KR20060109892A

KR20060109892A - 제어가능 전기적 틸트를 구비한 위상 어레이 안테나 시스템

Info

Publication number: KR20060109892A
Application number: KR1020067008888A
Authority: KR
Inventors: 루이스 데이비드 토마스; 필립 에드워드 하스켈
Original assignee: 큐인텔 테크놀로지 리미티드
Priority date: 2003-11-07
Filing date: 2004-10-29
Publication date: 2006-10-23
Anticipated expiration: 2024-10-29
Also published as: JP2007511124A; US7420507B2; CN1879254B; AU2004310213A1; KR101111467B1; JP4420928B2; HK1099412A1; AU2004310213A2; US20070080886A1; PL379763A1; EP1680834B1; EP1680834A1; DE602004009959D1; ES2295944T3; RU2006119923A; WO2005048401A1; BRPI0416263A; ATE377851T1; GB0325987D0; TW200522437A

Abstract

제어가능 전기적 틸트를 구비한 위상 어레이 안테나 시스템은 서로 간에 가변적 상대적 지연이 있는 2개의 신호들(V2a, V2b)를 발생한다. 신호들은 파워 분배 네트워크(100)에 의해 안테나 소자 구동신호들로 변환된다. 네트워크(100)는 2개의 신호들(V2a, V2b)을 3개의 신호성분들로 분할한다. 상이한 신호들의 성분들의 쌍들은 각각의 180 하이브리드 결합 디바이스들(하이브리드들)(110, 112, 114)에 입력되고, 이들 하이브리드들은 이들의 입력들의 벡터 합들 및 차들을 제공하며 위상-파워 변환기들로서 작용한다. 이들의 출력들은 다른 180 하이브리드들(116, 118, 120)간에 분배되고, 이들은 파워-위상 변환기들로서 작용하여, 소자 어레이 위치 및 2개의 신호들(V2a, V2b)간의 가변적 상대적 지연 둘 다에 따라 위상이 가변되는 안테나 소자 구동신호들을 제공한다. 그러므로, 안테나 전기적 틸트는 단일 상대적 지연을 변경함으로써 제어될 수 있다.

하이브리드, 위상-파워 변환기, 하이브리드 결합 디바이스

Description

제어가능 전기적 틸트를 구비한 위상 어레이 안테나 시스템{Phased array antenna system with controllable electrical tilt}

본 발명은 제어가능한 전기적 틸트(electrical tilt)를 구비한 위상 어레이 안테나 시스템에 관한 것이다. 안테나 시스템은 많은 전기통신 시스템들에 사용에 적합하나, 일반적으로 이동전화 네트워크들이라고 하는 셀룰라 이동 무선 네트워크들에 특히 적용된다. 구체적으로, 그러나 한정하는 것은 아니고, 본 발명의 안테나 시스템은 GSM 시스템, CDMA(IS95), D-AMPS(IS136) 및 PCS 시스템과 같은 2세대(2G) 이동전화 네트워크들, 및 UMTS(Universal Mobile Telephone System), 및 그 외 셀룰라 시스템들과 같은 3세대(3G) 이동전화 네트워크들에 사용될 수 있다.

셀룰라 이동 무선 네트워크들의 운영자들은 일반적으로 그들 자신의 기지국들을 채용하며, 그 각각은 적어도 하나의 안테나를 구비한다. 셀룰라 이동 무선 네트워크에서, 안테나들은 기지국에 대한 통신이 일어날 수 있는 커버리지 영역을 정의하는데 있어 주요 인자이다. 커버리지 영역은 일반적으로 다수의 셀들로 분할되고, 그 각각은 각각의 안테나 및 기지국과 연관된다.

각 셀은 그 셀 내 이동 라디오들(이동기들) 모두와 무선 통신을 위한 기지국을 포함한다. 기지국들은 다른 통신수단, 통상적으로 고정된 지상회선들, 혹은 점 대 점(point to point) 무선 링크들에 의해 상호접속되어, 셀 커버리지 영역 전체에 걸쳐 이동 라디오들이 서로 통신할 수 있게 할뿐만 아니라 셀룰라 이동 무선 네트워크 외부의 일반 전화 네트워크와도 통신할 수 있게 된다.

위상 어레이 안테나들을 사용하는 셀룰라 이동 무선 네트워크들이 알려져있으며, 이러한 안테나는 다이폴들 혹은 패치들과 같은 개개의 안테나 소자들의 어레이(통상 8개 이상)를 포함한다. 안테나는 주 로브(main lobe) 및 사이드 로브들(sidelobes)이 포함된 방사 패턴을 갖는다. 주 로브의 중앙은 수신모드에서는 최대 감도의 안테나 방향이고 송신모드에서는 그의 주 출력 방사 빔의 방향이다. 안테나 소자들에 의해 수신되는 신호들이 어레이의 에지부터의 소자 거리에 따라 변하는 지연만큼 지연된다면, 안테나 주 방사 빔은 증가하는 지연의 방향 쪽으로 향하게 조향된다는 것은 위상 어레이 안테나의 알려진 특성이다. 지연에서 제로에 대응하는 주 방사 빔 중앙과 지연이 제로가 아닌 변동에 대응하는 주 방사 빔 중앙들간에 각도, 즉 틸트 각은 어레이에 걸친 거리에 따른 지연의 변화율에 좌우된다.

지연은 신호의 위상을 변경함으로써 등가적으로 구현될 수 있는데, 이 때문에 위상 어레이가 표현한다. 그러므로, 안테나 패턴의 주 빔은 안테나 소자들에 공급되는 신호들간의 위상관계를 조정함으로써 변경될 수 있다. 이것은 안테나의 커버리지 영역을 수정하게 빔이 조향될 수 있게 한다.

셀룰라 이동 무선 네트워크들 내 위상 어레이 안테나들의 조작자들은 이들의 안테나의 수직 방사 패턴, 즉 수직평면으로 패턴의 단면적(cross-section)을 조정해야 한다. 이것은 안테나의 커버리지 영역을 조정하기 위해서, 안테나의 주 빔의 수직 각도를 변경하는 것을 필요로 하며, "틸트(tilt)"로서 알려져 있다. 이러한 조정은 셀룰라 네트워크 구조의 변경 혹은 기지국들 또는 안테나들의 수의 변경을 보상하기 위해 필요로 될 수도 있다. 기계적 및 전기적 둘 다로, 혹은 개별적으로 또는 조합하여 안테나의 틸트 각을 조정하는 것이 알려져있다.

안테나 틸트 각은 안테나 소자들 혹은 이들의 하우징(레이돔(radome))을 이동시킴으로써 기계적으로 조정될 수도 있는데, 이것을 "기계적 틸트(mechanical tilt)" 각을 조정한다라고 한다. 앞에서 언급한 바와 같이, 안테나 틸트 각은 물리적 이동없이 안테나 어레이 소자(혹은 일군의 소자들)에 공급되는 혹은 이로부터 수신되는 시간지연 혹은 신호들의 위상을 변경함으로써 전기적으로 조정될 수도 있고, 이것을 "전기적 틸트" 각을 조정한다라고 한다. 셀룰라 이동 무선 네트워크에서 사용될 때, 위상 어레이 안테나의 수직 방사 패턴(vertical radiation pattern; VRP)은 다수의 중요 요건들이 있다.

1. 고 보어사이트 이득(high boresight gain);

2. 다른 셀 내 기지국을 사용하는 이동국들에의 간섭을 피할 만큼 충분히 낮은 제1 상측 사이드 로브 레벨;

3. 안테나 바로 근처에서 통신이 가능할 정도로 충분히 큰 제1 하측 사이드 로브 레벨;

4. 안테나가 전기적으로 틸트되었을 때 소정의 범위 내에 유지되는 사이드 로브 레벨들.

요건들은 서로간에 상충되는데, 예를 들면 보어사이트 이득을 증가시킨다는 것은 사이드 로브들의 레벨을 증가시킬 수 있다. 또한, 사이드 로브들의 방향 및 레벨은 안테나가 전기적으로 틸티되었을 때 변경될 수도 있다.

보어사이트 레벨에 대한, 제1 상측 사이드 로브 최대 레벨은 전체 시스템 성능에 편리한 절충을 제공하는 것으로 알려져 있다.

기계적 틸트 각 혹은 전기적 틸트 각을 조정하는 효과는 수직 평면 내에 놓인 어레이에 있어서, 수평 평면 위 혹은 아래를 가리키게 보어사이트를 재배치하는 것으로, 이에 따라 안테나의 커버리지 영역이 변경된다. 셀룰라 무선 기지국의 안테나의 기계적 틸트 및 전기적 틸트를 모두 변화시킬 수 있는 것이 바람직한데, 이들 형태들의 틸트는 안테나의 그라운드 커버리지에 그리고 기지국 바로 근처 내 다른 안테나들에 미치는 영향들이 각기 다르기 때문에, 셀 커버리지의 최적화에 있어 최대 적응성을 가능하게 한다. 또한, 전기적 틸트 각이 안테나 어셈블리로부터 원격으로 조정될 수 있다면 조작상의 효율이 향상된다. 안테나의 기계적 틸트각이 그의 레이돔을 재배치함으로써 조정될 수 있는데 반하여, 전기적 틸트 각의 변경은 안테나 비용 및 복잡도를 증가시키는 추가의 전자회로를 요한다. 또한, 다수의 조작자들간에 단일 안테나가 공유된다면, 각 조작자마다 서로 다른 전기적 틸트각을 제공하는 것이 바람직하다.

