WO2002054585A1 - High-frequency amplifier - Google Patents

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WO2002054585A1
WO2002054585A1 PCT/JP2001/010993 JP0110993W WO02054585A1 WO 2002054585 A1 WO2002054585 A1 WO 2002054585A1 JP 0110993 W JP0110993 W JP 0110993W WO 02054585 A1 WO02054585 A1 WO 02054585A1
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Hiroshi Kushitani
Hisayoshi Kato
Michiaki Tsuneoka
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Panasonic Holdings Corp
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Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
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    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/1791—Combined LC in shunt or branch path

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency amplifier mainly used for communication equipment such as a mobile phone.
  • one end of a transmission line 144 is generally connected between an amplification circuit 1401 and an output-side matching circuit 144, so that the transmission line 1
  • the other end of 403 is connected to the power supply 1405 and grounded via the capacitor 144.
  • the transmission line 1443 is set to have a length of a quarter wavelength in the frequency band of the signal amplified by the amplifier circuit 1401.
  • the capacitor 1444 is set to a relatively large capacitance value so as to be sufficiently short in the frequency band.
  • the bias current flowing from the power supply 1405 is a direct current, it does not flow to the capacitor 144, but flows to the amplification circuit 1441 via the transmission line 1443, and flows through the amplification circuit 1441.
  • the amplification circuit 1401 amplifies the signal in the frequency band, and at the same time, generates harmonic distortion in a band n times (n is an integer) of the frequency band.
  • the capacitor 144 is in a sufficiently short state, and the length of the transmission line 144 is a quarter wavelength. Therefore, at one end of the transmission line 1443, the signal that has been inverted and opened to the open state does not flow to the bias circuit 1406 but is output through the output-side matching circuit 1442. Is done.
  • FIG. 15 shows the frequency characteristic of a high-frequency amplifier in which the output impedance of the amplifier circuit 1401 is 3.2-j5.7 ⁇ and the output frequency band is 900 MHz.
  • the bias circuit of conventional high-frequency amplifiers has the disadvantage that the short-circuiting of the capacitors in the 2nd and 3rd harmonic frequency bands, which are the main harmonic distortions of high-frequency amplifiers, is insufficient.
  • the high-frequency amplifier comprises: (a) an amplifier circuit; (b) an output-side matching circuit; and (c) a first end connected between the amplifier circuit and the output-side matching circuit and a second end connected to a power supply.
  • a parallel circuit formed by a first transmission line and a first capacitor; and a second capacitor having a first end connected to the second end of the parallel circuit and a second end grounded.
  • a bias circuit is
  • the bias circuit is short-circuited in a desired frequency band while maintaining an open state in the frequency band of the signal amplified by the amplifier circuit. Therefore, harmonic distortion can be reduced without using a low-pass filter.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a high-frequency amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a circuit diagram of another high-frequency amplifier according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a frequency characteristic diagram of the high-frequency amplifier according to the first embodiment.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a high-frequency amplifier according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a high-frequency amplifier according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 6 is a frequency characteristic diagram of the high-frequency amplifier according to the third embodiment.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the high-frequency amplifier according to the third embodiment.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a high-frequency amplifier according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 9 is a circuit diagram of another high-frequency amplifier according to the fourth embodiment.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of still another high-frequency amplifier according to the fourth embodiment.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of still another high-frequency amplifier according to the fourth embodiment.
  • FIG. 12 is a perspective view of a high-frequency amplifier according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 13 is a perspective view of a high-frequency amplifier according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of a conventional high-frequency amplifier.
  • FIG. 15 is a frequency characteristic diagram of a conventional high-frequency amplifier. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a high-frequency amplifier according to Embodiment 1 of the present invention.
  • One end of a parallel circuit composed of the first transmission line 103 and the first capacitor 104 is connected between the amplifier circuit 101 and the output-side matching circuit 102.
  • the other end of the parallel circuit is connected to the power supply 105 and grounded via the second capacitor 106.
  • the frequency band of the signal to be amplified by the amplifier circuit is band band f
  • the frequency band of the second harmonic of the signal is band 2 f
  • the frequency band of the third harmonic of the signal is band 3 f, (hereinafter, band 4 f, band 5 f,).
  • the first transmission line 103 is set to have a length that is a half wavelength of the band 3f.
  • the capacitance of the first capacitor 104 is set such that the parallel circuit formed by the first transmission line 103 and the first transmission line 103 has a high impedance in a band: f, that is, an open state.
  • the capacitance of the second capacitor 106 is set to a relatively large value so as to be sufficiently short-circuited in a frequency band higher than the band: f.
  • the bias current flowing from the power supply 105 is a direct current, it does not flow to the first capacitor 104 or the second capacitor 106, but passes through the first transmission line 103 to the amplification circuit 100. It flows to 1 to drive the amplification circuit 101.
  • the amplifier 101 amplifies the signal in the band f and simultaneously produces harmonic distortion. Since the parallel circuit formed by the first transmission line 103 and the first capacitor 104 is open in the band f, the amplified signal does not flow to the bias circuit 107 but matches the output side. Output via circuit 102.
  • the second capacitor 106 is sufficiently short-circuited, and the first transmission line 103 is half the wavelength, so that the bias circuit 107 is a notch circuit. works. Therefore, the signal in the band 3 f has reduced harmonic distortion and does not flow to the output side matching circuit 102.
  • the first transmission line 103 in Embodiment 1 is set to have a length that is a half wavelength in the band 3 f, but this is in a band n X f (n is a prime number of 3 or more). However, the length may be set to a half wavelength. In this case, the harmonic distortion of the high-frequency amplifier in the n-fold frequency band can be reduced.
  • the output-side matching circuit 202 includes a third capacitor 208, a first inductor 209, and a fourth capacitor 210, and the third capacitor 210 8 is connected to one end of the amplifier circuit 101, the first transmission line 103, and one end of the first inductor 209, and the other end of the first inductor 209 is connected to the fourth
  • the other end of the third capacitor 208 and the other end of the fourth capacitor 210 may be connected to one end of the capacitor 210 and be grounded.
  • the first capacitor 104 may be deleted from the bias circuit 207.
  • the output side matching circuit 202 is set so that the impedance seen from the output terminal becomes 50 ohms in the band ⁇ .
  • the sensor 106 is sufficiently short-circuited in a frequency band higher than the band f, and the first capacitor 103 connected in parallel to the first transmission line 103 and the first transmission line 103 is connected. 04 and the third capacitor 208 can be considered to be connected in parallel in the band f. Therefore, the first capacitor 104 and the third capacitor 208 in FIG. 1 can be combined, and as a result, the first capacitor 104 can be deleted.
  • the signal passes with matching in band f, and the signal does not pass in band 3f.
  • the transmission line and the capacitor in the first embodiment can be formed in various ways, the present invention is not limited to those details.
  • harmonic distortion can be reduced with a simple circuit, so that a small and high-performance mobile communication device can be configured.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a high-frequency amplifier according to Embodiment 2 of the present invention.
  • One end of a parallel circuit composed of the second transmission line 403 and the fifth capacitor 404 is connected between the amplifier circuit 401 and the output-side matching circuit 402.
  • the other end of the parallel circuit is connected to the power supply 405 and one end of the second inductor 406.
  • One end of a sixth capacitor 407 is connected to the other end of the second inductor 406.
  • the other end of the sixth capacitor 407 is grounded.
  • the second transmission line 403 is set to have a length shorter than a quarter wavelength of the band f.
  • the capacitance of the fifth capacitor 404 is a parallel circuit formed with the second transmission line 403. Is set to be high impedance, that is, open in the band f.
  • the capacitance of the sixth capacitor 407 is a relatively large value that does not disturb the impedance conditions of the other elements constituting the bias circuit 408 and that it is sufficiently short in the frequency band higher than the band f. Is set to
  • the bias current flowing from the power supply 405 is direct current, it does not flow to the fifth capacitor 404 or the sixth capacitor 407, and passes through the second transmission line 403 to the amplification circuit 405. It flows to 1 to drive the amplifier circuit 401.
  • the amplifier circuit 401 amplifies the signal in the band f, and at the same time produces harmonic distortion. Since the parallel circuit formed by the second transmission line 403 and the fifth capacitor 404 is open in the band f, the amplified signal does not flow to the bias circuit 408 but matches the output side. Output via circuit 402.
  • the parallel circuit of the second transmission line 403 and the fifth capacitor 404 is open in the band f, it exhibits capacitive combined impedance in a frequency band higher than the band f.
