셋을 감소시키기 위하여 처리되고 이득 조정된 후, 비디오 신호는 예를 들어 다중-모드 DSP 회로(예를 들어, 도4의 다중-모드 DSP 회로(64))에 의해 부가 처리되어 칼러 정보를 추출한다. 칼러 정보(색도)는 비디오 신호(휘도)와 결합되어 디스플레이를 위한 적색, 녹색 및 청색(RGB) 구동 신호를 발생시킨다. 이들 디지털 RGB 신호는 D/A 변환기 뱅크(예를 들어, 도4의 D/A 변환기 뱅크(68))에 의해 처리되고 음극선관의 전자총을 구동시키고 액정 디스플레이(LCDs)와 같은 다른 칼러 디스플레이의 유사한 RGB 강도 제어하도록 선택적으로 레벨 시프트된다. 디지털 처리는 노취 필터의 사용을 통해서 모노 및/또는 스테레오 음 신호를 제거하는 것을 또한 포함할 수 있다. 디지털 음 신호는 또한 출력 신호가 증폭되어 확성기를 구동시키는데 사용될 수 있는 하나 이상의 D/A 변환기를 사용하여 아날로그 형태로 변환될 수 있다.
본 발명의 일부 실시예에서, 텔레비젼 수신기는 비디오 캐리어 위의 칼러 서브캐리어 주파수의 1/2에 중심이 맞춰진 국부 발진기(예를 들어, 도4의 QVCO(86))를 가질 수 있다. 그 후, I, Q 신호(예를 들어, 도4의 저역 통과 필터(87, 88, 92 및 94)를 필터링하기 위하여 사용되는 저역 통과 필터는 대칭될 수 있고 채널 간격 +/-(칼러 서브캐리어 주파수)/2에 위치되는 노취를 가질 수 있는데, 이는 상부 및 하부 인접 채널 비디오 캐리어 및 이들의 각 색도 신호를 억압하는 것을 개선시킬 수 있다. 이들 대칭 필터는 간결하기 때문에 유용할 수 있다. 상술된 바와 같이, DC 옵셋은 국부 발진기 및 비디오 캐리어에 의해 사용되는 중심 주파수간의 차로 시프트된다. 따라서, DC 옵셋은 1.7897725로 시프트되며, 이는 칼러 캐리어 주파수의 1/2이다. 게다가, I, Q 신호는 점진적으로 위상-회전되어, 하프-칼러 서브캐리어 옵셋을 제거한다. 그 후, 비디오 출력 샘플은 I 및 Q 샘플을 결합함으로써 발생되어, 2배의 칼러 서브캐리어 주파수에서 샘플링된 실제 비디오 신호를 얻는다.
본 발명에 따라서, 텔레비젼 수신기의 국부 발진기가 비디오 캐리어 위의 칼러 서브캐리어 주파수의 1/2에서 중심이 맞춰질 때 적분 상수로 인해 잔류 DC 옵셋을 감소시키는 방법이 지금부터 설명될 것이다.
I, Q 신호가 점진적으로 위상 회전되어 하프-칼러 서브캐리어 옵셋을 제거할 때, 재적분 상수로 인한 잔류 DC 옵셋은 원치않는 1.7897725 신호로서 나타날 수 있다. 이는 이 주파수 주위에서 비디오 신호 성분으로부터 구별되는 것이 어렵게 될 수 있다. 비디오 신호 성분이 동기 펄스 구간 동안 전송되지 않기 때문에, 동기 펄스 주기 동안 발생되는 원치않는 신호가 결정되어 다수의 펄스에 걸쳐서 평균화되어, 잔류 DC 옵셋과 관계된 추정치를 결정한다. 그 후, 추정된 DC 옵셋은 동기 펄스에 존재하는 1,7897725MHz 신호 성분을 감소시키기 위하여 점진적인 위상 회전 전에 I, Q 신호로부터 감산될 수 있다.
도6은 동기 펄스에서 하프-칼러 서브캐리어 신호의 존재를 도시한 것이다. 이 원치않는 신호 성분은 한 칼러 서브캐리어 서클 마다 디지털 샘플을 감산함으로써 검출될 수 있는데, 이는 하프-칼러 서브캐리어 주파수에서 1/2 서클이다. 3.85MHz에서 칼러 서브캐리어 버스트는 1서클 마다 동일한 값을 갖는데, 이는 감산시에 소거된다.
2배의 칼러 서브캐리어 주파수에서의 I, Q 샘플이 Z(i) = {I(i), Q(i)}로 표시되면, 다음 복소수들이 계산될 수 있다:
여기서, i는 동기 펄스의 프론트 포치의 시작 플랭크(flank) 다음의 제1 샘플이다(도5 참조). 복소수(C 및 S)는 또한, 동기 펄스의 후부 포치상에서 취해진 샘플들을 사용하여 상기와 같이 계산되고 프론트 포치 계산에 의해 평균화되어 훨씬 양호한 추정치를 얻는다.
P의 위상각은 위상 에러, 즉 위상 회전된 비디오 신호의 실수(I) 축으로부터의 차에 대응하고, P의 크기는 100% 비디오 신호 진폭이며, 이는 AGC를 위하여 사용될 수 있다. I 신호에서 적분 상수로 인한 잔류 DC 옵셋은 C*P'/의 실수부에 의해 제공되며, 여기서 P'는 P의 공액이며, Q 신호에서 적분 상수로 인한 잔류 DC 옵셋은 S*P'/의 실수부에 의해 제공된다. 이들 잔류 DC 옵셋 추정치는 스케일링될 수 있고 피드백 루프 적분기를 형성하는 평균화 누산기에 제공되는데, 여기서 이들은 잔류 DC 옵셋을 감소시키기 위하여 위상 회전 전에 I 및 Q 신호로부터 감산된다.
