NO863764L - Dynamisk systemanalyse i et vibrerende straaleaksellerometer. - Google Patents

Description

Den foreliggende oppfinnelse vedrører krets for analysering av dynamisk system og nærmere bestemt anvendelsen av denne krets på et vibrerende bjelkeakselerometer ("VBA"). Kretsen analyserer et par frekvenser som er relatert til naturlig frekvens som en funksjon av en kraft anvendt på et VBA til å approksimere:

Uttrykket "system" er definert som en sammenstilling av objekter som er forenet ved en eller annen form for samvirke eller innbyrdes avhengighet. For et dynamisk system er der den tilføyede begrensning at samvirket eller samavhengigheten vil variere med tid. Denne dynamiske oppførsel er blitt kjennetegnet ved å observere disse forhold, innbefattende forholdet mellom frekvens og naturlig frekvens:

hvor W er en frekvens, Wner en naturlig frekvens, K er en konstant, og T er kraft, eksempelvis spenningen i en vibrerende bjelke. Kjennetegnelsene for variablene er typiske innenfor den mekaniske ingeniørkunst. Ligningen er blitt anvedt på et bredt område av dynamiske systemer, og en grunnleggende beskrivelse av dette fenomen kan finnes i Norman H. Beachley og Howard L. Harrison, "Introduction to Dynamic Systems" (1978). Som anvendt på et VBA, blir forskjellen i to frekvenser anvendt til å beregne T, som så anvendes til å beregne akselerasjon og hastighet. Eksempelvis kan akselerasjon defineres til å være lik konstanten K ganger forskjellen i to frekvenser (¥^-¥2).

Ved konstruering av krets til å analysere forholdene i ligning 1, har et grunnleggende problem vært den ulineære natur i ligningen. Det har alltid vært antatt at virkningene av denne ulinearitet kunne overvinnes ved å anvende en datamaskin til å foreta lineære beregninger og så kompensere for feilen bevirket av ulieariteten. Imidlertid frembringer nærværet av høye vibrasjonsnivåer en sterk forspenning som normalt gjør datamaskinen kompensering vanskelig og upålite-lig. Dette skyldes at forspenningen bestemmes av det harmoniske innholdet i vibrasjonen og datamaskingjentakelse er sakte sammenlignet med høyere vibrasjonsfrekvenser.

Ved praktiske anvendelser, slik som et VBA, bevirker nærværet av meget høye vibrasjonsnivåer, alvorlig akselerasjon og ul inear i teten en stor statisk feil i akseleras j onsjitmat-ningen. Denne akselerasjonsfei 1 kan ikke reduseres ved datamaskinkorrigering for tilfeller hvor vibrasjonsfrekvensen er større enn en halvpart av datamaskinsamplingfrekvensen. Hvis vibrasjonsnivået blir observert separat, og dets bølgeform er kjent, er korrigering mulig. Imidlertid ville denne løsning synes å kreve bruken av et flertall av ytterligere akselerometre for avføling. Således har anvendelsene av slike dynamiske systemanalysekretser vært alvorlig begrenset.

Det er et formål med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe en anordning og en fremgangsmåte for mer nøyaktig å analysere ovennevnte forhold.

Det er et annet formål med den foreliggende oppfinnelse å tilveiebringe en anordning og fremgangsmåte for linearisering av de ovennevnte forhold.

Det er et ytterligere formål ved den foreliggende oppfinnelse å redusere mengden av feil som opptrer ved slik analyse, særlig syklisk feil.

Det er nok et annet formål med den foreliggende oppfinnelse å anvende en slik anordning og fremgangsmåte i et VBA.

Andre formål og fordeler ved den foreliggende oppfinnelse vil fremgå av den etterfølgende sammenfatning, tegningene samt den detaljerte beskrivelse av oppfinnelsen og dens foretrukne utførelsesform.

De for oppfinnelsens kjennetegnende trekk vil fremgå av de etterfølgende patentkrav.

Selv om anvendelsen av denne krets er betydelig bredere enn dens bruk i et VBA, anvendes denne anvendelse til å angi en best-modus og en måte for realisering av oppfinnelsen.

Et VBA består av to bjelker. Hver bjelke er plassert mellom en montering og, typisk en pendelmasse. Bjelkene er orien-tert i motstående retninger. Bjelkene består av et piezo-elektrisk materiale, eksempelvis quartz, som frembringer en mekanisk påkjenning når den utsettes for en spenning. En spenning pulses til hver quartz-bjelke til å frembringe en oscillasjon. Bevegelse av nevnte VBA i en retning som tilsvarer lengden av bjelkene påvirker pendelmassen, hvorved bevirkes en endring i oscillasjonene. Disse endringer måles og anvendes til å beregne akselerasjon.

