KR20040102017A - 스퓨리어스 응답 보상용 다운 컨버젼 방법 및 토폴로지 - Google Patents

Abstract

스퓨리어스 잡음 신호를 억제하는, 저비용, 고성능, 완전 통합형 다중 표준 송수신기가 요구된다. 본 발명은, 입력 신호 x(t)를 수신하며, 멀티-톤의(multi-tonal) 혼합 신호 Φ1을 상기 입력 신호 x(t)와 혼합하여, 출력 신호 Φ1 x(t)를 발생시키는 제1 혼합기; 및 상기 신호 Φ1 x(t)를 수신하고 상기 신호 Φ1x(t)를 모노-톤의 혼합 신호 Φ2와 혼합하여, 출력 신호 Φ1 Φ2x(t)를 발생시키는 제2 혼합기를 제공하여 상기와 같은 요구를 만족시키는 토폴로지(topology)를 제공한다. 상기 두 혼합 신호는, Φ1 * Φ2가 에뮬레이트되는 국부 발진기 신호의 주파수에서 상당한 전력을 갖기 때문에, 국부 발진기 신호를 에뮬레이트한다. 상기 토폴로지는 또한 상기 출력 신호 Φ1 Φ2x(t)의 전력을 측정하는 전력 측정 회로를 포함한다. 상기 전력 출력 신호는, 상기 출력 신호의 전력 레벨을 감소시키기 위해 상기 모노-톤의 혼합 신호 Φ2의 특성을 변화시키는데 이용된다.

Description

스퓨리어스 응답 보상용 다운 컨버젼 방법 및 토폴로지{Down Conversion Methodology And Topology Which Compensates for Spurious Response}

많은 통신 시스템은 전자기(electromagnetic) 신호를 전송하기 위해 기저대역으로부터 고주파수로 변조하며, 상기 신호들이 상기 수신기에 도달된 때, 상기 고주파수의 신호들을 다시 원래의 주파수 밴드의 신호로 복조하게 된다. 상기 원래(또는 기저대역) 신호는, 예를 들어, 데이터, 음성 또는 영상일 수 있다. 이러한 기저대역 신호들은, 마이크로폰 또는 비디오 카메라와 같은 트랜스듀서에 의해 생성되거나, 컴퓨터에 의해 발생되거나, 전자 저장 장치로부터 전송될 수 있다. 일반적으로, 상기 고주파수는 기저대역 신호들에 비해 더 긴 범위와 더 높은 용량의 채널을 제공하며, 고주파수 신호들이 효과적으로 대기를 통해 진행할 수 있기 때문에, 고주파수 신호들은 고정(hard-wired) 또는 도파(wave guided) 채널 뿐만 아니라 무선 통신에 사용될 수 있다.

이러한 모든 신호들은 일반적으로 RF 신호로 불리며, 이들은 전자기 신호들이다. 즉, 무선 주파수 파의 전파(propagation)와 일반적으로 연관된 전자기 스펙트럼 내의 전기적 및 자기적 특성을 갖는 파형들이다.

상기와 같은 변조 및 복조 기술을 적용한 유선 통신 시스템은 구내통신망(LANs, local area networks), 점대점 통신 및 인터넷과 같은 광역통신망(WANs, wide area networks)과 같은 컴퓨터 통신 시스템을 포함한다. 이러한 네트워크들은 일반적으로 전기적으로 도전성인 채널 또는 광섬유 채널을 통해 데이터 신호들을 통신한다. 변조 및 복조를 채용할 수 있는 무선 통신 시스템은 AM 및 FM 라디오 및 UHF 및 VHF 텔레비젼과 같은 공중 방송용 시스템을 포함한다. 개인 통신 시스템은 셀룰러 폰 네트워크, 개인 호출 디바이스, 택시 서비스에 의해 이용되는 HF 라디오 시스템, 마이크로파 백본(backbone) 네트워크, 블루투스(Bluetooth) 표준에 따라 서로 접속된 기기들 및 위성 통신을 포함할 수 있다. RF 변조 및 복조를 이용하는 다른 유선 및 무선 시스템들은 해당 분야에서 통상의 기술을 가진 자에게 자명할 것이다.

대부분의 RF 수신기는 수퍼-헤테로다인(super-heterodyne) 토폴로지를 이용하며, 상기 토폴로지는 공중파 방송 FM 라디오 수신기에서와 같이 제한된 범위의 응용에서 훌륭한 성능을 제공한다. 이후 설명되는 바와 같이, 상기 수퍼-헤테로다인의 디자인 제한은 더 세련된 현대 응용에서의 사용에 고비용을 초래하며, 그 성능을 악화시킨다.

상기 수퍼-헤테로다인 수신기는 RF 신호를 기저대역 신호로 변환하기 위해두 단계의 주파수 변환(translation) 방법을 이용한다. 도 1은 전형적인 수퍼-헤테로다인 수신기(10)의 블록도을 나타낸 것이다. M1(12) 및 M2(14)로 명명된 혼합기들은 상기 RF 신호를 기저대역 또는 다른 중간 주파수(IF, intermediate frequency)로 변환하는데 이용된다. 상기 구성요소들의 조화는 처리되는 신호 및 그로부터의 필터 잡음을 증폭시킨다.

상기 RF 대역 통과 필터(BPF1)(18)는 먼저 안테나(20)으로부터 나오는 신호를 필터링한다(상기 대역 통과 필터(18)는 또한 듀플렉서(duplexer)일 수 있다). 다음에, 저 잡음 증폭기(22)는, 상기 RF 신호의 강도를 증가시키면서 상기 수신기(10)의 잡음 지수(noise figure)를 줄이며, 상기 필터링된 안테나 신호를 증폭시킨다. 다음에, 상기 신호는 이미지 제거 필터로 주로 식별되는 다른 대역 통과 필터(BPF2)(24)에 의해 필터링된다. 이후에, 상기 신호는, 상기 국부발진기(LO1)(26)에 의해 생성되는 주기 신호와 상기 이미지 제거 필터(24)로부터의 신호를 곱하는 혼합기(M1)(12)로 들어간다. 상기 혼합기(M1)(12)는 상기 이미지 제거 필터(24)로부터 신호를 수신하며 상기 신호를, 제1 중간 주파수(IF1)로 알려진, 낮은 주파수로 변환한다.

일반적으로, 혼합기는 입력으로 두 다른 주파수를 받아 들이는 회로 또는 디바이스이며, 출력으로 (a)상기 입력 신호들의 주파수의 합과 같은 주파수를 갖는 신호; (b)상기 입력 신호들의 주파수들의 차와 같은 주파수를 갖는 신호; 및 (c)원래의 입력 주파수를 나타낸다.

상기 혼합기의 전형적인 실시예는 앞서 언급한 것 이상으로 훨씬 많은 톤(tones)을 생성할 수 있는 디지털 스위치이다.

다음에, 상기 제1 중간 주파수 신호는, 주로 채널 필터로 불리는, 대역 통과 필터(BPF3)(28)에 의해 상기 제1 중간 주파수를 중심으로 필터링 되어, 첫번째 혼합 과정에서의 원하지 않는 프로덕트; 상기 신호(a) 및 신호(c)를 필터링해 낸다. 이는 이러한 신호들이, 두 번째 혼합 과정이 수행될 때, 얻고자 하는 신호를 간섭하지 않도록 하기 위해 필요하다.

이후에, 상기 신호는 중간 주파수 증폭기(IFA)(30)에 의해 증폭되며, 혼합기(M2)(14) 및 국부 발진기(LO2)(32)를 이용하여 제2 국부 발진기 신호와 혼합된다. 상기 제2 국부 발진기(LO2)(32)는 주로 상기 제1 중간 주파수(IF1)에 튜닝되는 주기 신호를 생성한다. 따라서, 상기 혼합기(M2)(14)의 출력으로부터의 신호는 기저대역 즉, 상기 신호가 원래 생성되었던 주파수의 신호가 된다. 잡음은 이제 상기 원하는 신호로부터 상기 저역 통과 필터(LPF)(38)를 이용하여 필터링되며, 상기 신호는 어떤 형태(manner)의 프리젠테이션, 처리 또는 기록 디바이스에 전달된다. 예를 들어, 라디오 수신기의 경우, 이는 오디오 증폭기일 수 있으며, 컴퓨터 모뎀의 경우에는 아날로그/디지털 컨버터일 수 있다.

모든 전기적 신호를 하나의 주파수로부터 다른 주파수로 변조 또는 복조시킴에 있어서 동일한 과정이 이용될 수 있음에 주목하여야 한다.

상기 수퍼-헤테로다인 디자인에서의 주된 문제점들은: 대역 통과 필터(18, 24, 28) 및 저역 통과 필터(38)과 같은 값비싼 오프칩(off-chip) 구성요소를 필요로 하며; 상기 오프칩 구성요소는 전력 소비를 증가시키며 시스템 이득을 감소시키는 디자인 트레이드오프(trade-offs)를 요구하며; 이미지 제거는 타깃(target) 통합 기술이 아닌 상기 오프칩 구성요소들에 의해 제한되며; 디지털 잡음으로부터의 분리가 문제될 수 있으며; 완전히 통합될 수 없는 것이다.

