WO2016189694A1 - 交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置 - Google Patents

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俊介 中嶋
勲 家造坊
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    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using DC to AC converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a control device for an AC rotating machine and an electric power steering device provided with the control device.
  • the rotational position information of the AC rotating machine and the current information flowing through the AC rotating machine are required.
  • the rotational position information is obtained by separately attaching a rotational position sensor to the AC rotating machine.
  • separately providing the rotational position sensor has a great disadvantage from the viewpoint of cost, space, and reliability. For this reason, a sensorless configuration using a rotational position estimated value is required instead of the rotational position sensor.
  • Patent Document 1 relates to a rotating machine provided with a plurality of sets of a plurality of stators connected to each other at neutral points. Specifically, this Patent Document 1 includes an estimation unit and a stator phase separation unit.
  • the estimation means superimposes a high-frequency voltage signal having a frequency higher than the electrical angular frequency, and estimates the rotation angle of the rotating machine based on the detected value of the high-frequency current flowing through the rotating machine according to the superimposed high-frequency voltage signal.
  • the stator phase separation means makes the phase of the current flowing through the stator differ for at least a pair of the plurality of sets. Then, the estimating means increases the degree of utilization of the detected value of the high-frequency current related to the absolute value of the current flowing through the stator being a predetermined value or more.
  • Patent Document 1 the phase of the current flowing through the stator is made different between a group composed of U, V, and W phases and a group composed of X, Y, and Z phases.
  • the rotation angle is estimated on the basis of the current flowing in the pair that does not become the zero cross period, avoiding that the currents flowing through both sets simultaneously become the zero cross period.
  • the same value is superimposed on the UVW winding side and the XYZ winding side as high-frequency voltage signals (vdhr, vqhr). For this reason, the high-frequency current signal flowing through the rotating machine according to the high-frequency voltage signal is in phase when viewed on the two rotation axes (dq axes) on the UVW winding side and the XYZ winding side.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and controls an AC rotating machine capable of suppressing torque ripple, vibration, and noise of a high-frequency voltage signal component and improving rotational position estimation accuracy. It is an object to obtain an apparatus and a control device for an electric power steering.
  • the control apparatus for an AC rotating machine has a rotor structure that generates saliency, an AC rotating machine having a first three-phase winding and a second three-phase winding, and a first 3
  • a first current detector that detects a current flowing through a phase winding as a first winding current
  • a second current detector that detects a current flowing through a second three-phase winding as a second winding current
  • the first voltage command is calculated so that the first winding current detected by the first current detector matches the first current command which is a command value for the first winding current, and the second voltage command is calculated.
  • a controller that calculates a second voltage command so that the second winding current detected by the current detector matches a second current command that is a command value for the second winding current; and a first voltage A first power converter for applying a voltage to each phase of the first three-phase winding based on the command, and a second voltage command A second power converter for applying a voltage to each phase of the second three-phase winding; and a first position estimation command having a first frequency and a second position estimation having a first frequency. Based on at least one of the first winding current and the second winding current, and the position estimation command generator for generating the command for use, the amplitude value of the first frequency component is extracted, and the alternating current is calculated from the magnitude of the amplitude value.
  • a rotational position estimator that estimates the rotational position of the rotating machine, and the position estimation command generator outputs the first position estimation command and the second position estimation command with a phase difference between the first position estimation command and the control
  • the device superimposes the first position estimation command on the first voltage command and outputs the first position command to the first power converter, and superimposes the second position estimation command on the second voltage command. Output to the power converter.
  • the torque ripple, sound, vibration generated by the first position estimation command and the second position are determined.
  • Torque ripple, sound, and vibration generated by the estimation command cause a phase difference.
  • both commands have the same phase
  • the added value of both the torque ripple, sound, and vibration is reduced. Therefore, compared with the prior art, torque ripple, sound, and vibration generated from the AC rotating machine can be reduced with respect to the amplitude values of the first position estimation command and the second position estimation command.
  • the amplitudes of the first position estimation command and the second position estimation command can be set larger when it is desired to keep the torque ripple, vibration, and sound within a predetermined value.
  • the present invention can improve the S / N ratio and reduce the influence of the quantization error due to the AD resolution as compared with the prior art. Therefore, the present invention has an unprecedented effect such as suppressing torque ripple, vibration, and noise of the high-frequency voltage signal component and improving the rotational position estimation accuracy.
  • Embodiment 1 of this invention It is the figure which showed the waveform of each position calculation signal in Embodiment 1 of this invention.
  • the first position estimation command and the second position estimation command when the torque ripple of the frequency component of the first position estimation command generated from the AC rotating machine is constant. It is the figure which showed the characteristic of the amplitude of each position calculation signal with respect to a phase difference. It is a figure which shows the whole structure of the control apparatus of the AC rotary machine in Embodiment 2 of this invention.
  • the first position estimation command and the second position estimation command when the torque ripple of the frequency component of the first position estimation command generated from the AC rotating machine is constant. It is the figure which showed the characteristic of the amplitude of each position calculation signal with respect to a phase difference.
  • the first position estimation command and the second position estimation command when the torque ripple of the frequency component of the first position estimation command generated from the AC rotating machine is constant. It is a characteristic view of the amplitude of the position estimation current with respect to the phase difference. It is a figure which shows the structure of the electric power steering which concerns on Embodiment 9 of this invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a control device for an AC rotating machine according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a figure for demonstrating the structure of the three-phase alternating current rotating machine used as an alternating current rotating machine in Embodiment 1 of this invention.
  • the AC rotating machine 1a shown in FIG. 1 includes the first three-phase windings U1, V1, W1 connected at the neutral point N1, and the second connected at the neutral point N2.
  • the three-phase windings U2, V2, and W2 are three-phase AC synchronous rotating machines that are housed in the stator of the rotating machine without being electrically connected.
  • the U1 winding and U2 winding, the V1 winding and V2 winding, and the W1 winding and W2 winding each have a phase difference of 30 degrees.
  • FIG. 2 the case where both the first three-phase winding and the second three-phase winding are Y-connected is illustrated as the AC rotating machine 1a, but the present invention is also applicable to the case of ⁇ -connection. It is.
  • the rotor has a configuration in which a field magnetic flux is generated by a permanent magnet.
  • the direction of the magnetic flux by the rotor is defined as the d-axis, and the direction advanced by 90 degrees in electrical angle from the d-axis is defined as the q-axis.
  • the rotation position (rotation angle) of the d-axis with respect to the U1 winding is ⁇ degrees.
  • the angle between the U2 winding and the d-axis is ⁇ -30 degrees.
  • the rotor has a relationship of Ld ⁇ Lq between the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq of the AC rotating machine. That is, the AC rotating machine according to the first embodiment has a structure having saliency.
  • the first current detector 2 is a first winding current i1u, i1v that flows through the first three-phase windings U1, V1, W1 of the AC rotating machine 1a by using a current detector such as a shunt resistor or a Hall element. , I1w is detected.
  • the second current detector 3 is a second winding current i2u, i2v that flows through the second three-phase windings U2, V2, W2 of the AC rotating machine 1a by using a current detector such as a shunt resistor or a Hall element. , I2w is detected.
  • the first power converter 4 uses a power converter such as an inverter or a matrix converter, based on a first voltage command v1u *, v1v *, v1w *, which will be described later, and a modulation process using an existing technique such as PWM or PAM. Is applied to each phase (U1, V1, W1) of the first three-phase winding of the AC rotating machine 1a.
  • a power converter such as an inverter or a matrix converter
  • the second power converter 5 uses a power converter such as an inverter or a matrix converter, based on second voltage commands v2u *, v2v *, and v2w *, which will be described later, to perform modulation processing using an existing technique such as PWM or PAM. Is applied to each phase (U2, V2, W2) of the second three-phase winding of the AC rotating machine 1a.
  • a power converter such as an inverter or a matrix converter
  • the coordinate converter 6 has two rotation axes (dq axes) based on the first winding currents i1u, i1v, i1w detected by the first current detector 2 and a rotation position estimated value ⁇ est described later. ) The first winding currents i1d and i1q above are calculated.
  • the coordinate converter 7 generates two rotation axes (dq axes) based on the second winding currents i2u, i2v, i2w detected by the second current detector 3 and a rotation position estimated value ⁇ est described later. ) The second winding currents i2d and i2q above are calculated.
  • the current command id * is a command value of the currents i1d and i2d on the two rotation axes (dq axes).
  • the current command iq * is a command value for the currents i1q and i2q on the two rotation axes (dq axes).
  • These current commands id * and iq * correspond to control commands for controlling the AC rotating machine 1a. Note that the control commands are not limited to the current commands id * and iq *.
  • a speed command may be set as a control command.
  • the coordinate converter 12 calculates the first three-phase voltage commands v1u * ′ and v1v * ′ from the first voltage commands v1d * and v1q * on the two rotation axes (dq axes) obtained from the current controller 10. , V1w * ′ is calculated.
  • the coordinate converter 13 calculates the second three-phase voltage commands v2u * ′ and v2v * ′ from the second voltage commands v2d * and v2q * on the two rotation axes (dq axes) obtained from the current controller 11. , V2w * ′ is calculated.
  • FIG. 3 is a diagram showing a time change of the position estimation command output from each of the first position estimation command generator 14 and the second position estimation command generator 15 according to the first embodiment of the present invention. It is.
  • the first position estimation command generator 14 outputs first position estimation commands v1uh *, v1vh *, and v1wh * with a period Th.
  • the frequency (1 / Th) of the first position estimation command is set sufficiently higher than the electrical angular frequency according to the rotational speed of the AC rotating machine 1a.
  • the frequency (1 / Th) of the position estimation command is set to be at least twice the electrical angular frequency corresponding to the rotational speed of the AC rotating machine 1a.
  • v1vh * has a phase delay of 120 (60 ⁇ 2) degrees with respect to v1uh *
  • v1wh * has a phase delay of 120 (60 ⁇ 2) degrees with respect to v1vh *.
  • the amplitudes of v1uh *, v1vh *, and v1wh * are the same.
  • the second position estimation command generator 15 outputs second position estimation commands v2uh *, v2vh *, and v2wh * with a period Th.
  • the frequency (1 / Th) and amplitude of the second position estimation command are the same as those of the first position estimation command.
  • v2uh *, v2vh *, and v2wh * have a phase difference of ⁇ [degree] with respect to v1uh *, v1vh *, and v1wh *, respectively. This phase difference ⁇ [degree] will be described later.
  • the superimposer 16 superimposes the first position estimation commands v1uh *, v1vh *, v1wh * on the first voltage commands v1u * ′, v1v * ′, v1w * ′ that are the outputs of the coordinate converter 12.
  • the first voltage commands v1u *, v1v *, v1w * are output.
  • the superimposing unit 17 superimposes the second position estimation commands v2uh *, v2vh *, v2wh * on the second voltage commands v2u * ′, v2v * ′, v2w * ′ that are the outputs of the coordinate converter 13.
  • the second voltage commands v2u *, v2v *, v2w * are output.
  • FIG. 4 is a diagram showing an internal configuration of the rotational position estimator 18a according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the rotational position estimator 18a includes three current extractors 18a1u, 18a1v, 18a1w, an amplitude calculator 18ax, and a position calculator 18ay.
  • the first position estimation commands v1uh *, v1vh *, and v1wh * are superimposed on the first three-phase voltage commands v1u *, v1v *, and v1w * by the superimposer 16.
  • the first winding currents i1u, i1v, i1w include position estimation currents i1uh, i1vh, i1wh having the same frequency components as the position estimation command.
  • the current extractors 18a1u, 18a1v, 18a1w are arranged at positions of the same frequency component as the first position estimation command from the first winding currents i1u, i1v, i1w detected by the first current detector 2.
  • Currents for estimation i1uh, i1vh, i1wh are extracted.
  • position estimation currents i1uh, i1vh, and i1wh can be extracted by using a band-pass filter.
  • the first winding currents i1u, i1v, i1w are input to the notch filter to attenuate the same frequency components as the first position estimation commands v1uh *, v1vh *, v1wh *, and the first winding current i1u , I1v, i1w can be used to extract currents for position estimation i1uh, i1vh, i1wh.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating output waveforms of the current extractors 18a1u, 18a1v, and 18a1w according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the current extractors 18a1u As shown in FIG. 5, the amplitudes of the position estimation currents i1uh, i1vh, i1wh extracted by 18a1v, 18a1w change in a cosine function according to the rotational position ⁇ of the AC rotating machine 1a.
  • Ih is an average value of the amplitude of the position estimation current
  • Iha is an amount of change due to the rotational position of the position estimation current
  • ⁇ h is an angular frequency of the position estimation command.
  • the above equation (1) includes information on the rotational position ⁇ of the AC rotating machine 1a. Therefore, the estimated value ⁇ est for the rotational position ⁇ of the AC rotating machine 1a can be obtained by obtaining the position estimation currents I1uh, I1vh, I1wh.