지금부터 도7을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따라서 비디오 캐리어 위의 칼러 서브캐리어 주파수의 1/2에 중심이 맞춰진 텔레비젼 수신기에 사용되도록 구성된 호모다인 수신기(202)가 도시되어 있다. 호모다인 수신기(202)는 텔레비젼 신호를 수신하기 위한 안테나에 결합될 수 있는 텔레비젼 대역통과 필터(204)를 포함한다. 대역통과 필터(204)의 출력은 LAN(206)에 결합된다. LAN(206)의 출력은 2개의 혼합기 회로(208 및 210)의 입력에 결합된다. QVCO(212)는 비디오 캐리어 위치의 칼러 서브캐리어 주파수의 1/2에서 출력 신호를 발생시킨다. QVCO(212)로부터의 출력 신호는 입력 신호로서 혼합기 회로(208 및 210)에 제공된다. 혼합기 회로(208)의 출력은 도7에 도시된 바와 같이 직렬로 접속된 저역 통과 필터(214), 미분 회로(216), 및 A/D 변환기(218)에 결합된다. 유사하게, 혼합기 회로(210)의 출력은 저역 통과 필터(222), 미분 회로(224) 및 A/D 변환기(226)에 결합된다. A/D 변환기(218)의 출력은 직렬 접속된 가산기 회로(228) 및 누산기 회로(236)에 결합된다. 누산기 회로(232 및 236)의 출력은 로테이션 회로(238)에 결합된다. 피드백 루프는 DSP 회로(242)에 의해 형성되는데, 이는 로테이션 회로(238)로부터의 출력을 가산기 회로(228 및 234)의 입력에 결합시킨다. 본 발명의 실시예를 따른 호모다인 수신기(202)의 전형적인 동작이 지금부터 설명될 것이다.
대역통과 필터(204)는 인입하는 텔레비젼 신호를 수신하여 이 주파수 대역의 외부에서 다른 신호를 거부하도록 구성된다. 인입하는 텔레비젼 신호는 LNA(206)에의해 증폭되어 혼합기 회로(208 및 210)에 제공된다. 혼합기 회로(208)는 QVCO(212)로부터 출력되는 코사인 파 신호와 수신된 텔레비젼 신호를 승산하여, I 신호 성분을 발생시킨다. 유사하게, 혼합기 회로(210)는 수신된 텔레비젼 신호를 QVCO(212)로부터 출력되는 사인파 신호와 승산하여, Q 신호 성분을 발생시킨다. I 및 Q 신호 성분은 저역 통과 필터(214 및 222) 각각에 의해 필터링되어, 비디오 캐리어 위치의 하프-칼러 서브캐리어 주파수 및 인입하는 비디오 신호 주파수의 합에대응하는 성분을 제거한다. 저역 통과 필터(214 및 222)는 또한, 음 처리 회로(214)에 의해 처리되도록 오디오 신호를 인입하는 텔레비젼 신호와 분리시키는 노취 필터를 포함할 수 있다.
호모다인 DC 옵셋은, 미분 회로(216 및 224)를 사용하여 I 및 Q 신호를 미분하며, 상기 미분된 신호를 A/D 변환기(218 및 226)를 사용하여 디지털 샘플로 변한시키고 나서 가산기 회로(228 및 234) 및 누산기 회로(232 및 236)을 사용하여 디지털 누산에 의해 상기 디지털 샘플을 적분함으로써 감소될 수 있다.
따라서, 큰 호모다인 옵셋은 임의의 적분 상수로 대체될 수 있다. 이 상수는 경계 제한(boundary constraints)을 적용함으로써 전통적인 미분 식 원리를 사용하여 결정될 수 있다. 이 경계 제한은, 복구된 라인 또는 프레임 동기 펄스들이 연역적으로 알수 있는 파형에 일치한다. 특히, 동기 펄스들 동안 발생되는 하프 칼러 서브캐리어 성분들이 없어야만 된다. 도6을 참조하여 서술된 바와 같은 비제로 1/2 하프 칼러 서브캐리어 성분의 검출은 복소량 C*P'/및 S*P'/이 결정되도록 하고 가산기 회로(228 및 234)에 피드백되도록 하여 옵셋을 정정한다. 누산기 회로(232 및 236)에 의해 처리하기 앞서 결정된 값을 가산기 회로(228 및 234)로 피드백하는 것은 옵셋 정정 루프에 효율적으로 적분 기능을 배치하여, 옵셋을 소거하는 1차 서보 시스템이 생성되도록 한다. 이와 같은 1차 시스템은 제어되는 파라미터가 정적이라면 제로 에러를 갖는 안정 상태로 정해진다. 따라서, 재적분 상수로 인한 잔류 호모다인 옵셋은 본 발명의 실시예에 따라서 도7의 호모다인 수신기에 의해 제로로 제어될 수 있다.
누산기가 신호를 재적분한 후, 하프-칼러 서브캐리어 주파수 옵셋은 로테이션 회로(238)에 의해 제거된다. 로테이션 회로(238)는 복소 승산을 수행함으로써 디로테이션 함수를 제공하여 I 및 Q 값의 위상을 순환 시퀀스 0°, -45°, -90°, -135°, -180°, -225°, -270°, -315°...로 연속적으로 회전시킨다. 디로테이션 후, 동기 펄스 파형은 이들이 I 스트림, Q 스트림에 나타나고 실수 및 허수 축간의 위상에 나타나는 것을 제외하면 복구될 수 있다. DSP 회로(242)는 위상 정정 함수를 제공하여, 이 위상에러를 정정하고 로테이션 회로(238)로부터 출력 신호를 드리프트하여, 동기 펄스 및 비디오 신호가 I 파형에 나타나도록 한다. DSP 회로(242)의 위상 정정 함수는 효율적인 위상 동기 회로이다. 추정된 주파수 에러 성분은 AFC로서 국부 발진기 QVCO(212)를 제어하는데 사용될 수 있다. 다른 실시예에서, QVCO(212)는 정확한 수정 기준을 사용하여 디지털 주파수 합성기에 의해 제어될 수 있다. 동기 펄스의 진폭은 AGC를 위하여 사용될 수 있으며, 이는 아날로그 이득 또는 디지털 스케일링을 조정하여 동기 펄스 진폭이 100% 비디오 레벨을 표시하는 소망의 레벨에 도달하도록 한다. DSP 회로(242)는 또한, 라인-주사-레이트 위상 동기 회로를 사용하여 동기 펄스 피크의 주기율에 동기되도록 할 수 있는 공지된 동기 분할 기술을 사용하여 동기 펄스의 발생 시간을 결정할 수 있다. 이 위상 동기 회로는의 값을 토대로 동작하여, P의 각도가 DSP(242)의 위상 정정 루프에 의해 정정되기 전 동작될 수 있도록 한다. 복소 비디오 신호가 얻어지면, 아날로그 회로에 의해 통상적으로 수행되는 RGB 신호에 대한 칼러 비다중화 및 칼러 서브캐리어 복조를 수치적으로 구현하기 위하여 디지털적으로 처리될 수 있다.
