WO2009096008A1 - 操舵制御装置 - Google Patents

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WO2009096008A1
WO2009096008A1 PCT/JP2008/051401 JP2008051401W WO2009096008A1 WO 2009096008 A1 WO2009096008 A1 WO 2009096008A1 JP 2008051401 W JP2008051401 W JP 2008051401W WO 2009096008 A1 WO2009096008 A1 WO 2009096008A1
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torque
motor
steering
time constant
current
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Masaya Endo
Masahiko Kurishige
Isao Kezobo
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Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
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    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Definitions

  • the present invention relates to a steering control device, and more particularly to a steering control device for extracting and reducing pulsation components due to cogging torque and torque ripple of an electric motor.
  • An electric power steering device is used as a steering control device for automobiles.
  • the electric power steering device controls the current of the electric motor, transmits the electric motor torque generated according to the current to the steering shaft, and reduces the steering torque of the driver.
  • the torque generated by the electric motor includes cogging torque and torque ripple.
  • the cogging torque and torque ripple act as disturbance torque, and the steering torque pulsates, which may reduce the steering feeling.
  • expensive motors have been used to reduce the cogging torque and torque ripple of the motor.
  • a pulsation component due to cogging torque or torque ripple is extracted, and compensation control is performed by an electric motor so as to reduce the pulsation of the steering torque (see, for example, Patent Document 1).
  • the driver freely steers the steering wheel, so the motor rotation angular velocity is an arbitrary speed. Since the cogging torque and torque ripple are torque pulsations generated depending on the motor rotation angle, the frequency of pulsations such as the steering torque generated by the cogging torque and torque ripple changes according to the motor rotation angular velocity. Therefore, when trying to extract cogging torque and torque ripple with a filter with a fixed time constant, it is necessary to set the passband frequency of the filter widely, components other than the pulsation component due to cogging torque and torque ripple, such as the steering component of the driver, Or, there has been a problem that noise components in a high frequency range cannot be sufficiently removed than pulsation components.
  • the compensation control is set with the extracted pulsation component from which the driver's steering component, noise component, etc. are not sufficiently removed, the driver's steering feeling may change. Therefore, extracting a pulsation component due to cogging torque or torque ripple with high accuracy while the driver is steering the steering wheel is a big problem in performing compensation control for reducing the pulsation.
  • the present invention has been made to solve such a problem, and accurately extracts pulsation components due to cogging torque and torque ripple from sensor information obtained by the driver while steering the steering wheel.
  • Another object of the present invention is to obtain a steering control device capable of reducing pulsation such as steering torque caused by torque ripple.
  • the present invention generates the assist torque based on the detected torque, a torque detector for detecting the steering torque by the driver, a motor for generating an assist torque for assisting the steering torque, and the detected steering torque.
  • An electric power assist control unit that calculates an electric power assist target current of the motor necessary for the motor, an angle detection unit that detects a rotation angle of the motor, and the motor to match the electric power assist target current. The frequency of the cogging torque or torque ripple generated by the motor using the current control unit for controlling the current of the motor, the time constant variable filter having a variable time constant, and the rotation angle of the motor detected by the angle detection unit.
  • a time constant calculating unit that calculates a corresponding time constant and sets the time constant in the time constant variable filter; and the steering torque
  • a steering control system that includes a filter processing computing section for filtering by and the time constant variable filter state quantity of the rotation angle and the like of the motor.
  • the present invention generates the assist torque based on the detected torque, a torque detector for detecting the steering torque by the driver, a motor for generating an assist torque for assisting the steering torque, and the detected steering torque.
  • An electric power assist control unit that calculates an electric power assist target current of the motor necessary for the motor, an angle detection unit that detects a rotation angle of the motor, and the motor to match the electric power assist target current. The frequency of the cogging torque or torque ripple generated by the motor using the current control unit for controlling the current of the motor, the time constant variable filter having a variable time constant, and the rotation angle of the motor detected by the angle detection unit.
  • a time constant calculating unit that calculates a corresponding time constant and sets the time constant in the time constant variable filter; and the steering torque And a filter processing calculation unit that filters a state quantity such as the rotation angle of the motor and the motor with the time constant variable filter, so that the sensor information obtained while the driver is steering the steering wheel It is possible to accurately extract pulsation components due to cogging torque and torque ripple, and to reduce pulsations such as steering torque due to cogging torque and torque ripple.
  • FIG. 1 is a perspective view showing a steering control device including a time constant variable filter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • a steering shaft 2 is connected to a steering wheel 1 operated by a driver.
  • the left and right steered wheels 8 are steered according to the rotation of the steering shaft 2.
  • a torque sensor 3 is disposed on the steering shaft 2 and detects a steering torque generated by a driver's operation acting on the steering shaft 2.
  • the motor 4 is composed of a three-phase motor.
  • the motor 4 is connected to the steering shaft 2 via the speed reduction mechanism 5, and the assist torque generated by the motor 4 is applied to the steering shaft 2 to assist the steering torque.
  • the motor 4 is provided with an angle sensor 6 that detects a motor rotation angle.
  • the vehicle speed of the vehicle is detected by a vehicle speed sensor 11 (described in FIG. 2). Further, the current flowing through the motor 4 is detected by a current sensor 19 (described in FIG. 2).
  • the controller unit 7 includes an electric power assist control unit 71 and a current control unit 72.
  • the electric power assist control unit 71 performs the electric power assist control for assisting the driver's steering steering from the steering torque detected by the torque sensor 3 and the vehicle speed detected by the vehicle speed sensor 11.
  • a target current for electric power assist which is a target current, is calculated.
  • the electric power assist target current corresponds to the assist torque target value.
  • the current control unit 72 controls the current of the motor 4 so that the current detected by the current sensor 19 matches the target current for electric power assist.
  • FIG. 2 is a block diagram showing the main part of the controller unit 7.
  • the controller unit 7 includes a switching element drive circuit 21 and an inverter 22 as shown in FIG. 2 in addition to the electric power assist control unit 71 and the current control unit 72 described above.
  • the inverter 22 has six switching elements 61A to 63A and 61B to 63B. Switching elements 61 ⁇ / b> A and 61 ⁇ / b> B form a pair, and they are connected to one of the three phases of motor 4.
  • switching elements 62 ⁇ / b> A and 62 ⁇ / b> B constitute a pair
  • switching elements 63 ⁇ / b> A and 63 ⁇ / b> B constitute a pair, which are connected to another of the three phases of motor 4.
  • each of the switching elements 61B to 63B is provided with a current sensor 19, and these current sensors 19 detect a current flowing through each phase of the motor.
  • the electric power assist controller 71 receives the vehicle speed signal detected by the vehicle speed sensor 11 via the interface 31 and the steering torque signal detected by the torque sensor 3 via the interface 32.
  • the electric power assist controller 71 determines the direction and magnitude of the motor torque according to the vehicle speed signal and the steering torque signal, thereby calculating the electric power assist target current and inputting it to the current controller 72.
  • the interface 33 receives a motor rotation angle signal from the angle sensor 6 and inputs the motor rotation angle to the electric power assist control unit 71 and the current control unit 72.
  • the interface 34 receives the detected current signals of the respective phases of the motor from the three current sensors 19 and inputs the detected current of the motor to the current control unit 72.
  • the current control unit 72 calculates a voltage command according to the electric power assist target current, the detected current of the motor, and the rotation angle of the motor.
  • the switching element drive circuit 21 performs PWM modulation on the voltage command and instructs the inverter 22 to perform a switching operation.
