WO2010061618A1

WO2010061618A1 - エネルギー変換器

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Inventors: 関谷哲夫; 成田喜代次
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Abstract

【課題】電気を動力や熱に変換する、新しい熱動特性回転子からなるエネルギー変換器の創出において、エネルギーの伝送性能を向上させる。【解決手段】　交流電源に接続されて磁界を発生する磁気発生機構部と、複数の１巻コイルが一定間隔をおいて配列されてなる１巻コイル列部材と該１巻コイル列部材の磁気発生機構部側と反対側に配された軟磁性金属板材とを有し、所定の磁気的空隙を隔てて磁気発生機構部と１巻コイル列部材とが対向するように構成され、磁界により回転駆動される回転機構部とを備えたエネルギー変換器であって、回転機構部の軟磁性金属板材の内部に生成される誘導電流（渦電流）を最大となる電源の駆動信号周期で励振するものである。

Description

エネルギー変換器

本発明は電気エネルギーを機械エネルギーや熱エネルギーなどに変換するエネルギー変換器に関するものである。

従来より、磁界を発生する固定子で構成される磁気発生機構部と、この磁気発生機構部から発生する磁界により回転駆動され、または加熱される回転子を有する回転駆動機構部とを分離独立した器具として構成し、両者が磁気結合するように組み立てることにより、誘導電動機の機能をさらに発展させて応用面の多様化を可能としたエネルギー変換器が提案されている（特許文献１）。

このエネルギー変換器は、回転子が軟磁性金属材に良導体表層部が積層されてなり、この良導体表層部に配設された複数の凹部内周縁が磁性的に１巻コイル列を構成し、上記固定子の駆動用コイル列に所定周波数の電源で駆動された回転磁界や交番磁界が作用した際に、上記良導体表層部の１巻コイル列に電流が発生し、回転磁界や交番磁界との相互作用で発生する誘導性電磁エネルギーによって電気エネルギーを機械エネルギーや熱エネルギーに変換する。

特開２００１－６９７３４号公報

ところで、磁気発生機構部と回転機構部とを分離独立した別の器具として組み付ける構成では、回転機構部を磁気発生機構部から分離して単独で取扱いできるという利点がある一方、磁気発生機構部と回転機構部との間の磁気空隙長が必然的に長くなるため、回転機構部におけるエネルギーの出力が低下してしまうという問題がある。これは、磁気発生機構部の上に回転機構部を乗せる構造からくる制限で、回転機構部が磁気発生機構部から離れるに従って回転機構部に発生する二次側誘導電流が減少するためである。

通常、磁気発生機構部と回転機構部とを一体的に構成する場合、両者の磁気的空隙長は１mm以下に設定されるのに対し、磁気発生機構部と回転機構部とが分離可能な別の器具として組み立てる本構成での磁気空隙長は漏洩に伴う周囲機器への弊害や人体への悪影響を及ぼさない、そして且つ安全であるという要請のもとで、新しい機能の発現・・例えばコ－ドレスの水中回転子動力源や商用電源から回転子の熱源と動力源を同時に得る新しい熱動特性という考えや機器の排熱まで有効に活用できる種々な形の提供を、その利用効率を維持しながら具体化するに当たり、IH炊飯器等の実態も考慮して、磁気発生機構部と回転機構部との磁気空隙長は約10mmを設計中心にした。

本考案はかかる事情に鑑みてなされたもので大きな磁気空隙長のもとでも実用となる新しい電力伝送法を提案する。即ち、回転機構部にある二次側金属負荷への効果的な有効電力の授受方式を提供することにより磁気発生機構部から回転機構部へのエネルギー伝送性能を向上させ、回転機構部において実用性のある充分なエネルギー出力が確保できるエネルギー変換器を提供することを目的とするものである。

一方、この簡単に分離出来る機能を積極的に活用して、使用目的や環境に応じて、その都度、その要請に特化した回転機構部に置き換えて使用することが出来る。

本発明のエネルギー変換器は、交流電源に接続されて磁界を発生する磁気発生機構部と、複数の１巻コイルが一定間隔をおいて配列されてなる１巻コイル列部材と該１巻コイル列部材の磁気発生機構部側と反対側に配された軟磁性金属板材とを有し、所定の磁気的空隙を隔てて磁気発生機構部と１巻コイル列部材とが対向するように構成され、磁界により回転駆動される回転機構部とを備えたエネルギー変換器であって、電源の駆動信号周期が、軟磁性金属板材の内部に生成される渦電流を最大とするものであることを特徴とするものである。

ここで、軟磁性金属板材の内部に生成される渦電流を最大とする電源の駆動信号周期は、たとえば下記式（１）の条件を満たし、あるいは、磁気発生機構部の磁界の強さHと回転機構部の誘導磁束密度Bが作るB-Hヒステリシスループの面積を最大とする電源の駆動信号周期である。

上記エネルギー変換器において、電源の駆動信号周期Ｔ_ｇは、下記式（１）の条件を満たすものであるとよい。

ただし、ｔdは電源による所定のステップ状電圧印加に対する、軟磁性金属板材への磁束浸透拡散波による渦電流が最大となるまでの応答時間である。尚、渦電流が最大となるまでの時間tdは実験的に決められる。

また、電源の駆動信号周期Ｔ_ｇは、磁気発生機構部の磁界の強さHと回転機構部の誘導磁束密度Bが作るB-Hヒステリシスループの面積を最大とするものであるとよい。

尚、B-Hヒステリシスの面積最大の駆動信号周期と最大の誘導磁束密度Bを得る駆動信号周期は略等しいので誘導磁束密度Bから求めてもよい。

また、上記電源の駆動信号周期Ｔ_ｇにおいて、磁気的空隙を整合面とした下記式（２）の抵抗整合条件を満たすものであるとよい。

ただし、Rgは電源の内部抵抗、R₁は磁気発生機構部の巻線抵抗、R₃は磁界の磁束が軟磁性金属板材内に浸透拡散することにより生成された渦電流の流れに伴う渦電流性抵抗と１巻コイル列部材の抵抗との合成抵抗、ｎは磁気的空隙を整合面とした、回転機構部側のコイル巻数を１としたときの磁気発生機構部側の等価的有効巻数比である。

