WO2012111140A1

WO2012111140A1 - 光受信器、非線形等化回路及びデジタル信号処理回路

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Publication number: WO2012111140A1
Application number: PCT/JP2011/053499
Authority: WO
Inventors: 吉田　剛
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-02-18
Filing date: 2011-02-18
Publication date: 2012-08-23
Anticipated expiration: 2013-08-18
Also published as: JPWO2012111140A1; JP5523591B2

Abstract

　光受信器は、デジタル信号処理集積回路を少なくとも設けた。また、デジタル信号処理集積回路は、４つのデジタル信号に対して、非線形等化デジタル信号処理を適用する非線形等化回路を少なくとも含む。さらに、非線形等化回路は、Ｎ段（Ｎ≧１）のデジタル信号処理回路で構成され、Ｎ段のデジタル信号処理回路のうち、ｍ段目のデジタル信号処理回路は、入力する複素デジタル信号系列ｄｘ［ｍ，ｉ］に対し、線形歪みを付加する第１の線形歪み付加部と、複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して波形歪みを付加することで、第１の線形歪み付加部における波形歪みを除去する第１の線形歪み除去部などを有する。

Description

光受信器、非線形等化回路及びデジタル信号処理回路

　この発明は、デジタルコヒーレント方式を用いた光伝送システムの光受信器、及びＮ（Ｎ≧１）段のデジタル信号処理回路から構成される非線形等化回路に関するものである。

　４０Ｇｂｉｔ／ｓや１００Ｇｂｉｔ／ｓのような大容量光伝送のためには、光信号対雑音電力限界の克服や高密度波長多重化が課題である。光信号対雑音電力限界を克服する技術として、従来のオンオフキーイング（ＯＯＫ：On-Off Keying）に対して、２値位相偏移変調（ＢＰＳＫ：Binary Phase-Shift Keying）や４値ＰＳＫ（ＱＰＳＫ：Quaternary Phase-Shift Keying）の利用が知られている。また、高密度波長多重化のために、直交する２つの偏波成分に独立の信号を割り当てる偏波多重によって、１シンボル当たりの伝送ビット数を２倍に増やす方式や、ＱＰＳＫや１６値直交振幅変調（１６ＱＡＭ：16 Quadrature Amplitude Modulation）のように、信号多重度を上げて、１シンボル当たりの伝送ビット数を増やす方式が知られている。ＱＰＳＫや１６ＱＡＭは、光伝送システムの送信側の光送信器において、同位相軸（Ｉ軸：In-Phase軸）と、直交位相軸（Ｑ軸：Quadrature-Phase軸）とに信号を割り当てて伝送する。

　光信号の検波方式としては、従来、二乗検波方式や遅延検波方式のような直接検波方式が利用されてきた。これらの方式では、光受信器に局部発振光源を持つことなく光信号の検波が可能であり、簡素かつ低コストで光受信器の実装が可能である。一方、光受信器に局部発振光源を持つ同期検波方式にデジタル信号処理を組み合わせて受信するデジタルコヒーレント方式が注目されている（例えば、非特許文献１参照）。

　このデジタルコヒーレント方式では、同期検波による線形な光電気変換と、デジタル信号処理による固定的、半固定的及び適応的な線形等化により、光受信器における安定な偏波多重信号の分離や、波形歪みの補償が可能となる。このため、光伝送路で生じる波長分散や偏波モード分散（ＰＭＤ：Polarization-Mode Dispersion）等に起因する線形な波形歪みに対する優れた等化特性や優れた雑音耐力を実現できる。

　図９は、多中継光伝送路の構成例と順方向伝搬の逐次計算方法の概念を示す図である。図９に示すように、光増幅器９１が挿入された光ファイバ９２中を高い光パワーで伝送する際には、ファイバ非線形光学効果が伝送品質に顕著な劣化をもたらす。光ファイバ中の伝搬は非線形シュレディンガー方程式により記述され、逐次計算法としてスプリット・ステップ・フーリエ法（ＳＳＦＭ：Split-Step Fourier Method）が用いられる。通常、ＳＳＦＭでは、光伝送路を短区間（多中継システムの１中継区間より十分短い区間）に分割し、伝送損失や波長分散（ＣＤ）のような線形効果と、自己位相変調である非線形位相回転（ＮＬ）のような非線形効果とを交互に取り込む逐次計算を行う（図９参照）。

　ファイバ非線形光学効果による伝送品質劣化を等化する方法として、例えば、非特許文献２に示されるデジタル逆伝搬方式が検討されてきた。図１０は、デジタル逆伝搬方式の概念を示す図である。このデジタル逆伝搬方式は、図１０に示すように、伝送方向とは逆方向の伝搬計算をＳＳＦＭにより行うことにより、送信端での歪みのない光波形を得る方法である。デジタル逆伝搬方式におけるＳＳＦＭでは、信号処理にかかる負荷を考慮して、通常、高々、数区間／中継～１０区間／中継で信号処理される。このとき、波長分割多重された他のチャネルからの非線形干渉成分を除去することが困難であるため、通常はチャネル内の非線形効果である自己位相変調である非線形位相回転による波形歪みを等化する（図１０参照）。

Optical Internetworking Forum, "100G Ultra Long Haul DWDM Framework Document", http://www.oiforum.com/public/documents/OIF-FD-100G-DWDM-01.0.pdf, June 2009. T.Hoshida, "A question of diminishing returns?", ECOC (European Conference on Optical Communication)2010, Workshop 11,2010.

　しかしながら、上記の従来技術（非特許文献２）によれば、ＳＳＦＭを伝送方向と逆方向に解くため、中継数に比例して回路規模が増大するという問題点があった。

　この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、デジタル逆伝搬方式よりも小さな回路規模と消費電力でファイバ非線形光学効果に起因する波形歪みを等化することができ、伝送品質を向上させることができる光受信器及び非線形等化回路を得ることを目的とする。

　この発明に係る光受信器は、受信光信号と同一の中心波長で発振する光信号を生成する局部発振光源と、前記受信光信号と前記局部発振光源から出力される光信号とを混合する偏波ダイバーシチ型の光９０度ハイブリッド回路と、前記光９０度ハイブリッド回路から出力される４対の光信号を検波する４つのバランス型の光子検出器と、前記４つの光子検出器から出力される４つの電気信号をアナログデジタル変換する４つのアナログデジタル変換器と、前記４つのアナログデジタル変換器に接続されたデジタル信号処理集積回路とを設けた。

　また、この発明に係る光受信器のデジタル信号処理集積回路は、４つのデジタル信号に対して、光伝送路の波長分散を補償する波長分散補償回路と、４つのデジタル信号に対して、非線形等化デジタル信号処理を適用する非線形等化回路と、４つのデジタル信号に対して、伝送路の偏波モード分散を補償し、偏波多重信号を分離する適応等化回路と、４つのデジタル信号に対して、前記受信光信号と前記局部発振光源から出力される光信号との間の中心周波数差を補償する搬送波周波数オフセット補償回路と、４つのデジタル信号に対して、前記受信光信号と前記局部発振光源から出力される光信号との間の光位相差を補償する搬送波位相オフセット補償回路とを少なくとも含む。