  • the inverter 22 receives the switching operation signal, realizes chopper control of the switching elements 61A to 63A and 61B to 63B, and causes a current to flow to the motor 4 by the electric power supplied from the battery 23. This current generates motor torque, that is, assist torque.
  • the configuration of the inverter 22 described above corresponds to a three-phase motor. However, when the motor 4 is a brushed DC motor, an H bridge circuit may be used.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the electric power assist controller 71.
  • the electric power assist controller 71 is composed of a microcomputer.
  • the outputs of the vehicle speed sensor 11, the torque sensor 3, the angle sensor 6, and the current sensor 19 are read into the microcomputer as digital values for each predetermined sampling time via the interfaces 31 to 34.
  • the electric power assist controller 71 includes a phase compensator 35, a basic assist current calculator 36, an angular velocity calculator 37, a damping compensation current calculator 38, a friction compensation current calculator 39, and an angular acceleration calculator 40.
  • An inertia compensation current calculator 41, an observer damping compensation current calculator 42, a pulsation component extractor 44, and a pulsation compensation current calculator 45 are provided.
  • reference numeral 43 denotes an electric power assist target current output by the electric power assist control unit 71.
  • the phase compensator 35 receives the steering torque detected by the torque sensor 3 and performs phase compensation on the steering torque to improve the frequency characteristics.
  • the basic assist current compensator 36 stores in advance the value of the basic assist current according to the steering torque and the vehicle speed after phase compensation as a map value.
  • the basic assist current compensator 36 uses the stored map value to perform phase compensation.
  • a basic assist current is calculated according to the subsequent steering torque and vehicle speed. When the vehicle speed is low, by increasing the value of the basic assist current with respect to the steering torque after phase compensation, the steering torque of the driver during low speed traveling such as parking is reduced, and steering is facilitated.
  • the basic assist current compensator 36 has been described with respect to the method for obtaining the basic assist current by map computation, it may be obtained by computation by multiplying the gain.
  • the angular velocity calculator 37 differentiates the motor rotation angle detected by the angle sensor 6 and calculates the motor rotation angular velocity.
  • the damping compensation current calculator 38 calculates the damping compensation current by multiplying the motor rotation angular velocity by the control gain.
  • the damping compensation current has the effect of improving the convergence of the steering wheel.
  • constants such as a map and a proportional coefficient necessary for calculation such as control gain are set in the ROM in advance.
  • the friction compensation current calculator 39 calculates a friction compensation current based on the sign of the motor rotational angular velocity. The friction compensation current changes according to the sign of the motor rotational angular velocity.
  • the friction compensation current is a current for causing the motor 4 to generate a torque for canceling the friction existing in the steering mechanism, and has an effect of improving the steering feeling.
  • the angular acceleration calculator 40 differentiates the motor rotation angular velocity calculated by the angular velocity calculator 37 to calculate the motor rotation angular acceleration.
  • the inertia compensation current calculator 41 calculates an inertia compensation current from the motor rotation angular acceleration. Since the inertia compensation current cancels the inertia force of the motor, the steering feeling is improved.
  • the observer damping compensation current calculator 42 estimates the vibration speed of the motor 4 using the observer from the steering torque detected by the torque sensor 3 and the current of the motor 4 detected by the current sensor 19, and applies the damping torque. The observer damping compensation current is calculated.
  • the steering mechanism is represented by a balance of steering torque input by the driver moving the steering wheel, assist torque generated by the motor, and reaction torque centered on reaction force from the tire.
  • steering vibration generally occurs at a fast frequency of 30 Hz or higher. At this fast frequency, fluctuations in steering wheel angle and road surface reaction force fluctuations are negligibly small, so that the motor 4 can be regarded as a vibration system supported by a torque sensor having spring characteristics.
  • the rotational speed observer is configured based on a corresponding equation of motion, for example, a vibration equation in which the moment of inertia of the motor is the inertia term and the rigidity of the torque sensor is the spring term, the voltage drop in the coil from the coil current
  • the rotational speed of the motor in the frequency band exceeding the steering frequency can be estimated without using a differentiator necessary for obtaining.
  • the calculation in the observer damping compensation current calculator 42 can also be performed using the current of the motor 4 detected by the current sensor 19 and the motor rotation angle detected by the angle sensor 6, but in this embodiment, torque Calculation is performed using the steering torque detected by the sensor 3 and the current of the motor 4 detected by the current sensor 19.
  • torque Calculation is performed using the steering torque detected by the sensor 3 and the current of the motor 4 detected by the current sensor 19.
  • the torsion angle of the torque sensor having spring characteristics can be regarded as the motor rotation angle
  • the torque sensor output is divided by the spring constant of the torque sensor
  • the steering frequency component is removed
  • the sign is inverted, whereby the motor A signal equivalent to a rotation angle of 4 can be obtained.
  • the observer damping compensation current calculator 42 uses a vibration equation in which the moment of inertia of the motor is the inertia term and the rigidity of the torque sensor is the spring term, and the motor detected by the current sensor 19 and the signal equivalent to the rotation angle of the motor 4. 4 to estimate the rotational speed.
  • the observer damping compensation current calculator 42, the basic assist current calculator 36, the damping compensation current calculator 38, the friction compensation current calculator 39, and the inertia compensation current calculator 41 are known techniques described in Japanese Patent No. 3712876 and the like. It is.
  • the basic assist current, damping compensation current, friction compensation current, inertia compensation current, and observer damping compensation current obtained as described above are added by an adding means such as an adder for electric power assist.
  • a target current 43 is obtained.
  • the pulsation component extractor 44 removes a steering component detected by the torque sensor 3 from the steering component of the driver and a noise component in a higher frequency range than the pulsation component, and extracts a pulsation component of the steering torque by cogging torque or torque ripple.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration example of the pulsation component extractor 44. As shown in FIG. 4, the pulsation component extractor 44 includes a time constant calculator 51 and a band pass filter 52.
  • the value obtained by dividing the number of torque pulsations generated per rotation of the motor by the number of pole pairs Pn is the torque ripple generation harmonic order n.
  • the frequency fn [Hz] of the torque ripple changes according to the motor rotational angular velocity d ⁇ m / dt.
  • the center frequency fc of the bandpass filter is set to be equal to fn as shown in equation (2-2).
  • time constant Tc of the bandpass filter is set by the equation (2-3).
  • the time constant variable filter that sets the time constant of the bandpass filter is applied to the steering torque detected by the torque sensor 3, if the time constant variable filter is applied to the steering torque detected by the torque sensor 3, the driver's steering component and pulsation component It is possible to remove a noise component or the like in a high frequency region and extract a pulsation component of a steering torque due to cogging torque or torque ripple.
  • the bandpass filter 52 for example, a fourth-order bandpass filter shown in Expression (3) is used.
  • Gbpf is a transfer function of the filter
  • s is a Laplace operator.
  • K1 is a correction gain for the gain of ⁇ 12 dB at the center frequency fc [Hz]
  • K1 is set so that the gain is 0 dB at the center frequency fc [Hz].
  • FIG. 7 shows the frequency response characteristics of the bandpass filter when the center frequency fc is 10 Hz. From the characteristics of FIG. 7, at the center frequency fc (10 Hz), a pulsation component can be extracted with a gain of 0 dB and a phase delay of 0, and other components can be removed with a slope of ⁇ 40 dB / decade in both low and high frequencies. The pulsation component can be extracted from the filter input signal 53 with high accuracy.