수퍼-헤테로다인 시스템에 이용된 상기 대역 통과 필터(18, 24, 28) 및 저역 통과 필터(38)는 고품질의 디바이스이어야 하므로, 전자적 가변(tunable) 필터는 이용될 수 없다. 마찬가지로, 다중 표준/다중 주파수 응용에서의 수퍼 헤테로다인 시스템을 이용하는 유일한 방법은 각 주파수 대역당 별도 세트의 오프칩 필터들을 이용하는 것이다.

직접 변환(direct-conversion) 송수신기는 하나의 혼합기 및 하나의 국부 발진기를 이용하여, 한 단계에서 업 및 다운 컨버젼을 수행하려 한다. 기저대역으로의 다운 컨버젼의 경우, 입력 RF 신호의 주파수와 동일한 주파수를 갖는 국부 발진기를 필요로 한다. 직접 변환 수신기의 국부 발진 신호가 단일 경로로 누설되면, 입력 신호와 함께 간섭을 일으키며 기저대역으로 역시 복조될 것이다. 이러한 국부 발진 누설 문제는 직접 변환 송수신기의 유용을 제한한다.

종래 기술의 현재의 문제점들 중의 하나는, 수신 조건을 변경하거나 또는 상기 디바이스를 이용하는 동안에 심지어 표준을 바꿈으로써 야기되는, 변화하는 요구에 적응할 수 있는 효율적인 수신기를 개발하는 것이다. 셀룰러 폰 및 유사한 소비자 물품에 있어서, 저렴하면서 낮은 전력의 집적 회로(ICs)에 완전히 통합될 수 있는 수신기를 갖는 것이 바람직하다.

저비용이면서 더 전력 효율적인 수신기를 구현하고자 하는 계속적인 욕구는고집적화된 디자인의 이용; 셀룰러 폰 단말기를 포함한 휴대용 시스템의 증가하는 중요한 일면으로의 집중적인 연구를 이끌어 냈다. 이는, 무선 통신 산업(특히, 저 전력 셀룰러/마이크로 셀룰러 음성/데이터 개인 통신 시스템)의 관심 주파수가 이전에 사용된(대략 900 ㎒ 이상) 범위로부터 1 ㎓ 이상의 범위(spectrum)로 증가함에 따라, 특히 의욕을 돋우는 것으로 나타났다.

그러나, 지금껏 수행된 시도의 어떤 것도 큰 성공을 이루지 못했다. 전형적으로 고집적화된 수신기 디자인에는 무시할 수 없는 잡음과 품질 문제가 있다. 마찬가지로, 비상주(transient) 또는 스퓨리어스 잡음 문제들을 처리하려는 시도가 없다.

따라서, 상기 문제들을 처리하는 변조 및 복조 방법 및 장치가 필요하다. 이러한 디자인은 완전히 통합될 수 있으며, 저비용이고 고성능일 것이 바람직하다. 마찬가지로, 다중 표준/다중 주파수 응용에 쉽게 이용될 수 있는 것이 바람직하다.

본 발명은 통신에 관한 것으로, 보다 구체적으로는, 스퓨리어스(spurious) 응답 보상하기 위한 RF(radio frequency) 신호 복조 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명의 바람직한 실시예는 저비용, 고성능, 완전 통합형(fully-integrable), 다중 표준 수신기에 대한 요구를 만족시킨다.

본 발명의 여러 특징들은 이하의 첨부된 도면을 참고로 하는 설명에 의해 보다 명백해 질 것이다.

도 1은 종래의 수퍼-헤테로다인 시스템의 블록도을 나타낸 것이다.

도 2는 본 발명의 실시예에 따른, 복조기 토폴로지의 블록도을 나타낸 것이다.

도 3은 본 발명의 실시예에 따른, 신호를 혼합하는 가상 국부 발진기(VLO) 세트의 타이밍 도를 나타낸 것이다.

도 4는 발생 가능한 잡음 문제를 도시한 주파수 스펙트럼 분석을 나타낸 것이다.

도 5는 본 발명의 실시예에 따른, 복조기 토폴로지를 예시적으로 나타낸 블록도이다.

도 6은 본 발명의 실시예에 따른, 주파수 제어 회로를 예시적으로 나타낸 블록도이다.

도 7은 본 발명의 실시예에 따른, 전력 및 컨트롤 신호 α간의 관계를 예시적으로 나타낸 그래프이다.

도 8은 본 발명의 실시예에 따른, 주파수 제어 회로 및 자동 이득 제어 회로의 배치를 예시적으로 나타낸 블록도이다.

도 9는 자동 이득 제어 회로가 동작하는 동안 어떤 구성요소가 자신의 상태를 유지하여야 하며, 어떤 구성요소가 자신의 상태를 유지하지 않아야 하는지를 식별하는, 도 6의 주파수 제어 회로를 예시적으로 나타낸 블록도이다.

도 10은 본 발명을 구현하는 방법에 대한 플로우 챠트이다.

본 발명의 목적은 종래 기술의 상기 단점들 중의 적어도 하나를 제거하거나 완화시키는 새로운 복조 및 변조 방법 및 시스템을 제공하는 것이다.

본 발명의 일면은 국부 발진기 신호와, 입력 신호 x(t)의 다운 컨버젼을 에뮬레이트(emulating)하는 복조기 회로로 정의된다. 상기 복조기 회로는: 상기 입력 신호 x(t)를 수신하며, 멀티-톤의(multi-tonal) 혼합 신호 Φ1을 상기 입력 신호 x(t)와 혼합하여, 출력 신호 Φ1 x(t)를 발생시키는 제1 혼합기; 상기 신호 Φ1x(t)를 입력으로서 수신하고 상기 신호 Φ1 x(t)를 모노-톤의 혼합 신호 Φ2와 혼합하여, 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)를 발생시키는 제2 혼합기; 상기 멀티-톤의 혼합 신호 Φ1 을 발생시키는 제1 신호 발생기; 에뮬레이트되는 상기 국부 발진기 신호의 주파수에서 Φ1 * Φ2가 상당한 전력을 갖는, 상기 모노-톤의 혼합 신호 Φ2를 발생시키는 제2 신호 발생기; 및 상기 출력신호 Φ1 Φ2 x(t)의 전력을 측정하는 전력 측정 회로를 포함하되, 상기 제2 신호 발생기는, 상기 출력 신호 Φ1 Φ2x(t)의 전력 레벨을 감소시키기 위해, 상기 전력 측정 회로로부터 전력 레벨 신호 출력을 수신하고, 상기 모노-톤의 혼합 신호 Φ2의 특성을 변화시킨다.

본 발명의 다른 면은 입력 신호의 프로덕트(product)로의 상기 입력 신호 x(t)의 복조를 국부 발진기 신호와 에뮬레이트하는 방법으로 정의된다. 상기 방법은, 멀티-톤의 혼합 신호 Φ1을 발생시키는 단계; 에뮬레이트되는 상기 국부 발진기 신호의 주파수에서 Φ1 * Φ2가 상당한 전력을 가지면서, Φ1, Φ2 중 어느 것도 상기 입력 신호 x(t), 에뮬레이트되는 상기 국부 발진기 신호 또는 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)의 주파수에서 상당한 전력을 갖지 않도록, 모노-톤의 혼합 신호 Φ2 를 발생시키는 단계; 출력 신호 Φ1 x(t)를 발생시키기 위해 입력 신호 x(t)를 상기 멀티-톤의 혼합 신호 Φ1과 혼합하는 단계; 상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)를 발생시키기 위해 상기 신호 Φ1 x(t)를 상기 모노-톤의 혼합 신호 Φ2와 혼합하는 단계; 상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)의 전력을 측정하는 단계; 및 상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)의 전력을 최소화하기 위해 상기 모노-톤의 혼합 신호 Φ2의 특성을 조절하는 단계를 포함한다.

상기 약술된 많은 목표들을 처리하는 회로가 도 2의 블록도에 나타나 있다. 상기 도면은 입력 신호 x(t)를 두 혼합 신호 Φ1 및 Φ2와 혼합함으로써 다운 컨버젼하는 복조기 토폴로지(50)을 나타낸 것이다. 앞으로 기술될 바와 같이, 상기 두 혼합 신호들 Φ1, Φ2은 수퍼-헤테로다인 토폴로지와 같은 보통의 두 단계 변환 토폴로지에 사용되는 혼합 신호들과는 사뭇 다르다. 상기 직접 변환 접근과의 주된 차이는, 본 발명의 두 혼합 신호들이 상기 하나의 혼합 신호를 에뮬레이트하는데 이용된다는 것과, 셀프-믹싱(self-mixing)과 같은 직접 변환의 통상적인 단점 없이 수행된다는 것이다.

