WO1992021176A1 - Dispositif de regulation de l'application de courant a une bobine d'inductance - Google Patents

Dispositif de regulation de l'application de courant a une bobine d'inductance Download PDF

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    • F16—ENGINEERING ELEMENTS AND UNITS; GENERAL MEASURES FOR PRODUCING AND MAINTAINING EFFECTIVE FUNCTIONING OF MACHINES OR INSTALLATIONS; THERMAL INSULATION IN GENERAL
    • F16C—SHAFTS; FLEXIBLE SHAFTS; ELEMENTS OR CRANKSHAFT MECHANISMS; ROTARY BODIES OTHER THAN GEARING ELEMENTS; BEARINGS
    • F16C32/00—Bearings not otherwise provided for
    • F16C32/04—Bearings not otherwise provided for using magnetic or electric supporting means
    • F16C32/0406—Magnetic bearings
    • F16C32/044—Active magnetic bearings
    • F16C32/0444—Details of devices to control the actuation of the electromagnets
    • F16C32/0457—Details of the power supply to the electromagnets
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/08—Reluctance motors
    • H02P25/086—Commutation
    • H02P25/089—Sensorless control

Definitions

  • the present invention provides a method for controlling the inductance of an inductance coil when the energizing current of an armature coil of an electric motor having a power of, for example, 30 watts or more is controlled at a high speed and energizing control of a specified waveform is performed.
  • the inductance of the exciting coil is large, so that there is a problem that it is difficult to rapidly change the conduction current for floating the rotor.
  • the power supply voltage should be raised accordingly and the rise of the current flowing
  • the drop in the current flow is made faster and the responsiveness is made faster to control the current flow.
  • the pulse width of the chopper control of the armature current is set to several microseconds.
  • a voltage 5 to 10 times the applied voltage for obtaining the driving torque is required, and there is a problem that practicality is lost.
  • the problems described above have exactly the same disadvantages in controlling the excitation coil of the electromagnet of the magnetic bearing.
  • the present invention relates to a series connection body of an inductance coil wound around a magnetic core and a first semiconductor switching element; an inductor coil side of the series connection body is connected to a positive electrode; (1) a DC power supply connected to and supplied to the semiconductor switching element side, a first diode reversely connected to the series-connected body, and a connection between the first semiconductor switching element and the inductance coil; A second diode having an input side connected to the power supply unit, a third diode inserted in a forward direction between the positive electrode of the DC power supply and the inductance coil, and a current flowing through the inductor coil.
  • a current detection circuit for detecting and obtaining a detection signal; a reference voltage of a voltage having an arbitrary set waveform; and an inductance when the first semiconductor switching element is turned off. Both poles are connected between the positive or negative side of the DC power supply and the output side of the second diode so that the stored magnetic energy of the coil is charged through the second diode. When the detection signal voltage of the current detection circuit exceeds the reference voltage, the first semiconductor switching element is turned off so that the stored magnetic energy of the inductance coil is transferred to the second capacitor.
  • a chopper circuit for synchronizing a non-conducting section of the second semiconductor switching element, and a conduction control device for an inductance coil which is characterized by comprising:
  • Capacitor 5 is charged to the limit of withstand voltage of each element (generally about 600 volts) by selecting capacitor 5 of the capacity corresponding to inductance 2 of inductance coil 1. Is done.
  • the transistor 3 When the supplied current drops by a predetermined value, the transistor 3 conducts. At this time, SCR 7 also conducts at the same time, and the voltage of the capacitor 5 causes a rapid rise of the conduction current.
  • the energization control of the inductance coil 1 corresponding to the reference voltage curve can be accurately performed without delay, thereby solving the above-described problem. It has the effect of doing.
  • the present invention provides a large inductance coil. Load requires a long time to accumulate and release magnetic energy.Therefore, there is a well-known means that uses a circuit that increases the applied voltage in order to control the energization with good responsiveness. There is a limit to sex. According to the means of the present invention, there is an operational effect that the applied voltage can be reduced and the conduction control of the inductance coil having better responsiveness can be performed. In particular, it is effective as an energization control means for an excitation coil of an electromagnet of a magnetic bearing that requires a servo control or a quick response control of a motor having a large inductance.