  • the pulsation component is also included in the rotational angular velocity d ⁇ m / dt of the motor obtained by differentiating the motor rotation angle. That is, as shown in equation (2-1), when the torque ripple frequency fn is calculated using the motor rotation angular velocity d ⁇ m / dt obtained by differentiating the motor rotation angle and the time constant of the bandpass filter is changed, The constant varies with the torque ripple frequency.
  • FIG. 5 is a diagram showing the results of bandpass filter processing using a pulsating time constant.
  • L1 represents the center frequency set by the rotational angular velocity d ⁇ m / dt including the pulsation component.
  • L2 is a steering torque input to the bandpass filter, and includes a steering component and a pulsation component.
  • L3 is a pulsation component added to the steering torque component.
  • L4 is an output value of the band pass filter.
  • the pulsation component extractor 44 is further added with a measure for suppressing the pulsation of the time constant. This eliminates distortion due to time constant pulsation, removes the driver's steering components from the steering torque detected by the torque sensor 3, noise components in a higher frequency range than the pulsation components, etc., and steer torque by cogging torque or torque ripple.
  • the pulsation component is extracted with high accuracy.
  • FIG. 6 is a flowchart showing a series of operations of the pulsation component extractor 44.
  • a time constant calculator 51 is used to calculate the time constant of the bandpass filter from the motor rotation angle.
  • As the input signal 53 to the band-pass filter 52 for example, a signal for extracting a pulsation component such as a steering torque and a motor rotation angle is input.
  • the bandpass filter 52 is, for example, the above equation (3).
  • a series of operations of the pulsation component extractor 44 will be described with reference to the flowchart of FIG.
  • the initial value of the center frequency fc is an upper limit value of the center frequency fc described later.
  • step S1 the steering torque Ts subjected to A / D conversion (analog / digital conversion) and the motor rotation angle ⁇ m [k] are stored in the memory via the interfaces 32 and 33.
  • step S2 the deviation between the previous value ⁇ m [k ⁇ 1] of the motor rotation angle and the motor rotation angle ⁇ m [k] is calculated as shown in Expression (4), and the integrated value ⁇ m [ k].
  • ⁇ m ⁇ m + ⁇ m [k] - ⁇ m [k-1] (4)
  • step S3 the number of samplings cnt required until the integrated value ⁇ m [k] of the change amount of the motor rotation angle becomes equal to or larger than the reference angle ⁇ mr is counted. That is, cnt ⁇ Tsmp is a time required for the integrated value ⁇ m [k] of the change amount of the motor rotation angle to be equal to or larger than the reference angle ⁇ mr.
  • step S4 the absolute value of the integrated value ⁇ m [k] of the change amount of the motor rotation angle is compared with the preset reference angle ⁇ mr.
  • the process proceeds to step S5, and the absolute value of the integrated value ⁇ m [k] of the change amount of the motor rotation angle is equal to or greater than the reference angle ⁇ mr. In this case, the process proceeds to step S6.
  • the reference angle ⁇ mr is set by equation (5) according to the harmonic order n of the torque ripple to be extracted.
  • K2 is an integer gain.
  • 360 / n is a reference angle corresponding to one cycle of cogging torque or torque ripple to be extracted.
  • the reference angle ⁇ mre is an integral multiple of 60 deg.
  • FIG. 8 shows the effect obtained by setting the reference angle as shown in the present embodiment.
  • step S6 the center frequency is set from equation (7) using the number of times of sampling cnt required to reach the reference angle ⁇ mr or more.
  • FIG. 10 shows the effect of the method for setting the center frequency of the present invention.
  • T1 indicates the timing at which the time constant is calculated in step S6.
  • L5 is the result of calculating the rotational angular velocity d ⁇ m / dt of the motor at each sampling and setting the center frequency fc from equations (2-1) and (2-2).
  • L6 is the result of setting the center frequency fc from equation (7) of the present embodiment.
  • Ts 1 / (2 ⁇ fc) is calculated from the center frequency fc.
  • the time constant is a constant value until the time constant is updated.
  • the filter becomes a time constant time-invariant filter and is resistant to noise and the like. Even if the steering speed changes and the torque ripple frequency fn changes by the method of setting the time constant of the present embodiment, the influence of the rotational angle pulsation component is removed, and the time constant corresponding to the torque ripple frequency fn is set. can do.
  • a lower limit value and an upper limit value are set for the center frequency fc.
  • the lower limit value is 5 Hz or more. This is because if the center frequency fc is less than or equal to the lower limit value, the frequency of the driver's steering component and the pulsation component due to torque ripple will be close, and the driver's steering component may not be sufficiently removed from the bandpass filter output value.
  • the upper limit value may be set as the upper limit value of the frequency region to be extracted. In the digital filter, an upper limit value may be set from the Nyquist frequency.
  • step S7 the sampling count cnt and the integrated value ⁇ m [k] of the change amount of the motor rotation angle are reset to zero.
  • step S5 the motor rotation angle ⁇ m [k] is stored in ⁇ m [k ⁇ 1].
  • step S8 the filtering process shown in Expression (3) using the set time constant is performed, and the output signal 54 is output.
  • the steering torque Ts is used as the filter input signal 53.
  • FIG. 11 L7 indicates the center frequency set by equation (7) of the present embodiment.
  • L8 is the output value of the bandpass filter.
  • L2 and L3 are the same as those in FIG. Comparing L1 in FIG. 5 with L7 in FIG. 11, L7 can remove the pulsation component of the center frequency fc of the bandpass filter according to the present embodiment, and compared with L4 in FIG. 11 indicates that the pulsation component of the steering torque can be accurately extracted.
  • the respective reference angles and the respective sampling times cnt may be calculated according to the respective torque ripple generation harmonic orders.
  • the pulsating component having the smaller torque ripple generation harmonic order may affect the sampling number cnt having the larger order.
  • FIG. 12 is a diagram showing the setting of the reference angle when there are a plurality of extracted pulsation components.
  • a pulsation compensation current for reducing the pulsation component is calculated according to the pulsation component extracted by the pulsation component extractor 44.
  • the pulsation compensation current is obtained by multiplying the pulsation component extracted by the pulsation component extractor 44 by a proportional gain.
  • the electric power assist target current is corrected by adding the pulsation compensation current to the electric power assist target current.
  • the current control unit 72 shown in FIG. 2 can reduce pulsation such as cogging torque and steering torque caused by torque ripple by controlling the current of the motor 4 so as to match the corrected target current for electric power assist. .
  • the present embodiment can set the time constant from which the pulsation component is removed, and the time constant is changed according to the torque ripple frequency. Therefore, even when the driver is steering, the state used in the steering control device Steering components and noise are removed from the amount, for example, steering torque and motor rotation angle, components other than pulsation components due to cogging torque and torque ripple whose frequency changes are removed, and pulsation components due to cogging torque and torque ripple are accurately extracted There is an effect that can be. Further, since the pulsation component due to the cogging torque and torque ripple included in the time constant can be reduced, distortion of the output value of the bandpass filter can be suppressed, and the pulsation component due to the cogging torque and torque ripple can be accurately extracted. Furthermore, since the pulsation compensation current is calculated using the extracted pulsation component, the pulsation generated in the steering torque or the like can be appropriately reduced while preventing interference with the steering feeling.
  • the time constant calculator 51 calculates the time constant based on the time required for the rotation angle of the motor 4 to rotate at the preset reference angle, the steering component is calculated from the state quantity such as the steering torque. And noise can be removed, pulsation components for cogging torque and torque ripple with changing frequency can be extracted with high accuracy, and pulsation of time constant can be suppressed, so that distortion of filter output value can be reduced and cogging with changing frequency The pulsation component for torque and torque ripple can be extracted with higher accuracy.
