NO159228B - Transmisjonssystem og datamodem. - Google Patents

Description

Denne oppfinnelse angår generelt transmisjonssystemer og nærmere bestemt et transmisjonssystem for overføring av data eller digitalisert analog-informasjon fra en sender til en mottager. Oppfinnelsen omfatter også et datamodem med til-svarende sender og mottager. Senderen er av den art som har en konvolusjonskoder og en signal-kartlegningsinnretning forbundet med denne for å frembringe et to-dimensjonalt kodet utgangssignal og har en serie-til-parallell-omformer som frembringer n binære utgangssignaler hvorav ett mates til konvolusjonskoderen som avgir to binære utgangsbits som kombineres med de n-1 resterende bits og mates til signal-kartlegningsinnretningen for å avstedkomme det to-dimensjonale kodede utgangssignal. Mottageren er av den art som har en konvolusjonsdekoder med dekoding av typen "myk beslutning" forbundet med en rekke reverskartlegnings-eller avbildningsinnretninger for å frembringe utgangsdata, og som har en serie-til-parallell-omformer som av inngangssignalet frembringer en strøm av parallelle inngangssifre, hvilken konvolusjons-dekoder omfatter en Viterbi-algoritmedekoder som opererer på et antall av de parallelle inngangssifre for å frembringe binærsifre som er analoge med de binærsifre som frembringes av konvolusjonskoderen.

Informasjon blir således overført ved hjelp av en kode som omfatter redundans for å tillate feilretting ved "myk beslutning"

(soft decision) i mottageren.

Hensikten med oppfinnelsen er å tilveiebringe et datatransmisjonssystem og -modem som passer for digitale data eller digitalisert analog kommunikasjon ved en gitt transmisjonsrate, og med en meget lavere feilrate ved et gitt signal/støy-forhold enn for et system som ikke benytter redundans.

I en artikkel i "IBM Technical Disclosure Bulletin", vol.

9 nr. 5, okt. 1976, er det beskrevet et transmisjonssystem som har en sender (binær-kilde) og en mottager (bruker), hvor det benyttes konvensjonell koding og dekoding. Dekodingen skjer ved hjelp av en konvensjonell dekoder basert på myk beslutning og anvendelse av en Viterbi-algoritme.

Noe mer interessant i denne sammenheng er imidlertid bri-tisk patent 1572670 som omhandler et datatransmisjonssystem hvor overføringen av data skjer ved hjelp av et todimensjonalt kodet signal avledet fra en signalkartleggings-innretning (mapping device). Dette patentskrift viser ikke hvordan fasekorreksjon foretas, men dette antas å skje på konvensjonell måte, med utførelse av fase-"korreksjon" når en forutbestemt feiltelling blir oppnådd. I slike kjente systemer kan fase-"korreksjon" forekomme selv om en høy feilrate er resultatet av linjestøy. Ved dårlig linjekvalitet kan dette føre til kontinuerlig rotasjon av klokkefasen.

Foreliggende oppfinnelse overvinner dette problem i korthet ved å bestemme om symbolfeil skyldes klokkefasefeil eller linjeforringelse.

Nærmere angivelser av det her omhandlede transmisjonssystem og datamodem samt de nye og særegne trekk ved disse er opptatt i patentkravene.

Oppfinnelsen vil i det følgende bli beskrevet under henvisning til eksempler som illustrert på tegningene, hvor: Fig. 1 viser et blokkdiagram av en kodingsseksjon i en sender som inngår i systemet ifølge denne oppfinnelse, Fig. 2 viser dekodingsseksjonen av en mottager for mottaging og dekoding av signalene fra senderen i fig. 1, Fig. 3 viser konvolusjonskoderen for senderen i fig. 1, Fig. 4 viser et gitterdiagram (trellis diagram) av konvolusjonskoderen, og illustrerer mulige overganger, Fig. 5 viser signalroms-kartdiagram for dekodingsprosessen, Fig. 6 viser et eksempel på et gitterdiagram som viser beregningen av verdier i gitter-utviklingsprosessen, Fig. 7 viser Viterbi-dekodingsprosessen i et feilfritt tilfelle,

Fig. 8 viser Viterbi-dekodingsprosessen med en feil.