Med hensyn til generelle anvendelser som involverer ligning (1), er terskelproblemet å linearisere et forhold som typisk analyseres som et ulineært problem. Ved kvadrering av ligning (1) og analysering av to frekvenser og W2som korresponderer med de to bjelkene med og Kg konstanter som gir et uttrykk for de motstående orienteringer, er der de følgende ligninger:

Disse ligninger kan kombineres til å bestemme kraften T som forskjellen mellom kvadratene av frekvensene.

Denne ligning kan forenkles og settes i et format for å bestemme kraft T fra en endring i frekvenser.

Ved å løse for kraften T, får man:

Selv om dette ikke er rigorøst sant som en lineær ligning, er forholdet i de fleste tilfeller tilstrekkelig linearisert til å tillate forholdet å bli realisert i kretser. I ligning (7), kan [ (W-^-Wg2 )/B] uttrykket representeres i en binom-utvidelse. [-A/B] uttrykket angir forspenningen p.g.a. at størrelsen B er en skalafaktor og størrelsen A er en forspenning.

Nærmere bestemt, for å anvende denne løsning på et VBA, kan den foreliggende oppfinnelse forstås som å observere at nevnte VBA er et lineært instrument i form av sum- og differansefrekvensen i stedet for den differansefrekvens som i øyeblikket anvendes ifølge den kjente teknikk. VBA-frekvensutmatningen analyseres ved å detektere, enten separat eller kombinert, faseendringene som skyldes disse frekvenser i et fast tidsintervall. Ettersom fasen er tidsintegralet av frekvens, gir utgangsdata en kvasi-funksjn av tidsintegralet for akselerasjon, eller en kvasi-hastighet. I form av konvensjonell instrumentering, er nevnte VBA i stand til å gi som sine utmatninger:

hvor f er frekvens og de spesielle kjennetegnelser av variablene er typiske innenfor elektronikkområdet. Imidlertid er det vesentlig at f tilsvarer W i ligning (1), etc.

P.g.a. at kun to uavhengige datautrykk tilveiebringes, vil hvilke som helst to av ovennevnte utmatninger fullstendig definere samtlige fire av ovennevnte utmatninger. Således vil de følgende utmatninger ansees å være i ett med sum-frekvensen og integralet av differansefrekvensen: P.g.a. at et VBA er lineært angår produktet av sum- og differansefrekvensene, er det som ønsket en utmatning;

Uheldigvis er det umulig å evaluere dette integral basert på de tilgjengelige integraler over sum- og differansefrekvensene under betingelser hvor henholdvis Ef og Af er en funksjon av tid.

Den eneste måten som det ønskete integralet kan evalueres er ved å multiplisere Af og Ef sammen forut for integrering.

Det ville være idielt hvis et analogt middel eksisterte for direkte å multiplisere to frekvenser, lik midlet (blanderen) som anvendes til å addere eller subtrahere to frekvenser. Imidlertid vil det være tilstrekkelig å evaluere Af og tf med takter som er tilstrekkelig over den høyeste vibrasjonsfrekvensen, slik at det kan antas at Af og Ef er konstante for samplingfrekvensen. I dette tilfellet vil det følgende forhold holde med tilstrekkelig nøyaktighet.

Det antas at dersom evalueringstakten er høyere enn Nyquist-frekvensen for den høyeste v ib rasjonskomponenten, vil nøyaktige resulater bli oppnådd.

Plassering av denne VBA-anvendelse i generelt perspektiv:

fordi ¥ = f i ligning 6.

Den foreliggende oppfinnelse kan realiseres i et VBA ved å bestemme de individuelle bjelkefrekvenser , å oppdele hver syklus i deler ved hjelp av en faselåst sløyfe og å bestemme antallet av deler i en syklus som vil opptre i et fast tidsintervall, som et digitalt tall. Det resulterende digitale tall kvadreres i en digital multiplikator og de kvadrerte tallene fra de to bjelkene subtraheres til å gi utmatningen. Avrundingstap som opptrer i digitaliserings-prosessen adderes til det neste sample av data, for å sikre at der ikke er noen kumulativ feil. Fig. 1 er et kretsblokkskjerna over en faseteller for et VBA.