回転機構部は、遊星歯車機構を内在するものであるとよい。

また、上記エネルギー変換器は、回転機構部の機械回転数が最大になるように電源の駆動信号周期Ｔ_ｇ及び印加電圧を調整する制御手段をさらに備えたものであるとよい。

磁気発生機構部が、コイルが円形状に配置されてなる扁平型磁気発生機構部であり、１巻コイル列部材および軟磁性金属板材が、扁平形状ないし円板状の構造を有するものであってもよい。

また、磁気発生機構部が、筒状構造を有するものであり、１巻コイル列部材が、かご型構造を有するものであり、軟磁性金属板材が、中空円筒状の構造を有するものであってもよい。

本発明のエネルギー変換器によれば、交流電源に接続されて磁界を発生する磁気発生機構部と、複数の１巻コイルが一定間隔をおいて配列されてなる１巻コイル列部材と該１巻コイル列部材の磁気発生機構部側と反対側に配された軟磁性金属板材とを有し、所定の磁気的空隙を隔てて磁気発生機構部と１巻コイル列部材とが対向するように構成され、磁界により回転駆動される回転機構部とを備えたエネルギー変換器であって、電源の駆動信号周期が、軟磁性金属板材の内部に生成される渦電流を最大とするものであるので、磁気発生機構部から回転機構部への有効エネルギー伝送性能を向上させることができる。

上記エネルギー変換器において、電源の駆動信号周期Ｔ_ｇが、上記式（１）の条件を満たし、あるいは、磁気発生機構部の磁界の強さHと回転機構部の誘導磁束密度Bが作るB-Hヒステリシスループの面積を最大とするものであれば、軟磁性金属板内に生成された渦電流を持続的で大きな値で保ち続けることができ、磁気発生機構部から回転機構部への有効エネルギー伝送性能を向上させることができる。

また、電源の駆動信号周期Ｔ_ｇにおいて、磁気的空隙を整合面とした上記式（２）の抵抗整合条件を満たすものである場合は、磁気的空隙を整合面とした回転整合トランス機能を経て電力整合がとれて、磁気発生機構部から回転機構部へのエネルギーの伝送をより効率的に行うことができ、約10mm程度の大きな磁気的空隙下でも、回転機構部において実用上充分なエネルギー出力が確保できる。

本発明の実施形態に係る誘導電動機の駆動原理を示す図１巻コイル列に誘起される等価板磁石生成過程を示す図回転子軟磁性金属板への固定子磁束の浸透拡散過程を示す模式図回転子軟磁性金属板への固定子磁束の浸透拡散過程を示す模式図回転子軟磁性金属板への固定子磁束の浸透拡散を定性的に示すグラフ遊星歯車付分離可能偏平誘導電動機の縦断面図 POWERの流れを示す図電源の駆動周波数対無負荷回転数および入力電力特性を示すグラフ電源の周波数対回転子二次誘導電流の周波数特性を示すグラフ空隙を持つ等価的磁性材とみなしたＢ－Ｈ磁気特性を示すグラフ電源を含む固定子抵抗と１次変換の回転子渦電流性抵抗との整合条件の周波数依存性を示すグラフ一次入力電圧対二次側誘導電流特性を示すグラフ巻鉄芯型回転子構成の比較概念図

従来のエネルギー変換器には、誘導電動機や誘導加熱器等がある。誘導加熱器の二次側料理釜（鍋）には渦電流による渦電流性抵抗によるジュール熱が発生する。誘導電動機の二次側回転子は、誘導加熱器の二次側料理釜に似て、永久磁石がないために取り外し交換が容易にできるとともに、鉄系と銅またはアルミ部材の複合材や鉄塊からなる堅牢で単純部材構成を有するものであり、この二次側回転子には、機械負荷用の動力と損失と計上されるジュール熱とが発生する。簡単な等価回路表現では誘導機の概略負荷はRr / sで表わされ、二次側の出力となる（Rr / s）Ir²は、動力源に変換される電力分（１/ s－1）RrIr²と、ジュール熱損失分RrIr²との和で表される。ここで、Rrは一次側から見た回転子全抵抗、sはすべり、Irは一次側から見た二次側回転子誘導電流である。

誘導電動機と誘導加熱器は、いずれもその二次側に電磁誘導される、銅（またはアルミ）と軟磁性金属板材とからなる金属負荷にエネルギーを供給するものであり、本願では、新しい電力伝送手法と、磁気発生機構部と回転機構部に分離出来る構成という新しい形の提供により上記両者を共用化したエネルギー変換器（熱動併給システム）を提案できる。これにより、今までは強制冷却までしていた回転子の排熱まで、例えば電気→熱動エネルギー発生器を通して有効活用することにより、その総合エネルギー効率を向上させるとともに、回転磁界を交番磁界に電気的に切り替えた磁気発生機構部による回転子機構部は専用の誘導加熱器として機能させることが出来る。又、磁気発生機構部と回転機構部のいずれかを葉隠れ状態にしたて利用することも、水中や400℃近い高温などの特殊環境下で使用することもできる。特に機器排熱までも有効利用できるその形の提供と、それを支える新電力伝送法はエネルギーの新有効活用法であり、チリも積もれば宝の山になるという２１世紀に対応した概念提案でもある。

本考案は、10mmという大きな磁気空隙長からなる二次側金属負荷である回転子に如何に強くて少し時間的に遅れた誘導電磁石を生成するかが主題であり、特にその金属負荷相当の軟磁性金属板材内部に誘起される誘導電流（渦電流）の挙動を把握（定性的理解）し、その渦電流性の抵抗に着目してなされた。

本考案は、大きな磁気空隙長を有する１相の電力トランスと見做して二次側の回転機構部に生じる誘導電流がある遅れた位相のもとで増大させ、それを２相組み合わせることにより、一次側の励磁回転磁界に同期した二次側誘導等価板磁石を生成し、一次、二次との間に発生したトルクが機械的負荷に運動を与え、その負帰還を含む系内での、負荷との平衡点が機械出力動作点となる。同時に、回転子の抵抗性金属負荷との電力整合も検討し、これらの過程で（熱と動力）エネルギ－の有効電力授受手法を検討した。