Fig. 9 viser den inkrementelle verdisettingsprosess ifølge denne oppfinnelse, Fig. 10 viser et diagram av verdier for en av de åtte bits koordinatene fra korreksjonsenheten (se fig. 2), og viser også sendte nivåer. Figurene lia og 11b viser i rekvantifiseringsprosessen henholdsvis normal posisjon og revidert posisjon av tersklene etter rekvantifisering,

Fig. 12 viser C-punkt-kartleggingsprosessen,

Fig. 13 viser et flytdiagram av den feilrettingsprosessen som utføres i mottakeren i fig. 2.

Modera-senderen som vist i fig. 1 omformer grupper på 6 data-bit til symboler, som hvert kan få en av 64 verdier. Kvadratur-amplitudemodulasjon blir benyttet, og de sendte punktene i det komplekse signalrom blir arrangert i et 8 x 8-blokk-gitter. Feilrettingskoden omformer grupper på fem data-bit til grupper på seks bit som så blir omformet til koordinater i det komplekse signal-rom. I dekodingsprosessen som utføres i mottakeren i fig. 2, blir redundansen utnyttet til å få ut gruppene av 5 data-bit fra de mottatte sett av koordinater. Feilrettings-modemet har en bruker-datarate på 13,3 kb/s. Om ønskelig kan andre data-rater benyttes med egnet modem-konstruksjon. Data blir mottatt ved terminalen 10 i serieform, og blir av serie/parallell-omformeren 12 omformet til parallell-fem-bit dataord.

Omformingen av 5-bit dataord til 6-bit ord blir oppnådd

ved å la de fire mest signifikante bit, X5 t.o.m. X2, passere uendret og ved å benytte en 1/2-rate-konvolusjonskoder 14 (se fig. 3) til å omforme den minst signifikante databit XI til de to minst signifikante bit av et 6-bit ord (se fig. 3). 6-bitordene blir kartlagt (mapped) inn i det 64-punkts komplekse signalrommet med kartleggingsinnretningen 16 i henhold til kartleggingen (mapping) som vist i fig. 5, og blir overført til linjen av modulatorene (ikke vist). Kartleggingsinnretningen 16 kartlegger bit YQ t.o.m. til koordinatene I, Q som vist i fig. 5. Hver koordinat blir sendt som en 4-bit kodet amplitude. Dette prinsippet kan utvides til for eksempel 7-bit dataord ved å la de 6 mest signifikante bit passere uendret og å bruke en konvolusjonskoder på den siste bit. Andre typer kon-volus jonskoding kan benyttes, for eksempel en 2/3-rate-koder som opererer på de to minst signifikante bit. En kan også benytte andre kartleggingskonfigurasjoner, f.eks. likesidet trekant, rombe eller sekskant.

I dekodingsprosessen som blir utført i dekoderen i fig. 2 blir myk-beslutning-informasjon fra demodulator og korreksjons-enhet (ikke vist) brukt av Viterbi-algoritme-detektoren 20 til å avgjøre hvilket sett av to konvolusjonskodede bit (Y-j^ og YQ) mest sannsynligvis var sendt. De to korrigerte bit blir brukt til å sette opp terskel-nivåer mellom de 16 punkter avsatt for disse to bit. Regionen hvori det mottatte punkt ligger avgjør hvilke av de 16 som sannsynligvis ble sendt. Herfra blir det kodede 6-bit ord funnet ved å bruke det "omvendte kartleggings"-apparat 22. 5-bit data-ordet blir nå funnet som vist i fig. 2.

Ytelsen av feilrettingskoden kan teoretisk forventes å bli som følger:

Teorien viser at sannsynligheten for et feiltilfelle i denne feilrettingskode skulle nærme seg følgende asymptote med økende signal/støy-forhold dersom et ubegrenset antall bit av typen "myk beslutnina" var tilaienaelia:

hvor do er minimumsavstanden mellom sendte punkter i 64-punkts-rommet,

2

a er støyvariansen pr. dimensjon av signalrommet,

Q {x} er Gauss's feilsannsynlighetsfunksjon.