Fig. 2 er en styrekrets for et linearisert VBA.

Fig. 3 er et tidsdiagram.

Den foreliggende oppfinnelse er omhandlet i sammenheng med et tre-aksesystem, dvs. X-, Y- og Z-akser. For hver akse er der så to vibrerende bjelker. Fig. 1 illustrerer en faseteller-krets 11 for en av de vibrerende bjelkene. Identiske kretser betegnet 12-16 er tilveiebragt for de andre fem bjelkene. Utmatningene fra samtlige av disse krets er koplet på en databuss 18. Med henvisning til fasetellerkretsen 11, blir det innkomne bjelkesignalet som er på ca. 40kHz på linje 20 levert som en innmatning til en komparator 22 som omdanner sinusbølgesignalet på linje 20 til en firkantbølge. Fi^rkant-bølgen er en innmatning til en ekslusiv ELLER-port 24 som danner en del av en konvensjonell faselåst sløyfe 26. På konvensjonell måte innbefatter den faselåste sløyfen også et filter og en formingsforsterker 28, en spenningstyrt oscillator 29, som har en senterfrekvens av ca. 41 MHz og en del-med-1024 teller 31 som oppdeler utmatningen fra nevnte spenningsstyrte oscillator 29 ned til en frekvens som er lik frekvensen for det innkomne bjelkesignalet. Utmatningen fra telleren 31 leveres på en 10-bit buss 33.

Den minst signifikante bit pluss 3 fra 10-bit bussen 33 leveres til en fasejus teringskrets 35 som kan være en justerbar pulsforsinkelsekrets av konvensjonell konstruksjon som tillater trimming. Dette signal på ca. 2,5 MHz er klokkeinnmatningen til en D-type vippe 37 og til en D-type vippe 39. D-innmatningen til vippen 39 oppnås fra et klokkesignal på linje 41. Måten hvorved klokkesignalet oppnås skal beskrives nedenfor. Generelt opptrer imidlertid klokkesignalet på linje 41 og lignende signaler (på linjene 42-46 i fig. 2) for de andre bjelkene i rekkefølge til å kople et signal av gangen på bussen 18. Således blir klokkesignalet også koplet som et utmatnings- og klargjør-ingssignal til en buffer 47 som er koplet til utgangsdata-bussen 18. Som et resultat blir data fra bufferen 47 koplet på utgangsbussen under den tid når klokkesignalet for den spesielle bjelken er tilstede. Q-utmatningen fra vippen 39 er koplet som D-innmatningen til vippen 37. Q-utmatningen fra 39, ^-utmatningen fra vippen 37 og utmatningen fra fasejusteringskretsen 35 er innmatninger til OG-port 49. Utmatningen fra OG-port 49 er klokkeinnmatningen til bufferen 47 og vil bevirke innlasting i bufferen av hva som er tilstede på dens inngangsdatabuss 51. Hensikten med vippene 37, 39 og OG-porten 49 er å synkronisere klokkesignal på linje 41 og utmatningen fra telleren 31.

Klokkesignalet på linje 41 er normalt høyt. Når klokkesignalet går lavt, blir dette lave signal eller logisk "0" overført til Q-ut.gangen ved den neste utmatning fra fasejusteringskretsen 35. Forut for opptredenen av pulsutmat-ningen fra fasejusteringskretsen 35, var Q-utgangen på vippen 39 høy og tilstede på D-inngangen hos vippen 37. Således, på klokkepulsen, blir eller forblir Q-utgangen på vippen 37 en logisk "1", Q-utgangen på vippen 39 blir en logisk "1". Ettersom utmatningen fra fasejusteringskretsen 35 fortsatt er tilstede, er der tre "1 "-innmatninger til OG-port 49 og den vil utmate en puls til å klokke dataene inn i bufferen 47.

Dataene inn i bufferen 47 omfatter utmatningen fra en adderer 51 som leverer de 10 minst signifikante bits. De to mest signifikante bits kommer fra en konstant kilde 53. Selv om denne er angitt som en separat blokke, kan dette gjennomføres ganske enkelt ved å binde de to linjene til den logiske tilførsel. Addereren 51 har som innmatninger utmatningene fra bufferne 55 og 57. Bufferen 55 oppnås en innmatning fra buss 33 som kommer fra teller 31. Utgangen fra buffer 55 er en buss 59 som, etter å være blitt invertert gjennom en inverterer 61, danner inngang til buffer 57. Bufferne 55 og 57 har også sine klokkelinjer koplet til utgangen hos porten

49. Således, ved hver klokkepuls-utmatning fra porten 49, blir verdien som så er i telleren lastet inn I buffer 55. Den inverterte verdi av den tidligere telling lastes inn I buffer 57. Disse to størrelser adderes og utmatningen fremkommer på buss 51. Dette resultat klokkes inn i buffer 47. Ved den neste klokkepuls på linje 41, blir utmatningen fra buffer 47 som inneholder denne informasjon levert på utgangsbussen 18.

