WO2013140475A1 - 光送信器、光送受信システム及び駆動回路 - Google Patents

光送信器、光送受信システム及び駆動回路 Download PDF

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Definitions

  • An optical modulator module having a split electrode structure for realizing such a traveling wave electrode structure and a multilevel optical modulation signal system has already been proposed (Patent Documents 1 to 4).
  • an optical modulator module capable of multilevel control of the phase change of the modulated optical signal in each of the divided electrodes is a compact, wideband, and capable of generating an arbitrary multilevel optical modulation signal by inputting a digital signal while maintaining phase velocity matching and impedance matching required for traveling wave structure operation.
  • phase of light propagating from the input port P5 to the output port P8 is delayed by 90 ° compared to the light propagating from the input port P5 to the output port P7.
  • the light incident on the input port P6 propagates to the output ports P7 and P8.
  • the phase of light propagating from the input port P6 to the output port P7 is delayed by 90 ° compared to the light propagating from the input port P6 to the output port P8.
  • FIG. 4 is a diagram schematically illustrating a light propagation mode in the optical transmitter 500.
  • the input light IN is input to the input port P1 of the optical multiplexer / demultiplexer 513. Therefore, the phase of the light output from the output port P4 is delayed by 90 ° compared to the light output from the output port P3. Thereafter, the light output from the output port P3 passes through the phase modulation regions PM51_1 to 51_4 and reaches the input port P5 of the optical multiplexer / demultiplexer 514. The light that reaches the input port P5 reaches the output port P7 as it is.
  • the optical transmitter 500 functions as a 4-bit optical transmitter with the above configuration.
  • FIG. 5D is a constellation diagram illustrating the light intensity of the output light OUT due to the light L1 and L2 being combined in the optical transmitter 500.
  • the phase of the optical signal is shifted at equal intervals, the gradation interval of the light intensity of the output light becomes non-uniform, and the linearity of the signal intensity of the output light with respect to the input digital signal is reduced. It cannot be secured.
  • the optical transmitter 100 is configured as an optical transmitter having a function of adjusting linearity with respect to the signal intensity of output light in order to solve the problem as in the optical transmitter 500 described above. Further, although the optical transmitter 100 is a multi-level modulation optical transmitter, here, the optical transmitter 100 is described as a 4-bit optical transmitter for simplification of description.
  • FIG. 6 is a block diagram schematically illustrating the configuration of the optical transmitter 100 according to the first embodiment.
  • the optical transmitter 100 includes an optical modulator 11, a decoder 12, a drive circuit 13, and a control circuit 14.
  • the phase modulation region has electrodes formed on the optical waveguide.
  • an electric signal for example, a voltage signal is applied to the electrode
  • the effective refractive index of the optical waveguide under the electrode changes.
  • the substantial optical path length of the optical waveguide in the phase modulation region can be changed.
  • the phase modulation region can change the phase of the optical signal propagating through the optical waveguide.
  • the optical signal can be modulated by providing a phase difference between the optical signals propagating between the two optical waveguides 111 and 112. That is, the optical modulator 11 constitutes a multi-value Mach-Zehnder optical modulator having two arms and an electrode division structure.
  • the control circuit 14 sets the full scale amplitude of the D / A converters DAC1 to DAC4. Specifically, the control circuit 14 determines coefficients K1 to K4 by which the D / A converters DAC1 to DAC4 multiply the respective output values.
  • FIG. 7 is a diagram schematically showing full-scale amplitudes of the D / A converters DAC1 to DAC4. In this example, the control circuit 14 performs setting so that the full-scale amplitudes of the D / A converters DAC1 and DAC4 are larger than the full-scale amplitudes of the D / A converters DAC2 and DAC3.
  • FIG. 8 is an operation table showing the operation of the optical transmitter 100 according to the first embodiment.
  • the D / A converters DAC1 to DAC4 output a pair of differential output signals according to the signals D1 to D4, respectively.
  • the positive phase output signals of the differential output signals output from the D / A converters DAC1 to DAC4 are output to the phase modulation regions PM11_1 to PM11_4, respectively.
  • the negative-phase output signals of the differential output signals output from the D / A converters DAC1 to DAC4 are output to the phase modulation regions PM12_1 to PM12_4, respectively.
  • the value of the negative phase output signal is determined so that the sum of the values of the positive phase output signal and the negative phase output signal is equal to the maximum value “SF ⁇ Kx”.
  • the D / A converter DAC1 outputs the positive phase output signal as the input digital signal D [3: 0] increases from “0000” ⁇ “0001” ⁇ “0010” ⁇ “0011” ⁇ “0100”.
  • D [3: 0] increases from “0000” ⁇ “0001” ⁇ “0010” ⁇ “0011” ⁇ “0100”.
  • D [3: 0] increases from “0000” ⁇ “0001” ⁇ “0010” ⁇ “0011” ⁇ “0100”.
  • D [3: 0] increases from “0000” ⁇ “0001” ⁇ “0010” ⁇ “0011” ⁇ “0100”.
  • the D / A converter DAC1 converts the negative phase output signal to “SF”.
  • the D / A converter DAC2 sets the positive phase output signal to “0 (0 ⁇ SF ⁇ Kx / 4) ” ⁇ “ 1 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ 2 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ 3 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ SF ⁇ Kx ”.
  • the D / A converter DAC2 ⁇ Kx ” ⁇ “ 3 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ 2 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ 1 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ 0 (0 ⁇ SF ⁇ Kx / 4) ”
  • the D / A converter DAC2 outputs “0” as the normal phase output signal and “SF ⁇ Kx” as the negative phase output signal.
  • the D / A converter DAC2 outputs “SF ⁇ Kx” as the normal phase output signal and “0” as the negative phase output signal.
  • the D / A converter DAC3 sets the positive phase output signal to “0 (0 ⁇ SF ⁇ Kx / 4) ” ⁇ “ 1 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ 2 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ 3 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ SF ⁇ Kx ”.
  • the D / A converter DAC4 increases the positive-phase output signal to “0 (0 ⁇ SF ⁇ Kx) as the input digital signal D [3: 0] increases from“ 1100 ” ⁇ “ 1101 ” ⁇ “ 1110 ” ⁇ “ 1111 ”. / 4) ” ⁇ “ 1 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ 2 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ” ⁇ “ 3 ⁇ SF ⁇ Kx / 4 ”.
  • the D / A converter DAC3 can change the phase modulation amount of the light L1 by ⁇ (SF ⁇ K3 / 4) ⁇ and the phase modulation amount of the light L2 by ⁇ (SF ⁇ K3 / 4) ⁇ .
  • the D / A converter DAC4 can change the phase modulation amount of the light L1 by ⁇ (SF ⁇ K4 / 4) ⁇ and the phase modulation amount of the light L2 by ⁇ (SF ⁇ K4 / 4) ⁇ . .
  • FIG. 10 is a block diagram schematically illustrating a configuration of the optical transmitter 200 according to the second embodiment.
  • the optical transmitter 200 has a configuration in which a storage device 15 is added to the optical transmitter 100 according to the first embodiment.
  • the storage device 15 has a full-scale amplitude setting table 16.
  • the control circuit 14 reads the full-scale amplitude setting table 16 stored in the storage device 15 and adjusts the full-scale amplitudes of the D / A converters DAC1 to DAC4 based on the full-scale amplitude setting information in the full-scale amplitude setting table 16. .
