WO1996015579A1 - Schalt-leistungs-wandler - Google Patents

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WO1996015579A1
WO1996015579A1 PCT/EP1995/004417 EP9504417W WO9615579A1 WO 1996015579 A1 WO1996015579 A1 WO 1996015579A1 EP 9504417 W EP9504417 W EP 9504417W WO 9615579 A1 WO9615579 A1 WO 9615579A1
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Wolfgang Spitaler
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements

Definitions

  • the invention relates to a converter circuit with a transformer which has a primary winding and at least one secondary winding, the primary winding being connected in series with a first controlled switch to an output voltage and the secondary winding being followed by a rectifier and a charging capacitor, and with a primary capacitor, to which energy can be supplied via a diode and can be emitted again via a second switch, which is controlled in push-pull to the first switch.
  • the stray energy is supplied to a resistor via a diode and is destroyed in it.
  • the use of own demagnetization windings can be described as quite complex and not only increases the price of the transformer but also its size.
  • the use of two controlled switches is shown in FIG. 2 of the above-mentioned article, the first controlled switch being bridged by a series circuit comprising a second controlled switch and a primary capacitor. A diode is connected in parallel to the second controlled switch. The two switches are actuated in counter-clock mode, with short switching pauses being observed between the control pulses, which, inter alia, reduce the switching losses.
  • the stray energy temporarily stored in the primary capacitor can be periodically fed back to the primary winding of the transformer via the second controlled switch.
  • the solution according to the invention enables low-loss use of the stray energy, extensive avoidance of transistor switching losses, a reduction in forward losses and switching overvoltage, and, above all, a reduction in hysteresis losses in the transformer due to symmetrical magnetization of the transformer core.
  • a reduction in the rms current value on the charging capacitor on the secondary side can be achieved with two converter circuits according to the invention which are driven out of phase by 180 ° and whose secondary windings are connected to a common charging capacitor via a rectifier.
  • the invention together with other advantages is explained in more detail below with the aid of exemplary embodiments which are illustrated in the drawing. In this show:
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment of the invention in a schematic circuit diagram
  • FIG. 2 shows the circuit according to FIG. 1 with an additional primary capacitor
  • FIG. 3 shows the course of the primary and secondary current in a diagram.
  • FIG. 1 shows a circuit according to the invention with a transformer T which has a primary winding W1 and a secondary winding W2.
  • the primary winding Wl of the transformer T is connected at one end to the positive pole of a DC input voltage UI via a primary capacitor Cl, whereas the other end of the primary winding Wl is connected via a controlled switch S1, e.g. a MOS-FET transistor, on the negative pole of the DC input voltage Ul.
  • the controlled switch S1 is bridged by a diode Dl which is poled in relation to the DC output voltage. Parasitic capacitances are shown symbolically with a capacitor Cp which is parallel to the switch S1.
  • the parallel connection of a second controlled switch S2 and a diode D2 is provided between the positive pole of the supply voltage and an end of the primary winding W1 which is connected to the switch S1, the diode D2 being polarized in the same sense as the diode Dl.
  • T is a rectifier G, shown here as a single diode, and a charging capacitor C.
  • a load that is applied to the DC output voltage is denoted by L and is shown as a resistor.
  • the switches S1 and S2 are activated in push-pull mode, for example with a pulse duty factor of T on to T of 0.5. Before the two switches S1 and S2 are switched on, a short delay time is observed in order to enable the transistors to be switched without loss. As a result, the parasitic capacitance Cp can be recharged by the magnetizing current until the parallel diode D1 of the switch S1 is flooded.
  • the course of the control voltages or currents for the switches S1, S2 can be seen in FIG. 3b and is labeled sl and s2.
  • Pulse circuits for controlling the two switches or transistors S1 and S2 are known to the person skilled in the art and are described in the relevant literature.
  • the control circuit is also connected to a corresponding control circuit in order to regulate the DC output voltage in accordance with the corresponding requirements.
  • Such control circuits are also state of the art and can also be found in the literature.
  • the differential voltage UI must be the
  • FIG. 3a shows the profile of the secondary current of the transformer T.
  • energy is stored inductively in the transformer in the first half-wave and energy is stored capacitively in the capacitor C1, and is emitted to the load in the second half-wave via the leakage inductance of the transformer.
  • the zero shift resulting from idling is indicated in FIG. 3a.
  • the circuit according to the invention can be designed such that only about half of the energy is stored in the air gap of the transformer, which also reduces the loss of hysteresis.
  • the variant of the circuit according to the invention shown in FIG. 2 differs from that according to FIG. 1 only by the use of a second capacitor C2, which is parallel to the series connection of primary winding W1 and controlled Switch Sl is. It can easily be shown that by using this second primary capacitor C2, which is preferably of the same size as the first primary capacitor C1, symmetrization of the currents is made possible and thus only half as large charge-reversal currents occur at the input terminals, which leads to a leads to a corresponding reduction in high-frequency interference.
  • the screening or interference suppression means required in the input circuit, not shown here, can therefore be designed to be less expensive.