本考案のエネルギー変換器は、交流電源に接続されて磁界を発生する磁気発生機構部と、複数の１巻コイルが円周方向に一定間隔をおいて配列されてなる１巻コイル列材とその背面（１巻コイル列材の磁気発生機構部側と反対側の面）の薄い軟磁性金属板材とが積層されてなり、所定の磁気的空隙を隔てて磁気発生機構部と１巻コイル列材とが対向するように構成され、磁界により回転駆動される回転機構部とを備える。薄い厚さの軟磁性金属板材内部に生成される誘導電流（渦電流）が最大となる電源の駆動信号周波数で駆動される。電源の駆動信号が磁気発生機構部の磁界の強さHと回転機構部の誘導磁束密度Bが作るB-Hヒステリシスループの面積が最大となる電源の駆動信号周波数f_gであるか、又は電源の駆動信号周期Ｔ_ｇが下記式（１）のいずれかを必要条件として満たすとともに、電源の駆動信号周期Ｔ_ｇにおいて、磁気空隙面を整合面とした下記式（２）の抵抗整合を十分条件として満たす。

ここで、ｔdは電源による所定のステップ状電圧印加に対する、軟磁性金属板への磁束浸透拡散波による渦電流が最大となるまでの応答時間で、渦電流が最大となるまでの時間tdは実験的に決められる。Rgは電源の内部抵抗、R₁は磁気発生機構部の巻線抵抗、R₃は電源の駆動信号周期及びその印加電圧から生成した磁界の磁束が所定の磁気空隙を隔てて、回転機構部の薄い軟磁性金属板内に浸透拡散して生成された渦電流の流れに伴う渦電流性抵抗と１巻コイル列板の抵抗との合成抵抗で渦電流性抵抗が主体である。ｎは磁気空隙面を整合面とした、回転機構部側のコイル巻数を１とした時の磁気発生機後部の等価的有効巻数比である。

又、電源の駆動信号周期が確定した上記装置の動力性能の適正化には電気的には電気角数で、機械的には遊星歯車機構で行われる。特に遊星歯車機構を内在した回転機構部は本装置の適用範囲を広げる。

又、磁気発生機構部と回転機構部は、互いに分離独立した構成であってもよいし、一体的に取り付けられているものであってもよい。

特に一体的な筺体構成では狭い磁気空隙長となり、一般的な誘導機設計が行われる。即ち１巻コイル列材と薄い軟磁性金属板材からなる動力と熱を生成する熱動特性回転子の回転機構部において、その厚みが1～3mm以内の薄い軟磁性金属板材を5～10mm程度の厚い巻鉄芯型磁路材に換えたBLV則の動力特性主体回転子となる。

図10は、動力専用型エネルギー変換器の構成図である。動力専用型エネルギー変換器は、図10に示すように、固定子励磁原1a（磁気発生機構部）と、回転機構部2aとから構成され、回転機構部2aは、１巻アルミ鎖列13aと5～10mm厚の巻鉄芯14aとが積層されてなり、固定子励磁原1aにより発生した磁界により回転駆動され、連続する出力軸16aから動力を出力する。

尚、本案は扁平構造主体の構成であるが円筒型にも当然適用できるものである。即ち、扁平回転子構造の１巻コイル列材と薄い軟磁性金属板材はかご型中空円柱の１巻コイル列材とパイプ状の中空円筒型軟磁性金属板材に変形出来ること、動力特性主体回転子の厚い巻鉄芯磁路材は積層型円形電磁鋼材に変形できることは容易に類推できる。特に中空円筒型回転子を持つ円筒型ではその中空円筒回転子の内側の複数の羽根片や渦巻状の凹凸を設けて、そこに水や空気を導き、熱と回転推力を同時に与えることが出来る。

以下は主に熱動特性回転子からなる扁平構造構成について説明する。

また、「複数の１巻コイルが円周方向に一定間隔をおいて配列されてなる１巻コイル列板」とは、例えば複数の開口が円周方向に一定間隔をおいて設けられ、磁気発生機構部により発生された磁界を受けて、それらの複数の開口の内周縁により磁性的に１巻コイル列が形成されるような円盤など、磁気発生機構部により発生された磁界を受けて磁性的に１巻コイル列が形成されるような構造を有するものを広く含むものであり、実際に１巻コイルが設けられてなる構造のものに限られなく、2巻とか、台形コイル形状がスキュ－化されることも含む。

又、その背面で密着積層される薄い軟磁性金属板材は材質的には等方性の電磁鋼板や鉄製で、その厚さは2～4mm程度の円板である。そして、これら１巻コイル列板と軟磁性金属板で構成された回転子は非凸極性平滑型として機能する。この本例の軟磁性金属板を4～10mm程度の巻鉄芯型の磁路に換えれば一般の誘導機構成の扁平型になる。

以下、図面を参照して、本発明のエネルギー変換器の一実施形態である誘導電動機について説明する。誘導電動機は、図３に示すように、磁気発生機構部１と、回転機構部２とが、分離独立した器具として組み付け可能に構成されてなる。

磁気発生機構部１は、短い円柱状の固定子で構成されるもので、磁性コア23（例えば巻鉄芯コア）に導線24（例えばリッツ巻線）を巻回した駆動用コイル21が、円盤状（四角状等でも良い）の軟磁性金属基部（例えば巻鉄芯基部）の上に植立され、同心円状の複数個（例えば８個）の有芯コイルと軟磁性金属基部は共に一体的に絶縁部材によって埋設される。この絶縁部材料は熱伝導性が高い熱可塑性Plasticが良い。そして同心円状に均等配置された８個の駆動用コイル21によって回転磁界を生成する駆動コイル列が構成される。

上記駆動用コイル21による駆動コイル列には、図４に示すようなインバータ回路15（電源）より所定の印加電圧及び周波数（１/Ｔ_ｇ＝ｆ_ｇ）の電流が通電されて回転磁界を発生する。インバータ回路15は、単相100V、周波数50／60Hzの商用電圧が入力され、所定の電圧及び周波数（１/Ｔ_ｇ）のsin信号、cos信号を磁気発生機構部１から出力するものであり、入力された単相商用電源を相変換、周波数変換し、回転機構部を駆動する２相信号を出力するものである。このインバータ回路15からの通電回路は、駆動用コイル21を１つおきに使用して、その発生する磁束の向きが交互に逆となるように直列接続し、且つ、電源のsin側コイルの間にCos側コイルをそれぞれ交互に配し、一方を電源のsin側に、他方をcos側に夫々接続し、駆動コイル列を２相駆動して、磁気空隙面に回転磁界を発生するように通電される。