  • the reference angle preset for the rotation angle of the motor 4 is an integral multiple of the rotation angle corresponding to one cycle of cogging torque or torque ripple, the steering component and noise are removed from the state quantity such as the steering torque. Therefore, it is possible to accurately extract pulsation components for cogging torque and torque ripple whose frequency changes, and to suppress the pulsation of the time constant, so that distortion of the filter output value can be reduced, and the cogging torque and torque ripple whose frequency changes can be reduced.
  • the pulsation component can be extracted with higher accuracy.
  • the target current for electric power assist is corrected according to the output signal of the time constant variable filter, the pulsation of the steering torque due to the cogging torque or the torque ripple can be suppressed.
  • the bandpass filter is represented by Expression (3), but the present invention is not limited to this.
  • the lower cutoff frequency fc1 and the upper cutoff frequency fc2 may be set to different values.
  • a Butterworth filter or an elliptic filter may be used. Thereby, it is possible to obtain a steeper cutoff characteristic as compared with the expression (3).
  • the order of the filter is set to the fourth order in Expression (3), the order is not limited to this.
  • a secondary filter may be used. In that case, the calculation load is reduced.
  • a fourth or higher order filter is preferably used.
  • the filter is a band pass filter, but the time constant setting method of the first embodiment can be applied to the setting of the time constant of the low pass filter or the high pass filter.
  • the time constant of the high-pass filter is set by the method of the present invention, and the time constant of the low-pass filter is set to a constant value, so that the calculation load can be reduced.
  • the calculation of the time constant is calculated using the motor rotation angle.
  • the calculation is not limited to the motor rotation angle, but is related to the motor rotation angle such as the rotation angle of the staying wheel.
  • the estimated motor rotation angle may be used.
  • the signal input to the filter is not limited to the steering torque, and may be a state quantity used in the steering control device, for example, a motor rotation angle, a motor rotation speed, or the like.

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  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
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Abstract

　コギングトルクやトルクリプルによる脈動成分を精度良く抽出し、脈動を低減することを目的とする。 　時定数を可変にしたバンドパスフィルタを用いて脈動成分を抽出し、その時定数を、抽出対象とするコギングトルクやトルクリプルの周波数に応じて設定する。さらに、モータの回転角度に対する基準角度をコギングトルクやトルクリプルの発生調波次数に応じて予め設定しておき、上記のバンドパスフィルタの時定数を、当該基準角度をモータが回転するのに要する時間から設定する。

Description

操舵制御装置
　この発明は、操舵制御装置に関し、特に、電動モータのコギングトルクやトルクリプルによる脈動成分を抽出し低減するための操舵制御装置に関するものである。
　自動車の操舵制御装置として、電動パワーステアリング装置が用いられている。電動パワーステアリング装置は、電動モータの電流を制御し、電流に応じて発生する電動モータトルクをステアリング軸に伝達させ、運転者の操舵トルクを軽減する。
　一般に、電動モータが発生するトルクには、コギングトルクやトルクリプルが含まれる。コギングトルクやトルクリプルは外乱トルクとして作用し、操舵トルクが脈動するため、操舵フィーリングが低下する場合がある。これを防ぐため、モータのコギングトルクやトルクリップルを低減すべく高価なモータを用いてきた。
　従来の自動車の操舵制御装置では、コギングトルクやトルクリプルによる脈動成分を抽出し、操舵トルクの脈動を低減するように、電動モータによる補償制御を行っている（例えば、特許文献１参照）。
　また、他の従来の自動車の操舵制御装置として、時定数可変フィルタを用いた電動パワーステアリング装置がある。この電動パワーステアリング装置においては、時定数をステアリングホイールの角速度で可変にしたローパスフィルタでノイズを除去している（例えば、特許文献２参照）。
特開平２００５－６７３５９号公報（図１） 特許第３８８４２３６号公報（図３）
　コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルク脈動やモータ回転角度の脈動を低減するように、電動モータによる補償制御を行う場合、コギングトルクやトルクリプルによる脈動成分をできるだけ正確に把握し、その脈動成分を低減する補償電流を演算することが必要である。