　さらに、この発明に係る光受信器のデジタル信号処理集積回路の非線形等化回路は、Ｎ段（Ｎ≧１）のデジタル信号処理回路で構成され、前記Ｎ段のデジタル信号処理回路のうち、ｍ段目のデジタル信号処理回路は、入力する第１の複素デジタル信号系列ｄｘ［ｍ，ｉ］に対し、伝達関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］（ｆ）の線形歪みを付加する第１の線形歪み付加部と、入力する第２の複素デジタル信号系列ｄｙ［ｍ，ｉ］に対し、伝達関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］（ｆ）の線形歪みを付加する第２の線形歪み付加部と、線形歪みを付加された前記第１の複素デジタル信号系列の絶対値の二乗である、電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］を計算する第１の電力計算部と、線形歪みを付加された前記第２の複素デジタル信号系列の絶対値の二乗である、電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］を計算する第２の電力計算部と、前記電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］＝αｘｘ［－ａ］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｘｘ［－ａ＋１］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｘｘ［０］Ｐｘ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｘｘ［ｂ］Ｐｘ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第１の重み付け平均部と、前記電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］＝αｘｙ［－ａ］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｘｙ［－ａ＋１］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｘｙ［０］Ｐｙ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｘｙ［ｂ］Ｐｙ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第２の重み付け平均部と、前記電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］＝αｙｘ［－ａ］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｙｘ［－ａ＋１］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｙｘ［０］Ｐｘ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｙｘ［ｂ］Ｐｘ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第３の重み付け平均部と、前記電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］＝αｙｙ［－ａ］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｙｙ［－ａ＋１］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｙｙ［０］Ｐｙ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｙｙ［ｂ］Ｐｙ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第４の重み付け平均部と、前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］に第１の効率γｘｘを乗算して位相回転量φｘｘ［ｍ，ｉ］＝γｘｘ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］を生成する第１の位相回転量生成部と、前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］に第２の効率γｘｙを乗算して位相回転量φｘｙ［ｍ，ｉ］＝γｘｙ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］を生成する第２の位相回転量生成部と、前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］に第３の効率γｙｘを乗算して位相回転量φｙｘ［ｍ，ｉ］＝γｙｘ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］を生成する第３の位相回転量生成部と、前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］に第４の効率γｙｙを乗算して位相回転量φｙｙ［ｍ，ｉ］＝γｙｙ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］を生成する第４の位相回転量生成部と、前記位相回転量φｘｘ［ｍ，ｉ］とφｘｙ［ｍ，ｉ］とを加算して複素位相回転量φｘ［ｍ，ｉ］＝φｘｘ［ｍ，ｉ］＋φｘｙ［ｍ，ｉ］を計算する第１の加算部と、前記位相回転量φｙｘ［ｍ，ｉ］とφｙｙ［ｍ，ｉ］とを加算して複素位相回転量φｙ［ｍ，ｉ］＝φｙｘ［ｍ，ｉ］＋φｙｙ［ｍ，ｉ］を計算する第２の加算部と、前記複素位相回転量φｘ［ｍ，ｉ］を複素信号ｅｘｐ（－ｊφｘ［ｍ，ｉ］）に変換する第１の複素位相回転用信号生成部と、前記複素位相回転量φｙ［ｍ，ｉ］を複素信号ｅｘｐ（－ｊφｙ［ｍ，ｉ］）に変換する第２の複素位相回転用信号生成部と、線形歪みを付加された前記第１の複素デジタル信号系列に前記複素信号ｅｘｐ（－ｊφｘ［ｍ，ｉ］）を乗算することで複素位相回転を与える第１の複素位相回転部と、線形歪みを付加された前記第２の複素デジタル信号系列に前記複素信号ｅｘｐ（－ｊφｙ［ｍ，ｉ］）を乗算することで複素位相回転を与える第２の複素位相回転部と、前記第１の複素位相回転部により複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して前記線形な波形歪みの伝達関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］（ｆ）の逆関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］^-1（ｆ）もしくは複素共役関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］^*（ｆ）を伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｘ［ｍ］（ｆ）として有する波形歪みを付加することで、前記第１の線形歪み付加部における波形歪みを除去する第１の線形歪み除去部と、前記第２の複素位相回転部により複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して前記線形な波形歪みの伝達関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］（ｆ）の逆関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］^-1（ｆ）もしくは複素共役関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］^*（ｆ）を伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｙ［ｍ］（ｆ）として有する波形歪みを付加することで、前記第２の線形歪み付加部における波形歪みを除去する第２の線形歪み除去部とを有する。

　この発明に係る光受信器は、デジタル逆伝搬方式よりも小さな回路規模と消費電力でファイバ非線形光学効果に起因する波形歪みを等化することができ、伝送品質を向上させることができる。

この発明の実施例１に係る光受信器の構成を示すブロック図である。この発明の実施例１に係る光受信器のデジタル信号処理集積回路の構成を示すブロック図である。この発明の実施例１に係る非線形等化回路の構成を示すブロック図である。この発明の実施例１に係るデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。この発明の実施例１に係るデジタル信号処理回路の波長分散値と積算された非線形位相回転量との関係及びその簡略化を示す図である。この発明の実施例１に係るデジタル信号処理回路の波長分散値と積算された非線形位相回転量との関係及びその簡略化を示す図である。この発明の実施例１に係るデジタル信号処理回路の波長分散値と積算された非線形位相回転量との関係及びその簡略化を示す図である。この発明の実施例１に係る非線形等化回路の非線形等化の概念を示す図である。この発明の実施例１に係る光受信器のデジタル信号処理集積回路の機能をシミュレートした構成を示すブロック図である。この発明の実施例１に係る非線形等化回路の等化段数依存性を示す図である。多中継光伝送路の構成例と順方向伝搬の逐次計算方法の概念を示す図である。デジタル逆伝搬方式の概念を示す図である。

　この発明の実施例１について以下説明する。

　この発明の実施例１に係る光受信器、非線形等化回路及びデジタル信号処理回路について図１から図８までを参照しながら説明する。図１は、この発明の実施例１に係る光受信器の構成を示すブロック図である。なお、各図中、同一符号は同一又は相当部分を示す。

　図１において、光受信器は、局部発振光源１００と、偏波ダイバーシチ型の光９０度ハイブリッド回路２００と、４つのバランス型の光子検出器３００Ａ、３００Ｂ、３００Ｃ、３００Ｄと、４つのアナログデジタル変換器（ＡＤＣ）４００Ａ、４００Ｂ、４００Ｃ、４００Ｄと、デジタル信号処理集積回路５００とが設けられている。

　図２は、この発明の実施例１に係る光受信器のデジタル信号処理集積回路の構成を示すブロック図である。

　図２において、デジタル信号処理集積回路５００は、前処理回路５０２と、波長分散補償回路５０３と、非線形等化回路５０４と、タイミング抽出回路５０５と、適応等化回路５０６と、搬送波周波数オフセット補償回路５０７と、搬送波位相オフセット補償回路５０８と、識別回路５０９とが設けられている。

　図３は、この発明の実施例１に係る非線形等化回路の構成を示すブロック図である。

　図３において、非線形等化回路５０４は、Ｎ段（Ｎ≧１）のデジタル信号処理回路で構成され、１段目のデジタル信号処理回路１１と、２段目のデジタル信号処理回路１２と、ｍ（ｍ＜Ｎ）段目のデジタル信号処理回路１ｍと、Ｎ段目のデジタル信号処理回路１Ｎとが設けられている。

　図４は、この発明の実施例１に係るデジタル信号処理回路の構成を示すブロック図である。この図４は、非線形等化回路５０４を構成するＮ段のデジタル信号処理回路のうち、１段分（ｍ段目）を示す。

　図４において、デジタル信号処理回路１ｍは、２つの波長分散付加部１Ａ、１Ｂと、２つの電力計算部２Ａ、２Ｂと、４つの重み付け平均部３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄと、４つの効率乗算部４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄと、２つの加算部５Ａ、５Ｂと、２つの複素位相回転用信号生成部６Ａ、６Ｂと、２つの複素位相回転部７Ａ、７Ｂと、２つの波長分散除去部８Ａ、８Ｂとが設けられている。

