NO970338L - Fremgangsmåte for utjevning av gruppeforsinkelse mellom en senders analoge filtre og dem i en mottager for signaler i fasekvadratur, samt tilsvarende anordning og transmisjonssystem - Google Patents

Description

Foreliggende oppfinnelse angår generelt sending av signaler i fasekvadratur, og gjelder særlig en fremgangsmåte for å kompensere for tidsforskjeller ved gruppeutbredelse mellom analoge filtre i en sender for signaler i fasekvadratur og mellom analoge filtre i en mottager for signaler i fasekvadratur.

For sending av signaler i kvadratur av typen M-PSK (M-state phase shift keying), M-APSK (M-state amplitude and phase shift keying) osv., utnyttes det vanligvis en sender og en mottager for signaler modulert i fasekvadratur slik som vist i fig. 1A og 1B.

Senderen vist i fig. 1A omfatter et grensesnitt 1 som ut fra et signal S som skal sendes avgir to digitale signaler i basisbåndet til hver sin behandlingsbane 2'. 2". Hver behandlingsbane inneholder et digitalt filter 3', 3" som generelt er programmerbart og hvis utgang er forbundet med en digital/analog-omformer 4', 4". Utgangen fra hver av de digitale/analoge omformere 4', 4" er forbundet med hvert sitt analoge sendefilter 5'. 5" av lavpasstype. Signalene avgitt fra behandlingsbanene 2' og 2" blandes henholdsvis med et signal cos cot og et signal sin cot (hvor co = 2nf og f er frekvensen for bærebølgen for signalet som skal sendes) og summeres i en fasekvadraturmodulator 6.

Utgangssignalet ST fra modulatoren 6 formidles over en transmisjonskanal, f.eks. en radiokanal, for å oppfattes av en mottager vist i fig. 1B.

Mottageren inneholder en fasekvadraturdemodulator 8 som blander det mottatte signal SR med et signal cos cot og et signal sin cot for å oppnå to basisbåndsignaler som tilføres hver sin behandlingsbane 9', 9". Hver behandlingsbane inneholder et analogt mottagningsfilter 10', 10" av lavpasstype hvis utganger er forbundet med hver sin analog/digi-tal-omformer 11', 11" som videre er forbundet med et digitalt filter 12', 12" som generelt er programmerbart og eventuelt selvtilpassende. I sistnevnte tilfelle styres hvert filter 12', 12" ved hjelp av tilsvarende estimeringsutstyr (ikke vist). Signalene som oppnås på utgangene for banene 9' og 9" tilføres så en behandlingsenhet 13 som avgir et utgangssignal s. Signalene som avgis av de analoge/digitale omformere 11" og 11" tilføres også inngangene for en klokkegjenvinningskrets 14 hvis utgangssignal styrer stikkprøveøye-blikkene for de analoge/digitale omformere 11' og 11".

Problemet er at på grunn av toleransene for komponentene som utgjør på den ene side de analoge filtre 5" og 5", og på den annen de analoge filtre 10" og 10", er filtrene parvis ikke absolutt identiske (dvs. filteret 5' er forskjellig fra filteret 5" og filteret 10' er forskjellig fra filteret 10"). Dette fører til at gruppeutbredelsestidene er forskjellig i på den ene side behandlingsbanene 2' og 2" og på den annen side behandlingsbanene 9' og 9". Sådan forskjell frembringer en feil på lukningen av øyediagrammet for stikkprøvetagerene som utgjør en del av de analoge/digitale omformere 11' og 11".

En tidligere kjent løsning for å avhjelpe dette problem er å benytte filtre 5' og 5", henholdsvis 10' og 10", som er tilpasset hverandre, hvilket fordrer enten at komponentene har meget trange toleranser eller at det utføres en nøyaktig regulering av filtrene 5', 5" og 10', 10". Komponenter med trange toleranser er imidlertid kostbare og nøyaktig regulering tidkrevende.