以上は２相駆動の場合であるが当然３相駆動もある。尚、出力される駆動信号は正弦波信号であったり、矩形波信号であったり、又パルス幅変調（PWM）信号をフィルタ－を経た正弦波信号であったりと種々ある。

回転機構部２は、筐体に固着された固定軸16のまわりに回転自在に保持された円盤状の回転子11を備えており、回転子11は、１巻コイル列円盤13（１巻コイル列板）と、該１巻コイル列円盤13の背面に密着して設けられた薄い軟磁性金属板14とから構成される。尚、本考案では回転機構部２には遊星歯車17、18、19を経て出力20される。

１巻コイル列円盤13は、例えば銅またはアルミ等で形成された円盤であって、同心円状に均等配設された複数（駆動用コイル21と同数の８個）の開口が設けられており、それらの開口の内周縁により磁性的に１巻コイル列が形成される。なお、本試作はCDサイズの回転子で各１巻コイルの厚みd₁は2.5mm程度で純抵抗は0.5mΩ前後である。また、軟磁性金属板14は、厚さd₂は1～3mmの鉄製円盤である。なお、この金属負荷となる軟磁性金属板14の厚みは既存の電動機磁気回路設計と大きく異なる。

図１Ａに示すように、固定子巻線21に流れる一次励磁電流に起因して発生したSIN相の一次磁束φ_１は、磁気的空隙Ｇを隔てて対向するように構成された１巻コイル列円盤13における1巻コイル列に鎖交して、起電圧を誘起し、軟磁性金属板14に浸透する。１巻コイル列円盤13には、その誘起された起電圧に起因して二次誘導電流が発生するとともに、その二次誘導電流に起因して二次磁束φ_２が発生し、図１Ｂに示すような、位相遅れsinγを有する誘導磁極の等価的板電磁石が形成される。また、軟磁性金属板14に浸透拡散した一次磁束φ_１は、渦電流を誘発する。この１巻コイルに誘導された二次電流と、軟磁性金属板14に発生された渦電流との和が二次側誘導電流となり、この電流により、回転子11が回転駆動される。

本発明のエネルギー変換器における、一次（磁気発生機構部１側）、二次（回転機構部２側）間の電磁エネルギー伝送方式は回転トランス構成でもある磁気空隙面を電力整合面とした場合は回転整合トランスとして機能させ得ることが大切なことである。

また、エネルギー変換器は、後述の電力整合や電磁的な強調効果を維持できるよう、図４で表わされるように、一次励磁角周波数ωs（電源の駆動周波数ｆgで電気角Pの場合はfｓ＝fｇ/Pである。本例の８個コイルでは４個/相の、相互に巻向きを変えた直列接続で電気角は２である。）と機械出力角周波数ωmとの間に第３の回転子角周波数ωrを有する。これにより、固定された一次励磁角周波数ωsのもとで種々な機械回転数ωmに対しても回転子角周波数ωrが逆に変化する自己調整機能によりωs＝ωm＋ωrの同期条件を常に保つ。尚、励磁用コイル21は集中巻で有芯ソレノイドコイルである。

静止側から見た１巻コイル列円盤13やその背面の軟磁性金属板14から成る回転子は、速度Vm（＝ωm・r、ｒは半径）で運動しており、一次側回転磁界速度Vs(＝ωs・r)との差分速度Vr（＝Vs－Vm＝ωr・ｒ）は、速度Vmで動く１巻コイル列円盤13と軟磁性金属板14から成る回転子の回路内に乗って内在する二次側回転磁界速度V_rである。即ちωs＝ωm＋ωrである。これは、平均パワ－変換の十分条件でもある。なお、これは直流機、同期機や凸極機（exSRなど）等にはない機能である。

磁気発生機構部のインピーダンスZ1における、抵抗成分をR1，リアクタンス成分をL1とし、回転機構部のインピーダンスZ3における、抵抗成分をR3，リアクタンス成分をL3としたとき、抵抗成分R1を回転機構部の抵抗成分R3の磁気発生機構部側への換算値より小さくなるように設定し、インピ－ダンスZ1、Z3のインピ－ダンス周波数特性において、電源の駆動周波数ｆ_ｇが抵抗性周波数領域となるように設計すると、固定子２端子から見て、運転中での、動く回転子回路の状態をSN良く把握できるようになり、制御性のよい特性となる。また、磁気発生機構部１および回転機構部２を夫々分離独立した扁平構造の器具として構成し、両者が磁気結合するように組み立てるようにすれば、回転子の状態が視覚的に把握できて大変取扱い易く、上記回転子回路の状態の把握もより容易なものとなる。

次に、インバータ回路が供給する電力を回転機構部に効率よく伝達するための条件について説明する。換言すれば二次側誘導電流の徹底的な増加策を工夫することである。

まず、電源の周波数ｆ_ｇを、固定子や回転子の各インピーダンスにおけるリアクタンス成分は殆ど顕在化せず、抵抗成分が支配的な周波数領域（これはインピーダンス周波数特性において、抵抗性のインピ－ダンスが支配的領域を指し、本試作機では100Hzから1000Hz内である）にあるように構成し、二次誘導電流の増大を図る。

具体的には、大きい磁気空隙長Ｇ下での二次側への伝播性能を向上させるために励磁磁束の周波数を上げる場合を考える。二次側の誘起電圧は、電源周波数ｆ_ｇに比例して大きくなる。それに対して、二次側回転子インピ－ダンスにおいては、電源の周波数ｆ_ｇが100Hz～1000Hzの範囲内の値であるとき、そのインピーダンスを構成するリアクタンス成分と抵抗性成分（≒渦電流性抵抗）のうち周波数および磁気空隙長Ｇに依存して変化する渦電流性抵抗が支配的となるため、渦電流性抵抗は周波数の増加に応じて微増する特性を有する。その結果、二次側の誘起電圧を渦電流性抵抗で除した二次誘導電流も、周波数の増加に応じて結果的に微増する特性を有する。

また、磁気空隙面を電力整合面として、回転整合トランスを経て電力整合をとることにより、二次側の金属負荷である渦電流性抵抗に最大の電力を伝送する。尚、後述するがこの渦電流性抵抗は渦電流を最大化した駆動周波数f_gとした時の渦電流性抵抗であることが最も望ましく、そのように設計される。