　なお、波長分散付加部１Ａ、１Ｂや、波長分散除去部８Ａ、８Ｂは、時間領域もしくは周波数領域での有限長インパルス応答フィルタにより実現可能である。

　また、Ｎ≧２の場合、ｍ段目の波長分散除去部８Ａ（波長分散付加量ｐｘとする）とｍ＋１段目の波長分散付加部１Ａ（波長分散付加量ｑｘとする）とは、あえて２つの機能ブロックに分割せず、波長分散付加量ｐｘ＋ｑｘの単一の波長分散付加部としてもよい。同様に、ｍ段目の波長分散除去部８Ｂ（波長分散付加量ｐｙとする）とｍ＋１段目の波長分散付加部１Ｂ（波長分散付加量ｑｙとする）とは、あえて２つの機能ブロックに分割せず、波長分散付加量ｐｙ＋ｑｙの単一の波長分散付加部としてもよい。すなわち、Ｎ段（Ｎ≧２）のデジタル信号処理回路のうち、ｍ（ｍ＜Ｎ）段目のデジタル信号処理回路は、伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｚ［ｍ］（ｆ）とＨｐｒｅ，ｚ［ｍ＋１］（ｆ）で表される２つの線形フィルタ（ｚ∈｛ｘ，ｙ｝）を、単一の線形フィルタＨｊｏｉｎｔ，ｚ［ｍ：ｍ＋１］（ｆ）として実現してもよい。

　つぎに、この実施例１に係る光受信器、非線形等化回路及びデジタル信号処理回路の動作について図面を参照しながら説明する。

　図１において、光受信器の局部発振光源１００は、図示しない光伝送路から入力される光信号（受信光信号）の中心波長と概略一致した中心波長で発振し、単一波長のＣＷ（Continuous Wave）光信号を生成して、このＣＷ光信号を偏波ダイバーシチ型の光９０度ハイブリッド回路２００に出力する。

　光９０度ハイブリッド回路２００は、図示しない光伝送路から入力される受信光信号と、局部発振光源１００から入力されるＣＷ光信号とを混合し、８通りの干渉を生じさせた光信号を出力する。

　すなわち、光９０度ハイブリッド回路２００は、受信光信号の直交する２つの偏波モード（Ｘ／Ｙ）と、受信光信号とＣＷ光信号との間の位相差（０度／１８０度／９０度／２７０度）について、Ｘ偏波（０度）の干渉光信号と、Ｘ偏波（１８０度）の干渉光信号とをバランス型の光子検出器３００Ａに出力する。

　同様に、光９０度ハイブリッド回路２００は、Ｘ偏波（９０度）の干渉光信号と、Ｘ偏波（２７０度）の干渉光信号とをバランス型の光子検出器３００Ｂに出力し、Ｙ偏波（０度）の干渉光信号と、Ｙ偏波（１８０度）の干渉光信号とをバランス型の光子検出器３００Ｃに出力し、Ｙ偏波（９０度）の干渉光信号と、Ｙ偏波（２７０度）の干渉光信号とをバランス型の光子検出器３００Ｄに出力する。

　光子検出器３００Ａは、光９０度ハイブリッド回路２００から入力されるＸ偏波（０度）の干渉光信号と、Ｘ偏波（１８０度）の干渉光信号とをそれぞれ二乗検波して電気信号に変換し、各電気信号の差分をアナログデジタル変換器４００Ａに出力する。

　同様に、光子検出器３００Ｂは、光９０度ハイブリッド回路２００から入力されるＸ偏波（９０度）の干渉光信号と、Ｘ偏波（２７０度）の干渉光信号とをそれぞれ二乗検波し電気信号に変換し、各電気信号の差分をアナログデジタル変換器４００Ｂに出力する。また、光子検出器３００Ｃは、光９０度ハイブリッド回路２００から入力されるＹ偏波（０度）の干渉光信号と、Ｙ偏波（１８０度）の干渉光信号とをそれぞれ二乗検波し電気信号に変換し、各電気信号の差分をアナログデジタル変換器４００Ｃに出力する。さらに、光子検出器３００Ｄは、光９０度ハイブリッド回路２００から入力されるＹ偏波（９０度）の干渉光信号と、Ｙ偏波（２７０度）の干渉光信号とをそれぞれ二乗検波し電気信号に変換し、各電気信号の差分をアナログデジタル変換器４００Ｄに出力する。

　アナログデジタル変換器４００Ａは、光子検出器３００Ａから入力される電気信号をサンプリングすることで離散時間化及び量子化したデジタル信号ＸＩをデジタル信号処理集積回路５００に出力する。

　同様に、アナログデジタル変換器４００Ｂは、光子検出器３００Ｂから入力される電気信号をサンプリングすることで離散時間化及び量子化したデジタル信号ＸＱをデジタル信号処理集積回路５００に出力する。また、アナログデジタル変換器４００Ｃは、光子検出器３００Ｃから入力される電気信号をサンプリングすることで離散時間化及び量子化したデジタル信号ＹＩをデジタル信号処理集積回路５００に出力する。さらに、アナログデジタル変換器４００Ｄは、光子検出器３００Ｄから入力される電気信号をサンプリングすることで離散時間化及び量子化したデジタル信号ＹＱをデジタル信号処理集積回路５００に出力する。

　図２において、デジタル信号処理集積回路５００の前処理回路５０２は、アナログデジタル変換器４００Ａから入力されるデジタル信号ＸＩ、アナログデジタル変換器４００Ｂから入力されるデジタル信号ＸＱ、アナログデジタル変換器４００Ｃから入力されるデジタル信号ＹＩ、アナログデジタル変換器４００Ｄから入力されるデジタル信号ＹＱに対して、４つのデジタル信号の振幅ばらつきを抑圧するための振幅正規化や、遅延差補正のためのデスキュー等の前処理を行い、処理後の４つのデジタル信号を波長分散補償回路５０３に出力する。

　波長分散補償回路５０３は、前処理回路５０２から入力される４つのデジタル信号に対して、時間領域等化若しくは周波数領域等化による線形波形等化を行うことで、伝送路で生じる波長分散を概略１００％補償し、波長分散補償後の４つのデジタル信号を非線形等化回路５０４に出力する。

　非線形等化回路５０４は、波長分散補償回路５０３から入力される４つのデジタル信号（２対の複素信号とみなす）に対して後述する非線形等化デジタル信号処理を適用し、非線形等化後の４つのデジタル信号（２対の複素信号とみなす）をタイミング抽出回路５０５に出力する。

　タイミング抽出回路５０５は、非線形等化回路５０４から入力される４つのデジタル信号に対して識別タイミングの抽出を適応的に行い、アナログデジタル変換器４００Ａ～４００Ｄのサンプリングタイミングをフィードバック制御することで、オーバサンプリング比２倍のサンプリングレートの４つのデジタルデータを適応等化回路５０６に出力する。

　適応等化回路５０６は、タイミング抽出回路５０５から入力される４つのデジタル信号に対して、包絡線一定化規範のようなアルゴリズムを用いて、偏波多重分離を適応的に行い、なおかつ、伝送路のＰＭＤ（偏波モード分散）等を補償した４つのデジタル信号を搬送波周波数オフセット補償回路５０７に出力する。

　搬送波周波数オフセット補償回路５０７は、適応等化回路５０６から入力される４つのデジタル信号における、局部発振光源１００から出力されるＣＷ光信号と受信光信号との中心周波数差を補償し、補償後の４つのデジタル信号を搬送波位相オフセット補償回路５０８に出力する。

　搬送波位相オフセット補償回路５０８は、搬送波周波数オフセット補償回路５０７から入力される４つのデジタル信号に対して、Ｘ偏波成分とＹ偏波成分それぞれについて信号点がＩ軸及びＱ軸を軸とする複素平面において、信号点が４５度、１３５度、－４５度、－１３５度の４点に概略収束するよう、適応的に位相オフセット補償を行い、位相オフセット補償後のデジタル信号を識別回路５０９に出力する。

　識別回路５０９は、搬送波位相オフセット補償回路５０８から入力される４つのデジタル信号に対して２値識別を行い、識別後の４つの２値信号を図示しない外部に出力する。

　図３において、Ｎ段（Ｎ≧１）のデジタル信号処理回路で構成された非線形等化回路５０４の１段目のデジタル信号処理回路１１は、波長分散補償回路５０３から複素デジタル信号ｄｘ［０］＝Ｅｘｉ［０］＋ｊＥｘｑ［０］と、ｄｙ［０］＝Ｅｙｉ［０］＋ｊＥｙｑ［０］が入力され、１段分の非線形等化を行った後に、等化後の複素デジタル信号ｄ’ｘ［０］＝Ｅ’ｘｉ［０］＋ｊＥ’ｘｑ［０］と、ｄ’ｙ［０］＝Ｅ’ｙｉ［０］＋ｊＥ’ｙｑ［０］を２段目のデジタル信号処理回路１２に出力する。