Utmatningen fra addereren 51, fordi den er summen av den foreliggende telling og den foregående telling invertert, er en differanse og er lik antallet av tellinger mellom to klokkepulser.

Ved å velge klokken på linje 41 ved 11kHz til 12kHz, sikres det at det mellom klokkepulser vil være noe mellom 3 og 4 bjelkefrekvenssykluser. Ettersom målingskomponenter alltid vil være mellom tre og 4 sykluser av bj elkef rekvens i den utpekte perioden, er det mulig å sette de første to bits lik "1 'ere". Således er utmatningen på buss 18 et signal som representerer frekvensen for bjelken.

Idet der vises til fig. 2, som er et blokkskjema og fig. 3 som er et tidsdiagram, vil genereringen av klokkesignalet på linje 41, og på linjene 42 til 47 sees. En klokke som opererer i området 176kHz til 192kHz oppdeles i en del-med-16 teller. Antar man således en 192kHz inngangsfrekvens, vil utmatningen på linje 61 være på 96kHz, den på linje 63 lik 48kHz, den på linjen 65 på 24kHz og den på linje 67 på 12kHz. Linjene 63, 65 og 67 er innganger en til en multiplekser 69 og kan velge en av åtte utmatninger som, når valgt, vil bli en logisk "0". Således blir utmatningene som er angitt som MUX1-6 på tidsdiagrammet levert som utmatninger. Disse er så klokkesignalene på linjene 41-46 som sekvensmessig bevirker utmatningene fra de tilhørende buffere til å bli satt på databussen 18.

Databussen 18 er koplet som de to innmatningene til en 12-bit multiplikator 71 og således, vil utmatningen fra denne multiplikator blir den valgte inngangssekvensen kvadrert. På den første inngangssyklus, vil den være den første bjelkens frekvens for den førsten aksen kvadrert. Denne utmatning leveres til en 32-bit adderer 73 som mottar en andre, invertert innmatning fra buss 75. Utmatningen fra addereren 73 er således differansen mellom dens innmatninger. Utmatningen fra addereren 73 leveres til en buss 77. Den koples som en innmatning til tre 32-bit buffere 79, 81 og 83, en for hver av de tre aksene. Utmatningen fra disse buffere leveres til en buss 85 som er innmatningen til en 16-bit buffer 87, hvis utmatning koples til navigasjonsdatamaskinen 89 med hvilken akselerometerne er tilhørende.

Utmatningene fra multiplekseren 69 leveres også som innmatninger til OG-porter 91, 92 og 93. De to første utgangene danner innganger til OG-port 91, de neste to utganger danner innganger til OG-port 92, og de siste to utganger danner innganger til OG-port 93. Resultatet av denne OG-operasjon, er at OG-portene er normalt høye og går lave under de to sykluser som er knyttet til den ene aksen. Utgangene fra OG-portene 91, 92 og 93 danner innganger til henholdsvis ELLER-portene 95, 96 og 97, idet disse porter har som deres andre inngang utmatningen på linje 61, dvs. utmatningen på 96kHz invertert gjennom en inverterer 99. Som vist på tidsdiagrammet resulterer dette i to pulser under muliggjørelse-perioden for hver av de tre aksene. Disse leveres som klokkepulser til bufferne 79-83.