  • the full-scale amplitude setting table 16 may be a fixed value stored in advance in the storage device 15. Further, the full-scale amplitude setting table 16 may be input from the outside to the storage device 15 as initial setting information when the optical transmitter 200 is incorporated into the optical transmission / reception system. Furthermore, it is possible to update the full-scale amplitude setting table 16 of the storage device 15 from the outside while the optical transmitter 200 is transmitting an optical signal.
  • control circuit 14 can set the full scale amplitudes of the D / A converters DAC1 to DAC4 suitably with reference to the full scale amplitude setting table 16.
  • the optical monitor circuit 17 monitors the output light OUT of the optical modulator 11 and detects the light intensity of the output light OUT. Then, the light monitor circuit 17 outputs a detection signal S d corresponding to the detected light intensity to the arithmetic device 18.
  • the computing device 18 calculates the difference between the light intensity of the output light OUT obtained from the detection signal Sd and the expected value of the light intensity corresponding to the value of the input digital signal D [3: 0]. Then, an adjustment instruction signal So corresponding to the calculated difference is output to the control circuit 14.
  • the adjustment instruction signal So includes the designation information of the D / A converter to be adjusted and the set value of the full scale amplitude of the designated D / A converter.
  • the control circuit 14 sets the full scale amplitudes of the D / A converters DAC1 to DAC4 under the conditions specified by the adjustment instruction signal So.
  • the optical transmission / reception system 400 includes an optical transmitter 100, an optical receiver 401, a transmission path 402, and an optical amplifier 403.
  • the optical transmitter 100 outputs, as an optical signal, a QPSK optical signal that has been subjected to, for example, quadrature phase shift keying (hereinafter, referred to as QPSK).
  • QPSK quadrature phase shift keying
  • the optical transmission / reception system 400 can transmit an optical signal using the optical transmitter 100 with the above configuration.
  • the optical transmitter 100 can be appropriately replaced with the optical transmitter 100 or 200.
  • pre-equalization processing may be performed on an optical signal transmitted from an optical transmitter when performing long-distance transmission.
  • the optical signal subjected to the pre-equalization process has a high probability that a component having a medium amplitude appears.
  • signal processing with a small number of bits by processing a component with a high appearance probability with high accuracy and a component with a low appearance probability with low accuracy.
  • FIG. 14A is a graph showing a gradation change of 4-bit output light having general linear characteristics.
  • FIG. 14B is a graph showing a gradation change of 4-bit output light having nonlinear characteristics in which the gradation width near “1000” becomes narrow.
  • the gradation change of the output light is not quantized with the linear state characteristic shown in FIG. 14A, but nonlinear characteristics such that the gradation width near “1000” shown in FIG.
  • the processing near “1000” can be performed with high accuracy.
  • the linearity with respect to the signal intensity of the output light can be adjusted by using the adjustment method of the present invention even for the purpose of giving the signal nonlinearity. Therefore, the optical transmitters 100, 200, and 300 according to the first to third embodiments give the output light OUT non-linearity as shown in FIG. 13 to reduce processing bits depending on the communication method. And high-precision processing can be realized.
  • the optical transmitters 100, 200, and 300 have been described as 4-bit optical transmitters, but this is merely an example. That is, it goes without saying that an optical transmitter capable of higher-order multilevel modulation can be configured by increasing the number of phase modulation regions (divided electrodes), the number of D / A converters, and the number of gradations.