개개의 전기적 틸트 각에 대한 필요성은 지금까지는 안테나의 성능에 절충들이 되어왔다. 보어사이트 이득은 안테나의 유효 애퍼처(aperture)의 감소에 기인해서 틸트 각의 코사인에 비례하여 감소할 것이다(이것은 회피할 수 없는 것이며 모든 안테나 설계들에서 발생한다). 틸트 각을 변경시키는데 사용되는 방법의 결과로 서 보어사이트 이득은 더욱 감소할 수 있게 된다.

알.씨. 존슨(R.C. Johnson), 안테나 엔지니어들 핸드북, 개정 3 판 1993, McGraw Hill, ISBN 0-07- 032381-X, Ch 20에 도 20-2은 위상 어레이 안테나의 전기적 틸트 각을 국부적으로 혹은 원격으로 조정하는 알려진 방법을 개시하고 있다. 이 방법에서, 무선 주파수(RF) 송신기 캐리어 신호는 안테나에 공급되어 안테나의 방사 소자들에 분배된다. 각 안테나 소자는 그에 연관된 각각의 위상 시프터를 구비하고 있으므로 신호 위상은 안테나의 전기적 틸트 각을 변화시키기 위해 안테나에 걸친 거리의 함수로서 조정될 수 있다. 안테나가 틸트되지 않았을 때 안테나 소자들에의 파워의 분배는 사이드 로브 레벨과 보어사이트 이득을 설정하기 위하여 배당된다(proportioned). 틸트 각의 최적의 제어는, 사이드 로브 레벨이 틸트 범위에 걸쳐 증가되지 않도록 모든 틸트 각들에 대해 위상 프론트가 제어될 때 얻어진다. 전기적 틸트 각은 위상 시프터들을 제어하기 위해 서보-메커니즘(servo mechanism)을 사용함으로써, 필요하다면, 원격으로 조정될 수 있다.

이러한 종래 기술의 방법의 안테나는 많은 문제점들이 있다. 위상 시프터는 모든 안테나 소자마다 요구된다. 안테나의 비용은 요구되는 위상 시프터들의 수에 기인하여 높다. 지연 디바이스들을 개개의 소자들이 아니라 각 그룹들의 안테나 소자들에 적용함에 의한 비용감축은 사이드 로브 레벨을 증가시킨다. 지연 디바이스들의 기계적 결합은 지연들을 조정하는데 사용되나, 이것을 정확하게 행하기란 어려우며, 더욱이, 기계적 링크들 및 기어들이 요구되어 지연들의 분포가 최적이 되지 않게 된다. 안테나가 틸트되었을 때 상측 사이드 로브 레벨이 증가하므로 다른 셀들을 사용하는 이동기들에의 간섭의 잠재적 소스를 유발한다. 안테나가 다수의 조작자들에 의해 공유된다면, 조작자들은 서로 다른 각도들 대신 공통의 전기적 틸트 각을 갖는다. 마지막으로, 안테나가 서로 다른 주파수들의 업링크 및 다운링크를 갖는(공통인) 통신 시스템(주파수 분할 듀플렉스 시스템)에서 사용된다면, 송신모드 및 수신모드에서 전기적 틸트 각들은 서로 다르다.

특허출원 PCT/GB2002/004166, PCT/GB2002/004930, GB0307558.7 및 GB0311371.9는 안테나 회로에 공급되는 두 신호들간의 위상차에 의해 안테나의 전기적 틸트 각을 국부적으로 혹은 원격으로 조정하는 서로 다른 방법들을 기재하고 있다. PCT/GB204/001297은 캐리어 신호를 2개의 신호들로 분할하고, 한 신호를 다른 신호에 대해서 가변적으로 위상 시프트하고 위상을 파워로의 변환을 결과적인 신호들에 적용함으로써 전기적 틸트를 조정하는 것에 관한 것이다. 변환된 신호들은 분할되어, 안테나 소자들에 공급을 위해 파워를 위상으로의 변환이 된다. 전기적 틸트는 두 신호들간의 위상 시프트를 가변시킴으로써 조정된다. 또한, PCT/GB2004/002016은 두 신호들간 가변의 상대적 위상 시프트를 도입하고, 이들 두 신호들은 성분들로 분할되고 성분들의 벡터적 조합을 형성하여 개개의 안테나 소자들에 대한 각각의 구동 신호들을 제공하는 것에 관계된 것이다. 여기서 다시 전기적 틸트는 두 신호들간의 위상 시프트를 가변시킴으로써 조정된다.

그러나, 스플리터 비들이 너무 높으면 단일 분할 조작으로는 구현될 수 없고, 2 이상의 반복적 조작들이 필요하게 되어 회로 크기, 비용 및 복잡도가 증가하는 점에서, RF 신호들을 분할하는 것에 관련하여 문제가 있다. 이에 대한 이유는 회로기판 상의 마이크로스트림 트랙을, 분할전의 트랙에 비해 서로 다른 임피던스를 갖는 협 스트립들로 분할함으로서 스플리터들이 구현된다는 사실에 있다. 마이크로스트림 임피던스는 통상적인 보드의 기판 두께의 경우 50 오옴 트랙은 2.8mm 폭이긴 하지만 매우 복잡하고 실험에 의한 식에 의한 트랙 폭에 관계된다. 트랙은, 기판에의 신뢰성있는 본딩이 되게 좁게 될 때까지, 임피던스가 증가함에 따라 좁아진다. 신뢰성 있는 본딩이 될 수 없는 것은 약 0.2mm 미만의 트랙 폭들에서 발생하며, 이 폭은 약 150 오옴의 임피던스를 제공하며, 이는 9.5 dB의 스플리터 비를 나타내며, 따라서 단일 스플리터에서는 초과하지 않는 것이 바람직하다. PCT/GB2004/001297는 19dB의 스플리터 비를 요구하는데, 이는 적어도 2회의 스플리터 동작들을 연이여 행할 것을 의미한다.

그 외 다른 잠재된 문제들은 다음과 같다. a) 단일 스플리터로 구현될 수 있는 것보다 너무 많은 스플리터 출력들이 요구될 수도 있다. b) 스플리터 비들을 넓게 가변시키면, 바람직한 하측 사이드 로브 레벨을 보존하면서 안테나나 틸트할 수 있는 주파수 범위가 감소된다. c) 복수의 스플리터들은 개개의 안테나 소자들까지의 서로 다른 피더 길이들을 갖는 안테나에 공동의 신호 피드 네트워크로 된다. 이들 중에서 c)는 각 소자에의 신호 통과 시간이, 위상 중립의 네트워크 및 최적화된 주파수 응답을 얻기 위해 동일하게 되도록 추가의 성분들이 삽입될 것을 요한다. 이들 모든 문제들로, 스플리터들의 수 및 스플리터 비들을 감소시키는 것이 바람직하다.

본 발명의 목적은 위상 어레이 안테나 시스템의 대안적 형태를 제공하는 것이다.

본 발명은 복수 안테나 소자들을 구비한 안테나를 포함하고 제어가능한 전기적 틸트를 갖춘 위상 어레이 안테나 시스템으로서,

a) 2개의 베이시스 신호들간 가변의 상대적 지연을 이들 신호들에 제공하는 수단;

b) 상기 베이시스 신호들을 신호성분들로 분할하는 분할수단;

c) 상기 신호 성분들을, 상기 상대적 지연이 가변함에 따라 가변하는 파워들을 갖는 변환된 성분들로 변환하는 위상-파워 변환수단;

d) 상기 안테나가 전기적으로 틸트되었을 때 안테나 소자(예를 들면 124U1)에서 안테나 소자로 상기 안테나에 걸쳐 점진적으로 가변되고 상기 상대적 지연이 가변함에 따라 개별적으로 가변되는 위상들을 갖는 안테나 소자 구동신호들로, 상기 변환된 성분들을 변환하는 파워-위상 변환수단을 구비한 것을 특징으로 하는 위상 어레이 안테나 시스템을 제공한다.

본 발명은 달성가능한 범위의 전기적 틸트를 증가시키기 위해 필요시 복수의 지연들이 사용될 수도 있으나, 단일 가변의 상대적 지연으로 전기적 틸트가 제어될 수 있게 하며, 이는 비교적 소수의 분할 동작들을 필요로 하는 잇점을 제공한다.

위상-파워 변환수단은 신호성분들의 쌍들의 합들 및 차들을 제공하도록 구성된 복수의 하이브리드 무선 주파수 결합 디바이스들("하이브리드들")이고, 각 쌍은 두 베이시스 신호들로부터의 신호 성분들을 갖는다. 이것은 신호성분들의 쌍들의 합들 및 차들을 제공하도록 구성된 복수의 180도 하이브리드들이고, 각 쌍은 두 베이시스 신호들로부터의 신호 성분들을 갖는다. 각 쌍은 동일 크기의 신호성분들을 가지며, 각 쌍의 성분의 크기는 또 다른 쌍의 것과는 동일하지 않다.