NTSC 표준에서, 프레임 주파수는 60Hz 라인 주파수 보다 작고 하나의 완전한 비디오 필드가 2개의 프레임에 걸쳐서 인터레이스되는데, 이는 필드 주파수가 29.97Hz가 되도록 한다. 필드 당 라인 수는 525개 인데, 이는 라인 주사 주파수가 525*29.97 또는 15734.2637Hz가 되도록 한다. 칼러 서브캐리어는 라인 주사 주파수의 2개의 정수배간의 중간에 의도적으로 설정되고 227.5배의 라인 주사 주파수, 즉 3579545Hz가 된다. 이 목적은, 칼러 신호로부터 휘도 신호 까지의 간섭이 인접 라인간의 한 서클의 1/2씩 옵셋되어 시각적인 충격을 감소시킨다. 도7과 관련한 호모다인 수신기의 상기 설명에서, I 및 Q 신호는 4배의 칼러 서브캐리어 주파수로 샘플링되어, 샘플리이 칼러 서브캐리어와 일치되도록 한다. 동기 펄스와 같은 고정된 특징에 대한 샘플의 위치는 인접 라인 간의 칼러 서브캐리어 서클의 1/2씩 시프트되는데, 그럼에도 불구하고 이는 라인 당 227.5 *4 =910의 정수가 된다. 유사한 관계가 PAL 및 SECAM과 같은 다른 텔레비젼 표준들에 존재한다.
도8을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따라서 비디오 캐리어 위의 칼러 서브 캐리어 주파수의 1/2에서 중심이 맞춰진 텔레비젼 수신기에 사용되도록 구성된 다중-채널 다이버시티 호모다인 수신기(302)가 도시되어 있다. 단지 2개의 채널만이 도8에 도시되어 있지만, 이 원리 및 개념이 본 발명의 실시예에 따라서 부가적인 채널에 적용될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 각 채널상의 신호는 도7과 관련하여 서술된 바와 같이 호모다인 하향변환기 회로에 의해 처리되며, 미분되고 디지털 샘플로 하향변환된다. 이 다이버시티 호모다인 수신기(302)는 실시간 처리부 및 비실시간 처리부를 갖는 것으로서 간주될 수 있다. 실시간 처리부는 제1 채널과 관계된디지털 I 신호를 수신하는 가산기 회로(304), 제1 채널과 관계된 디지털 Q 신호 샘플을 수신하는 가산기 회로(306), 제2 채널과 관계된 디지털 I 신호 샘플을 수신하는 가산기 회로(308) 및 제2 채널과 관계된 디지털 Q 신호 샘플을 수신하는 가산기 회로(312)를 포함한다. 한쌍의 누산기 회로(314 및 316)는 가산기 회로(304 및 306) 각각의 출력에 결합된다. 유사하게, 한쌍의 누산기 회로(318 및 322)는 가산기 회로(308 및 312) 각각의 출력에 결합된다. 제1 로테이션 회로(324)는 누산기 회로(314 및 316)의 출력을 제1 위상 정정 회로(326)에 결합시킨다. 제2 로테이션 회로(328)는 누산기 회로(318 및 322)의 출력을 제2 위상 정정 회로(332)에 결합시킨다.
위상 정정 회로(326 및 328)의 출력은 메모리 버퍼(334)에 결합되는데, 이는 다이버시티 호모다인 수신기(302)의 비실시간 처리부의 부분을 포함한다. 다이버시티 호모다인 수신기(302)의 비실시간 처리부는 라인 동기화 회로(336), 복소 디지털 필터 회로(338), 채널 추정 회로(342), 위상 및 주파수 에러 회로(334) 및 호모다인 옵셋 추정 회로(346)을 더 포함하는데, 이는 도8에 도시된 바와 같이 구성된다. 다이버시티 호모다인 수신기의 전형적인 동작이 본 발명의 실시예에 따라서 지금부터 설명된다.
다이버시티 호모다인 수신기의 실시간 처리부의 동작은 호모다인 수신기(202)에 대한 도7과 관련하여 설명된 것과 유사하다. 2개의 채널과 관계된 위상 정정된 출력 신호는 S1=I1+jQ1 및 S2 = I2 + jQ2로 표시될 수 있다. 이들 2개의 출력 신호는 메모리 버퍼(334)에 저장될 수 있다. 메모리 버퍼(334)는 하나 또는 2개의라인 메모리와 같은 예를 들어, 사이클릭 버퍼 또는 보다 큰 메모리 유닛으로서 구현될 수 있다. 출력 신호(S1 및 S2)는 메모리 버퍼(334)로부터 값을 판독, 이들 값을 토대로 동작 및 이 값들을 메모리 버퍼(334)에 재기록함으로써 비실시간 처리되어, 상기 값들이 상이한 특성을 추출하도록 다수의 시간에서 처리되도록 한다. 시간 반전된 처리는 특히 고스트를 보상하는데 유용하고 다이버시티를 사용하면 상대적으로 긴 고스트 지연을 보상한다.