　２段目のデジタル信号処理回路１２は、１段目のデジタル信号処理回路１１から複素デジタル信号ｄｘ［１］（＝ｄ’ｘ［０］）と、ｄｙ［１］（＝ｄ’ｙ［０］）が入力され、１段分の非線形等化を行った後に、等化後の複素デジタル信号ｄ’ｘ［１］＝Ｅ’ｘｉ［１］＋ｊＥ’ｘｑ［１］と、ｄ’ｙ［１］＝Ｅ’ｙｉ［１］＋ｊＥ’ｙｑ［１］を３段目のデジタル信号処理回路（図示せず）に出力する。

　ｍ（ｍ＜Ｎ）段目のデジタル信号処理回路１ｍは、ｍ－１段目のデジタル信号処理回路（図示せず）から複素デジタル信号ｄｘ［ｍ－１］（＝ｄ’ｘ［ｍ－２］）と、ｄｙ［ｍ－１］（＝ｄ’ｙ［ｍ－２］）とが入力され、１段分の非線形等化を行った後に、等化後の複素デジタル信号ｄ’ｘ［ｍ－１］＝Ｅ’ｘｉ［ｍ－１］＋ｊＥ’ｘｑ［ｍ－１］と、ｄ’ｙ［ｍ－１］＝Ｅ’ｙｉ［ｍ－１］＋ｊＥ’ｙｑ［ｍ－１］をｍ＋１段目のデジタル信号処理回路（図示せず）に出力する。

　Ｎ段目のデジタル信号処理回路１Ｎは、Ｎ－１段目のデジタル信号処理回路（図示せず）から複素デジタル信号ｄｘ［Ｎ－１］（＝ｄ’ｘ［Ｎ－２］）と、ｄｙ［Ｎ－１］（＝ｄ’ｙ［Ｎ－２］）が入力され、１段分の非線形等化を行った後に、等化後の複素デジタル信号ｄ’ｘ［Ｎ－１］＝Ｅ’ｘｉ［Ｎ－１］＋ｊＥ’ｘｑ［Ｎ－１］と、ｄ’ｙ［Ｎ－１］＝Ｅ’ｙｉ［Ｎ－１］＋ｊＥ’ｙｑ［Ｎ－１］をタイミング抽出回路５０５に出力する。

　図４において、波長分散付加部１Ａは、前段から入力される複素デジタル信号系列ｄｘ［ｍ，ｉ］＝Ｅｘｉ［ｍ］＋ｊＥｘｑ［ｍ］に対して波長分散を付加し、複素位相回転部７Ａと、電力計算部２Ａに出力する。同様に、波長分散付加部１Ｂは、前段から入力される複素デジタル信号系列ｄｙ［ｍ，ｉ］＝Ｅｙｉ［ｍ］＋ｊＥｙｑ［ｍ］に対して波長分散を付加し、複素位相回転部７Ｂと、電力計算部２Ｂに出力する。例えば、波長分散付加部１Ａ、１Ｂの波長分散量は－６００ｐｓ／ｎｍとする。すなわち、第１の線形歪み付加部（波長分散付加部１Ａ）は、入力する複素デジタル信号系列ｄｘ［ｍ，ｉ］に対し、伝達関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］（ｆ）の線形な波形歪みを付加する。同様に、第２の線形歪み付加部（波長分散付加部１Ｂ）は、入力する複素デジタル信号系列ｄｙ［ｍ，ｉ］に対し、伝達関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］（ｆ）の線形な波形歪みを付加する。

　電力計算部２Ａは、波長分散付加部１Ａから入力される波長分散付加後の複素デジタル信号系列の絶対値の二乗、すなわち電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］を計算し、重み付け平均部３Ａと、重み付け平均部３Ｃに出力する。同様に、電力計算部２Ｂは、波長分散付加部１Ｂから入力される波長分散付加後の複素デジタル信号系列の絶対値の二乗、すなわち電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］を計算し、重み付け平均部３Ｂと、重み付け平均部３Ｄに出力する。

　重み付け平均部３Ａは、電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］について、その重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］＝αｘｘ［－ａ］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｘｘ［－ａ＋１］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｘｘ［０］Ｐｘ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｘｘ［ｂ］Ｐｘ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算し、Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］を効率乗算部４Ａに出力する。αｘｘ［－ａ］，αｘｘ［－ａ＋１］，αｘｘ［ｂ］が重みに相当する。

　重み付け平均部３Ｂは、電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］について、その重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］＝αｘｙ［－ａ］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｘｙ［－ａ＋１］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｘｙ［０］Ｐｙ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｘｙ［ｂ］Ｐｙ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算し、Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］を効率乗算部４Ｂに出力する。αｘｙ［－ａ］，αｘｙ［－ａ＋１］，αｘｙ［ｂ］が重みに相当する。

　重み付け平均部３Ｃは、電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］について、その重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］＝αｙｘ［－ａ］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｙｘ［－ａ＋１］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｙｘ［０］Ｐｘ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｙｘ［ｂ］Ｐｘ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算し、Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］を効率乗算部４Ｃに出力する。αｙｘ［－ａ］，αｙｘ［－ａ＋１］，αｙｘ［ｂ］が重みに相当する。

　重み付け平均部３Ｄは、電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］について、その重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］＝αｙｙ［－ａ］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｙｙ［－ａ＋１］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｙｙ［０］Ｐｙ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｙｙ［ｂ］Ｐｙ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算し、Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］を効率乗算部４Ｄに出力する。αｙｙ［－ａ］，αｙｙ［－ａ＋１］，αｙｙ［ｂ］が重みに相当する。

　平均区間－ａ～ｂは、例えばａ＝ｂ＝４とし、重みは、例えばαｘｘ［－ａ］＝αｘｘ［－ａ＋１］＝・・・＝αｘｘ［ｂ］＝１／９、αｘｙ［－ａ］＝αｘｙ［－ａ＋１］＝・・・＝αｘｙ［ｂ］＝１／９、αｙｘ［－ａ］＝αｙｘ［－ａ＋１］＝・・・＝αｙｘ［ｂ］＝１／９、αｙｙ［－ａ］＝αｙｙ［－ａ＋１］＝・・・＝αｙｙ［ｂ］＝１／９とすればよい。

　効率乗算部４Ａは、重み付け平均部３Ａから入力される重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］に非線形位相回転効率γｘｘ［ｍ］を乗算し、乗算結果φｘｘ［ｍ，ｉ］＝γｘｘ［ｍ］Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］を加算部５Ａに出力する。

　効率乗算部４Ｂは、重み付け平均部３Ｂから入力される重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］に非線形位相回転効率γｘｙ［ｍ］を乗算し、乗算結果φｘｙ［ｍ，ｉ］＝γｘｙ［ｍ］Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］を加算部５Ａに出力する。

　効率乗算部４Ｃは、重み付け平均部３Ｃから入力される重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］に非線形位相回転効率γｙｘ［ｍ］を乗算し、乗算結果φｙｘ［ｍ，ｉ］＝γｙｘ［ｍ］Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］を加算部５Ｂに出力する。

　効率乗算部４Ｄは、重み付け平均部３Ｄから入力される重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］に非線形位相回転効率γｙｙ［ｍ］を乗算し、乗算結果φｙｙ［ｍ，ｉ］＝γｙｙ［ｍ］Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］を加算部５Ｂに出力する。