  • the inductance of the second inductor 406 is set such that this combined impedance and the second inductor 406 form a series resonance in a band nxf (n is an integer of 2 or more). Since the sixth capacitor 407 is sufficiently short-circuited in the frequency band of band nxf, the bias circuit 408 acts as a notch circuit. Therefore, the amplified signal is reduced in harmonic distortion in the band nXf, and does not flow to the output side matching circuit 402. Further, since the second transmission line 103 is shorter than the first transmission line 103 in the first embodiment, the voltage drop of the bias current is reduced. This results in improved efficiency in the amplifier.
  • transmission line, inductor, and capacitor in the second embodiment are formed by various methods, the invention in the second embodiment is not limited to those details.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a high-frequency amplifier according to Embodiment 3 of the present invention.
  • One end of the third transmission line 503 is connected between the amplifier circuit 501 and the output-side matching circuit 502.
  • the other end of the third transmission line 503, one end of the third inductor 504, one end of the seventh capacitor 505, and one end of the fourth transmission line 506 are connected.
  • One end of an eighth capacitor 507 is connected to the other end of the third inductor 504.
  • the other end of the seventh capacitor 505 and the other end of the eighth capacitor 507 are grounded.
  • the other end of the fourth transmission line 506 is connected to a power supply 508 and grounded via a ninth capacitor 509.
  • the third transmission line 503 is set to have a length that is a half wavelength of the band 3: f.
  • the capacity of the seventh capacitor 505 is set to a relatively large value so as to be sufficiently short-circuited in a frequency band higher than the band f.
  • the inductance of the third inductor 504 is set so that the parallel circuit formed with the seventh capacitor 505 has a high impedance in the band 2f, that is, an open state.
  • the capacity of the eighth capacitor 507 is set to a value large enough to cut off the bias current.
  • the total length of the fourth transmission line 506 and the third transmission line 503 is set to a length that is a half wavelength in the band 2f.
  • the capacitance of the ninth capacitor 509 is set to a relatively large value so as to be sufficiently short in a frequency band higher than the band f. Since the bias current flowing from the power supply 508 is DC, it does not flow to the ninth capacitor 509, the seventh capacitor 505, the eighth capacitor 507, and the fourth transmission line 506 and The signal flows to the amplifier circuit 501 via the third transmission line 503, and the amplifier circuit Drive 5 0 1
  • the amplification circuit 501 amplifies the signal in the band f, and at the same time produces harmonic distortion. Since the bias circuit 510 is in the open state in the band f, the amplified signal does not flow to the bias circuit 510 but is output via the output-side matching circuit 502.
  • the ninth capacitor 509 is in a sufficiently short state, the third inductor 504 and the seventh capacitor 505 are in the open state, and the third transmission line 503 is in the open state. Since the total length of the fourth transmission line 506 is a half wavelength, the bias circuit 510 acts as a notch circuit. Therefore, the amplified signal is reduced in harmonic distortion in the band 2 f and does not flow to the output side matching circuit 502.
  • the seventh capacitor 505 is in a sufficiently short state, and the third transmission line 503 has a length of a half wavelength. Acts as a notch circuit. Therefore, the amplified signal is reduced in harmonic distortion in the band 3 f and does not flow to the output side matching circuit 502.
  • the bias circuit 5110 does not allow the signal amplified in the band f to flow, and reduces the harmonic distortion in the band 2f and the band 3f.
  • band f the signal passes with matching, but in band 2f and band 3f, the signal does not pass.
  • the third transmission line 503 in Embodiment 3 is set to have a length that is a half wavelength in the band 3 f, but this is the band m X f (m is a prime number of 3 or more. In), the length may be set to a half wavelength.
  • the total length of the third transmission line 503 and the fourth transmission line 506 is set to a half wavelength in the band 2 f, which is equal to the band n X f (n is 2 or more). May be set to be a half wavelength at.
  • the length of the third transmission line 503 in the third embodiment is set to a half wavelength in the band 3f, but is shown in FIG. 4 instead of the third transmission line 503.
  • a bias circuit a parallel circuit formed by the second transmission line 403 and the fifth capacitor 404 may be used.
  • the bias circuit 510 also acts as a notch circuit in band 2f and band 3f. At this time, since the third transmission line 503 can be shortened, the voltage drop of the bias current can be reduced, and as a result, the efficiency of the high-frequency amplifier can be improved.
  • the other end of the fourth transmission line 506 in the third embodiment is connected to a power supply 508 and grounded via a ninth capacitor 509.
  • a parallel circuit of the fourth transmission line 506 and the tenth capacitor 712 is used, and the ninth capacitor 509 and the parallel circuit are used.
  • the fourth inductor 7 13 may be inserted between the second inductor 7 and the second inductor 7. In this case, the total length of the third transmission line 503 and the fourth transmission line 506 is set to a length shorter than a quarter wavelength in the band f.
  • the combined impedance of the parallel circuit in the band 2 f indicates capacitive
  • the combined impedance and the inductance of the fourth inductor 7 13 are set so that series resonance occurs in the band 2 f, and the capacitance of the ninth capacitor 5 09 Is set to a value large enough to cut off the bias current.
  • the bias circuit 714 also functions as a notch circuit in the band 2f and the band 3f. At this time, since the fourth transmission line 506 can be shortened, the voltage drop of the bias current can be reduced, and as a result, the efficiency of the high-frequency amplifier can be improved.
  • the transmission line and the capacitor in the third embodiment are formed by various methods, the present invention is not limited to the details. Also, by using the high-frequency amplifier of the present embodiment in a mobile communication device, harmonic distortion can be reduced with a simple configuration, so that a small-sized and high-performance mobile communication device can be configured. (Embodiment 4)
  • FIG. 8 is a circuit diagram of a high-frequency amplifier according to Embodiment 4 of the present invention.
  • One end of the fifth transmission line 803 and one end of the sixth transmission line 804 are connected between the amplification circuit 801 and the output-side matching circuit 802.
  • the other end of the fifth transmission line 803 is connected to the power supply 805 and grounded via the first capacitor 806.
  • the other end of the sixth transmission line 804 is connected to a power supply 805 and grounded via a twelfth capacitor 807.
  • the operation of the high-frequency amplifier will be described.
  • the length of the fifth transmission line 803 and the length of the sixth transmission line 804 are both set to a quarter wavelength of the band f.
  • the capacitances of the first capacitor 806 and the second capacitor 807 are both set to relatively large values so as to be in a short state sufficiently in a frequency band higher than the band: f.
  • the bias current flowing from the power source 805 is DC, it does not flow to the first and second capacitors 806 and 807, and the fifth transmission line 803 and the sixth transmission line 8 do not flow. After being divided into 04, they are merged again, flow to the amplifier circuit 81, and drive the amplifier circuit 81.
  • the amplification circuit 8001 amplifies the signal in the band f, and at the same time produces harmonic distortion. Since the first capacitor 806 is sufficiently short-circuited in the band f, the phase of the signal is inverted at one end of the fifth transmission line 803 and becomes open in the band f, and the amplified signal is It does not flow to the first bias circuit 808.
  • the phase of the signal is inverted at one end of the sixth transmission line 804 in the band f, and the open state is established.
  • the supplied signal does not flow to the second bias circuit 809. Therefore increase
  • the signal amplified by the width circuit 801 is output via the output-side matching circuit 802.
  • the first capacitor 806 is in a sufficiently short state, and the length of the fifth transmission line 803 is a half wavelength, so that the first bias circuit 808 acts as a notch circuit. Therefore, the amplified signal has reduced harmonic distortion in the band 2 f and does not flow to the output side matching circuit 802.
  • the second bias circuit 809 is Acts as a notch circuit. Therefore, the amplified signal is reduced in harmonic distortion in the band 2 f and does not flow to the output side matching circuit 802.
  • this bias circuit acts as a notch circuit even in a frequency band that is an even multiple of the band f, its frequency characteristics form an attenuation pole.
  • the voltage drop is halved and the notch effect overlaps in the same frequency band, so that a high-efficiency high-frequency amplifier can be configured, and harmonic distortion mainly in band 2f can be further reduced.
  • both of the two bias circuits in the fourth embodiment are connected to capacitors that are sufficiently short-circuited in the frequency band equal to or higher than the band f.
  • the mounting area of the bias circuit is reduced.
  • the bias circuit according to Embodiment 4 is formed of two identical transmission lines, at least one of the two may be connected to the bias circuit 107 shown in FIG. As described in the first embodiment, the bias circuit 107 forms a notch in the band 3 f, so that the harmonics also occur in the band 3 f in addition to the band 2 f (band 4 f, band 6 f,). Wave distortion can be reduced.
  • the bias circuit 207 and the output-side matching circuit 202 shown in FIG. 2 may be used for the bias circuit and the output-side matching circuit in the fourth embodiment.