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Abstract

Eine Wandlerschaltung mit einem Übertrager (T), der eine Primärwicklung (W1) sowie zumindest eine Sekundärwicklung (W2) aufweist, wobei die Primärwicklung in Serie mit einem ersten gesteuerten Schalter (S1) an einer Eingangsgleichspannung (U1) liegt und der Sekundärwicklung (W2) ein Gleichrichter (G) und ein Ladekondensator (C) nachgeschaltet sind, sowie mit einem Primärkondensator (C1), dem Energie über eine Diode (D2) zuführbar und über einen zweiten, zum ersten Schalter im Gegentakt gesteuerten Schalter (S2) wieder abgebbar ist, und bei welcher die Serienschaltung aus Primärkondensator (C1), Primärwicklung (W1) und erstem gesteuerten Schalter (S1) an der Eingangsgleichspannung (U1) liegt, wobei der zweite gesteuerte Schalter (S2) die Serienschaltung aus Primärkondensator (C1) und Primärwicklung (W1) überbrückt und die erste Diode (D1) parallel zum ersten gesteuerten Schalter (S1) und eine zweite Diode (D2) parallel zum zweiten gesteuerten Schalter (S2) liegt, wobei beide Dioden (D1, D2) bezüglich der Eingangsgleichspannung (U1) in Sperrichtung geschaltet sind.