하이브리드들은 제1 하이브리들이고 파워-위상 변환수단은 안테나 소자 구동신호들을 생성하도록 구성된 복수의 제2 하이브리드들을 포함한다. 분할수단은 제1 분할수단이고 파워-위상 변환수단은 상기 합들 및 차들을 상기 제2 하이브리드들에의 입력을 위한 성분들로 분할하하도록 구성된 제2 분할수단을 포함한다. 제1 분할수단은 상기 베이시스 신호들 각각을 3개의 신호성분들로 분할하게 구성될 수 있다. 제2 분할수단은 복수의 2웨이 스플리터들일 수 있다.

바람직한 실시예에서, 본 발명은 안테나 소자들로의 베이시스 신호에 대한 모든 경로들이 동일 수 및 유형들의 성분들을 포함하도록 구성된다.

또 다른 면에서, 본 발명은 복수의 안테나 소자들을 구비한 안테나를 포함하는 위상 어레이 안테나 시스템의 전기적 틸트를 제어하는 방법으로서,

a) 2개의 베이시스 신호들간 가변의 상대적 지연을 이들 신호들에 제공하는 단계;

b) 상기 베이시스 신호들을 신호성분들로 분할하는 단계;

c) 상기 신호 성분들을, 상기 상대적 지연이 가변함에 따라 가변하는 파워들을 갖는 변환된 성분들로 변환하는 단계;

d) 상기 안테나가 전기적으로 틸트되었을 때 안테나 소자에서 안테나 소자로 상기 안테나에 걸쳐 점진적으로 가변되고 상기 상대적 지연이 가변함에 따라 개별적으로 가변되는 위상들을 갖는 안테나 소자 구동신호들로, 상기 변환된 성분들을 변환하는 단계를 포함하는, 방법을 제공한다.

본 발명의 방법의 특징은 안테나 시스템의 면의 것들에 필요한 변경을 가한 동등의 바람직한 특징들을 포함할 수 있다.

본 발명이 보다 완전하게 이해될 수 있게, 본 발명의 실시예들을 단지 예로서, 첨부한 도면을 참조로 기술한다.

도 1은 제로 및 비-제로의 전기적 틸트 각을 가진 위상 어레이 안테나의 수직 방사 패턴(VRP)를 도시한 것이다.

도 2는 조정가능의 전기적 틸트 각을 갖는 종래 기술의 위상 어레이 안테나를 도시한 도면.

도 3은 단일 시간 지연을 사용한 본 발명의 위상 얼이 안테나 시스템의 블록도.

도 4는 2개의 시간 지연들을 사용한 본 발명의 위상 어레이 안테나 시스템의 블록도.

도 5는 도 3 혹은 도 4의 시스템에서 사용하기 위한 파워 분배 네트워크를 도시한 도면.

도 6a 및 도 6b는 12소자 안테나를 구비한 본 발명의 시스템에서 사용하기 위한 파워 분배 네트워크를 도시한 도면.

도 7은 도 5 및 도 6의 네트워크들에서 사용되는 180도 하이브리드 RF 결합 디바이스의 개략도.

도 8a 및 도 8b는 도 6의 네트워크에 의해 생성된 안테나 소자 구동신호들의 위상들을 도시한 벡터도.

도 9는 2개의 동일 진폭의 전압들(Va, Vb) 간에 상대적 위상 시프트가 φ인 이들 전압들의 A 및 B 입력들을 수신하는 180도 하이브리드(182)를 도시한 도면.

도 10은 벡터들 +A, +B, -B, A+B, A-B의 벡터도.

도 11은 A+B 및 A-B(점선)의 상대적 크기들이 이들의 상대적 위상차 φ가 -180도에서 0으로 그리고 +180도로 조정됨에 따라 어떻게 변하는가를 도시한 도면.

도 12는 φ가 -180도에서 0에서 +180도로 조정됨에 따라 A+B 및 A-B(점선)의 위상들이 어떻게 변하는가를 도시한 도면.

도 1을 참조하면, 개개의 안테나 소자들(도시생략)의 위상 어레이인 안테나(12)의 수직 방사 패턴들(VRP)(10a, 10b)이 도시되었다. 안테나(12)는 평면형이며, 중심(14)을 구비하며 도면의 면에 수직하게 연장한다. VRP(10b)는 어레이 에지부터 안테나(12)에 걸쳐 어레이 소자 거리에 따른 안테나 소자의 지연 혹은 위상 변화가 제로인 것에 대응하고 VRP(10b)는 제로가 아닌 변화에 대응한다. 이들은 중심선들 또는 "보어사이트들"(18a, 18b)을 가진 주 로브들(16a, 16b), 제1 상측 사이드로브들(20a, 20b), 및 제1 하측 사이드로브들(22a, 22b)를 갖고 있고, 18c는 비-제로(non-zero)의 지연 방향(18b)과 비교해서 변화가 제로인 지연에 대한 보어사이트 방향을 표시한다. 예를 들면 사이드로브 20과 같이 첨자 a 또는 b 없이 언 급하는 경우는, 관계된 쌍의 소자들을 구분없이 언급하는 것이다. VRP(10b)는 VRP(10a)에 비해 틸트되어 있다(도시된 바와 같이 하향으로). 즉 안테나(12)에 걸쳐 거리에 따라 지연이 변하는 레이트에 따르는 크기를 갖는 주 빔 중심선들(18b, 18c) 사이에 각, 즉 틸트 각이 있다.

VRP는 다수의 기준들로서, a) 고 보어사이트 이득, b) 제1 상측 사이드 로브(20)가, 또 다른 셀을 사용하는 이동기들에의 간섭을 야기하지 않을 만큼 충분히 낮은 레벨이어야 하는 것, c) 제1 하측 사이드 로브(22)가, 안테나(12)의 바로 근처에서 통신들이 가능하게 할 정도로 충분한 레벨이어야 하는 것, d) 안테나가 전기적으로 틸트되었을 때 사이드 로브들의 레벨 및 방향이 소정의 설계 범위 내에 유지되어야 하는 것을 만족해야 한다. 이들 요건들은 서로 간에 모순이 된다. 예를 들면 보어사이트 이득을 최대화하는 것은 사이드 로브들(20, 22)을 증가시킬 수 있다. 보어사이트 레벨에 관해서(주 빔(16)의 길이), 제1 상측 사이드 로브가 최대 -18dB 레벨인 것은 전체 시스템 성능에 편리한 절충을 제공함이 발견되었다. 보어사이트 이득은 안테나의 유효 애퍼처 감소에 기인해서 틸트 각의 코사인에 비례하여 감소한다. 보어사이트 이득에서 추가 감소는 틸트 각이 어떻게 변경되는가에 따른 결과일 수 있다.

기계적 틸트 각 혹은 전기적 틸트 각을 조정하는 효과는 수평 평면 위 혹은 아래를 가리키게 보어사이트를 재배치하여, 이에 따라 안테나의 커버리지 영역을 조정하는 것이다. 사용의 최대 적응성을 위해서, 셀룰라 무선 기지국은 기계각 및 전기각 각각이 그라운드 커버리지에 그리고 바로 근처의 다른 안테나들에 미치는 영향들이 각기 다르기 때문에 이들 기계각 및 전기각 둘 다를 조정할 수 있는 것이 바람직하다. 또한, 안테나의 전기 틸티 각이 안테나로부터 원격으로 조정될 수 있다면 편리하다. 또한, 다수의 조작자들간에 단일 안테나가 공유된다면, 각 조작자마다 다른 전기적 틸트각을 제공하는 것이 바람직한데, 그러나 이것은 종래 기술에서는 안테나 성능을 저하시킨다.

도 2를 참조하면, 전기적 틸트각이 조정가능한 종래 기술의 위상 어레이 안테나 시스템(30)이 도시되었다. 시스템(30)은 무선 주파수(RF) 송신기 캐리어 신호용의 입력(32)을 포함하고, 이 입력은 파워 분배 네트워크(34)에 접속되어 있다. 네트워크(34)는 위상 시프터들(Phi.E0, Phi.E1L 내지 Phi.E[n]L 및 Phi.E1U 내지 Phi.E[n]U)을 통해 위상 어레이 안테나 시스템(30)의 각각의 방사 안테나 소자들(E0, E1L 내지 E[n]L 및 E1U 내지 E[n]U)에 접속되며, 여기서 첨자 U는 상측을 나타내고 첨자 L은 하측을 나타내며, n은 위상 어레이 크기를 정의하는 임의의 양의 정수이고, 36과 같은 점선은 어떤 원하는 어레이 크기에 대해 필요시 관계된 소자가 반복되거나 혹은 제거된 것을 나타낸다.