  • harmonic distortion mainly in band 2f and band 3f can be reduced, and the number of circuit elements can be reduced.
  • at least one of the two transmission lines of the bias circuit according to the fourth embodiment may be the bias circuit 408 shown in FIG. 4 or the bias circuit 510 shown in FIG.
  • the bias circuit 714 shown in FIG. 7 is connected, the voltage drop of the bias current can be similarly reduced, the harmonic distortion in band 2 f can be further reduced, and band 2 f (band 4 f, band 4 f In addition to 6 f,...), Harmonic distortion can be reduced in band 3 f.
  • the two transmission lines of the bias circuit in Embodiment 4 are both connected between the amplifier circuit 81 and the output matching circuit 802, but as shown in FIG.
  • the output side matching circuit 202 of FIG. 2 may be connected, and bias circuits may be connected to both sides of the first inductor 209, respectively.
  • the wiring connecting the amplifier circuit 81 and the output-side matching circuit 202 can be shortened, and as a result, the loss of the amplified signal in the band f can be reduced.
  • the bias circuit connected to the connection point between the first inductor 209 and the fourth capacitor 210 is the bias circuit 107 shown in FIG. 1, the first capacitor 104 is also connected. Can be included in the capacity of the fourth capacitor 210. Also in this case, the area for mounting the bias circuit can be reduced.
  • the transmission line and the capacitor in the fourth embodiment are formed by various methods, the present embodiment is not limited to the details.
  • harmonic distortion can be reduced with a simple configuration, so that a small-sized and high-performance mobile communication device can be configured.
  • a parallel circuit may be formed with the 14th capacitor as shown in FIG. In this case, the transmission path of the output signal can be shortened, so that signal loss can be reduced.
  • the resonance point of the parallel circuit is matched with the frequency of the harmonic distortion by the amplifier circuit 81 such as the band 2f or the band 3f, so that the distortion can be reduced. This effect can be applied to all of the first, second, and third embodiments. (Embodiment 5)
  • FIG. 12 is a perspective view of a high-frequency amplifier according to Embodiment 5 of the present invention.
  • An integrated circuit (PA-IC) for amplifier circuit and chip capacitor are mounted on a dielectric substrate, and a transmission line and an inductor are used as electrodes. It is formed by a pan.
  • the equivalent circuit is the circuit described in the first embodiment, the second embodiment, the third embodiment, or the fourth embodiment.
  • the high-frequency operation of the circuit is the same as the operation described in the first, second, third, or fourth embodiment.
  • the transmission line and the electrodes for connection between the inductor and the element can all be manufactured in the same process, a high-frequency amplifier can be realized at low cost.
  • the transmission line is formed by an electrode pattern on a dielectric substrate, but may be a chip inductor. In this case, the area of the circuit can be reduced.
  • FIG. 13 is a perspective view of a high-frequency amplifier according to Embodiment 6 of the present invention.
  • a capacitor electrode 1302 and an inductor electrode 1303 are arranged on a plurality of dielectric layers 1301.
  • An integrated circuit for amplifier circuit (P A -I C) 134 is mounted on the upper side of the uppermost dielectric layer, and the elements are electrically connected.
  • the equivalent circuit is the circuit described in the first embodiment, the second embodiment, the third embodiment, or the fourth embodiment.
  • Embodiment 1 The high-frequency operation of the circuit is described in Embodiment 1, Embodiment 2, Embodiment 3, Is the same as the operation described in the fourth embodiment.
  • the transmission line, the inductor, and the capacitor are mounted in a laminated body formed of a plurality of dielectric layers, the number of components can be reduced and a high-frequency amplifier can be realized at a low price.
  • the transmission line, the inductor, and the condenser are provided in the laminated body.
  • a part of the transmission line Alternatively, it may be mounted as an electrode pattern. In this case, the degree of freedom in circuit design increases.
  • a bias circuit in a high-frequency amplifier including an amplifier circuit, an output-side matching circuit, and a bias circuit, is used in a desired frequency band while maintaining an open state in a frequency band of a signal amplified by the amplifier circuit. And the harmonic distortion can be reduced as a result.
  • the voltage drop of each bias circuit itself can be reduced, and as a result, a high-frequency amplifier with low current consumption and high efficiency can be realized.

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Description

明細書
高周波増幅器 技術分野
本発明は主として携帯電話等の通信機器に用いられる高周波増幅器に関する。 背景技術
従来の高周波増幅器では図 1 4に示すように、 一般的に増幅回路 1 4 0 1と出 力側整合回路 1 4 0 2の間に伝送線路 1 4 0 3の一端が接続され、 伝送線路 1 4 0 3の他端が電源 1 4 0 5に接続するとともにコンデンサ 1 4 0 4を介して接地 される。