Description

Beschreibung
Schalt-Leistuπgs-Wandler
Die Erfindung bezieht sich auf eine Wandlerschaltung mit einem Übertrager, der eine Primärwicklung sowie zumindest eine Sekundärwicklung aufweist, wobei die Primärwicklung in Serie mit einem ersten gesteuerten Schalter an einer Em- gangsgle chspannung liegt und der Sekundärwicklung ein Gleichrichter und ein Ladekondensator nachgeschaltet sind, sowie mit einem Primärkondensator, dem Energie über eine Diode zufύhrbar und über einen zweiten, zum ersten Schalter im Gegentakt gesteuerten Schalter wieder abgebbar ist.
Bei Wandlern, insbesondere bei Sperrwandlern, tritt das Prob¬ lem auf, daß die Streuenergie des Übertragers in den Schalt¬ pausen des gesteuerten Schalters zu hohen Spannungen an die¬ sem Schalter führen kann, sodaß diese Energie in geeigneter Weise abgeführt werden muß, um eine Zerstörung des Schalters, z.B. eines MOS-FET-Transistors, zu verhindern.
Bei kleinen Leistungen der Wandler wird die Streuenergie über eine Diode einem Widerstand zugeführt und in diesem vernich¬ tet. Bei höheren Leistungen versucht man hingegen die Streu- energie zumindest zum Teil zu verwenden.
Der Artikel "Design Tricks, Techniques and Tribulations at High Conversion Frequencies" von B. Larsten, in PCI- Proceedmgs, May 1987, p.187-200 beschreibt die schon lange bekannte Verwendung von Abmagnetisierungswicklungen zur Rück¬ führung der Streuenergie eoenso, wie Schaltungen nach dem Oberbegriff des Anspruches 1 mit zwei im Gegentakt gesteuer¬ ten Schaltern.
Die Verwendung von eigenen Abmagnetisierungswicklungen ist als ziemlich aufwendig zu bezeichnen und erhöht nicht nur den Preis des Übertragers sondern aucn dessen Baugröße. Die Verwendung von zwei gesteuerten Schaltern ist in Fig. 2 des obgenannten Artikels gezeigt, wobei der erste gesteuerte Schalter von einer Serienschaltung aus einem zweiten ge¬ steuerten Schalter und einem Primärkondensator überbrückt ist. Parallel zum zweiten gesteuerten Schalter liegt eine Diode. D e Ansteuerung der beiden Schalter erfolgt im Gegen¬ takt, wobei zwischen den AnSteuerimpulsen kurze Schaltpausen eingehalten werden, die unter anderem die Schaltverluste ver¬ ringern. Über den zweiten gesteuerten Schalter kann die vor- übergehend in dem Primärkondensator gespeicherte Streuenergie periodisch an die Primärwicklung des Übertragers rückgeführt werden.
Eine ähnliche Schaltung ist der EP-A-0 404 191 zu entnehmen, doch liegt dort die Serienschaltung aus Primarkondensator und zweiten gesteuerten Schalter parallel zur Primärwicklung. Die Funktion der Schaltung gleicht jener der zuvor beschriebenen Schaltung.
Wenngleich die bekannten und oben genannten Schaltungen den Vorteil aufweisen, daß die Streuenergie nicht einfach ver¬ nichtet, sondern zumindest zum Teil in den Primärkreis rück- geliefert wird, treten an dem ersten gesteuerten Schalter nach wie vor Spannungen auf, die höher als die Ξingangsspan- nung sind, so daß man Schalttransistoren mit honer Sperrspan¬ nung verwenden muß. Solche Transistoren sind in Hinblick auf die Verluste im leitenden Zustand nicht zweckmäßig, da Tran¬ sistoren mit höheren Sperrspannungen im allgemeinen auch einen höheren Durchlaßwiderstand aufweisen.
Bei αen bekannten Schaltungen fuhrt die Zwischenspeicnerung eines Großteils αer Energie im Luftspalc vor allem bei hone- ren Scnaltfrequenzen zu beachtlichen zusätzlichen Verlusten so daß auch der Wunsch Desteht, weniger Energie im Luftspalt zwiscnenzuspeichern. Es ist somit eine Aufgabe der Erfindung, eine Wandlerschal¬ tung anzugeben, die eine Verbesserung der bekannten Schal¬ tungen im Sinne der Verminderung der zuvor beschriebenen Nachteile darstellt.