　すなわち、第１の位相回転量生成部（効率乗算部４Ａ）は、重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］に第１の効率γｘｘを乗算して位相回転量φｘｘ［ｍ，ｉ］＝γｘｘ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］を生成する。また、第２の位相回転量生成部（効率乗算部４Ｂ）は、重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］に第２の効率γｘｙを乗算して位相回転量φｘｙ［ｍ，ｉ］＝γｘｙ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］を生成する。また、第３の位相回転量生成部（効率乗算部４Ｃ）は、重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］に第３の効率γｙｘを乗算して位相回転量φｙｘ［ｍ，ｉ］＝γｙｘ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］を生成する。さらに、第４の位相回転量生成部（効率乗算部４Ｄ）は、重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］に第４の効率γｙｙを乗算して位相回転量φｙｙ［ｍ，ｉ］＝γｙｙ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］を生成する。

　加算部５Ａは、重み付け平均部４Ａから入力される非線形位相回転量φｘｘ［ｍ，ｉ］と、重み付け平均部４Ｂから入力される非線形位相回転量φｘｙ［ｍ，ｉ］との加算を行い、加算結果φｘ［ｍ，ｉ］＝φｘｘ［ｍ，ｉ］＋φｘｙ［ｍ，ｉ］を複素位相回転用信号生成部６Ａに出力する。同様に、加算部５Ｂは、重み付け平均部４Ｃから入力される非線形位相回転量φｙｘ［ｍ，ｉ］と、重み付け平均部４Ｄから入力される非線形位相回転量φｙｙ［ｍ，ｉ］との加算を行い、加算結果φｙ［ｍ，ｉ］＝φｙｘ［ｍ，ｉ］＋φｙｙ［ｍ，ｉ］を複素位相回転用信号生成部６Ｂに出力する。

　複素位相回転用信号生成部６Ａは、加算部５Ａから入力されるφｘ［ｍ，ｉ］を複素信号ｅｘｐ（－ｊφｘ［ｍ，ｉ］）に変換して複素位相回転部７Ａに出力する。同様に、複素位相回転用信号生成部６Ｂは、加算部５Ｂから入力されるφｙ［ｍ，ｉ］を複素信号ｅｘｐ（－ｊφｙ［ｍ，ｉ］）に変換して複素位相回転部７に出力する。

　複素位相回転部７Ａは、波長分散付加部１Ａから入力される波長分散を付加された複素デジタル信号系列と、複素位相回転用信号生成部６Ａから入力される複素信号ｅｘｐ（－ｊφｘ［ｍ，ｉ］）との乗算を行うことで、伝送路の非線形位相回転の逆演算を行い、演算後の信号を波長分散除去部８Ａに出力する。同様に、複素位相回転部７Ｂは、波長分散付加部１Ｂから入力される波長分散を付加された複素デジタル信号系列と、複素位相回転用信号生成部６Ｂから入力される複素信号ｅｘｐ（－ｊφｙ［ｍ，ｉ］）との乗算を行うことで、伝送路の非線形位相回転の逆演算を行い、演算後の複素デジタル信号を波長分散除去部８Ｂに出力する。

　波長分散除去部８Ａは、複素位相回転部７Ａから入力される複素デジタル信号に、波長分散付加部１Ａで付加した波長分散を除去するよう、逆極性の波長分散を与え、波長分散付加後の複素デジタル信号ｄ’ｘ「ｍ」＝Ｅ’ｘｉ［ｍ］＋ｊＥ’ｘｑ［ｍ］を次段に出力する。同様に、波長分散除去部８Ｂは、複素位相回転部７Ｂから入力される複素デジタル信号に、波長分散付加部１Ｂで付加した波長分散を除去するよう、逆極性の波長分散を与え、波長分散付加後の複素デジタル信号ｄ’ｙ「ｍ」＝Ｅ’ｙｉ［ｍ］＋ｊＥ’ｙｑ［ｍ］を次段に出力する。

　すなわち、第１の線形歪み除去部（波長分散除去部８Ａ）は、複素位相回転部７Ａにより複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して線形な波形歪みの伝達関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］（ｆ）の逆関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］^-1（ｆ）もしくは複素共役関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］^*（ｆ）を伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｘ［ｍ］（ｆ）として有する波形歪みを付加することで、第１の線形歪み付加部における波形歪みを除去する。同様に、第２の線形歪み除去部（波長分散除去部８Ｂ）は、複素位相回転部７Ｂにより複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して線形な波形歪みの伝達関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］（ｆ）の逆関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］^-1（ｆ）もしくは複素共役関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］^*（ｆ）を伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｙ［ｍ］（ｆ）として有する波形歪みを付加することで、第２の線形歪み付加部における波形歪みを除去する。

　例えば、波長分散付加部１Ａ及び波長分散付加部１Ｂで－６００ｐｓ／ｎｍの波長分散を付加していた場合、波長分散除去部８Ａ及び波長分散除去部８Ｂは、＋６００ｐｓ／ｎｍの波長分散を付加する。

　図５Ａ、図５Ｂ及び図５Ｃは、この発明の実施例１に係るデジタル信号処理回路の波長分散値と積算された非線形位相回転量との関係及びその簡略化を示す図である。また、図６は、この発明の実施例１に係る非線形等化回路の非線形等化の概念を示す図である。

　この発明の実施例１に係るデジタル信号処理回路では、ある特定の符号間干渉条件（例えば、特定の波長分散値ＣＤ［ｉ］）において与えられた非線形位相回転量の積算値（∫φＮＬ［ｉ］）をそれぞれ補償する。最も正確には、図５Ａのように、波長分散値（横軸：ＣＤ　Ｖａｌｕｅ）と積算非線形位相回転量（縦軸：∫φＮＬ）との関係が得られる。実際上は、図５Ｂに示すように離散化が可能であり、最も簡単には、図５Ｃに示すように、単一の波長分散値で代表させることも可能である。むろん、波長分散値の離散化の度合いが大きくなると等化能力が低下する。

　上記の概念に基づき、図６に示される非線形等化回路を構成するデジタル信号処理回路のブロック構成により、簡易に非線形等化を行うことが可能である。ある特定の符号間干渉条件を作り出すために、まず、波長分散値ＣＤａを付加してパルスを広げ、非線形位相回転（非線形位相回転量：φＮＬａ）を与え、波長分散値－ＣＤａを付加して事前に広げたパルスを元に戻す。これを１段とし、同様のデジタル信号処理回路を複数段設けることで非線形等化を実現する。この方法によれば、デジタル逆伝搬方式のように、１中継区間を複数区間に分割し、全中継区間をＳＳＦＭ（スプリット・ステップ・フーリエ法）により逆方向伝搬する必要がない。非線形な伝送過程を忠実に再現することが不可能であり、等化能力ではやや劣る可能性があるが、デジタル信号処理回路を大幅に簡素化できる可能性がある。

　ここで、光受信器のデジタル信号処理集積回路５００の機能を計算機でシミュレートし、非線形等化回路５０４の等化段数依存性について図７及び図８を参照しながら説明する。

　図７は、この発明の実施例１に係る光受信器のデジタル信号処理集積回路の機能をシミュレートした構成を示すブロック図である。また、図８は、この発明の実施例１に係る非線形等化回路の等化段数依存性を示す図である。

　この図７は、オフライン解析に用いたデジタル信号処理集積回路５００全体の機能ブロック構成を示す。レート変換部５０１と、前処理部５０２Ａと、波長分散補償部５０３Ａと、非線形等化部５０４Ａと、タイミング抽出部５０５Ａと、適応等化部５０６Ａと、搬送波周波数オフセット補償部５０７Ａと、搬送波位相オフセット補償部５０８Ａと、識別部５０９Ａと、Ｑ値計算部５１０とが設けられている。以下、各部の動作について説明する。

　レート変換部５０１は、図示しない外部（デジタルサンプリングオシロスコープでの取得データ）から入力される４つのデジタル信号を、４３Ｇｂ／ｓのビットレートに同期した速度にサンプリングレート変換し、レート変換後の４つのデジタル信号を前処理部５０２Ａに出力した。

　前処理部５０２Ａは、４つのデジタル信号の振幅ばらつきを抑圧するための振幅正規化や、遅延差補正のためのデスキュー等の前処理を行い、処理後の４つのデジタル信号を波長分散補償部５０３Ａに出力した。