위상 어레이 안테나 시스템(30)은 다음과 같이 동작한다. RF 송신기 캐리어 신호는 입력(32)을 통해 파워 분배 네트워크(34)에 공급되며, 네트워크(34)는 이 신호를 위상 시프터들(Phi.E0, Phi.E1L 내지 Phi.E[n]L 및 Phi.E1U 내지 Phi.E[n]U)간에 분할하며(반드시 동등할 필요는 없음), 이들 위상 시프터들은 이들의 각각의 분할된 신호들의 위상을 시프트하여 위상 시프트된 이들을 연관된 안테나 소자들(E0, E1L 내지 E[n]L, E1U 내지 E[n]U)에 각각 전달한다. 위상 시프트들 은 적합한 전기적 틸트 각을 선택하게 선택된다. 틸트 각이 제로일 때 안테나 소자들(E0, 등)간의 파워의 분배는 사이드 로브 레벨 및 보어사이트 이득이 적합하게 설정되게 선택된다. 전기적 틸트 각의 최적의 제어는 사이드 로브 레벨이 틸트 범위에 걸쳐 현저하게 증가되지 않도록 모든 틸트 각들에 대해 소자들(E0, 등)의 어레이에 걸쳐 위상 프론트가 제어될 때 얻어진다. 전기적 틸트 각은 기계적으로 활성화될 수 있는, 위상 시프터들(Phi.E0, Phi.EiL 내지 Phi.E[n]L 및 Phi.E1U 내지 Phi.E[n]U)을 제어하기 위해 서보-메커니즘을 사용함으로써, 필요시 원격으로 조정될 수 있다.

위상 어레이 안테나 시스템(30)은 다음과 같은 다수의 문제점들이 있다.

a) 위상 시프터는 각 안테나 소자마다, 혹은 일 그룹의 소자들마다(덜 잇점이 있게) 필요하다.

b) 안테나의 비용은 요구된 위상 시프터들의 수에 기인해서 높다.

c) 위상 시프터들을 개개의 소자들이 아니라 각 그룹들의 소자들에 적용함에 의한 비용감축은 사이드 로브 레벨을 증가시킨다.

d) 지연들을 정확하게 설정하기 위한 위상 시프터들의 기계적 결합은 어려우며, 비최적의 지연 방식의 결과가 되는 기계적 링크들 및 기어들이 사용된다.

e) 안테나가 틸트되었을 때 상측 사이드 로브 레벨이 증가하여, 다른 기지국들을 사용하는 이동기들에의 간섭의 잠재적 소스를 유발한다.

f) 안테나가 다수의 조작자들에 의해 공유된다면, 조작자들 모두는 동일 전기적 틸트 각을 사용하여야 한다.

g) 서로 다른 주파수들의 업링크 및 다운링크를 갖는 시스템(주파수 분할 듀플렉스 시스템)에서, 송신시 전기적 틸트 각은 수신시의 전기적 틸트 각과 다르다.

도 3을 참조하면, 조정가능한 전기적 틸트 각을 갖는 본 발명의 위상 어레이 안테나 시스템(40)이 도시되었다. 시스템(40)은 RF 송신기 캐리어 신호용 입력(42)을 구비하며, 입력(42)은 각각 가변 위상 시프터(46) 및 고정 위상 시프터(48)에의 입력신호들인 2개의 출력신호들(V1a, V1b)을 제공하는 파워 스플리터(44)에 접속된다. 위상 시프터들(46, 48)은 위상 시프트 및 시간 지연은 단일 주파수에서 동일하므로, 시간지연들로서도 간주될 수 있다. 이들은 각각의 출력신호들(V2a, V2b)를 후술하는 파워 분배 네트워크(50)에 제공한다.

네트워크(50)는 고정 위상 시프터들(58U1, 58U2, 58L1, 58L2)을 통해 위상 어레이 안테나(60)의 4개의 등간격의 안테나 소자들(60U1, 60U2, 60L1, 60L2(U = 상측, L = 하측)) 각각에 전달하는 4개의 구동신호들을 제공한다. 안테나(60)는 점선 61로 표시한 중심을 갖는다. 안테나(60)는 이것이 적어도 2개의 소자들을 갖는 한 임의의 수의 소자들을 구비할 수도 있을 것이다.

위상 어레이 안테나 시스템(40)은 다음과 같이 동작한다. RF 송신기 캐리어 신호는 입력(42)을 통해 파워 스플리터(44)에 공급되고(단일 피더) 파워 스플리터(44)에서는 동일 파워의 신호들(V1a, V1b)로 분할된다. 신호들(V1a, V1b)는 각각 가변 및 고정 위상 시프터들(46, 48)에 공급된다. 가변 위상 시프터(46)는 선택가능의 위상 스프트 혹은 시간 지연을 인가하게 조작자에 의해 제어되고, 여기서 적용되는 위상 시프트 각도는 위상 어레이 안테나(60)의 전기적 틸트 각을 제어한다. 고정 위상 시프터(48)(편리하긴 하나 필수는 아님)는 편의상 가변 위상 시프터(46)에 의해 적용가능한 최대 위상 스프트 φ_M 의 반이 되도록 구성된 고정 위상 시프트를 적용한다. 이것은 V1b에 대해 V1a를 -φ_M/2 내지 +φ_M/2의 범위에서 위상을 가변시킬 수 있게 하며, 위상 시프트 후에 이들 신호들은 V2a, V2b가 시프터들(46, 48)로부터 출력 후를 말하므로 V2a, V2b가 된다.

그의 입력신호들(V2a, V2b)로부터, 네트워크(50)는 신호들의 다양한 벡터적 조합들을 형성하여 각 안테나 소자(60U1, 등)에 대해 각각의 구동신호를 제공한다. 구동신호들은, 어레이 보어사이트에 대해 각도로 기울어진 안테나(60)로부터 평행 빔을 나오게 요구될 때, 안테나 소자(60U2)로부터 혹은 한 에지에서 안테나(60)에 걸친 안테나 소자의 거리의 함수로서 위상이 선형으로 변한다(혹은 아마도 콘투어 위상 테이퍼를 갖는). 위상 어레이들의 기술에 알려진 바와 같이, 각도는 안테나(60)에 걸친 거리에 따른 위상의 변화율에 따른다. 어레이(60)의 전기적 틸트 각은 간단히 하나의 가변 위상 시프터로서, 가변 위상 시프터(46)을 사용함으로써 가변됨을 알 수 있다(후술함). 이것은 안테나 소자마다 각각의 위상 시프터로서 복수의 가변 위상 시프터들을 구비하는 도 2의 종래 기술의 요건과 비교된다. 가변 위상 시프터(46)에 의해 도입된 위상차가 양일 때 전기적 틸트는 한 방향에 있고, 이 위상차가 음일 때 전기적 틸트는 반대 방향에 있다.

고정 위상 시프터들(58U1, 등)은, 서로 다른 안테나 소자들(60U1, 등)간에, 어레이(60)에 걸친 소자의 기하학적 위치에 따라 선형으로 가변하는(위상 테이퍼는 무시함) 고정된 위상 시프트들을 부과하는데, 이것은 가변 위상 시프터(46)에 의해 부과된 신호들(V1a, V1b)간의 위상차가 제로일 때 어레이(60)의 보어사이트에 대해 제로의 기준방향(18a 혹은 도 1에서)을 설정하는 것이다. 고정된 위상 시프터들(58U1, 등)은 필수는 아니지만 이들은 a) 틸트 프로세스에 의해 도입되는 위상 시프트에 정확하게 조정(proportion)되게 하고, b) 틸트 범위에 대해 사이드 로브들의 억제를 최적화하고 c) 고정된 최적의 전기적 틸트 각을 되게 하는데 사용될 수 있으므로 바람직하다.

다수의 사용자들이 있다면, 각 사용자는 각각의 위상 어레이 안테나 시스템(40)을 가질 수 있다. 대안적으로, 사용자들이 공통의 안테나(60)를 채용할 것이 요구된다면, 각 사용자는 도 3에서 각 세트의 소자들(42 내지 50)을 가지며, 조합 네트워크는 안테나 어레이(60)에 공급하기 위한 신호들을 조합시켜야 한다. 공개된 국제특허출원 WO02/082581 A2는 이러한 네트워크를 기재하고 있다.

도 4를 참조하면, 이 도면은 2개의 시간 지연들 혹은 위상 시프트들을 사용한 본 발명의 다른 위상 어레이 안테나 시스템(70)을 도시한 것이다. 시스템(70)은 입력에 대해 2개의 출력신호들을 각각 제1 가변 위상 시프터(76) 및 제1 고정 위상 시프터(78)에 제공하는 제1 파워 스플리터(74)에 연결된 RF 캐리어 신호 입력(72)을 구비한다. 이들은 각각의 출력신호들(V2a, V2b)을 제2 고정 위상 시프터(80) 및 제2 파워 스플리터(82)에 제공한다. 제1 및 제2 고정 위상 시프터들(78, 80)은 필요하다면 단일 유닛으로 조합될 수도 있다. 제2 파워 스플리터(82)는 신호(V2b)를, 제2 가변 위상 시프터(84) 및 제3 고정 위상 시프터(86)에 보내지는 2개의 신호 들(V3b1, V3b2)로 분할한다. 신호들(V3b1, V3b2)은 후술하는 제1 및 제2 파워 분배 네트워크들(88, 90)에 각각 보내질 것이다. 신호(V2a)는 제2 고정 이상 시프터(82)를 통해 제3 파워 스플리터(92)에 보내져 2개의 신호들(V3a1, V3a2)로 분할되어 제1 및 제2 파워 분배 네트워크들(88, 90)에 각각 공급된다.