Diese Aufgabe wird mit einer Schaltung der eingangs genannten Art gelöst, bei welcher erfindungsgemäß die Serienschaltung aus Prim rkondensator, Primärwicklung, und erster gesteuerter Schalter an der Eingangsgleichspannung liegt, wobei der zwei- te gesteuerte Schalter die Serienschaltung aus Prim rkonden¬ sator und Primärwicklung überbrückt, und die erste Diode pa¬ rallel zum ersten gesteuerten Schalter und eine zweite Diode parallel zum zweiten gesteuerten Schalter liegt, wobei beide Dioden bezüglich der Eingangsgleichspannung in Sperrichtung geschaltet sind.
Die erfindungsgemäße Lösung ermöglicht eine verlustarme Nut¬ zung der Streuenergie, eine weitgehende Vermeidung von Tran¬ sistorschaltverlusten, eine Reduktion der Durchlaßverluste und der Schaltüberspannung sowie eine Verringerung vor allem der Hystereseverluste im Übertrager durch eine symmetrische Magnetisierung des Übertragerkerns.
Falls die Serienschaltung aus Primärwicklung und erstem ge- steuerten Schalter von einem zweiten Prim rkondensator über¬ brückt ist, ergibt sich eine günstigere, symmetrischere Stromverteilung der Schaltspitzenströme und damit eine Ver¬ ringerung von Hochfrequenzstörungen, so daß der Aufwand an Entstörmitteln geringer gehalten werden kann.
Eine Reduktion des Strom-Effektivwertes m sekundärseitigen Ladekondensator läßt sich mit zwei erfindungsgemäßen Wandler¬ schaltungen erreichen, die um 180° phasenverschoben ange¬ steuert sind und deren Sekundärwicklungen über je einen Gleichrichter an einem gemeinsamen Ladekondensator liegen. Die Erfindung samt anderer Vorteile ist im folgenden anhand beispielsweiser Ausführungsformen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen:
Fig. 1 eine erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung in einem schematischen Schaltbild, Fig. 2 die Schaltung nach Fig. 1 mit einem zusätzlichen Pri¬ märkondensator, und Fig. 3 in einem Diagramm den Verlauf des Primär- und Sekun- därstromes.
Fig. 1 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltung mit einem Über¬ trager T, der eine Primärwicklung Wl und eine Sekundärwick¬ lung W2 besitzt. Die Primärwicklung Wl des Übertragers T ist mit ihrem einen Ende über einen Prim rkondensator Cl an den positiven Pol einer Emgangsgleichspannung UI gelegt, wogegen das andere Ende der Primärwicklung Wl über einen gesteuerten Schalter Sl, z.B. einen MOS-FET-Transistor, an dem negativen Pol der Emgangsgleichspannung Ul liegt. Der gesteuerte Schalter Sl ist von einer Diode Dl überbrückt, die bezüglich der Emgangsgleichspannung in Spemchtung gepolt ist. Para¬ sitäre Kapazitäten sind symbolisch mit einem Kondensator Cp stπchliert eingezeichnet, der parallel zu dem Schalter Sl liegt . Zwischen dem positiven Pol der Versorgungsspannung und enem Ende der Primärwicklung Wl, das an dem Schalter Sl liegt, ist die Parallelschaltung eines zweiten gesteuerten Schalters S2 und einer Diode D2 vorgesehen, wobei die Diode D2 im gleichen Sinne wie die Diode Dl gepolt ist.
Sekundärseitig folgt der Sekundärwicklung W2 des Übertragers
T ein Gleichrichter G, hier als Einzeldiode gezeichnet, sowie ein Ladekondensator C. Eine an die Ausgangsgleichspannung Um¬ gelegte Last ist mit L bezeicnnet und als Widerstand einge¬ zeichnet . Im Zusammenhang mit der folgenden Funktionsbeschreibung der Schaltung nach Fig. 1 wird auf das Diagramm nach Fig. 3 Bezug genommen. Die Schalter Sl und S2 werden im Gegentakt ange¬ steuert und zwar beispielsweise mit einem Tastverhältnis von Teιn zu T von 0,5. Vor dem Einschalten der beiden Schalter Sl bzw. S2 wird eine kurze Verzugszeit eingehalten, um ein ver¬ lustfreies Schalten der Transistoren zu ermöglichen. Dadurch kann die parasitäre Kapazität Cp durch den Magnetisierungs¬ strom umgeladen werden, bis die Paralleldiode Dl des Schal- ters Sl geflutet wird. Der Verlauf der Steuerspannungen bzw. -ströme für die Schalter Sl, S2 ist Fig. 3b zu entnehmen und mit sl und s2 bezeichnet.