伝送線路 1 4 0 3は増幅回路 1 4 0 1が増幅する信号の周波数帯域において 4 分の 1波長の長さに設定される。 コンデンサ 1 4 0 4は前記周波数帯域で充分シ ョート状態となるように比較的大きな容量値に設定される。
電源 1 4 0 5から流れてきたバイァス電流は直流なのでコンデンサ 1 4 0 4に は流れず、 伝送線路 1 4 0 3を経由して増幅回路 1 4 0 1に流れて増幅回路 1 4 0 1を駆動する。 増幅回路 1 4 0 1は前記周波数帯域において信号を増幅し、 同 時に前記周波数帯域の n倍 （nは整数） の帯域において高調波歪みを生み出す。 前記周波数帯域においてコンデンサ 1 4 0 4は充分にショート状態であり伝送線 路 1 4 0 3の長さは 4分の 1波長である。 したがって伝送線路 1 4 0 3の一端で は、 位相が反転してオープン状態となって増幅された信号はバイアス回路 1 4 0 6には流れずに出力側整合回路 1 4 0 2を介して出力される。
前記周波数帯域の 2 n倍の周波数帯域においてもコンデンサ 1 4 0 4は充分に ショート状態であり、 かつ伝送線路 1 4 0 3は 2分の 1波長となる長さであるの で、 バイアス回路 1 4 0 6はノッチ回路として作用する。 従って前記 2 n倍の周 波数帯域における高調波歪みは低減され、 出力側整合回路 1 4 0 2に流れない。 一例として図 1 5に増幅回路 1 4 0 1の出力インピーダンスが 3 . 2 - j 5 . 7 Ωで出力する周波数帯が 9 0 0 MH zである高周波増幅器の周波数特性を示す。 従来の高周波増幅器のバイァス回路は、 高周波増幅器の主要な高調波歪みであ る 2倍高調波の周波数帯域および 3倍高調波の周波数帯域におけるコンデンサの ショート状態が不十分であるため、 高調波歪みを低減させるために整合回路に続 いて低域通過フィルタを接続する必要がある。 したがって回路規模が大きくなる うえに低域通過フィルタの損失が加わるために高周波増幅器が効率が下がり、 所 望の電力を発生させるための消費電流が増大する。 発明の開示
高周波増幅器は （a ) 増幅回路と、 （b ) 出力側整合回路と、 （c ) 第 1端が 前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に接続されて第 2端が電源に接続された、 第 1の伝送線路と第 1のコンデンサで形成された並列回路と、 前記並列回路の前 記第 2端に第 1端が接続されて第 2端が接地された第 2のコンデンサとを有する バイアス回路とを備える。
バイアス回路は増幅回路が増幅する信号の周波数帯域においてオープン状態を 保持しながら、 所望の周波数帯域でショート状態となる。 したがって低域通過フ ィル夕を用いることなく高調波歪みを低減することができる。 図面の簡単な説明
図 1は本発明の実施の形態 1における高周波増幅器の回路図である。
図 2は実施の形態 1における別の高周波増幅器の回路図である。
図 3は実施の形態 1における高周波増幅器の周波数特性図である。
図 4は本発明の実施の形態 2における高周波増幅器の回路図である。 図 5は本発明の実施の形態 3における高周波増幅器の回路図である。
図 6は実施の形態 3における高周波増幅器の周波数特性図である。
図 7は実施の形態 3における高周波増幅器の回路図である。
図 8は本発明の実施の形態 4における高周波増幅器の回路図である。
図 9は実施の形態 4における別の高周波増幅器の回路図である。
図 1 0は実施の形態 4におけるさらに別の高周波増幅器の回路図である。
図 1 1は実施の形態 4におけるさらに別の高周波増幅器の回路図である。
図 1 2は本発明の実施の形態 5における高周波増幅器の斜視図である。
図 1 3は本発明の実施の形態 6における高周波増幅器の斜視図である。
図 1 4は従来の高周波増幅器の回路図である。
図 1 5は従来の高周波増幅器の周波数特性図である。 発明を実施するための最良の形態
(実施の形態 1 )
図 1は本発明の実施の形態 1における高周波増幅器の回路図である。 増幅回路 1 0 1と出力側整合回路 1 0 2の間に第 1の伝送線路 1 0 3と第 1のコンデンサ 1 0 4からなる並列回路の一端が接続される。 並列回路の他端が電源 1 0 5に接 続されるとともに第 2のコンデンサ 1 0 6を介してグランドに接地される。
この高周波増幅器の動作を説明する。 以下の説明では増幅回路が増幅する信号 の周波数帯域を帯域帯域 f、 信号の 2倍波の周波数帯域を帯域帯域 2 f、 信号の 3倍波の周波数帯域を帯域 3 f、 （以下、 帯域 4 f、 帯域 5 f、 ) のように略記 する。
第 1の伝送線路 1 0 3は帯域 3 f の 2分の 1波長となる長さに設定される。 第 1のコンデンサ 1 0 4の容量は第 1の伝送線路 1 0 3とで形成する並列回路が帯 域: f において高インピーダンス、 すなわちオープン状態となるように設定される。 第 2のコンデンサ 1 0 6の容量は帯域: f より高い周波数帯域で充分ショート状態 となるように比較的大きな値に設定される。
電源 1 0 5から流れてきたバイァス電流は直流なので第 1のコンデンサ 1 0 4 や第 2のコンデンサ 1 0 6には流れず、 第 1の伝送線路 1 0 3を経由して増幅回 路 1 0 1に流れて増幅回路 1 0 1を駆動する。 増幅回路 1 0 1は帯域 f において 信号を増幅し、 同時に高調波歪みを生み出す。 第 1の伝送線路 1 0 3と第 1のコ ンデンサ 1 0 4が形成する並列回路は帯域 f においてオープン状態であるので、 増幅された信号はバイアス回路 1 0 7には流れずに出力側整合回路 1 0 2を介し て出力される。
帯域 3 f において第 2のコンデンサ 1 0 6は充分にショート状態であり、 第 1 の伝送線路 1 0 3は 2分の 1波長となる長さであるため、 バイアス回路 1 0 7は ノッチ回路として作用する。 従って帯域 3 fの信号は高調波歪みが低減され、 出 力側整合回路 1 0 2に流れない。
実施の形態 1における第 1の伝送線路 1 0 3は帯域 3 f において 2分の 1波長 となる長さに設定されているが、 これは帯域 n X f ( nは 3以上の素数） にお いて 2分の 1波長となる長さに設定されてもよい。 この場合は n倍の周波数帯域 における高周波増幅器の高調波歪みを低減することができる。
なお、 図 2に示すように、 出力側整合回路 2 0 2が第 3のコンデンサ 2 0 8と 第 1のインダクタ 2 0 9と第 4のコンデンサ 2 1 0力 らなり、 第 3のコンデンサ 2 0 8の一端が増幅回路 1 0 1と第 1の伝送線路 1 0 3の一端と第 1のィンダク 夕 2 0 9の一端に接続され、 第 1のインダク夕 2 0 9の他端が第 4のコンデンサ 2 1 0の一端と接続され、 第 3のコンデンサ 2 0 8の他端と第 4のコンデンサ 2 1 0の他端が接地されてもよい。 この場合はバイアス回路 2 0 7では第 1のコン デンサ 1 0 4を削除されてもよい。 出力側整合回路 2 0 2は帯域 ίにおいて出力 端子から見たインピーダンスが 5 0オームになるよう設定される。 第 2のコンデ ンサ 1 0 6は帯域 fより高い周波数帯域では充分にショート状態となっており、 第 1の伝送線路 1 0 3、 および第 1の伝送線路 1 0 3に並列接続されている第 1 のコンデンサ 1 0 4、 および第 3のコンデンサ 2 0 8は帯域 f において並列接続 しているとみなすことができる。 従って、 図 1における第 1のコンデンサ 1 0 4 と第 3のコンデンサ 2 0 8は合成でき、 結果として第 1のコンデンサ 1 0 4が削 除できる。
一例として増幅回路 1 0 1の出力側のィンピ一ダンスが 3 . 2 - j 5 . 7 Ω、 f = 9 0 0 MH zである場合の増幅器の周波数特性を図 3に示す。 帯域 f におい て整合がとれて信号が通過し、 帯域 3 f において信号が通過しない。
なお、 実施の形態 1における伝送線路およびコンデンサはさまざまな方法出形 成されうるが、 本発明はそれらの細部に限定されるものではない。
また、 移動体通信機器において実施の形態 1の高周波増幅器を用いることによ り簡単な回路で高調波歪みを低減できるので、 小型で高性能である移動体通信機 器を構成できる。
(実施の形態 2 )
図 4は本発明の実施の形態 2における高周波増幅器の回路図である。 増幅回路 4 0 1と出力側整合回路 4 0 2の間に第 2の伝送線路 4 0 3と第 5のコンデンサ 4 0 4からなる並列回路の一端が接続される。 並列回路の他端が電源 4 0 5と第 2のインダクタ 4 0 6の一端が接続される。 第 2のインダク夕 4 0 6の他端に第 6のコンデンサ 4 0 7の一端が接続される。 第 6のコンデンサ 4 0 7の他端が接 地される。
その高周波増幅器の動作を説明する。
第 2の伝送線路 4 0 3は帯域 fの 4分の 1波長よりも短い長さに設定される。 第 5のコンデンサ 4 0 4の容量は第 2の伝送線路 4 0 3とで形成される並列回路 が帯域 f において高インピーダンス、 すなわちオープン状態となるように設定さ れる。 第 6のコンデンサ 4 0 7の容量はバイアス回路 4 0 8を構成する他の素子 のインピーダンス条件を乱さない、 かつ帯域 fより高い周波数帯域で充分にショ ート状態となるように比較的大きな値に設定される。
電源 4 0 5から流れてきたバイァス電流は直流なので第 5のコンデンサ 4 0 4 や第 6のコンデンサ 4 0 7には流れず、 第 2の伝送線路 4 0 3を経由して増幅回 路 4 0 1に流れて増幅回路 4 0 1を駆動する。 増幅回路 4 0 1は帯域 f において 信号を増幅し、 同時に高調波歪みを生み出す。 第 2の伝送線路 4 0 3と第 5のコ ンデンサ 4 0 4が形成する並列回路は帯域 f においてオープン状態であるので、 増幅された信号はバイアス回路 4 0 8には流れずに出力側整合回路 4 0 2を介し て出力される。
第 2の伝送線路 4 0 3と第 5のコンデンサ 4 0 4の並列回路は帯域 fにおいて オープン状態であるため、 帯域 f より高い周波数帯域においては容量性の合成ィ ンピーダンスを示す。 この合成インピーダンスと第 2のインダクタ 4 0 6が帯域 n X f ( nは 2以上の整数） において直列共振となるように第 2のインダクタ 4 0 6のインダクタンスが設定される。 第 6のコンデンサ 4 0 7は帯域 n x f の周波数帯域では充分ショート状態であるので、 バイアス回路 4 0 8はノツチ回 路として作用する。 従って増幅された信号は帯域 n X f における高調波歪みが 低減され、 出力側整合回路 4 0 2に流れない。 また、 第 2の伝送線路 4 0 3は実 施の形態 1における第 1の伝送線路 1 0 3よりも短いので、 バイァス電流の電圧 降下が低減される。 この結果増幅器における効率が改善される。
なお、 実施の形態 2における伝送線路およびィンダク夕およびコンデンサはさ まざまな方法で形成されるが、 実施の形態 2の発明はそれらの細部に限定される ものではない。
また、 移動体通信機器において実施の形態 2の高周波増幅器を用いることによ り簡単な構成で高調波歪みを低減でき、 またバイアス電流の電圧降下を低減でき るので、 小型で高性能である移動体通信機器を構成できる。
(実施の形態 3 )