네트워크들(88, 90)은 고정 위상 시프터들(94U1 내지 94L4)을 통해 위상 어레이 안테나(96)의 8개의 등간격의 안테나 소자들(96U1 내지 94L4) 각각에 보내지는 8개의 구동신호들을 집합적으로 제공한다. 네트워크(90)는 가장 안쪽의 4개의 안테나 소자들(96U1, 96U2, 96L1, 96L2)을 구동하고 네트워크(88)는 나머지를 구동한다.

위상 어레이 안테나 시스템(70)은 다음과 같이 동작한다. RF 송신기 캐리어 신호는 입력(72)을 통해 제1 파워 스플리터(74)에 공급되어(단일 피더) 동일 파워의 신호들(V1a, V1b)로 분할된다. 신호들(V1a, V1b)은 각각 제1 가변 및 고정 위상 시프터들(76, 78)에 공급된다. 고정 위상 시프터(78)는 가변 위상 시프터(76)에 의해 적용가능한 최대 위상 스프트의 반의 위상 시프트를 적용한다. 제1 가변 위상 시프터(76)는 위상 어레이 안테나(96)의 전기적 틸트 각의 제어의 일부를 제공하고, 제2 가변 위상 시프터(76)는 이 제어의 나머지를 제공한다.

파워 분배 네트워크들(88, 90)은 입력신호들(V3a1/V3b1 and V3a2/V3b2)을 각각 수신하고, 이들은 이들 신호들의 벡터 조합을 형성하여 각 안테나 소자(96U1, 등)마다 각각의 구동신호를 제공한다. 구동신호들은 안테나(96)에 걸쳐 안테나 소자의 거리의 함수로서 위상이 선형으로 변한다. 2개의 가변 위상 시프터들(76, 84) 의 사용은 단일 위상 가변 위상 시프터(도 3에서처럼)보다 큰 범위의 위상 시프트가 안테나(96)에 걸쳐 적용되게 하며, 이에 따라 보다 큰 범위의 전기적 틸트가 얻어질 수 있다.

도 5를 참조하면, 앞에 기술된 것들에 연관된 것보다 많은 안테나 소자들이 도시되었지만, 도 3 및 도 4에 50, 88, 90에 사용되는 종류인 파워 분배 네트워크(100)가 도시되었다. 네트워크(100)는 제1 및 제2 3웨이 파워 스플리터들(106a, 106b)에 각각 연결된 2개의 입력들(102a, 102b)를 구비한다. 제1 3웨이 파워 스플리터(106a)는 진폭(Va)의 입력신호 혹은 벡터 A를 3개의 신호들(a1.A, a2.A, a3.A)로 분할하며, a1, a2 및 a3는 스칼라 진폭 분할비들이다. 신호들(a1.A, a2.A, a3.A)는 제1, 제2, 제3 180 하이브리드 RF 신호 결합 디바이스들(하이브리드)(110, 112, 114)의 제1 입력들(1)에 각각 공급된다. 제2 3웨이 파워 스플리터(106b)는 진폭(Vb)의 입력신호 혹은 벡터 B를 3개의 신호들(b1.B, b2.B, b3.B)로 분할하며, b1, b2 및 b3는 스칼라 진폭 분할비들(106b)이다. 3개의 신호들(b1.B, b2.B, b3.B)는 하이브리드들(110, 112, 114)의 제2 입력들(2)에 각각 공급된다. 벡터들 A, B의 진폭들은 동일하고, 즉 Va=Vb이다. 하이브리드들(110 내지 114)는 또한 합 및 차 하이브리드들로서 알려져 있다.

하이브리드들(110, 112, 114)은 이의 입력신호들(A, B)의 벡터합 A+B 및 벡터차 A-B인 합 및 차 출력들(S1/D1, S2/D2, S3/D3)을 각각 갖는다. 후술하는 바와 같이, 이들의 합 및 차 출력들은 이들의 입력신호들의 진폭들이 동일할 때 그들 간에 90도의 고정된 위상차를 갖는다는 것이 이러한 하이브리드들의 특성이다. 이것 은 이들 입력신호들의 위상차가 변할지라도 그러하다. A+B 합 신호들은 A-B 차 신호들과 같이, 서로 간에 위상이 동일하고, 합 신호들은 차 신호들에 대해 90도에 있다. 가변 위상 시프터(46)의 동작에 기인하여, 입력신호들간에 위상차가 변할 때, 합 및 차 출력신호들은 크기가 변하는데, 예를 들면 동일크기의 동상 입력신호들인 경우, A+B=2A 및 A-B=0이고, 반위상(antiphase)의 동일크기의 입력신호들인 경우, A+B=0 및 A-B=2A이며, 위상이 90도 차이하고 동일 크기인 입력신호들에 있어서는 A+B 및 A-B는

과 같다. 그러므로, 하이브리드들(110, 112, 114)은 일정한, 그러나 위상차는 가변인 파워의 입력신호들을 위상차는 일정하나 가변인 파워의 출력신호들로 변환하기 때문에, 위상을 파워로 변환하는 위상-파워 변환기들로서 작용한다.

하이브리드들(110, 112, 114)의 출력들(S1, S2, S3)로부터의 A+B 합 신호들은 제4, 제5, 제6의 180 하이브리드들(116, 118, 120)의 대응 입력들(S1, S2, S3)에 각각 공급된다. 마찬가지로, 하이브리드들(110, 112, 114)의 출력들(D1, D2, D3)로부터의 A-B 차신호들은 제6, 제5, 제4 하이브리드들(120, 180, 116)의 대응 입력들(D1, D2, D3)에 각각 공급된다.

또한, 제4, 제5, 제6 하이브리드들(116 내지 120)은 이들의 입력신호들의 벡터 합 A+B 및 차 A-B가 각각 나타나는 Sum 및 Diff로 각 경우에 표시한 합 및 차 출력들을 갖는다. A+B 합 신호들은 각각의 고정 위상 시프터들(122U1 내지 122U3)을 통해 6 소자의 위상 어레이 안테나(124)의 상측 반인 각각의 안테나 소자 들(124U1 내지 124U3)에 공급된다. 마찬가지로, A-B 차 신호들은 고정 위상 시프터들(122L1 내지 122L3)을 통해 안테나(124)의 하측 반인 각각의 안테나 소자들(124L1 내지 124L3)에 공급된다. 엄밀히 말하면, 위상 시프터들(122U1 내지 122L3) 및 안테나 어레이(124)는 네트워크가 포함된 도 3 및 도 4가 이미 이들의 동등물들 도시하고 있기 때문에 네트워크(100)의 부분이 아니다. 제4, 제5, 제6 하이브리드들(116 내지 120)은 이들의 입력들간의 파워차를 이들의 출력들에 위상차로 변환하므로, 이들은 파워-위상 변환기들로서 작용한다.

제1, 제2, 제3 하이브리드들(110 내지 114)의 출력들과 제4, 제5, 제6 하이브리드들(116 내지 120)의 입력들간에 스플리터들을 더 삽입할 경우, 요구되는 위상 및 진폭을 각 안테나 소자(124L1, 등)에 설정함에 있어 적응성이 존재한다. 안테나 소자들 외에서 파워가 소비되지 않게 하기 위해서, 제1, 제2 혹은 제3 하이브리드(110, 112, 혹은 114)의 출력이 분할될 때는 언제나, 모든 RF 파워를 가능한 한 효율적으로 사용하기 위해서 하이브리드들 및 안테나 소자들이 더욱 추가된다.

안테나 소자(124U1, 등)은 각각의 고정된 위상 시프터들(122U1, 등)에 연관되고 이의 목적은 a) 안테나의 공칭 평균적 틸트를 설정하고 b) 이의 틸트 범위에 걸쳐 안테나(24)의 로브들의 레벨을 최적화하는 것이다.

도 5에서, 입력들에 동일 가중치가 적용된 하이브리드들(110 내지 120)이 도시되었다. 즉 입력신호 A, B에서 합 출력은 (A+B)이고 차 출력은 (A-B)이다. 그러나, 이들은, 합 출력 (xA + yB) 및 차 출력 (xA-yB)이 되게 서로 같지 않게 가중된 입력들 A, B로 구성될 수도 있다. 여기서 x는 입력 A에 적용되는 가중이고 y는 입 력 B에 적용되는 가중이다. 서로 같지 않게 가중된 하이브리드에서 파워를 보존하기 위해서, 실제 구현에서의 피할 수 없는 열손실은 무시하고, 하이브리드의 입력들에 입력되는 총 파워는 그의 출력들로부터 나가는 총 파워와 같아야 한다. 2가지 잇점들은 서로 같이 않게 가중된 하이브리드의 사용에서 오는 것으로, a) 안테나 소자 위상 및 진폭 분포들을 최적화함에 있어 설계에 적응성이 더해지고, b) 신호 분할은 2 이상의 스플리터 성분들 간에 분배될 수 있어 어떤 하나의 스플리터에게 요구되는 최대 분할비를 감소시켜 주파수 응답을 향상시킨다.