For 16 kb/s ukodet modus,

N og N2 er konstanter som ikke er svært forskjellige fra hverandre. Fra det ovenstående kan en se at teoretisk maksimum kodingsgevinst av 13,3 kb/s kodet over 16 kb/s ukodet er omkring 6 dB.

En annen modus ble brukt for sammenligning: 13,3 kb/s ukodet. For denne modus ble de innerste 32 punkter av 64-punktrommet sendt. Kodingsgevinsten av 13,3 kb/s ukodet over 16 kb/s ukodet er omtrent lik forholdet mellom deres gjennom-snittlige signalstyrker for en gitt avstand mellom de nærmeste punkter, og er omtrent 3,2 dB.

Den teoretiske maksimum kodingsgevinst av 13,3 kb/s kodet over 13,3 kb/s ukodet er derfor (6 - 3,2) = 2,8 dB.

Senderen i fig. 1 er arrangert for å sende 5 databit pr. symbol ved 13,3 kb/s. I virkeligheten blir 6 bit tatt med for videreoverføring. Det 6te bit er den redundans som er nødvendig for Viterbi-algoritmen. For å gi feilretting blir derfor fem databit avbildet på et sett-av 6 bit ved å overføre de 4 mest signifikante bit uendret og å generere 5te og 6te bit ved konvolusjonskoding av den minst signifikante bit i ukodet domene. Kretsen som utfører denne operasjon er vist i fig. 3. Virkemåten av konvolusjonskoderen kan best forstås ved å se

på et eksempel:

Denne sekvens kan også utledes ved bruk av gitterdiagrammet i fig. 4. Begynn ved strømnode 0 og følg overgangene i henhold til om 0 eller 1 er mottatt. Husk å gå tilbake til utgangspunktet på samme nivå som strømnoden hver gang en overgang har funnet sted og og et relevant utgangssegment Y^Yq er blitt notert.

Ved referanse til fig. 1 kan en se kartleggings-PROM 16

som avbilder 6-bitordene på signalkonstellasjonen. Det brukte system deler 6-bitordene i to seksjoner. De to konvolusjonskodede bit Y-^Yg er C-punktene (CO, Cl-, C2, C3) som er vist gjentatt i gitterstrukturen i fig. 5. De fire mest signifikante bit definerer den gitterblokk hvori et C-punkt ligger. Avbildning eller kartlegging (mapping) er av typen to-dimen-sjonel Gray.

Ved mottakeren som vist i fig. 2 definerer I- og Q-koordinatene av de mottatte symbol hvilket C-punkt som er an-kommet. Når dette er etablert, genererer Viterbi-algoritmen i blokk 20 gitterdiagrammet i revers. Viterbi-algoritmens prin-sipp illustreres ved først å tenke seg dekoding av typen "hard beslutning" i stedet for "myk beslutning" som blir brukt i virkeligheten. Hver strømnode har to overganger som kommer til den. Når et dibit Y^Yq mottas bestemmer algoritmen hvilken overgang som var mest sannsynlig ved å beregne verdier for hver overgang. Dette blir gjort for alle fire nodene, og ender med 4 sett overganger, en for hver node. Verdiene består av to komponenter; nodeverdien ved utgangspunktet pluss den inkremen-tene verdi som er lik Hamming-avstanden mellom overgangskoden og det mottatte Y^Yg-dibit. Verdien blir utregnet for begge overganger, og overgangen med lavest verdi blir valgt. På denne måten utvikles et nettverk av overganger. Fig. 6 viser dekodingsprosessen. Legg merke til at hvis to overganger gir den samme nye verdi kan en 'av dem velges tilfeldig.

For å finne X1 fra gitterdiagrammet må man følge tilbake

en vei som består av de valgte overganger over L symboler hvor L er den lengden som skal ettersøkes/ Veien begynner ved strømnoden med lavest verdi. L'te overgang gir det X^-bit som en regner med ble sendt.