  • FIG. 1 is an electric circuit diagram of an embodiment of the device of the present invention
  • FIG. 2 is a time chart of electric signals of respective parts of the circuit of FIG. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • an inductance coil 1 is, for example, an excitation coil that excites a magnetic core of a magnetic bearing.
  • the core of the inductance coil 1 is not shown in the figure.
  • a transistor 3 is connected to a lower end of the inductance coil 1, and a diode 4 b is reversely connected to a series connection of the inductance coil 1 and the transistor 3.
  • Excitation current of inductance coil 1 Is detected as a voltage drop of the resistor 9, and the output is input to the + terminal of the operational amplifier 11. The input of one terminal is the reference voltage of terminal 10.
  • the inductance coil 1 is supplied with power via the diode 6 connected in the forward direction.
  • the output of the operational amplifier 11 becomes low level.
  • the output via the inverting circuit 13a is at a high level, so that the transistor 3 conducts, so that the exciting current increases and the operational amplifier 11
  • the output is switched to a high level.
  • This output signal is input to the differentiating circuit 12 and the rising edge of the differential pulse is input to the monostable circuit 13, so that the output has a predetermined width, and the electric pulse is low-leveled by the inverting circuit 13a. And the transistor 3 is turned off for a predetermined width.
  • the magnetic energy stored in the inductance coil 1 flows into and charges the capacitor 5 through the diodes 4a and 4b. Since the capacitor 5 has a small capacity, the voltage rises rapidly and the exciting current falls rapidly. When the exciting current drops to a predetermined value, the output of the monostable circuit 13 returns to a low level, so that the transistor 3 conducts and the exciting current increases.
  • the exciting current is detected as a voltage drop of the resistor 9, and its output is input to the + terminal of the operational amplifier 11.
  • One terminal input is a terminal
  • the reference voltage is 10.
  • An example of the reference voltage is shown as a time chart curve 14 in FIG.
  • the inductance coil 1 is supplied with power via the diode 6 connected in the direction.
  • the transistor 7a conducts due to the conduction of the transistor 3, so that the gate current of the SCR (control rectifier) is obtained by the voltage of the capacitor 5, and the transistor 7 conducts. Therefore, the high voltage of the capacitor 5 is applied to make the rising of the exciting current fast.
  • the SCR 7 is automatically turned off.
  • the arrow 8 in FIG. 2 indicates the width of the curve 14 and the dotted line 15 is the exciting current curve.
  • the current curves 15a and 15c show the rising portions of the exciting current, and the current curves 15b, 15d ... show the falling portions.
  • the dotted curve 14a shows a part of the curve 14 enlarged in time.
  • the curve 15 is a curve obtained by smoothing the S-lines 15 a, 15 b,.
  • the time width of the curves 15b, 15d, ... is regulated by the output pulse width of the monostable circuit 13, and the curves 15a, 15
  • the time width of c,... is the capacity of capacitor 5
  • the characteristic is that the time width becomes smaller as the capacity becomes smaller.
  • the applied voltage becomes a high voltage, and there is a limit to reducing the Chitsubato frequency (the time width of the curves 15a, 15b, ). Therefore, if the width of the arrow 8 of the reference voltage curve 14 is small and is about 100 microseconds, a response with a small time constant corresponding to the unevenness as shown in the curve 14 becomes impossible. There are drawbacks.
  • the response speed can be increased by reducing the capacitance of the capacitor 5.
  • the curve 15a when the energization control of the excitation coil of the magnetic pole of a reluctance type motor with an output of 300 watts was performed, the curve 15a, with the applied DC voltage of 100 volts, The width of 15 b,... is 0.5 microseconds. At this time, the capacity of the capacitor 5 is 0.1 microfarad.