도 2에서 도시되고 있는 바와 같이, 상기 입력 신호 x(t)는, 제1 혼합기(52)를 이용하여, 멀티-톤 혼합 신호 Φ1과 혼합된다(멀티-톤, 또는 비(non)모노-톤은 하나 이상의 기본 주파수 톤을 갖는 신호를 나타낸다. 모노-톤 신호는 하나의 기본 주파수 톤을 가지며, 상기 기본 주파수 톤의 다른 고조파의 톤을 가질 수도 있다). 상기 혼합된 신호 Φ1 x(t)는 이후 제2 혼합기(54)에 의해 모노-톤 신호 Φ2와 혼합되어, 출력신호 Φ1 Φ2 x(t)를 발생시킨다. 이러한 혼합 신호들 Φ1, Φ2는, 국부 발진기 신호를 에뮬레이트하므로, 일반적으로 여기에서 가상 국부 발진기(VLO,virtual local oscillator) 신호로 불린다. 상기 곱 Φ1 * Φ2는 에뮬레이트되는 국부 발진기 신호의 주파수에서 상당한 전력값을 갖는다. 상기 실시예에서, Φ1, Φ2 중 어떤 것도 상기 입력 신호 x(t), 에뮬레이트되는 국부 발진기 신호 또는 상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)의 주파수에서 상당한 전력값을 갖지 않으나, 상기와 같은 제한들은 다소 완화될 수 있다. 상기 가상 국부 발진기 신호들은 간단히 상기 출력 신호에 나타날 주파수에서 상당한 전력을 갖지 않기 때문에, 상기와 같은 특성을 갖는 혼합 신호들은 셀프-믹싱 문제를 상당히 해결할 수 있다.

이러한 가상 국부 발진기 신호들은 이하에서 보다 상세히 설명되나, 예시적 혼합신호의 쌍인 Φ1과 Φ2는 시간 대비 진폭으로 도 3에 도시된다. 도 3으로부터 1) Φ1은 모노-톤이 아니며(멀티-톤 이며), 2) Φ2는 모노-톤이며; 3) Φ1과 Φ2의 곱, 즉, Φ1 * Φ2는 에뮬레이트되는 상기 국부 발진기 신호와 분명히 동등하여, 이 복조 토폴로지의 출력 Φ1 Φ2 x(t)은 가상의 국부발진기*x(t) 다운 컨버터의 출력과 동일할 것이며; 4) Φ1, Φ2 중 어느 것도 에뮬레이트되는 국부 발진기 신호의 주파수에서 상당한 전력을 갖지 않는 것을 참고하는 것이 중요하다.

상기 회로의 동작 중 어떤 순간(point)에서도 실제적인 Φ1 * Φ2 신호가 생성되지 않으며, 만약 생성된다면, 무시할 수 있는 정도의 양이 생성된다는 것을 참고하는 것이 중요하다. 상기 혼합기(52, 54)는 별도의 Φ1과 Φ2 신호를 수신하며, 다른 물리적 구성요소를 이용하여 상기 입력 신호 x(t)와 혼합한다. 따라서, 상기 회로로 누설될 수 있는 국부 발진기 신호는 없다.

도 3으로부터 이러한 혼합 신호들의 사이클을 살펴보면, 상기 Φ1 * Φ2 신호의 발생은 분명하다.

Φ1	Φ2	Φ1 * Φ2
저	저	저
고	저	고
저	저	저
고	저	고
고	고	저
저	고	고
고	고	저
저	고	고

이러한 혼합 신호들은 많은 방법으로 발생될 수 있으며, 많은 수의 방법이 동시 출원중인 특허 출원(예를 들어, 동시 출원중인 PCT 특허출원 제 PCT/CA00/00994, PCT/CA00/00995 및 PCT/CA00/00996)에 기술되어 있다. 예를 들어, 상기 멀티-톤 신호 발생기(56)는 고정 주파수에서 작동하는 발진기 및 선형 피드백 시프트 레지스터(LFSR, linear feedback shift register) 회로로 구성될 수 있다. 상기와 같은 선형 피드백 시프트 레지스터 회로는 코드 분할 다중 접속 통신 시스템에서 유사한 시퀀스들을 발생하기 위해 종종 이용된다. 상기 모노-톤 신호 발생기(58)는, 물론, 단순히 발진기만으로 구성될 수도 있다.

가상 국부 발진기 혼합 신호들의 사용이 매우 효율적인 반면에, RF 반송 주파수를 제외한 곳들에서 전력이 발생할 것이다. 상기 전력은 도 4의 주파수 스펙트럼 테스트 데이터에서 "원하지 않은(unwanted) 전력"으로 나타낼 수 있다. 원하지 않는 전력의 크기는 신호 Φ2 의 주파수 및 시간 지연을 통해 제어할 수 있다. 상기 원하지 않는 전력은 "원하지 않은 전력 주파수"에 위치한 신호들을 다운 컨버젼할 것이다. 예를 들어, 2100 ㎒에 원하지 않은 전력이 있고 2100 ㎒에 대역 외(outof band) RF 신호가 있다면, 상기 RF 신호는 상기 원하는 신호로 다운 컨버젼될 것이다. 그러나, 상기 다운 컨버젼된 전력은 "원하는 전력" 빼기 "원하지 않은 전력"의 값(도 4에서는 ~37㏈)에 의해 감쇄될 것이다. 이하, 우리는 상기 차이값을 WmU(원하는 전력 빼기 원하지 않은 전력)라고 한다.

RFwanted를 원하는 RF 전력이라고 한다면, 기저대역에서의 전력의 총 량은 대략 아래와 같다.

BBpower= RFwanted + 10^(-WmU/10)*RFunwanted (1)

이러한 문제를 해결하기 위한 두 직접적인 방법은: 1) Φ2 의 시간 지연을 조정하여, WmU 값을 조정하거나, 2)상기 RFunwanted 톤이 기저대역 상의 원하는 신호의 위에 겹치지 않도록 Φ2 의 주파수를 조정하는 방법이다.

두 접근에 있어서, 상기 기저대역에서의 전력의 총 양(BBpower)은, 상기 1) 및 2)에서의 변수들의 함수로서 최소화된다. 상기 문서는 상기 해결책 2)를 언급하고 있으나, 변수의 이름을 새로 붙임으로써 상기 해결책 1)에 동등하게 적용될 수 있다.

따라서, 도 2의 토폴로지는 상기 기저대역 주파수에서의 상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)의 전력을 측정하는 전력 측정 회로(60)과 함께 제공된다. 상기 전력 측정 회로(60)는 모노-톤 신호 발생기(58)로 다시 공급하며, 상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)의 전력을 최소화시키기 위해 혼합 신호 Φ2 의 상기 파라미터들을 조종하는데 이용된다. 일반적으로, Φ2 의 어떤 파라미터도, 억제되어야 할 잡음의 성격 및 상기 회로의 디자인 파라미터들에 따라, 조종될 수 있을 것이다. 이하에서 기술될 실시예에서 촛점은 상기 신호 Φ2 의 주파수를 조종하는데 있으나, 위상, 진폭 또는 파형 역시 조종될 수 있다.

조종될 상기 신호 Φ2 의 파라미터의 성격은 또한 상기 모노-톤 신호 발생기(58)의 디자인을 지시(dictate)할 것이다. 상기 신호 Φ2 의 주파수가 조종되고 있으면, 상기 모노-톤 신호 발생기(58)은 위상 고정 루프(PLL, phase-locked loop)와 연관된 전압 제어 발진기(VCO, voltage controller oscillator)만으로 간단히 구성될 수 있다.

상기 회로가 공통적으로 이용되는 복조 토폴로지에 유사한 많은 구성요소를 포함하고 있는 반면에, 상기 회로는 상기 구성요소들을 고유의 방법으로 이용한다. 따라서, 상기 회로는 1) 완전히 통합 가능한 회로를 이용하여 다운 컨버젼될 입력 신호 x(t)를 허용하며 2) 에뮬레이트되는 국부 발진기 신호의 주파수에서 상당한 전력을 포함하는 혼합 신호를 이용하지 않아서, 상기 주파수 변환(translation)은 여전히 효과 있으나, 셀프-믹싱과 원하지 않은 혼합 프로덕트를 피할 수 있다. 또한, 필터가 요구되지 않고, 다양한 혼합 신호들이 쉽게 발생되며 조종될 수 있기 때문에 다중 표준/다중 주파수 디바이스의 개발에 이용할 때 특히 편리하다. 예를 들어, 디지털 신호 프로세서(DSP, digital signal processor)는 혼합신호들을 하나의 장치 내의 많은 수의 표준 및 주파수들과 조화시키는데 이용될 수 있다.

본 발명의 다른 장점들은 이하에서 기술될 본 발명의 다른 실시예로부터 명백해 질 것이다.