Fig. 7 viser gitterdiagrammet med verdier.

I fig. 8 er med vilje innlagt en feil i et dibit for å

vise hvordan Viterbi-algoritmen behandler en slik feil. Veien er den samme i begge tilfeller, på tross av feilen.

Under feilforhold kan nodeverdier vokse til store absolutte verdier. For å motvirke dette utføres en normalisering etterat hvert sett av nodeverdier er beregnet. Den minste verdi blir trukket fra de 4 verdier. Et eksempel på dette trekk er vist i fig. 8.

Med det mottatte gitterdiagram satt opp, kan den antatte X^-bit finnes ved å følge den tykke linje. I dette eksempel brukes en søkelengde på 6 for enkelhetens skyld. Etter hvert som flere symboler ankommer blir gitterdiagrammet kontinuerlig bygget opp på samme måte, og X^-verdien for 6 symboler siden blir trukket ut.

I software-utførelsen blir ikke Hamming-avstander brukt. C-punktene i signal-konstellasjonen kommer opp i grupper på 4. Hver symbolposisjon kan således bli forbundet med de fire C-punktene Cq C, C2 enten innenfor en gitterblokk eller over-lappende to eller flere blokker etter hvor symbolets posisjon er i IQ-planet. Så, istedenfor inkrementell verdiberegning basert på Hamming-avstander, tar man kvadratet av den geometriske distanse mellom det ønskede punkt og det relevante par av C-punkter ( = overganger) som vist i fig. 9.

I mottakeren blir I- og Q-koordinatene lagret som 8 bit-ord, som gir god oppløsning. Bit 0, 1, 2 vil bli kalt myk beslutning-bit som gir avstanden i forhold til C-punktene. I praksis blir bit 0-3 fra I- og Q-koordinatene brukt til å generere en 8-bit adresse for en referansetabell som lagrer de inkrementelle verdier. Se fig. 10 for en tabell over koordinat-verdier. Bit 3t 4 og 7 er hard beslutning-bit som definerer entydig hvert av de 8 nivåer. Igjen blir et gitter bygget opp, og dekoding ut-

føres på samme måte som i eksemplet ovenfor.

Et ekstra trekk er rekvantifiseringsprosessen vist i fig.

11. Dette er en prosess hvori hard-beslutningstersklene,

dvs. de strekete linjer, flyttes slik at det mottatte koordinat og det dekodede C-punkt forbundet med det ligger i samme blokk, og hvor C-punktene 'danner hjørnene av blokken.

Se på følgende illustrerende eksempel: Fig. 11 viser en mottatt symbolposisjon Rx og det valgte C-punkt CC. For å sikre at blokken dekker begge punktene må de horisontale Q-linjene flyttes opp l/2d. Med andre ord, l/2d må trekkes fra Q-koordinatverdien. På lignende måte flyttes de vertikale linjene l/2d til venstre.

Den harde beslutning kan nå tas ved å lese av kodene Y2Y3Y4Y5 som i fig. 5. Dette gir 4 bit av mottatt informasjon. De resterende to bit er de kodede verdier for det valgte C-punkt, dvs. Y1YQ dibit.

Ved utgangen av mottakerens ekvaliseringssats (ikke vist i fig. 2) er tilgjengelig en digitalt kodet versjon av I- og Q-koordinatene for hvert symbol. Åtte bit (de viktigste bit) blir fremlagt for den mikroprosessor-baserte krets. Mottakerens hardware omfatter en 8085A mikroprosessor med tilhørende IC'er 8155, 8212 og 2716. 8155 er en I/O styrekrets konfigurert som to programmerbare 8-bit I/O-porter (PA + PB) og en programmerbar 6-bit I/O port (PC). I- og Q-koordinatene blir matet henholdsvis til portene PA og PB, mens PC avgir de dekodede men ikke "de-mappede"-symbolene.

Software-utførelsen av Viterbi-algoritmen omfatter en rekke funksjoner som beskrevet i fig. 13.