En annen løsning ifølge tidligere kjent teknikk er å kompensere forskjellen med utlignere på mottagersiden. En utligner består av et tilpasningsfilter og estimeringsutstyr som beregner tilpasningsfilterets koeffisienter. I dette tilfelle kan de digitale filtre 12' og 12" utnyttes mens estimeringsutstyret legges til. Det er imidlertid da nødvendig å legge til estimeringsutstyr for hver mottager for å styre de digitale filtre og frembringe gruppeutbredelsestider som er identiske i hver mottagers to baner.

Den foreliggende oppfinnelse har særlig som formål å avhjelpe disse ulemper.

Nærmere bestemt er det et formål for den foreliggende oppfinnelse å fremskaffe en fremgangsmåte for å kompensere tidsforskjellene ved gruppeutbredelse mellom de analoge filtre i en sender og mellom dem i en mottager for signaler i fasekvadratur, idet fremgangsmåten ikke fordrer tillegg av dyre komponenter, manuell regulering eller at estimatorer settes inn i hver mottager.

For å oppnå dette fremskaffer den foreliggende oppfinnelse en fremgangsmåte for å kompensere for tidsforskjeller ved gruppeutbredelse mellom analoge filtre i en sender for signaler i fasekvadratur og mellom analoge filtre i en mottager for signaler i fasekvadratur, idet senderen inneholder en modulator for signaler i fasekvadratur som avgir et sendesignal på grunnlag av et første og et andre basisbåndsignal avgitt fra en første og en andre behandlingsbane, idet den første og den andre behandlingsbane inneholder henholdsvis et første og et andre analogt sendefilter, mens mottageren inneholder en demodulator for signaler i fasekvadratur og som ut fra det mottatte signal avgir et tredje og et fjerde basisbåndsignal til henholdsvis en tredje og en fjerde behandlingsbane, idet den tredje og den fjerde behandlingsbane inneholder henholdsvis et tredje og et fjerde analogt mottagningsfilter som avgir henholdsvis et tredje filtrert signal X og et fjerde filtrert signal Y, og hvor mottageren også omfatter en klokkegjenvinningskrets som avgir et klokkesignal på grunnlag av det tredje og det fjerde filtrerte signal, henholdsvis X og Y, idet fremgangsmåten omfatter trinn hvor:

a) det første og det andre signal tilføres henholdsvis det tredje og fjerde analoge filter og utgangssignalet fra det tredje og det fjerde analoge filter utgjør henholdsvis signalet X1 og signalet Y1 som tilføres utstyr for å estimere tidsforskjellen og som avgir en differanse:

hvor Tx, Rx, Ty og Ry er utbredelsestiden for signalene igjennom henholdsvis det første, andre, tredje og fjerde filter, idet differansen A1 representerer tidsforskjellen

mellom de optimale stikkprøvetidspunkter mellom signalene X1 og Y1,

b) det første og andre signal tilføres henholdsvis det tredje og det fjerde analoge filter og utgangssignalet fra det tredje og det fjerde analoge filter som utgjør henholdsvis

signalet X2 og signalet Y2 tilføres utstyr for å estimere tidsforskjellen og som avgir en differanse:

idet differansen A2 representerer tidsforskjellen mellom de optimale stikkprøveøyeblikk mellom signalene X2 og Y2, og

c) ut fra differansene A1 og A2 bestemmes veiekoeffisienter for anvendelse på femte, sjette, syvende og åttende digitale filtre satt inn i den første, andre, tredje og fjerde

behandlingsbane, idet de digitale filtre ikke er operative i trinn a) og b) for på denne måte å kompensere for tidsforskjellene ved gruppeutbredelse mellom på den ene side det første og det andre analoge filter og på den annen side mellom det tredje og det fjerde analoge filter.

Således gjør den foreliggende oppfinnelse det mulig å utnytte analoge filtre som inneholder komponenter med dårlig toleranse fordi forskjellene i gruppeutbredelsestidene mellom de analoge filtre i senderen og mellom de analoge filtre i mottageren automatisk kompenseres ved hjelp av de digitale filtre.