  • the output pulse width of the monostable circuit 13 and the capacitance of the capacitor 5 need to be adjusted according to the magnitude of the inductance of the inductance coil 1. If a high-speed switching element such as IGBT is used instead of the transistor 3, the above-mentioned response will be further improved. If the curve 14 in FIG. 1 is a sine wave, the means of the present invention can be used for an inverter, so that a high-speed induction machine with high speed and little vibration can be obtained.

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Description

曰月 糸田 ·
ィ ンダク夕 ンスコイルの通電制御装置 技術分野
本発明は、 出力が、 例えば、 3 0 ワ ッ ト以上の電動機の電機子コ ィルの通電電流を高速度回転のと きに、 指定した波形の通電制御を 行なう場合に、 イ ンダクタ ンスコイルの通電電流の制御を時間おく れなしに正確に行なうイ ンダクタ ンスコイルの通電制御装置に関す 背景技術
磁気軸受の電磁石の電流の制御は、 その励磁コイルのイ ンダク夕 ンスが大きいので、 回転子を浮上せしめる為の通電電流の急速な変 化が困難となるという問題点がある。
ィ ンダクタ ンスコイルの通電電流のチヨ ッパ回路の応答性を良好 とする為には、 イ ンダクタ ンスコイルのイ ンダクタ ンスが大きい場 合には、 対応して電源電圧を高く して、 通電電流の立上がりを急速 と し、 イ ンダクタ ンスによる蓄積磁気エネルギを電源に還流するこ とによ り、 通電電流の降下を急速と して応答性を速く して通電流の 制御を行なっている。
上述したように、 チヨ 、ソパ回路によるイ ンダクタ ンスコイルの通 電電流の応答性を高速とするには、 電源電圧を高く する手段がある 力 よ り高速な応答性を得る為には、 電源電圧が著し く 高く な り、 実用性が失なわれる問題点がある。
例えば、 出力 5 0 0 ワ ッ トの誘導電動機、 リ ラクタ ンス型の電動 機の場合に、 電機子電流のチヨ ッパ制御のパルス巾を数マイ クロセ コ ン ド位とする為には、 駆動 トルクを得る為の印加電圧の 5〜 1 0倍の電圧が必要となり、 実用性が失なわれる問題点がある。 上述した問題は、 磁気軸受の電磁石の励磁コイルの制御について も全く 同じ欠点となっている。
本発明は、 イ ンダクタンスコイルの通電電流の制御を時間おくれ なしに正確に行なう装置を得るこ とを目的とする。 発明の開示
本発明は、 磁心に捲着されたィ ンダクタンスコイルと第 1 の半導 体スイ ッチング素子との直列接続体と、 該直列接続体の該イ ンダク タンスコィル側が正極に接続され、 負極側を該第 1 の半導体スイ ツ チング素子側に接続して供電する直流電源と、 前記した直列接続体 に逆接続された第 1 のダイオードと、 該第 1の半導体スィ ツチング 素子と該イ ンダクタ ンスコイルとの接続部に入力側が接続された第 2のダイオー ドと、 該直流電源正極と該イ ンダクタ ンスコイルとの 間に順方向に挿入された第 3のダイオー ドと、 該イ ンダクタ ンスコ ィルの通電電流を検出して検出信号を得る電流検出回路と、 設定さ れた任意の波形の電圧の基準電圧と、 該第 1 の半導体スイ ッチング 素子が不導通に転化したときに、 