도8에 도시된 바와 같이, 신호(S1 및 S2)는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터 및 무한 임펄스 응답(IIR) 필터 둘 다를 사용하여 복소 디지털 필터 회로(338)에 의해 필터링될 수 있다. 채널(1)로부터의 복소 비디오 샘플 데이터(S1)는 채널(1)에 정합되는 필터를 사용하여 필터링되는 FIR이며, 이는 C1#으로 표시되고 시간 도메인에서, 제1 다중경로 채널을 나타내는 z-다항식(C1)의 계수로부터 형성된 시간 반전된 공액 필터이다. 채널(2)로부터의 복소 비디오 샘플 데이터(S2)는 채널(2)에 정합되는 필터를 사용하여 FIR 필터링되는데, 이는 C2#로 표시되고 시간 도메인에서 제2 다중경로 채널을 나타내는 z-다항식 (C2)의 계수로부터 형성되는 시간-반전된 공액 필터이다. 그 후, FIR 필터로부터의 신호의 합이 다음 전달 함수, 즉 1/(C1#C1 + C2#C2)을 갖는 IIR 필터를 사용하여 IIR 필터링된다.
IIR 필터 전달 함수의 디노미네이터(denominator)는 루트(root)되어 공액-가역 쌍(conjugate-reciprocal pair)으로 된다. 따라서, 루트의 1/2은 1 보다 작은크기를 갖고 순방향 시간 처리를 통해서 적용될 수 있다. 루트의 다른 1/2은 1보다 큰 크기를 갖는데, 즉 비인과적으로 되고 시간 반전된 순서로 취해진 비디오 샘플 데이터에 적용된 가역 루트로부터 형성되는 IIR 필터를 사용하여 구현될 수 있다. IIR 필터는 원리적으로 무한 메모리를 갖지만, 이들 필터는 다음과 같은 시간에서 비디오 샘플의 한 라인을 처리하도록 사용될 수 있다.
(i) 예측된 동기 펄스 파형에서의 재밍에 의해 시간 반전 IIR 필터 메모리를 초기화하는데, 이는 연역적으로 알수 있다.
(ii) 동기 펄스에 바로 앞서 샘플을 시작하면서, 시간 반전된 순서로 취해진 비디오 샘플들에 걸쳐서 (i)에서 초기화되는 IIR 필터를 실행시킨다.
(iii) 원하는 만큼 많은 선행 라인으로부터의 이미-처리된 비디오 샘플 및 연역적으로 알수 있는 선행 동기 펄스의 예측된 동기 펄스 파형에서의 재밍에 의해 순방향-시간 IIR 필터 메모리를 초기화한다.
(iv) (ii)와 관련된 동기 펄스 다음에 제1 비디오 샘플로부터 (iii)에서 초기화된 IIR 필터를 실행시키고 다음 동기 펄스의 끝으로 처리를 계속 진행시킨다.
상기 4가지 동작 후에, (ii) 및 (iii)에서 언급된 "선행 동기 펄스"는 순방향 및 역방향 시간 순서 둘 다로 처리되고 이의 파형은 다른 특징들을 결정하기 위하여 처리될 수 있다.
IIR 필터를 구현하기 위하여, 다항식 C1#C1 + C2#C2의 루트가 계산된다. 이 루트는 또한, C1 또는 C2 가 변경되면 언제든지 재계산될 수 있다. C1 및 C2를 갱신하고 루트를 재계산하는 공정은 전체 재계산을 피함으로써 간단하게 되고, 대신에, 루트 갱신 절차를 수행하여 C1 및 C2의 작은 변화를 고려한다. 복소 계수를 지닌 다항식의 복소 루트를 결정하는 방법이 2001년 7월 26일에 출원되어 본원에 참조된 미국 특허 출원 09/915,896호에 서술되어 있다. 이하의 수학식 2로부터 루트에 대한 현재 근사치가 제공되면, 이 방법은 루트(i)에 에러가 있는 복소량을 결정하는 것을 토대로 한다.
여기서, P는 팩터링될 다항식이다. 다항식 P의 새로운 계수들의 세트가 제공된 제1 시간동안 루트가 발견될 때, 이 수학식 2는 루트에 대한 초기값으로 순환적으로 시작하여 계산되고 나서 인덱스(i)를 1로부터 2N까지 증분시키는데, 여기서, N은 비디오 샘플 주기에서 최대 다중경로 채널 지연이다.
계수가 완전히 상이한 세트로 변경되면, 루트 발견하는 순환 공정은 새롭게 시작된다. 그러나, 계수가 약간 변경되면, 채널 추정치가 보다 많이 수신된 신호 샘플을 토대로 사전 값으로부터 새로운 값으로 갱신될 때, 순환 공정은 반드시 새롭게 시작될 필요가 없다. 오히려, 갱신된 다항식을 위한 새로운 루트가 단지 구 루트 위치로부터 다소 이동된다라는 가정에 의해, 상기 식의 하나의 순환이 루트를 갱신하는데 충분하게 될 수 있다. 그러므로, 수학식 2를 사용하여 채널 추적 뿐만 아니라 루트 추적을 수행할 수 있다. 텔레비젼 수신기에서, 새로운 비디오 샘플 라인이 수신될 때, 상술된 동작은 하나 이상의 비디오 신호 데이터의 라인을 등화시켜 세트 C1, C2로부터 새로운 세트 C1+dC1, C2+dC2로 채널 계수를 갱신시킬 수 있다. 새로운 계수는 다항식(P)을 재형성하는데 사용될 수 있으며, 이는 세트 P+dP로 갱신되는 계수 세트를 가질 것이다. 갱신된 계수 P+dP를 사용하여 각 i의 값에 대해 1회 수학식 2를 계산하면 루트의 에러를 계산하는데, 즉 루트가 자신의 값을 개정하도록 변경되어야만 되는 량을 결정하여, 갱신된 다항식 계수의 루트가 되도록 한다. P의 루트가 공액 가역 쌍에서 발생되기 때문에, 루트 및 이의 공액 가역 파트너를 갱신할 때마다 수학식 2는 단지 N회 계산될 필요가 있다. 라인 주기(예를 들어, 273 샘플)의 큰 프랙션(예를 들어, 30%)과 동일한 고스트 지연에 대해서, 상대적으로 고속 프로세서가 필요로 될 수 있다. 루트 갱신 동작의 빈도수는 다중 경로 계수가 변경되는 속도와 관련된다. 따라서, 루트 갱신 동작은 매 라인 주사 주기마다 수행될 필요는 없다. 고정 텔레비젼 수신기에 대해선 프레임 주기 당 1회 또는 이 보다 적게 루트 갱신 동작을 수행하면은 충분할 수 있는 반면에, 이동 텔레비젼 수신에 대해선 10개의 라인 주사 주기 마다 1회면 충분하다. 한 가지 절충은 수학식 2를 실행시켜 라인 주사 주기 당 단지 한 루트를 갱신하여, 가능한 273 루트 쌍 전부가 매 프레임 주기마다 갱신되도록 한다.