具体的には、その1巻きコイル内には、固定子巻線に流れる一次励磁電流に起因して発生した一次磁束φ_１により誘起された起電力に起因した二次誘導電流が流れ、その電流に起因して発生した二次磁束φ_２により、位相遅れsinγを持つ誘導等価板磁石（誘導磁極）が形成される。また、その背面に密着した軟磁性金属板１4という透磁率、導電率を持つ直接的な金属負荷に浸透拡散した一次磁束φ_１は、渦電流を誘発し、且つ周波数依存の渦電流性抵抗となって現れるので、この抵抗に電力整合させて最大の有効電力を供給する。これは電力整合用回転トランスを介して実質的な渦電流性抵抗負荷R3（１巻コイルの抵抗も含む)に対して、駆動源内部抵抗Rgと固定子巻線抵抗R1の和に抵抗整合させること（Rg＋R1＝n²×R3）を意味する。ここで、ｎは磁気空隙面を整合面とした、回転機構部側のコイル巻数を１とした時の磁気発生機後部の等価的有効巻数比である。なお、R3は、インピ－ダンスの周波数特性からも分かるように、周波数や印加電圧および磁気空隙長Ｇに依存して変化する。

なお、上記Z1,R1,Z3,R3の値は、磁気発生機構部（1相分）の電源に接続される2端子をインピ－ダンスメ－タ－に接続して測定して取得する。回転機構部が非搭載時では固定子巻線インピ－ダンスZ1、そのインピ－ダンスZ1における抵抗R1やリアクタンスL1が測定でき、次に回転機構部搭載時には回転機構部の回転子インピ－ダンスZ3において、そのインピ－ダンスZ3における抵抗R3やリアクタンスL3が加算されたZ3付の上記2端子インピ－ダンスZ2が測定できる。Z2のインピ－ダンス周波数特性からZ1のインピ－ダンスの周波数特性を引いた差分がZ3のインピ－ダンス周波数特性となる。尚、これは電力用大振幅信号での測定である。

また、有効巻線数ｎは、磁気発生機構部から発生する磁界の、磁気空隙長Gによる磁束漏洩を考慮して算出する。具体的には、磁気空隙長が0（ゼロ）とした場合は磁気漏洩がないと見做して、計測して得られたA＝N²R3からR3＝A/N²で、抵抗成分R3の値を算出する。この時のNは磁気漏洩がないので実際のコイル巻数である。次に、磁気空隙長がｋ（ｋ＞0）である場合、上述した方法により測定した抵抗B＝n²R3_（G=k）から、n＝√（B/A）×Nの関係式を用いて有効巻線数ｎの値を算出する。尚、二次側コイル巻数は１の場合である。また、回転子にある軟磁性金属板におけるエネルギーの蓄積と消費の関係で決まる材料固有の特定時間と電気的な励振に関する時間との相対的な関係で生じる強制的で電磁的な強調効果により渦電流を強制的に持続させる。基本的に渦電流は損失性の相互作用で、金属負荷の軟磁性金属板の内部に浸透拡散してゆく磁束で誘起され、特に低周波で正弦波的な定常状態の渦電流の波は減衰又は消滅して行くことも起こり得るため、低周波の正弦波駆動周波数応答では、その渦電流が最大となる時間を把握するのは困難であろうと思われる。

本件のような過度現象内での上記事象把握にはステップ函数応答法での解明が最も適している。本件ではある磁極で磁束φ１を注入し、それと極対にある磁極でその磁束を吸引する、その間にある金属負荷の軟磁性金属板内部に浸透拡散する磁束と渦電流との時間的な内部パタ－ン経緯を考慮する。それは内部での分布的な過度現象の挙動である。次に運動に伴う浸透拡散状態の減衰偏りを概念的に説明する。

具体的には、軟磁性金属板14での極対間における一次磁束の浸透拡散の時定数τ_２について検討する。下記図１Ｂ，図１Ｃおよび図１Ｄに回転子の１巻コイル列の等価板磁石の時間的生成過程と、背面の金属負荷の軟磁性金属板内部への磁束浸透拡散の時間的過程と、その時定数τ₂に関する挙動等を概念的に図示する。なお、図１Ｂは、１巻コイル列に誘起される等価板磁石の生成過程を示す図である。図１Ｃでは、磁束φ１が矢視のごとく流れる。例えば１相分のSin磁束の浸透方向に沿ってA,B,Cのブロックに分ける。Bのブロックを流れる円周方向の磁束は発生トルクには全く関与しておらず、単なる磁路としての機能のみであるから、下記検討から除外される。なお、Sin磁束でのBブロックは、Cos磁束に対してAまたはCブロックとして作用する。したがって、全てのブロックは、厚み方向に浸透拡散して渦電流を誘起する機能と、上述のように単なる磁路としての機能とを同時的に常に変化しながら合わせ持つが、瞬時的には軟磁性金属板の厚み方向のみの挙動とその周速Vによる影響が同時に検討される。

図１Ｃは、ｔ＝0.1τ_２、ｔ＝0.3τ_２、ｔ＝τ_２、ｔ＝3τ_２における磁束φ_１の浸透拡散パターン（それぞれ実線31,32,33、および34で表示）をA,B,Cのブロックに分けて示す模式図であり、図１Ｄは、ｔ＝0.1τ_２、ｔ＝0.3τ_２、ｔ＝3τ_２それぞれの場合における渦電流のパターン（点で表示）である。図１Ｄでは、上面をN極、下面をS極とした概念的な誘導等価磁石をも示す。