該イ ンダクタ ンスコイルの蓄積磁 気エネルギを該第 2のダイオー ドを介して流入充電するように、 該 直流電源正極若しく は負極側と該第 2のダイォー ドの出力側との間 に両極が接続された小容量のコンデンサと、 該電流検出回路の検出 信号電圧が該基準電圧を越えると該第 1 の半導体スィ ッチング素子 を不導通に転化して、 該イ ンダクタンスコイルの蓄積磁気エネルギ を、 該第 2のダイオー ドを介して小容量のコ ンデンサに流入充電し て高電圧とするこ とによ り通電電流を急速に降下せしめ、 所定値ま で降下すると該第 1 の半導体スイ ッ チング素子を導通せしめて、 小 容量の該コ ンデンサの高電圧を該第 2の半導体スィ ツチングを介し て、 該第 3のダイオー ドの出力側と該イ ンダクタ ンスコイルの接続 部に印加して通電電流の立上がりを急速とすると と もに、 該第 1 の 半導体スィ ツチング素子と該第 2の半導体スィ ツチング素子の不導 通の区間を同期せしめるチヨ ッパ回路と、 よ り構成されたこ とを特 徵とするイ ンダクタ ンスコイルの通電制御装置である。
図 1 について作用を説明する。
ト ラ ンジスタ 3が不導通に転化する と、 イ ンダク夕 ンスコイル 1 の蓄積磁気エネルギは、 ダイオー ド 4 a， 4 bを介してコ ンデン サ 5を図示の極性に充電する。 ィ ンダクタ ンスコイル 1 のィ ンダク タ 2 ンスに. 対応した容量のコ ンデンサ 5を選択するこ とによ り、 各素子の耐電圧の限界 （一般に 6 0 0 ボル ト位） までコ ンデンサ 5は充電される。
従って通電電流の降下は急速となる。 このと きに、 S C R 7は不 導通に保持されている。
通電電流が所定値だけ降下すると、 トラ ンジスタ 3が導通する。 このときに S C R 7 も同時に導通するので、 コ ンデンサ 5の電圧に より、 通電電流の立上がりが急速となる。
以上のサイクルを繰返すチヨ ッパ回路となっているので、 基準電 圧の曲線に対応したイ ンダクタ ンスコイル 1 の通電制御を時間おく れなしに正確に行なう こ とができて、 前記した課題を解決する作用 がある。
本発明は、 以上説明したよう に、 大きいイ ンダクタ ンスコイル の負荷は、 磁気エネルギの蓄積と放出に時間を要するので、 応答性 の良い通電制御を行なう為に、 印加電圧を高く するチヨ ツバ回路を 利用する周知の手段があるが、 実用的には応答性に限界がある。 本発明の手段によると、 印加電圧を低く して、 しかも応答性のよ り良好なイ ンダクタンスコイルの通電制御を行なう こ とができる作 用効果がある。 特に、 イ ンダクタンスの大きい電動機のサーボ制 御若しく は応答性の速い制御の必要な磁気軸受の電磁石の励磁コィ ルの通電制御手段と して有効である。
周知の手段によると、 ィ ンダクタンスコイル 1 の両端に半導体ス イ ッチング素子 2個が挿入されるが、 本発明装置では、 電源負極側 に 1個のみ揷入されているので回路が簡素化され廉価となる。
S C R 7は短時間の通電なので小容量のものでよいので問題点は ない。 図面の簡単な説明
図 1 は、 本発明装置の実施例の電気回路図、 図 2は、 図 1 の回路 の各部の電気信号のタイムチヤ一 卜である。 発明を実施するための最良の形態
図 1 において、 イ ンダクタンスコイル 1 は、 例えば、 磁気軸受の 磁心を励磁する励磁コイルである。 ィ ンダクタンスコイル 1 の磁 心は省略して図示していない。
イ ンダクタ ンスコイル 1 の下端には、 ト ラ ンジスタ 3が接続さ れ、 イ ンダクタンスコイル 1 と トラ ンジスタ 3の直列接続体にダイ オー ド 4 bが逆接続される。 ィ ンダクタンスコイル 1 の励磁電流 は、 抵抗 9の電圧降下と して検出され、 その出力は、 オペアンプ 1 1 の +端子に入力されている。 一端子の入力は端子 1 0の基準電 圧となっている。