　ただし、操舵制御装置では、運転者はステアリングホイールを自由に操舵するため、モータ回転角速度は任意の速度となる。コギングトルクやトルクリプルは、モータ回転角度に依存して発生するトルク脈動であるため、コギングトルクやトルクリプルによって発生する操舵トルク等の脈動の周波数はモータ回転角速度に応じて変化する。そのため、時定数が固定のフィルタでコギングトルクやトルクリプルを抽出しようとすると、フィルタの通過帯域周波数を広く設定する必要があり、コギングトルクやトルクリプルによる脈動成分以外の成分、例えば運転者の操舵成分、または、脈動成分よりも高周波域のノイズ成分等を十分に除去できないという問題点があった。
　そして、運転者の操舵成分やノイズ成分等が十分に除去されていない抽出脈動成分で補償制御を設定すると、運転者の操舵フィーリングが変化する場合がある。そのため、運転者がステアリングホイールを操舵中に、コギングトルクやトルクリプルによる脈動成分を精度良く抽出することが、脈動を低減する補償制御を実施するうえで、大きな課題であった。
　この発明は、かかる問題点を解決するためになされたものであり、運転者がステアリングホイールを操舵中に得られるセンサ情報の中から、コギングトルクやトルクリプルによる脈動成分を精度良く抽出し、コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルク等の脈動を低減することが可能な操舵制御装置を得ることを目的とする。
　この発明は、運転者による操舵トルクを検出するトルク検出部と、前記操舵トルクを補助するためのアシストトルクを発生するモータと、前記検出された操舵トルクに基づいて、前記アシストトルクを発生するのに必要な前記モータの電動パワーアシスト用目標電流を演算する電動パワーアシスト制御部と、前記モータの回転角度を検出する角度検出部と、前記電動パワーアシスト用目標電流に一致するように、前記モータの電流を制御する電流制御部と、可変の時定数を有する時定数可変フィルタと、前記角度検出部で検出する前記モータの回転角度を用いて、前記モータが発生するコギングトルクまたはトルクリプルの周波数に対応する時定数を演算し、当該時定数を前記時定数可変フィルタに設定する時定数演算部と、前記操舵トルクや前記モータの回転角度等の状態量を前記時定数可変フィルタによりフィルタ処理するフィルタ処理演算部とを備えた操舵制御装置である。
　　この発明は、運転者による操舵トルクを検出するトルク検出部と、前記操舵トルクを補助するためのアシストトルクを発生するモータと、前記検出された操舵トルクに基づいて、前記アシストトルクを発生するのに必要な前記モータの電動パワーアシスト用目標電流を演算する電動パワーアシスト制御部と、前記モータの回転角度を検出する角度検出部と、前記電動パワーアシスト用目標電流に一致するように、前記モータの電流を制御する電流制御部と、可変の時定数を有する時定数可変フィルタと、前記角度検出部で検出する前記モータの回転角度を用いて、前記モータが発生するコギングトルクまたはトルクリプルの周波数に対応する時定数を演算し、当該時定数を前記時定数可変フィルタに設定する時定数演算部と、前記操舵トルクや前記モータの回転角度等の状態量を前記時定数可変フィルタによりフィルタ処理するフィルタ処理演算部とを備えた操舵制御装置であるので、運転者がステアリングホイールを操舵中に得られるセンサ情報の中から、コギングトルクやトルクリプルによる脈動成分を精度良く抽出し、コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルク等の脈動を低減することができる。
この発明の実施の形態１による時定数可変フィルタを備えた操舵制御装置を示す斜視図である。 この発明の実施の形態１によるコントローラユニット７の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による電動パワーアシスト制御部７１の構成を示すブロック図である。 この発明の実施の形態１による脈動成分抽出器４４の構成を示すブロック図である。 脈動する時定数を用いたバンドパスフィルタ処理の結果を示した説明図である。 この発明の実施の形態１による脈動成分抽出器４４の動作を示すフローチャートである。 バンドパスフィルタの周波数応答特性の一例を示した説明図である。 この発明の実施の形態１による基準角度の設定による効果を示した説明図である。 この発明の実施の形態１によるモータ回転角度の基準角度変化量とサンプリング数カウントとの関係を示した説明図である。 この発明の実施の形態１による時定数を設定する手法の効果を示した説明図である。 この発明の実施の形態１による脈動成分抽出の効果を示した説明図である。 この発明の実施の形態１による抽出脈動成分が複数存在する場合の基準角度の設定を示した説明図である。
　実施の形態１．
　図１は、この発明の実施の形態１による時定数可変フィルタを備えた操舵制御装置を示す斜視図である。運転者が操作するステアリングホイール１にステアリング軸２が連結されている。ステアリング軸２の回転に応じて左右の転舵輪８が転舵される。ステアリング軸２には、トルクセンサ３が配置され、ステアリング軸２に作用する運転者の操作により発生する操舵トルクを検出する。モータ４は三相モータから構成されている。モータ４は、減速機構５を介してステアリング軸２に連結されており、モータ４が発生するアシストトルクは、ステアリング軸２に付与され、操舵トルクを補助する。モータ４には、モータ回転角度を検出する角度センサ６が配置されている。車両の車速は車速センサ１１（図２に記載）で検出する。また、モータ４に流れる電流は電流センサ１９（図２に記載）で検出する。コントローラユニット７は、電動パワーアシスト制御部７１と電流制御部７２とを備えている。電動パワーアシスト制御部７１は、トルクセンサ３で検出した操舵トルクと車速センサ１１で検出した車速とから、運転者のステアリング操舵をアシストする電動パワーアシスト制御を実施するために必要な、モータ４の目標電流である電動パワーアシスト用目標電流を演算する。電動パワーアシスト用目標電流は、アシストトルクの目標値に相当する。電流制御部７２は、電流センサ１９で検出した電流が、電動パワーアシスト用目標電流に一致するように、モータ４の電流を制御する。
　図２は、コントローラユニット７の要部を示すブロック図である。コントローラユニット７は、上述した電動パワーアシスト制御部７１と電流制御部７２の他に、図２に示すように、スイッチング素子駆動回路２１とインバータ２２とを備えている。インバータ２２は、図２に示すように、６つのスイッチング素子６１Ａ～６３Ａおよび６１Ｂ～６３Ｂを有している。スイッチング素子６１Ａと６１Ｂとが対を構成し、それらはモータ４の３相のうちの１つの相に接続されている。同様に、スイッチング素子６２Ａと６２Ｂとが対を構成し、スイッチング素子６３Ａと６３Ｂとが対を構成して、それらは、モータ４の３相のうちの別の相にそれぞれ接続されている。さらに、スイッチング素子６１Ｂ～６３Ｂには電流センサ１９がそれぞれ設けられており、これらの電流センサ１９は、モータの各相に流れる電流を検出する。
　電動パワーアシスト制御部７１には、インターフェース３１を介して車速センサ１１で検出した車速信号が入力されるとともに、インターフェース３２を介してトルクセンサ３で検出した操舵トルク信号が入力される。電動パワーアシスト制御部７１は、車速信号と操舵トルク信号とに応じたモータトルクの方向と大きさを決定し、それにより、電動パワーアシスト用目標電流を算出して、電流制御部７２に入力する。また、インターフェース３３は、角度センサ６からのモータ回転角度信号を受け、モータ回転角度を電動パワーアシスト制御部７１と電流制御部７２とに入力する。また、インターフェース３４は、３つの電流センサ１９から、モータの各相の検出電流信号を受け、モータの検出電流を電流制御部７２に入力する。
　電流制御部７２は、電動パワーアシスト用目標電流、モータの検出電流、および、モータの回転角度に応じて、電圧指令を算出する。スイッチング素子駆動回路２１は、この電圧指令をＰＷＭ変調して、インバータ２２へスイッチング操作を指示する。インバータ２２は、スイッチング操作信号を受けて、スイッチング素子６１Ａ～６３Ａおよび６１Ｂ～６３Ｂのチョッパ制御を実現し、バッテリ２３から供給される電力により、モータ４に電流を流す。この電流によって、モータトルクすなわちアシストトルクが発生する。