Ved å beregne veiekoeffisientene som tilføres de digitale filtre på grunnlag av tids-differansene A1 og A2, er det mulig å utføre en regulering av banene som har det formål å kompensere for deres differensielle forsinkelse på en måte som kan sammenlignes med den kompensasjon som en utligner gir. I motsetning til en løsning som utnytter ekte utlignere fordrer imidlertid løsningen i henhold til den foreliggende oppfinnelse hverken estimeringsutstyr for kontinuerlig å beregne koeffisientene for tilpasningsfiltre, eller supplement av analoge/digitale omformere for å omforme utgangssignalene fra senderens analoge filtre.

Symbolraten for de første og andre signaler er fortrinnsvis den høyeste symbolrate som kan understøttes med et transmisjonssystem som inneholder nevnte sender og mottager.

Oppfinnelsen gjelder også en anordning for å estimere differansene A1 ogA2, idet denne anordning omfatter: - en første og en andre krets av typen Gardner som mottar henholdsvis det tredje og det fjerde filtrerte signal X og Y, idet kretsene av Gardner-type også tjener som en

klokkegjenvinningskrets,

- en subtraktorkrets som trekker signalet avgitt av den andre krets av typen Gardner fra signalet avgitt av den første krets av typen Gardner, og - en integratorkrets som integrerer signalet avgitt av subtraktorkretsen for å frembringe nevnte tidsdifferanser A1 og A2.

Hver av kretsene av Gardner-type inneholder med fordel en første forsinkerkrets som mottar et inngangssignal, idet utgangen fra den første forsinkerkrets er forbundet med inngangen for en andre forsinkerkrets, og en subtraktorkrets som trekker signalet tilført den første forsinkerkrets fra signalet avgitt av den andre forsinkerkrets samt en multipli-katorkrets som multipliserer signalet avgitt av den første forsinkerkrets med signalet avgitt av subtraktorkretsen.

Subtraktoren og integratoren i kretsen som estimerer differansene A1 og A2 kan være integrert i mottageren, siden deres pris er minimal.

Andre særtrekk og fordeler ved den foreliggende oppfinnelse vil fremgå klarere av den etterfølgende beskrivelse med henvisning til de tilsvarende vedføyde tegninger, på hvilke:

fig. 1 viser et transmisjonssystem for signaler i fasekvadratur,

fig. 2 anskueliggjør et trinn a) ifølge fremgangsmåten i henhold til den foreliggende

oppfinnelse,

fig. 3 anskueliggjør et trinn b) ifølge fremgangsmåten i henhold til den foreliggende oppfinnelse,

fig. 4 viser en klokkegjenvinningskrets, som en krets for estimering av tidsforskjellen

ved gruppeutbredelse tillegges i henhold til den foreliggende oppfinnelse, og

fig. 5 viser et filter med endelig impulsrespons.

I alle figurer har identiske komponenter de samme henvisningstall.

Fig. 1 er allerede omtalt i sammenheng med teknikkens stilling.

Fig. 2 viser et arrangement for et trinn a) ifølge fremgangsmåten i henhold til den foreliggende oppfinnelse, hvor det analoge filter 5' er forbundet med det analoge filter 10', mens det analoge filter 5" er forbundet med det analoge filter 10". Kjente signaler til-føres inngangen for det analoge filter 5' og inngangen for det analoge filter 5". Signalene avgitt av de analoge filtre 10' og 10" tilføres inngangene til de analoge/digitale omformere 11' og 11" som avgir signalene X1 og Y1. Signalene X1 og Y1 er forskjøvet i forhold til hverandre med en tidsdifferanse A1 som er lik:

hvor Tx, Rx, Ty og Ry er utbredelsestiden for signaler gjennom henholdsvis filter 5', 5", 10' og 10". Signalene X1 og Y1 tilføres inngangen for en tidsforskjellestimator 14, 23 som avgir differansen A1. Tidsforskjellestimatoren 23 utnytter på ny størstedelen av klokkegjenvinningskretsen 14 og beskrives nedenfor. Tidsdifferansen A1 representerer tidsforskjellen mellom de optimale stikkprøveøyeblikk for signalene X1 og Y1. Fig. 3 viser et arrangement for et trinn b) ifølge fremgangsmåten i henhold til den foreliggende oppfinnelse, hvor det analoge filter 5' er forbundet med det analoge filter 10" og det analoge filter 5" er forbundet med det analoge filter 10'. Kjente signaler til-føres inngangene for de analoge filtre 5' og 5". Signalene avgitt av de analoge filtre 10' og 10" tilføres inngangene for analoge/digitale omformere 11" og 11" som avgir signalene X2 og Y2. Signalene X2 og Y2 er forskjøvet i forhold til hverandre med en tidsdifferanse A2 som er lik:

hvor Tx, Rx, Ty og Ry har samme definisjon som i beskrivelsen av fig. 2. Signalene X2 og Y2 tilføres inngangene for tidsforskjellestimatoren 14, 23 som avgir differansen A2. Differansen A2 representerer tidsforskjellen mellom de optimale prøvetagningsøyeblikk for signalene X2 og Y2.

Målingene av A1 og A2 realiseres ved å koble de analoge filtre direkte (fysisk) med hverandre.

Tidsforskjellene ved gruppeutbredelse mellom de analoge filtre 5' og 5" i senderen kan beregnes ut fra A1 og A2 på følgende måte:

Likeledes kan tidsforskjellene ved gruppeutbredelse mellom de analoge filtre 10' og 10" i mottageren beregnes ut fra A1 og A2 på følgende måte:

Fremgangsmåten består så i å beregne koeffisientene for de digitale filtre 3', 3" for å kompensere denne forskjell i utbredelsestid på grunnlag av forskjellen i utbredelsestider mellom de analoge filtre 5' og 5". Likeledes utnyttes forskjellen i utbredelsestider mellom de analoge filtre 10', 10" i mottageren for å oppnå koeffisientene for de digitale filtre 12', 12" for å kompensere nevnte forskjell i utbredelsestid. De digitale filtre 3', 3", 12', 12" er beskrevet nedenfor.

De digitale filtre 3', 3", 12' og 12" har ingen innvirkning på verdien av den differensielle forsinkelse under estimeringen av forskjellen i utbredelsestid (trinnene a) og b)). Det er mulig å gjøre disse filtre uvirksomme ved å tilføre filtrene 3' og 3" (henholdsvis filtrene 12' og 12") de samme koeffisienter. De gjøres således uvirksomme med hensyn til verdien av den differensielle forsinkelse.

Fig. 4 viser en anordning 23 for estimering av tidsforskjellen i henhold til den foreliggende oppfinnelse, idet denne anordning er konstruert omkring en klokkegjenvinningskrets 14 som utgjør en del av en mottager for signaler i fasekvadratur.

Klokkegjenvinningskretsen 14 mottar de filtrerte og digitaliserte signaler fra behandlingsbanene 9", 9" for basisbåndsignaler i mottageren, dvs. signalene Xi, Yi (hvor /' er lik 1 eller 2 avhengig av om utførelsesformen ifølge fig. 2 eller ifølge fig. 3 benyttes), avgitt fra de analoge/digitale omformere 11' og 11". Klokkegjenvinningskretsen 14 inneholder en krets 19', 19" av typen Gardner for hver av signalene Xi og Yi.

Det kan her henvises til en artikkel med tittel "A BPSK/QPSK timing-error detector for sampled receivers" av Floyd M. Gardner, IEEE Transactions On Communications, bind COM-34, nr. 5, mai 1986, s. 423 - 429.

En krets av typen Gardner består f.eks. av en første forsinkerkrets 15' eller 15" som mottar signalet Xi eller Yi, idet utgangen for den første forsinkerkrets er forbundet med inngangen for en andre forsinkerkrets 16' eller 16". En subtraktor 17' eller 17" trekker signalet innført til den første forsinkerkrets 15' (15") fra signalet som kommer fra den andre forsinkerkrets 16' (16"). Forsinkelsen frembragt av hver av forsinkerkretsene 15', 15", 16' og 16" har en verdi av Ts/2, idet Ts er symbolperioden. En multiplikator 18"

(18") multipliserer signalet som kommer fra den første forsinkerkrets 16' (16") med signalet avgitt av subtraktoren 17' (17"). Signalene avgitt av multiplikatorene 18' og 18" utgjør utgangssignalene fra hver av kretsene 19' og 19" av typen Gardner.