基準電圧は、 図 2のタイムチャー トの曲線 1 4 と して一例が示さ れている。
直流電源端子 2 a , 2 bによ り、 イ ンダクタ ンスコイル 1 は、 順 方向に接続されたダイオー ド 6を介して供電される。
図 2の曲線 1 4で示す基準電圧はオペアンプ 1 1 に入力されたと きに、 オペアンプ 1 1 の出力はローレベルとなる。 このと きに単 安定回路 1 3の出力もローレベルなので、 反転回路 1 3 aを介する 出力はハイ レベルとな り、 従って トラ ンジスタ 3が導通するので、 励磁電流が増大し、 オペアンプ 1 1 の +端子の電圧が -端子の電圧 を越えると、 その出力がハイ レベルに転化する。
この出力信号は微分回路 1 2 に入力され、 立上り部の微分パルス が単安定回路 1 3に入力されるので、 出力は所定の巾となり 、 その 電気パルスが反転回路 1 3 aによ り ローレベルの信号とな り 、 トラ ンジスタ 3を所定の巾だけ不導通とする。
従って、 イ ンダクタ ンスコイル 1 の蓄積磁気エネルギは、 ダイ オー ド 4 a , 4 bを介してコンデンサ 5に流入充電する。 コ ンデ ンサ 5は小容量なので急速に電圧が上昇して、 励磁電流を急速に降 下する。 励磁電流が所定値まで降下すると、 単安定回路 1 3の出力 はローレベルに復帰するので トラ ンジスタ 3は導通して励磁電流を 増大する。
励磁電流は、 抵抗 9の電圧降下と して検出され、 その出力は、 ォ ペアンプ 1 1 の +端子に入力されている。 一端子の入力は端子 1 0の基準電圧となっている。 基準電圧は、 図 2のタイムチヤ一 トの曲線 1 4と して一例が示されている。
直流電源端子 2 a， 2 bによ り、 イ ンダクタンスコイル 1は、 通 方向に接続されたダイオー ド 6を介して供電される。
図 2の曲線 1 4で示す基準電圧はォペアンプ 1 1 に入力されたと きに、 オペアンプ 1 1の出力はローレベルとなる。
このときに、 トラ ンジスタ 3の導通によ り、 卜ラ ンジス夕 7 aが 導通するので、 S C R (制御整流素子） のゲー ト電流がコ ンデンサ 5の電圧によ り得られて導通する。 従ってコンデンサ 5の高電圧 が印加されて励磁電流の立上りを高速とする。 コンデンサ 5の放 電の終了と ともに S C R 7は自動的に不導通に転化する。
励磁電流が増大して、 再びト ラ ンジスタ 3が不導通に転化する と、 単安定回路 1 3の出力巾だけ トランジスタ 3は不導通に転化す る。
かかる通電制御が繰返されるチヨ 'ソパ回路となるので、 図 2の曲 線 1 4に比例した励磁電流を得ることのできる特徴がある。
図 2の矢印 8は曲線 1 4の巾を示し、 点線 1 5は励磁電流曲線で ある。
電流曲線 1 5 a , 1 5 cは励磁電流の立上り部を示し、 電流曲線 1 5 b , 1 5 d…は降下部を示している。 点線曲線 1 4 aは曲線 1 4の 1部を時間的に拡大して示すものである。 曲線 1 5は、 S 線 1 5 a , 1 5 b , …を平滑化した曲線である。
イ ンダク夕ンスコイル 1のイ ンダクタ ンスが一定のときに、 曲線 1 5 b , 1 5 d , …の時間巾は単安定回路 1 3の出力パルス巾で規 制され、 曲線 1 5 a， 1 5 c , …の時間巾は、 コンデンサ 5の容量 によ り変化され、 容量が小さい程時間巾が小さ く なる特徴がある。 以上の事実は、 イ ンダクタンスコイル 1 と コ ンデンサ 5は直列共 振回路と相似した性質があるので、 コ ンデンサ 5の容量が小さ く な る程共振周波数が大き く なるこ とからも推定されるものである。
イ ンダク夕 ンスコイル 1 の抵抗によるジュール損失分と鉄損分だ けは、 直流電源よ り電流の立上り部の末期において供給される。 周知の手段によると、 直流電源電圧を高く して、 磁気エネルギの 蓄積を急速とするこ とによ り電流の立上りを急速と し、 蓄積磁気ェ ネルギを電源に還流するこ とによ り降下を急速と している。