　なお、上述のインバータ２２の構成は三相モータに対応したものであるが、モータ４がブラシ付ＤＣモータの場合、Ｈブリッジ回路を用いればよい。
　図３は、電動パワーアシスト制御部７１の構成を示したブロック図を示している。電動パワーアシスト制御部７１はマイクロコンピュータから構成されている。車速センサ１１、トルクセンサ３、角度センサ６、および、電流センサ１９の出力は、各インターフェース３１～３４を介して、決められたサンプリング時間毎に、マイクロコンピュータにデジタル値として読み込まれる。
　電動パワーアシスト制御部７１は、位相補償器３５と、基本アシスト電流演算器３６と、角速度演算器３７と、ダンピング補償電流演算器３８と、摩擦補償電流演算器３９と、角加速度演算器４０と、慣性補償電流演算器４１と、オブザーバダンピング補償電流演算器４２と、脈動成分抽出器４４と、脈動補償電流演算器４５とが設けられている。なお、図３において、４３は、電動パワーアシスト制御部７１が出力する電動パワーアシスト用目標電流である。
　位相補償器３５では、トルクセンサ３が検出した操舵トルクが入力され、当該操舵トルクに対して、位相補償を行って、周波数特性を改善する。基本アシスト電流補償器３６は、位相補償後の操舵トルクと車速とに応じた基本アシスト電流の値をマップ値として予め記憶している。基本アシスト電流補償器３６は、位相補償器３５が出力する位相補償後の操舵トルクと、車速センサ１１で検出された車速とが入力されると、記憶しているマップ値を用いて、位相補償後の操舵トルクと車速とに応じた基本アシスト電流を演算する。車速が小さい時は、位相補償後の操舵トルクに対する基本アシスト電流の値を大きくすることで、駐車時などの低速走行時の運転者の操舵トルクを小さくし、操舵を容易にする。なお、基本アシスト電流補償器３６においてマップ演算により基本アシスト電流を求める方法を説明したが、ゲインを乗じる演算により求めるようにしてもよい。
　角速度演算器３７では、角度センサ６で検出されたモータ回転角度を微分しモータ回転角速度を演算する。ダンピング補償電流演算器３８では、モータ回転角速度に制御ゲインを乗算して、ダンピング補償電流を演算する。ダンピング補償電流はステアリングホイールの収斂性を向上する効果がある。なお、ダンピング補償電流演算器３８には、制御ゲインなどの演算に必要なマップや比例係数などの定数は予めＲＯＭに設定しておくものとする。摩擦補償電流演算器３９では、モータ回転角速度の符号に基づいて摩擦補償電流を演算する。摩擦補償電流は、モータ回転角速度の符号に応じて変化する。摩擦補償電流は、ステアリング機構に存在する摩擦をキャンセルさせるためのトルクをモータ４に発生させるための電流であり、操舵フィーリングを向上させる効果がある。角加速度演算器４０では、角速度演算器３７で演算したモータ回転角速度を微分しモータ回転角加速度を演算する。慣性補償電流演算器４１ではモータ回転角加速度から慣性補償電流を演算する。慣性補償電流はモータの慣性力をキャンセルするため、操舵フィーリングが向上する。
　オブザーバダンピング補償電流演算器４２では、トルクセンサ３で検出した操舵トルクと電流センサ１９で検出したモータ４の電流とから、オブザーバを用いてモータ４の振動速度を推定し、減衰トルクを付与するためのオブザーバダンピング補償電流を演算する。
　ここで、オブザーバダンピング補償電流演算器４２について説明する。ステアリングの機構は、運転者がステアリングホイールを動かすことによって入力される操舵トルク、モータが発生するアシストトルク及びタイヤからの反力を中心とする反力トルクの釣り合いで表される。一方、ステアリング振動は一般に３０Ｈｚ以上の速い周波数で発生する。この速い周波数では、ステアリングホイール角の変動や路面反力変動は無視できるほど小さくなるので、モータ４を、バネ特性を有するトルクセンサに支えられた振動系とみなすことができる。したがって、これに相当する運動方程式、例えば、モータの慣性モーメントを慣性項、トルクセンサの剛性をバネ項とする振動方程式に基づいて、回転速度オブザーバを構成すれば、コイル電流からコイルでの電圧降下を求めるときに必要な微分器を用いることなく、操舵周波数を越える周波数帯域でのモータの回転速度を推定することができる。
　オブザーバダンピング補償電流演算器４２における演算は、電流センサ１９で検出したモータ４の電流と角度センサ６で検出されたモータ回転角度とを用いて行うこともできるが、本実施の形態においては、トルクセンサ３で検出した操舵トルクと電流センサ１９で検出したモータ４の電流とを用いて演算を行う。その理由を以下に説明する。ステアリング発振が発生する高周波帯域では、運転者によるステアリングホイールの保持及びステアリングホイール自身の慣性の影響により、ステアリングホイールはほとんど動かない。したがって、バネ特性を有するトルクセンサのねじれ角をモータ回転角度とみなすことができ、トルクセンサ出力をトルクセンサのバネ定数で除し、操舵周波数成分を除去した上で符号を反転させることにより、モータ４の回転角と等価な信号を得ることができる。従って、オブザーバダンピング補償電流演算器４２は、モータの慣性モーメントを慣性項、トルクセンサの剛性をバネ項とする振動方程式を用い、モータ４の回転角と等価な信号と電流センサ１９で検出したモータ４の電流とに基づいて回転速度推定する。
　なお、オブザーバダンピング補償電流演算器４２、基本アシスト電流演算器３６、ダンピング補償電流演算器３８、摩擦補償電流演算器３９、慣性補償電流演算器４１は、特許第３７１２８７６号等に記載された公知技術である。
　次に、上述のようにして求めた、基本アシスト電流、ダンピング補償電流、摩擦補償電流、慣性補償電流、および、オブザーバダンピング補償電流を、加算器等の加算手段により加算して、電動パワーアシスト用目標電流４３を得る。
　脈動成分抽出器４４は、トルクセンサ３で検出した操舵トルクから、運転者の操舵成分や、脈動成分よりも高周波域のノイズ成分等を除去し、コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルクの脈動成分を抽出する。図４は脈動成分抽出器４４の構成例を示すブロック図である。図４に示すように、脈動成分抽出器４４は、時定数演算器５１とバンドパスフィルタ５２とから構成されている。
　電動モータではモータの極数やスロット数、または、製造誤差などのモータの構造に起因するコギングトルクや、鉄心の磁気飽和等に起因するトルクリプルが電動モータの回転にともない発生する。ここで、モータの極対数Ｐｎ、モータの電気角θｅとすると、モータの機械角θｍ（モータ回転角度に相当）は式（１）となる。
　　　θｍ＝θｅ／Ｐｎ　　　　　　　　　（１）
　モータ一回転あたりに発生するトルク脈動の数を極対数Ｐｎで割った値をトルクリプル発生調波次数ｎとする。一般に電動モータのトルクリプル発生調波次数ｎは複数存在するが、ｎは整数であり、ｎ＝１、２、６、１２等の成分が発生する。
　発生調波次数ｎ次成分のトルクリプルの周波数ｆｎ［Ｈｚ］は式（２－１）となる。
　ｆｎ＝（ｄθｍ／ｄｔ）／（３６０）×Ｐｎ×ｎ　　　　（２－１）
　すなわち、トルクリプルの周波数ｆｎ［Ｈｚ］はモータ回転角速度ｄθｍ／ｄｔに応じて変化する。
　よって、バンドパスフィルタの中心周波数ｆｃを式（２－２）のようにｆｎと等しくなるように設定する。
　ｆｃ＝ｆｎ　　　　　　　　　　　　　　　　（２－２）
　さらに、バンドパスフィルタの時定数Ｔｃは式（２－３）で設定する。
　Ｔｃ＝１／（２πｆｃ）　　　　　　　　　　（２－３）