시스템(40)에서 사용될 때, 파워 분배 네트워크(100)의 잇점들은 다음과 같다.

a) 각각이 단지 3개의 신호만으로 분할하는 스플리터들(106a, 106b)에서 단지 1회의 분할동작만이 요구된다.

b) 단일 가변 위상 시프터 혹은 시간 지연 디바이스(46)에 의해 틸트가 구현된다.

c) 네트워크 입력들(102a, 102b)에 신호들 및 이들이 변환된 성분들은 안테나 소자들(124U1 등)에 경로들을 따라 동일 수 및 유형들의 성분들, 즉 하나의 스플리터 및 2개의 하이브리드들(엄격히 말하여 위상 시프터들(122U1, 등)은 네트워크(100)의 부분이 아니다)을 통과한다. 그러므로, 이들 경로들은 제조공차들에 기인한 변이는 무시하고 거의 동일한 전기적 길이를 가질 것이다. 그러므로, 서로 다른 경로들에 서로 다른 유형들의 성분들에 기인한 네트워크 내 위상 및 진폭 에러들이 회피되고 양호한 빔 형상이 틸트 범위에 걸쳐 유지될 수 있다. 또한, 소자에 의 각 경로의 위상 및 진폭 에러들이 서로 같게 변화하여 인접 안테나 소자들간에 에러를 감소시키기 때문에 보다 넓은 범위의 주파수들에 걸쳐 빔 형상이 유지된다.

c) 이상적인 특성들로부터의 성분들의 일탈은 무시하고, 안테나는 안테나 소자들 이외의 어떤 성분에서의 RF 파워 소비의 필요성없이 구현될 수 있다.

d) 복수의 가변 시간 지연 디바이스들을 사용하는 필적하는 성능의 안테나에 비해서 위상 어레이 안테나의 비용이 감소된다.

e) 상당수의 가변 시간 지연 디바이스들의 사용에 의해 안테나의 신뢰도가 저하되지 않는다.

안테나 소자들에 공급되는 신호들의 위상 및 진폭을 설정함에 있어 더욱 적응성이 있게 하기 위해서 제1의 3개의 하이브리드들(110 내지 114)의 출력들과 다른 하이브리드들(116 내지 120) 사이에 스플리터들이 삽입될 수도 있다. 이것은 다음 실시예에서 기술한다.

도 6a 및 도 6b를 참조하면, 두 부분들(140a, 140b)에 다른 파워 분배 네트워크(140)가 도시되었으며, 네트워크(140)는 등간격의 12 소자의 위상 어레이 안테나(148)에, 그러나 도 3 및 도 4에 50, 88, 90에 사용되는 류의 다른 면에서 사용하기 위한 것이다. 네트워크(140)는 안테나(148)의 증가된 수의 안테나 소자들(148U1 내지 148L6)에 신호를 제공하기 위해 별도의 단에 스플리터들(142c 내지 142h)과 충분한 하이브리드들(144₄ 내지 144₉) 및 고정 위상 시프터들(146U1 내지 144L6)을 구비하여 도 5를 참조로 기술된 것과 동등하다. 앞에서 기술한 것들과 동 등의 부분들에 동일 참조부호를 사용하고 차이점에 대해서 기술한다.

전처럼, 입력들(102a, 102b)에서 각각의 진폭들(Va, Vb)를 가진 2개의 입력신호 벡터들 A, B는 스플리터들(106a, 106b)에 의해서 신호 부분들 al.A, a2.A, a3.A, b1.B, b2.B, b3.B로 분할되어 제1, 제2 및 제3 하이브리드들(110 내지 114)의 제1 및 제2 입력들(1, 2)에 공급되고, 즉 신호들 a[n].A 및 b[n].B이 제n 하이브리드 110+2n, n=0,1,2에 입력된다. 분할비들은 하이브리드들(110 내지 114)에서 위상-파워 변환을 구현하기 위해서 a1 = a2 = b2, a3 = b3이 되도록 설정된다.

도 7을 참조하면, 입력들 A, B와 출력들 A+B 및 A-B을 갖는 180도 하이브리드 커플러(132)가 개략적으로 도시되었다. 곡선들(143)은 입력에서 출력으로의 경로들을 나타내며, 연관된 마킹들 -180 및 -360은 이러한 경로들을 따라 통과하는 신호들에 가해지는 위상 시프트 혹은 지연을 나타낸다. 도시된 바와 같이, A 입력(1) 및 B 입력(2)에서 A+B Sum 출력으로의 경로 및 A에서 A-B Diff. 출력으로의 경로는 모두 -180도 위상 시프트들에 연관되고, B 입력(2)에서 A-B Diff.로의 경로(135)는 -360도 위상 시프트에 연관된다. 180도 위상 시프트는 정현 신호를 반전시키거나 이에 -1을 곱하며, -360도 위상 시프트는 변경되지 않은 채로 둔다. 그러므로, 신호 A 및 신호 B 둘 다는 Sum 출력으로 통과될 때 반전되고 따라서 함께 더해지나, 신호 B만이 Diff. 출력에서 반전되고 따라서 A로부터 감해진다. 후술하는 바와 같이, 크기는 동일하나 위상이 다른 2개의 신호 벡터들이 180도 하이브리드에 의해 합산되고 감산된다면, 결과적인 합 및 차 벡터들은 입력 위상차에 관계없이 서로에 대해 90도에 있게 된다. 그러므로, A+B 및 A-B는 90도만큼 위상이 다르고, 이는 후술하는 바와 같이 안테나 소자 신호 위상의 계산을 단순화시키므로, 편리하다(그러나 필수는 아니다). 그러므로, 하이브리드들(110 내지 114)은 위상-파워 변환기들로서 작용하여, 이들은 동일 진폭 및 가변 상대적 위상차를 갖는 입력신호들, 예를 들면 (a1.A/b1.B)을 가변 파워 및 90도의 일정 위상차를 갖는 합 및 차 출력신호들로 변환한다. 또한, 모든 3개의 하이브리드들(110 내지 114)의 A+B 출력들은 서로 간에 동상이고 이들 하이브리드들의 모든 3개의 A-B 출력들에 대해 90도에 있다.

하이브리드들(110 내지 114)는 2-웨이 스플리터들(142c, 142e, 142g)에 각각 접속된 A+B 출력들, 및 2-웨이 스플리터들(142d, 142f, 142h)에 각각 접속된 A-B 출력들을 구비한다. 스플리터들(142c 내지 142h)은 이들의 입력신호들을 신호 부분들(c1/c2, d1/d2, e1/e2, f1/f2, g1/g2, h1/h2)로 각각 분리하는데, 이들 부분들은 각각의 스플리터 출력들에 대한 참조부호로서도 사용되고, 제4 내지 제9 하이브리드들(144₄ 내지 144₉)의 대응 참조부호로 표시된 입력들(c1 내지 h2)에 입력하기 위한 것이다. 제4 내지 제9 하이브리드들(144₄ 내지 144₉)은 A 및 B 입력들(1, 2)와 A+B 및 A-B 합 및 차 추력들(Sum, Diff.)를 구비하고 제1, 제2, 제3 하이브리드들(110-114)와 동일한 구성 및 동작모드를 갖는다. 표 1은 제4 내지 제9 하이브리드들(144₄ 내지 144₉) 중 어느 입력이 어느 신호 부분들을 수신하는가를 아래 보여주며, 여기서 +/- 부호들은 벡터 가산/감산을 각각 나타낸다.

표 1

스플리터들(142c 내지 142h)는 이들의 입력신호들을 가산 및 감산에 적합한 신호 부분들로 분할하여 안테나(148)에 걸친 안테나 소자 위치에 따라 점진적으로 가변하는 안테나 소자 구동신호들을 형성한다. 아래 표 2는 제4 내지 제9 하이브리드들(144₄ 내지 144₉)의 어떤 출력 Sum/Diff.이 각각의 고정 위상 시프터들(146U1 내지 144L6)을 통해 어떤 안테나 소자들(148U1 내지 148L6)을 구동하는지를 나타낸다. 안테나(148)의 상측 반에 있는 안테나 소자들(148U1 내지 148U6)은 모두가 제4 내지 제9 하이브리드들(144₄ 내지 144₉)의 합 출력들(Sum)로부터 구동되나, 하측 반의 소자들은 이들 하이브리드들의 차 출력들(Diff.)로부터 구동된다. 제4 내지 제9 하이브리드들(144₄ 내지 144₉) 각각은 출력의 두 유형들로부터가 아니라 제1 내지 제3 하이브리드들(110 내지 114)의 합 혹은 차 출력들에서 기원한 신호 기여들을 수신한다. 그러므로 이의 입력신호들은 서로간에 동상에 있다. 결국, 제4 내지 제9 하이브리드들(144₄ 내지 144₉)은 파워-위상 변환기들로서 작용하는데, 각각은 이의 두 입력신호들(제로 위상차를 가지나 진폭은 반드시 동일할 필요는 없다)을 서로 다른 하이브리드들간에 위상차는 변하나 일정한 파워(진폭 테이퍼에 대한 어떠한 제공이든 무시함)의 합 및 차 출력신호들로 변환한다. 도시된 구성에 따라 점진적 위상 프론트가 안테나(148)에 걸쳐 달성될 수 있게 되고 모든 입력 파워가 효과적으로 사용될 수 있다. 이것은 비이상적 성분들에서 파워의 소비에 기인한 손실들의 가능성을 무시한다. 이러한 손실들은 제외하고, 파워 소비 네트워크(140)는 안테나 구동신호들에 유용하게 기여할 수 없는 신호를 발생하지 않으므로, 일부 입력 파워가 비효율적으로 사용되지 않는다.