  • the effective value Ix is obtained by squaring the instantaneous value ix of the alternating current, integrating for one period Tx, multiplying by 1 / Tx, and calculating the square root. Further, the amplitude Ixamp of the alternating current ix is obtained by the following expression (3) using the effective value Ix.
  • the amplitude calculator 18ax can obtain the amplitudes I1uh, I1vh, and I1wh of the position estimation current by executing the calculation according to the above equation (3). Specifically, the multipliers 18a2u, 18a2v, and 18a2w calculate the square values of the position estimation currents i1uh, i1vh, and i1wh. Next, the integrators 18a3u, 18a3v, and 18a3w integrate the square values of the position estimation currents i1uh, i1vh, and i1wh with a period Th, respectively, and perform a multiplication operation of 2 / Th.
  • the multipliers 18a4u, 18a4v, and 18a4w calculate the amplitudes I1uh, I1vh, and I1wh of the position estimation current by performing square root operations on the calculation results of the integrators 18a3u, 18a3v, and 18a3w, respectively.
  • FIG. 6 is a diagram showing an output waveform of the amplitude calculator 18ax according to the first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 6, offsets Ih are superimposed on the amplitudes I1uh, I1vh, and I1wh of the position estimation current obtained by the amplitude calculator 18ax, and are half the rotation position ⁇ of the AC rotating machine 1a. Change.
  • the position calculator 18ay first calculates the position calculation signals dI1uh, dI1vh, dI1wh by subtracting the offset Ih from the amplitudes I1uh, I1vh, I1wh of the position estimation current as shown in the following equation (4). To do.
  • the offset Ih can be obtained from the following equation (5) because the amplitudes I1uh, I1vh, and I1wh of the position estimation current are in three-phase equilibrium.
  • FIG. 7 is a diagram showing waveforms of the position calculation signals dI1uh, dI1vh, and dI1wh according to Embodiment 1 of the present invention. As shown in FIG. 7, each of the position calculation signals dI1uh, dI1vh, dI1wh becomes a balanced three-phase alternating current with no offset with respect to the rotational position ⁇ of the AC rotating machine 1a.
  • the estimated position ⁇ est of the rotational position ⁇ can be calculated by performing an inverse cosine calculation on any one of the position calculation signals dI1uh, dI1vh, dI1wh.
  • the estimated position ⁇ est of the rotational position ⁇ may be obtained from the following equation (6) based on the position calculation signals dI1uh, dI1vh, dI1wh.
  • the estimation accuracy of the rotational position estimation value ⁇ est depends on the amplitude (Iha / 2) of each position calculation signal dI1uh, dI1vh, dI1wh.
  • the estimation accuracy of the rotational position estimation value ⁇ est is improved.
  • the control device for the AC rotating machine suppresses the torque ripple generated from the AC rotating machine 1a within a certain predetermined value, and the amplitude (Iha / 2). As a result, the position estimation accuracy can be improved.
  • FIG. 8 shows the first position estimation command and the second position estimation torque when the torque ripple of the frequency component of the first position estimation command generated from the AC rotating machine 1a is constant in the first embodiment of the present invention. It is the figure which showed the characteristic of the amplitude (Iha / 2) of each position calculation signal dI1uh, dI1vh, dI1wh with respect to the phase difference of the command for position estimation.
  • the larger the amplitude, the larger the amplitude of the position estimation currents i1uh, i1vh, i1wh can be set for the same torque ripple, and the rotational position estimation accuracy can be improved.
  • the position estimation command generated from the AC rotating machine 1a when the position estimation currents i1uh, i1vh, i1wh have the same amplitude (Iha constant). This means that the torque ripple of the component can be reduced.
  • the phase difference ⁇ is provided between the first position estimation command and the second position estimation command.
  • the phase difference ⁇ is set to 90. If the torque ripple of the frequency component of the position estimation command is to be within a predetermined value among the torque ripples generated from the AC rotating machine 1a by setting the angle within the range of not less than 300 degrees and not more than 300 degrees, the amplitude of the position estimation current Can be set larger. As a result, it is possible to improve the estimation accuracy of the estimated value of the rotational position of the AC rotating machine.
  • the phase difference between the first three-phase winding and the second three-phase winding is 30 degrees, but the phase difference is not limited to 30 degrees.
  • ⁇ Amplitude can be set larger in the range of X + 90 to X + 240 [degrees]
  • FIG. FIG. 9 is a diagram showing an overall configuration of an AC rotating machine control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. Components corresponding to or corresponding to those of the first embodiment shown in FIG. 1 are given the same reference numerals.
  • FIG. 9 in the second embodiment is different from the configuration of FIG. 1 in the first embodiment in the following two points.
  • a point further including a subtractor 201 A point where the rotational position estimator 18a calculates an estimated value ⁇ est of the rotational position based on the output of the subtracter 201
  • the subtractor 201 obtains the second winding currents i2u, i2v, i2w detected by the second current detector 3 from the first winding currents i1u, i1v, i1w detected by the first current detector 2. Subtraction values iu_dif, iv_dif, and iw_dif are calculated by subtraction. Then, the rotational position estimator 18a in the second embodiment calculates an estimated value ⁇ est of the rotational position based on the subtraction values iu_dif, iv_dif, iw_dif that are the outputs of the subtractor 201.
  • FIG. 10 shows the first position estimation command and the second position estimation torque when the torque ripple of the frequency component of the first position estimation command generated from the AC rotating machine 1a is constant in the second embodiment of the present invention. It is the figure which showed the characteristic of the amplitude (Iha / 2) of each position calculation signal dI1uh, dI1vh, dI1wh with respect to the phase difference of the command for position estimation.
  • the characteristic waveform indicated by “Iha / 2 (iu_dif, iv_dif, iw_dif)” in FIG. 10 is a subtraction value iu_dif, iv_dif, The characteristic when the estimated value ⁇ est of the rotational position is calculated based on iw_dif is shown.
  • the characteristic waveform indicated by “Iha / 2 (i1u, i1v, i1w)” in FIG. 10 is based on the first winding currents i1u, i1v, i1w in the first embodiment.
  • the characteristics when the estimated value ⁇ est is calculated are shown.
  • the estimated value of the rotational position is calculated based on the subtraction value between the first winding current and the second winding current.
  • the phase difference between the first three-phase winding and the second three-phase winding is 30 degrees, but the phase difference is 30 degrees. It is not limited to degrees.
  • FIG. FIG. 11 is a diagram showing an overall configuration of an AC rotating machine control apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. Components corresponding to or corresponding to those of the first embodiment shown in FIG. 1 are given the same reference numerals.
  • FIG. 11 in the third embodiment is different from the configuration of FIG. 1 in the first embodiment in the following three points.
  • the second position estimation command generator 15 the superimposer 16, and the superimposer 17
  • the first position estimation command generator 301 the second position estimation
  • the first voltage commands v1u *, v1v *, and v1w * are supplied to the first power converter 4 as they are, and the second three-phase voltage commands v2u * ′ and v2v output from the coordinate converter 13 are similarly applied.
  • the point / rotation position estimator 18a that gives the second power command 5 as the second voltage commands v2u *, v2v *, v2w * as it is as the second voltage commands v2u *, * ', V1v *', v1w * 'based on the rotational position estimate ⁇ e Point for calculating the t
  • FIG. 12 is a diagram showing a time change of the position estimation command output from each of the first position estimation command generator 301 and the second position estimation command generator 302 in the third embodiment of the present invention. It is.
  • the first position estimation command generator 301 outputs a d-axis position estimation command i1dh * and a q-axis position estimation command i1qh *.
  • the q-axis position estimation command i1qh * is delayed by 90 degrees relative to the d-axis position estimation command i1dh * that changes at a cycle Th of 360 degrees.
  • the superimposer 303 outputs the addition result of i1dh * and id * and the addition result of i1qh * and iq * to the subtracter 8.
  • the current controller 10 controls di1d and di1q to be 0. Accordingly, the first winding currents i1d and i1q on the two rotating axes are controlled to coincide with id * + i1dh * and iq * + i1qh *, respectively.
  • the second position estimation command generator 302 outputs a d-axis position estimation command i2dh * and a q-axis position estimation command i2qh *.
  • the q-axis position estimation command i2qh * is delayed by 90 degrees relative to the d-axis position estimation command i2dh * that changes at a cycle Th of 360 degrees.
  • i2dh * has a phase difference ⁇ with respect to i1dh *
  • i2qh * also has a phase difference ⁇ with respect to i1qh *.
  • the combined vector of i2dh * and i2qh * is a rotation vector that rotates in the period Th on the dq coordinate shown in FIG. 2, and the combined vector of i1dh * and i1qh * and the phase difference ⁇ are Have.
  • the superimposer 304 outputs the addition result of i2dh * and id * and the addition result of i2qh * and iq * to the subtracter 9.
  • the current controller 11 controls di2d and di2q to be 0. Accordingly, the second winding currents i2d and i2q on the two rotating axes are controlled to coincide with id * + i2dh * and iq * + i2qh *, respectively.
  • the components i1dh and i1qh of the position estimation command for the first winding current are assumed to be constant.
  • the components i2dh and i2qh of the second winding current position estimation command also have a constant amplitude.
  • the first three-phase voltage commands v1u * ', v1v *', v1w * 'and the second three-phase voltage commands v2u *', v2v * ', v2w *' The amplitude of the frequency component of the included position estimation command varies depending on the rotor position.
  • FIG. 13 is a diagram showing an output waveform of the amplitude calculator 18ax according to the third embodiment of the present invention. Specifically, FIG. 13 shows the position estimation obtained by the amplitude calculator 18ax in the rotational position estimator 18a based on the first three-phase voltage commands v1u * ′, v1v * ′, and v1w * ′. The amplitudes V1u, V1v, and V1w of the frequency component of the command are shown.
  • the position calculator 18ay can calculate the estimated value ⁇ est of the rotational position by extracting this variation.
  • the first position estimation is performed.
  • the torque ripple / vibration / sound by the command for use overlaps with the torque ripple / vibration / sound by the second position estimation command in the same phase.
  • torque ripple, vibration, and sound generated from the AC rotating machine 1a increase, which is not preferable.
  • the position estimation command is adjusted by adjusting the phase difference ⁇ between the first position estimation commands i1dh * and i1qh * and the second position estimation commands i2dh * and i2qh *.
  • the first position estimation commands i1dh * and i1qh * and the second position estimation commands i2dh * and i2qh * can be increased while keeping the torque ripple within a predetermined value.
  • further in the range of ⁇ X + 150 to X + 210 [degree].
  • Amplitude can be set large.
  • the third embodiment it is possible to increase the amplitude of the position estimation command with respect to the torque ripple, sound, and vibration of the frequency component of the predetermined position estimation command. The effect that the estimation accuracy can be improved is obtained.
  • FIG. 14 is a diagram showing an overall configuration of an AC rotating machine control apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. Components corresponding to or corresponding to those in the second embodiment shown in FIG. 9 and the third embodiment shown in FIG. 11 are given the same reference numerals.
  • FIG. 14 in the fourth embodiment is different from the configuration of FIG. 11 in the previous third embodiment in the following two points.
  • a point that the rotational position estimator 18a calculates an estimated value ⁇ est of the rotational position based on the output of the subtractor 401.
  • the subtractor 401 uses the first three-phase voltage commands v1u * ′, v1v * ′, v1w * ′ calculated by the coordinate converter 12 to calculate the second three-phase voltage commands v2u * calculated by the coordinate converter 13. Subtracted values vu_dif, vv_dif, and vw_dif are calculated by subtracting “, v2v *” and v2w * ”. Then, the rotational position estimator 18a according to the fourth embodiment calculates an estimated value ⁇ est of the rotational position based on the subtraction values vu_dif, vv_dif, and vw_dif that are output from the subtractor 401.
  • FIG. 15 shows the first position estimation command and the second position estimation torque when the torque ripple of the frequency component of the first position estimation command generated from the AC rotating machine 1a is constant in the fourth embodiment of the present invention. It is the figure which showed the characteristic of the amplitude (Vha / 2) of the command component for position estimation of the 1st 3 phase voltage command and the 2nd 3 phase voltage command with respect to the phase difference of the command for position estimation.
  • the characteristic waveform indicated by “Vha / 2 (vu_dif, vv_dif, vw_dif)” in FIG. 15 is a subtraction value between the first three-phase voltage command and the second three-phase voltage command in the fourth embodiment. It shows characteristics when the estimated value ⁇ est of the rotational position is calculated based on vu_dif, vv_dif, and vw_dif.
  • the characteristic waveform indicated by “Vha / 2 (v1u * ′, v1v * ′, v1w * ′)” in FIG. 15 represents the first three-phase voltage command v1u * ′ in the third embodiment.