연관된 잡음 지수, 선형 응답 및 변환 이득의 전형적 특성을 갖는 상기 두혼합기(52, 56)의 구체적 디자인 파라미터들은 해당 분야에서 통상의 기술을 가진 자에게 자명할 것임을 참고하여야 한다. 상기 혼합기의 선택 및 디자인은 종래에 알려진 표준들을 따를 것이다.

상기 전력 측정 디바이스(60) 또한 종래에 알려진 많은 것들 중의 하나 일 수 있다. 전력 측정은, 예를 들어, RF 증폭기에서 수신 신호 강도 지시기(RSSI, received-signal strength indicator) 출력과 같이, 여분의 출력으로서 종종 제공된다.

도 2가 다양한 구성요소들이 아날로그 형태로 구현됨을 의미함에도, 상기 구성요소들은 디지털 형태로 구현될 수 있다. 상기 혼합 신호들은 이진수인 1과 0들로 표현되지만, 양극 파형(±1) 또한 이용될 수 있다. 양극 파형들은 스프레드(spread) 스펙트럼 응용에 주로 이용되는데, 국부 제어 신호와의 스텝(step)에서 주기적으로 입력을 전환하는 정류 혼합기(commutating mixer)를 이용하기 때문이다(상기 전환 과정은 국부 발진기와 직접 신호를 혼합하는 것과 구분된다).

본 발명의 많은 수의 다른 실시예가 기술될 것이다.

본 발명의 바람직한 실시예는 도 5의 블록도로 나타나 있다. 중심(core)에는, 해당 토폴로지가 고역 통과 필터(76)을 통해 함께 연결된 두 혼합기(72, 74)로 구성되어 있다. 두 혼합기(72, 74)의 국부 발진기 포트에는, 입력되는 RF 신호 x(t)가 상기 x(t)의 RF 반송파 주파수에서 상당한 전력을 갖는 신호에 의해 곱해지도록 기저대역으로 다운 컨버젼된 가상 국부 발진기 혼합 신호들 Φ1과 Φ2가 인가된다.

상기 제1 혼합기(72)는 바람직하게는 능동 혼합기이며, 상기 제2 혼합기(74)는 수동 혼합기이다. 능동 혼합기는 여러 면에서 수동 혼합기와 구분된다. 1) 능동 혼합기는 변환 이득을 제공한다. 따라서, 능동 혼합기는 저 잡음 증폭기 및 수동 혼합기의 조합(combination)을 대체할 수 있다; 2) 능동 혼합기는 상기 능동 구성요소의 임피던스 때문에 입력 포트 및 출력 포트간의 더 좋은 격리(isolation)를 제공한다; 3) 능동 혼합기는, 혼합 신호가 발생될 때, 발생되는 잡음을 줄이면서, 전력이 낮춰진 상기 혼합 신호가 이용되는 것을 허용한다.

이러한 장점들에도 불구하고, 변조 및 복조 토폴로지에서의 능동 혼합기의 응용은 여전히 확실하지 않다. 왜냐하면 능동 혼합기는 비선형 디바이스이기 때문에, 많은 "1/f" 잡음을 발생시키며, 2차 왜곡(distortion)을 생성한다. 상기 잡음은, 그 전력 범위(spectra)가 일반적으로 상기 주파수에 역비례하기 때문에, "1/f" 잡음이라고 불린다. 다시 말해, 상기 잡음 신호의 전력이 커져 직류에 가까워진다.

본 발명의 토폴로지에서, 상기 2차 왜곡은 상기 고역 통과 필터(76)을 이용하여 제거된다. 제2 혼합기(74)가 수동 혼합기가며 비교적 낮은 혼합 주파수에서 동작하기 때문에, 상당히 낮은 2차 왜곡을 신호에 도입시킨다. 따라서, 상기 토폴로지는 출력 신호에 2차 왜곡을 도입함이 없이 능동 혼합의 이득을 제공한다.

앞서 언급한 바와 같이, 상기 멀티-톤의 신호 발생기(56)는 종래에 알려진 바 대로 구현될 수 있다. 일반적으로, 상기 멀티-톤 신호 발생기(56)는 종래에 알려진 바와 같이, 어떤 종류의 발진기 신호가 공급될 것이다. 본 발명이 매우 적합한 다중-밴드 응용에 적용된다면, 상기 멀티-톤의 신호 발생기(56) 및 발진기(78)이 넓은 범위의 동작을 수행하는 것이 필수일 수 있음을 유념해야 한다.

상기 혼합 신호 Φ2를 발생시키는 구성요소들은 도 5의 블록도로 나타나 있으나, 도 6 내지 10을 참고로 하여 더욱 상세하게 설명된다. Φ2발생 회로의 중심에는 주파수 제어 회로(주파수 제어기)(80)가 배치되어 있다. 상기 주파수 제어 회로의 역할은 혼합기(74) 및 상기 전력 측정 디바이스(60)으로부터의 출력 전력에 관한 데이터를 수신하며, 상기 출력 전력을 최소화하기 위해 상기 혼합 신호 Φ2의 주파수를 조종하는데 상기 데이터를 이용하는 것이다. 상기 바람직한 실시예에서, 혼합 신호 Φ2는 전압 제어 발진기(VCO, voltage controlled oscillator)(82)를 이용하여 생성되므로, 상기 주파수 제어 회로(80)은 상기Φ2를 위한 바람직한 주파수 범위 내에서 상기 전압 제어 발진기(82)의 출력을 조정하도록 간단히 디자인된다. Φ2의 함수로서 기저대역의 전력을 최소화시킴으로써, 상기 해결책은 원하지 않은 전력이 문제를 일으키지 않는 위치에서 발생되도록 한다.

상기 바람직한 실시예에서, 상기 전력 측정 디바이스(60)은 디지털 바이트 출력을 제공하나, 물론, 다른 형태로도 제공할 수 있다. 상기 주파수 제어기(80)는 이러한 디지털 전력 측정 신호를 수신하며 출력 전력 레벨이 상승하는지 하강하는지를 검토한다. 이는 현재의 전력 레벨을 이전의 저장된 전력 레벨과 비교함으로써 간단히 수행된다. 이전의 저장된 전력 레벨이 수신된 이후, 전력 레벨이 하강한 경우, 상기 주파수 제어기(80)이 상기 전압 제어 발진기(82)로 하여금 수행하도록 한어떠한 주파수 상향 조정들도 최소 전력 레벨을 향해 진행됨이 분명해진다. 상기 주파수 제어기(80)는 따라서 상기 전압 제어 발진기(82)가 동일한 방법으로 상기 Φ2의 주파수를 조정하는 것을 계속하도록 권해야 한다.

이전의 저장된 전력 레벨이 수신된 이후, 전력 레벨이 상승한 경우, 상기 주파수 제어기(80) 및 전압 제어 발진기(82)가 분명히 최소 전력 레벨로부터 떨어져 조정을 하기 때문에, 상기 조정 감각은 반전되어야 한다(예를 들어, Φ2의 주파수에 있어서 양(+)의 증가가 전력에서의 상승이 감지된 경우에 이루어진다면, 음(-)의 주파수 조정으로 변환되어야 한다). 반대로, 전력의 상승이 감지된 경우에 음(-)의 조정이 이루어진다면, 양(+)의 주파수 조정으로 변환되어야 한다. 유사한 종류의 전력 분석 및 Φ2의 주파수 조정이 수행되는 어떤 회로도 이용될 수 있다.

이하에서 기재될 바람직한 실시예에서, 외부 클락(84)은 전력 측정 샘플링을 감시하고, 저장된 전력 측정 및 현재의 전력 측정 간의 시간 차를 설정하는데 이용된다. 상기 신호는 마이크로 컨트롤러, 디지털 신호 프로세서 또는 유사한 프로세싱 디바이스에 제공될 수 있으며, 일괄적으로 주기적일 필요는 없다.

또한, 바람직한 실시예에서, 지연 래치(latch)와 피드백 루프가 상기 주파수 제어기(80)에 사용된다. 따라서, 일부 매너(manner)의 제어 회로(86)를 이용하여 상기 주파수 제어기(80)을 위한 초기 조건을 설정하는 것이 필요하다. 상기 외부 클락(84)에서와 같이, 상기 초기 조건 제어 회로(86)의 기능성(functionality)은 마이크로 컨트롤러, 디지털 신호 프로세서 또는 유사한 프로세싱 디바이스에 의해제공되거나 게이트 로직 또는 ASIC(application specific integrated circuit)을 이용하여 간단히 제공될 수 있다.

상기 주파수 제어 회로(80) 역시 많은 형태를 취할 수 있다. 간단한 구현예로, 몇 개의 간단한 로직 및 선형 구성요소로 구성될 수 있다. 다르게는, 디지털 신호 프로세서(DSP) 상의 소프트웨어 내에서 거의 완벽하게 구현될 수 있다. 다중 표준 디바이스들과 같이 보다 복잡한 구현은 대체로 많은 주파수 제어 회로의 기능성(functionality)을 디지털 신호 프로세서 또는 ASIC에 통합할 것이다.