제4 하이브리드(144₄)는 외곽의 한 쌍의 안테나 소자들(148U6, 148L6)을 구동한다. 제4 내지 제9 하이브리드들(144₄ 내지 144₉)은 각 쌍의 중심이 되는 안테나 중심(150)에 점진적으로 가까워지는 다수 쌍들의 안테나 소자들(148U5/148L5, 148U4/148L4, 148U3/148L3, 148U2/148L5, 148U1/148L1)을 각각 구동한다.

표 2는 하이브리드들(144₄ 내지 144₉)로부터의 출력신호들을 나타낸다. 스플리터의 부분들(c1, 등)은 반드시 스칼라 량들이지만, 표 2의 4번째 열 내의 괄호 내 항들, 예를 들면, (a1.A+b1.B) 및 (a3.A-b3.B)는 벡터 가산들 및 감산들이다. 위상차는 도 3 혹은 도 4를 참조로 앞에서 기술한 바와 같이 Va와 Vb간에 부과되고, 벡터들은 볼드체 문자로 표시한다. 또한, 앞에서 기술한 바와 같이, 동일 크기의 신호들간에 벡터 가산들(a1.A+b1.B) 등의 결과들은 모두가 동상이고, 위상은 모 든 벡터 감산들(a3.A-b3.B) 등에 대해 90도만큼 차이가 있다. 그러므로, 벡터 감산들은 모두가 자동적으로 벡터가산들에 직교한다.

표 2

표 2의 4번째 열에 표현들은 P+Q 형태이고, Q는 벡터 P와는 직교한 벡터이다. 모든 P 벡터들은 서로 동상이고 모든 Q 벡터들은 서로 동상이다. 그러므로, 이들은 P+jQ로서 기재될 수 있고, P 및 Q는 P와 Q의 스칼라 크기들이다. 예를 들면, 안테나 소자(148U6)에 있어서는,

P = c2.(a1.A + b1.B) 및 Q = d2.(a3.A-b3.B) (1)

이다. 제n 상측 및 하측 안테나 소자들(148Un, 148Ln, n=1 내지 6)에 공급되는 전압의 동상 및 직교성분들에 대해 P_n 및 Q_n을 쓰면, 이 전압의 위상 φ_n은 다음과 같다.

여기서, Q_n은 안테나(148)의 상측 반의 안테나 소자(148Un)에 대해선 양이고 하측 반의 안테나 소자(148Ln)에 대해선 음이다.

제n 안테나 소자 전압의 스칼라 크기(V_n)는 다음과 같다.

네트워크(140)의 이 실시예에서 스플리터 비들은 아래의 표 3에 나타내었다.

표 3

입력들(102a, 102b)로부터 안테나 소자들(148U1 내지 148L6)에 도달하는 신호들에의 모든 기여들(예를 들면, c1.A + b1.B)은 동일 수 및 유형들의 성분들을 통해 전해지는데, 각 기여는 3-웨이 스플리터, 하이브리드, 2웨이 스플리터, 또 다른 하이브리드 및 고정 위상 시프터를 통해 전해진다. 위상 패딩(padding) 성분들, 즉 서로 다른 경로들에서의 상이한 위상 시프트들을 보정하기 위한 추가의 성분들에 대한 필요성은 없다. 모든 경로 내에 2개의 스플리터들을 사용함으로써, 분할비들은 적당하게 될 수 있고, 이것은 앞에서 기술한 바와 같이 스플리터 비가 9.5dB 을 초과하지 않는 것이 바람직하기 때문에 도움이 된다.

3-웨이 스플리터들(106a, 106b)은 주로 진폭 테이퍼를 설정하며 2웨이 스플리터들((142c 내지 142h)는 주로 위상 테이퍼를 설정하는데, 여기서 '테이퍼'라는 것은 안테나 소자들(148U1 내지 148L6)에 걸친 진폭 혹은 위상 프로파일을 의미한다. 네트워크(140)의 설계는 기능들의 반복된 블록들에 대칭이고, 자체가 비교적 쉽게 최적화된다. 또한, 스플리터들 및 하이브리드들의 수를 변경함으로써 안테나들에 서로 다른 수의 안테나 소자들에 쉽게 맞출 수 있다. 어레이(140)에 안테나 소자들의 수를 고려하여 비교적 소수의 스플리터들을 구비한다.

도 8a는 안테나(148)의 상측 반에 안테나 소자들(148U1 내지 148U6)에 대해 네트워크(140)에 의해 생성된 구동 신호들의 벡터도로서, 위상 시프터들(146U1 내지 146L6)의 영향은 편의상 무시하였다. 160, 162, 164와 같은 수평 화살표, 수직 화살표 및 경사진 화살표는 각각 동상성분, 직교상 성분, 및 실제 안테나 신호 벡터들을 나타낸다. 166에서와 같이 원안의 숫자들 1 내지 6은 이웃한 신호 벡터들이 안테나 소자들(148U1 내지 148U6)에 각각 연관된 것을 나타낸다. 안테나(148)의 하측 반의 안테나 소자들(148L1 내지 148L6)에 대한 구동신호들을 위한 등가 벡터들(도시생략)은 각 수직 화살표(162)를 상향이 아닌 수평축들(168)로부터 하향으로 연장되게 함으로써, 즉 수평축들(169)에서 반사에 의해 신호 벡터들(164)의 각각의 미러 이미지들을 생성함으로써 얻어질 수 있다. 도 8a는 안테나(148)에 걸쳐 정확하게 점진적 위상을 갖는 안테나 소자 구동 신호들을 네트워크(140)가 생성함을 도시한 것이다. 틸트되었을 때 최대 허용가능한 사이드 로브 레벨에 대응하여 최대 틸트 각이 선택되었을 때, 안테나(148)의 최적의 수행이 얻어진다. 이때, 이러한 최대 틸트 각에서 선형 위상 프론트를 제공하게 스플리터 비들이 선택된다.

도 8b는 도 8a에 대응하는 완전한 벡터도로서 전체 안테나 어레이(140)에 대해 169와 같이 화살표들로 표시된 안테나 구동신호 벡터들을 도시한 것이다.

도 9 내지 도 12를 참조하면, 도 9는 2개의 동일 진폭의 전압들(Va, Vb) 간에 상대적 위상 시프트가 φ인 이들 전압들의 A 및 B 입력들을 수신하는 단일 180도 하이브리드(182)의 구성(180)을 도시한 것이다. 이들 전압들은 입력(184)에서 단일 전압 V을 취하고, 이를 186에서 2개의 동일 전압들로 분할하고 결과적인 전압들 중 하나를 가변 위상 시프터(188)를 통해 전달함으로써 얻어진다. 하이브리드(182)는 입력신호들(A, B)로부터 합 및 차 출력신호들(A+B, A-B)를 생성한다.

도 10은 벡터들 +A, +B, -B, A+B, A-B의 벡터도이고, 마지막 2개는 점선으로 표시되었다. A와 B가 동일하기 때문에, +A, +B, -B는 원(200)의 반지름으로서 도시될 수 있고, 이 원은 벡터들 +A, +B 및 A+B의 삼각형의 외접원이다. 벡터들 +B 및 -B는 동일하고 서로 대향되므로, 원(200)의 지름을 제공하며, 기하학에 의해서 직경은 원점 O와 같은 원 상의 다른 점들에서 직각을 이룬다. 그러나, 벡터들 A+B 및 A-B는 원점 O를 +B/-B 지름의 각각의 끝들에 연결하므로, +A와 +B 사이의 위상차 φ의 값에 관계없이 벡터들 A+B 및 A-B는 이들간에 직각을 이룬다(혹은 90도의 상대적 위상 시프트).

도 11은 A+B 및 A-B(점선)의 상대적 크기들이 이들의 상대적 위상차 φ가 -180도에서 +180도로 조정됨에 따라 어떻게 변하는가를 도시한 것으로, A+B는 0에 서 1에서 0으로 정현적으로 진행되고, A-B는 1에서 0에서 1로 여현적으로 진행된다. 도 12는 φ가 -180도에서 0에서 +180도로 조정됨에 따라 A+B 및 A-B(점선)의 위상들이 어떻게 변하는가를 도시한 것으로, A+B는 -90도에서 +90도로 진행되고, A-B는 처음에는 φ=-180도에서의 0에서 φ=0에서의 +90도로 가고 이어서 0을 통과할 때 갑자기 -90도로 시프트하고 그후에 φ=+180도로 서서히 변한다.

본 발명은 다음과 같이 전기적 틸트의 제어를 제공한다. 언급한 바와 같이, 도 6에서 각각의 안테나 소자(148U1, 등)에의 구동신호는 P+jQ으로서 표현할 수 있는 벡터이다. 입력벡터들(A, B)(혹은 전압들(Va, Vb)간의 위상차가 제로일 때, 즉, φ=0일 때, 모든 하이브리드들(100, 등)로부터의 차 출력 A-B는 도 11에 도시한 바와 같이 제로이다. 이에 따라, 안테나가 틸트되지 않았을 때 모든 안테나 소자들(148U1, 등)에의 구동신호들은 동일 위상, "틸트되지 않은" 위상, 및 P+jQ에서 Q=0이다.