  • V1v * ′, v1w * ′ the characteristic when the estimated value ⁇ est of the rotational position is calculated is shown.
  • the amplitude of the characteristic of the fourth embodiment can be set larger with respect to the same torque ripple than the characteristic of the third embodiment.
  • the rotational position estimation value is calculated based on the subtraction value between the first three-phase voltage command and the second three-phase voltage command.
  • the first position estimation command and the second position estimation command are superimposed on the three-phase stationary coordinates (uvvw coordinates).
  • the present invention is not limited to such a coordinate system.
  • the first position estimation command and the second position estimation command may be superimposed on the two-phase stationary coordinates ( ⁇ - ⁇ coordinates), and the same effect can be obtained.
  • first position estimation command and the second position estimation command in the first to fourth embodiments described above are rotation vectors that rotate on a stationary coordinate with a period Th. Accordingly, the present invention also includes a method of performing such a rotation vector by superimposing the first position estimation command and the second position estimation command on the rotation biaxial (dq coordinate) coordinates. Needless to say. Therefore, in the following fifth to eighth embodiments, the case where the first position estimation command and the second position estimation command are superimposed on the two-phase stationary coordinates ( ⁇ - ⁇ coordinates) will be specifically described. To do.
  • FIG. 16 is a diagram showing an overall configuration of an AC rotating machine control apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. Components corresponding to or corresponding to those of the first embodiment shown in FIG. 1 are given the same reference numerals.
  • FIG. 16 in the fifth embodiment is different from the configuration of FIG. 1 in the first embodiment in the following three points.
  • the second position estimation command generator 15 the superimposer 16, and the superimposer 17
  • a first position estimation command generator 501 a second position estimation
  • the first voltage commands v1u *, v1v *, and v1w * are supplied to the first power converter 4 as they are, and the second three-phase voltage commands v2u * ′ and v2v output from the coordinate converter 13 are similarly applied.
  • * ', V2w *' are used as second voltage commands v2u *, v2v *, v2w * as they are, instead of the point / rotation position estimator 18a given to the second power converter 5, a rotational position estimator 18b is used.
  • the first winding current i1 on the two rotating axes Point for calculating the estimated value ⁇ est of the rotational position based on the
  • FIG. 17 is a diagram showing a time change of the position estimation command output from each of the first position estimation command generator 501 and the second position estimation command generator 502 according to the fifth embodiment of the present invention. It is.
  • the first position estimation command generator 501 outputs a first position estimation command v1dh * with a cycle Th as shown in FIG.
  • the first position estimation command v1dh * is a component in a direction parallel to the estimated magnetic flux detected at the estimated position ⁇ est of the rotational position.
  • the second position estimation command generator 502 outputs a second position estimation command v2dh * with a period Th.
  • the second position estimation command v2dh * is a component in a direction parallel to the estimated magnetic flux detected at the estimated position ⁇ est of the rotational position.
  • the second position estimation command V2dh * has a phase difference ⁇ [degree] with respect to the first position estimation command v1dh *.
  • the superimposer 503 superimposes the first position estimation command v1dh * on the first d-axis voltage command v1d * output from the current controller 10 and outputs the first position estimation command v1dh * to the coordinate converter 12.
  • the superimposer 504 superimposes the second position estimation command v2dh * on the second d-axis voltage command v2d * output from the current controller 11 and outputs the second position estimation command v2dh * to the coordinate converter 13.
  • i1dh and i1qh are represented by the following formula (7).
  • Ldest and Lquest mean the d-axis inductance and the q-axis inductance on the two rotation axes estimated at the estimated position ⁇ est of the rotation position.
  • ⁇ 0, that is, only when the rotational position ⁇ of the AC rotating machine 1a matches the rotational position estimated value ⁇ est, the position estimation command component i1qh matches 0 and ⁇ ⁇ If it is 0, it does not match 0. Therefore, the rotational position estimator 18b performs an operation such that the position estimation command component i1qh is equal to 0, thereby matching the rotational position estimated value ⁇ est with the rotational position ⁇ of the AC rotating machine 1a.
  • FIG. 18 is a block diagram showing the configuration of the rotational position estimator 18b according to Embodiment 5 of the present invention.
  • the rotational position estimator 18b includes a band pass filter 505, an amplitude calculator 506, a subtractor 507, and a PI calculator 508.
  • the band pass filter 505 inputs the first winding current i1q out of the first winding currents i1d and i1q on the two rotation axes, and extracts the component i1qh of the position estimation command included in the first winding current i1q. To do.
  • the amplitude calculator 506 calculates the amplitude Iqh of the component i1qh of the position estimation command.
  • the subtracter 507 calculates a deviation between 0 and Iqh calculated by the amplitude calculator 506.
  • the PI calculator 508 performs proportional / integral control so that the deviation obtained by the subtractor 507 is 0, and outputs the estimated value ⁇ est of the rotational position.
  • the first position estimation is performed.
  • the torque ripple / vibration / sound by the command for use overlaps with the torque ripple / vibration / sound by the second position estimation command in the same phase.
  • a phase difference ⁇ is provided between the first position estimation command v1dh * and the second position estimation command v2dh *, so that the first position estimation command A phase difference is generated between torque ripple / sound / vibration generated by the command v1dh * and torque ripple / sound / vibration generated by the second position estimation command v2dh *.
  • the amplitude of the component i1qh of the position estimation command can be increased while suppressing the torque ripple generated from the AC rotating machine 1a within a certain predetermined value, and the amplitude value Iqh with respect to the estimated value ⁇ est of the rotational position is increased.
  • the position estimation accuracy can be improved.
  • FIG. 19 shows the first position estimation command and the second position estimation torque when the torque ripple of the frequency component of the first position estimation command generated from the AC rotating machine 1a is constant in the fifth embodiment of the present invention. It is the figure which showed the characteristic of amplitude value Iqh of the electric current for position estimation i1qh with respect to the phase difference of the instruction for position estimation. It is a characteristic diagram in which the horizontal axis represents the phase difference ⁇ and the vertical axis represents Iqh.
  • the amplitude value Iqh of the position estimation current i1qh can be set larger with respect to the same torque ripple, and the rotational position estimation accuracy can be improved.
  • the torque ripple of the component of the position estimation command generated from the AC rotating machine 1a can be reduced when the amplitude of the position estimation current i1qh is the same. I mean.
  • the first position estimation command and the second position estimation command are superimposed on the component parallel to the estimated magnetic flux, and the phase difference between them is 30 degrees or more and 270 degrees.
  • the configuration is set to the following range. As a result, it is possible to improve the estimation accuracy of the rotational position while suppressing the torque ripple of the frequency component of the position estimation command generated in the torque of the AC rotating machine.
  • the first position estimation command and the second position estimation command are superimposed on the current command also in the fifth embodiment. Needless to say, the same effect can be obtained by estimating the rotational position based on the first voltage command v1q *.
  • FIG. FIG. 20 is a diagram showing an overall configuration of an AC rotary machine control apparatus according to Embodiment 6 of the present invention. Components corresponding to or corresponding to those of the fifth embodiment shown in FIG. 16 are given the same reference numerals.
  • FIG. 20 in the sixth embodiment is different from the configuration of FIG. 16 in the previous fifth embodiment in the following two points.
  • a point that further includes a subtractor 601 A point that the rotational position estimator 18b calculates an estimated value ⁇ est of the rotational position based on the output of the subtractor 601
  • the subtractor 601 subtracts the second winding current i2q on the two rotation axes calculated by the coordinate converter 7 from the first winding current i1q on the two rotation axes calculated by the coordinate converter 6.
  • the subtraction value iq_dif is calculated.
  • the rotational position estimator 18b calculates an estimated value ⁇ est of the rotational position based on the subtraction value iq_dif that is the output of the subtractor 601.
  • FIG. 21 shows the first position estimation command and the second position estimation torque when the torque ripple of the frequency component of the first position estimation command generated from the AC rotating machine 1a is constant in the sixth embodiment of the present invention. It is a characteristic view of amplitude Iqh of position estimation current with respect to a phase difference of a position estimation command.
  • the characteristic waveform indicated by “Iqh (iq_dif)” in FIG. 21 is an estimation of the rotational position based on the subtraction value iq_dif between the first winding current i1q and the second winding current i2q in the sixth embodiment.
  • the characteristic when the value ⁇ est is calculated is shown.
  • the characteristic waveform indicated by “Iqh (i1q)” in FIG. 21 shows the characteristic when the estimated rotational position value ⁇ est is calculated based on the first winding current i1q in the fifth embodiment. It is shown.
  • the amplitude of the characteristic of the sixth embodiment can be set larger with respect to the same torque ripple than the characteristic of the previous fifth embodiment.
  • the rotational position estimation value is calculated based on the subtraction value between the first winding current and the second winding current with respect to the q axis.
  • the first position estimation command and the second position estimation command are superimposed on the current command also in the sixth embodiment. Needless to say, the same effect can be obtained even if the rotational position is estimated based on the subtracted value of the first voltage command v1q * and the second voltage command v2q *.
  • FIG. 22 is a diagram showing an overall configuration of an AC rotating machine control device according to Embodiment 7 of the present invention. Components corresponding to or corresponding to those of the first embodiment shown in FIG. 1 are given the same reference numerals.
  • FIG. 22 in the seventh embodiment is different from the configuration of FIG. 1 in the first embodiment in the following three points.
  • a first position estimation command generator 701 a second position estimation The first three-phase voltage commands v1u * ′, v1v * ′, and v1w * ′ output from the point / coordinate converter 12 in which the command generator 702, the superimposer 703, and the superimposer 704 are arranged at different positions.
  • the first voltage commands v1u *, v1v *, and v1w * are supplied to the first power converter 4 as they are, and the second three-phase voltage commands v2u * ′ and v2v output from the coordinate converter 13 are similarly applied.
  • * 'And v2w *' are used as the second voltage commands v2u *, v2v * and v2w * as they are, instead of the point / rotation position estimator 18a given to the second power converter 5, a rotational position estimator 18c is used.
  • the first winding current i1 on the two rotating axes Point for calculating the estimated value ⁇ est of the rotational position based on the
  • FIG. 23 is a diagram showing a time change of the position estimation command output from each of the first position estimation command generator 701 and the second position estimation command generator 702 in Embodiment 7 of the present invention. It is.
  • the first position estimation command generator 701 outputs a first position estimation command v1qh * with a period Th.
  • the first position estimation command v1qh * is a component in a direction perpendicular to the estimated magnetic flux detected at the estimated position ⁇ est of the rotational position.
  • the second position estimation command generator 702 outputs a second position estimation command v2qh * with a period Th.
  • the second position estimation command v2qh * is a component in a direction perpendicular to the estimated magnetic flux detected at the estimated position ⁇ est of the rotational position.
  • the second position estimation command v2qh * has a phase difference ⁇ [degree] with respect to the first position estimation command v1qh *.
  • the superimposer 703 superimposes the first position estimation command v1qh * on the first q-axis voltage command v1q * output from the current controller 10 and outputs the first position estimation command v1qh * to the coordinate converter 12.
  • the superimposer 704 superimposes the second position estimation command v2qh * on the second q-axis voltage command v2q * output from the current controller 11, and outputs the superposed signal to the coordinate converter 13.
  • i1dh and i1qh are represented by the following formula (9).
  • ⁇ 0, that is, only when the rotational position ⁇ of the AC rotating machine 1a matches the rotational position estimated value ⁇ est, the position estimation command component i1dh matches 0, and ⁇ ⁇ If it is 0, it does not match 0. Therefore, the rotational position estimator 18c performs an operation such that the position estimation command component i1dh is equal to 0, thereby matching the estimated value ⁇ est of the rotational position with the rotational position ⁇ of the AC rotating machine 1a.
  • FIG. 24 is a block diagram showing a configuration of the rotational position estimator 18c according to the seventh embodiment of the present invention.
  • the rotational position estimator 18c includes a bandpass filter 705, an amplitude calculator 706, a subtractor 707, and a PI calculator 708.
  • the band-pass filter 705 inputs the first winding current i1d out of the first winding currents i1d and i1q on the two rotation axes, and extracts the position estimation command component i1dh included in the first winding current i1d. To do.
  • the amplitude calculator 706 calculates the amplitude Idh of the component i1dh of the position estimation command.
  • the subtractor 707 calculates a deviation between 0 and Idh calculated by the amplitude calculator 706.
  • the PI calculator 708 performs proportional / integral control so that the deviation obtained by the subtractor 707 is zero, and outputs the estimated value ⁇ est of the rotational position.
  • the first position estimation is performed.
  • the torque ripple / vibration / sound by the command for use overlaps with the torque ripple / vibration / sound by the second position estimation command in the same phase.