상기 전압 제어 발진기(94)는 종래에 알려진 표준 전압 제어 발진기이며, 상기 복조기(70)의 동작 범위에 의해 지시된 범위 내의 모노-톤 신호를 생성한다. 마찬가지로, 상기 제어 전압 입력은 상기 주파수 제어 회로(80)의 출력과 호환될 수 있어야 하나, 그것은 솔직히 디자인 문제이다. 이하에서 기술될 바람직한 실시예에서, 상기 전압 제어 발진기(82)에 대한 아날로그 제어 입력은 800 mV에서 1.15V의 범위를 가지며, Φ2 출력에 있어서 ~160 ㎒ 내지 ~40 ㎒ 의 주파수 변화를 야기한다. 하지만, 상기 수치는 완전히 디자인 상의 문제이다.

상기 주파수 제어 회로(80)의 예시적 실시예는 이하에서 도 6 내지 10을 참고로 하여 설명될 것이다.

상기 주파수 제어 회로(80)의 예시적 회로는 도 6의 블록도에 나타나 있다. 두 개의 에스지엔(Sgn) 함수의 출력들이 +1 또는 -1 값들인데 반해, P_i, P_i-1, α_i및 α_i-1신호는 디지털 바이트 데이터임을 유념해야 한다. 상기 회로는 아래와 같이 동작한다. 1) i번째 단계에서의 초기 전력 P_i는 지연 래치(90)에 의해 수신되며, 전달되기 때문에 이전의 전력 측정치 P_i-1(i-1번째 단계에서의 전력)이 저장될 수 있다; 2) 현재의 전력 측정치 P_i와 저장된 전력 측정치 P_i-1간의 차이는 가산기(adder)(92)를 이용하여 계산된다; 3) 상기 차이의 부호(+1 또는 -1)는 에스지엔(P_i- P_i-1) 함수 (94)를 이용하여 결정된다; 4) 상기 에스지엔(P_i- P_i-1) 함수 (94)의 출력은 체배기(multiplier)(96)을 이용하여 α값의 차이의 부호와 곱해진다; 5) 상기 체배기(96)의 출력은 인버터(98)로 전달되고(여기서 상기 신호는 "x"로 칭하기로 한다), 옵션(optional) 루프 필터(100)으로 전달된다. 상기 루프 필터(100)는 제공된 추가 안정(stability)에 필요할 수 있다. x는 α_i가 증가될 것인지 감소될 것인지를 나타내는 비트 값임을 유념해야 한다(상기 인버터(98)는 일부 경우에 제거될 수 있다); 6) 상기 필터링된 x 신호는 가산기(102)에 입력되며, 상기 가산기에는 α_i가 입력된다. α_i의 초기 값은 출력 SO_SEL_RX의 바람직한 초기 값에 해당하는 디지털 바이트 또는 워드이다. 상기 초기 α값은 상기 전압 제어 발진기(82)의 초기 주파수 출력을 정한다; 7) 상기 가산기(102)의 출력은 지연 래치(104)에 의해 지연되며, 상기 값은 다음의 α_i값이 된다; 8) 상기 α_i신호는, 이전의 α_i-1값을 저장하기 위해, 지연 래치(106)을 이용하여 다시 지연된다; 9) 이후, α_i및 α_i-1간의 차이가 가산기(108)을 이용하여 계산되고, 상기 차이의 부호는상기 에스지엔(α_i- α_i-1) 함수 (110)을 이용하여 취한다. 이는 상기 체배기(96)으로 다시 공급되는 에스지엔(α_i- α_i-1) 신호를 발생시킨다; 10) 상기에서 제시된 바와 같이, α_i는 상기 전압 제어 발진기(82)의 주파수를 설정하여, 통상적으로 디지털/아날로그 변환기(112)를 이용하여 아날로그 형태로 변환하여 상기 전압 제어 발진기(82)로 공급한다. 상기 출력 신호는 도 6에서 SO_SEL_RX로 명명되었다.

상기에서 지적한 바와 같이, 일반적으로 상기 주파수 제어 회로(80)에서의 신호들의 값을 초기화시기는 것이 필요하다. 통상적으로, 일부 레지스터가 P_i, P_i-1, α_i및 α_i-1신호를 위한 적합한 값을 로드(load)하는데 이용될 수 있다. 차이가 일부 선택된 값보다 작은 경우에는 상기 에스지엔 함수가 제로 값으로 돌아가는 것이 가능하다.

상기 회로의 예시적 동작 사이클이 다음과 같이 처리될 수 있다.

i	Pi	Pi-1	αi	αi-1	Sgn(Pi- Pi-1)	Sgn(αi- αi-1)	x
초기	0	최대	0	최대	-1	-1	-1
1	5	0	-1	0	1	-1	1
2	4	5	0	-1	-1	1	1
3	3	4	1	0	-1	1	1
4	2	3	2	1	-1	1	1
5	1	2	3	2	-1	1	1
6	0	1	4	3	-1	1	1
7	1	0	5	4	1	1	-1
8	0	1	4	5	-1	-1	-1
9	1	0	3	4	1	-1	1
10	0	1	4	3	-1	1	1

상기 x값은 상기 α신호가 다음 루프에서 증가될 것인지 감소될 것인지를 결정하는 것임을 유념해야 한다. 상기 루프는 한 번에 한 스텝 증가하는 전압 제어 발진기(82)의 출력을 발생시키는 것 역시 유념해야 한다. 이는 상기 전압 제어 발진기(82)로의 5.5 mV의 스텝 업 또는 다운을 발생시킨다. 상기 제어 회로는 보다 큰 또는 작은 스텝에서의 결과로 쉽게 변경될 수 있다.

도 7은 상기 예시적 테이블에 따른, 출력 전력 P 및 제어 신호 α간의 관계를 나타낸 그래프이다. 초기에, 상기 출력 전력 P는 5 레벨이며, α는 -1이다. 상기 전력 레벨 P는 α가 증가함에 따라 감소하며, α의 값이 4에 해당하는 경우, 0로 최소화된다. 이후, 상기 전력 레벨 P는, α가 3과 5 사이를 이동하는 동안, 0과 1 사이를 진동한다.

도 8 및 9는 도 5 및 6의 회로가 어떻게 적용될 수 있는 지를 나타내는 블록도이다.

초기에, Φ2 의 주파수를 이상적인 가상 레벨에 설정하는 것이 바람직하다. 상기 도 5의 회로(120)는 이를 수행하기 위해 이용되며, 상기 입력을 상기 전압 제어 발진기(82)에 설정하기 위해 자동 이득 제어 루프(122)를 포함(incorporating)한다. 도 5에 나타난 바와 같이, 상기 주파수 제어 회로(80) 및 상기 자동 이득 제어 루프(122)는 병렬로 연결되어 있으며, 둘 다 전력 레벨 입력 P_i를 수신한다. 그러나, 상기 두 디바이스들 중의 오직 하나의 출력이 상기 전압 제어 발진기(82)에 공급되며, 상기 인에이블/디스에이블 입력(124)에 의해 제어된다. 상기 인에이블/디스에이블 입력(124)은 임계점 디텍터(detector)를 이용하여 제어될 수 있으며, 디지털 신호 프로세서 또는 유사한 프로세싱 디바이스에 의해 제공될 수 있다.

상기 회로(120)의 동작의 바람직한 진행은 다음과 같다: 1) 상기 자동 이득제어 루프(122)는 먼저 올바른 이득을 찾기 위해 초기화된다; 2) 이후에, 상기 자동 이득 제어 루프(122)는 디스에이블되고, 상기 주파수 제어 회로(80)이 턴 온된다; 3) 상기 주파수 제어 회로(80)의 입력단에서의 전력이 특정 값 이하인 경우, 상기 주파수 제어 회로(80)는 디스에이블되고, 상기 자동 이득 제어 회로 루프(122)는 인에이블된다; 4) 합리적인 전력 레벨 P_i이 상기 입력단에서 일단 탐지(detect)되면, 상기 주파수 제어 회로(80)는 다시 인에이블되고, 상기 자동 이득 제어 루프(122)는 디스에이블된다. 상기 과정은 상기 주파수 제어 회로(80)이 안정화 될 때까지 계속될 것이다.

상기 회로의 동작 모드 동안, 상기 주파수 제어 회로(80)는 조정될 수 있으나, 상기 자동 이득 제어 루프(122)가 상기 조정동안 디스에이블 되는 것이 중요하다.

또한, 상기 주파수 제어 회로(80)이 비활성화되어있는 동안, 전력 값 P_i, P_i-1는 계속해서 업데이트 되어야 하는 반면에, 상기 α_i및 α_i-1값은 고정되어야 한다. 상기 사항에 영향을 받는 구성요소들이 도 9에 도시되어 있으며, 업데이트 되어야 하는 구성요소들은 블록 130 내에 도시되어 있으며, 자신의 값을 유지해야 하는 구성요소들은 블록 132 내에 도시되어 있다.