상술된 루트 추적 동작과 별도로, FIR 및 IIR 필터는 집중 처리될 수 있는 273의 길이로 구현되고 비디오 샘플 레이트로 동작할 수 있다. 그러나, 이와 같은 필터는 본 발명의 실시예에 따라서 프로그램가능한 계수를 지닌 하드웨어로 구현될 수 있다.
도8을 참조하면, 동기 펄스 샘플의 자승 크기는 E2+F2으로 주어지는데, 여기서, E = S1 C1#/(C1#C1 + C2#C2) 및 F = S2 C2#/(C1#C1 + C2#C2)이다. 이 크기는 라인 동기화 회로(326)에 의해 사용되어 라인 동기화를 조정한다. 초기에, 라인 동기의 어떤 추정을 이용할 수 있기 전, 처리된 샘플의 탐색은 동기 펄스의 가능한 위치를 나타내는 피크 비디오 값에 대해 행해질 수 있다. 그 후, 순환 버퍼 메모리에서 동기 펄스 위치의 추정치는 상승 및 하강 에지가 놓이는 장소를 추정하고 상기 상승 및 하강 에지와 일치하도록 평균 동기 펄스 위치 추정치를 조정함으로써 개정될 수 있다.
동기 펄스 위치를 결정하면, 채널 추정 회로는 처리되지 않은 채널 신호(S1 및 S2)를 예측된 동기 펄스 파형과 상관시킴으로써 채널 다항식(C1 및 C2)의 추정치를 갱신한다. 본 발명의 일부 실시예를 따르면, 예측된 동기 펄스 파형은 칼러 서브캐리어 기준 버스트를 포함할 수 있다. 다른 실시예에서, 채널 신호를 동기 펄스 파형과 상관시키는 대신에, 필터링된 채널 파형이 미분기와 같은 필터를 사용하여 유사하게 필터링된 동기 펄스 파형과 상관되어 에지를 향상시킴으로써, 개선된 시간 분해능 정확도를 제공한다. 특히, 필터는 필터링된 동기 펄스 파형의 스펙트럼을 가능한 한 백색과 근접하게 하도록 할 수 있다. 이와 같은 필터는 상관을 위하여 사용되는 필터링된 동기 펄스 파형과 함께 사전계산될 수 있다.
처리되는 다이버시티 결합된 동기 펄스 샘플은 또한 위상 및 주파수 에러 회로(344)에 의해 사용되어 비디오 파형의 위상을 정정함으로써, 비디오 신호가 실수평면에 놓이도록 한다. 동기 펄스 피크에 놓이는 샘플의 위상각이 결정되고 종래 기술에 의해 위상 변화율로부터 위상 및 주파수 에러 둘 다를 추정하는 2차 디지털 위상 동기 회로에 공급된다. 공통 위상 로테이션 값은 모든 채널의 위상 정정 유닛에 전송되는데, 이는 다이버시티 호모다인 수신기(302)(예를 들어, 제1 및 제2 위상 정정 회로(326 및 332))의 실시간 신호 처리부에 놓일 수 있다. 위상 정정은 주파수 에러를 모듈러 2π 누산기에 인가되어 계산됨으로써, 위상 정정이 주파수 에러가 갱신될때 인스턴트들 간에서 연속적으로 갱신된다.
임의의 적분 상수로 대체되는 지금까지 상술된 바와 같은 호모다인 옵셋은 호모다인 옵셋 추정 회로(346)에 의해 추정된다. 이 옵셋은 도7과 관련하여 상술된 바와 같이 신호(S1 및 S2)를 하프 칼러 서브캐리어 주파수 신호와 상관시킴으로써 추정될 수 있다. 그 후, 옵셋(dI1, dQ1, dI2, 및 dQ2)은 가산기 회로(304, 306, 308 및 312) 각각에 적용되어 1차 옵셋 널링 루프(nulling loop)를 형성한다.
상술된 동작 후, 처리된 비디오 샘플의 실수부(E)는 색도 신호 추출, 복조 및 휘도 신호와의 조합을 수행하도록 사용되어 RGB 신호를 형성한다.
NTSC, PAL, 및/또는 SECAM 표준과 일치하는 아날로그 텔레비젼 전송은 디지털 텔레비젼 방송에 의해 보완될 수 있다. 디지털 비디오 방송은 고선명(예를 들어, HDTV) 및 보다 우수한 품질을 제공할 수 있다. 다중경로 전파 왜곡의 존재시 디지털 신호를 디코딩하기 위한 등화기의 사용은 일반적으로 상술된 아날로그 텔레비젼 고스트 보상 보다 폭 넓게 이해되어 실시된다. 그러나, 본원에 서술된 원리 및 개념은 디지털 텔레비젼 신호를 위한 등화 기술로서 사용될 수 있다. 게다가,다이버시티 수신은 또한, 디지털 신호의 에러를 감소시키는데 유용할 수 있다. 예를 들어, 도8의 다이버시티 호모다인 수신기는 디지털 텔레비젼 수신을 위하여 사용되어 라인 동기화 회로를 수정함으로써 예를 들어 에러 정정 디코딩을 사용하여 신호로부터 2진 데이터를 디코딩하는 디지털 디코더로서 동작하도록 한다. 라인 동기화와 유사한 기능은 디지털 스트림에서 공지된 심볼 패턴의 존재를 검출함으로써 디지털 신호와의 프레임 동기화를 획득할 수 있다. 송신기에 주기적으로 삽입된 공지된 심볼 패턴은 또한, 아날로그 텔레비젼 환경에서 채널 추정을 위한 동기 펄스를 사용하는 대신에 채널 추정을 위하여 사용될 수 있다. 이와 같이 공지된 심볼 패턴은 예를 들어 디지털 셀룰러 전화 시스템에서 실시되는 바와 같이 디지털 신호 등화의 기술에서 동기 워드라 칭할 수 있다. 따라서, 도4, 7, 및 8의 블록도는 동일한 하드웨어 유닛 또는 칩에서 아날로그 처리 연산과 함께 디지털 처리 알고리즘을 포함함으로써 디지털 및 아날로그 텔레비젼 수신하는데 사용될 수 있다.