　波長分散補償部５０３Ａは、前処理部５０２Ａから入力される４つのデジタル信号に対して伝送路で生じた波長分散を補償し、波長分散補償後の４つのデジタル信号を非線形等化部５０４Ａに出力した。

　非線形等化部５０４Ａは、波長分散補償部５０３Ａから入力される４つのデジタル信号（２対の複素信号とみなす）に対して、非線形等化回路５０４の処理に相当する非線形等化デジタル信号処理を適用し、非線形等化後の４つのデジタル信号（２対の複素信号とみなす）をタイミング抽出部５０５Ａに出力した。

　タイミング抽出部５０５Ａは、非線形等化部５０４Ａから入力される４つのデジタル信号に対して識別タイミングの抽出を適応的に行い、オーバサンプリング比２倍のサンプリングレートの４つのデジタルデータを適応等化部５０６Ａに出力した。

　適応等化部５０６Ａは、タイミング抽出部５０５Ａから入力される４つのデジタル信号に対して、包絡線一定化規範のようなアルゴリズムを用いて、偏波多重分離を適応的に行い、なおかつ、伝送路のＰＭＤ等を補償した４つのデジタル信号を搬送波周波数オフセット補償部５０７Ａに出力した。

　搬送波周波数オフセット補償部５０７Ａは、適応等化部５０６Ａから入力される４つのデジタル信号における、局部発振光源１００から出力される連続光信号と受信光信号との中心周波数差を補償し、補償後の４つのデジタル信号を搬送波位相オフセット補償部５０８Ａに出力した。

　搬送波位相オフセット補償部５０８Ａは、搬送波周波数オフセット補償部５０７Ａから入力される４つのデジタル信号に対して、Ｘ偏波成分とＹ偏波成分それぞれについて信号点がＩ軸及びＱ軸を軸とする複素平面において、信号点が４５度、１３５度、－４５度、－１３５度の４点に概略収束するよう、適応的に位相オフセット補償を行い、位相オフセット補償後のデジタル信号を識別部５０９Ａに出力した。

　識別部５０９Ａは、搬送波位相オフセット補償部５０８Ａから入力される４つのデジタル信号に対して２値識別を行い、識別後の４つの２値信号をＱ値計算部５１０に出力した。

　Ｑ値計算部５１０は、識別部５０９Ａから入力される４つの２値信号の符号誤り率を計算し、光通信における伝送性能の指標であるＱ値を計算した。

　図８は、等化段数、つまり、デジタル信号処理回路の段数Ｎに対して、光通信の伝送性能を示す指標であるＱ値の改善量の例をプロットした結果を示す。変調方式を偏波多重ＱＰＳＫとし、ビットレートを４３Ｇｂ／ｓとし、周回伝送試験により５０００ｋｍ伝送を行った場合について、光受信器において局部発振光源１００から出力される連続光信号と受信光信号とを混合した後に４つのバランス型の光子検出器３００Ａ－Ｄで検波した。次に、Ｘ偏波Ｉ軸、Ｘ偏波Ｑ軸、Ｙ偏波Ｉ軸、Ｙ偏波Ｑ軸の各信号を、４つのアナログデジタル変換器４００Ａ－Ｄでアナログデジタル変換し、デジタルサンプリングオシロスコープにより、４０Ｇｓａｍｐｌｅ／ｓのサンプリングレートで４つのシリアルデータを蓄積した。そして、計算機上でオフライン解析することにより等化能力を確認した。図８の横軸において、段数Ｎ＝０は非線形等化を行わない場合であり、１段、２段、・・・と段数Ｎを増やすごとにＱ値改善量が増える。

　段数Ｎがそれぞれの場合における付加又は除去する波長分散量は、Ｘ偏波とＹ偏波で同一の値に設定した。また、波長分散付加部１Ａ、１Ｂで付加される波長分散値Ｘに対して、波長分散除去部８Ａ、８Ｂで付加される波長分散値を－Ｘとした。

　Ｎ＝１の場合、波長分散量を－６００ｐｓ／ｎｍとした。Ｎ＝２の場合、１段目、２段目の波長分散量を－７００ｐｓ／ｎｍ、－５００ｐｓ／ｎｍとした。Ｎ＝３の場合、１段目、２段目、３段目の波長分散量を－８００ｐｓ／ｎｍ、－６００ｐｓ／ｎｍ、－４００ｐｓ／ｎｍとした。

　Ｎ＝４の場合、１段目、２段目、３段目、４段目の波長分散量を－９００ｐｓ／ｎｍ、－７００ｐｓ／ｎｍ、－５００ｐｓ／ｎｍ、－３００ｐｓ／ｎｍとした。Ｎ＝５の場合、１段目、２段目、３段目、４段目、５段目の波長分散量を－１０００ｐｓ／ｎｍ、－８００ｐｓ／ｎｍ、－６００ｐｓ／ｎｍ、－４００ｐｓ／ｎｍ、－２００ｐｓ／ｎｍとした。Ｎ＝６の場合、１段目、２段目、３段目、４段目、５段目、６段目の波長分散量を－１１００ｐｓ／ｎｍ、－９００ｐｓ／ｎｍ、－７００ｐｓ／ｎｍ、－５００ｐｓ／ｎｍ、－３００ｐｓ／ｎｍ、－１００ｐｓ／ｎｍとした。これらの設定方法が最適という訳ではなく、一例である。

　それぞれの場合における効率は、以下のように設定した。効率γｘｘ［ｍ］＝γｙｙ［ｍ］＝ｃｏｎｓｔ／Ｎ、γｘｙ［ｍ］＝γｙｘ［０］＝０とした（ｃｏｎｓｔ：定数）。これらの設定方法が最適という訳ではなく、一例である。

　以上の設定により、図８に示すように、Ｎ＝５の場合にＱ値改善量１．５ｄＢが得られた。

　１Ａ、１Ｂ　波長分散付加部、２Ａ、２Ｂ　電力計算部、３Ａ、３Ｂ、３Ｃ、３Ｄ　重み付け平均部、４Ａ、４Ｂ、４Ｃ、４Ｄ　効率乗算部、５Ａ、５Ｂ　加算部、６Ａ、６Ｂ　複素位相回転用信号生成部、７Ａ、７Ｂ　複素位相回転部、８Ａ、８Ｂ　波長分散除去部、１１、１２、１ｍ、１Ｎ　デジタル信号処理回路、１００　局部発振光源、２００　光９０度ハイブリッド回路、３００Ａ、３００Ｂ、３００Ｃ、３００Ｄ　光子検出器、４００Ａ、４００Ｂ、４００Ｃ、４００Ｄ　アナログデジタル変換器、５００　デジタル信号処理集積回路、５０２　前処理回路、５０３　波長分散補償回路、５０４　非線形等化回路、５０５　タイミング抽出回路、５０６　適応等化回路、５０７　搬送波周波数オフセット補償回路、５０８　搬送波位相オフセット補償回路、５０９　識別回路。