Første oppgave for mikroprosessoren er å initialisere lagersteder og å laste konstantene i de relevante lagersteder. Konstantene er 1) SCHLNG (L) som er det antall overganger som benyttes i gitterdiagrammet, 2) COUNT som er det antall etter-følgende symboler hvori feil er talt før feiltelleren er til-bakestilt; ekvivalent med integrering 3) MAXCNT som er den feilterskel som bestemmer når algoritmen utfører en 90 rotasjon på den mottatte IQ-vektor. Et trekk i tillegg til standard Viterbi-algoritme er software som roterer den mottatte vektor hvis det konstateres at Viterbi-prosessen slår feil i uforholds-messig høy grad. Da det ikke er rotasjons-symmetri eller differensiell koding i FEC-signalstrukturen, ville en permanent uønsket rotasjon på det demodulerte signal resultere i et sammenbrudd av Viterbi-dekodingsaksjonen. Når en slik til-stand oppdages er mikroprosessoren programmert til å legge til et 90° faseskift til IQ før dekodingen blir utført. Dette oppnås med detektor 30 som mottar inngangssignaler fra re-kvantif iseringsenhet 23 og forsinkelsjesblokkene 24 og 26. Ut-gangssignalene fra detektor 30 kontrollerer rotatorene 3 2 og 34 som utfører roteringen av I- og Q-kanalsignalene fra ekvaliseringssatsen før dekoding. Dersom dette ikke korrigerer den høye feilraten blir ytterligere 90° faseroteringer benyttet inntil tilfredsstillende dekoding oppnås. Under ideelle forhold skulle det ikke være noen faserotasjon mellom sender og mottaker. Det parameter som overvåkes for å gjøre det mulig å oppdage slike uønskede forhold, er sammenligningen mellom det dibit som er tildelt det dekodede C-punkt (eller overgang) og det dibit som utformes ved sammenkjeding av bit 3 fra toer-komplement-representasjonen av de forsinkede I- og Q-koordinater. Denne teknikk vil bli ytterligere nevnt senere.

Tilbake til flyt-diagrammet i fig. 13; Blokk B setter

opp rotasjonsmatrisen for 0°, dvs. ingen rotasjon. Dette er selvfølgelig det forhold en sannsynligvis oftes finner i praksis .

På grunn av støy og andre uønskede forhold er det mulig

at den mottatte amplitude vil ligge utenfor det område som er indikert i fig. 10. Dette blir rettet ved å begrense verdien til +7 eller -7 som gitt i blokk F.

For hver strømnode er inkrementelle verdier utledet ved

å regne med den geometriske avstand mellom det mottatte punkt og to av de fire nærliggende C-punkter i signalkonstellasjonen. Det par av C-punkter for hvilke verdien blir beregnet, be-stemmes av informasjonen vist i gitterfiagrammet, fig. 6. Variablene DCO, DCl, DC2, DC3 inneholder de inkrementelle verdier for C-punktene henholdsvis CO, Cl, C2, C3. DCl er innholdet av en referansetabell-adresse, LOOK, som utformes ved å kombinere de 4 minst viktige bit av I- og Q-koordinatene og gir en 8-bit adresse. De øvrige inkrementalverdier er funnet ved å invertere den ene, den annen eller begge halvdeler av LOOK,

og å bruke dette modifiserte 8-bitord som referansetabell-adresse.

De nye verdier (NSQ_3) kan nå beregnes ved å addere inkrementelle verdier til de tidligere utregnede for strøm-opp-rinnelsen, på samme måte som i eksemplet gitt tidligere. Siden det er to mulige overganger-for hver strømnode, blir den overgang som gir minst verdi (antyder større sannsynlighet) valgt i hvert tilfelle.

Alle disse informasjoner med referanse til gitterdiagrammet blir lagret i sirkulære lister av lengde L. For bekvemmelighet er L lik 2 M hvor N er et helt tall, Hver node er tildelt to slike lister for lagring av overgangen og utgangspunktet. Oppdatering eller skiftregister-aksjon er oppnådd med et peker-system.