Der er også tilveiebragt en komparator 101 som har som innganger utgangene fra del-med-16 telleren. Den andre siden av komparatoren har en inngang fra navigasjonsdatamaskinen 89 og for de to minst signifikante bits en konstant "1" og "0". Navigasjonsdatamaskinen 89, når den ønsker en utmatning for en av aksene, plasserer på de andre to bits en adresse som tilsvarer de ønskede aksene. Utmatningen fra komparatoren 101 klokker vippene 103 oga 105, hvis utmatninger blir 0G-behandlet i porter 107 og 109 til å synkronisere en innmatning fra datamaskinen som oppnås ved OG-behandling av et klargjøringssignal og et spørsmålsignal i OG-port 111. Operasjonen av denne synkronisator er nøyaktig lik operasjonen av synkronisatoren som utgjøres av vippene 37 og 39, og porten 49 som omtalt ovenfor. Q-utmatningen fra vippen 103 danner også et erkjennelsesignal på linje 113 som mates tilbake til datamaskinen. Q-utmatningen fra vippen 103 på linje 115 danner utgangsstyreinnmatningen til bufferen 87. Utmatningen fra OG-port 109 danner klokkeinnmatningen til bufferen 87. Utmatningene fra OG-portene 91, 92 og 93 er utgangsstyringer for henholdsvis bufferne 83, 81 og 79.

Under således de første to utmatninger fra multiplekseren 69, som tilsvarer valget av de to bjelkene for den første aksen, blir utgangen på bufferen 83 klargjort. Likeledes i sekvens, blir bufferne 81 og 79 klargjort. Ved på riktig måte og adressere og gjennom datamaskinen 101, kan navigasjonsdatamaskinen så velge å få klokket inn i utgangsbufferen 87 utmatningen fra en av bufferne 79 til 83. Bufferen 87 styres så slik at dens utmatning leveres til datamaskinen.

De data som lagres i bufferne 79 til 83 tilsvarer størrelsen fj[<2>-<f>2<2>. Den første gang data innmates fra den første bjelken for den første aksen, når der er intet å subtrahere fra den, blir denne verdi overført til dens tilhørende buffer, på det første av paret av klokkepulser fra denne ELLER-port. Nå blir den andre bjelken for den samme aksen valgt, og den frekvens kvadreres i multiplikatoren 71. Ettersom nå utgangen på bufferen 83 klargjøres, blir den foregående verdi av f^<2>matet tilbake og utmatningen fra addereren er forskjellen mellom f^<2>og f2<2>- Denne differanse blir så lastet tilbake inn i bufferen 83. Det samme skjer for de andre to aksene, og disse resultater lagres i bufferne 81 og 79.

Den neste gangen det er tid til å foreta beregninger for den første aksen, blir påny verdien f^kvadrert og subtrahert fra den er verdi som er lagret i bufferen. Denne verdi er så f-^2<2>_(f 21^~^"ll2 ) ' nvor den andre subskripsjon betegner sampletegnet. Neste gang blir verdien fg2kvadrert og subtrahert fra denne er verdien i bufferen. Dette gir (f22^~f12^<+f>21^~<f>11^)• Resultatet er f22minusf^2plussf21minus f11*Således utføres integreringsoperasjonen i anordningen.

Selv om det er et grunnleggende faktum at forholdet mellom bjelkefrekven og akselerasjon er en andre ordens funksjon, kan der være høyere ordens uttrykk. Slike uttrykk kan behandles ved å tilføye ytterligre trinn med multiplisering og addering, etter behov. Dessuten vil eventuell skalering og forspenningsberegninger (dvs. med henvisning til ligning 7 ovenfor, hvor størrelsen B er en skalafaktor og størrelsen A er en forspenning) involvere kjente størrelser som kan kompenseres i navigasjonsdatamaskinen.

Hensikten med kretsen i fig. 1 og 2 er å tillate nevnte VBA til å bli linearisert med en takt som er tilstrekkelig høy til å gjøre det immunt mot vibrasjonsforspenninger frembragt ved intermodulas j onsf orvrengning. Kretsen tilfredsstiller dette krav ved at den er naturlig lineær. Den oppnår sin linearitet på bekostning av en syklisk oppløsningsfeil som skyldes kvadreringsprosessen.

For en nøyaktig kjent referanseklokkefrekvens, bør avrund-ingsfeilen være forutsigelig og vil være en gjentakelses-syklus. Både vibrasjonen og elektronisk støy i de individuelle bj eikes ignaler er forventet å være større enn den individuelle bit-oppløsning for den faselåste sløyfen. Denne støy vil ha virkningen med gjennomsnittstagelse av oppløs-ningsfeilen. Rot-middel-kvadrat feilen kan forventes å bli redusert i forhold til antallet av bits over hvilke vibrasjon og elektronisk støy påvirker operasjonen for den faselåste sløyfen.

På tegningene betegner LSB minst signifikante bits, MSB mest signifikante bits.