図 5は本発明の実施の形態 3における高周波増幅器の回路図である。 増幅回路 5 0 1と出力側整合回路 5 0 2の間に第 3の伝送線路 5 0 3の一端が接続される。 第 3の伝送線路 5 0 3の他端と第 3のインダク夕 5 0 4の一端と第 7のコンデン サ 5 0 5の一端と第 4の伝送線路 5 0 6の一端とが接続される。 第 3のインダク 夕 5 0 4の他端に第 8のコンデンサ 5 0 7の一端が接続される。 第 7のコンデン サ 5 0 5の他端と第 8のコンデンサ 5 0 7の他端が接地される。 第 4の伝送線路 5 0 6の他端が電源 5 0 8に接続されるとともに第 9のコンデンサ 5 0 9を介し て接地される。
その高周波増幅器の動作を説明する。
第 3の伝送線路 5 0 3は帯域 3： fの 2分の 1波長となる長さに設定される。 第 7のコンデンサ 5 0 5の容量は帯域 fより高い周波数帯域で充分ショート状態と なるように比較的大きな値に設定される。 第 3のインダクタ 5 0 4のインダクタ ンスは第 7のコンデンサ 5 0 5とで形成する並列回路が帯域 2 f において高イン ピーダンス、 すなわちオープン状態となるように設定される。 第 8のコンデンサ 5 0 7の容量はバイアス電流を遮断するために充分大きな値に設定される。 また 第 4の伝送線路 5 0 6と第 3の伝送線路 5 0 3を併せた長さは帯域 2 fで 2分の 1波長となる長さに設定される。 第 9のコンデンサ 5 0 9の容量は帯域 fより高 い周波数帯域で充分ショ一ト状態となるように比較的大きな値に設定される。 電源 5 0 8から流れてきたバイアス電流は直流なので第 9のコンデンサ 5 0 9、 第 7のコンデンサ 5 0 5、 第 8のコンデンサ 5 0 7には流れず、 第 4の伝送線路 5 0 6および第 3の伝送線路 5 0 3を経由して増幅回路 5 0 1に流れて増幅回路 5 0 1を駆動する。 増幅回路 5 0 1は帯域 f において信号を増幅し、 同時に高調 波歪みを生み出す。 バイアス回路 5 1 0は帯域 f においてオープン状態であるの で、 増幅された信号はバイアス回路 5 1 0には流れずに出力側整合回路 5 0 2を 介して出力される。
帯域 2 f において、 第 9のコンデンサ 5 0 9は充分にショート状態、 また第 3 のィンダクタ 5 0 4と第 7のコンデンサ 5 0 5はォ一プン状態、 また第 3の伝送 線路 5 0 3と第 4の伝送線路 5 0 6の合計長さが 2分の 1波長であるため、 バイ ァス回路 5 1 0はノッチ回路として作用する。 従って増幅された信号は帯域 2 f における高調波歪みが低減され、 出力側整合回路 5 0 2に流れない。
帯域 3 fにおいて、 第 7のコンデンサ 5 0 5は充分にショ一ト状態であり、 第 3の伝送線路 5 0 3は 2分の 1波長となる長さであるため、 バイアス回路 5 1 0 はノッチ回路として作用する。 従って増幅された信号は帯域 3 f における高調波 歪みが低減され、 出力側整合回路 5 0 2に流れない。
結果として、 バイアス回路 5 1 0は帯域 f において増幅された信号は流れず、 帯域 2 fおよび帯域 3 f における高調波歪みを低減する。
一例として増幅回路 5 0 1の出力側のインピーダンスが 3 . 2 - j 5 . 7 Ω、 f = 9 0 0 MH zである増幅器の周波数特性を図 6に示す。 帯域 f において整合 がとれて信号が通過し、 帯域 2 fおよび帯域 3 f において信号が通過しない。 なお、 実施の形態 3における第 3の伝送線路 5 0 3は帯域 3 f において 2分の 1波長となる長さに設定されているが、 これは帯域 m X f (mは 3以上の素 数） において 2分の 1波長となる長さに設定してもよい。 また第 3の伝送線路 5 0 3と第 4の伝送線路 5 0 6の合計長さは帯域 2 f において 2分の 1波長に設定 されているが、 これは帯域 n X f ( nは 2以上の整数） において 2分の 1波長 となるよう設定してもよい。 m> nであるとき、 m倍および n倍の周波数帯域に おける高周波増幅器の高調波歪みを低減できる。 なお、 実施の形態 3における第 3の伝送線路 5 0 3の長さは帯域 3 f において 2分の 1波長に設定されているが、 第 3の伝送線路 5 0 3の変わりに図 4に示す バイアス回路のように第 2の伝送線路 4 0 3と第 5のコンデンサ 4 0 4が形成す る並列回路を用いてもよい。 この場合は並列回路の帯域 3 f における合成インピ 一ダンスが容量性となり、 その合成インピーダンスと第 3のインダクタ 5 0 4が 帯域 3 f において直列共振するように設定し、 かつ第 3のインダクタ 5 0 4と第 7のコンデンサ 5 0 5が帯域 2 f において並列共振するように設定すれば、 バイ ァス回路 5 1 0は帯域 2 fおよび帯域 3 f において同様にノッチ回路として作用 する。 このとき第 3の伝送線路 5 0 3が短くできるのでバイアス電流の電圧降下 が低減でき、 結果として高周波増幅器の効率を向上できる。
なお、 実施の形態 3における第 4の伝送線路 5 0 6はその他端が電源 5 0 8に 接続されて第 9のコンデンサ 5 0 9を介して接地されている。 第 4の伝送線路 5 0 6の代りに図 7に示すように第 4の伝送線路 5 0 6と第 1 0のコンデンサ 7 1 2の並列回路を用い、 第 9のコンデンサ 5 0 9と並列回路との間に第 4のインダ クタ 7 1 3が揷入されてもよい。 この場合は第 3の伝送線路 5 0 3と第 4の伝送 線路 5 0 6の合計長さが帯域 f において 4分の 1波長よりも短い長さに設定され る。 帯域 2 f における並列回路の合成インピーダンスは容量性を示すので、 合成 インピーダンスと第 4のインダクタ 7 1 3のインダクタンスが帯域 2 f において 直列共振するように設定され、 第 9のコンデンサ 5 0 9の容量はバイアス電流を 遮断できるように充分大きな値に設定する。 以上のように設定すれば、 バイアス 回路 7 1 4は帯域 2 fおよび番域 3 f において同様にノッチ回路として作用する。 このとき第 4の伝送線路 5 0 6が短くできるのでバイアス電流の電圧降下を低減 でき、 結果として高周波増幅器の効率を向上できる。
なお、 実施の形態 3における伝送線路およびコンデンサはさまざまな方法出形 成されるが、 本発明はそれらの細部に限定されるものではない。 また、 移動体通信機器において本実施の形態の高周波増幅器を用いることによ り簡単な構成で高調波歪みを低減できるので、 小型で高性能である移動体通信機 器を構成できる。 (実施の形態 4 )
図 8は本発明の実施の形態 4における高周波増幅器の回路図である。 増幅回路 8 0 1と出力側整合回路 8 0 2の間に第 5の伝送線路 8 0 3の一端と第 6の伝送 線路 8 0 4の一端が接続される。 第 5の伝送線路 8 0 3の他端が電源 8 0 5に接 続されて第 1 1のコンデンサ 8 0 6を介して接地される。 第 6の伝送線路 8 0 4 の他端は電源 8 0 5に接続されて第 1 2のコンデンサ 8 0 7を介して接地される。 その高周波増幅器の動作を説明する。
第 5の伝送線路 8 0 3の長さと第 6の伝送線路 8 0 4の長さはともに帯域 f の 4分の 1波長に設定される。 第 1 1のコンデンサ 8 0 6と第 1 2のコンデンサ 8 0 7の容量はともに帯域: fより高い周波数帯域で充分ショ一ト状態となるように 比較的大きな値に設定される。
電源 8 0 5から流れてきたバイアス電流は直流なので第 1 1のコンデンサ 8 0 6や第 1 2のコンデンサ 8 0 7には流れず、 第 5の伝送線路 8 0 3と第 6の伝送 線路 8 0 4に分割された後、 再び合流して増幅回路 8 0 1に流れて増幅回路 8 0 1を駆動する。 増幅回路 8 0 1は帯域 f において信号を増幅し、 同時に高調波歪 みを生み出す。 帯域 f において第 1 1のコンデンサ 8 0 6が充分にショート状態 であるため、 信号は第 5の伝送線路 8 0 3の一端では位相が反転して帯域 fでは オープン状態となり、 増幅された信号は第 1のバイァス回路 8 0 8には流れない。 同様に帯域 f において第 1 2のコンデンサ 8 0 7が充分にショート状態であるた め、 帯域 fで第 6の伝送線路 8 0 4の一端では信号の位相が反転してオープン状 態となり、 増幅された信号は第 2のバイアス回路 8 0 9には流れない。 従って増 幅回路 8 0 1で増幅された信号は出力側整合回路 8 0 2を介して出力される。 また帯域 2 fにおいて、 第 1 1のコンデンサ 8 0 6は充分にショート状態であ り、 第 5の伝送線路 8 0 3の長さは 2分の 1波長であるため、 第 1のバイアス回 路 8 0 8はノッチ回路として作用する。 従って増幅された信号は帯域 2 f におけ る高調波歪みが低減され、 出力側整合回路 8 0 2に流れない。 同様に第 1 2のコ ンデンサ 8 0 7は充分にショート状態であり、 第 6の伝送線路 8 0 4は 2分の 1 波長となる長さであるため、 第 2のバイアス回路 8 0 9はノッチ回路として作用 する。 従って増幅された信号は帯域 2 f における高調波歪みが低減され、 出力側 整合回路 8 0 2に流れない。
また本バイアス回路は帯域 fの偶数倍の周波数帯域においてもノッチ回路とし て作用するので、 その周波数特性は減衰極を形成する。
従って実施の形態 4では、 電圧降下が半減されかつ同じ周波数帯域でノツチ効 果が重なるので、 高効率の高周波増幅器を構成でき、 また主に帯域 2 f における 高調波歪みをより低減できる。
なお、 実施の形態 4における二つのバイアス回路はともに帯域 f以上の周波数 帯域において充分ショート状態となるコンデンサが接続されているが、 これは図
9に示すように一つでもよい。 この場合はバイアス回路の実装面積が小さくなる。 なお、 実施の形態 4におけるバイアス回路は 2つの同じ伝送線路で構成されて いるが、 2つのうち少なくとも一つは図 1に示されているバイアス回路 1 0 7が 接続されてもよい。 実施の形態 1において説明したようにバイアス回路 1 0 7は 帯域 3 f においてノッチを形成するので、 帯域 2 f (帯域 4 f、 帯域 6 f 、 ···） の他に帯域 3 f においても高調波歪みを低減できる。
また、 実施の形態 4におけるバイアス回路と出力側整合回路に図 2に示すバイ ァス回路 2 0 7と出力側整合回路 2 0 2を用いてもよい。 この場合は主に帯域 2 fおよび帯域 3 f の高調波歪みを低減でき、 回路の素子数を削減できる。 なお、 実施の形態 4におけるバイアス回路の 2つの伝送線路のうち少なくとも 一つは図 4に示されているバイアス回路 4 0 8、 もしくは図 5に示されているバ ィァス回路 5 1 0でもよい。 もしくは図 7に示されているバイアス回路 7 1 4が 接続されても同様にバイアス電流の電圧降下を低減でき、 帯域 2 f における高調 波歪みをより低減でき、 帯域 2 f (帯域 4 f、 帯域 6 f、 ···） の他に帯域 3 f に おいても高調波歪みを低減できる。
なお、 実施の形態 4におけるバイァス回路の 2つの伝送線路はともに増幅回路 8 0 1と出力側整合回路 8 0 2の間に接続されているが、 図 1 0に示すように出 力側整合回路として図 2の出力側整合回路 2 0 2が接続され、 第 1のインダクタ 2 0 9の両側にそれぞれバイアス回路が接続されてもよい。 この場合は増幅回路 8 0 1と出力側整合回路 2 0 2を接続する配線を短くできるので、 結果として帯 域 f における増幅した信号の損失を低減できる。