I stedet for å skifte innholdet av et lagersted til det neste lagersted for hvert sted i listen, som i et skiftregister, blir begynnelsen og slutten av det ekvivalente skiftregister merket med en peker-adresse som er inkrementert en gang for hvert skift av skiftregisteret. For å unngå bruk av lagersteder hvis adresser inkrementeres ubegrenset, er peker-adressen inkrementert "modulo L" (=2 N) slik at alle lagerstedene er inneholdt i en liste av størrelse L. Følgelig kan samme adressen brukes til å ta ut informasjon fra utgangen og å lagre nye informasjoner ved inngangen. Det samme pekersystem blir brukt til å gi inngangs- og utgangsadresser for de to koordinat-lister. Blokk J refererer til denne del av programmet.

For hver symbolperiode blir den ventede overgang, L symboler siden, beregnet ved å begynne med den strømnode som har minst verdi, og derfra følge et spor L symboler bakover. Den endelige overgang som krysses blir tatt for å være det C-punkt (overgang) som antas å ha blitt sendt. Blokkene K og L dekker denne operasjon.

Metoden hvormed gittersporet blir fulgt L symboler tilbake er som følger: Med referanse til fig. 7: Første adresse i den sirkulære utgangspunkt-liste for strømnoden med lavest verdi 3Q inneholder den beregnede forutgående node, kjent som strømmens utgangspunkt. La oss anta at strømmens utgangspunkt er node -Z^. Den neste forutgående node, er lagret i annen adresse av utgangspunkt-listen for node 8^. Neste forutgående node 3^ blir lagret i tredje adresse i utgangspunkt-listen for node Bj* Når den endelige node ZL er funnet, gir den endelige adresse i overgangslisten for noden den ønskede utgangs-overgang TL <=><V>1<Y>2. Dette er vist i tabellen nedenfor. Denne frem-gangsmåte eliminerer behovet for å overføre overlevende spor-sekvenser fra ett lagersted til et annet, noe som er under-forstått i de fleste beskrivelser av Viterbi-algoritme-utførelse. Overføring av store mengder data fra et lagersted til et annet er tidkrevende, og bør unngås om mulig, når prosesstiden av stor betydning, som i dette tilfelle. ;Som tidligere beskrevet omfatter algoritmen en overvåknings-trekk for falsk rotasjon. ;Det parameter som benyttes til å sjekke hvorvidt mottakeren opererer i feil fase er resultatet av sammenligningen mellom det dibit som er tildelt et C-punkts posisjon og det dibit som ;i ;skapes av bit 3 av I- og Q-koordinatene, dvs. er Y^Yq = ^O^? C-punkt kartleggingen er arrangert som avbildet i fig. 12. Hensikten med denne kartlegging er å translere settet av C-punkt-koder over i et annet sett som representerer deres virkelige ;i i ;fysiske posisjon Y^YQ. Det er klart at en ikke alltid kan benytte et slikt parameter, da det bare er gyldig etter at Viterbi-systemet har stabilisert seg. Parameteret bør derfor ikke overvåkes mens de første L symboler mottas. Dette er funksjonen av blokkene M og N. ;Når fasen er korrekt, er Y-^■ Yq i = I3<Q>3- Etter kartleggings-og-sjekkeprosessen er ferdig i blokkene 0 og P, undersøker programmet det område hvori de mottatte koordinat ligger. Ko-ordinatet blir tatt i betraktning bare hvis det ligger innenfor et lite område rundt ef punkt. Denne sikkerhetsforan-staltning er nødvendig for å minimalisere støy som forårsaker falske feiloppdateringer til feiltelleren. ;Symbolfeil forårsaket av støy er *i alminnelighet resultat av at det mottatte symbol's koordinater ligger utenfor det lille området. Symbolfeil forårsaket av rotasjon er resultatet av at det mottatte symbol<1>s koordinater ligger nøyaktig på et ideelt punkt. Det skjelnes således mellom symbolfeil som opp-står på grunn av disse to årsaker.