<소프트웨어 구현>

본 발명은 하드웨어, 소프트웨어, 하드웨어 및 소프트웨어가 결합된 형태를포함한 많은 형태로 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명은 거의 하드웨어 변경없이 현존하는 디지털 신호 프로세서내에 구현될수 있다.

예시적인 방법이 도 10에 나타나있다. 상기 방법은 아래의 단계를 수행함으로써 구현된다: 1) 단계 140에서, 멀티-톤의 혼합 신호 Φ1 을 발생시키고; 2) Φ1* Φ2 가 에뮬레이트되는 국부 발진기 신호의 주파수에서 상당한 전력을 갖되, Φ1또는 Φ2 중 어느 것도 입력 신호 x(t), 에뮬레이트되는 국부 발진기 신호 또는 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)의 주파수에서 상당한 전력값을 갖지 않도록, 단계 142에서, 모노-톤 혼합 신호 Φ2 를 발생시키고; 3) 단계 144에서, 출력 신호 Φ1 x(t) 를 발생시키기 위해, 상기 입력 신호 x(t)를 상기 멀티-톤의 혼합 신호 Φ1과 혼합하고; 4) 단계 146에서, 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)를 발생시키기 위해, 상기 신호 Φ1 x(t)를 상기 모노-톤 혼합 신호 Φ2 와 혼합하며; 5) 단계 148에서, 상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t) 의 전력을 측정하고; 6) 상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t) 의 전력을 최소화하기 위해 단계 150에서 모노-톤 혼합 신호 Φ2의 특성을 조정하며, 단계 142로 돌아간다. 상기 방법에 대한 변형은 본 명세서의 밸런스(balance)를 읽음으로써 명백해 질 것이다.

<가상 국부 발진기 신호들>

가상 국부 발진기 신호들의 예시적 세트가 앞서 기재되었다. 이 섹션의 목적은, 여러 가상 국부 발진기 신호들이 생성될 수 있으므로, 본 발명에 의해 구현될수 있는 가상 국부 발진기 신호들을 보다 일반적인 방식으로 나타내는 것이다.

주기적 또는 시변(time-varying) 혼합 신호들은 이전에 이용된 모노-톤 발진기 신호들에 걸쳐 장점들을 제시한다. 상기 가상 국부 발진기 신호들의 주어진 쌍 Φ1 , Φ2는 다음과 같은 특성을 갖는다: 1) 상기 쌍의 프로덕트는 상기 입력 신호 x(t)를 바람직한 출력 주파수로 변환(translate)하는데 필요한 주파수에서 상당한 전력을 갖는 국부 발진기 신호를 에뮬레이트한다. 예를 들어, 상기 입력 신호 x(t)를 기저대역으로 변환하기 위해, Φ1(t) * Φ2(t)는 x(t)의 반송파 주파수에서 주파수 구성요소를 가져야만 한다; 또한 2) Φ1, Φ2중의 하나는, 다른 하나가 상기 입력 신호 x(t)의 중심 주파수 f_RF근방에서 최소전력을 가지는 반면에, 혼합기 쌍 출력 Φ1(t) * Φ2(t)* x(t)의 주파수 근방에서 최소 전력을 가진다. "최소 전력"은 특정 응용의 컨텍스트(context)내의 RF 체인의 수행을 심각하게 저하시키지 않을 정도로 낮은 전력을 의미한다. 예를 들어, 상기 혼합기 쌍이 상기 입력 신호 x(t)를 기저대역으로 복조시키는 경우, Φ1 , Φ2중의 하나는 직류 근처 최소 전력을 갖는 것이 바람직하다.

그 결과, 상기 바람직한 복조는 영향을 받으나, 신호 경로로 누설되며 출력단에 나타나는 국부 발진기 신호는 없다.

상기에서 지적한 바와 같이, 두 신호를 함께 혼합하는 것은: a) 상기 입력 신호들의 주파수의 합과 동일한 주파수를 갖는 신호; b) 상기 입력 신호들의 주파수 간의 차이와 동일한 주파수를 갖는 신호: 및 c) 원래의 입력 주파수들을 갖는 출력을 발생시킨다.

따라서, 당업계에 공지된 직접 변환 수신기는 입력 신호 x(t)의 반송 주파수에서 입력 신호 x(t)를 국부 발진기 신호와 혼합한다. 직접 변환 수신기의 국부 발진기 신호가 신호 경로로 누설되는 경우, 입력 신호 x(t)를 따라 기저대역으로 복조되어 간섭을 일으킬 것이다. 본 발명은 국부 발진기 신호를 사용하지 않으므로, 누설이 기저대역 출력 φ1(t)*φ2(t)*x(t)의 신호를 생성하지 않는다.

혼합 신호 φ1 및 φ2 중 어느 하나에서, 입력 신호 x(t) 또는 출력 신호 φ1(t)*φ2(t)*x(t)의 주파수에서의 임의의 신호 성분은 다른 혼합 신호에 의하여 억제되거나 제거된다. 예를 들어, 혼합 신호 φ2가 업 컨버전된 RF (출력) 신호의 대역 내에 일부 량의 전력을 갖는 경우, 이는 신호 경로로 누설되고, 업-컨버전된 RF (출력) 신호의 대역에서 최소 전력을 갖는 φ1 혼합 신호에 의하여 억제될 것이다. 이러한 보완 혼합은 혼합 신호 φ1 및 φ2로부터 간섭을 억제한다.

전술한 바와 같이, 현재 수신기 및 송신기 기술은 몇 가지 문제점을 갖는다. 예를 들어, 직접-변환 송수신기는 그의 응용을 제한하는 국부 발진기 누설 및 1/f 잡음 문제를 겪는 반면, 헤테로다인 송수신기는 고수준의 성능을 갖는 온-칩 구현이 어려운 영상-제거 기술을 필요로 한다.

고도로 집적된 송수신기에서 영상-제거의 문제, 국부 발진기 누설 및 1/f 잡음은 보완적인 가상 국부 발진기 신호를 사용함으로써 극복할 수 있다. 이들 신호는 φ1 및 φ2 신호 중 어느 하나가 출력 신호 y(t)의 주파수 근방에서(컨버전이기저대역에 관한 것이라면 DC 근방에서) 최소 전력을 갖고, 다른 하나는 입력 신호 x(t)의 중심 주파수 f_RF근방에서 최소 전력을 갖는다는 점에서 보완적이다.

이들 신호 φ1 및 φ2는 일반적으로 다음과 같다: 1) 랜덤 또는 유사-랜덤의 시간 주기 함수이고; 2) 아날로그 또는 디지털 파형이며; 3) 통상적인 또는 비통상적인 양극성 파형을 사용하여 구성되고; 4) 평균은 0에 가까워지며; 5) 증폭 변조되고; 6) 다음을 포함하는 수많은 방법으로 생성된다: a) 메모리에 저장되고, 클럭 아웃되거나; b) 디지털 블록을 사용하여 생성되거나; c) 잡음 형성 요소(예를 들어, 델타-시그마 요소)를 사용하여 생성되거나; d) 상기 조건에 부합되도록 삽입된 추가 비트와 함께 PN 시퀀스를 사용하여 구성된다.

어느 정도 본 발명의 장점을 제공하는 가상 국부 발진기 신호가 생성될 수 있다는 것은 당업자에게 명백하다. 거의 전혀 국부 발진기 누설을 갖지 않는 것이 어떤 환경에서 가능한 반면, 여전히 어느 정도의 국부 발진기 누설이 있는 가상 국부 발진기 신호를 혼합하는 것을 다른 환경에서 허용될 수 있다.

가상 국부 발진기 신호를 상이한 형태로, 예를 들어, 상기 보여준 2개의 혼합 신호보다는 3개 이상의 보완 신호를 사용하여 생성할 수 있다. 이들 및 다른 변형이 하기 계속중인 출원에 개시되어 있다:

1. 2000. 9. 1.자로 출원되고, 발명의 명칭이 “무선(RF) 신호의 업-컨버젼을 위한 개선된 방법 및 장치(Improved Method and Apparatus for Up-conversion of Radio(RF) Signals)”인 PCT 국제출원 제PCT/CA00/00995호;

2. 2000. 9. 1.자로 출원되고, 발명의 명칭이 “무선(RF) 신호의 다운-컨버젼을 위한 개선된 방법 및 장치(Improved Method and Apparatus for Down-conversion of Radio(RF) Signals)"인 PCT 국제출원 제PCT/CA00/00994호; 및

3. 2000. 9. 1.자로 출원되고, 발명의 명칭이 "무선(RF) 신호의 업-및-다운-컨버전을 위한 개선된 방법 및 장치(Improved Method and Apparatus for Up-and-down-conversion of Radio(RF) Signals)인 PCT 국제출원 제PCT/CA00/00996호.