  • a phase difference ⁇ is provided between the first position estimation command v1qh * and the second position estimation command v2qh *, so that the first position estimation command A phase difference is generated between the torque ripple / sound / vibration generated by the command v1qh * and the torque ripple / sound / vibration generated by the second position estimation command v2qh *.
  • FIG. 25 shows the first position estimation command and the second position estimation torque when the torque ripple of the frequency component of the first position estimation command generated from the AC rotating machine 1a is constant in the seventh embodiment of the present invention. It is the figure which showed the characteristic of amplitude value Idh of the electric current for position estimation i1dh with respect to the phase difference of the instruction for position estimation. It is a characteristic diagram in which the horizontal axis represents the phase difference ⁇ and the vertical axis represents Idh.
  • the first position estimation command and the second position estimation command are superimposed on the component perpendicular to the estimated magnetic flux, and the phase difference between them is 90 degrees or more and 330 degrees.
  • the configuration is set to the following range. As a result, it is possible to improve the estimation accuracy of the rotational position while suppressing the torque ripple of the frequency component of the position estimation command generated in the torque of the AC rotating machine.
  • the first position estimation command and the second position estimation command are superimposed on the current command also in the seventh embodiment. Needless to say, the same effect can be obtained by estimating the rotational position based on the first voltage command v1d *.
  • FIG. FIG. 26 is a diagram showing an overall configuration of an AC rotary machine control device according to Embodiment 8 of the present invention. Components corresponding to or corresponding to those of the seventh embodiment shown in FIG. 22 are given the same reference numerals.
  • FIG. 26 in the eighth embodiment is different from the configuration of FIG. 22 in the previous seventh embodiment in the following two points.
  • the subtractor 801 subtracts the second winding current i2d on the two rotation axes calculated by the coordinate converter 7 from the first winding current i1d on the two rotation axes calculated by the coordinate converter 6.
  • the subtraction value id_dif is calculated.
  • the rotational position estimator 18c calculates an estimated value ⁇ est of the rotational position based on the subtraction value id_dif that is the output of the subtractor 801.
  • FIG. 27 shows the first position estimation command and the second position estimation torque when the torque ripple of the frequency component of the first position estimation command generated from the AC rotating machine 1a is constant in the eighth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a characteristic diagram of the amplitude Idh of the position estimation current with respect to the phase difference of the position estimation command.
  • the characteristic waveform indicated by “Idh (id_dif)” in FIG. 27 is based on the subtraction value id_dif between the first winding current i1d and the second winding current i2d in the eighth embodiment. It shows the characteristics when the estimated value ⁇ est is calculated.
  • the characteristic waveform indicated by “Idh (i1d)” in FIG. 27 represents the characteristic when the estimated rotational position value ⁇ est is calculated based on the first winding current i1d in the seventh embodiment. It is shown.
  • the amplitude of the characteristic of the eighth embodiment can be set larger for the same torque ripple than the characteristic of the previous seventh embodiment.
  • the estimated value of the rotational position is calculated based on the subtraction value between the first winding current and the second winding current with respect to the d-axis.
  • the first position estimation command and the second position estimation command are superimposed on the current command also in the eighth embodiment.
  • the rotational position is estimated based on the subtracted value of the first voltage command v1d * and the second voltage command v2d *, the same effect can be obtained.
  • Embodiment 9 In the first to eighth embodiments, the control device for the AC rotating machine has been described. On the other hand, in the ninth embodiment, the case where the control device for an AC rotating machine of the present invention is applied to an electric power steering device will be described. Specifically, the case where the electric power steering apparatus is configured so that torque for assisting the steering torque is generated by the control apparatus for an AC rotating machine of the present invention will be described below.
  • FIG. 28 is a diagram showing a configuration of the electric power steering according to the ninth embodiment of the present invention.
  • the same reference numerals as those in the first to eighth embodiments denote the same or corresponding components.
  • the driver rotates the handle 901 left and right to steer the front wheel 902.
  • the torque detector 904 detects the steering torque of the steering system and outputs the detected torque to the current command value generator 905.
  • the current command value generator 905 is a current command to be output to the AC rotating machine 1a based on the detected torque of the torque detector 904 so that the torque that assists the steering torque of the steering system is generated by the AC rotating machine 1a. Calculate id * and iq *. The AC rotating machine 1a generates a torque that assists the steering torque via the gear 703.
  • the AC rotating machine control device that provides a phase difference between the first position estimation command and the second position estimation command is applied to the electric power steering device. It has a configuration capable of generating torque that assists the steering torque of the steering system.

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Abstract

突極性を生じさせる回転子構造を有するとともに、第１の３相巻線と第２の３相巻線を有する交流回転機を制御する際に、第１の３相巻線に対する電圧指令または電流指令に重畳させる第１の位置推定用指令と、第２の３相巻線に対する電圧指令または電流指令に重畳させる第２の位置推定用指令について、同一周波数に設定するとともに、位相差を持たせることで、交流回転機の回転位置の推定精度を向上させる。

Description

交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置
　本発明は、交流回転機の制御装置およびその制御装置を備えた電動パワーステアリング装置に関するものである。
　交流回転機の回転動作を精度よく制御するには、交流回転機の回転位置情報と、交流回転機に流れる電流情報とが必要である。ここで、回転位置情報は、回転位置センサを交流回転機に別途取付けることにより、得られる。しかしながら、回転位置センサを別途設けることは、コスト、スペース、信頼性という観点からデメリットが大きい。このため、回転位置センサの代わりに、回転位置推定値を用いるセンサレス化が要求されている。
　また、回転位置センサが故障した場合にも、回転位置情報として代替的に回転位置推定値を導入することで、交流回転機の運転を継続することが可能となる。このことから、回転位置センサ故障時のバックアップ器としての回転位置推定機能も要求されている。