Claims

　受信光信号と同一の中心波長で発振する光信号を生成する局部発振光源と、
　前記受信光信号と前記局部発振光源から出力される光信号とを混合する偏波ダイバーシチ型の光９０度ハイブリッド回路と、
　前記光９０度ハイブリッド回路から出力される４対の光信号を検波する４つのバランス型の光子検出器と、
　前記４つの光子検出器から出力される４つの電気信号をアナログデジタル変換する４つのアナログデジタル変換器と、
　前記４つのアナログデジタル変換器に接続されたデジタル信号処理集積回路とを備えた光受信器であって、
　前記デジタル信号処理集積回路は、
　　４つのデジタル信号に対して、光伝送路の波長分散を補償する波長分散補償回路と、
　　４つのデジタル信号に対して、非線形等化デジタル信号処理を適用する非線形等化回路と、
　　４つのデジタル信号に対して、伝送路の偏波モード分散を補償し、偏波多重信号を分離する適応等化回路と、
　　４つのデジタル信号に対して、前記受信光信号と前記局部発振光源から出力される光信号との間の中心周波数差を補償する搬送波周波数オフセット補償回路と、
　　４つのデジタル信号に対して、前記受信光信号と前記局部発振光源から出力される光信号との間の光位相差を補償する搬送波位相オフセット補償回路とを少なくとも含み、
　前記非線形等化回路は、
　　Ｎ段（Ｎ≧１）のデジタル信号処理回路で構成され、
　前記Ｎ段のデジタル信号処理回路のうち、ｍ段目のデジタル信号処理回路は、
　　入力する第１の複素デジタル信号系列ｄｘ［ｍ，ｉ］に対し、伝達関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］（ｆ）の線形歪みを付加する第１の線形歪み付加部と、
　　入力する第２の複素デジタル信号系列ｄｙ［ｍ，ｉ］に対し、伝達関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］（ｆ）の線形歪みを付加する第２の線形歪み付加部と、
　　線形歪みを付加された前記第１の複素デジタル信号系列の絶対値の二乗である、電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］を計算する第１の電力計算部と、
　　線形歪みを付加された前記第２の複素デジタル信号系列の絶対値の二乗である、電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］を計算する第２の電力計算部と、
　　前記電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］＝αｘｘ［－ａ］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｘｘ［－ａ＋１］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｘｘ［０］Ｐｘ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｘｘ［ｂ］Ｐｘ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第１の重み付け平均部と、
　　前記電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］＝αｘｙ［－ａ］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｘｙ［－ａ＋１］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｘｙ［０］Ｐｙ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｘｙ［ｂ］Ｐｙ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第２の重み付け平均部と、
　　前記電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］＝αｙｘ［－ａ］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｙｘ［－ａ＋１］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｙｘ［０］Ｐｘ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｙｘ［ｂ］Ｐｘ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第３の重み付け平均部と、
　　前記電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］＝αｙｙ［－ａ］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｙｙ［－ａ＋１］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｙｙ［０］Ｐｙ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｙｙ［ｂ］Ｐｙ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第４の重み付け平均部と、
　　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］に第１の効率γｘｘを乗算して位相回転量φｘｘ［ｍ，ｉ］＝γｘｘ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］を生成する第１の位相回転量生成部と、
　　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］に第２の効率γｘｙを乗算して位相回転量φｘｙ［ｍ，ｉ］＝γｘｙ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］を生成する第２の位相回転量生成部と、
　　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］に第３の効率γｙｘを乗算して位相回転量φｙｘ［ｍ，ｉ］＝γｙｘ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］を生成する第３の位相回転量生成部と、
　　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］に第４の効率γｙｙを乗算して位相回転量φｙｙ［ｍ，ｉ］＝γｙｙ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］を生成する第４の位相回転量生成部と、
　　前記位相回転量φｘｘ［ｍ，ｉ］とφｘｙ［ｍ，ｉ］とを加算して複素位相回転量φｘ［ｍ，ｉ］＝φｘｘ［ｍ，ｉ］＋φｘｙ［ｍ，ｉ］を計算する第１の加算部と、
　　前記位相回転量φｙｘ［ｍ，ｉ］とφｙｙ［ｍ，ｉ］とを加算して複素位相回転量φｙ［ｍ，ｉ］＝φｙｘ［ｍ，ｉ］＋φｙｙ［ｍ，ｉ］を計算する第２の加算部と、
　　前記複素位相回転量φｘ［ｍ，ｉ］を複素信号ｅｘｐ（－ｊφｘ［ｍ，ｉ］）に変換する第１の複素位相回転用信号生成部と、
　　前記複素位相回転量φｙ［ｍ，ｉ］を複素信号ｅｘｐ（－ｊφｙ［ｍ，ｉ］）に変換する第２の複素位相回転用信号生成部と、
　　線形歪みを付加された前記第１の複素デジタル信号系列に前記複素信号ｅｘｐ（－ｊφｘ［ｍ，ｉ］）を乗算することで複素位相回転を与える第１の複素位相回転部と、
　　線形歪みを付加された前記第２の複素デジタル信号系列に前記複素信号ｅｘｐ（－ｊφｙ［ｍ，ｉ］）を乗算することで複素位相回転を与える第２の複素位相回転部と、
　　前記第１の複素位相回転部により複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して前記線形な波形歪みの伝達関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］（ｆ）の逆関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］^-1（ｆ）もしくは複素共役関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］^*（ｆ）を伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｘ［ｍ］（ｆ）として有する波形歪みを付加することで、前記第１の線形歪み付加部における波形歪みを除去する第１の線形歪み除去部と、
　　前記第２の複素位相回転部により複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して前記線形な波形歪みの伝達関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］（ｆ）の逆関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］^-1（ｆ）もしくは複素共役関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］^*（ｆ）を伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｙ［ｍ］（ｆ）として有する波形歪みを付加することで、前記第２の線形歪み付加部における波形歪みを除去する第２の線形歪み除去部とを有する、
　光受信器。
　前記非線形等化回路は、
　　Ｎ段（Ｎ≧２）のデジタル信号処理回路で構成され、
　前記Ｎ段のデジタル信号処理回路のうち、ｍ（ｍ＜Ｎ）段目のデジタル信号処理回路は、
　　伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｚ［ｍ］（ｆ）とＨｐｒｅ，ｚ［ｍ＋１］（ｆ）で表される２つの線形フィルタ（ｚ∈｛ｘ，ｙ｝）を、単一の線形フィルタＨｊｏｉｎｔ，ｚ［ｍ：ｍ＋１］（ｆ）として実現する
　請求項１記載の光受信器。
　Ｎ段（Ｎ≧１）のデジタル信号処理回路で構成された非線形等化回路であって、
　前記Ｎ段のデジタル信号処理回路のうち、ｍ段目のデジタル信号処理回路は、
　　入力する第１の複素デジタル信号系列ｄｘ［ｍ，ｉ］に対し、伝達関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］（ｆ）の線形歪みを付加する第１の線形歪み付加部と、
　　入力する第２の複素デジタル信号系列ｄｙ［ｍ，ｉ］に対し、伝達関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］（ｆ）の線形歪みを付加する第２の線形歪み付加部と、
　　線形歪みを付加された前記第１の複素デジタル信号系列の絶対値の二乗である、電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］を計算する第１の電力計算部と、
　　線形歪みを付加された前記第２の複素デジタル信号系列の絶対値の二乗である、電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］を計算する第２の電力計算部と、
　　前記電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］＝αｘｘ［－ａ］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｘｘ［－ａ＋１］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｘｘ［０］Ｐｘ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｘｘ［ｂ］Ｐｘ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第１の重み付け平均部と、
　　前記電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］＝αｘｙ［－ａ］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｘｙ［－ａ＋１］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｘｙ［０］Ｐｙ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｘｙ［ｂ］Ｐｙ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第２の重み付け平均部と、
　　前記電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］＝αｙｘ［－ａ］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｙｘ［－ａ＋１］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｙｘ［０］Ｐｘ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｙｘ［ｂ］Ｐｘ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第３の重み付け平均部と、