次に、図２を参照して、軟磁性金属板の内部における分布的な過度現象を集中定数的に再考する。電源から過度現象を理解し易いステップ応答の電圧41を固定子巻線に印加すると、時定数τ₀＝0.5msの一次励磁電流43およびその一次励磁電流に伴う一次磁束（φ_１）が生成される。さらに、その発生された磁束は磁気空隙長Ｇを隔て回転子１巻コイル列に鎖交し、それにより、二次誘導電流による誘導等価板磁石がsinγ≠0の遅れ（時定数τ₁＝0.21ms）を持って生成される。この誘導等価板磁石は、合成時定数τ₀＋τ_１＝0.71msの経過後にはステップ応答の場合は徐々に消滅して行く（ここで、誘導等価磁石生成の時定数τ_１は0.21ms、L/R＝0.1035μH/0.49mΩ、d1＝2.5mm、アルミ固有抵抗ρ＝2.62×10-8Ωｍ）。また、背面のd2＝2.0mm厚の金属負荷（導電率σ＝1.7×10^６mhos/m、透磁率μ＝5000μ_０、μ_０＝4π×10^－7H/mの4％Si-Fe）の磁束浸透拡散過程は一次励磁電流が0^＋時間では零であるから、浸透拡散波も零である。この磁束浸透拡散過程における基本時定数τ₂（＝μσｄ²／π²）は4.33msであり、その過程を図中44で示す。しかし、この磁束浸透拡散過程は固定子巻線の時定数τ₀との合成時定数τは4.83msが実際で、その過程を図中45で示す。

次に渦電流挙動である。その１巻コイル背面直下にある2.0mm厚の軟磁性金属板材（金属負荷）への磁束浸透拡散過程における渦電流路の時間パタ－ンは、例えば表面に近い程、渦電流Idは大きく中央では零の循環路であり、且つ内部の渦電流Idは磁束浸透に伴い、拡散時間が0.3τ_２時間後では0.1τ_２時間の渦電流の約0.5Idに、τ_２時間後では約0.3Idに、3τ_２時間後では約0.05Idに順次減少する（一次元問題として）。この浸透拡散経過時間に対して積分した全渦電流は一次励磁電流が0^＋時間では零であり浸透拡散波も存在していないため、渦電流も又零である。

そして、時定数τ_２を超えて十分な時間経過では完全に浸透拡散が完了し、直流的磁束が流れ、磁束浸透拡散過程で生じる渦電流とそれに伴う渦電流性抵抗は消滅する。渦電流が零から始まり零に至る過程で渦電流の極大が存在する。一方、磁束浸透拡散過程に於ける合成時定数τ_３は4.83ms（0.5ms＋4.33ms）である。

この面の内部に分布した挙動を集中定数的に1巻きの中空インダクタ－と見做して取り扱うと、インパルスとなる零近傍の領域を除いて、この磁束浸透拡散波の立ち上がり曲線の時間微分は起電圧曲線に相当し、その負荷の渦電流性抵抗で除した曲線は、位相遅れのない同相同形の渦電流曲線47を与える。渦電流曲線は零近傍を除き尖頭的であり、それは磁束浸透拡散波の傾斜の最大値に起因している筈である。

しかし、この渦電流性抵抗は流れる電流路の変化に伴い変わる変定数である。従ってこの変定数回路による集中的な表現が求める過度現象内での渦電流の挙動であると理解される。軟磁性金属板の内部で刻々と変化する電流路（これは板の厚み方向にお椀状でその縁の高さや肉厚が刻々に変化する種々のお椀形状から最終的にはお皿状を経て無くなる。）の全積分量の挙動は、該当板の中央と縁を囲むサーチコイルで知ることが出来る。第６図は電源の駆動周波数に対する１相分の二次側誘導電流の周波数特性で緩慢な単峰性を示している。

本件では上述のサ－チコイルやArray状の磁気抵抗素子群で測定できるが現時点ではまだないので、後述の図７によるＢＨヒステリシス法（面積やその磁束密度）からtdを求め、本考察に付与した。この事例ではStep Functionの一次励磁電圧印加後、概略0.7msで渦電流は最大に到り、その後は徐々に減少して零に至る。又、固定子巻線の時定数τ_０と浸透拡散波の時定数τ₁との和τ_３の0.1～0.2倍に渦電流を最大にする時間ｔｄがあることが解った。これは式（１）の許容範囲を示す。

正弦波駆動の場合では、その周期Ｔgを0.7×2×2＝2.8ms、即ちｆｇ＝375Hzとし、電源の周波数fgを357Hz≦fg≦714Hzの間に選定すれば最大の渦電流を得ることが出来る。従って、本試作機では約400Hz～500Hz前後から400Hzの電気的な外部正弦波励振により、金属板の損失性渦電流を持続的で大きな値を保ち続ける電磁的な強調状態とし、最大の渦電流を得た。その時、渦電流性抵抗に対して磁気空隙面を挟んで電力整合状態にすることでより伝送効率を向上させること出来た。

なお、１巻コイル列と軟磁性金属板は図１Aで示すように周速Vで右方向に進む。この運動により、浸透拡散波の伝播は周速Vと同じ方向にはその浸透拡散波の減衰率はV=0に比べて、より小さく、Vと逆の方向では減衰率は増加するために、磁束浸透拡散波の時間的パターン、即ち渦電流の時間的なパターンは左詰まりの形（図示せず）を示す。運動によるこのパターンの乱れは誘導等価磁石の強さは左詰まりであり、それは位相遅れを示す。この遅れは磁束拡散波の時間遅れと共に平均的なエネルギ－変換条件の必要条件であるsinγ≠０をより効果的なsinγ＝1に近づける。即ち、トルク増大への重要な要件の１つでもあると推定される。

なお、図２は、以上の過程を定性的で且つ集中定数的に示すものであり、図中において、グラフ41は一次励磁用印加電圧（ステップ応答）、グラフ42は一次励磁用矩形印加電圧（400Hz）、グラフ43は固定子一次巻線への電流応答特性（時定数τ_０＝0.5ms）、グラフ44は回転子金属負荷（軟磁性金属板14）への一次磁束浸透拡散波の時間応答τ_１、グラフ45は一次電流応答時定数τ_０＝0.5msを加味した回転子金属負荷（軟磁性金属板14）への一次磁束浸透拡散波の時間応答（時定数τ_２＝4.83ms）、グラフ47は一次電流応答時定数τ_０＝0.5ms_０を加味した浸透拡散波合成時定数4.83msでの渦電流の時間応答を定性的に示すものである。

以下、軟磁性金属板14の材料特性を設定する方法について説明する。磁気発生機構部により発生される磁界の強さをH、回転機構部の磁束密度をBとしたB-Hヒステリシス曲線のループ面積が最大となるように、電源の周波数fgを決定する。このB-Hヒステリシス・ループの面積は周波数の増加と共に細いル－プ面積から卵形に膨らみ、ある周波数でそのループ面積は最大化し、以後周波数の増加と共に左傾きル－プは右傾きループに変るとともにその面積は急速に縮小する。このループの膨らみは渦電流に起因しその面積を最大化は、即ち渦電流の最大を意味するので、このＢ－Ｈヒステリシス曲線のループ面積が最大となる電源15の周波数ｆ_gを決定する。