また、 第 1のインダクタ 2 0 9と第 4のコンデンサ 2 1 0の接続点に接続され るバイァス回路が図 1に示すパイァス回路 1 0 7であるときは同様に第 1のコン デンサ 1 0 4の容量を第 4のコンデンサ 2 1 0の容量に含むことができる。 この 場合もバイアス回路を実装する面積を削減できる。
なお、 実施の形態 4における伝送線路およびコンデンサはさまざまな方法出形 成されるが、 本実施の形態はそれらの細部に限定されるものではない。
また、 移動体通信機器において本実施の形態の高周波増幅器を用いることによ り簡単な構成で高調波歪みを低減できるので、 小型で高性能である移動体通信機 器を構成できる。
また、 出力側整合回路を図 2に示す第 3のコンデンサ 2 0 8と第 1のインダク 夕 2 0 9と第 4のコンデンサで構成する出力側整合回路 2 0 2とする場合、 第 1 のインダク夕は図 1 1に示すように第 1 4のコンデンサと並列回路を形成しても よい。 この場合は出力信号の伝送経路が短くできるので信号の損失を低減できる とともに、 並列回路の共振点を帯域 2 f もしくは帯域 3 fなどの増幅回路 8 0 1 による高調波歪みの周波数とあわせることで歪みをされに低減できる。 本効果は 実施の形態 1、 実施の形態 2、 および実施の形態 3のすべてにおいて適用できる。 (実施の形態 5 )
図 1 2は本発明の実施の形態 5における高周波増幅器の斜視図である。 誘電体 基板 1 2 0 1上に増幅回路用集積回路 （P A— I C) 1 2 0 2とチップコンデン サ 1 2 0 3が実装され、 伝送線路 1 2 0 4およびィンダク夕 1 2 0 5が電極パ夕 —ンで形成されている。 その等価回路は実施の形態 1、 実施の形態 2、 実施の形 態 3、 もしくは実施の形態 4で説明した回路である。
回路の高周波的な動作は実施の形態 1、 実施の形態 2、 実施の形態 3、 もしく は実施の形態 4で説明した動作と同じである。 実施の形態 5は伝送線路とインダ クタおよび素子間の接続用の電極とがすべて同じ工程で作製できるため、 高周波 増幅器を低価格で実現できる。
なお、 実施の形態 5では伝送線路は誘電体基板上の電極パターンで形成されて いるがチッブインダクタでもよい。 この場合は回路の面積を小さくできる。
(実施の形態 6 )
図 1 3は本発明の実施の形態 6における高周波増幅器の斜視図である。 高周波 増幅器は複数の誘電体層 1 3 0 1にコンデンサ用電極 1 3 0 2とインダクタ用電 極 1 3 0 3が配置される。 最上層の誘電体層の上側に増幅回路用集積回路 （P A 一 I C ) 1 3 0 4が実装され、 各素子間は電気的に接続される。 その等価回路は 実施の形態 1、 実施の形態 2、 実施の形態 3、 もしくは実施の形態 4で説明した 回路となっている。
回路の高周波的な動作は実施の形態 1、 実施の形態 2、 実施の形態 3、 もしく は実施の形態 4で説明した動作と同じである。 本実施の形態では伝送線路および インダク夕およびコンデンサが複数の誘電体層で形成された積層体に内装される ため、 部品点数が削減でき高周波増幅器を低価格で実現できる。
なお、 実施の形態 6では伝送線路およびィンダク夕およびコンデンザが積層体 に内装されているが、 これらのうち一部は実施の形態 5に示すように P A_ I C 1 3 0 4と同じ層にチップもしくは電極パターンとして実装してもよい。 この場 合は回路の設計の自由度が大きくなる。 産業上の利用可能性
本発明によれば、 増幅回路と出力側整合回路とバイアス回路からなる高周波増 幅器において、 バイァス回路は増幅回路が増幅する信号の周波数帯域ではオーブ ン状態を保持しながら所望の周波数帯域でショ一ト状態となり、 その結果高調波 歪みを低減できる。
また共通の電源に接続されるバイアス回路を少なくとも二つ接続することによ つてそれぞれのバイアス回路自体の電圧降下が低減でき、 その結果消費電流が少 なくかつ高効率の高周波増幅器を実現できる。

Claims

請求の範囲
1 . 増幅回路と、
出力側整合回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 第 2端が電源に接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路に並列に接続された第 1のコンデンザと、 前記第 1の伝送線路の前記第 2端とグランド間に接続された第 2 のコンデンサと
を有するバイアス回路と
を備えた高周波増幅器。
2 . 前記バイァス回路は前記第 2のコンデンサと直列に接続された第 2のィンダ クタをさらに有する、 請求の範囲第 1項記載の高周波増幅器。
3 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダク夕と、 前記第 1のィンダクタの第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端と前記ダランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記増幅回路に第 1端が接続され、 第 2端が電源に接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 3のコンデンサと ' を有するバイアス回路と
を備えた高周波増幅器。
4 . 前記出力側整合回路は前記第 1のィンダク夕に並列に接続された第 4のコン デンサをさらに有する、 請求の範囲第 3項に記載の高周波増幅器。
5 . 増幅回路と、
出力側整合回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端とグランド間に接続された第 1 のコンデンサと、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 電源に接続された第 2の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 1のインダクタと、
前記第 1のィンダク夕と直列に接続された第 3のコンデンサと、 前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 2のコンデンサと
を有するバイアス回路と
を備えた高周波増幅器。
6 . 前記バイアス回路は、
前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 3のコンデンサと、
前記第 2のコンデンサと直列に接続された第 4のィンダク夕と をさらに有する、 請求の範囲第 5項記載の高周波増幅器。
7 . 誘電体基板と、
前記誘電体基板に形成された、 前記バイアス回路の少なくとも一部を形成 する電極パターンと
をさらに備えた、 請求の範囲第 1から 6項のいずれかに記載の高周波増幅器。
8 . 積層された複数の誘電体基板を有する積層体と、
前記複数の誘電体基板の少なくとも 1つに形成された、 前記バイアス回路 の少なくとも一部を形成する電極パターンと
をさらに備えた、 請求の範囲第 1から 6項のいずれかに記載の高周波増幅器。
9 . 増幅回路と、
出力側整合回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 電 源に第 2端が接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端とグランド間に接続された第 1 1のコンデンサと
を有する第 1のバイアス回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 前記電源に 第 2端が接続された第 2の伝送線路を有する第 2のバイアス回路と
を備えた高周波増幅器。
1 0 . 前記第 2のバイアス回路は前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記グラン ド間に接続された第 2のコンデンサをさらに有する、 請求の範囲第 9項に記載の 高周波増幅器。
1 1 . 前記第 1のバイァス回路は前記第 1の伝送線路に並列に接続された第 3の コンデンサをさらに有する、 請求の範囲第 9項に記載の高周波増幅器。
1 2 . 前記第 2のバイァス回路は前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 4の コンデンサをさらに有する、 請求の範囲第 1 1項に記載の高周波増幅器。
1 3 . 前記出力側整合回路は、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダク夕と、
前記第 1のインダクタの第 2端と前記グランド間に接続された第 5のコン デンサと、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端と前記グランド間に接続された第 6の コンデンサと
と有する、 請求の範囲第 9から 1 1項のいずれかに記載の高周波増幅器。
1 4. 前記出力側整合回路は前記第 1のインダク夕に並列に接続された第 7のコ ンデンサをさらに有する、 請求の範囲第 1 3項に記載の高周波増幅器。
1 5 . 増幅回路と、
出力側整合回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 電 源に第 2端が接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端とグランド間に接続された第 1 ~ を有する第 1のバイァス回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 第 2端が前記電源に接続された第 2の伝送線路と、
前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 2のコンデンサと、 前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 3のコンデンサと、
前記第 3のコンデンサと直列に接続された第 1のィンダク夕と を有する第 2のバイァス回路と
を備えた高周波増幅器。
1 6 . 増幅回路と、
出力側整合回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 第 2端が電源に接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路に並列に接続された第 1のコンデンサと、 前記第 1の伝送線路の前記第 2端とグランド間に接続された第 2 のコンデンサと、
前記第 2のコンデンサと直列に接続された第 1のィンダク夕と を有する第 1のバイアス回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 第 2端が前記電源に接続された第 2の伝送線路と、
前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 3のコンデンザと、 前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 前記第 4のコンデンサと直列に接続された第 2のィンダク夕と を有する第 2のバイァス回路と
を備えた高周波増幅器。
1 7 . 増幅回路と、
出力側整合回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 第 2端が電源に接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路に並列に接続された第 1のコンデンサと、 前記第 1の伝送線路の前記第 2端とグランド間に接続された第 2 のコンデンサと、