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Description

光送信器、光送受信システム及び駆動回路
　本発明は光送信器、光送受信システム及び駆動回路に関し、特に多値変調を行う光送信器、光送受信システム及び駆動回路に関する。
　インターネットや映像配信等の広帯域マルチメディア通信サービスの爆発的な需要増加に伴い、幹線系やメトロ系ではより長距離大容量かつ高信頼な高密度波長多重光ファイバ通信システムの導入が進んでいる。また、加入者系においても、光ファイバアクセスサービスの普及が急速に進んでいる。こうした光ファイバを使用した通信システムでは、光伝送路である光ファイバの敷設コスト低減や、光ファイバ１本当たりの伝送帯域利用効率を高めることが重要である。このため、複数の異なる波長の光信号を多重化して伝送する、波長多重技術が広く用いられている。
　波長多重光ファイバ通信システム向け光送信機には、高速光変調が可能で、その光信号波長依存性が小さく、さらに長距離信号伝送時の受信光波形劣化を招く不要な光位相変調成分（変調方式が光強度変調方式の場合）または光強度変調成分（変調方式が光位相変調方式の場合）が極力抑えられた光変調器が要求される。こうした用途には、光導波路型マッハツェンダ（以下ＭＺ：Ｍａｃｈ－Ｚｅｈｎｄｅｒ）干渉計と同様の光導波路型の光位相変調器を組み込んだ、ＭＺ光強度変調器が実用的である。
　また、１波長チャンネル当りの伝送容量拡大にあたっては、課題となるスペクトル利用効率および光ファイバの波長分散や偏波モード分散に対する耐性の観点から、通常の２値光強度変調方式に比べて光変調スペクトル帯域幅がより狭い、多値光変調信号方式が有利である。この多値光変調信号方式は、特に今後の需要増加が見込まれる４０Ｇｂ／ｓを越える幹線系光ファイバ通信システムでは主流になると考えられる。現在、こうした用途向けに、上述のＭＺ光強度変調器２個と光合分波器を組み合わせたモノリシック集積多値光変調器が開発されている。
　こうした光変調器を用いて、特に変調電気信号の周波数が１ＧＨｚを超えるような高周波領域で高速光変調を行う場合には、光変調器の光位相変調器領域に設けられた電極の長さに対して、変調電気信号の伝搬波長は無視できない程度にまで短くなる。このため、光位相変調器に電場を印加する手段である電極構造の電位分布は、光信号伝搬軸方向で均一と見なすことはできない。よって、光変調特性を正しく見積もるためには、この電極自体を分布定数線路として、かつ、光位相変調器領域を伝搬する変調電気信号を進行波として取り扱う必要がある。この場合、被変調光信号と変調電気信号との実効的な相互作用長をできるだけ稼ぐために、被変調光信号の位相速度ｖｏと変調電気信号の位相速度ｖｍとを可能な限り近づける（位相速度整合させる）工夫を施した、いわゆる進行波型電極構造が必要となる。
　このような進行波型電極構造と多値光変調信号方式とを実現するための分割電極構造を有する光変調器モジュールがすでに提案されている（特許文献１～４）。また、分割電極のそれぞれにおける被変調光信号の位相変化を多値制御することができる光変調器モジュールが提案されている。この光変調器モジュールは、デジタル信号を入力することにより、進行波構造動作に要する位相速度整合及びインピーダンス整合を維持しつつ任意の多値光変調信号を発生させることが可能な、小型、広帯域及び低駆動電圧の光変調器モジュールである。
特開平７－１３１１２号公報 特開平５－２８９０３３号公報 特開平５－２５７１０２号公報 国際公開第２０１１／０４３０７９号公報
　ところが発明者は、上述の光変調器モジュールでは、以下に示す問題点があることを見出した。分割電極構造では、分割電極の設置数が制限されるため、大規模な多値変調が困難であるという問題を有する。
　分割電極構造においては、理論上は分割電極の個数を増やすことにより、分割電極の個数分だけの多値化が可能である。さらに、分割電極のそれぞれにおける被変調光信号の位相変化を多値制御すれば、さらなる多値化も可能である。しかし、実際に作製される光変調器モジュールに搭載できる分割電極数は、光変調器のサイズにより制限される。そのため、多値変調の階調数には実際には制約されてしまい、大規模な多値変調が可能な光変調器モジュールを実現することは困難である。
　そこで、それぞれの分割電極に与える信号を多値化することが考えられる。ところが、等間隔に位相を変化させると、変調された出力光の信号強度の階調間隔が不均一になってしまう。つまり、入力デジタル信号に対する出力光の信号強度に対する線形性が確保できなくなる。つまり、上述のような分割電極構造を有する多値変調光送信器を運用するには、出力光の信号強度に対する線形性を調整できる機能を付与する必要がある。
　本発明は上記の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、出力光の信号強度に対する線形性を調整することができる光送信器、光送受信システム及び駆動回路を提供することを目的とする。
　本発明の一態様である光送信器は、複数の位相変調領域が形成された、光信号が伝搬する光伝送路を有する光変調器と、入力デジタル信号をデコードし、デコード値に応じた信号を出力するデコーダと、前記デコード値に応じた信号に基づき、前記複数の位相変調領域のそれぞれに３階調以上の駆動信号を出力する駆動回路と、前記駆動回路を制御することにより、前記複数の駆動信号のフルスケール振幅を調整する制御回路と、を備えるものである。
　本発明の一態様である光送受信システムは、光信号を送出する光送信器と、前記光信号が伝搬する伝送路と、前記伝送路を介して前記光信号を受信する光受信器と、を備え、前記光送信器は、複数の位相変調領域が形成された、光信号が伝搬する光伝送路を有する光変調器と、入力デジタル信号をデコードし、デコード値に応じた信号を出力するデコーダと、前記デコード値に応じた信号に基づき、前記複数の位相変調領域のそれぞれに３階調以上の駆動信号を出力する駆動回路と、前記駆動回路を制御することにより、前記複数の駆動信号のフルスケール振幅を調整する制御回路と、を備えるものである。
　本発明の一態様である駆動回路は、入力デジタル信号のデコード値に応じた信号に基づき、光変調器に設けられた光導波路に形成された複数の位相変調領域のそれぞれに３階調以上の駆動信号を出力する、外部からの制御信号によりフルスケール振幅が調整可能な複数のＤＡＣを備えるものである。
　本発明によれば、出力光の信号強度に対する線形性を調整することができる光送信器、光送受信システム及び駆動回路を提供することができる。
一般的な分割電極構造の多値の光送信器５００の構成を模式的に示すブロック図である。 光合分波器５１３の構成を模式的に示す図である。 光合分波器５１４の構成を模式的に示す図である。 光送信器５００の動作を示す動作表である。 光送信器５００での光の伝搬態様を模式的に示す図である。 位相変調領域ＰＭ５１＿１～５１＿４及び位相変調領域ＰＭ５２＿１～５２＿４により位相変調を受けなかった場合の光Ｌ１及びＬ２を示すコンスタレーション図である。 光送信器５００において入力デジタル信号の２進コードが「００００」である場合の光Ｌ１及びＬ２を示すコンスタレーション図である。 光送信器５００における光Ｌ１及びＬ２を示すコンスタレーション図である。 光送信器５００において光Ｌ１及びＬ２が合波されることによる出力光ＯＵＴの光強度を示すコンスタレーション図である。 実施の形態１にかかる光送信器１００の構成を模式的に示すブロック図である。 Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４のフルスケール振幅を模式的に示す図である。 実施の形態１にかかる光送信器１００の動作を示す動作表である。 実施の形態１にかかる光送信器１００の変調動作を示すコンスタレーション図である。 実施の形態１にかかる光送信器１００の変調動作を示すコンスタレーション図である。 実施の形態２にかかる光送信器２００の構成を模式的に示すブロック図である。 実施の形態３にかかる光送信器３００の構成を模式的に示すブロック図である。 実施の形態４にかかる光送受信システム４００の構成を模式的に示すブロック図である。 予等化された光信号の波形と出現確率を示す図である。 一般的な線形特性を有する４ビットの出力光の階調変化を示すグラフである。 「１０００」付近の階調幅が狭くなる非線形特性を有する４ビットの出力光の階調変化を示すグラフである。
　以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。各図面においては、同一要素には同一の符号が付されており、必要に応じて重複説明は省略される。
　以下の実施の形態にかかる光送信器の構成及び動作を理解するための前提として、一般的な分割電極構造の多値の光送信器５００について説明する。光送信器５００は、多値変調光送信器であるが、ここでは説明の簡略化のため、光送信器５００を４ビットの光送信器として説明する。図１は、一般的な分割電極構造の多値の光送信器５００の構成を模式的に示すブロック図である。光送信器５００は、光変調器５１、デコーダ５２及び駆動回路５３を有する。