　バンドパスフィルタの時定数を式（２－３）で設定する時定数可変フィルタをトルクセンサ３で検出した操舵トルクに適用すれば、検出した操舵トルクから運転者の操舵成分や、脈動成分よりも高周波域のノイズ成分等を除去し、コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルクの脈動成分を抽出することができる。式（２－１）から式（２－３）までの演算が、図４に示す時定数演算器５１で実施される。バンドパスフィルタ５２としては、例えば、式（３）に示す４次のバンドパスフィルタを用いる。ここで、Ｇｂｐｆはフィルタの伝達関数、ｓはラプラス演算子である。また、Ｋ１は中心周波数ｆｃ［Ｈｚ］でゲインが－１２ｄＢになることに対する補正ゲインであり、中心周波数ｆｃ［Ｈｚ］でゲインが０ｄＢになるようにＫ１を設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　中心周波数ｆｃを１０Ｈｚとした時のバンドパスフィルタの周波数応答特性を図７に示す。図７の特性より、中心周波数ｆｃ（１０Ｈｚ）では、ゲイン０ｄＢ、位相遅れ０で脈動成分を抽出でき、その他の成分を低域、高域ともに－４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの傾きで除去することができるため、フィルタ入力信号５３から脈動成分を精度良く抽出することができる。
　ただし、コギングトルクやトルクリプルにより、モータ回転角度も脈動するため、モータ回転角度を微分して得たモータの回転角速度ｄθｍ／ｄｔにも脈動成分が含まれてしまう。すなわち、式（２－１）で示すように、モータ回転角度を微分して得たモータ回転角速度ｄθｍ／ｄｔを用いてトルクリプルの周波数ｆｎを演算し、バンドパスフィルタの時定数を変更すると、時定数がトルクリプル周波数で変動する。そして、時定数がトルクリプル周波数で変動することにより、バンドパスフィルタの出力値が歪んでしまい、コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルクの脈動成分の抽出精度が低下してしまう課題が生じることが新たに分かった。図５は脈動する時定数を用いたバンドパスフィルタ処理の結果を示した図である。図５において、Ｌ１は、脈動成分を含んだ回転角速度ｄθｍ／ｄｔにより設定した中心周波数を示す。Ｌ２は、バンドパスフィルタに入力した操舵トルクであり、操舵成分と脈動成分が含まれている。Ｌ３は、操舵トルク成分に付与した脈動成分である。また、Ｌ４はバンドパスフィルタの出力値である。図５のＬ２とＬ４とを比較することにより、運転者による操舵成分を除去し、操舵トルクの脈動成分が抽出できていることが分かる。ただし、Ｌ３とＬ４とを比較すると、Ｌ４は歪んでおり、脈動成分の抽出精度が低下することが分かる。
　上記の新たな課題を鑑み、脈動成分抽出器４４には、さらに時定数の脈動を抑制する対策を追加した。これにより、時定数の脈動による歪みを除去し、トルクセンサ３で検出した操舵トルクから運転者の操舵成分や、脈動成分よりも高周波域のノイズ成分等を除去し、コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルクの脈動成分を精度良く抽出する。図６は脈動成分抽出器４４の一連の動作を示すフローチャートである。時定数演算器５１を用いて、モータ回転角度からバンドパスフィルタの時定数を演算する。バンドパスフィルタ５２への入力信号５３は、例えば操舵トルクや、モータ回転角度等、脈動成分を抽出したい信号が入力される。バンドパスフィルタ５２としては、例えば、上記の式（３）とする。
　脈動成分抽出器４４の一連の動作を図６のフローチャートに従って説明する。図６のフローチャートの制御は、例えばイグニッションスイッチが閉成した時に、初期値の設定をする。すなわち、Δθｍ＝０、ｃｎｔ＝０、検出したモータ回転角度をθｍ［ｋ－１］とする。中心周波数ｆｃの初期値は後述する中心周波数ｆｃの上限値とする。その後スタートし、イグニッションスイッチが開成するまで所定の実行周期および無限ループで実行される。所定の実行周期Ｔｓは対象とするトルクリプルの周波数ｆｎ［Ｈｚ］よりも早い周期で実行するように設定し、例えばＴｓｍｐ＝０．００５秒以下に設定する。
　図６に示すように、ステップＳ１では、インターフェース３２、３３を介して、Ａ／Ｄ変換（アナログ／デジタル変換）した操舵トルクＴｓおよびモータ回転角度θｍ［ｋ］をメモリに記憶する。ステップＳ２では、式（４）に示すようにモータ回転角度の前回値θｍ［ｋ－１］とモータ回転角度θｍ［ｋ］との偏差を演算し、モータ回転角度の変化量の積算値Δθｍ［ｋ］を演算する。
　Δθｍ＝Δθｍ＋θｍ［ｋ］－θｍ［ｋ－１］　　　　　　（４）
　ステップＳ３では、モータ回転角度の変化量の積算値Δθｍ［ｋ］が基準角度θｍｒ以上になるまでに要するサンプリング回数ｃｎｔをカウントする。すなわち、ｃｎｔ×Ｔｓｍｐはモータ回転角度の変化量の積算値Δθｍ［ｋ］が基準角度θｍｒ以上になるまでに要する時間になる。
　ステップＳ４では、モータ回転角度の変化量の積算値Δθｍ［ｋ］の絶対値とあらかじめ設定した基準角度θｍｒとの大きさを比較する。モータ回転角度の変化量の積算値Δθｍ［ｋ］の絶対値が基準角度θｍｒ未満の時はステップＳ５に進み、モータ回転角度の変化量の積算値Δθｍ［ｋ］の絶対値が基準角度θｍｒ以上の時はステップＳ６に進む。
　ここで、基準角度θｍｒの設定手法について説明する。基準角度θｍｒは抽出対象とするトルクリプルの発生調波次数ｎによって式（５）により設定する。ただし、Ｋ２は整数のゲインである。
　θｍｒ＝Ｋ２×３６０／ｎ／Ｐｎ［ｄｅｇ］　　　　　（５）
　但し、上記の基準角度θｍｒは機械角換算であり、電気角換算の基準角度θｍｒｅは式（６）となる。
　θｍｒｅ＝Ｋ２×３６０／ｎ［ｄｅｇ］　　　　　　　（６）
　すなわち、３６０／ｎは、抽出対象とするコギングトルクやトルクリプルの１周期分に相当する基準角度となる。例えば、発生調波次数ｎ＝６のトルクリプル成分を抽出する場合、基準角度θｍｒｅは６０ｄｅｇの整数倍となる。図８に、本実施の形態に示すような基準角度の設定により得られる効果を示す。図８は、理解しやすいように、操舵成分を除去した発生調波次数ｎ＝６の回転角度脈動成分Ｃ１を示している。上述のように基準角度を設定することにより、図８に示すように、脈動成分の位相が等しいタイミングで、サンプリング回数ｃｎｔをカウントすることができる。よって、図９に示すように、回転角度脈動成分の影響を除去して、基準角度θｍｒ以上変化するのに必要なサンプリング回数をカウントすることができる。
　ステップＳ６では、基準角度θｍｒ以上になるまでに要するサンプリング回数ｃｎｔを用いて、式（７）から中心周波数を設定する。
　ｆｃ＝（θｍｒ／（ｃｎｔ×Ｔｓｍｐ）／３６０×Ｐｎ×ｎ　　　（７）
　本発明の中心周波数を設定する手法の効果を図１０に示す。図１０において、Ｔ１は、ステップＳ６で時定数を演算するタイミングを示す。また、図１０において、Ｌ５は、各サンプリングでモータの回転角速度ｄθｍ／ｄｔを演算し、式（２－１）および（２－２）から中心周波数ｆｃを設定した結果である。Ｌ６は、本実施の形態の式（７）から中心周波数ｆｃを設定した結果である。Ｌ６では、回転角度脈動成分の影響を除去して、中心周波数ｆｃを設定できることが分かる。なお、中心周波数ｆｃから時定数Ｔｓ＝１／（２πｆｃ）が演算される。また、ステップＳ６において、時定数が更新されるまでの間は、時定数が一定値になるため、その間、フィルタは時定数時不変のフィルタとなり、ノイズ等に強くなる。本実施の形態の時定数を設定する手法により、操舵速度が変化し、トルクリプルの周波数ｆｎが変化しても、回転角度脈動成分の影響を除去し、トルクリプルの周波数ｆｎに対応した時定数を設定することができる。
　さらに、サンプリング回数ｃｎｔに対する中心周波数ｆｃ、または、時定数Ｔｃ＝１／（２πｆｃ）の値をあらかじめ記憶しておき、ステップＳ６において、サンプリング回数ｃｎｔに応じた時定数Ｔｃ＝１／（２πｆｃ）を設定しても良い。これにより、演算負荷を減らすことができる。
　また、中心周波数ｆｃは、下限値と上限値を設定する。例えば、下限値を５Ｈｚ以上とする。中心周波数ｆｃが下限値以下になると、運転者の操舵成分とトルクリプルによる脈動成分との周波数が近くなり、バンドパスフィルタ出力値に運転者の操舵成分を十分に除去できない恐れがあるためである。上限値に関しては、抽出したい周波数領域の上限値として設定すればよい。またデジタルフィルタではナイキスト周波数から上限値を設定してもよい。