A와 B 벡터들간의 위상차가 증가할 때, 도 11은 하이브리드들로부터의 차 출력들이 증가하고 합 출력들은 감소함을 보이고 있다. 그러므로, Q의 값은 증가하고 P의 값은 감소한다. 이에 따라, 각 안테나 소자(148U1, 등)에의 구동신호들의 위상각들이 변한다. 안테나 소자들에 걸친 점진적으로 증가하는 위상 프론트는 중심선(150)에 점진적으로 가까운 안테나 소자들(예를 들면 148U1/148L1)의 P에 대해 점직적으로 작은 값들을 갖게 하고 중심선(150)에서 점진적으로 멀어지는 안테나 소자들(예를 들면, 148U6/148L6)의 P에 대해선 점진적으로 큰 값들을 갖게 함으로써 달성된다. 그러므로, 안테나 구동전력의 조정(proportion)은 안테나(148)의 중 심에서 그의 단부들로 전송된다. 이것은 하이브리드들(110 내지 114)의 출력들의 적합한 연결에 의해 달성된다.

따라서, 도 5에서, 제1, 제2, 제3 하이브리드들의 중심 하이브리드(112)는 점선으로서 도시된 안테나 중심과 안테나(124)의 끝쪽의 소자들(124U3/124L3) 사이의 중간인 안테나 소자들(124U2, 124L2)에 공급하고, 다른 두 맨 좌측의 하이브리드들, 110 및 114, 각각은 A-B 차 출력들이 "교환되게(exchanged)", 즉 다른 하이브리드들(114 혹은 110)의 A+B 출력을 수신하는 제4 또는 제6 하이브리드(116 혹은 120)에 연결시킨다. 이러한 구성은 동상 파워(P 벡터 성분)을 중심에서 안테나(125)의 양단으로 옮겨지게 하에 점진적 위상 프론트를 달성한다.

도 11은 벡터들(A, B)간의 위상차가 양인지 아니면 음인지에 따라 180도만큼 하이브리드 차 출력들의 위상이 변경됨을 도시한 것이다. 이것은 안테나가 상향으로 틸트되었는지 아니면 하향으로 틸트되었는지에 따라 안테나에 걸쳐 점진적 위상 프론트가 확실하게 존재되게 한다.

기술된 본 발명의 실시예들은 180도 하이브리드들을 사용한다. 이들은 동일한 전체적인 기능을 얻도록 90도 위상 시프터들을 부가하여 예를 들면 90도의 '쿼드래처' 하이브리드들로 대치될 수도 있는데, 이것은 덜 실용적이다.

도 3 내지 도 12를 참조로 기술한 본 발명의 예들은 송신 동작에 관련해서 논하여졌다. 그러나, 모든 성분들은 가역적이며 이들 소자들은 또한 수신기들로서 동작할 수 있다. 하이브리드들 및 위상 시프터들은 가역적이며, 역으로의 스플리터들은 수신에서 필요로 되는 재결합기들이 된다.

Claims

복수 안테나 소자들(124U1 내지 124L3)을 구비한 안테나(124)를 포함하는 제어가능한 전기적 틸트(electric tilt)를 갖춘 위상 어레이 안테나 시스템에 있어서, 상기 시스템(40)은,

a) 2개의 베이시스 신호들간 가변의 상대적 지연을 이들 신호들에 제공하는 수단(46);

b) 상기 베이시스 신호들을 신호성분들로 분할하는 분할수단(106a, 106b);

c) 상기 신호 성분들을, 상기 상대적 지연이 가변함에 따라 가변하는 파워들을 갖는 변환된 성분들로 변환하는 위상-파워 변환수단(110 내지 114);

d) 상기 안테나(124)가 전기적으로 틸트되었을 때 안테나 소자(예를 들면 124U1)에서 안테나 소자(예를 들면, 124U2)로 상기 안테나(124)에 걸쳐 점진적으로 가변되고 상기 상대적 지연이 가변함에 따라 개별적으로 가변되는 위상들을 갖는 안테나 소자 구동신호들로, 상기 변환된 성분들을 변환하는 파워-위상 변환수단(116 내지 120)을 구비하는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템.
제1항에 있어서, 상기 위상-파워 변환수단은 신호성분들의 쌍들의 합들 및 차들을 제공하도록 구성된 복수의 하이브리드 무선 주파수 결합 디바이스들("하이브리드들(hybrids)")(110 내지 114)이고, 각 쌍은 두 베이시스 신호들 모두로부터의 신호 성분들을 갖는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템.
제1항에 있어서, 상기 위상-파워 변환수단은 신호성분들의 쌍들의 합들 및 차들을 제공하도록 구성된 복수의 180도 하이브리드들(110 내지 114)이고, 각 쌍은 두 베이시스 신호들 모두로부터의 신호 성분들을 갖는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템.
제3항에 있어서, 각 쌍은 동일 크기의 신호성분들을 갖지만, 각 쌍의 성분의 크기는 다른 쌍의 성분 크기와는 동일하지 않은 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템.
제3항에 있어서, 상기 하이브리드들은 제1 하이브리들(110 내지 114)이고, 상기 파워-위상 변환수단은 안테나 소자 구동신호들을 생성하도록 구성된 복수의 제2 하이브리드들((116 내지 120)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템.
제5항에 있어서, 상기 분할수단은 제1 분할수단(106a, 106b)이고, 상기 파워-위상 변환수단(116 내지 120)은 상기 합들 및 차들을 상기 제2 하이브리드들(144₄ 내지 144₉)에의 입력을 위한 성분들로 분할하도록 구성된 제2 분할수단(142c 내지 142h)을 포함하는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템.
제6항에 있어서, 상기 제1 분할수단(106a, 106b)는 상기 베이시스 신호들 각각을 3개의 신호성분들로 분할하도록 구성되는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템.
제6항에 있어서, 상기 제2 분할수단은 복수의 2웨이 스플리터들(142c 내지 142h)인 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템.
제1항에 있어서, 베이시스 신호 제공부터 안테나 소자들로 연장된 모든 경로들이 동일 수 및 유형들의 성분들을 포함하도록 구성되는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템.
다수의 안테나 소자들(124U1 내지 124L3)을 구비한 안테나(124)를 포함하는 위상 어레이 안테나 시스템(40)의 전기적 틸트를 제어하는 방법에 있어서,

a) 2개의 베이시스 신호들간 가변의 상대적 지연을 이들 신호들에 제공하는 단계;

b) 상기 베이시스 신호들을 신호성분들로 분할하는 단계;

c) 상기 신호 성분들을, 상기 상대적 지연이 가변함에 따라 가변하는 파워들을 갖는 변환된 성분들로 변환하는 단계;

d) 상기 안테나(124)가 전기적으로 틸트되었을 때 안테나 소자(예를 들면 124U1)에서 안테나 소자(예를 들면, 124U2)로 상기 안테나(124)에 걸쳐 점진적으로 가변하고 상기 상대적 지연이 가변함에 따라 개별적으로 가변되는 위상들을 갖는 안테나 소자 구동신호들로, 상기 변환된 성분들을 변환하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템(40)의 전기적 틸트 제어 방법.
제10항에 있어서, 상기 단계 c)는 신호성분들의 쌍들의 합들 및 차들을 제공하도록 구성된 복수의 하이브리드들(110 내지 114)을 사용하여 구현되며, 각 쌍은 두 베이시스 신호들 모두로부터의 신호 성분들을 갖는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템(40)의 전기적 틸트 제어 방법.
제10항에 있어서, 상기 단계 c)는 신호성분들의 쌍들의 합들 및 차들을 제공하도록 구성된 복수의 180도 하이브리드들(110 내지 114)이고, 각 쌍은 두 베이시스 신호들 모두로부터의 신호 성분들을 갖는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템(40)의 전기적 틸트 제어 방법.
제12항에 있어서, 각 쌍은 동일 크기의 신호성분들을 가지며, 각 쌍의 성분 크기는 다른 쌍의 성분 크기와는 동일하지 않은 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템(40)의 전기적 틸트 제어 방법.
제12항에 있어서, 상기 하이브리드들은 제1 하이브리들이고, 단계 d)는 상기 안테나 소자 구동신호들을 생성하도록 구성된 복수의 제2 하이브리드들(116 내지 120)을 사용하여 구현되는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템(40)의 전기적 틸트 제어 방법.
제14항에 있어서, 단계 b)에서 분할은 제1 분할이고, 제2 분할은 상기 합들 및 차들을 상기 제2 하이브리드들(116 내지 120)에의 입력을 위한 성분들로 분할하기 위해 단계 d)에서 구현되는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템(40)의 전기적 틸트 제어 방법.
제15항에 있어서, 상기 제1 분할은 상기 베이시스 신호들 각각을 3개의 신호성분들로 분할하는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템(40)의 전기적 틸트 제어 방법.
제15항에 있어서, 상기 제2 분할은 복수의 2웨이 분할들인 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템(40)의 전기적 틸트 제어 방법.
제10항에 있어서, 안테나 소자들(124U1 내지 124L3)로의 베이시스 신호 제공부터 연장된 모든 경로들은 동일 수 및 유형들의 성분들을 포함하는 것을 특징으로 하는, 위상 어레이 안테나 시스템(40)의 전기적 틸트 제어 방법.