　光変調器５１は、入力光ＩＮを変調した出力光ＯＵＴを出力する。光変調器５１は、光導波路５１１及び５１２、光合分波器５１３及び５１４、位相変調領域ＰＭ５１＿１～ＰＭ５１＿４、ＰＭ５２＿１～ＰＭ５２＿４を有する。光導波路５１１及び５１２は並列に配置される。
　光導波路５１１及び５１２の光信号入力（入力光ＩＮ）側には、光合分波器５１３が挿入される。光合分波器５１３の入力側では、入力ポートＰ１に入力光ＩＮが入力され、入力ポートＰ２は無入力とする。光合分波器５１３の出力側では、光導波路５１１は出力ポートＰ３と接続され、光導波路５１２は出力ポートＰ４と接続される。
　図２Ａは、光合分波器５１３の構成を模式的に示す図である。光合分波器５１３では、入力ポートＰ１に入射した光は、出力ポートＰ３及びＰ４に伝搬する。ただし、入力ポートＰ１から出力ポートＰ４に伝搬する光は、入力ポートＰ１から出力ポートＰ３に伝搬する光に比べて、位相が９０°遅延する。また、入力ポートＰ２に入射した光は、出力ポートＰ３及びＰ４に伝搬する。ただし、入力ポートＰ２から出力ポートＰ３に伝搬する光は、入力ポートＰ２から出力ポートＰ４に伝搬する光に比べて、位相が９０°遅延する。
　光導波路５１１及び５１２の光信号出力（出力光ＯＵＴ）側には、光合分波器５１４が挿入される。光合分波器５１４の入力側では、光導波路５１１は入力ポートＰ５と接続され、光導波路５１２は入力ポートＰ６と接続される。光合分波器５１４の出力側では、出力ポートＰ７から出力光ＯＵＴが出力される。
　図２Ｂは、光合分波器５１４の構成を模式的に示す図である。光合分波器５１４は、光合分波器５１３と同様の構成を有する。入力ポートＰ５及びＰ６は、それぞれ光合分波器５１３の入力ポートＰ１及びＰ２に対応する。出力ポートＰ７及びＰ８は、それぞれ光合分波器５１３の出力ポートＰ３及びＰ４に対応する。入力ポートＰ５に入射した光は、出力ポートＰ７及びＰ８に伝搬する。ただし、入力ポートＰ５から出力ポートＰ８に伝搬する光は、入力ポートＰ５から出力ポートＰ７に伝搬する光に比べて、位相が９０°遅延する。また、入力ポートＰ６に入射した光は、出力ポートＰ７及びＰ８に伝搬する。ただし、入力ポートＰ６から出力ポートＰ７に伝搬する光は、入力ポートＰ６から出力ポートＰ８に伝搬する光に比べて、位相が９０°遅延する。
　光合分波器５１３と光合分波器５１４との間の光導波路５１１には、位相変調領域ＰＭ５１＿１～ＰＭ５１＿４が配置される。光合分波器５１３と光合分波器５１４との間の光導波路５１２には、位相変調領域ＰＭ５２＿１～ＰＭ５２＿４が配置される。
　ここで、位相変調領域とは、光導波路上に形成された電極を有する領域である。そして、電極に電気信号、例えば電圧信号が印加されることにより、電極の下の光導波路の実効屈折率が変化する。その結果、位相変調領域の光導波路の実質的な光路長を変化させることができる。これにより、位相変調領域は、光導波路を伝搬する光信号の位相を変化させることができる。そして、２本の光導波路５１１及び５１２の間を伝搬する光信号間に位相差を与えることで、光信号を変調することができる。すなわち、光変調器５１は、２本のアームと電極分割構造を有する、多値のマッハツェンダ光変調器を構成する。
　デコーダ５２は、４ビットの入力デジタル信号Ｄ[３：０]をデコードし、例えば多ビットの信号Ｄ１～Ｄ４を駆動回路５３に出力する。
　駆動回路５３は、５値のＤ／ＡコンバータＤＡＣ５１～ＤＡＣ５４を有する。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５１～ＤＡＣ５４のそれぞれには、信号Ｄ１～Ｄ４が供給される。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５１～ＤＡＣ５４は、信号Ｄ１～Ｄ４に応じて一対の差動出力信号を出力する。このとき、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５１～ＤＡＣ５４から出力される差動出力信号の正相出力信号のそれぞれは、位相変調領域ＰＭ５１＿１～５１＿４に出力される。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５１～ＤＡＣ５４から出力される差動出力信号の逆相出力信号のそれぞれは、位相変調領域ＰＭ５２＿１～５２＿４に出力される。
　ここで、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５１～ＤＡＣ５４が出力する差動出力信号について説明する。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５１は、上述のように、５値出力（０、１、２、３、４）のＤ／Ａコンバータである。つまり、ＤＡＣ５１は、信号Ｄ１の値の増大に応じて、正相出力信号の値を「０」→「１」→「２」→「３」→「４」の順に増加させる。
　一方、ＤＡＣ５１は、正相出力信号を反転させた信号を、逆相出力信号として出力する。つまり、ＤＡＣ５１は、信号Ｄ１の値の増大に応じて、逆相出力信号の値を「４」→「３」→「２」→「１」→「０」の順に増加させる。なお、正相出力信号及び逆相出力信号の値の和が、５値出力の最大値「４」と等しくなるように、逆相出力信号の値が決定されると理解することも可能である。
　図３は、光送信器５００の動作を示す動作表である。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５１は、入力デジタル信号Ｄ[３：０]が「００００」→「０００１」→「００１０」→「００１１」→「０１００」と増加するに従って、正相出力信号の値を「０」→「１」→「２」→「３」→「４」の順で増加させ、逆相出力信号の値を「４」→「３」→「２」→「１」→「０」の順で減少させる。ただし、入力デジタル信号Ｄ[３：０]が「０１０１」以上の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５１の正相出力信号の値は「４」、逆相出力信号の値は「０」となる。
　Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５２は、入力デジタル信号Ｄ[３：０]が「０１００」→「０１０１」→「０１１０」→「０１１１」→「１０００」と増加するに従って、正相出力信号の値を「０」→「１」→「２」→「３」→「４」の順で増加させ、逆相出力信号の値を「４」→「３」→「２」→「１」→「０」の順で減少させる。ただし、入力デジタル信号Ｄ[３：０]が「００１１」以下の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５２の正相出力信号の値は「０」、逆相出力信号の値は「４」となる。また、入力デジタル信号Ｄ[３：０]が「１００１」以上の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５２の正相出力信号の値は「４」、逆相出力信号の値は「０」となる。
　Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５３は、入力デジタル信号Ｄ[３：０]が「１０００」→「１００１」→「１０１０」→「１０１１」→「１１００」と増加するに従って、正相出力信号の値を「０」→「１」→「２」→「３」→「４」の順で増加させ、逆相出力信号の値を「４」→「３」→「２」→「１」→「０」の順で減少させる。ただし、入力デジタル信号Ｄ[３：０]が「０１１１」以下の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５３の正相出力信号の値は「０」、逆相出力信号の値は「４」となる。また、入力デジタル信号Ｄ[３：０]が「１１０１」以上の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５３の正相出力信号の値は「４」、逆相出力信号の値は「０」となる。
　Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５４は、入力デジタル信号Ｄ[３：０]が「１１００」→「１１０１」→「１１１０」→「１１１１」と増加するに従って、正相出力信号の値を「０」→「１」→「２」→「３」の順で増加させ、逆相出力信号の値を「４」→「３」→「２」→「１」→の順で減少させる。ただし、入力デジタル信号Ｄ[３：０]が「１０１１」以下の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ５１の正相出力信号の値は「０」、逆相出力信号の値は「４」となる。
　ここで、光送信器５００の位相変調動作について説明する。図４は、光送信器５００での光の伝搬態様を模式的に示す図である。この例では、図１に示すように、光合分波器５１３の入力ポートＰ１に入力光ＩＮが入力する。そのため、出力ポートＰ３から出力される光に比べて、出力ポートＰ４から出力される光は、位相が９０°遅れる。その後、出力ポートＰ３から出力された光は、位相変調領域ＰＭ５１＿１～５１＿４を通過し、光合分波器５１４の入力ポートＰ５に到達する。入力ポートＰ５に到達した光は、そのまま出力ポートＰ７に到達する。一方、出力ポートＰ４から出力された光は、位相変調領域ＰＭ５２＿１～５２＿４を通過し、光合分波器５１４の入力ポートＰ６に到達する。入力ポートＰ６に到達した光は、さらに位相が９０°遅延して、出力ポートＰ７に到達する。