Utgangssignalet fra kretsen 19' av Gardner-type legges til utgangssignalet fra kretsen 19" av Gardner-type i en addisjonskrets 20. Denne sum integreres ved hjelp av en integrator 21 som avgir et styresignal for en spenningsstyrt oscillator 22 som genererer klokkesignalet for gjenvinning av takten beregnet på de analoge/digitale omformere.

Anordningen 23 for å estimere forskjell i henhold til den foreliggende oppfinnelse utnytter begge "Gardner"-kretser i klokkegjenvinningskretsen 14 og inneholder dessuten en modul 29 som omfatter en subtraktor 24 og en integrator 25. Subtraktoren 24 trekker utgangssignalet fra "Gardner"-kretsen 19' fra utgangssignalet fra "Gardner"-kretsen 19". Denne forskjell integreres ved hjelp av integratoren 25 som på sin utgang avgir det estimerte signal for tidsdifferansen A1 eller A2 avhengig av utførelsesform (ifølge fig. 2 eller fig. 3).

Fremgangsmåten i henhold til den foreliggende oppfinnelse anvendes før et system som omfatter analoge filtre 5', 5", 10' og 10" tas i bruk, og særlig mens kortene som inneholder de analoge filtre 5', 5", 10' og 10" utprøves. Krysningen av banene for trinnet b) utføres mellom blandetrinnene i fasekvadraturdemodulatoren 8 og de analoge filtre 10' og 10". Dette gjøres således ved hjelp av fysiske forbindelser.

Subtraktoren 24 og integratoren 25 i kretsen 23 for forskjellsestimering og som ikke utgjør en del av klokkegjenvinningskretsen 14, kan være fysisk tilstede i mottageren, dvs. integrert i mottageren, eller alternativt kan de tilkobles denne.

Fremgangsmåten i henhold til den foreliggende oppfinnelse kan utnyttes for trans-misjonssystemer som tillater forskjellige datahastigheter. I så fall er kompensasjonen for tidsforskjellene ved gruppeutbredelse optimal når fremgangsmåtetrinnene som er beskrevet ovenfor utføres ved den største datahastighet, dvs. den hvor forskjellene i gruppeutbredelsestider er mest generende.

Et transmisjonssystem for signaler i fasekvadratur i henhold til den foreliggende oppfinnelse er identisk med det vist i fig. 1A og 1B, idet filtrene 3', 3", 12' og 12" utgjøres av ikke tilpasningsbare filtre. De kan f.eks. ha karakteristikker slik som kvadratrot ifølge Nyquist og de er fortrinnsvis filtre med endelig impulsrespons (FIR - finite impulse response).

Fig. 5 viser et sådant filter med endelig respons. Det består av flere forsinkerkretser 26.,, 262,..., 26n montert i kaskade. Hvert av signalene avgitt fra forsinkerkretsene multipliseres med en koeffisient c1tc2 cnved hjelp av multipleksere 27v 272 27n og produktene fra multiplikasjonene summeres i en addisjonskrets 28 som avgir det filtrerte digitale utgangssignal. Koeffisientene a,, c2 cnfor ett av de digitale filtre 3'

(eller 12') er forskjellig fra dem for det annet filter 3" (eller 12") på en slik måte at tidsforskjellene ved gruppeutbredelse kompenseres.

Det kan benyttes forskjellige teknikker for å regulere de digitale filtre: det er f.eks. mulig for hver sender og hver mottager som skal reguleres å beregne koeffisienteneCjved hjelp av en mikroprosessor som mottar differansene A1 og A2. Denne mikroprosessor beregner verdiene Tx-Ty og Rx-Ry. Betraktes et første tilfelle hvor det er de digitale filtre i senderen som skal korrigeres, divideres tidsforskjellen Tx-Ty, betegnet AT, med Ts som er symboltiden. Resultatet av denne divisjon utgjør en størrelse hvis verdi styrer det digitale filters koeffisienter.