前記第 2のコンデンサと直列に接続された第 1のィンダクタと を有する第 1のバイアス回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続された第 2の伝送線路と、
前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 3のコンデンサと、
前記第 2の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 前記電源に接続された第 3の伝送線路と、
前記第 3の伝送線路の前記第 1端と前記ダランド間に接続された 第 2のインダクタと、
前記第 2のィンダク夕と直列に接続された第 4のコンデンサと、 前記第 3の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された を有する第 2のバイァス回路と
を備えた高周波増幅器。
1 8 . 前記第 2のバイアス回路は、
前記第 3の伝送線路に並列に接続された第 6のコンデンサと、
前記第 5のコンデンサと直列に接続された第 3のィンダク夕と
をさらに有する、 請求の範囲第 1 6項記載の高周波増幅器。
1 9 . 増幅回路と、
出力側整合回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 電 源に第 2端が接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端とグランド間に接続された第 1 1のコンデンサと
を有する第 1のバイアス回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続された第 2の伝送線路と、
前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 2のコンデンサと、
前記第 2の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 前記電源に接続された第 3の伝送線路と、
前記第 3の伝送線路の前記第 1端と前記ダランド間に接続された 第 1のインダクタと、
前記第 1のィンダクタと直列に接続された第 3のコンデンサと、 前記第 3の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された を有する第 2のバイアス回路と を備えた高周波増幅器。
2 0 . 前記第 2のバイアス回路は、
前記第 3の伝送線路に並列に接続された第 5のコンデンザと、
前記第 4のコンデンサと直列に接続された第 2のィンダク夕と
をさらに有する、 請求の範囲第 1 9項記載の高周波増幅器。
2 1 . 増幅回路と、
出力側整合回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続された第
1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端とグランド間に接続された第 2 のコンデンサと、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 電源に接続された第 2の伝送線路と、
前記第 2の伝送線路の前記第 1端と前記ダランド間に接続された 第 1のインダクタと、
前記第 1のィンダク夕と直列に接続された第 2のコンデンサと、 前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 3のコンデンサと
を有する第 1のバイアス回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続された第 3の伝送線路と、
前記第 3の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 4のコンデンサと、 前記第 3の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 前記電源に接続された第 4の伝送線路と、
前記第 4の伝送線路の前記第 1端と前記ダランド間に接続された 第 2のインダクタと、
前記第 2のィンダク夕と直列に接続された第 5のコンデンサと、 前記第 4の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 6のコンデンサと
を有する第 2のバイァス回路と
を備えた高周波増幅器。
2 2 . 前記第 2のバイアス回路は、
前記第 4の伝送線路に並列に接続された第 7のコンデンサと、
前記第 6のコンデンサと直列に接続された第 3のィンダク夕と
をさらに有する、 請求の範囲第 2 1項記載の高周波増幅器。
2 3 . 前記第 1のバイァス回路は、
前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 8のコンデンサと、
前記第 3のコンデンサと直列に接続された第 4のィンダクタと
をさらに有する、 請求の範囲第 2 2項記載の高周波増幅器。
2 4 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダク夕と、 前記第 1のインダク夕の第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、
前記第 1のインダクタの前記第 1端と前記グランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記第 1のィンダク夕の前記第 1端に第 1端が接続され、 電源に 第 2端が接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 3のコンデンサと
を有する第 1のバイァス回路と、
前記第 1のインダクタの前記第 2端に第 1端が接続され、 前,記電源に第 2 端が接続された第 2の伝送線路を有する第 2のバイァ,ス回路と
を備えた高周波増幅器。
2 5 . 前記第 2のバイアス回路は前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記グラン ド間に接続された第 4のコンデンサをさらに有する、 請求の範囲第 2 4項に記載 の高周波増幅器。
2 6 . 前記第 1のバイァス回路は前記第 1の伝送線路に並列に接続された第 5の コンデンサをさらに有する、 請求の範囲第 2 4項に記載の高周波増幅器。
2 7 . 前記第 2のバイアス回路は前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 6の 'サをさらに有する、 請求の範囲第 2 4項に記載の高周波増幅器。
2 8 . 前記出力側整合回路は前記第 1のィンダクタに並列に接続された第 7のコ ンデンサをさらに有する、 請求の範囲第 2 4から 2 7項のいずれかに記載の高周 波増幅器。
2 9 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダクタと、 前記第 1のインダクタの第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端と前記ダランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記第 1のィンダク夕の前記第 1端に第 1端が接続され、 電源に 第 2端が接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 3のコンデンサと
を有する第 1のバイァス回路と、
前記第 1のィンダク夕の前記第 1端に第 2端が接続され、 前記電 源に第 2端が接続された第 2の伝送線路と、
前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 4のコンデンサと、 前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 5のコンデンサと
前記第 5のコンデンサと直列に接続された第 2のィンダクタと を有する第 2のバイァス回路と
を備えた高周波増幅器。
3 0 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダク夕と、 前記第 1のインダクタの第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、 前記第 1のィンダク夕の前記第 1端と前記ダランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記第 1のィンダク夕の前記第 1端に第 1端が接続され、 電源に 第 2端が接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 3のコンデンサと
を有する第 1のバイアス回路と、
前記第 1のィンダクタの前記第 2端に第 1端が接続された第 2の 伝送線路と、
前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 4のコンデンサと、
前記第 2の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 前記電源に接続された第 3の伝送線路と、
前記第 3の伝送線路の前記第 1端と前記ダランド間に接続された 第 2のインダクタと、
前記第 2のインダクタと直列に接続された第 5のコンデンサと、 前記第 3の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 6のコンデンサと
を有する第 2のバイアス回路と
を備えた高周波増幅器。
3 1 . 前記第 2のバイアス回路は、
前記第 3の伝送線路に並列に接続された第 7のコンデンサと、
前記第 6のコンデンサと直列に接続された第 3のィンダク夕と をさらに有する、 請求の範囲第 3 0項記載の高周波増幅器。
3 2 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダクタと、 前記第 1のィンダク夕の第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端と前記ダランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記第 1のインダクタの前記第 1端に第 1端が接続され、 電源に 第 2端が第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路に並列に接続された第 3のコンデンサと、 前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 4のコンデンサと、
前記第 4のコンデンザと直列に接続された第 2のィンダク夕と を有する第 1のバイアス回路と、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端に第 1端が接続され、 前記電 源に第 2端が接続された第 2の伝送線路と、
前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 5のコンデンサと
を有する第 2のバイアス回路と
を備えた高周波増幅器。
3 3 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダク夕と、 前記第 1のィンダク夕の第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端と前記ダランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端に第 1端が接続され、 電源に 第 2端が接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路に並列に接続された第 3のコンデンサと、 前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 4のコンデンサと、