　このような観点で、以下のような従来技術がある（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１は、互いに中性点で連結された複数の固定子の組を複数備える回転機に関するものである。具体的には、この特許文献１は、推定手段と固定子位相離間手段とを備えて構成されている。
　推定手段は、電気角周波数よりも高い周波数を有する高周波電圧信号を重畳し、重畳した高周波電圧信号に応じて回転機に流れる高周波電流の検出値に基づいて、回転機の回転角度を推定する。また、固定子位相離間手段は、複数の組の少なくとも一対の組について、固定子に流れる電流の位相を相違させる。そして、推定手段は、固定子を流れる電流の絶対値が所定値以上のものに関する高周波電流の検出値の利用度合いを大きくしている。
特許第５５７３７１４号公報
　しかしながら、従来技術には、以下のような課題がある。
　特許文献１は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相で構成される組と、Ｘ、Ｙ、Ｚ相で構成される組とで、固定子に流れる電流の位相を相違させている。これにより、両組を流れる電流が同時にゼロクロス期間となることを避け、ゼロクロス期間とならない方の組に流れる電流に基づいて、回転角度を推定している。
　しかしながら、高周波電圧信号（ｖｄｈｒ、ｖｑｈｒ）として、ＵＶＷ巻線側とＸＹＺ巻線側とに、同一の値が重畳されている。このため、高周波電圧信号に応じて回転機に流れる高周波電流信号が、ＵＶＷ巻線側とＸＹＺ巻線側とで回転二軸（ｄ－ｑ軸）上で見ると同相となる。
　よって、回転機からは「ＵＶＷ巻線に流れる電流のうち高周波電圧信号成分により生じるトルクリップル・振動・騒音」に、「ＸＹＺ巻線に流れる電流のうち高周波電圧信号成分により生じるトルクリップル・振動・騒音」が同じ位相で加算される。この結果、回転機で生じる高周波電圧信号成分のトルクリップル・振動・騒音が増大するといった課題が生じる。
　また、高周波電圧信号成分のトルクリップル・振動・騒音を抑えるためには、高周波電圧信号の振幅を低減させることが考えられる。しかしながら、高周波電圧信号の振幅を低減させと、Ｓ／Ｎ比の悪化やＡＤ分解能による量子化誤差によって、推定手段における回転位置推定性能が低下するといった課題が生じる。
　本発明は、前記のような課題を解決するためになされたものであり、高周波電圧信号成分のトルクリップル・振動・騒音を抑えるとともに、回転位置推定精度を向上させることのできる交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置を得ることを目的とする。
　本発明に係る交流回転機の制御装置は、突極性を生じさせる回転子構造を有するとともに、第１の３相巻線と第２の３相巻線を有する交流回転機と、第１の３相巻線を流れる電流を第１巻線電流として検出する第１の電流検出器と、第２の３相巻線を流れる電流を第２巻線電流として検出する第２の電流検出器と、第１の電流検出器で検出された第１巻線電流が、第１巻線電流に対する指令値である第１の電流指令に一致するように第１の電圧指令を演算するとともに、第２の電流検出器で検出された第２巻線電流が、第２巻線電流に対する指令値である第２の電流指令に一致するように第２の電圧指令を演算する制御器と、第１の電圧指令に基づいて第１の３相巻線の各相に電圧を印加する第１の電力変換器と、第２の電圧指令に基づいて第２の３相巻線の各相に電圧を印加する第２の電力変換器と、第１周波数を有する第１の位置推定用指令を生成するとともに、第１周波数を有する第２の位置推定用指令を生成する位置推定用指令生成器と、第１巻線電流と第２巻線電流の少なくとも一方に基づいて、第１周波数の成分の振幅値を抽出し、振幅値の大きさから交流回転機の回転位置を推定する回転位置推定器とを備え、位置推定用指令生成器は、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令を互いに位相差を設けて出力し、制御器は、第１の電圧指令に第１の位置推定用指令を重畳して第１の電力変換器に出力するとともに、第２の電圧指令に第２の位置推定用指令を重畳して第２の電力変換器に出力するものである。
　本発明によれば、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令とに互いに位相差を設けることで、第１の位置推定用指令により生じるトルクリプル・音・振動と第２の位置推定用指令により生じるトルクリップル・音・振動とが互いに位相差を生じるようになる。この結果、両指令が同じ位相の場合に比べて、両者のトルクリプル・音・振動の加算値が低減される。よって、従来技術と比較して、第１の位置推定用指令および第２の位置推定用指令の振幅値に対して、交流回転機より生じるトルクリップル・音・振動を小さくできる。
　換言すると、本発明によれば、トルクリップル・振動・音をある所定値以内としたい場合において、第１の位置推定用指令および第２の位置推定用指令の振幅をより大きく設定できる。この結果、本発明は、従来技術と比較してＳ／Ｎ比を向上させ、ＡＤ分解能による量子化誤差の影響を低下させることができる。従って、本発明は、高周波電圧信号成分のトルクリップル・振動・騒音を抑えるとともに、回転位置推定精度を向上できるといった、従来にない顕著な効果を奏する。
本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態１における交流回転機として用いられる３相交流回転機の構成を説明するための図である。 本発明の実施の形態１における第１の位置推定用指令生成器および第２の位置推定用指令生成器のそれぞれから出力される位置推定用指令の時間変化を示した図である。 本発明の実施の形態１における回転位置推定器の内部構成を示した図である。 本発明の実施の形態１における各電流抽出器の出力波形を示した図である。 本発明の実施の形態１における振幅演算器の出力波形を示した図である。 本発明の実施の形態１における各位置演算信号の波形を示した図である。 本発明の実施の形態１において、交流回転機より生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、各位置演算信号の振幅の特性を示した図である。 本発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態２において、交流回転機より生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、各位置演算信号の振幅の特性を示した図である。 本発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態３における第１の位置推定用指令生成器および第２の位置推定用指令生成器のそれぞれから出力される位置推定用指令の時間変化を示した図である。 本発明の実施の形態３における振幅演算器の出力波形を示した図である。 本発明の実施の形態４における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態４において、交流回転機より生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、第１の３相電圧指令および第２の３相電圧指令の位置推定用指令成分の振幅の特性を示した図である。 本発明の実施の形態５における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態５における第１の位置推定用指令生成器および第２の位置推定用指令生成器のそれぞれから出力される位置推定用指令の時間変化を示した図である。 本発明の実施の形態５における回転位置推定器の構成を示すブロック線図である。 本発明の実施の形態５において、交流回転機より生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、位置推定用電流の振幅値の特性を示した図である。 本発明の実施の形態６における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態６において、交流回転機より生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、位置推定用電流の振幅の特性図である。 本発明の実施の形態７における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態７における第１の位置推定用指令生成器および第２の位置推定用指令生成器のそれぞれから出力される位置推定用指令の時間変化を示した図である。 本発明の実施の形態７における回転位置推定器の構成を示すブロック線図である。 本発明の実施の形態７において、交流回転機より生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、位置推定用電流の振幅値の特性を示した図である。 本発明の実施の形態８における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態８において、交流回転機より生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、位置推定用電流の振幅の特性図である。 本発明の実施の形態９に係る電動パワーステアリングの構成を示す図である。
　以下、本発明の交流回転機の制御装置および電動パワーステアリングの制御装置の好適な実施の形態につき、図面を用いて説明する。
　実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。また、図２は、本発明の実施の形態１における交流回転機として用いられる３相交流回転機の構成を説明するための図である。図１に示した交流回転機１ａは、図２のように、中性点Ｎ１で接続された第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１、および中性点Ｎ２で接続された第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２が、電気的に接続されることなく回転機の固定子に納められている３相交流の同期回転機である。
　なお、Ｕ１巻線とＵ２巻線、Ｖ１巻線とＶ２巻線、Ｗ１巻線とＷ２巻線のそれぞれには、３０度の位相差がある。図２では、交流回転機１ａとして、第１の３相巻線と第２の３相巻線がともにＹ結線の場合を例示しているが、本発明は、Δ結線の場合にも適用可能である。
　また、図２では省略しているが、回転子は、永久磁石によって界磁磁束を生じさせる構成である。そして、回転子による磁束の方向をｄ軸、ｄ軸より電気角で９０度進んだ方向をｑ軸と定義する。
　Ｕ１巻線を基準としたときのｄ軸の回転位置（回転角度）をθ度とする。この場合、Ｕ１巻線とＵ２巻線の位相差は、３０度であるため、Ｕ２巻線に対するｄ軸とのなす角は、θ－３０度となる。また、回転子は、交流回転機のｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとの間に、Ｌｄ＜Ｌｑの関係を持つ。すなわち、本実施の形態１における交流回転機は、突極性を持つ構造である。
　第１の電流検出器２は、シャント抵抗やホール素子等の電流検出器を用いて、交流回転機１ａの第１の３相巻線Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１を流れる第１巻線電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗを検出する。
　第２の電流検出器３は、シャント抵抗やホール素子等の電流検出器を用いて、交流回転機１ａの第２の３相巻線Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２を流れる第２巻線電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗを検出する。
　第１の電力変換器４は、インバータやマトリックスコンバータ等の電力変換器を用いて、後述する第１の電圧指令ｖ１ｕ＊、ｖ１ｖ＊、ｖ１ｗ＊に基づき、ＰＷＭやＰＡＭ等の既存技術による変調処理を行うことによって、交流回転機１ａの第１の３相巻線の各相（Ｕ１、Ｖ１、Ｗ１）に電圧を印加する。
　第２の電力変換器５は、インバータやマトリックスコンバータ等の電力変換器を用いて、後述する第２の電圧指令ｖ２ｕ＊、ｖ２ｖ＊、ｖ２ｗ＊に基づき、ＰＷＭやＰＡＭ等の既存技術による変調処理を行うことによって、交流回転機１ａの第２の３相巻線の各相（Ｕ２、Ｖ２、Ｗ２）に電圧を印加する。
　座標変換器６は、第１の電流検出器２より検出された第１巻線電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗと、後述する回転位置推定値θｅｓｔと、に基づいて、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１巻線電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑを演算する。
　座標変換器７は、第２の電流検出器３より検出された第２巻線電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗと、後述する回転位置推定値θｅｓｔと、に基づいて、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２巻線電流ｉ２ｄ、ｉ２ｑを演算する。
　電流指令ｉｄ＊は、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の電流ｉ１ｄ、ｉ２ｄの指令値である。また、電流指令ｉｑ＊は、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の電流ｉ１ｑ、ｉ２ｑの指令値である。これらの電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊は、交流回転機１ａを制御するための制御指令に相当する。なお、制御指令としては、電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊に限定されない。公知技術である速度制御やＶ／ｆ制御等を利用する場合には、制御指令として、速度指令を設定してもよい。
　減算器８は、座標変換器６から得た回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１巻線電流ｉ１ｄを、電流指令ｉｄ＊から減算して、偏差ｄｉ１ｄ（＝ｉｄ＊－ｉ１ｄ）を出力する。同様に、減算器８は、座標変換器６から得た回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１巻線電流ｉ１ｑを、電流指令ｉｑ＊から減算して、偏差ｄｉ１ｑ（＝ｉｑ＊－ｉ１ｑ）を出力する。
　減算器９は、座標変換器７から得た回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２巻線電流ｉ２ｄを、電流指令ｉｄ＊から減算して、偏差ｄｉ２ｄ（＝ｉｄ＊－ｉ２ｄ）を出力する。同様に、減算器９は、座標変換器７から得た回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２巻線電流ｉ２ｑを、電流指令ｉｑ＊から減算して、偏差ｄｉ２ｑ（＝ｉｑ＊－ｉ２ｑ）を出力する。
　電流制御器１０は、減算器８から得た偏差ｄｉ１ｄ（＝ｉｄ＊－ｉ１ｄ）とｄｉ１ｑ（＝ｉｑ＊－ｉ１ｑ）が、ともに零に一致するように、比例積分制御または比例制御を実行し、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１の電圧指令ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊を演算する。