Som et eksempel blir, for en tid AT lik 250 ns og for Ts lik 1 ps, AT/Ts lik 0,25. Dersom koeffisientene for de digitale filtre 3' og 3" blir beregnet (før korreksjon) for tidene t_3, t_2, t-v lcvl+v *+2°9 l+3(ved fi,tre som nar SJU koeffisienter), beholder et av filtrene disse koeffisienter mens det andre filter mottar koeffisienter beregnet for tidene t_3 25, t_2 25, t.-i 25, t_0 25, t+0 75,<t>+175og t+2 75 Det er også mulig å korrigere koeffisientene for begge de digitale filtre, f.eks. ved å korrigere koeffisientene for det ene filter med +AT/2Ts og koeffisientene for det annet filter med -AT/2Ts.

Det er således essensielt at etter korreksjon skiller koeffisientene for det ene filter seg fra koeffisientene for det andre beregnet ut fra en tidsdifferanse AT/Ts.

Det samme resonnement gjelder følgelig også de digitale filtre 12" og 12" i mottageren, idet det da tas hensyn til forskjellen Rx-Ry, betegnet AY.

En annen løsning på reguleringen består i å lagre et sett av flere standardkoeffisienter ctjtilsvarende flere forutbestemte forskjeller A1(og A2(. Som en funksjon av målingeneA1 ogA2 utført på et sett bestående av en sender og en mottager, tilføres filtrene 3', 3", 12' og 12" de koeffisienter ctjsom tilsvarer forskjellene A1 j og A2jsom er nærmest de målte A1 og A2. Antallet standardkoeffisienter av typen et, er f.eks. lik 20.

De digitale filtre som utnyttes ifølge oppfinnelsen er f.eks. kvadratrotfiltre av typen Nyquist hvis impulsrespons på valgte tidspunkter for stikkprøvetagning har en verdi gitt ved ligningen:

hvor p er verdien av den ønskede "roll-off'-faktor og r betegner verdien for de øyeblikk hvor det tas stikkprøve av impulsresponsen.

Claims (7)

1. Fremgangsmåte for å kompensere forskjellene i gruppeutbredelsestider mellom analoge filtre (5\ 5") i en sender for signaler i fasekvadratur og mellom analoge filtre (10', 10") i en mottager for signaler i fasekvadratur, og hvor: - nevnte sender omfatter en modulator (6) for signaler i fasekvadratur og som avgir et sendesignal (ST) på grunnlag av et første og et andre basisbåndsignal avgitt fra en første og en andre behandlingsbane (2", 2"), idet nevnte første og andre behandlings-baner (2', 2") omfatter henholdsvis et første og et andre analogt sendefilter (5', 5"), - nevnte mottager omfatter en demodulator (8) for signaler i fasekvadratur og som ut fra et mottatt signal (SR) avgir et tredje og et fjerde basisbåndsignal til henholdsvis en tredje og en fjerde behandlingsbane 9', 9"), idet nevnte tredje og fjerde behandlings-baner (9', 9") omfatter henholdsvis et tredje og et fjerde analogt mottagningsfilter (10', 10") som avgir henholdsvis et tredje filtrert signal X og et fjerde filtrert signal Y, idet nevnte mottager videre omfatter en klokkegjenvinningskrets (14) som avgir et klokkesignal ut fra nevnte tredje og fjerde filtrerte signaler X og Y, karakterisert ved trinn hvor.a) nevnte første og andre signal tilføres henholdsvis nevnte tredje og fjerde analoge filtre (10', 10"), idet utgangssignalene fra nevnte tredje og fjerde analoge filtre (10', 10") utgjør henholdsvis signalet X1 og signalet Y1 som tilføres et utstyr (23) for å estimere tidsforskjellen og avgi en differanse:

hvor Tx, Rx, Ty og Ry er utbredelsestiden for signalene gjennom henholdsvis nevnte første, andre, tredje og fjerde filtre (5', 5", 10', 10") idet nevnte differanseA 1 representerer tidsforskjellen mellom de optimale stikkprøvetidspunkter mellom nevnte signaler X1 og Y1, b) nevnte første og andre signal tilføres henholdsvis nevnte fjerde og tredje analoge filtre (10", 10'), idet utgangssignalene fra nevnte tredje og fjerde analoge filtre (10', 10") utgjør henholdsvis signalet X2 og signalet Y2 som tilføres nevnte utstyr (23) for estimering av tidsforskjell og som avgir en differanse:

idet nevnte differanse A2 representerer tidsforskjellen mellom de optimale stikkprøveøyeblikk mellom nevnte signaler X2 og Y2, c) ut fra nevnte differanser A1 og A2 bestemmes veiekoeffisienter (cv c2 ,..., cn ) som tilføres femte, sjette, sjuende og åttende digitale filtre (3", 3", 12', 12") satt inn i nevnte første, andre, tredje og fjerde behandlingsbane (2', 2", 9', 9"), idet nevnte digitale filtre (3', 3", 12', 12") er uvirksomme under nevnte trinn a) og b) for derved å kompensere nevnte forskjeller i gruppeutbredelsestider på den ene side mellom nevnte første og andre analoge filtre (5', 5") og på den annen side mellom nevnte tredje og fjerde analoge filtre (10', 10").

2. Fremgangsmåte som angitt i krav 1, karakterisert ved at symbolraten for nevnte første og andre signal er den høyeste symbolrate som kan understøttes av et transmisjonssystem som omfatter nevnte sender og nevnte mottager.

3. Anordning for å estimere forskjellene A1 og A2 ifølge et av kravene 1 eller 2, karakterisert ved at anordningen omfatter: - en første og en andre krets av typen Gardner (19', 19") som mottar henholdsvis nevnte tredje og fjerde filtrerte signal X og Y, idet kretsene av Gardner-type også tjener som en klokkegjenvinningskrets (14), - en subtraktor (24) som subtraherer signalet frembragt av den andre krets (19") av typen Gardner fra signalet frembragt av den første krets (19') av typen Gardner, og - en integrator (25) for å integrere signalet frembragt av nevnte subtraktor (24) og derved frembringe nevnte forskjeller A1 og A2.

4. Anordning som angitt i krav 3, karakterisert ved at hver av nevnte kretser (19', 19") av typen Gardner omfatter en første forsinkerkrets (15", 15") som mottar et inngangssignal (X, Y), idet utgangen fra den første forsinkerkrets (15", 15") er forbundet med inngangen for en andre forsinkerkrets (16', 16"), og en subtraktor (17', 17") subtraherer signalet ført inn i den første forsinkerkrets (15', 15") fra signalet avgitt av nevnte andre forsinkerkrets (16', 16") samt en multiplikator (18', 18") som multipliserer signalet avgitt fra den første forsinkerkrets (15', 15") med signalet avgitt fra nevnte subtraktor (17', 17").

5. Anordning som angitt i krav 4, karakterisert ved at nevnte forsinkerkretser (15', 15", 16', 16") har en verdi av Ts/2, idet Ts er lik symboltiden.

6. Anordning som angitt i et av kravene 3-5, karakterisert ved at nevnte subtraktor (24) og nevnte integrator (25) i nevnte krets (23) for å estimere nevnte differanser A1 og A2, er integrert i nevnte mottager.

7. Transmisjonssystem for signaler i kvadratur og som omfatter nevnte femte, sjette, sjuende og åttende digitale filter (3', 3", 12', 12") satt inn i nevnte første, andre, tredje og fjerde baner (2', 2", 9', 9") for å kompensere forskjellene i gruppeutbredelsestider mellom de analoge filtre (5', 5") i en sender for signaler i fasekvadratur og mellom de analoge filtre (10', 10") i en mottager for signaler i fasekvadratur ifølge et av kravene 1 - 5, karakterisert ved at nevnte digitale filtre er filtre som har endelig impulsrespons.