従っ て、 印加電圧は高い電圧と な り 、 チ ヨ ツ バ周波数 （曲線 1 5 a , 1 5 b , …の時間巾） を小さ く するこ とには限界がある。 従って、 基準電圧曲線 1 4の矢印 8の巾が小さ く 1 0 0マイ クロ セコ ン ド位となると、 曲線 1 4の図示のような凹凸に対応する時定 数の小さい応答は不可能となる欠点がある。
本発明装置による と、 印加電圧を低く しても、 コ ンデンサ 5の容 量を小さ く するこ とによ り 、 応答性を高速度とするこ とができる効 果がある。
実測によると、 出力 3 0 0 ワ ッ ト位の リ ラクタ ンス型の電動機の 磁極の励磁コ イ ルの通電制御を行なった場合に、 印加直流電圧 1 0 0ボル 卜で、 曲線 1 5 a， 1 5 b , …の巾は 0 . 5マイ クロセ コ ン ド となる。 このと きのコンデンサ 5の容量は、 0 . 1 マイク ロファラ ッ ドである。
従って、 大きいイ ンダクタ ンス負荷の場合でも、 励磁電流の応答 性のよい通電制御を行なう こ とができるので、 磁気軸受の電磁石の 励磁コイルの通電制御を行なう こ とによ り、 回転体の磁気浮上をよ り正確に行なう ことができる作用効果がある。
単安定回路 1 3の出力パルス巾及びコンデンサ 5の容量は、 イ ン ダクタンスコイル 1 のィ ンダクタンスの大きさによ り調整する必要 がある。 ト ラ ンジスタ 3の代 り に、 I G B Tのよ う な高速度ス ィ ツチング素子を使用すると、 上述した応答性は更に良好となる。 図 1 の曲線 1 4をサイ ン波とすると、 イ ンバータに本発明手段を 利用できるので、 高速度で振動の少ない高速誘導機を得るこ とがで きる。
図 1 において、 コンデンサ 5を電源正極側に記号 5 aで示す位置 に設けても同じ作用効果がある。

Claims

請 求 の 範 磁心に捲着されたイ ンダク夕ンスコイルと第 1 の半導体スィ ツチ ング素子との直列接続体と、
該直列接続体の該イ ンダクタ ンスコイル側が正極に接続され、 負 極側を該第 1 の半導体スィ ッチング素子側に接続して供電する直流 電源と、
前記した直列接続体に逆接続された第 1 のダイオー ドと、 該第 1 の半導体スィ ツチング素子と該イ ンダクタ ンスコイルとの 接続部に入力側が接続された第 2のダイオー ド と、
該直流電源正極と該イ ンダクタンスコイルとの間に順方向に挿入 された第 3のダイオー ドと、
該ィ ンダクタ ンスコイルの通電電流を検出して検出信号を得る電 流検出回路と、
設定された任意の波形の電圧の基準電圧と、
該第 1 の半導体スィ ッチング素子が不導通に転化したと きに、 該 イ ンダクタ ンスコイルの蓄積磁気エネルギを該第 2のダイオー ドを 介して流入充電するように、 該直流電源正極若し く は負極側と該第 2のダイオー ドの出力側との間に両極が接続された小容量のコ ンデ ンサと、
該電流検出回路の検出信号電圧が該基準電圧を越えると該第 1 の 半導体スイ ッチング素子を不導通に転化して、 該イ ンダクタ ンスコ ィルの蓄積磁気エネルギを、 該第 2のダイオー ドを介して小容量の コ ンデンサに流入充電して高電圧とするこ とによ り通電電流を急速 に降下せしめ、 所定値まで降下すると該第 1 の半導体スイ ッ チング 素子を導通せしめて、 小容量の該コンデンザの高電圧を該第 2 の半 導体スイ ッチングを介して、 該第 3のダイオー ドの出力側と該イ ン ガクタンスコィルの接続部に印加して通電電流の立上がりを急速と するとともに、 該第 1 の半導体スィ ツチング素子と該第 2の半導体 スィ ツチング素子の不導通の区間を同期せしめるチヨ ッパ回路と、 よ り構成されたこ とを特徴とするイ ンダクタ ンスコィルの通電制 御装置。
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