　つまり、位相変調領域ＰＭ５１＿１～５１＿４及び位相変調領域ＰＭ５２＿１～５２＿４により位相変調を受けなかった場合でも、入力ポートＰ６から出力ポートＰ７に到達する光Ｌ２は、入力ポートＰ５から出力ポートＰ７に到達する光Ｌ１に比べて、位相が１８０°遅延することとなる。
　図５Ａは、位相変調領域ＰＭ５１＿１～５１＿４及び位相変調領域ＰＭ５２＿１～５２＿４により位相変調を受けなかった場合の光Ｌ１及びＬ２を示すコンスタレーション図である。上述したように、入力ポートＰ６から出力ポートＰ７に到達する光Ｌ２は、入力ポートＰ５から出力ポートＰ７に到達する光Ｌ１に比べて、位相が１８０°遅延する。
　これに対し、光送信器５００では、位相変調領域ＰＭ５１＿１～５１＿４には正相出力信号が入力し、位相変調領域ＰＭ５２＿１～５２＿４には逆相出力信号が入力する。これにより、入力ポートＰ６から出力ポートＰ７に到達する光Ｌ２の位相遅れを補償する。図５Ｂは、光送信器５００において入力デジタル信号Ｄ[３：０]の２進コードが「００００」である場合の光Ｌ１及びＬ２を示すコンスタレーション図である。例えば、入力デジタル信号Ｄ[３：０]の２進コードが「００００」であれば、位相変調領域ＰＭ５１＿１～５１＿４には正相出力信号である「０」が入力される。一方、位相変調領域ＰＭ５２＿１～５２＿４には逆相出力信号である「４」が入力される。これにより、位相変調領域ＰＭ５２＿１～５２＿４を通過する光は、更に位相が１８０°遅れる。
　すなわち、入力ポートＰ６から出力ポートＰ７に到達する光Ｌ２には、元々の１８０°位相遅れに加えて、位相変調領域ＰＭ５２＿１～５２＿４による位相遅れである１８０°が加算される。これにより、入力ポートＰ６から出力ポートＰ７に到達する光Ｌ２には、３６０°の位相遅れが生じるため、入力ポートＰ５から出力ポートＰ７に到達する光Ｌ１に対する位相遅れが実質的に解消される。また、入力デジタル信号Ｄ[３：０]の２進コードが増加して、ＤＡＣ５１～５４から出力される正相出力信号が増加するごとに、逆相出力信号が減少する。
　図５Ｃは、光送信器５００における光Ｌ１及びＬ２を示すコンスタレーション図である。図５Ｃに示すように、差動出力信号を用いることで、入力デジタル信号Ｄ［３：０］の変化に応じて、入力ポートＰ１から出力ポートＰ４及び入力ポートＰ６から出力ポートＰ７に到達する光Ｌ２の位相遅れを補償しつつ、Ｌ１／Ｌ２の各々がＲｅ軸に対して対照的に光の位相が変化することとなり、光送信器における光Ｄ／Ａ変換が可能となる。これにより、図３の動作表に示すように、入力デジタル信号Ｄ[３：０]の値に応じて、光Ｌ１の位相変調量を０～１５Δθ、光Ｌ２の位相変調量を０～－１５Δθの１６段階に変化させることができる。
　なお、図５Ｂ及び図５Ｃでは、入力デジタル信号Ｄ[３：０]の２進コードが「００００」又は「１１１１」のときに、光Ｌ１及びＬ２の位置が一致していないが、これは、図面を見やするために過ぎない。つまり、入力デジタル信号Ｄ[３：０]の２進コードが「００００」又は「１１１１」のときに、光Ｌ１及びＬ２の位置が一致していてもよい。また、ここでは、位相変調領域で変調される位相変化量は、入力デジタル信号に応じて０～１８０度変化する場合について説明したが、これに限ったことではない。
　光送信器５００は、以上の構成により、４ビットの光送信器として機能する。ところが、駆動回路５３によって位相変調されたＬ１およびＬ２の位相の階調が等間隔である場合には、以下の問題が生じる。図５Ｄは、光送信器５００において光Ｌ１及びＬ２が合波されることによる出力光ＯＵＴの光強度を示すコンスタレーション図である。図５Ｄに示すように、光信号の位相を等間隔にずらしてゆくと、出力光の光強度の階調間隔は不均一になってしまい、入力デジタル信号に対する出力光の信号強度の線形性が確保できない。
　実施の形態１
　次に、本発明の実施の形態１にかかる光送信器１００について説明する。光送信器１００は、上記の光送信器５００におけるような問題を解決するため、出力光の信号強度に対する線形性の調整機能を有する光送信器として構成される。また、光送信器１００は多値変調光送信器であるが、ここでは説明の簡略化のため、光送信器１００を４ビットの光送信器として説明する。図６は、実施の形態１にかかる光送信器１００の構成を模式的に示すブロック図である。光送信器１００は、光変調器１１、デコーダ１２、駆動回路１３及び制御回路１４を有する。
　光変調器１１は、入力光ＩＮを変調した出力光ＯＵＴを出力する。光変調器１１は、光導波路１１１及び１１２、光合分波器１１３及び１１４、位相変調領域ＰＭ１１＿１～ＰＭ１１＿４、ＰＭ１２＿１～１２＿４を有する。光導波路１１１及び１１２は並列に配置される。
　光導波路１１１及び１１２の光信号入力（入力光ＩＮ）側には、光合分波器１１３が挿入される。光導波路１１１及び１１２の光信号出力（出力光ＯＵＴ）側には、光合分波器１１４が挿入される。光合分波器１１３は、上述の光合分波器５１３と同様の構成を有する。光合分波器１１３の入力側では、入力ポートＰ１に入力光ＩＮが入力され、入力ポートＰ２は無入力とする。光合分波器１１３の出力側では、光導波路１１１は出力ポートＰ３と接続され、光導波路１１２は出力ポートＰ４と接続される。
　光導波路１１１及び１１２の光信号出力（出力光ＯＵＴ）側には、光合分波器１１４が挿入される。光合分波器１１４は、上述の光合分波器５１４と同様の構成を有する。光合分波器１１４の入力側では、光導波路１１１は入力ポートＰ５と接続され、光導波路１１２は入力ポートＰ６と接続される。光合分波器１１４の出力側では、出力ポートＰ７から出力光ＯＵＴが出力される。
　光合分波器１１３と光合分波器１１４との間の光導波路１１１には、位相変調領域ＰＭ１１＿１～ＰＭ１１＿４が配置される。光合分波器１１３と光合分波器１１４との間の光導波路１１２には、位相変調領域ＰＭ１２＿１～ＰＭ１２＿４が配置される。
　ここで、位相変調領域は、光送信器５００と同様に、光導波路上に形成された電極を有する。そして、電極に電気信号、例えば電圧信号が印加されることにより、電極の下の光導波路の実効屈折率が変化する。その結果、位相変調領域の光導波路の実質的な光路長を変化させることができる。これにより、位相変調領域は、光導波路を伝搬する光信号の位相を変化させることができる。そして、２本の光導波路１１１及び１１２の間を伝搬する光信号間に位相差を与えることで、光信号を変調することができる。すなわち、光変調器１１は、２本のアームと電極分割構造を有する、多値のマッハツェンダ光変調器を構成する。
　駆動回路１３は、５値のＤ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４を有する。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４は、階調数はいずれも同じである。また、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４は、それぞれフルスケール振幅ＦＳＡを独立して調整可能に構成される。
　デコーダ１２は、４ビットの入力デジタル信号Ｄ[３：０]をデコードし、信号Ｄ１～Ｄ４を、それぞれ駆動回路１３のＤ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４に出力する。
　制御回路１４は、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４のフルスケール振幅を設定する。具体的には、制御回路１４は、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４が、それぞれの出力値に乗じる係数Ｋ１～Ｋ４を決定する。図７は、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４のフルスケール振幅を模式的に示す図である。この例では、制御回路１４は、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１及びＤＡＣ４のフルスケール振幅を、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ２及びＤＡＣ３のフルスケール振幅よりも大きくなるように、設定を行う。
　図８は、実施の形態１にかかる光送信器１００の動作を示す動作表である。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４は、それぞれ信号Ｄ１～Ｄ４に応じて、一対の差動出力信号を出力する。このとき、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４から出力される差動出力信号の正相出力信号は、それぞれ位相変調領域ＰＭ１１＿１～ＰＭ１１＿４に出力される。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４から出力される差動出力信号の逆相出力信号は、それぞれ位相変調領域ＰＭ１２＿１～ＰＭ１２＿４に出力される。
　Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４の出力は５値である。つまり、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４は、基準フルスケール振幅ＳＦに係数Ｋ１～Ｋ４を乗じた値をフルスケールとして、それぞれの階調幅が（ＳＦ×Ｋｘ／４）（ただし、１≦ｘ≦４）となる。なお、図８では、Ｗｘ＝ＳＦ×Ｋｘ／４として記載している。
　Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４は、それぞれ信号Ｄ１～Ｄ４に応じて、正相出力信号の値を「０（０×ＳＦ×Ｋｘ／４）」→「１×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「２×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「３×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「ＳＦ×Ｋｘ」の順に増加させる。
　一方、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４は、正相出力信号を反転させた信号を、逆相出力信号として出力する。つまり、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４は、それぞれ信号Ｄ１～Ｄ４に応じて、逆相出力信号の値を「ＳＦ×Ｋｘ」→「３×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「２×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「１×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「０（０×ＳＦ×Ｋｘ／４）」の順に増加させる。
　なお、正相出力信号及び逆相出力信号の値の和が、最大値「ＳＦ×Ｋｘ」と等しくなるように、逆相出力信号の値が決定されると理解することも可能である。
　具体的には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１は、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「００００」→「０００１」→「００１０」→「００１１」→「０１００」と増加するに従って、正相出力信号を「０（０×ＳＦ×Ｋｘ／４）」→「１×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「２×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「３×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「ＳＦ×Ｋｘ」の順で増加させる。一方、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１は、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「００００」→「０００１」→「００１０」→「００１１」→「０１００」と増加するに従って、逆相出力信号を「ＳＦ×Ｋｘ」→「３×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「２×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「１×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「０（０×ＳＦ×Ｋｘ／４）」の順で減少させる。ただし、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「０１０１」以上の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１は、正相出力信号として「ＳＦ×Ｋｘ」を、逆相出力信号として「０」を出力する。
　Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ２は、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「０１００」→「０１０１」→「０１１０」→「０１１１」→「１０００」と増加するに従って、正相出力信号を「０（０×ＳＦ×Ｋｘ／４）」→「１×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「２×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「３×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「ＳＦ×Ｋｘ」の順で増加させる。一方、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ２は、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「０１００」→「０１０１」→「０１１０」→「０１１１」→「１０００」と増加するに従って、逆相出力信号を「ＳＦ×Ｋｘ」→「３×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「２×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「１×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「０（０×ＳＦ×Ｋｘ／４）」の順で減少させる。ただし、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「００１１」以下の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ２は、正相出力信号として「０」を、逆相出力信号として「ＳＦ×Ｋｘ」を出力する。入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「１００１」以上の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ２は、正相出力信号として「ＳＦ×Ｋｘ」を、逆相出力信号として「０」を出力する。
　Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ３は、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「１０００」→「１００１」→「１０１０」→「１０１１」→「１１００」と増加するに従って、正相出力信号を「０（０×ＳＦ×Ｋｘ／４）」→「１×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「２×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「３×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「ＳＦ×Ｋｘ」の順で増加させる。一方、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ３は、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「１０００」→「１００１」→「１０１０」→「１０１１」→「１１００」と増加するに従って、逆相出力信号を「ＳＦ×Ｋｘ」→「３×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「２×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「１×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「０（０×ＳＦ×Ｋｘ／４）」の順で減少させる。ただし、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「０１１１」以下の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ３は、正相出力信号として「０」を、逆相出力信号として「ＳＦ×Ｋｘ」を出力する。入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「１１０１」以上の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ３は、正相出力信号として「ＳＦ×Ｋｘ」を、逆相出力信号として「０」を出力する。
　Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ４は、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「１１００」→「１１０１」→「１１１０」→「１１１１」と増加するに従って、正相出力信号を「０（０×ＳＦ×Ｋｘ／４）」→「１×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「２×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「３×ＳＦ×Ｋｘ／４」の順で増加させる。一方、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ４は、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「１１００」→「１１０１」→「１１１０」→「１１１１」と増加するに従って、逆相出力信号を「ＳＦ×Ｋｘ」→「３×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「２×ＳＦ×Ｋｘ／４」→「１×ＳＦ×Ｋｘ／４」の順で減少させる。ただし、入力デジタル信号Ｄ［３：０］が「１０１１」以下の場合には、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ４は、正相出力信号として「０」を、逆相出力信号として「ＳＦ×Ｋｘ」を出力する。