호모다인 수신 및 디지털 신호 처리를 토대로 동작할 수 있고 단일 무선 주파수 칩 및 단일 디지털 신호-처리 칩을 사용하여 구현될 수 있는 텔레비젼 수신기의 실시예가 본원에 서술되어 있다. 게다가, 이들 수신기 실시예는 디지털 칩 내에서 적절한 모드를 결합하고 이를 제어하여 선택된 표준을 디코딩함으로써 아날로그 텔레비젼 표준 신호 및 디지털 또는 고선명 텔레비젼 표준 신호를 디코딩하도록 손쉽게 설계될 수 있다. 따라서, 다중-모드 아날로그/디지털 또는 다수-표준 텔레비젼 수신기는 각 모드 또는 표준에 대해 실질적으로 동일한 부품을 사용하여 구성될 수 있다. 본 발명을 따른 텔레비젼 수신기의 실시예는 또한, 다이버시티 수신을수용할 수 있고 고스트를 감소시킬 수 있다. 상술된 다이버시티 등화 기술은 이동 수신동안 화상 안정성을 개선시키는데 사용될 수 있다.
본 발명의 원리를 벗어남이 없이 바람직한 실시예에 대해 각종 변형 및 수정을 행할 수 있다는 점에 유의하여야 한다. 모든 이와 같은 변형 및 수정은 이하의 청구범위에 기재된 바와 같은 본 발명의 범위 내에 포함된다.

Claims (37)

  1. 다중-모드 텔레비젼 화상 수신 장치로서,
    텔레비젼 송신기로부터 수신된 텔레비젼 화상 신호에 응답하여 복소 기저대 신호를 발생시키도록 구성된 무선 주파수(RF) 회로;
    상기 복소 기저대 신호에 응답하여 디지털 샘플을 발생시키는 아날로그-대-디지털(A/D) 변환기; 및,
    상기 디지털 샘플에 응답하여 디코딩된 칼러 비디오 신호를 발생시키도록 구성된 디지털 신호 처리(DSP) 회로로서, 상기 DSP 회로는 아날로그 텔레비젼 표준을 위한 제1 디코딩 모드 및 디지털 텔레비젼 표준을 위한 제2 디코딩 모드간에서 스위칭될 수 있는, 디지털 신호 처리 회로(DSP)를 포함하는 다중-모드 텔레비젼 화상 수신 장치.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 RF 회로는 직접 변환(호모다인) 수신기 회로인 것을 특징으로 하는 다중-모드 텔레비젼 화상 수신 장치.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 DSP 회로는 상기 디지털 샘플로부터 호모다인 직류(DC) 옵셋을 제거하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다중-모드 텔레비젼 화상 수신 장치.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 RF 회로는 2개의 상이한 안테나로부터 상기 텔레비젼 화상 신호를 수신하는 2개의 수신기 채널을 포함하고, 또한 상기 안테나들 중 제1 안테나를 통해서 수신된 상기 텔레비젼 화상 신호에 응답하여 제1 복소 기저대 신호를 발생시키고 상기 안테나들 중 제2 안테나를 통해서 수신된 상기 텔레비젼 화상 신호에 응답하여 제2 복소 기저대 신호를 발생시키도록 구성되며, 상기 A/D 변환기는 또한, 상기 제1 복소 기저대 신호에 응답하여 제1 디지털 샘플을 발생시키고 상기 제2 복소 기저대 신호에 응답하여 제2 디지털 샘플을 발생시키도록 구성되며, 상기 DSP 회로는 또한, 상기 디코딩된 칼러 비디오 신호를 발생시키기 위하여 상기 제1 및 제2 디지털 샘플을 결합하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다중-모드 텔레비젼 화상 수신 장치.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 DSP 회로는 또한, 상기 디코딩된 칼러 비디오 신호에서 고스트를 감소시키기 위하여 상기 제1 및 제2 디지털 샘플을 필터링하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 다중-모드 텔레비젼 화상 수신 장치.
  6. 제 4 항에 있어서,
    상기 DSP 회로는 상기 디코딩된 칼러 비디오 신호에서 고스트를 감소시키기위하여 상기 제1 및 제2 디지털 샘플을 처리하도록 구성되는 등화기 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 다중-모드 텔레비젼 화상 수신 장치.