　電流制御器１１は、減算器９から得た偏差ｄｉ２ｄ（＝ｉｄ＊－ｉ２ｄ）、ｄｉ２ｑ（＝ｉｑ＊－ｉ２ｑ）が、ともに零に一致するように、比例積分制御または比例制御を実行し、回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２の電圧指令ｖ２ｄ＊、ｖ２ｑ＊を演算する。
　座標変換器１２は、電流制御器１０から得た回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第１の電圧指令ｖ１ｄ＊、ｖ１ｑ＊から、第１の３相電圧指令ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’を演算する。
　座標変換器１３は、電流制御器１１から得た回転二軸（ｄ－ｑ軸）上の第２の電圧指令ｖ２ｄ＊、ｖ２ｑ＊から、第２の３相電圧指令ｖ２ｕ＊’、ｖ２ｖ＊’、ｖ２ｗ＊’を演算する。
　図３は、本発明の実施の形態１における第１の位置推定用指令生成器１４および第２の位置推定用指令生成器１５のそれぞれから出力される位置推定用指令の時間変化を示した図である。
　第１の位置推定用指令生成器１４は、図３に示すように、周期Ｔｈの第１の位置推定用指令ｖ１ｕｈ＊、ｖ１ｖｈ＊、ｖ１ｗｈ＊を出力する。第１の位置推定用指令の周波数（１／Ｔｈ）は、交流回転機１ａの回転速度に応じた電気角周波数より十分高く設定される。具体的には、位置推定用指令の周波数（１／Ｔｈ）は、交流回転機１ａの回転速度に応じた電気角周波数の２倍以上とする。
　周期Ｔｈを３６０度として、ｖ１ｖｈ＊は、ｖ１ｕｈ＊に対して１２０（６０×２）度の位相遅れを有し、ｖ１ｗｈ＊は、ｖ１ｖｈ＊に対して１２０（６０×２）度の位相遅れを有する関係がある。また、ｖ１ｕｈ＊、ｖ１ｖｈ＊、ｖ１ｗｈ＊の各振幅は、同一とする。
　第２の位置推定用指令生成器１５は、図３に示すように、周期Ｔｈの第２の位置推定用指令ｖ２ｕｈ＊、ｖ２ｖｈ＊、ｖ２ｗｈ＊を出力する。第２の位置推定用指令の周波数（１／Ｔｈ）および振幅は、第１の位置推定用指令と同一とする。また、ｖ２ｕｈ＊、ｖ２ｖｈ＊、ｖ２ｗｈ＊は、それぞれｖ１ｕｈ＊、ｖ１ｖｈ＊、ｖ１ｗｈ＊に対してα［度］の位相差を有する。この位相差α［度］については、後述する。
　重畳器１６は、座標変換器１２の出力である第１の電圧指令ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’に、第１の位置推定用指令ｖ１ｕｈ＊、ｖ１ｖｈ＊、ｖ１ｗｈ＊を重畳して、第１の電圧指令ｖ１ｕ＊、ｖ１ｖ＊、ｖ１ｗ＊を出力する。
　重畳器１７は、座標変換器１３の出力である第２の電圧指令ｖ２ｕ＊’、ｖ２ｖ＊’、ｖ２ｗ＊’に、第２の位置推定用指令ｖ２ｕｈ＊、ｖ２ｖｈ＊、ｖ２ｗｈ＊を重畳して、第２の電圧指令ｖ２ｕ＊、ｖ２ｖ＊、ｖ２ｗ＊を出力する。
　次に、回転位置推定器１８ａについて説明する。図４は、本発明の実施の形態１における回転位置推定器１８ａの内部構成を示した図である。回転位置推定器１８ａは、図４に示すように、３つの電流抽出器１８ａ１ｕ、１８ａ１ｖ、１８ａ１ｗと、振幅演算器１８ａｘと、位置演算器１８ａｙとを有する。
　前述したように、第１の３相電圧指令ｖ１ｕ＊、ｖ１ｖ＊、ｖ１ｗ＊には、重畳器１６にて第１の位置推定用指令ｖ１ｕｈ＊、ｖ１ｖｈ＊、ｖ１ｗｈ＊が重畳されている。このため、第１巻線電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗには、位置推定用指令と同一の周波数成分の位置推定用電流ｉ１ｕｈ、ｉ１ｖｈ、ｉ１ｗｈが含まれている。
　したがって、各電流抽出器１８ａ１ｕ、１８ａ１ｖ、１８ａ１ｗは、第１の電流検出器２で検出された第１巻線電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗから、第１の位置推定用指令と同一の周波数成分の位置推定用電流ｉ１ｕｈ、ｉ１ｖｈ、ｉ１ｗｈを抽出する。
　各電流抽出器１８ａ１ｕ、１８ａ１ｖ、１８ａ１ｗの具体的な構成としては、バンドパスフィルタを用いることで、位置推定用電流ｉ１ｕｈ、ｉ１ｖｈ、ｉ１ｗｈを抽出することができる。あるいは、第１巻線電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗをノッチフィルタに入力して、第１の位置推定用指令ｖ１ｕｈ＊、ｖ１ｖｈ＊、ｖ１ｗｈ＊と同一の周波数成分を減衰させ、第１巻線電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗからこのノッチフィルタ通過後の各電流をそれぞれ差し引くことにより、位置推定用電流ｉ１ｕｈ、ｉ１ｖｈ、ｉ１ｗｈを抽出することができる。
　図５は、本発明の実施の形態１における各電流抽出器１８ａ１ｕ、１８ａ１ｖ、１８ａ１ｗの出力波形を示した図である。図３に示したような三相交流の第１の位置推定用指令ｖ１ｕｈ＊、ｖ１ｖｈ＊、ｖ１ｗｈ＊を、交流回転機１ａに印加すると、交流回転機の突極性により、各電流抽出器１８ａ１ｕ、１８ａ１ｖ、１８ａ１ｗで抽出された各位置推定用電流ｉ１ｕｈ、ｉ１ｖｈ、ｉ１ｗｈは、図５に示すように、交流回転機１ａの回転位置θに応じて、振幅が余弦関数的に変化する。
　この変化を数式で表わすと、下式（１）に示すようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、Ｉｈ：位置推定用電流の振幅の平均値、Ｉｈａ：位置推定用電流の回転位置による変化量、ωｈ：位置推定用指令の角周波数である。
　上式（１）には、交流回転機１ａの回転位置θの情報が含まれる。よって、位置推定用電流Ｉ１ｕｈ、Ｉ１ｖｈ、Ｉ１ｗｈを求めることで、交流回転機１ａの回転位置θに対する推定値θｅｓｔを求めることができる。
　以下、位置推定用電流ｉ１ｕｈ、ｉ１ｖｈ、ｉ１ｗｈから位置推定用電流の振幅Ｉ１ｕｈ、Ｉ１ｖｈ、Ｉ１ｗｈを求める手順について説明する。
　一般に、周期Ｔｘの交流電流ｉｘの実効値Ｉｘは、下式（２）で定義されることが知られている。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　すなわち、交流電流の瞬時値ｉｘを二乗し、１周期Ｔｘ間積分し、１／Ｔｘで乗算した後、平方根を演算することによって、実効値Ｉｘが求まる。また、交流電流ｉｘの振幅Ｉｘａｍｐは、実効値Ｉｘを用いて、下式（３）で求められる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　よって、振幅演算器１８ａｘは、上式（３）による演算を実行することで、位置推定用電流の振幅Ｉ１ｕｈ、Ｉ１ｖｈ、Ｉ１ｗｈを求めることができる。具体的には、乗算器１８ａ２ｕ、１８ａ２ｖ、１８ａ２ｗは、位置推定用電流ｉ１ｕｈ、ｉ１ｖｈ、ｉ１ｗｈの各々の二乗値を算出する。次に、積分器１８ａ３ｕ、１８ａ３ｖ、１８ａ３ｗは、位置推定用電流ｉ１ｕｈ、ｉ１ｖｈ、ｉ１ｗｈの二乗値を各々周期Ｔｈで積分し、２／Ｔｈの乗算演算を行う。
　そして、乗算器１８ａ４ｕ、１８ａ４ｖ、１８ａ４ｗは、積分器１８ａ３ｕ、１８ａ３ｖ、１８ａ３ｗによる演算結果に対して、それぞれ平方根演算を行うことで、位置推定用電流の振幅Ｉ１ｕｈ、Ｉ１ｖｈ、Ｉ１ｗｈを演算する。
　図６は、本発明の実施の形態１における振幅演算器１８ａｘの出力波形を示した図である。振幅演算器１８ａｘにて求めた位置推定用電流の振幅Ｉ１ｕｈ、Ｉ１ｖｈ、Ｉ１ｗｈは、図６に示すように、オフセットＩｈが重畳しており、交流回転機１ａの回転位置θの１／２周期で変化する。
　そこで、位置演算器１８ａｙは、まず、下式（４）のように、位置推定用電流の振幅Ｉ１ｕｈ、Ｉ１ｖｈ、Ｉ１ｗｈから、オフセットＩｈを減算して、各位置演算信号ｄＩ１ｕｈ、ｄＩ１ｖｈ、ｄＩ１ｗｈを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　ここで、オフセットＩｈは、位置推定用電流の振幅Ｉ１ｕｈ、Ｉ１ｖｈ、Ｉ１ｗｈが三相平衡となることから、下式（５）より求めることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　図７は、本発明の実施の形態１における各位置演算信号ｄＩ１ｕｈ、ｄＩ１ｖｈ、ｄＩ１ｗｈの波形を示した図である。各位置演算信号ｄＩ１ｕｈ、ｄＩ１ｖｈ、ｄＩ１ｗｈは、図７に示すように、交流回転機１ａの回転位置θに対し、オフセットのない平衡三相交流となる。
　よって、各位置演算信号ｄＩ１ｕｈ、ｄＩ１ｖｈ、ｄＩ１ｗｈのいずれか１つを逆余弦演算することで、回転位置θの推定位置θｅｓｔを演算することができる。または、各位置演算信号ｄＩ１ｕｈ、ｄＩ１ｖｈ、ｄＩ１ｗｈに基づいて、下式（６）より、回転位置θの推定位置θｅｓｔを求めてもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　次に、各位置演算信号ｄＩ１ｕｈ、ｄＩ１ｖｈ、ｄＩ１ｗｈの振幅Ｉｈａ／２、第１の位置推定指令と第２の位置推定指令の位相差α、および交流回転機１ａより生じる位置推定指令の周波数成分のトルクリップル、のそれぞれの関係について説明する。
　回転位置推定値θｅｓｔの推定精度は、各位置演算信号ｄＩ１ｕｈ、ｄＩ１ｖｈ、ｄＩ１ｗｈの振幅（Ｉｈａ／２）に依存する。その振幅が大きいほど、Ｓ／Ｎ比が改善される。この結果、第１の電流検出器の検出分解能の影響が小さくなるため、回転位置推定値θｅｓｔの推定精度はよくなる。
　しかしながら、位相差α＝０度として、第１の位置推定用指令および第２の位置推定用指令の振幅を増大させる場合には、第１の位置推定用指令によるトルクリップル・振動・音と第２の位置推定用指令によるトルクリップル・振動・音とが同じ位相で重なり合う。この結果、交流回転機１ａより生じるトルクリップル・振動・音が増大してしまい、好ましくない。
　そこで、本実施の形態１では、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令に位相差αを調整することで、第１の位置推定用指令により生じるトルクリプル・音・振動と第２の位置推定用指令により生じるトルクリップル・音・振動とが互いに位相差を生じさせることを技術的特徴としている。このような技術的特徴を有することで、本実施の形態１に係る交流回転機の制御装置は、交流回転機１ａより生じるトルクリップルをある所定値以内に抑えつつ、振幅（Ｉｈａ／２）を増大させることができ、その結果として、位置推定精度を向上させることができる。
　図８は、本発明の実施の形態１において、交流回転機１ａより生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、各位置演算信号ｄＩ１ｕｈ、ｄＩ１ｖｈ、ｄＩ１ｗｈの振幅（Ｉｈａ／２）の特性を示した図である。
　この図８において、振幅が大きいほど、同一のトルクリップルに対し、位置推定用電流ｉ１ｕｈ、ｉ１ｖｈ、ｉ１ｗｈの振幅を大きく設定できることとなり、回転位置の推定精度を向上させることができる。
　図８より、位相差α＝０度に対する振幅に対し、ほぼ全ての位相差領域で、振幅を大きく設定でき、α＝９０度以上、３００度以下の範囲で、特に振幅を大きく設定でき、α＝１２０度以上、２７０度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定でき、α＝１５０以上、２４０度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定でき、α＝１８０度以上、２４０度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定できる。
　換言すると、上述した範囲内の位相差αに設定することで、位置推定用電流ｉ１ｕｈ、ｉ１ｖｈ、ｉ１ｗｈの振幅を同一（Ｉｈａ＝一定）とした場合に、交流回転機１ａより生じる位置推定用指令の成分のトルクリップルを低減できることを意味している。
　以上のように、実施の形態１によれば、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令との間に位相差αを設ける構成を備えている、特に、位相差αを９０度以上、３００度以下の範囲に設定することで、交流回転機１ａより生じるトルクリップルのうち、位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを所定値以内としたい場合において、位置推定用電流の振幅を大きく設定できる。この結果、交流回転機の回転位置の推定値の推定精度を向上できるといった効果を奏する。
　なお、本実施の形態１では、第１の３相巻線と第２の３相巻線の位相差を３０度としたが、位相差は、３０度に限定されるものではない。第１の３相巻線と第２の３相巻線の位相差がＸ［度］の交流回転機に対しては、α＝Ｘ＋６０～Ｘ＋２７０［度］の範囲で振幅を大きく設定でき、α＝Ｘ＋９０～Ｘ＋２４０［度］の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝Ｘ＋１２０～Ｘ＋２１０［度］の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝Ｘ＋１５０～Ｘ＋２１０［度］の範囲でさらに振幅を大きく設定できることはいうまでもない。
　実施の形態２．
　図９は、本発明の実施の形態２における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には、同一の符号を付す。
　本実施の形態２における図９の構成が、先の実施の形態１における図１の構成と異なる点は、次の２点である。
・減算器２０１をさらに有している点
・回転位置推定器１８ａがこの減算器２０１の出力に基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する点
　減算器２０１は、第１の電流検出器２で検出された第１巻線電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗから、第２の電流検出器３で検出された第２巻線電流ｉ２ｕ、ｉ２ｖ、ｉ２ｗを減算することで、減算値ｉｕ＿ｄｉｆ、ｉｖ＿ｄｉｆ、ｉｗ＿ｄｉｆを算出する。そして、本実施の形態２における回転位置推定器１８ａは、減算器２０１の出力である減算値ｉｕ＿ｄｉｆ、ｉｖ＿ｄｉｆ、ｉｗ＿ｄｉｆに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する。
　図１０は、本発明の実施の形態２において、交流回転機１ａより生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、各位置演算信号ｄＩ１ｕｈ、ｄＩ１ｖｈ、ｄＩ１ｗｈの振幅（Ｉｈａ／２）の特性を示した図である。
　図１０中の「Ｉｈａ／２（ｉｕ＿ｄｉｆ、ｉｖ＿ｄｉｆ、ｉｗ＿ｄｉｆ）」で示された特性波形は、本実施の形態２における、第１巻線電流と第２巻線電流との減算値ｉｕ＿ｄｉｆ、ｉｖ＿ｄｉｆ、ｉｗ＿ｄｉｆに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算した場合の特性を示したものである。
　一方、図１０中の「Ｉｈａ／２（ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗ）」で示された特性波形は、先の実施の形態１における、第１巻線電流ｉ１ｕ、ｉ１ｖ、ｉ１ｗに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算した場合の特性を示したものである。