Impulsschaltungen zur Ansteuerung der beiden Schalter bzw. Transistoren Sl und S2 sind dem Fachmann bekannt und in der einschlägigen Literatur beschrieben. Die Ansteuerungsschal- tung ist auch mit einer entsprechenden Regelschaltung verbun¬ den, um die Ausgangsgleichspannung den entsprechenden Be¬ dürfnissen entsprechend auszuregeln. Derartige Regelschal- tungen sind gleichfalls Stand der Technik und können gleich¬ falls der Literatur entnommen werden.
Während des abwechselnden Schaltens der beiden Schalter bzw. Transistoren Sl und S2 nimmt der Prim rkondensator Cl die halbe Eingangsgleichspannung an, somit die Spannung Ul/2. Die Ausgangsgleichspannung am Kondensator C beträgt sodann
U2 - H. ϊL- UL
2 2 2ü
wobei wl und w2 die Primär- bzw. Sekundärwmdungszahlen des Übertragers T bedeuten und ü sein Übersetzungsverhältnis. Im Leerlauffall steigt der Magnetisierungsstrom linear in der ersten Halbwelle und fällt in der zweiten Halbwelle linear ab, was auch bedeutet, daß der Transformator symmetrisch mag- netisiert wird. Dieser dreieckförmige Stromverlauf des Pri- ärstromes, der im Leerlauffall gleich dem Magnetisierungs¬ strom Im ist, kann Fig. 3a entnommen werden.
Wird der Ausgangs- bzw. Sekundärkreis durch eine Last L bela¬ stet, so überlagert sich dem Magnetisierungsstrom ein sinus-
U2 förmiger Laststrom, der von der Differenzspannung UI ge¬ il trieben wird und bezüglich seiner Amplitude und Frequenz durch den Wert des Primärkondensators Cl und die Streuinduk¬ tivität des Übertragers bestimmt ist.
Ein nichtgezeigter Ausgangsspannungsregler verändert das
Tastverhältnis, bis die gewünschte Ausgangsspannung stabil
U2 eingestellt ist. Dazu muß die Differen∑spannung UI die
U stationären Verluste liefern sowie bei dynamischen Vorgängen Stromänderungen in der Strominduktivität erzeugen.
Der resultierende Stromverlauf ergibt sich gleichfalls aus Fig. 3a, und aus Fig. 3c geht der Verlauf des Sekundärstroms des Übertragers T hervor. Energetisch betrachtet wird in der ersten Halbwelle im Übertrager Energie induktiv und im Kon¬ densator Cl Energie kapazitiv gespeichert und in der zweiten Halbwelle über die Streuinduktivität des Übertragers an die Last abgegeben. Die sich gegenüber dem Leerlauf ergebende Nullpunktverschiebung ist in Fig. 3a angedeutet.
Gegenüber bekannten, eingangs erörterten Sperrwandlerschal¬ tungen kann die erfindungsgemäße Schaltung so ausgelegt wer¬ den, daß nur etwa die Hälfte der Energiespeicherung im Luft¬ spalt des Transformators erfolgt, wodurch sich auch die Hy- stereseverluste verringern lassen.
Die in Fig. 2 gezeigte Variante der erfindungsgemäßen Schal¬ tung unterscheidet sich von jener nach Fig. 1 lediglich durch die Verwendung eines zweiten Kondensators C2, welcher paral- lel zur Serienschaltung aus Primärwicklung Wl und gesteuertem Schalter Sl liegt. Man kann leicht zeigen, daß durch Verwen¬ dung dieses zweiten Primärkondensators C2, der vorzugsweise gleich groß dimensioniert ist wie der erste Primärkondensator Cl, eine Symmetrierung der Ströme ermöglicht wird und damit an den Eingangsklemmen nur halb so große Umladeströme auftre¬ ten, was zu einer entsprechenden Verminderung von Hochfre¬ quenzstörungen führt. Die im Eingangskreis notwendigen, hier nicht gezeigten Sieb- bzw. Entstörmittel können daher ent¬ sprechend weniger aufwendig gestaltet werden.
Eine Verbesserung der Welligkeit auf der Sekundärseite und damit eine Verringerung des Ladestroms durch den Ladekonden¬ sator C läßt sich erreichen, wenn man zwei erfindungsgemäße Schaltungen verwendet, die um 180° phasenverschoben ange- steuert werden und die beiden Sekundärwicklungen der entspre¬ chenden Übertrager über je eine Diode auf einen gemeinsamen Ladekondensator wirken läß .