この周波数の決定は、電源の周波数を掃引して、B-H ヒステリシス曲線のループ面積が最大となる点を検出することにより行う。ここで、B-Hヒステリシス曲線のループ面積は、例えば、磁気発生機構部の1相分の励磁電流（磁界の強さHに相当）をオシロスコ－プのX軸に、回転機構部の1巻きコイルおよびその背面の軟磁性金属板に流れる交流電流をサーチコイルで検出して積分したものを（磁束密度として）オシロスコ－プのY軸に入れることにより、オシロスコ－プに描かれたリサージュ図を得、そのリサージュ図の面積を求めることにより取得できる。このように周波数fgを決定する。これは又電源の駆動信号周期Ｔ_ｇが電源による電圧の印加に対する、軟磁性金属板への磁束浸透拡散波による渦電流が最大となるまでの応答時間ｔdの４倍に相当する。

なお、図7から、電源の周波数に対するB-H ヒステリシス・ループの面積曲線と二次側（回転子）磁束密度曲線は相似的であるので、磁束密度の最大をループ面積の最大としても良いことが示唆される。尚、この時、非電力整合状態で行う。

次に、上記決定された周波数fgが、磁気発生機構部の固定子巻線インピ－ダンスZ1=R1+ｊωsL1であり、回転機構部の回転子インピ－ダンスZ3=R3+jωsL3の磁気発生機構部側への換算値がn²Z3=n²(R3+jωsL3)であるとき、Z1≒R1、n²Z3≒n²R3の条件を満たす抵抗性の周波数領域内において、Rg＋R１＝n²R3の抵抗整合が得られるように、主として抵抗R1を中心に検討される。３dB以内を目途に、総合的に絞り込まれる。ここで、Z1≒R1とは、ωsL1の影響が無視できる程度に小さいことを意味するものである。また、n²Z3≒n²R3とは、ωsL3の影響が無視できる程度に小さいことを意味するものである。

磁気空隙長が7mmの時、図７に示すヒステリシスル－プの面積最大（磁束密度の最大でもある）の周波数は400Hzであり、これは4×td＝4×0.7ms＝2.8msは357Hzであり、両者はほぼ一致する。一方、図８に示すように、抵抗整合している周波数も400Hzである。

本発明のエネルギー変換器は、特に動く回転子回路内の渦電流の最大となる周期やその時点での渦電流性抵抗は印加電圧や駆動信号周期に依存するのは当然として、渦電流分布パタ－ンも速度依存でもあるため、所定の磁気空隙長Ｇからなる回転機構部の機械回転数が常に最大になるように調整する制御部をさらに備える。

起動瞬時ｔ＝0^＋時、一次、二次共に一次励磁角周波数ωsの交番磁束（φ_１）の電力トランス状態から回転子の運動に伴い、機械角周波数ωmの回転子が立ち上がってくるにつれて、動く回転子回路内にはωs－ωmの回転子角周波数ωrが必然的に生成されて、固定子側からみて、常にωs＝ωm＋ωrが成立する。これは平均的なエネルギー変換の基本的な十分条件である。誘導電動機のすべりｓ＝ωr/ωsである。尚、必要条件はsinγ≠0である。運動回転子(＝V/r、V：周速度、ｒ：半径)が高速回転することに伴い、回転子背面の軟磁性金属板14では、渦電流の表面電流によって交番磁束（φ_１）が浸透拡散できなくなり、閉磁路材としての機能が表面を除き消滅し、空芯的状態に到る。この評価指標が磁気レイノルズ数Rmで１を境に状態の推定ができるが、この動く回転子の評価指標でもある磁気レイノルズ数の計測は困難であり、今後の課題に留めた。

さらに、機械出力においても動力整合を行うことにより機械出力を最大にすることができる。例えば扇風機のような、負荷が乾性負荷ではなく速度依存性の粘性負荷の場合、誘導電動機の機械出力特性において、抵抗性領域にある機械出力源の内部抵抗と粘性負荷の抵抗とが等しいとき、機械出力側で抵抗整合が成立し、機械出力の最大が動作点となる。

また、前述したように、電源の周波数ｆ_ｇと機械出力の駆動周波数ｆ_Ｓとは、ｆ_Ｓ＝ｆ_ｇ/ｐの条件を満たすように構成する。ただし、ｐは電気角数である。ここで、電気角数ｐとは、１機械周期（2π）内の電気周期を意味するものであり、１機械角（2π）内にある1相分の励磁用磁極の数の1/2（＝N,S極対の数）に相当する。例えば2相駆動で8個の励磁用コイル磁極数の場合、1相分の励磁用磁極の数は4であり、電気角数ｐは2である。

上記の諸条件を満たすことにより、10mm近い大きな磁気空隙長のもとで、磁石性能に近づけた、強くて少し時間的に遅れた可変誘導電磁石を得ることができた。図５に無負荷状態での熱と動力を同時に得た熱動回転子特性の一端を示す。特に、普通の誘導機に比べて理想的な無負荷回転数からの劣化分は回転子の鉄損増加に起因しているがその鉄損発熱分も有効活用する新規な応用ではコスト対サイズや総合効率などで遜色ない性能が期待できる。一次励磁角周波数ωsが400Hz、磁気空隙長Ｇ＝7ｍｍ、入力電圧70Ｖであるとき、尖頭的な二次側誘導電流44Ａを誘発できた。なお、最大は70Ａの二次側誘導電流を誘発することもできた。

また、試作した本エネルギ－変換器における、その動力源の機械出力特性は直流モ－タ－に似た垂下特性を示した。

本発明のエネルギー変換器では、電源により、磁気発生機構部に回転駆動用の回転磁界と誘導加熱用の交番磁界を同時にまたは選択的に発生させ、回転機構部の回転子が回転駆動作用と誘導加熱作用を独立に積極的に行うことができるようにすることが可能である。そのいずれの場合においても、上述した構成によれば、磁気発生機構部から回転機構部へのエネルギー伝送性能を向上させることができ、例えば約10mm程度の大きな磁気空隙長下でも、回転機構部において家庭用として充分なエネルギー出力が確保できる。例えば希少金属磁石を使用しないで損失性の渦電流を積極活用する、この分離構成された取り外し自由なコードレスの熱動回転子筺体は食器洗い機能付流しとして水中の熱源と動力源として利用したり、浴槽内での上下可動椅子での水中活用から既存のIHテーブルにミキサ－用動力源の付与や床下での葉隠れ換気扇など次世代厨房システムのコア技術を提供する。