　図１０より、本実施の形態２では、位相差α＝０度に対する振幅に対し、ほぼ全ての位相差領域で、振幅を大きく設定でき、α＝６０度以上、３３０度以下の範囲で振幅を大きく設定でき、α＝９０度以上、３３０度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定でき、α＝１２０度以上、３００度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定でき、α＝１５０度以上、２７０度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定でき、α＝１８０以上、２４０度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定でき、α＝１５０度以上、２４０度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定できる。
　図１０の比較結果から、同一のトルクリップル値に対して、本実施の形態２は、先の実施の形態１よりも振幅をより大きく設定できることがわかる。
　以上のように、実施の形態２によれば、第１巻線電流と第２巻線電流との減算値に基づいて回転位置の推定値を演算する構成を備えている。この結果、回転位置の推定精度を、先の実施の形態１の構成よりも、さらに向上させることができるといった効果が得られる。
　なお、本実施の形態２においても、先の実施の形態１と同様に、第１の３相巻線と第２の３相巻線の位相差を３０度としたが、位相差は、３０度に限定されるものではない。第１の３相巻線と第２の３相巻線の位相差がＸ［度］の交流回転機に対しては、α＝Ｘ＋３０～Ｘ＋３００［度］の範囲で振幅を大きく設定でき、α＝Ｘ＋６０～Ｘ＋３００［度］の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝Ｘ＋９０～Ｘ＋２７０［度］の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝Ｘ＋１２０～Ｘ＋２４０［度］の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝Ｘ＋１５０～Ｘ＋２１０［度］の範囲でさらに振幅を大きく設定できることはいうまでもない。
　実施の形態３．
　図１１は、本発明の実施の形態３における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には、同一の符号を付す。
　本実施の形態３における図１１の構成が、先の実施の形態１における図１の構成と異なる点は、次の３点である。
・第１の位置推定用指令生成器１４、第２の位置推定用指令生成器１５、重畳器１６、重畳器１７の代わりに、第１の位置推定用指令生成器３０１、第２の位置推定用指令生成器３０２、重畳器３０３、重畳器３０４を異なる位置に配置している点
・座標変換器１２から出力された第１の３相電圧指令ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’を、そのまま第１の電圧指令ｖ１ｕ＊、ｖ１ｖ＊、ｖ１ｗ＊として、第１の電力変換器４に与え、同様に、座標変換器１３から出力された第２の３相電圧指令ｖ２ｕ＊’、ｖ２ｖ＊’、ｖ２ｗ＊’を、そのまま第２の電圧指令ｖ２ｕ＊、ｖ２ｖ＊、ｖ２ｗ＊として、第２の電力変換器５に与える点
・回転位置推定器１８ａが、第１の３相電圧指令ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’に基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する点
　図１２は、本発明の実施の形態３における第１の位置推定用指令生成器３０１および第２の位置推定用指令生成器３０２のそれぞれから出力される位置推定用指令の時間変化を示した図である。
　第１の位置推定用指令生成器３０１は、ｄ軸位置推定用指令ｉ１ｄｈ＊とｑ軸位置推定用指令ｉ１ｑｈ＊を出力する。ここで、図１２に示すように、３６０度の周期Ｔｈで変化するｄ軸位置推定用指令ｉ１ｄｈ＊に対して、ｑ軸位置推定用指令ｉ１ｑｈ＊は、９０度位相が遅れている。
　このように、ｄ軸位置推定用指令ｉ１ｄｈ＊とｑ軸位置推定用指令ｉ１ｑｈ＊を９０度位相差とすることによって、ｉ１ｄｈ＊とｉ１ｑｈ＊との合成ベクトルは、先の図２に示したｄ－ｑ座標上において、周期Ｔｈで回転する回転ベクトルとなる。
　重畳器３０３は、ｉ１ｄｈ＊とｉｄ＊の加算結果、およびｉ１ｑｈ＊とｉｑ＊の加算結果を、減算器８に対して出力する。
　電流制御器１０は、ｄｉ１ｄおよびｄｉ１ｑを０とするように制御する。したがって、回転二軸上の第１巻線電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑは、それぞれｉｄ＊＋ｉ１ｄｈ＊、ｉｑ＊＋ｉ１ｑｈ＊と一致するように制御される。
　同様に、第２の位置推定用指令生成器３０２は、ｄ軸位置推定用指令ｉ２ｄｈ＊とｑ軸位置推定用指令ｉ２ｑｈ＊を出力する。ここで、図１２に示すように、３６０度の周期Ｔｈで変化するｄ軸位置推定用指令ｉ２ｄｈ＊に対して、ｑ軸位置推定用指令ｉ２ｑｈ＊は、９０度位相が遅れている。ここで、ｉ２ｄｈ＊は、ｉ１ｄｈ＊に対して位相差αを有し、ｉ２ｑｈ＊も、ｉ１ｑｈ＊に対して位相差αを有する。
　ｉ２ｄｈ＊とｉ２ｑｈ＊との合成ベクトルは、先の図２に示したｄ－ｑ座標上において、周期Ｔｈで回転する回転ベクトルとなり、かつ、ｉ１ｄｈ＊とｉ１ｑｈ＊との合成ベクトルと位相差αを有する。
　重畳器３０４は、ｉ２ｄｈ＊とｉｄ＊の加算結果、およびｉ２ｑｈ＊とｉｑ＊の加算結果を、減算器９に対して出力する。
　電流制御器１１は、ｄｉ２ｄおよびｄｉ２ｑを０とするように制御する。したがって、回転二軸上の第２巻線電流ｉ２ｄ、ｉ２ｑは、それぞれｉｄ＊＋ｉ２ｄｈ＊、ｉｑ＊＋ｉ２ｑｈ＊と一致するように制御される。
　ここで、第１の位置推定用指令ｉ１ｄｈ＊、ｉ１ｑｈ＊および第２の位置推定用指令ｉ２ｄｈ＊、ｉ２ｑｈ＊の振幅を一定とすると、第１巻線電流の位置推定用指令の成分ｉ１ｄｈ、ｉ１ｑｈおよび第２巻線電流の位置推定用指令の成分ｉ２ｄｈ、ｉ２ｑｈも一定振幅となる。
　また、交流回転機１ａの突極性によって、第１の３相電圧指令ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’、および第２の３相電圧指令ｖ２ｕ＊’、ｖ２ｖ＊’、ｖ２ｗ＊’に含まれる位置推定用指令の周波数成分の振幅は、回転子位置によって変動する。
　図１３は、本発明の実施の形態３における振幅演算器１８ａｘの出力波形を示した図である。具体的には、この図１３は、第１の３相電圧指令ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’に基づいて、回転位置推定器１８ａ内の振幅演算器１８ａｘで得られた位置推定用指令の周波数成分の振幅Ｖ１ｕ、Ｖ１ｖ、Ｖ１ｗを示している。
　回転子位置に応じて、Ｖ１ｕ、Ｖ１ｖ、Ｖ１ｗの振幅が、Ｖｈを中心に変動している。そこで、位置演算器１８ａｙは、この変動分を抽出することで、回転位置の推定値θｅｓｔを算出することができる。
　Ｖｈを中心としたＶ１ｕ、Ｖ１ｖ、Ｖ１ｗの振幅の変動分（Ｖｈａ／２）が大きいほど、先の実施の形態１と同様に、回転位置の推定精度が向上する。
　しかしながら、位相差α＝０度として、第１の位置推定用指令ｉ１ｄｈ＊とｉ１ｑｈ＊、および第２の位置推定用指令ｉ２ｄｈ＊とｉ２ｑｈ＊の振幅を増大させる場合には、第１の位置推定用指令によるトルクリップル・振動・音と第２の位置推定用指令によるトルクリップル・振動・音とが同じ位相で重なり合う。この結果、交流回転機１ａより生じるトルクリップル・振動・音が増大してしまい、好ましくない。
　そこで、本実施の形態３では、第１の位置推定用指令ｉ１ｄｈ＊とｉ１ｑｈ＊と、第２の位置推定用指令ｉ２ｄｈ＊とｉ２ｑｈ＊との位相差αを調節することで、位置推定用指令のトルクリップルを所定値以内にしつつ、かつ第１の位置推定用指令ｉ１ｄｈ＊、ｉ１ｑｈ＊と、第２の位置推定用指令ｉ２ｄｈ＊、ｉ２ｑｈ＊を増大させることができる。
　位相差αと第１の位置推定用指令および第２の位置推定用指令の振幅の変動分Ｖｈａ／２の関係は、先の図８と相似形となる。すなわち、位相差α＝０に対する振幅に対し、α＝６０度以上、３３０度以下の範囲で、振幅を大きく設定でき、α＝１２０度以上、３００度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定でき、α＝１５０以上、２７０度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定でき、α＝１８０度以上、２４０度以下の範囲で、さらに振幅を大きく設定できる。
　また、第１の３相巻線と第２の３相巻線との位相差がＸ［度］の交流回転機に対しては、α＝Ｘ＋３０～Ｘ＋３００［度］の範囲で振幅を大きく設定でき、α＝Ｘ＋９０～Ｘ＋２７０［度］の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝Ｘ＋１２０～Ｘ＋２４０［度］の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝Ｘ＋１５０～Ｘ＋２１０［度］の範囲でさらに振幅を大きく設定できる。
　以上のように、実施の形態３によれば、所定の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップル・音・振動に対し、位置推定用指令の振幅を増大させることが可能となり、回転位置の位置推定精度を向上できるといった効果が得られる。
　実施の形態４
　図１４は、本発明の実施の形態４における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の図９に示した実施の形態２、および先の図１１に示した実施の形態３と対応もしくは相当する構成部分には、同一の符号を付す。
　本実施の形態４における図１４の構成が、先の実施の形態３における図１１の構成と異なる点は、次の２点である。
・減算器４０１をさらに有している点
・回転位置推定器１８ａがこの減算器４０１の出力に基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する点
　減算器４０１は、座標変換器１２で算出された第１の３相電圧指令ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’から、座標変換器１３で算出された第２の３相電圧指令ｖ２ｕ＊’、ｖ２ｖ＊’、ｖ２ｗ＊’を減算することで、減算値ｖｕ＿ｄｉｆ、ｖｖ＿ｄｉｆ、ｖｗ＿ｄｉｆを算出する。そして、本実施の形態４における回転位置推定器１８ａは、減算器４０１の出力である減算値ｖｕ＿ｄｉｆ、ｖｖ＿ｄｉｆ、ｖｗ＿ｄｉｆに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する。
　図１５は、本発明の実施の形態４において、交流回転機１ａより生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、第１の３相電圧指令および第２の３相電圧指令の位置推定用指令成分の振幅（Ｖｈａ／２）の特性を示した図である。
　図１５中の「Ｖｈａ／２（ｖｕ＿ｄｉｆ、ｖｖ＿ｄｉｆ、ｖｗ＿ｄｉｆ）」で示された特性波形は、本実施の形態４における、第１の３相電圧指令と第２の３相電圧指令との減算値ｖｕ＿ｄｉｆ、ｖｖ＿ｄｉｆ、ｖｗ＿ｄｉｆに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算した場合の特性を示したものである。
　一方、図１５中の「Ｖｈａ／２（ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’）」で示された特性波形は、先の実施の形態３における、第１の３相電圧指令ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’に基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算した場合の特性を示したものである。
　図１５より、先の実施の形態３の特性に比べ、本実施の形態４の特性の方が、同一のトルクリップルに対して、振幅をより大きく設定できることがわかる。
　以上のように、実施の形態４によれば、第１の３相電圧指令と第２の３相電圧指令との減算値に基づいて回転位置の推定値を演算する構成を備えている。この結果、回転位置の推定精度を、先の実施の形態３の構成よりも、さらに向上させることができるといった効果が得られる。
　なお、上述した実施の形態１～４では、３相静止座標（ｕ－ｖ－ｗ座標）上で第１の位置推定指令および第２の位置推定用指令の重畳を行った。しかしながら、本発明は、このような座標系に限定されるものではない。２相静止座標（α－β座標）上で第１の位置推定指令および第２の位置推定用指令の重畳を行ってもよく、同様の効果を得ることができる。
　また、上述した実施の形態１～４での第１の位置推定用指令および第２の位置推定用指令は、静止座標上を周期Ｔｈで回転する回転ベクトルとなる。したがって、第１の位置推定用指令および第２の位置推定用指令の重畳を回転二軸（ｄ－ｑ座標）座標で行い、そのような回転ベクトルを実現する方式も、本発明に含まれることは言うまでもない。そこで、以下の実施の形態５～８においては、２相静止座標（α－β座標）上で第１の位置推定指令および第２の位置推定用指令の重畳を行う場合について、具体的に説明する。
　実施の形態５
　図１６は、本発明の実施の形態５における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には、同一の符号を付す。
　本実施の形態５における図１６の構成が、先の実施の形態１における図１の構成と異なる点は、次の３点である。
・第１の位置推定用指令生成器１４、第２の位置推定用指令生成器１５、重畳器１６、重畳器１７の代わりに、第１の位置推定用指令生成器５０１、第２の位置推定用指令生成器５０２、重畳器５０３、重畳器５０４を異なる位置に配置している点
・座標変換器１２から出力された第１の３相電圧指令ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’を、そのまま第１の電圧指令ｖ１ｕ＊、ｖ１ｖ＊、ｖ１ｗ＊として、第１の電力変換器４に与え、同様に、座標変換器１３から出力された第２の３相電圧指令ｖ２ｕ＊’、ｖ２ｖ＊’、ｖ２ｗ＊’を、そのまま第２の電圧指令ｖ２ｕ＊、ｖ２ｖ＊、ｖ２ｗ＊として、第２の電力変換器５に与える点
・回転位置推定器１８ａの代わりに、回転位置推定器１８ｂを異なる位置に配置し、回転二軸上の第１巻線電流ｉ１ｑに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する点
　図１７は、本発明の実施の形態５における第１の位置推定用指令生成器５０１および第２の位置推定用指令生成器５０２のそれぞれから出力される位置推定用指令の時間変化を示した図である。
　第１の位置推定用指令生成器５０１は、図１７に示すように、周期Ｔｈの第１の位置推定用指令ｖ１ｄｈ＊を出力する。ここで、第１の位置推定用指令ｖ１ｄｈ＊は、回転位置の推定位置θｅｓｔで検出している推定磁束に平行な方向の成分である。
　同様に、第２の位置推定用指令生成器５０２は、図１７に示すように、周期Ｔｈの第２の位置推定用指令ｖ２ｄｈ＊を出力する。ここで、第２の位置推定用指令ｖ２ｄｈ＊は、回転位置の推定位置θｅｓｔで検出している推定磁束に平行な方向の成分である。また、図１７に示すように、第２の位置推定用指令Ｖ２ｄｈ＊は、第１の位置推定用指令ｖ１ｄｈ＊に対して、位相差α［度］を有する。
　重畳器５０３は、電流制御器１０より出力された第１のｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊に、第１の位置推定用指令ｖ１ｄｈ＊を重畳し、座標変換器１２に出力する。重畳器５０４は、電流制御器１１より出力された第２のｄ軸電圧指令ｖ２ｄ＊に、第２の位置推定用指令ｖ２ｄｈ＊を重畳し、座標変換器１３に出力する。