<정위상(in-phase) 및 직교(quadrature) 신호>

많은 변조 구조에서, 입력 신호의 정위상(I) 및 직교(Q) 성분을 모두 변조 또는 복조할 필요가 있다.

그러한 경우, 4개의 변조 함수를 생성하여야 한다: φ1Q에 대하여 90도 위상차인 φ1I; 및 φ2Q에 대하여 90도 위상차인 φ2I. 신호 φ1I 및 φ2I의 쌍은 φ1Q 및 φ2Q의 신호쌍이어야 하듯이, 상기 함수 선택 기준을 만족하여야 한다.

상기 신호를 생성하기 위한 성분 설계는 본 명세서의 기재로부터 당업자에게 명백하다. 또한, 그러한 신호의 생성에 관한 추가 상세한 설명은 PCT 국제출원 제PCT/CA00/00994, PCT/CA/00995 및 PCT/CA00/00996 하에 출원되고, 계속 중인 출원에서 이용가능하다.

<본 발명의 장점>

본 발명은 종래 기술에서 알려진 다운 컨버터에 관한 많은 장점들을 제공한다. 전술한 바와 같이, 본 발명은 원하지 않은 전력의 위치와 관련하여 기저대역 전력을 최소화시킴으로서, 스퍼(spur)가 감소하고 관심있는 신호로부터 멀어지는 것을 허용한다.

본 발명은 다음과 같은 장점을 제공한다:

1) 최소의 1/f 잡음; 2) 최소의 영상 문제; 3) 국부 발진기 신호가 RF 출력 대역으로 누설되는 것을 최소화; 4) 필요한 성분을 용이하게 집적 회로에 놓을 수 있는 정도로 고수준의 집적도를 갖는다. 예를 들어, 대용량의 커패시터 또는 복잡한 필터가 요구되지 않는다; 5)디자인의 통합 특성 때문에 다중 밴드, 다중 표준 응용에 적합하다. 본 발명의 회로는 상당히 넓은 범위를 갖는 혼합신호 Φ1 , Φ2와 효과적으로 동작할 수 있으며, 상기 혼합 신호들은 적절한 제어 구성요소에 의해 쉽게 생성될 수 있다.

고수준의 집적도는 감소된 IC(집적 회로) 핀 카운트, 감소된 신호 전력 손실, 감소된 IC 전력 요구, 개선된 SNR(신호 대 잡음 비), 개선된 NF(잡음 계수, noise factor), 및 감소된 제조 비용 및 복잡도를 야기한다. 따라서, 본 발명의 디자인은 비싸지 않은 다중 표준/다중 주파수 통신 송신기 및 수신기의 제작을 가능하게 한다.

본 발명의 장점은 단일-칩 설계 내에 구현되고, 반도체 집적 회로 소자 연결 추가 비용을 제거하며, 필요한 물리적 공간을 감소시키고, 전체 전력 소모를 감소시키는 경우에 가장 명백하다. 집적도의 증가 수준은 집적 회로의 개시 이래로,더 낮은 비용, 더 높은 부피, 더 높은 신뢰성 및 더 낮은 전력 소모 전자공학에 대한 구동력이다. 본 발명은 통신 장치가 다른 소비자 전자 제품이 이익을 얻는 것과 동일한 집적 루트를 따르게 할 수 있다.

<선택사항 및 대안>

다수의 변형이 아래 사항을 포함하여 기술된 토폴로지에 가해질 수 있다:

1)본 발명의 회로들은 디지털 도메인에 기술되어있다. 상기 회로들 역시 아날로그 도메인으로 표현될 수 있다;

2)상기 에스지엔 함수들(94, 110)은, 관계없는 비트들을 무시하는 적절한 체배기(multiplier)(96)가 이용된다면, 제거될 수 있다;

3)미분(differential) 시그널링이 구성요소의 일부 또는 전부를 위해 디자인에 사용될 수 있다. 미분 신호들은 접지에 대해 하나의 포텐셜(potential)을 갖기보다, 접지에 대해 양(+) 및 음(-)의 포텐셜을 갖는 신호들이다. 미분 구조의 이용은 통상 모드 잡음을 더 회피할 수 있는, 더 강한 출력 신호를 발생시킨다. 미분 가상 국부 발진기 신호들의 주어진 쌍은 간단히 서로의 구성요소들이기 때문에, 미분 가상 국부 발진기 신호의 발생은 명백하다. Φ1 을 미분 구조에 적응시키는 것은 보충적인 Φ1P 와 Φ1N 쌍의 생성을 단순히 요구하며, 상기 Φ1P 와 Φ1N 은 서로 반대이다. 즉, Φ1P = - (Φ1N);

4)다음과 같은 다양한 혼합기 디자인들이 종래기술로서 이용될 수 있다.

a. 단일 또는 이중 밸런스드(balaned) 혼합기. 단일 밸런스드 혼합기에는 더작은 수의 잡음 요인(contributor)이 있다는 단순한 이유 때문에, 이중 밸런스드 혼합기에 비해 단일 밸런스드 혼합기가 더 작은 잡음을 발생시킬 것이다. 그러나, 단일 밸런스드 혼합기는 외부 노이즈, 특히 공통 모드 잡음(common mode noise)에 덜 강하다;

b. 능동 또는 수동 혼합기들;

c. 조정 가능한 성능을 갖는 능동 혼합기들. 적합한 능동 혼합기는 동시 출원중이며, 발명의 명칭이 “고 선형성 길버트 I Q 듀얼 혼합기의 개선(Improvements to a High Linearity Gilbert I Q Dual Mixer)"인 캐나다 특허출원 제 2,375,438호에 개시되어 있다. 상기 혼합기는 조정가능한 이득 및 조정가능한 전류원을 갖는다. 수 많은 다른 입력 트랜지스터들에 의해 이득 제어가 제공되며, 각 입력 트랜지스터들은 동일한 입력 신호를 공급받는다. 바이어스 전류의 크기는 요구되는 회로의 내부 및 외부로 전자적으로 스위칭하는 수 많은 전류원들을 이용함에 의해 제어된다;

5)전압 분할기(divider)를 통합한 고역 통과 필터(76)가 공통 모드 출력을 정하는데 이용될 수 있다.

<결론>

해당 분야의 통상의 지식을 가진 자에게, 본 발명이 두 개 또는 세 개 이상의 표준들을 다루기 위해, 또한 상기 기재 이상의 더 많은 바이어스 조건들을 고려하도록 하기 위해 확장될 수 있음은 자명할 것이다.

본 발명의 전기적 회로들은 집적 회로를 제작하기 위해 이용되는 하드웨어개발 언어 또는 시뮤레이션 언어의 컴퓨터 소프트웨어 코드에 의해 기술될 수 있다. 상기 컴퓨터 소프트웨어 코드는 컴퓨터 디스켓, CD-ROM, 램(RAM) 및 롬(ROM)등을 포함한 다양한 전자 메모리 매체에 다양한 포맷으로 저장될 수 있다. 게다가, 상기와 같은 컴퓨터 소프트웨어 코드를 나타내는 전자적 신호는 통신 네트워크를 통해 전송될 수 있다.

분명하게, 그러한 컴퓨터 소프트웨어 코드는 외부 프로그램 콜 또는 종래에 알려진 다른 기술들에 의한 서브루틴 또는 핵심(core)으로서 구현된 다른 프로그램의 코드와 통합될 수도 있다.

본 발명의 실시예들은 디지털 신호 프로세서들, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서, FPGA(field programmable gate arrays), 또는 별도의 구성요소들을 이용한 집적 회로 기술의 다양한 일군(families)에 구현될 수 있다. 그러한 실시예들은 해당 분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명할 것이다.

이 섹션에서의 다양한 실시예들은 전계 효과 트랜지스터들로 각각 기술되어 있다. 상기 실시예들은 CMOS 또는 양극 접합 트랜지스터를 포함하는(그러나, 이에 제한되지 않은) 다른 기술들이 사용되는 때에 동일하게 유리하다. 유사하게, 실리콘 보다는 실리콘/게르마늄(Si/Ge), 게르마늄(Ge), 갈륨 아세나이드(GaAs) 및 사파이어상 실리콘(SOS)을 포함하는(그러나, 이에 제한되지 않은) 적절한 제작 기술이 이용될 수 있다. 그러한 모든 실시예들을 보호하는 것이 본 발명자의 의도이다.

본 발명은 진폭 변조(AM), 주파수 변조(FM), 주파수 편이 방식(FSK), 위상 편이 방식(PSK), 셀룰러 폰 시스템들을 포함하는 다양한 통신 프로토콜 및 포맷에 응용될 수 있다. 상기 셀룰러 폰 시스템들은 코드 분할 다중 접속(CDMA), 시 분할 다중 접속(TDMA) 및 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 등과 같은 아날로그 및 디지털 시스템들을 포함한다.