　図９Ａ及び９Ｂは、実施の形態１にかかる光送信器１００の変調動作を示すコンスタレーション図である。図９Ａに示すように、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１は、光Ｌ１の位相変調量を｛（ＳＦ×Ｋ１／４）Δθ｝ずつ、光Ｌ２の位相変調量を｛－（ＳＦ×Ｋ１／４）Δθ｝ずつ変化させることができる。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ２は、光Ｌ１の位相変調量を｛（ＳＦ×Ｋ２／４）Δθ｝ずつ、光Ｌ２の位相変調量を｛－（ＳＦ×Ｋ２／４）Δθ｝ずつ変化させることができる。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ３は、光Ｌ１の位相変調量を｛（ＳＦ×Ｋ３／４）Δθ｝ずつ、光Ｌ２の位相変調量を｛－（ＳＦ×Ｋ３／４）Δθ｝ずつ変化させることができる。Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ４は、光Ｌ１の位相変調量を｛（ＳＦ×Ｋ４／４）Δθ｝ずつ、光Ｌ２の位相変調量を｛－（ＳＦ×Ｋ４／４）Δθ｝ずつ変化させることができる。
　この例では、Ｋ１＝Ｋ４＞Ｋ２＝Ｋ３であるので、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ２及びＤＡＣ３よりも、フルスケール振幅が大きくなる。よって、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１及びＤＡＣ４による光信号の位相変化は、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ２及びＤＡＣ３による光信号の位相変化よりも、大きくなる。
　つまり、出力光の中心階調に近い階調を受け持つＤ／Ａコンバータのフルスケール振幅を小さくし、出力光の中心階調から離れた階調を受け持つＤ／Ａコンバータのフルスケール振幅を大きくすることにより、各アームの位相変調量を不均一にすることができる。その結果、図９Ｂに示すように、出力光の信号強度の階調を、より均一化することができる。
　すなわち、光送信器５００のように等間隔で位相を変化させる場合と比べて、光送信器１００は、出力光の信号強度に対する階調間隔をより均一化することが可能となる。以上より、本構成によれば、出力光の信号強度に対する線形性を調整することができる光送信器を提供することができる。図９Ａ及びＢでは説明簡易化のために駆動回路であるＤＡＣを４つに限定しているため、信号強度の階調が完全に均一化されていないが、駆動ＤＡＣ数やＤＡＣの階調を拡張していけば、より理想に近い均一の信号強度階調の変調を行うことが可能となる。
　実施の形態２
　次に、本発明の実施の形態２にかかる光送信器２００について説明する。光送信器２００は、実施の形態１にかかる光送信器１００の変形例である。図１０は、実施の形態２にかかる光送信器２００の構成を模式的に示すブロック図である。光送信器２００は、実施の形態１にかかる光送信器１００に記憶装置１５を追加した構成を有する。
　記憶装置１５は、フルスケール振幅設定テーブル１６を有する。制御回路１４は、記憶装置１５に格納されたフルスケール振幅設定テーブル１６を読み込み、フルスケール振幅設定テーブル１６のフルスケール振幅設定情報に基づき、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４のフルスケール振幅を調整する。
　なお、フルスケール振幅設定テーブル１６は、記憶装置１５に予め格納された固定値としてもよい。また、フルスケール振幅設定テーブル１６は、光送信器２００を光送受信システムに組み込む際の初期設定情報として、外部から記憶装置１５に入力されてもよい。さらに、光送信器２００が光信号を送出している間に、外部から記憶装置１５のフルスケール振幅設定テーブル１６を更新することも可能である。
　本構成によれば、制御回路１４がフルスケール振幅設定テーブル１６を参照して、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４のフルスケール振幅をそれぞれ好適に設定することが可能となる。
　実施の形態３
　次に、本発明の実施の形態３にかかる光送信器３００について説明する。光送信器３００は、実施の形態１にかかる光送信器１００の変形例である。図１１は、実施の形態３にかかる光送信器３００の構成を模式的に示すブロック図である。光送信器３００は、実施の形態１にかかる光送信器１００に、光モニタ回路１７及び演算装置１８を追加した構成を有する。
　光モニタ回路１７は、光変調器１１の出力光ＯＵＴをモニタし、出力光ＯＵＴの光強度を検出する。そして、光モニタ回路１７は、検出した光強度に対応する検出信号Ｓｄを、演算装置１８に出力する。
　演算装置１８は、検出信号Ｓｄから得られる出力光ＯＵＴの光強度と、入力デジタル信号Ｄ[３：０]の値に対応する光強度の期待値との差分を算出する。そして、算出した差分に応じた調整指示信号Ｓｏを、制御回路１４に出力する。調整指示信号Ｓｏは、調整すべきＤ／Ａコンバータの指定情報と、指定されたＤ／Ａコンバータのフルスケール振幅の設定値と、が含まれる。
　制御回路１４は、調整指示信号Ｓｏで指定された条件で、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４のフルスケール振幅を設定する。
　本構成によれば、実際の出力光ＯＵＴの光強度をモニタしながら、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４のフルスケール振幅を最適値に調整することが可能である。したがって、より出力光ＯＵＴの信号強度に対する線形性を精密に調整することができる光送信器を提供することができる。
　実施の形態４
　次に、本発明の実施の形態４にかかる光送受信システム４００について説明する。光送受信システム４００は、上述の光送信器１００、２００及び３００のいずれかを用いた光送受信システムである。ここでは、光送受信システム４００が光送信器１００を有する例について説明する。図１２は、実施の形態４にかかる光送受信システム４００の構成を模式的に示すブロック図である。
　光送受信システム４００は、光送信器１００、光受信器４０１、伝送路４０２、光増幅器４０３を有する。
　光送信器１００は、光信号として、例えば四位相偏移変調（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　Ｐｈａｓｅ　Ｓｈｉｆｔ　Ｋｅｙｉｎｇ：以下、ＱＰＳＫと表記する）された、ＱＰＳＫ光信号を出力する。
　光送信器１００と光受信器４０１との間は、光伝送路４０２により光学的に接続され、ＱＰＳＫ光信号が伝搬する。伝送路４０２には、光増幅器４０３が挿入され、伝送路４０３を伝搬するＱＰＳＫ光信号を増幅する。光受信器４０１は、ＱＰＳＫ光信号を電気信号に復調する。
　光送受信システム４００は、以上の構成により、光送信器１００を用いた光信号の伝送が可能である。なお、光送信器１００を、適宜、光送信器１００又は２００に置換できることは勿論である。
　実施の形態５
　次に、本発明の実施の形態５について説明する。上述の実施の形態１～３では、出力光の信号強度に対する線形性を向上させる例について説明したが、出力光の信号強度に対する線形性の調整方法はこれに限られるものではない。本実施の形態では、実施の形態１～３にかかる光送信器１００、２００及び３００を用いた、他の出力光の信号強度に対する線形性の調整方法について説明する。
　例えば、光送受信システムなどでは、長距離伝送を行うに際し、光送信器から送出される光信号に対して予等化処理を行う場合がある。この場合、予等化処理をされた光信号は、中程度の振幅を有する成分が出現する確率が大きい。このような場合、出現確率が大きい成分については高精度に、出現確率が小さい成分については低精度に処理することで、少ないビット数で信号処理が可能となる。
　図１３は、予等化された光信号の波形と出現確率を示す図である。図１３に示すような予等化信号を、例えば４ビットの階調で光信号処理した場合には、信号の中心付近、すなわち「１０００」付近の出現確率が大きくなる。一方、信号の両端、すなわち「００００」及び「１１１１」付近の出現確率が小さくなる。
　図１４Ａは、一般的な線形特性を有する４ビットの出力光の階調変化を示すグラフである。図１４Ｂは、「１０００」付近の階調幅が狭くなる非線形特性を有する４ビットの出力光の階調変化を示すグラフである。図１４Ｂに示すように、出力光の階調変化を、図１４Ａで示した線形状態特性を有する量子化ではなく、図１２Ｂで示した「１０００」付近の階調幅が狭くなるような非線形特性を有する量子化を行うことで、「１０００」付近の処理を高精度に行うことが可能となる。その結果、図１３に示すような信号を扱う場合、同じ４ビット階調でも、図１４Ｂに示すような非線形特性を持たせることで、高精度な信号処理を行うことが可能となる。