前記第 4のコンデンサと直列に接続された第 2のィンダク夕と を有する第 1のバイァス回路と、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端に第 1端が接続され、 前記電 源に第 2端が接続された第 2の伝送線路と、
前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 5のコンデンザと、 前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 6のコンデンサと、
前記第 6のコンデンサと直列に接続された第 3のィンダク夕と を有する第 2のバイァス回路と
を備えた高周波増幅器。
3 4 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダク夕と、 前記第 1のインダクタの第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、 前記第 1のィンダク夕の前記第 1端と前記グランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端に第 1端が接続され、 電源に 第 2端が第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路に並列に接続された第 3のコンデンサと、 前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 4のコンデンサと、
前記第 4のコンデンザと直列に接続された第 2のィンダク夕と を有する第 1のバイアス回路と、
前記第 1のィンダク夕の前記第 2端に第 1端が接続された第 2の 伝送線路と、
前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 5のコンデンサと、
前記第 2の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 前記電源に接続された第 3の伝送線路と、 '
前記第 3の伝送線路の前記第 1端と前記ダランド間に接続された 第 3のインダクタと、
前記第 3のィンダク夕と直列に接続された第 6のコンデンサと、 前記第 3の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 7のコンデンサと
を有する第 2のバイアス回路と
を備えた高周波増幅器。
3 5 . 前記第 2のバイアス回路は、 前記第 3の伝送線路に並列に接続された第 8のコンデンザと、
前記第 7のコンデンサと直列に接続された第 4のィンダク夕と
をさらに有する、 請求の範囲第 3 4項記載の高周波増幅器。
3 6 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダク夕と、 前記第 1のインダク夕の第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端と前記グランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端に第 1端が接続された第 1の 伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 3のコンデンサと、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 前記電源に接続された第 2の伝送線路と、
前記第 2の伝送線路の前記第 1端と前記ダランド間に接続された 第 2のインダク夕と、
前記第 2のィンダクタと直列に接続された第 4のコンデンサと、 前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 5のコンデンサと
を有する第 1のバイアス回路と
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 第 2端が前記電源に接続された第 3の伝送線路と、 前記第 3の伝送線路に並列に接続された第 6のコンデンザと、 前記第 3の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 7のコンデンサと、
前記第 Ίのコンデンサと直列に接続された第 3のィンダク夕と を有する第 2のバイアス回路と、
を備えた高周波増幅器。
3 7 . 前記第 1のバイァス回路は、
前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 8のコンデンサと、
前記第 5のコンデンサと直列に接続された第 4のィンダク夕と
をさらに有する、 請求の範囲第 3 6項記載の高周波増幅器。
3 8 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダク夕と、 前記第 1のインダクタの第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端と前記グランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端に第 1端が接続された第 1の 伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 3のコンデンサと、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 電源に接続された第 2の伝送線路と、 前記第 2の伝送線路の前記第 1端と前記ダランド間に接続された 第 2のインダクタと、
前記第 2のィンダク夕と直列に接続された第 4のコンデンサと、 前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 5のコンデンサと
を有する第 1のバイァス回路と
前記第 1のィンダク夕の前記第 2端に第 1端が接続され、 前記電 源に第 2端が第 3の伝送線路と、
前記第 3の伝送線路に並列に接続された第 6のコンデンザと、 前記第 3の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 7のコンデンサと、
前記第 2のコンデンサと直列に接続された第 3のィンダク夕と を有する第 2のバイアス回路と、
を備えた高周波増幅器。
3 9 . 前記第 1のバイァス回路は、
前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 8のコンデンザと、
前記第 5のコンデンサと直列に接続された第 4のィンダク夕と
をさらに有する、 請求の範囲第 3 8項記載の高周波増幅器。
4 0 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダク夕と、 前記第 1のィンダクタの第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、
前記第 1のィンダクタの前記第 1端と前記ダランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記第 1のィンダク夕の前記第 1端に第 1端が接続された第 1の 伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 3のコンデンサと、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 電源に接続された第 2の伝送線路と、
前記第 2の伝送線路の前記第 1端と前記ダランド間に接続された 第 2のインダク夕と、
前記第 3のィンダク夕と直列に接続された第 4のコンデンサと、 前記第 2の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 5のコンデンサと
を有する第 1のバイァス回路と
前記第 1のィンダクタの前記第 1端に第 1端が接続された第 3の 伝送線路と、
前記第 3の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 6のコンデンサと、
前記第 3の伝送線路の前記第 2端に第 1端が接続され、 第 2端が 前記電源に接続された第 4の伝送線路と、
前記第 4の伝送線路の前記第 1端と前記ダランド間に接続された 第 3のインダク夕と、
前記第 3のィンダク夕と直列に接続された第 7のコンデンサと、 前記第 4の伝送線路の前記第 2端と前記ダランド間に接続された 第 8のコンデンサと を有する第 2のバイァス回路と、
を備えた高周波増幅器。
4 1 . 前記第 1のバイァス回路は、
前記第 2の伝送線路に並列に接続された第 9のコンデンザと、
前記第 5のコンデンサと直列に接続された第 4のィンダク夕と
をさらに有する、 請求の範囲第 4 0項記載の高周波増幅器。
4 2 . 前記第 2のバイァス回路は、
前記第 4の伝送線路に並列に接続された第 1 0のコンデンサと、 前記第 8のコンデンサと直列に接続された第 5のィンダク夕と
をさらに有する、 請求の範囲第 4 1項記載の高周波増幅器。
4 3 . 前記出力側整合回路は前記第 1のインダク夕に並列に接続された並列コン デンサをさらに有する、 請求の範囲第 2 9から 4 2項のいずれかに記載の高周波 増幅器。
4 4. 誘電体基板と、
前記誘電体基板に形成された、 前記第 1と第 2のバイアス回路の少なくと も一部を形成する電極パターンと
をさらに備えた、 請求の範囲第 9から 4 3項のいずれかに記載の高周波増幅器。
4 5 . 積層された複数の誘電体基板を有する積層体と、 .
前記複数の誘電体基板の少なくとも 1つに形成された、 前記第 1と第 2の バイアス回路の少なくとも一部を形成する電極パターンと をさらに備えた、 請求の範囲第 9力、ら 4 3項のいずれかに記載の高周波増幅器。
4 6 . 請求の範囲第 1力 ^ら 4 5項のいずれかに記載の高周波増幅器を備えた通信
補正書の請求の範囲
[2002年 5月 22日 （22. 05. 02) 国際事務局受理：出願当初の請求の範囲 1は
補正された；出願当初の請求の範囲 2は取り下げられた；
他の請求の範囲は変更なし。 （1頁） ]
1 . (補正後） 増幅回路と、
出力側整合回路と、
前記増幅回路と前記出力側整合回路の間に第 1端が接続され、 第 2端が電源に接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路に並列に接続された第 1のコンデンサと、 前記第 1の伝送線路の前記第 2端とグランド間に接続された第 2 のコンデンサと前記第 2のコンデンサに直列接続された第 2のィンダクタと を有するバイアス回路と
を備えた高周波増幅器。
2 . (削除）
3 . 増幅回路と、
第 1端が前記増幅回路に接続された第 1のィンダク夕と、 前記第 1のインダクタの第 2端とグランド間に接続された第 1の コンデンサと、
前記第 1のィンダク夕の前記第 1端と前記グランド間に接続され た第 2のコンデンサと
を有する出力側整合回路と、
前記増幅回路に第 1端が接続され、 第 2端が電源に接続された第 1の伝送線路と、
前記第 1の伝送線路の前記第 2端と前記グランド間に接続された 第 3
植正された用紙 （条約第 条》
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