又、機能目的別の回転子筺体に置換える活用法もある。

例えば、より大きなトルクが求められる時は図３の回転機構部２の遊星歯車機構17,18,19の減速を経て高トルクを得る遊星歯車機構付の熱動回転子筺体や厚い巻鉄芯型の動力主体回転子筺体に置換えて活用される。

また、この技術は扁平型の２Rotors and 1Statorのような、結果的に大きくなる磁気空隙（2倍の磁気空隙長）の特殊な扁平誘導電動機（TANDEM化）にも当然適用できる。このTENDEMの積み重ね構成（Multi-TANDEM化）は小型車両や農器具用や自転車の推進動力源に活用出来る。

また、その分離機能と共に300℃近い高温に耐える回転子磁気特性は、高温炉内という特殊環境下で使える動力源となる。

また、扁平構成の熱動特性回転子は円筒形に当然変形出来る。この場合は中空円筒型回転子構成が特徴となる。その中空円筒回転子に水や空気を導き、熱と回転推力を同時に与えるこが可能となる。例えば24時間風呂での循環温水を中空円筒の熱動特性回転子に導き、加熱させながら循環用動力源を得る。

なお、本発明によるエネルギー変換器では、既存の在り方とは大きく異なり、磁気発生機構部の巻線の銅損を極力下げて（本試作では0.5Ω/相程度）、且つ回転子熱源まで、有効利用に変えることは効率向上面で大きく寄与する。また同時に機器定格は磁気発生機構部と回転機構部それぞれに分けて規定され、その上で総合定格が確定する。

上記本発明のエネルギー変換器の構成は、固定子、回転子が分離可能な扁平構造の誘導電動機を核に動作、応用を記したが当然一体構造にも円筒型にも応用出来る。

なお、本発明の誘導電動機に関連するデータを図５～図９に示す。

参考）本試作においては、MITコアカリキュラム電気力学Ｉ、IIby H・H・ウッドソン、J・Ｒ・メルヒャ-共著を参考にして試作検討したことを付記する。

１     磁気発生機構部
　２   回転機構部
　13   １巻コイル列円盤（１巻コイル列板）
　14   軟磁性金属板
　15   インバータ回路（電源）
　Ｇ   磁気的空隙

Claims

　交流電源に接続されて磁界を発生する磁気発生機構部と、複数の１巻コイルが一定間隔をおいて配列されてなる１巻コイル列部材と該１巻コイル列部材の前記磁気発生機構部側と反対側に配された軟磁性金属板材とを有し、所定の磁気的空隙を隔てて前記磁気発生機構部と前記１巻コイル列部材とが対向するように構成され、前記磁界により回転駆動される回転機構部とを備えたエネルギー変換器であって、
　前記電源の駆動信号周期が、前記軟磁性金属板材の内部に生成される渦電流を最大とするものであることを特徴とするエネルギ－変換器。
　前記電源の駆動信号周期Ｔ_ｇが、下記式（１）の条件を満たすことを特徴とする請求項１記載のエネルギー変換器。

（ただし、ｔｄは前記電源による所定のステップ状電圧印加に対する、前記軟磁性金属板材への磁束浸透拡散波による渦電流が最大となるまでの応答時間である。尚、渦電流が最大となるまでの時間tdは実験的に決められる）
　前記電源の駆動信号周期Ｔ_ｇにおいて、前記磁気的空隙を整合面とした下記式（２）の抵抗整合条件を満たすことを特徴とする請求項２記載のエネルギー変換器。

（ただし、Rgは前記電源の内部抵抗、R₁は前記磁気発生機構部の巻線抵抗、R₃は前記磁界の磁束が前記軟磁性金属部材内に浸透拡散することにより生成された渦電流の流れに伴う渦電流性抵抗と前記１巻コイル列部材の抵抗との合成抵抗、ｎは前記磁気的空隙を整合面とした、前記回転機構部側のコイル巻数を１としたときの前記磁気発生機構部側の等価的有効巻数比である。）
　前記電源の駆動信号周期Ｔ_ｇが、前記磁気発生機構部の磁界の強さHと前記回転機構部の誘導磁束密度Bが作るB-Hヒステリシスループの面積を最大とするものであることを特徴とする請求項１記載のエネルギー変換器。
　前記電源の駆動信号周期Ｔ_ｇにおいて、前記磁気的空隙を整合面とした下記式（２）の抵抗整合条件を満たすことを特徴とする請求項４記載のエネルギー変換器。

（ただし、Rgは前記電源の内部抵抗、R₁は前記磁気発生機構部の巻線抵抗、R₃は前記磁界の磁束が前記軟磁性金属板材内に浸透拡散することにより生成された渦電流の流れに伴う渦電流性抵抗と前記１巻コイル列部材の抵抗との合成抵抗、ｎは前記磁気的空隙を整合面とした、前記回転機構部側のコイル巻数を１としたときの前記磁気発生機構部側の等価的有効巻数比である。）
　前記回転機構部が、遊星歯車機構を内在するものであることを特徴とする請求項１から５のいずれか１項記載のエネルギー変換器。
　前記回転機構部の機械回転数が最大になるように前記電源の駆動信周期Ｔ_ｇ及び印加電圧を調整する制御手段をさらに備えたことを特徴とする請求項１から６のいずれか１項記載のエネルギー変換器。
　前記磁気発生機構部が、コイルが円形状に配置されてなる扁平型磁気発生機構部であり、
　前記１巻コイル列部材および前記軟磁性金属板材が、扁平形状ないし円板状の構造を有するものであることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項記載のエネルギ－変換器。
　前記磁気発生機構部が、筒状構造を有するものであり、前記回転機構部の、
　前記１巻コイル列部材が、かご型構造を有するものであり、
　前記軟磁性金属板材が、中空円筒状であることを特徴とする請求項１から７のいずれか１項記載のエネルギー変換器。