Claims (10)

1. Anordning for å analysere et par av frekvenser som er relatert til den naturlige frekvens som en funksjon av en kraft tilført et system, idet nevnte system innbefatter middel for å frembringe en første frekvens (fi ) og en andre frekvens (fg). karakterisert ved : middel for å avføle nevnte første frekvens (fi ) og nevnte andre frekvens (fg). middel for å kvadrere nevnte første og andre frekvenser til å frembringe henholdsvis f^<2> og fg <2> , middel for å beregne differansen mellom nevnte kvadrerte frekvenser (f- ^-f g <2> ) for å approksimere: t2 J (£f*A f)dt til å oppnå et mål for den kraft som ti tilføres systemet.;

2. Anordning som angitt i krav 1, karakterisert ved at nevnte middel for beregning dessuten omfatter: middel for å skalere og forspenne (f-^-fg <2> ) ifølge forholdet ( f i2-f 22 )/B+(-A/B ) , hvor A er nevnte forspenning, og B er nevnte skalafaktor.;

3. Anordning som angitt i krav 2, karakterisert ved at nevnte middel for å frembringe nevnte første og andre frekvens omfatter: henholdsvis en første og en andre masse, middel for å vibrere nevnte masser på nevnte første og nevnte andre frekvenser, og middel for å orientere nevnte masser slik at bevegelse av nevnte middel for å frembringe nevnte frekvenser vil bevirke en økning i nevnte ene frekvens og en minskning i nevnte andre frekvens.;

4 . Anordning som angitt i krav 3, karakterisert ved at nevnte middel for å avføle nevnte første frekvens og nevnte middel til å avføle nevnte andre frekvens hver omfatter: en faseteller-krets for å frembringe en telling over antallet av fasesykluser i nevnte frekvens som opptrer innenfor en bestemt tid.;

5. Anordning som angitt i krav 4, karakterisert ved at nevnte middel for å kvadrere nevnte frekvenser, sammen med nevnte middel for å beregne nevnte differanse mellom nevnte kvadraterte frekvenser omfatter: en styrekrets for å motta nevnte telling fra hver faseteller-krets, for kvadrering av hver nevnte telling og for å subtrahere nevnte første kvadrerte telling fra nevnte andre kvadrerte telling til å frembringe nevnte differanse mellom nevnte kvadrerte frekvenser.;

6. Fremgangsmåte for å analysere et par frekvenser som er relatert til naturlig frekvens som en funksjon av kraft som tilføres et system, hvor nevnte system omfatter middel for å frembringe første frekvens (f^ ) og en andre frekvens (fg). karakterisert ved trinnene: å avføle nevnte første frekvens (fi ) og nevnte andre frekvens (fg). og kvadrere nevnte første og andre frekvenser til å frembringe henholdsvis f^<2> og fg <2> . å beregne differansen mellom nevnte kvadrerte frekvenser (fl<2> - <f>2<2> ) til å approksimere: t2 J (Ef*A f)dt til å oppnå et mål for den kraft som ti tilføres systemet.

7. Fremgangsmåte som angitt i krav 6, karakterisert ved at nevnte beregning dessuten omfatter: å skalere og forspenne (f-^-fg <2> ) ifølge forholdet (fi<2-> fg <2> )/B+(-A/B), hvor A er nevnte forspenning, og B er nevnte skalafaktor.

8. Fremgangsmåte som angitt i krav 7, karakterisert ved at nevnte frembringelse av nevnte første og andre frekvenser omfatter: å vibrere henholdsvis en første masse og en andre masse til å frembringe nevnte første og nevnte andre frekvenser, og å orientere nevnte masser slik at bevegelse av systemet vil bevirke en økning i en av nevnte frekvens og en minskning i nevnte andre av nevnte frekvens.

9. Fremgangsmåte som angitt i krav 8, karakterisert ved at nevnte trinn med å avføle nevnte første og nevnte andre frekvens hver omfatter: å frembringe en telling over antallet av fasesykluser i nevnte frekvens som opptrer innenfor en bestemt tid med en fasetellerkrets.

10. Fremgangsmåte som angitt i krav 9, karakterisert ved at nevnte trinn med kvadring av nevnte frekvenser, sammen med nevnte trinn for beregning av nevnte differanse mellom nevnte kvadrerte frekvenser omfatter: å motta nevnte telling fra hver fasetellerkrets, og å kvadrere hver nevnte telling og å subtrahere nevnte første kvadrerte telling fra nevnte andre kvadrerte telling til å frembringe nevnte differanse mellom nevnte kvadrerte frekvenser i en styrekrets.