본 발명은 전기적 또는 광 섬유 케이블 시스템을 이용하여 유선 통신 시스템과 같은 응용에 적용될 수 있다. 상기 유선 통신 시스템은 구내통신망(LANs, local area networks), 점대점 통신 및 인터넷과 같은 광역통신망(WANs, wide area networks)과 같은 컴퓨터 통신 시스템을 포함한다. 게다가, 무선 통신 시스템은 AM 및 FM 라디오와 UHF 및 VHF 텔레비젼과 같은 공중 방송을 위한 적용; 또는 셀룰러 폰, 개인 호출 디바이스, 무선 로컬 루프(loops), 설비(utility) 회사에 의한 가정 모니터링, 디지털 유럽형 코드리스 전화시스템(DECT, Digital Cordless European Telecommunication) 표준을 포함한 코드리스 전화, 모바일 라디오 시스템, GSM 및 AMPS 셀룰러 폰, 마이크로 웨이브 백본(backbone) 네트워크, 블루투스 표준 아래 서로 접속된 기기들 및 위성 통신과 같은 개인 통신을 위한 적용을 포함할 수 있다.

본 발명의 특정 실시예가 나타내지고 기재되었으나, 본 발명의 진정한 범위 및 사상을 벗어남이 없이 그러한 실시예의 수정 및 변경이 가능함이 자명하다.

Claims (26)

1. 국부 발진기 신호와 입력 신호 x(t)의 다운 컨버젼을 에뮬레이트(emulate)하는 복조기 회로로서,

   상기 입력 신호 x(t)를 수신하며, 멀티-톤의(multi-tonal) 혼합 신호 Φ1을 상기 입력 신호 x(t)와 혼합하여, 출력 신호 Φ1 x(t)를 발생시키는 제1 혼합기;

   상기 신호 Φ1 x(t)를 입력으로서 수신하고 상기 신호 Φ1x(t)를 모노-톤의 혼합 신호 Φ2와 혼합하여, 출력 신호 Φ1 Φ2x(t)를 발생시키는 제2 혼합기;

   상기 멀티-톤의 혼합 신호 Φ1을 발생시키는 제1 신호 발생기;

   에뮬레이트되는 상기 국부 발진기 신호의 주파수에서 Φ1 * Φ2가 상당한 전력을 갖도록 하는, 상기 모노-톤의 혼합 신호 Φ2를 발생시키는 제2 신호 발생기; 및

   상기 출력신호 Φ1 Φ2 x(t)의 전력을 측정하는 전력 측정 회로를 포함하되,

   상기 제2 신호 발생기는, 상기 출력 신호 Φ1 Φ2x(t)의 전력 레벨을 감소시키기 위해, 상기 전력 측정 회로로부터 전력 레벨 신호 출력을 수신하고, 상기 모노-톤의 혼합 신호 Φ2의 특성을 변화시키는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
2. 제1 항에 있어서,

   상기 제2 신호 발생기는 상기 Φ2신호의 주파수를 변화시키는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
3. 제2 항에 있어서,

   상기 제2 신호 발생기는 전압 제어 발진기(VCO, voltage controlled oscillator)를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
4. 제3 항에 있어서,

   상기 제2 신호 발생기는:

   시간에 따른 출력 전력의 변화를 감지하는 수단; 및

   시간에 따른 출력 전력의 변화에 대한 응답으로, 상기 전압 제어 발진기로 하여금 상기 Φ2신호의 주파수를 증가시키도록 조정하게 하는 주파수 제어 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
5. 제4 항에 있어서,

   상기 주파수 제어 회로는, 상기 전압 제어 발진기로 하여금 이전의 방식과 동일한 방식으로 상기 Φ2신호의 주파수를 계속해서 조정하도록 함으로써 시간에 따른 상기 전력 레벨의 하강 경향에 대응하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
6. 제4 항에 있어서,

   상기 주파수 제어 회로는, 상기 전압 제어 발진기로 하여금 상기 Φ2신호의 주파수에 가해진 증가성 조정의 감각(sense)을 반전하도록 함으로써 시간에 따른 상기 전력 레벨의 상승 경향에 대응하는 것을 특징으로 하는 복조 회로.
7. 제4 항에 있어서,

   상기 주파수 제어 회로는 상기 출력 전력의 값의 변화를 완화시켜 안정성을 개선하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
8. 제4 항에 있어서,

   상기 출력 전력의 변화를 감지하는 수단은:

   디지털 출력을 갖는 전력 측정 디바이스;

   상기 전력 측정 디바이스로부터 상기 디지털 출력을 수신하며 상기 디지털 출력을 지연시키는 시간 지연 디바이스; 및

   현재의 디지털 출력을 지연된 디지털 출력과 비교하여, 전력 레벨이 시간에 따라 상승하는지 하강하는지를 판단하는 비교기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
9. 제5 항에 있어서,

   상기 주파수 제어 회로의 초기 조건을 설정하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
10. 제5 항에 있어서,

    상기 주파수 제어 회로에 대한 출력 전력 신호들의 샘플링 및 처리를 위한 타이밍을 설정하는 클락을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
11. 제2 항에 있어서,

    상기 Φ1 및 Φ2신호 중 어느 것도 상기 입력 신호 x(t)의 반송파 주파수에서 상당한 전력을 갖지 않는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
12. 제11 항에 있어서,

    상기 Φ1 및 Φ2신호 중 어느 것도 에뮬레이트되는 상기 국부 발진기 신호의 반송파 주파수에서 상당한 전력을 갖지 않는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
13. 제1 항에 있어서,

    상기 제1 신호 발생기는 구형파 신호를 발생하는 신호 발생기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
14. 제1 항에 있어서,

    상기 제2 신호 발생기는 구형파 신호를 발생하는 신호 발생기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
15. 제1 항에 있어서,

    원하지 않은 RF 톤이 기저대역의 원하는 신호의 주파수 범위 내에 포함되지 않도록 상기 Φ2신호의 주파수를 조정함으로써 기저대역의 원하지 않은 전력을 최소화하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
16. 제1 항에 있어서,

    상기 Φ2신호의 주파수를 조정함으로써 기저대역의 원하지 않은 전력이 최소화되어, Φ1 * Φ2x(t)의 주파수 범위 내에 원하지 않는 RF 톤이 포함될 확률이 상당히 감소하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
17. 제1 항에 있어서,

    상기 제2 신호 발생기는 상기 Φ2신호의 위상을 변화시키는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
18. 제1 항에 있어서,

    상기 제2 신호 발생기는 Φ2의 주파수를 조정함으로써 상기 출력 신호 Φ1 Φ2x(t)의 잡음에 대응하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
19. 제3 항에 있어서,

    상기 제1 혼합기는 능동 혼합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
20. 제19 항에 있어서,

    상기 제1 혼합기는 조정 가능한 성능을 갖는 능동 혼합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
21. 제19 항에 있어서,

    상기 제1 혼합기와 상기 제2 혼합기의 사이에 전기적으로 연결된 고역 통과 필터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
22. 제21 항에 있어서,

    상기 제2 혼합기는 수동 혼합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
23. 제22 항에 있어서,

    상기 능동 혼합기, 상기 고역 통과 필터 및 상기 수동 혼합기는 별도의(differential) 디바이스 인 것을 특징으로 하는 복조기 회로.
24. 입력 신호 x(t)의, 상기 입력 신호의 프로덕트로의 복조를 국부 발진기 신호와 에뮬레이트하는 방법으로서,

    멀티-톤 혼합 신호 Φ1 을 발생시키는 단계;

    에뮬레이트되는 국부 발진기 신호의 주파수에서 Φ1* Φ2 가 상당한 전력을 갖되, Φ1또는 Φ2 중 어느 것도 입력 신호 x(t), 에뮬레이트되는 국부 발진기 신호 또는 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)의 주파수에서 상당한 전력값을 갖지 않도록, 모노-톤 혼합 신호 Φ2 를 발생시키는 단계;

    출력 신호 Φ1 x(t) 를 발생시키기 위해, 상기 입력 신호 x(t)를 상기 멀티-톤의 혼합 신호 Φ1과 혼합하는 단계;

    상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t)를 발생시키기 위해, 상기 신호 Φ1 x(t)를 상기 모노-톤 혼합 신호 Φ2 와 혼합하는 단계;

    상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t) 의 전력을 측정하는 단계; 및

    상기 출력 신호 Φ1 Φ2 x(t) 의 전력을 최소화하기 위해 상기 모노-톤 혼합 신호 Φ2 의 특성을 조정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
25. 제24 항의 방법 단계를 수행하기 위해 실행가능한 소프트웨어 코드를 저장하는 컴퓨터 판독가능 메모리 매체.
26. 제1 항 내지 제23 항 중 어느 한 항의 디바이스를 제작하기 위해 하드웨어 개발 코드를 저장하는 컴퓨터 판독가능 메모리 매체.