　　前記電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］＝αｙｙ［－ａ］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｙｙ［－ａ＋１］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｙｙ［０］Ｐｙ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｙｙ［ｂ］Ｐｙ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第４の重み付け平均部と、
　　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］に第１の効率γｘｘを乗算して位相回転量φｘｘ［ｍ，ｉ］＝γｘｘ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］を生成する第１の位相回転量生成部と、
　　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］に第２の効率γｘｙを乗算して位相回転量φｘｙ［ｍ，ｉ］＝γｘｙ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］を生成する第２の位相回転量生成部と、
　　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］に第３の効率γｙｘを乗算して位相回転量φｙｘ［ｍ，ｉ］＝γｙｘ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］を生成する第３の位相回転量生成部と、
　　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］に第４の効率γｙｙを乗算して位相回転量φｙｙ［ｍ，ｉ］＝γｙｙ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］を生成する第４の位相回転量生成部と、
　　前記位相回転量φｘｘ［ｍ，ｉ］とφｘｙ［ｍ，ｉ］とを加算して複素位相回転量φｘ［ｍ，ｉ］＝φｘｘ［ｍ，ｉ］＋φｘｙ［ｍ，ｉ］を計算する第１の加算部と、
　　前記位相回転量φｙｘ［ｍ，ｉ］とφｙｙ［ｍ，ｉ］とを加算して複素位相回転量φｙ［ｍ，ｉ］＝φｙｘ［ｍ，ｉ］＋φｙｙ［ｍ，ｉ］を計算する第２の加算部と、
　　前記複素位相回転量φｘ［ｍ，ｉ］を複素信号ｅｘｐ（－ｊφｘ［ｍ，ｉ］）に変換する第１の複素位相回転用信号生成部と、
　　前記複素位相回転量φｙ［ｍ，ｉ］を複素信号ｅｘｐ（－ｊφｙ［ｍ，ｉ］）に変換する第２の複素位相回転用信号生成部と、
　　線形歪みを付加された前記第１の複素デジタル信号系列に前記複素信号ｅｘｐ（－ｊφｘ［ｍ，ｉ］）を乗算することで複素位相回転を与える第１の複素位相回転部と、
　　線形歪みを付加された前記第２の複素デジタル信号系列に前記複素信号ｅｘｐ（－ｊφｙ［ｍ，ｉ］）を乗算することで複素位相回転を与える第２の複素位相回転部と、
　　前記第１の複素位相回転部により複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して前記線形な波形歪みの伝達関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］（ｆ）の逆関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］^-1（ｆ）もしくは複素共役関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］^*（ｆ）を伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｘ［ｍ］（ｆ）として有する波形歪みを付加することで、前記第１の線形歪み付加部における波形歪みを除去する第１の線形歪み除去部と、
　　前記第２の複素位相回転部により複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して前記線形な波形歪みの伝達関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］（ｆ）の逆関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］^-1（ｆ）もしくは複素共役関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］^*（ｆ）を伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｙ［ｍ］（ｆ）として有する波形歪みを付加することで、前記第２の線形歪み付加部における波形歪みを除去する第２の線形歪み除去部とを有する、
　非線形等化回路。
　Ｎ段（Ｎ≧２）のデジタル信号処理回路で構成された非線形等化回路であって、
　前記Ｎ段のデジタル信号処理回路のうち、ｍ（ｍ＜Ｎ）段目のデジタル信号処理回路は、
　　伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｚ［ｍ］（ｆ）とＨｐｒｅ，ｚ［ｍ＋１］（ｆ）で表される２つの線形フィルタ（ｚ∈｛ｘ，ｙ｝）を、単一の線形フィルタＨｊｏｉｎｔ，ｚ［ｍ：ｍ＋１］（ｆ）として実現する
　請求項３記載の非線形等化回路。
　入力する第１の複素デジタル信号系列ｄｘ［ｍ，ｉ］に対し、伝達関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］（ｆ）の線形歪みを付加する第１の線形歪み付加部と、
　入力する第２の複素デジタル信号系列ｄｙ［ｍ，ｉ］に対し、伝達関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］（ｆ）の線形歪みを付加する第２の線形歪み付加部と、
　線形歪みを付加された前記第１の複素デジタル信号系列の絶対値の二乗である、電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］を計算する第１の電力計算部と、
　線形歪みを付加された前記第２の複素デジタル信号系列の絶対値の二乗である、電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］を計算する第２の電力計算部と、
　前記電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］＝αｘｘ［－ａ］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｘｘ［－ａ＋１］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｘｘ［０］Ｐｘ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｘｘ［ｂ］Ｐｘ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第１の重み付け平均部と、
　前記電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］＝αｘｙ［－ａ］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｘｙ［－ａ＋１］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｘｙ［０］Ｐｙ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｘｙ［ｂ］Ｐｙ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第２の重み付け平均部と、
　前記電力Ｐｘ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］＝αｙｘ［－ａ］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｙｘ［－ａ＋１］Ｐｘ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｙｘ［０］Ｐｘ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｙｘ［ｂ］Ｐｘ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第３の重み付け平均部と、
　前記電力Ｐｙ［ｍ，ｉ］の重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］＝αｙｙ［－ａ］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ］＋αｙｙ［－ａ＋１］Ｐｙ［ｍ，ｉ－ａ＋１］＋・・・＋αｙｙ［０］Ｐｙ［ｍ，ｉ］＋・・・＋αｙｙ［ｂ］Ｐｙ［ｍ，ｉ＋ｂ］を計算する第４の重み付け平均部と、
　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］に第１の効率γｘｘを乗算して位相回転量φｘｘ［ｍ，ｉ］＝γｘｘ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｘｘ［ｍ，ｉ］を生成する第１の位相回転量生成部と、
　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］に第２の効率γｘｙを乗算して位相回転量φｘｙ［ｍ，ｉ］＝γｘｙ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｘｙ［ｍ，ｉ］を生成する第２の位相回転量生成部と、
　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］に第３の効率γｙｘを乗算して位相回転量φｙｘ［ｍ，ｉ］＝γｙｘ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｙｘ［ｍ，ｉ］を生成する第３の位相回転量生成部と、
　前記重み付け平均電力Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］に第４の効率γｙｙを乗算して位相回転量φｙｙ［ｍ，ｉ］＝γｙｙ［ｍ，ｉ］Ｐａｖｇ，ｙｙ［ｍ，ｉ］を生成する第４の位相回転量生成部と、
　前記位相回転量φｘｘ［ｍ，ｉ］とφｘｙ［ｍ，ｉ］とを加算して複素位相回転量φｘ［ｍ，ｉ］＝φｘｘ［ｍ，ｉ］＋φｘｙ［ｍ，ｉ］を計算する第１の加算部と、
　前記位相回転量φｙｘ［ｍ，ｉ］とφｙｙ［ｍ，ｉ］とを加算して複素位相回転量φｙ［ｍ，ｉ］＝φｙｘ［ｍ，ｉ］＋φｙｙ［ｍ，ｉ］を計算する第２の加算部と、
　前記複素位相回転量φｘ［ｍ，ｉ］を複素信号ｅｘｐ（－ｊφｘ［ｍ，ｉ］）に変換する第１の複素位相回転用信号生成部と、
　前記複素位相回転量φｙ［ｍ，ｉ］を複素信号ｅｘｐ（－ｊφｙ［ｍ，ｉ］）に変換する第２の複素位相回転用信号生成部と、
　線形歪みを付加された前記第１の複素デジタル信号系列に前記複素信号ｅｘｐ（－ｊφｘ［ｍ，ｉ］）を乗算することで複素位相回転を与える第１の複素位相回転部と、
　線形歪みを付加された前記第２の複素デジタル信号系列に前記複素信号ｅｘｐ（－ｊφｙ［ｍ，ｉ］）を乗算することで複素位相回転を与える第２の複素位相回転部と、
　前記第１の複素位相回転部により複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して前記線形な波形歪みの伝達関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］（ｆ）の逆関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］^-1（ｆ）もしくは複素共役関数Ｈｐｒｅ，ｘ［ｍ］^*（ｆ）を伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｘ［ｍ］（ｆ）として有する波形歪みを付加することで、前記第１の線形歪み付加部における波形歪みを除去する第１の線形歪み除去部と、
　前記第２の複素位相回転部により複素位相回転を与えられた複素デジタル信号に対して前記線形な波形歪みの伝達関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］（ｆ）の逆関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］^-1（ｆ）もしくは複素共役関数Ｈｐｒｅ，ｙ［ｍ］^*（ｆ）を伝達関数Ｈｐｏｓｔ，ｙ［ｍ］（ｆ）として有する波形歪みを付加することで、前記第２の線形歪み付加部における波形歪みを除去する第２の線形歪み除去部と
　を有するデジタル信号処理回路。