  7. 텔레비젼 화상 수신 장치로서,
    직교 변환기 회로를 포함하는 직접 변환 무선 주파수(RF) 회로로서, 상기 직교 변환기 회로는 텔레비젼 송신기로부터 수신된 텔레비젼 화상 신호에 응답하여 복소 기저대 신호를 발생시키도록 구성되는, 직접 변환 무선 주파수(RF) 회로;
    상기 복소 기저대 신호에서 직류(DC) 옵셋을 감쇠시키도록 구성되는 옵셋 소거기 회로;
    상기 복소 기저대 신호에 응답하여 수치 샘플을 발생시키도록 구성된 아날로그-대-디지털(A/D) 변환기; 및,
    상기 수치 샘플에 응답하여 디코딩된 칼러 비디오 신호를 발생시키도록 구성된 디지털 신호 처리(DSP) 회로를 포함하는 텔레비젼 화상 수신 장치.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 DSP 회로는 제1 텔레비젼 표준을 위한 제1 디코딩 모드 및 제2 텔레비젼 표준을 위한 제2 디코딩 모드 간에서 스위치될 수 있는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 화상 수신 장치.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제1 텔레비젼 표준은 아날로그 전송 표준이고 상기 제2 텔레비젼 표준은 디지털 텔레비젼 전송 표준인 것을 특징으로 하는 텔레비젼 화상 수신 장치.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 아날로그 전송 표준은 NTSC인 것을 특징으로 하는 텔레비젼 화상 수신 장치.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 디지털 텔레비젼 전송 표준은 8-레벨 잔류 측파대 진폭 변조를 사용하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 화상 수신 장치.
  12. 제 7 항에 있어서,
    상기 직접 변환 RF 회로는 2개의 상이한 안테나로부터 상기 텔레비젼 화상 신호를 수신하는 2개의 수신기 채널을 포함하고, 상기 직교 변환기 회로는 상기 안테나들 중 제1 안테나를 통해서 수신된 상기 텔레비젼 화상 신호에 응답하여 제1 복소 기저대 신호를 발생시키고 상기 안테나들 중 제2 안테나를 통해서 수신된 상기 텔레비젼 화상 신호에 응답하여 제2 복소 기저대 신호를 발생시키도록 구성되며, 상기 A/D 변환기는 또한, 상기 제1 복소 기저대 신호에 응답하여 제1 수치 샘플 및 상기 제2 복소 기저대 신호에 응답하여 제2 수치 샘플을 발생시키도록 구성되며, 상기 DSP 회로는 또한, 상기 디코딩된 칼러 비디오 신호를 발생시키기 위하여 상기 제1 및 제2 수치 샘플을 결합하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 화상 수신 장치.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 DSP 회로는 상기 디코딩된 칼러 비디오 신호에서 고스트를 감소시키기 위하여 상기 제1 및 제2 수치 샘플을 처리하도록 구성되는 등화기 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 화상 수신 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 등화기 회로는:
    그 내에 저장된 하나 이상의 수평 라인 주사 주기와 관련된 상기 제1 및 제2 수치 샘플들 중 하나 이상의 샘플을 갖는 메모리를 포함하는데,
    상기 등화기 회로는 시간-반전된 순서로 상기 제1 및 제2 수치 샘플들 중 한 샘플들 중 하나 이상의 샘플을 처리하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 화상 수신 장치.
  15. 제 7 항에 있어서,
    상기 텔레비젼 화상 신호는 비디오 캐리어 주파수 신호 및 칼러 서브캐리어 주파수 신호를 포함하고, 상기 직교 변환기 회로는 상기 비디오 캐리어 주파수로부터 상기 칼러 서브캐리어 주파수의 1/2씩 변위되는 주파수에서 출력 신호를 발생시키는 국부 발진기를 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 화상 수신 장치.
  16. 텔레비젼 수신기를 동작시키는 방법으로서,
    텔레비젼 신호를 수신하는 단계;
    복소 기저대 신호를 발생시키기 위하여 상기 텔레비젼 신호를 하향변환시키는 단계;
    상기 복소 기저대 신호를 미분하는 단계; 및,
    적분된 출력 신호를 발생시키기 위하여 상기 미분된 복소 기저대 신호를 적분하는 단계를 포함하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    디지털 샘플을 발생시키기 위하여 상기 미분된 복소 기저대 신호를 샘플링하는 단계를 더 포함하는데,
    상기 미분된 복소 기저대 신호를 적분하는 단계는 상기 디지털 샘플을 적분하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 복소 기저대 신호를 발생시키기 위하여 상기 텔레비젼 신호를 하향변환시키는 단계는:
    상기 텔레비젼 신호의 캐리어 주파수와 상이한 주파수를 갖는 국부 발진기신호와 상기 텔레비젼 신호를 승산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 텔레비젼 신호는 칼러 서브캐리어 주파수를 포함하고, 상기 국부 발진기 신호는 상기 텔레비젼 신호의 캐리어 주파수 더하기 상기 칼러 서브캐리어 주파수의 1/2와 동일한 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 칼러 서브캐리어 주파수의 1/2에 대응하는 주파수 옵셋을 제거하기 위하여 상기 복소 도메인에서 상기 적분된 출력 신호를 회전시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  21. 제 16 항에 있어서,
    상기 텔레비젼 신호는 주기적인 공지된 정보 필드를 포함하며, 상기 방법은:
    상기 공지된 정보 필드가 실수축상에 있도록 상기 적분된 출력 신호의 위상을 조정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  22. 제 16 항에 있어서,
    상기 텔레비젼 신호는 주기적인 공지된 정보 필드를 포함하며, 상기 방법은:
    상기 미분된 복소 기저대 신호를 적분시 사용되는 상수와 관계된 그 내의 잔류 옵셋을 결정하기 위하여 상기 적분된 출력 신호를 상기 공지된 정보 필드와 상관시키는 단계; 및,
    상기 미분된 복소 기저대 신호를 적분시 사용되는 상수로부터 상기 잔류 옵셋을 감산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  23. 텔레비젼 수신기 동작 방법으로서,
    제1 공지된 정보 필드를 포함하는 제1 텔레비젼 신호를 제1 채널상에서 수신하는 단계;
    제2 공지된 정보 필드를 포함하는 제2 텔레비젼 신호를 제2 채널 상에서 수신하는 단계;
    제1 복소 기저대 신호를 발생시키기 위하여 상기 제1 텔레비젼 신호를 하향변환시키는 단계;