　ステップＳ７では、サンプリング回数ｃｎｔ、および、モータ回転角度の変化量の積算値Δθｍ［ｋ］を０にリセットする。
　ステップＳ５では、モータ回転角度θｍ［ｋ］をθｍ［ｋ－１］に記憶する。ステップＳ８では、設定した時定数を用いた式（３）に示すフィルタ処理を実施し、出力信号５４を出力する。例えば、操舵トルクＴｓをフィルタ入力信号５３とする。本実施の形態による脈動成分抽出の効果を図１１に示す。図１１において、Ｌ７は、本実施の形態の式（７）により設定した中心周波数を示す。Ｌ８は、バンドパスフィルタの出力値である。Ｌ２、Ｌ３は、図５と同じである。図５のＬ１と図１１のＬ７とを比較すると、Ｌ７は、本実施の形態により、バンドパスフィルタの中心周波数ｆｃの脈動成分を除去することができ、また、図５のＬ４と比べて、図１１のＬ８は、操舵トルクの脈動成分を精度良く抽出できていることが分かる。
　また、抽出対象とする脈動が複数存在する場合は、それぞれのトルクリプル発生調波次数に応じて、それぞれの基準角とそれぞれのサンプリング回数ｃｎｔを演算しても良いが、この場合、トルクリプル発生調波次数の大きいほうのサンプリング回数ｃｎｔにはトルクリプル発生調波次数の小さいほうの脈動成分が影響する場合がある。
　よって抽出対象とする脈動が複数存在する場合は、トルクリプル発生調波次数が最も小さい脈動のトルクリプル発生調波次数から式（５）、式（６）を用いて基準角度を設定し、式（７）を用いて各脈動に対応する中心周波数、または、時定数を設定する。これにより抽出対象とする複数の脈動のそれぞれに対応する時定数から、脈動成分を除去することができる。図１２は抽出脈動成分が複数存在する場合の基準角度の設定を示した図である。図１２において、Ｃ２は、発生調波次数ｎ＝６と発生調波次数ｎ＝２の回転角度脈動成分を含んだ脈動成分を示す。抽出したいトルクリプル発生調波次数ｎが２と６であるため、基準角度１８０［ｄｅｇ］をＫ２＝１，ｎ＝２としている。Ｋ２を大きく設定すると、基準角度が大きくなるため、回転角度のノイズ等の変動に強くなる。
　図３に示す脈動補償電流演算器４５では、脈動成分抽出器４４で抽出した脈動成分に応じて、脈動成分を低減するための脈動補償電流が演算される。例えば、脈動成分抽出器４４で抽出した脈動成分に比例ゲインを乗算したものを脈動補償電流とする。脈動補償電流を、電動パワーアシスト用目標電流に加算することで、電動パワーアシスト用目標電流を補正する。
　図２に示す電流制御部７２は、この補正した電動パワーアシスト用目標電流に一致するようにモータ４の電流を制御することで、コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルク等の脈動を低減することができる。
　以上のように、本実施の形態は、脈動成分を除去した時定数を設定することができ、その時定数はトルクリプル周波数に応じて変更されるため、運転者が操舵中でも、操舵制御装置で用いる状態量、例えば、操舵トルクやモータ回転角度から操舵成分やノイズを除去して、周波数が変化するコギングトルクやトルクリプルによる脈動成分以外の成分を除去し、コギングトルクやトルクリプルによる脈動成分を精度良く抽出することができるという効果がある。また、時定数に含まれるコギングトルクやトルクリプルによる脈動成分を低減できるため、バンドパスフィルタの出力値が歪んでしまうことを抑制でき、コギングトルクやトルクリプルによる脈動成分を精度良く抽出することができる。さらに、抽出した脈動成分で脈動補償電流を演算するため、操舵トルク等に生じる脈動を、操舵フィーリングとの干渉を防ぎながら、適切に低減することができる。
　また、時定数演算器５１が、モータ４の回転角度が予め設定した基準角度を回転するのに要する時間に基づいて、時定数を演算するようにしたので、操舵トルク等の状態量から操舵成分やノイズを除去し、周波数が変化するコギングトルクやトルクリプルに対する脈動成分を精度良く抽出でき、さらに、時定数が脈動することを抑制できるため、フィルタ出力値の歪みを低減でき、周波数が変化するコギングトルクやトルクリプルに対する脈動成分をさらに精度良く抽出できる。
　また、モータ４の回転角度に対して予め設定した基準角度を、コギングトルクやトルクリプルの１周期分に相当する回転角度の整数倍としたので、操舵トルク等の状態量から操舵成分やノイズを除去し、周波数が変化するコギングトルクやトルクリプルに対する脈動成分を精度良く抽出でき、さらに、時定数が脈動することを抑制できるため、フィルタ出力値の歪みを低減でき、周波数が変化するコギングトルクやトルクリプルに対する脈動成分をさらに精度良く抽出できる。
　また、時定数可変フィルタの出力信号に応じて、電動パワーアシスト用目標電流を補正するようにしたので、コギングトルクやトルクリプルによる操舵トルクの脈動を抑制することができる。
　なお、本実施の形態１では、バンドパスフィルタを式（３）としたが、これに限定するものではない。例えば、下側の遮断周波数ｆｃ１と上側の遮断周波数ｆｃ２を異なる値に設定しても良い。また、バターワースフィルタや楕円フィルタの構成としても良い。これにより、式（３）と比べて、より急峻な遮断特性を得ることができる。また、式（３）ではフィルタの次数を４次としたが、次数をこれに限定するものではない。例えば、２次のフィルタでも良い。その場合には、演算負荷が少なくなる。ただし、好ましくは操舵成分を十分に除去するためには４次以上のフィルタとする。
　さらに、本実施の形態１ではフィルタをバンドパスフィルタとしたが、ローパスフィルタやハイパスフィルタの時定数の設定に、本実施の形態１の時定数の設定方法を適用することも可能である。操舵成分を除去するためにハイパスフィルタの時定数を本発明の手法で設定し、ローパスフィルタの時定数は一定値とすることで、演算負荷を少なくすることができる。
　また、本実施の形態１では、モータ回転角度を用いて時定数の演算を演算したが、モータ回転角度に限定するものではなく、ステイアリングホイールの回転角度など、モータ回転角度に関連するもので良く、推定値したモータ回転角度でも良い。フィルタに入力する信号に関しても操舵トルクに限定するものではなく、操舵制御装置で用いる状態量、例えばモータ回転角度、モータ回転速度等でも良い。

Claims (4)

  1. 　運転者による操舵トルクを検出するトルク検出部と、
    　前記操舵トルクを補助するためのアシストトルクを発生するモータと、
    　前記検出された操舵トルクに基づいて、前記アシストトルクを発生するのに必要な前記モータの電動パワーアシスト用目標電流を演算する電動パワーアシスト制御部と、
    　前記モータの回転角度を検出する角度検出部と、
    　前記電動パワーアシスト用目標電流に一致するように、前記モータの電流を制御する電流制御部と、
    　可変の時定数を有する時定数可変フィルタと、
    　前記角度検出部で検出する前記モータの回転角度を用いて、前記モータが発生するコギングトルクまたはトルクリプルの周波数に対応する時定数を演算し、当該時定数を前記時定数可変フィルタに設定する時定数演算部と、
    　前記操舵トルクや前記モータの回転角度等の状態量を前記時定数可変フィルタによりフィルタ処理するフィルタ処理演算部と
    　を備えたことを特徴とする操舵制御装置。
  2. 　前記時定数演算部は、前記モータの回転角度に対する基準角度を予め設定しておき、前記モータの回転角度が前記基準角度を回転するのに要する時間に基づいて前記時定数を演算することを特徴とする請求項１に記載の操舵制御装置。
  3. 　前記基準角度は、前記コギングトルクまたは前記トルクリプルの１周期分に相当する回転角度の整数倍とすることを特徴とする請求項２に記載の操舵制御装置。
  4. 　前記時定数可変フィルタの出力信号に応じて、前記電動パワーアシスト用目標電流を補正するための補償電流を演算する補償電流演算部をさらに備え、
    　前記補償電流を前記電動パワーアシスト用目標電流に加算することで、前記電動パワーアシスト用目標電流を補正することを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の操舵制御装置。
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