I blokk S er symbolfeil-raten sjekket hver symbolperiode. Skulle terskelverdien bli oppnådd blir rotasjonsmatrisen opp-datert ved hjelp av blokk E. Ellers fortsetter programmet til blokk W, hvor 6-bitordet blir utledet ved å trekke 2 bit fra I, 2 bit fra Q og 2 bit som brukes for C-punkt kode-definisjon, dvs. Ig^QgQ^Yo.

Konvolusjonsdekoding må så utføres på Y^Yq. I kretsen blir dette lett utført ved å ignorere det nest minst viktige bit. Merk at i fig. 3 er YQ bare forsinket med en forsinkelses-enhet. Med andre ord, hvis Y2 t.o.m.' Y^ forsinkes med en enhet og så henges på YQ, oppnår en det opprinnelige 5-bitord.

Avkarting av de 4 viktigste bit er utført ved bruk av et logikk-arrangement med eksklusiv-ELLER-porter i krets 22. En latch-krets gir den nødvendige 1-symbol forsinkelse for å bringe bit YQ på linje med bit Y2 t.o.m. Y^. 5-bitordet blir omformet til en serie-datastrøm med parallell-til-serie-omformeren før det blir "descrambled", og den resulterende datastrøm sendt ut.

Claims (7)

1. Transmisjonssystem for overføring av data eller digitalisert analog-informasjon fra en sender til en mottager, hvor senderen er av den art som har en konvolusjonskoder og en signal-kartlegningsinnretning forbundet med denne for å frembringe et to-dimensjonalt kodet utgangssignal og har en serie-til-parallell-omf ormer som frembringer n binære utgangssignaler hvorav ett mates til konvolusjonskoderen som avgir to binære utgangsbits som kombineres med de n-1 resterende bits og mates til signal-kartlegningsinnretningen for å avstedkomme det to-dimensjonale kodede utgangssignal, og hvilken mottager er av den art som har en konvolusjons-dekoder med dekoding av typen "myk beslutning" forbundet med en reverskartlegnings- eller avbildningsinnretning for å frembringe utgangsdata, og som har en serie-til-parallell-omformer som av inngangssignalet frembringer en strøm av parallelle inngangssifre, hvilken konvolusjons-dekoder omfatter en Viterbi-algoritmedekoder som opererer på et antall av de parallelle inngangssifre for å frembringe binærsifre som er analoge med de binærsifre som frembringes av konvolusjonskoderen , karakterisert ved at mottageren omfatter en kombineringsinnretning innrettet til å kombinere utgangs-binærsifrene fra Viterbi-algoritmedetektoren med de gjenværende sifre fra serie-til-parallell-omformeren, en rekvantifiserings-krets som er påvirkbar av inngangs-binærsifrene fra kombinerings-anordningen for å bestemme det mest sannsynlige koordinatsett for hvert utsendt punkt i det to-dimensjonalt kodede signal, at mottageren videre omfatter en fase-uklarhetsdetektor og - korrektor forbundet med rekvantifiseringskretsen og som anvender utgangs-binærsifrene fra Viterbi-algoritmedetektoren til å utlede en falsk-overgangs-rate på et gitterdiagram, hvilken fase-uklarhetsdetektor omfatter en anordning innrettet til å bevirke rotasjon av det innkommende signal når en terskelfeilrate i en feilratetelling i denne blir overskredet, og faseuklarhetsdetektoren videre omfatter en anordning som er påvirkbar av en distansemåling for mottagerpunktet fra et gitt kartlegningspunkt, for å diskriminere mellom falske overganger bevirket av støy og falske overganger bevirket av fase-uklarhet, hvilken fase-uklarhetsdetektor oppdaterer feilratetellingen bare når en falsk overgang skyldes fase-uklarhet.

2. Transmisjonssystem ifølge krav 1, karakterisert v ed at senderen omfatter en serie til parallell-omformer som frembringer n binære utgangssignaler, og at konvolusjonskoderen mottar m av de binære utgangssignaler (m>n) og anvender de nevnte m sifre til å frembringe 2m binære utgangsbits som blir kombinert med de n-m resterende bits og matet til signalkartleggings-innretningen for å frembringe det todimensjonale kodede utgangssignal.