    제2 복소 기저대 신호를 발생시키기 위하여 상기 제2 텔레비젼 신호를 하향변환시키는 단계;
    상기 제1 및 제2 복소 기저대 신호의 샘플을 메모리에 저장시키는 단계; 및,
    순방향 및 역방향 시간 순서로 상기 저장된 샘플을 처리함으로써 상기 제1 및 제2 복소 기저대 신호의 저장된 샘플을 필터링하는 단계를 포함하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 저장된 샘플을 필터링하는 단계는:
    상기 제1 채널에 정합되는 전달 함수를 갖는 제1 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 사용하여 상기 제1 복소 기저대 신호의 상기 저장된 샘플들을 필터링하는 단계; 및,
    상기 제2 채널에 정합되는 전달 함수를 갖는 제2 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 사용하여 상기 제2 복소 기저대 신호의 상기 저장된 샘플을 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  25. 제 24 항에 있어서,
    상기 저장된 샘플을 필터링하는 단계는:
    상기 제1 및 제2 FIR 필터를 합산하는 단계;
    1/(C1#C1 + C2#C2)로 제공된 전달 함수를 갖는 유한 임펄스 응답(IIR) 필터를 사용하여 상기 제1 및 제2 FIR 필터의 합산된 출력을 필터링하는 단계를 더 포함하는데, 여기서 C1은 상기 제1 채널을 나타내는 z-다항식의 계수에 대응하며, C1#은 상기 제1 FIR 필터의 계수에 대응하며, C2는 상기 제2 채널을 나타내는 z-다항식의 계수에 대응하고 C2#는 상기 제2 FIR 필터의 계수에 대응하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  26. 제 23 항에 있어서,
    상기 필터링되어 저장된 샘플을 토대로 상기 제1 및 제2 공지된 정보 필드의 위치를 결정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  27. 제 23 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 복소 기저대 신호를 상기 제1 및 제2 공지된 정보 필드와 상관시킴으로써 상기 필터링되어 저장된 샘플을 토대로 상기 제1 및 제2 채널의 전달 함수를 추정하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  28. 제 23 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 복소 기저대 신호를 미분하는 단계; 및,
    상기 미분된 복소 기저대 신호를 적분하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기 동작 방법.
  29. 텔레비젼 수신기로서,
    텔레비젼 신호에 응답하여 복소 기저대 신호를 발생시키는 하향 변환기 회로;
    상기 복소 기저대 신호에 응답하여 미분된 복소 기저대 신호를 발생시키는 미분기 회로; 및,
    상기 미분된 복소 기저대 신호에 응답하여 적분된 출력 신호를 발생시키는 적분기 회로를 포함하는 텔레비젼 수신기.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 적분기 회로는 직렬로 접속된 가산기 회로 및 누산기 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 미분기 회로를 상기 가산기 회로에 결합시키는 아날로그-대-디지털(A/D) 변환기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기.
  32. 제 30 항에 있어서,
    그 내의 잔류 옵셋을 결정하기 위하여 공지된 정보 필드와 상기 적분된 출력 신호를 상관시키도록 구성된 처리기 회로를 더 포함하는데, 상기 가산기 회로는 상기 잔류 옵셋에 응답하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기.
  33. 제 29 항에 있어서,
    상기 적분된 출력 신호에서 주파수 옵셋을 조정하기 위하여 상기 복소 도메인에서 상기 적분된 출력 신호를 회전시키는 회전 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기.
  34. 텔레비젼 수신기로서,
    제1 채널 상에 수신된 제1 텔레비젼 신호에 응답하여 제1 복소 기저대 신호를 발생시키는 제1 하향변환기 회로로서, 상기 제1 텔레비젼 신호는 제1 공지된 정보 필드를 포함하는, 제1 하향변환기 회로;
    제2 채널 상에 수신된 제2 텔레비젼 신호에 응답하여 제2 복소 기저대 신호를 발생시키는 제2 하향변환기 회로로서, 상기 제2 정보 신호는 제2 공지된 정보 필드를 포함하는, 제2 하향변환기 회로;
    그 내에 저장된 상기 제1 및 제2 복소 기저대 신호의 샘플을 갖는 메모리; 및,
    순방향 및 역방향 시간 순서로 제1 및 제2 복소 기저대 신호의 저장된 샘플을 필터링하는 필터 회로를 포함하는 텔레비젼 수신기.
  35. 제 34 항에 있어서,
    상기 필터 회로는:
    상기 제1 채널에 정합되는 전달 함수를 갖고 상기 제1 복소 기저대 신호의 저장된 샘플에 응답하여 제1 출력 신호를 발생시키는 제1 유한 임펄스 응답(FIR) 필터;
    상기 제2 채널에 정합되는 전달 함수를 갖고 상기 제2 복소 기저대 신호의 저장된 샘플에 응답하여 제2 출력 신호를 발생시키는 제2 유한 임펄스 응답(FIR) 필터; 및,
    1/(C1#C1 + C2#C2)로 제공된 전달 함수를 갖는 유한 임펄스 응답(IIR) 필터를 포함하는데, 여기서 C1은 상기 제1 채널을 나타내는 z-다항식의 계수에 대응하며, C1#은 상기 제1 FIR 필터의 계수에 대응하며, C2는 상기 제2 채널을 나타내는 z-다항식의 계수에 대응하고 C2#는 상기 제2 FIR 필터의 계수에 대응하고 상기 제1 및 제2 FIR 필터 각각의 상기 제1 및 제2 출력 신호의 합에 응답하는 제3 출력 신호를 발생시키는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기.
  36. 제 34 항에 있어서,
    상기 필터링되어 저장된 샘플에 응답하여 상기 제1 및 제2 공지된 정보 필드의 위치를 결정하는 동기화 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기.
  37. 제 34 항에 있어서,
    상기 제1 및 제2 복소 기저대 신호와 상기 제1 및 제2 공지된 정보 필드를 상관시킴으로써 상기 필터링되어 저장된 샘플에 응답하는 상기 제1 및 제2 채널의 전달 함수를 추정하는 채널 추정 회로를 더 포함하는데, 상기 필터 회로는 상기 제1 및 제2 채널의 상기 추정된 전달 함수에 응답하는 것을 특징으로 하는 텔레비젼 수신기.
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