Claims

Patentansprüche
1. Wandlerschaltung mit einem Übertrager (T) , der eine Primärwicklung (Wl) sowie zumindest eine Sekundärwicklung (W2) aufweist, wobei die Primärwicklung in Serie mit einem ersten gesteuerten Schalter (Sl) an einer Eingangsgleichspan¬ nung (UI) liegt und der Sekundärwicklung (W2) ein Gleich¬ richter (G) und ein Ladekondensator (C) nachgeschaltet sind, sowie mit einem Primärkondensator (Cl) dem Energie über eine Diode (D2) zuführbar und über einen zweiten, zum ersten
Schalter im Gegentakt gesteuerten Schalter (S2) wieder abgeb¬ bar ist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß
a) die Serienschaltung aus Prim rkondensator (Cl), Primär¬ wicklung (Wl) und erstem gesteuerten Schalter (Sl) an der Eingangsgleichspannung (UI) liegt, wobei der zweite ge¬ steuerte Schalter (S2) die Serienschaltung aus Prim rkon¬ densator (Cl) und Primärwicklung (Wl) überbrückt, und
b) die erste Diode (Dl) parallel zum ersten gesteuerten Schalter (Sl) und eine zweite Diode (D2) parallel zum zweiten gesteuerten Schalter (S2) liegt, wobei beide Dioden (D1,D2) bezüglich der Emgangsgleichspannung (UI) in Sperrichtung geschaltet sind.
2. Wandlerschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Serienschaltung aus Primärwicklung (Wl) und erstem gesteuerten Schalter (Sl) von einem zweiten Primarkondensator (C2) überbrückt ist (Fig.2) .
3. Wandlerschaltung , d a d u r c h g e k e n n ¬ z e i c h n e t , daß zwei Wandlerschaltungen nach Anspruch 1 oder 2 vorgesehen sind, die um 180° phasenverschoben ange- steuert sind, und deren Sekundärwicklungen über e einen Gleichrichter an einem gemeinsamen Ladekondensator liegen.
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0851566A3 (de) * 1996-12-26 1999-01-07 Koninklijke Philips Electronics N.V. Pulsbreitenmodulierter nullspannungsschaltender Halbbrücken-Gleichspannungssperrwandler

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0162374A1 (de) * 1984-05-10 1985-11-27 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung für Umrichter
EP0404191A2 (de) * 1989-06-23 1990-12-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Schalteinrichtung für Leistungsversorgung
JPH04359892A (ja) * 1991-06-04 1992-12-14 Sanyo Electric Co Ltd 電子レンジ用電源装置
DE4313359A1 (de) * 1992-04-24 1993-10-28 Matsushita Electric Industrial Co Ltd Schaltnetzteil

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0162374A1 (de) * 1984-05-10 1985-11-27 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung für Umrichter
EP0404191A2 (de) * 1989-06-23 1990-12-27 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Schalteinrichtung für Leistungsversorgung
JPH04359892A (ja) * 1991-06-04 1992-12-14 Sanyo Electric Co Ltd 電子レンジ用電源装置
DE4313359A1 (de) * 1992-04-24 1993-10-28 Matsushita Electric Industrial Co Ltd Schaltnetzteil

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
B. CARSTEN: "Design Tricks, Techniques and Tribulations at High Conversion Frequencies", PCI PROCEEDINGS, pages 187 - 200, XP000565936 *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 017, no. 230 (E - 1361) 11 May 1993 (1993-05-11) *

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0851566A3 (de) * 1996-12-26 1999-01-07 Koninklijke Philips Electronics N.V. Pulsbreitenmodulierter nullspannungsschaltender Halbbrücken-Gleichspannungssperrwandler

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