3. Transmisjonssystem ifølge krav 1 eller 2, karakterisert ved at signalkartleggings-innrétningen frembringer sendesignaler som omfatter fire-bits koordinater i fase-kvadratur som mates til modulatorens Q-kanal, og modulatorens utgang er senderens utgang.

4. Transmisjonssystem ifølge krav 1, karakterisert ved en hukommelse innrettet til å lagre to sirkulære"lister av lengde L med informasjon for hver av de fire noder, hvorav en liste lagrer suksessive utgangspunkter og den andre listen lagrer korresponderende overganger.

5. Transmisjonssystem ifølge krav 4, karakterisert ved at listene lagrer informasjon vedrørende gitterdiagrammet på slik måte at ønsket utgangsinformasjon hentes ved å følge en vei tilbake gjennom den nevnte hukommelse uten behov for å over-føre hele det relevante innhold av denne.

6. Transmisjonssystem ifølge krav 4, karakterisert ved at respektive skiftregistre eller deres ekvivalenter lagrer listene, og at begynnelsen og slutten av hvert ekvivalent skiftregister er merket med en pekeradresse som blir inkrementert en gang for hvert skift av skiftregisteret, hvilken pekeradresse blir inkrementert modulo L (=2<N>) for å unngå bruk av lagersteder hvis adresser inkrementeres ubegrenset, og slik at alle lagersteder inneholdes i en liste av størrelse L, hvorved den samme adresse kan brukes til å trekke ut informasjon.

7. Datamodem omfattende en sender og en mottager hvilken sender er av den art som har en konvolusjonskoder og en signal-kartlegningsinnretning forbundet med denne for å frembringe et to-dimensjonalt kodet utgangssignal og har en serie-til-parallell-omf ormer som frembringer n binære utgangssignaler hvorav ett mates til konvolusjonskoderen som avgir to binære utgangsbits som kombineres med de n-1 resterende bits og mates til signal-kartlegningsinnretningen for å avstedkomme det to-dimensjonale kodede utgangssignal, og hvilken mottager er av den art som har en konvolusjons-dekoder med dekoding av typen "myk beslutning" forbundet med en reverskartlegnings- eller avbildningsinnretning for å frembringe utgangsdata, og som har en serie-til-parallell-omformer som av inngangssignalet frembringer en strøm av pårallellé inngangssifre, hvilken konvolusjonsdekoder omfatter en Viterbi-algoritmedekoder som opererer på et antall av de parallelle inngangssifre for å frembringe binærsifre som er analoge med de binærsifre som frembringes av konvolusjonskoderen, karakterisert ved at mottageren omfatter en kombineringsanordning innrettet til å kombinere utgangs-binærsifrene fra Viterbi-algoritmedetektoren med de gjenværende sifre fra serie-til-parallell-omformeren, en rekvantifiserings-krets som er påvirkbar av inngangs-binærsifrene fra kombinerings-anordningen for å bestemme det mest sannsynlige koordinatsett for hvert utsendt punkt i det to-dimensjonalt kodede signal, at mottageren videre omfatter en fase-uklarhetsdetektor og korrektor forbundet med rekvantifiseringskretsen og som anvender utgangs-binærsifrene fra Viterbi-algoritmedetektoren til å utlede en falsk-overgangs-rate på et gitterdiagram, hvilken fase-uklarhetsdetektor omfatter en anordning innrettet til å bevirke rotasjon av det innkommende signal når en terskelfeilrate i en feilratetelling i denne blir overskredet, og fase-uklarhetsdetektoren videre omfatter en anordning som er påvirkbar av en distansemåling for mottagerpunktet fra et gitt kartlegningspunkt, for å diskriminere mellom falske overganger bevirket av støy og falske overganger bevirket av fase-uklarhet, hvilken fase-uklarhetsdetektor oppdaterer feilratetellingen bare når en falsk overgang skyldes fase-uklarhet.