　このように、敢えて信号に非線形性を持たせる用途に対しても、本発明の調整手法を用いることで、出力光の信号強度に対する線形性を調整することが可能となる。よって、実施の形態１～３にかかる光送信器１００、２００及び３００により、出力光ＯＵＴに対して、図１３に示すような非線形性を持たせることにより、通信方式によっては、処理ビットの削減や高精度処理を実現することができる。
　その他の実施の形態
　なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。例えば、光の位相変化は、変化の順序に関係なく加算することができるので、Ｄ／Ａコンバータのフルスケール振幅の設定は、上述の例には限られない。換言すれば、Ｄ／ＡコンバータＤＡＣ１～ＤＡＣ４の順序を任意に入れ換えることが可能である。
　上述の実施の形態では、光送信器１００、２００及び３００を４ビットの光送信器として説明したが、これは例示に過ぎない。すなわち、位相変調領域（分割電極）、Ｄ／Ａコンバータの個数及び階調数を増加させることにより、さらに高次の多値変調が可能な光送信器を構成できることは、言うまでもない。
　実施の形態３では、出力光の光強度をモニタしてＤ／Ａコンバータのフルスケール振幅を制御する例について説明したが、これは例示に過ぎない。すなわち、出力光の光強度のモニタを光受信器にて行い、光受信器から光送信器へ光強度情報をフィードバックする構成としてもよい。また、演算装置１８を、光送信器に組み込んでもよい。
　以上、実施の形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記によって限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。
　この出願は、２０１２年３月２２日に出願された日本出願特願２０１２－０６４７６８を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。
１１、５１　光変調器
１２、５２　デコーダ
１３、５３　駆動回路
１４　制御回路
１５　記憶装置
１６　フルスケール振幅設定テーブル
１７　光モニタ回路
１８　演算装置
１００、２００、３００、５００　光送信器
４００　光送受信システム
４０１　光受信器
４０２　伝送路
４０３　光増幅器
１１１、１１２、５１１、５１２　光導波路
１１３、１１４、５１３、５１４　光合分波器
ＤＡＣ１～ＤＡＣ４、ＤＡＣ５１～ＤＡＣ５４　Ｄ／Ａコンバータ
ＯＵＴ　　出力光
ＰＭ１１＿１～ＰＭ１１＿４、ＰＭ１２＿１～ＰＭ１２＿４、ＰＭ５１＿１～ＰＭ５１＿４、ＰＭ５２＿１～ＰＭ５２＿４　位相変調領域
Ｓｄ　検出信号
Ｓｏ　調整指示信号

Claims (17)

  1. 　複数の位相変調領域が形成された、光信号が伝搬する光伝送路を有する光変調器と、
    　入力デジタル信号をデコードし、デコード値に応じた信号を出力するデコーダと、
    　前記デコード値に応じた信号に基づき、前記複数の位相変調領域のそれぞれに３階調以上の駆動信号を出力する駆動回路と、
    　前記駆動回路を制御することにより、前記複数の駆動信号のフルスケール振幅を調整する制御回路と、を備える、
    　光送信器。
  2. 　前記制御回路は、前記駆動回路から出力される複数の前記駆動信号のうち、前記入力デジタル信号が表す変調階調数の中央に近い階調での変調を行う位相変調領域に出力されるものほど、フルスケール振幅が小さくなるように前記駆動回路を制御することを特徴とする、
    　請求項１に記載の光送信器。
  3. 　前記制御回路は、前記駆動回路から出力される複数の前記駆動信号のうち、前記入力デジタル信号が表す変調階調数の中で出現確率が大きい階調での変調を行う位相変調領域に出力されるものほど、フルスケール振幅が小さくなるように前記駆動回路を制御することを特徴とする、
    　請求項１に記載の光送信器。
  4. 　前記駆動回路は、
    　前記複数の位相変調領域のそれぞれに前記駆動信号を出力する複数の多値ＤＡＣを備え、
    　前記制御回路は、前記複数の多値ＤＡＣのフルスケール振幅を調整することを特徴とする、
    　請求項１乃至３のいずれか一項に記載の光送信器。
  5. 　前記複数のＤＡＣのそれぞれのフルスケール振幅の設定情報が記憶された記憶装置を更に備え、
    　前記制御回路は、前記フルスケール振幅の設定情報に基づいて、前記複数のＤＡＣのそれぞれのフルスケール振幅を調整することを特徴とする、
    　請求項４に記載の光送信器。
  6. 　前記光変調器からの出力光の光強度を検出する光モニタ回路と、
    　前記光モニタ回路で検出した光強度と、前記入力デジタル信号から得られる光強度の期待値との差分に基づいて、調整指示信号を出力する演算装置と、を更に備え、
    　前記制御回路は、前記調整指示信号に基づいて、前記複数のＤＡＣのそれぞれのフルスケール振幅を調整することを特徴とする、
    　請求項４に記載の光送信器。
  7. 　光信号を送出する光送信器と、
    　前記光信号が伝搬する伝送路と、
    　前記伝送路を介して前記光信号を受信する光受信器と、を備え、
    　前記光送信器は、
    　複数の位相変調領域が形成された、光信号が伝搬する光伝送路を有する光変調器と、
    　入力デジタル信号をデコードし、デコード値に応じた信号を出力するデコーダと、
    　前記デコード値に応じた信号に基づき、前記複数の位相変調領域のそれぞれに３階調以上の駆動信号を出力する駆動回路と、
    　前記駆動回路を制御することにより、前記複数の駆動信号のフルスケール振幅を調整する制御回路と、を備える、
    　光送受信システム。
  8. 　前記制御回路は、前記駆動回路から出力される複数の前記駆動信号のうち、前記入力デジタル信号が表す変調階調数の中央に近い階調での変調を行う位相変調領域に出力されるものほど、フルスケール振幅が小さくなるように前記駆動回路を制御することを特徴とする、
    　請求項７に記載の光送受信システム。
  9. 　前記制御回路は、前記駆動回路から出力される複数の前記駆動信号のうち、前記入力デジタル信号が表す変調階調数の中で出現確率が大きい階調での変調を行う位相変調領域に出力されるものほど、フルスケール振幅が小さくなるように前記駆動回路を制御することを特徴とする、
    　請求項７に記載の光送受信システム。
  10. 　前記駆動回路は、
    　前記複数の位相変調領域のそれぞれに前記駆動信号を出力する複数の多値ＤＡＣを備え、
    　前記制御回路は、前記複数の多値ＤＡＣのフルスケール振幅を調整することを特徴とする、
    　請求項７乃至９のいずれか一項に記載の光送受信システム。
  11. 　前記複数のＤＡＣのそれぞれのフルスケール振幅の設定情報が記憶された記憶装置を更に備え、
    　前記制御回路は、前記フルスケール振幅の設定情報に基づいて、前記複数のＤＡＣのそれぞれのフルスケール振幅を調整することを特徴とする、
    　請求項１０に記載の光送受信システム。
  12. 　前記光変調器からの出力光の光強度を検出する光モニタ回路と、
    　前記光モニタ回路で検出した光強度と、前記入力デジタルから得られる光強度の期待値との差分に基づいて、調整指示信号を出力する演算装置と、を更に備え、
    　前記制御回路は、前記調整指示信号に基づいて、前記複数のＤＡＣのそれぞれのフルスケール振幅を調整することを特徴とする、
    　請求項１０に記載の光送受信システム。
  13. 　入力デジタル信号のデコード値に応じた信号に基づき、光変調器に設けられた光導波路に形成された複数の位相変調領域のそれぞれに３階調以上の駆動信号を出力する、外部からの制御信号によりフルスケール振幅が調整可能な複数のＤＡＣを備える、
    　駆動回路。
  14. 　前記複数のＤＡＣのうち、前記入力デジタル信号が表す変調階調数の中央に近い階調での変調を行う位相変調領域に駆動信号を出力するものほど、フルスケール振幅が小さくなることを特徴とする、
    　請求項１３に記載の駆動回路。
  15. 　前記複数のＤＡＣのうち、前記入力デジタル信号が表す変調階調数の中で出現確率が大きい階調での変調を行う位相変調領域に駆動信号を出力するものほど、フルスケール振幅が小さくなることを特徴とする、
    　請求項１３に記載の駆動回路。
  16. 　外部の記憶装置に記憶された前記複数のＤＡＣのそれぞれのフルスケール振幅の設定情報に基づいて、前記複数のＤＡＣのそれぞれのフルスケール振幅が調整されることを特徴とする、
    　請求項１３乃至１５のいずれか一項に記載の駆動回路。
  17. 　光モニタ回路が検出した前記光変調器からの出力光の光強度と前記入力デジタルから得られる光強度の期待値との差分に基づいて演算装置から出力された調整指示信号に基づいて、前記複数のＤＡＣのそれぞれのフルスケール振幅が調整されることを特徴とする、
    　請求項１３乃至１５のいずれか一項に記載の駆動回路。
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