　第１のｄ軸電圧指令ｖ１ｄ＊に対して第１の位置推定用指令ｖ１ｄｈ＊が重畳されることによって、回転二軸上の第１巻線電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑに重畳される位置推定用指令成分ｉ１ｄｈ、ｉ１ｑｈは、下式（７）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　ここで、上式（７）中における各記号の意味は、下式（８）である。また、Ｌｄｅｓｔ、Ｌｑｅｓｔは、回転位置の推定位置θｅｓｔで推定した回転二軸上におけるｄ軸インダクタンス、ｑ軸インダクタンスを意味している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　上式（７）より、Δθ＝０、すなわち、交流回転機１ａの回転位置θと、回転位置推定値θｅｓｔとが一致ずる場合に限り、位置推定用指令成分ｉ１ｑｈが０に一致し、Δθ≠０の場合には、０に一致しない。そこで、回転位置推定器１８ｂは、位置推定用指令成分ｉ１ｑｈが０に一致するような演算を行うことで、回転位置の推定値θｅｓｔを、交流回転機１ａの回転位置θに一致させる。
　図１８は、本発明の実施の形態５における回転位置推定器１８ｂの構成を示すブロック線図である。回転位置推定器１８ｂは、バンドパスフィルタ５０５、振幅演算器５０６、減算器５０７、およびＰＩ演算器５０８を備えて構成されている。
　バンドパスフィルタ５０５は、回転二軸上の第１巻線電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑのうち、第１巻線電流ｉ１ｑを入力し、第１巻線電流ｉ１ｑに含まれる位置推定用指令の成分ｉ１ｑｈを抽出する。
　次に、振幅演算器５０６は、位置推定用指令の成分ｉ１ｑｈの振幅Ｉｑｈを演算する。演算方法としては、先の実施の形態１の図４で説明した振幅演算器１８ａｘと同様の構成を採用すればよい。
　減算器５０７は、０と振幅演算器５０６で演算したＩｑｈとの偏差を演算する。ＰＩ演算器５０８は、減算器５０７で得られた偏差を０とするように、比例・積分制御を行い、出力を回転位置の推定値θｅｓｔとする。
　ここで、位置推定用指令の成分ｉ１ｑｈの振幅値Ｉｑｈと、回転位置の推定値θｅｓｔとの関係について説明する。回転位置の推定値θｅｓｔに対する振幅値Ｉｑｈは、その値が大きいほど、Ｓ／Ｎ比が増大し、かつ、電流検出器３のＡ／Ｄ変換に伴う量子化誤差の影響が相対的に小さくなる。このため、振幅値Ｉｑｈが大きいほど、回転位置の推定精度が向上する。
　ただし、位相差α＝０度の状態で、振幅値Ｉｑｈを増大させるために、第１の位置推定用指令の振幅および第２の位置推定用指令の振幅を増大させると、第１の位置推定用指令によるトルクリップル・振動・音と第２の位置推定用指令によるトルクリップル・振動・音とが同じ位相で重なり合う。
　この結果、交流回転機１ａより生じるトルクリップル・振動・音が増大してしまい、好ましくない。すなわち、第１の位置推定用指令の振幅を増大させると、交流回転機１ａから生じる位置推定用指令の周波数成分のトルクリップル・音・振動が増大してしまう。
　そこで、本実施の形態５では、図１７に示したように、第１の位置推定用指令ｖ１ｄｈ＊と第２の位置推定用指令ｖ２ｄｈ＊とに位相差αを設け、第１の位置推定用指令ｖ１ｄｈ＊により生じるトルクリプル・音・振動と、第２の位置推定用指令ｖ２ｄｈ＊により生じるトルクリップル・音・振動との間に、位相差を生じさせている。
　この結果、交流回転機１ａより生じるトルクリップルをある所定値以内に抑えつつ、位置推定用指令の成分ｉ１ｑｈの振幅を増大させることができ、回転位置の推定値θｅｓｔに対する振幅値Ｉｑｈを増大させ、位置推定精度を向上させることができる。位相差αは、α＝０における位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルの大きさを維持した状態で、より大きなＩｑｈが得られる値に設定される。
　図１９は、本発明の実施の形態５において、交流回転機１ａより生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、位置推定用電流ｉ１ｑｈの振幅値Ｉｑｈの特性を示した図である。横軸に位相差α、縦軸にＩｑｈをとった特性図である。
　図１９に示す振幅が大きいほど、同一のトルクリップルに対し、位置推定用電流ｉ１ｑｈの振幅値Ｉｑｈを大きく設定できることとなり、回転位置の推定精度を向上させることができる。
　図１９より、位相差α＝０度に対する振幅に対し、α＝３０度以上、２７０度以下の範囲で振幅を大きく設定でき、α＝６０度以上、２７０度以下の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝９０度以上、２７０度以下の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝１２０度以上、２４０度以下の範囲でさらに振幅を大きく設定できる。
　換言すると、上述した範囲内の位相差αに設定することで、位置推定用電流ｉ１ｑｈの振幅を同一とした場合に、交流回転機１ａより生じる位置推定用指令の成分のトルクリップルを低減できることを意味している。
　以上のように、実施の形態５によれば、第１の位置推定用指令および第２の位置推定用指令を推定磁束に平行な成分に重畳し、両者の位相差を３０度以上、２７０度以下の範囲に設定する構成を備えている。この結果、交流回転機のトルクに生じる位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを抑制した上で、回転位置の推定精度を向上させることが可能となる。
　なお、先の実施の形態１から実施の形態３への変形例を参考に、本実施の形態５に関しても、第１の位置推定用指令、第２の位置推定用指令を電流指令に重畳し、第１の電圧指令ｖ１ｑ＊に基づいて回転位置を推定しても、同様な効果が得られるのは言うまでもない。
　実施の形態６．
　図２０は、本発明の実施の形態６における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の図１６に示した実施の形態５と対応もしくは相当する構成部分には、同一の符号を付す。
　本実施の形態６における図２０の構成が、先の実施の形態５における図１６の構成と異なる点は、次の２点である。
・減算器６０１をさらに有している点
・回転位置推定器１８ｂがこの減算器６０１の出力に基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する点
　減算器６０１は、座標変換器６で算出された回転二軸上の第１巻線電流ｉ１ｑから、座標変換器７で算出された回転二軸上の第２巻線電流ｉ２ｑを減算することで、減算値ｉｑ＿ｄｉｆを算出する。そして、本実施の形態６における回転位置推定器１８ｂは、減算器６０１の出力である減算値ｉｑ＿ｄｉｆに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する。
　図２１は、本発明の実施の形態６において、交流回転機１ａより生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、位置推定用電流の振幅Ｉｑｈの特性図である。
　図２１中の「Ｉｑｈ（ｉｑ＿ｄｉｆ）」で示された特性波形は、本実施の形態６における、第１巻線電流ｉ１ｑと第２巻線電流ｉ２ｑとの減算値ｉｑ＿ｄｉｆに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算した場合の特性を示したものである。
　一方、図２１中の「Ｉｑｈ（ｉ１ｑ）」で示された特性波形は、先の実施の形態５における、第１巻線電流ｉ１ｑに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算した場合の特性を示したものである。
　図２１より、先の実施の形態５の特性に比べ、本実施の形態６の特性の方が、同一のトルクリップルに対して、振幅をより大きく設定できることがわかる。
　以上のように、実施の形態６によれば、ｑ軸に関する第１巻線電流と第２巻線電流との減算値に基づいて回転位置の推定値を演算する構成を備えている。この結果、回転位置の推定精度を、先の実施の形態５の構成よりも、さらに向上させることができるといった効果が得られる。
　なお、先の実施の形態２から実施の形態４への変形例を参考に、本実施の形態６に関しても、第１の位置推定用指令、第２の位置推定用指令を電流指令に重畳し、第１の電圧指令ｖ１ｑ＊と第２の電圧指令ｖ２ｑ＊の減算値に基づいて回転位置を推定しても、同様な効果が得られるのは言うまでもない。
　実施の形態７
　図２２は、本発明の実施の形態７における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の図１に示した実施の形態１と対応もしくは相当する構成部分には、同一の符号を付す。
　本実施の形態７における図２２の構成が、先の実施の形態１における図１の構成と異なる点は、次の３点である。
・第１の位置推定用指令生成器１４、第２の位置推定用指令生成器１５、重畳器１６、重畳器１７の代わりに、第１の位置推定用指令生成器７０１、第２の位置推定用指令生成器７０２、重畳器７０３、重畳器７０４を異なる位置に配置している点
・座標変換器１２から出力された第１の３相電圧指令ｖ１ｕ＊’、ｖ１ｖ＊’、ｖ１ｗ＊’を、そのまま第１の電圧指令ｖ１ｕ＊、ｖ１ｖ＊、ｖ１ｗ＊として、第１の電力変換器４に与え、同様に、座標変換器１３から出力された第２の３相電圧指令ｖ２ｕ＊’、ｖ２ｖ＊’、ｖ２ｗ＊’を、そのまま第２の電圧指令ｖ２ｕ＊、ｖ２ｖ＊、ｖ２ｗ＊として、第２の電力変換器５に与える点
・回転位置推定器１８ａの代わりに、回転位置推定器１８ｃを異なる位置に配置し、回転二軸上の第１巻線電流ｉ１ｄに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する点
　図２３は、本発明の実施の形態７における第１の位置推定用指令生成器７０１および第２の位置推定用指令生成器７０２のそれぞれから出力される位置推定用指令の時間変化を示した図である。
　第１の位置推定用指令生成器７０１は、図２３に示すように、周期Ｔｈの第１の位置推定用指令ｖ１ｑｈ＊を出力する。ここで、第１の位置推定用指令ｖ１ｑｈ＊は、回転位置の推定位置θｅｓｔで検出している推定磁束に垂直な方向の成分である。
　同様に、第２の位置推定用指令生成器７０２は、図２３に示すように、周期Ｔｈの第２の位置推定用指令ｖ２ｑｈ＊を出力する。ここで、第２の位置推定用指令ｖ２ｑｈ＊は、回転位置の推定位置θｅｓｔで検出している推定磁束に垂直な方向の成分である。また、図２３に示すように、第２の位置推定用指令ｖ２ｑｈ＊は、第１の位置推定用指令ｖ１ｑｈ＊に対して、位相差α［度］を有する。
　重畳器７０３は、電流制御器１０より出力された第１のｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊に、第１の位置推定用指令ｖ１ｑｈ＊を重畳し、座標変換器１２に出力する。重畳器７０４は、電流制御器１１より出力された第２のｑ軸電圧指令ｖ２ｑ＊に、第２の位置推定用指令ｖ２ｑｈ＊を重畳し、座標変換器１３に出力する。
　第１のｑ軸電圧指令ｖ１ｑ＊に対して第１の位置推定用指令ｖ１ｑｈ＊が重畳されることによって、回転二軸上の第１巻線電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑに重畳される位置推定用指令成分ｉ１ｄｈ、ｉ１ｑｈは、下式（９）で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　上式（９）より、Δθ＝０、すなわち、交流回転機１ａの回転位置θと、回転位置推定値θｅｓｔとが一致ずる場合に限り、位置推定用指令成分ｉ１ｄｈが０に一致し、Δθ≠０の場合には、０に一致しない。そこで、回転位置推定器１８ｃは、位置推定用指令成分ｉ１ｄｈが０に一致するような演算を行うことで、回転位置の推定値θｅｓｔを、交流回転機１ａの回転位置θに一致させる。
　図２４は、本発明の実施の形態７における回転位置推定器１８ｃの構成を示すブロック線図である。回転位置推定器１８ｃは、バンドパスフィルタ７０５、振幅演算器７０６、減算器７０７、およびＰＩ演算器７０８を備えて構成されている。
　バンドパスフィルタ７０５は、回転二軸上の第１巻線電流ｉ１ｄ、ｉ１ｑのうち、第１巻線電流ｉ１ｄを入力し、第１巻線電流ｉ１ｄに含まれる位置推定用指令の成分ｉ１ｄｈを抽出する。
　次に、振幅演算器７０６は、位置推定用指令の成分ｉ１ｄｈの振幅Ｉｄｈを演算する。演算方法としては、先の実施の形態１の図４で説明した振幅演算器１８ａｘと同様の構成とすればよい。
　減算器７０７は、０と振幅演算器７０６で演算したＩｄｈとの偏差を演算する。ＰＩ演算器７０８は、減算器７０７で得られた偏差を０とするように、比例・積分制御を行い、出力を回転位置の推定値θｅｓｔとする。
　ここで、位置推定用指令の成分ｉ１ｄｈの振幅値Ｉｄｈと、回転位置の推定値θｅｓｔとの関係について説明する。回転位置の推定値θｅｓｔに対する振幅値Ｉｄｈは、その値が大きいほど、Ｓ／Ｎ比が増大し、かつ、電流検出器３のＡ／Ｄ変換に伴う量子化誤差の影響が相対的に小さくなる。このため、振幅値Ｉｄｈが大きいほど、回転位置の推定精度が向上する。
　ただし、位相差α＝０度の状態で、振幅値Ｉｄｈを増大させるために、第１の位置推定用指令の振幅および第２の位置推定用指令の振幅を増大させると、第１の位置推定用指令によるトルクリップル・振動・音と第２の位置推定用指令によるトルクリップル・振動・音とが同じ位相で重なり合う。
　この結果、交流回転機１ａから生じる位置推定用指令の周波数成分のトルクリップル・音・振動が増大してしまう。
　そこで、本実施の形態７では、図２３に示したように、第１の位置推定用指令ｖ１ｑｈ＊と第２の位置推定用指令ｖ２ｑｈ＊とに位相差αを設け、第１の位置推定用指令ｖ１ｑｈ＊により生じるトルクリプル・音・振動と、第２の位置推定用指令ｖ２ｑｈ＊により生じるトルクリップル・音・振動との間に、位相差を生じさせている。
　この結果、交流回転機１ａより生じるトルクリップルをある所定値以内に抑えつつ、位置推定用指令の成分ｉ１ｄｈの振幅を増大させることができ、回転位置の推定値θｅｓｔに対する振幅値Ｉｑｈを増大させ、位置推定精度を向上させることができる。位相差αは、α＝０における位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルの大きさを維持した状態で、より大きなＩｄｈが得られる値に設定される。
　図２５は、本発明の実施の形態７において、交流回転機１ａより生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、位置推定用電流ｉ１ｄｈの振幅値Ｉｄｈの特性を示した図である。横軸に位相差α、縦軸にＩｄｈをとった特性図である。
　図２５に示す振幅が大きいほど、同一のトルクリップルに対し、位置推定用電流ｉ１ｄｈの振幅値Ｉｄｈを大きく設定できることとなり、回転位置の推定精度を向上させることができる。
　図２５より、位相差α＝０度に対する振幅に対し、α＝９０度以上、３３０度以下の範囲で振幅を大きく設定でき、α＝１２０度以上、３００度以下の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝１５０以上、２７０度以下の範囲でさらに振幅を大きく設定でき、α＝１５０度以上、２４０度以下の範囲でさらに振幅を大きく設定できる。
　換言すると、上述した範囲内の位相差αに設定することで、位置推定用電流ｉ１ｄｈの振幅を同一とした場合に、交流回転機１ａより生じる位置推定用指令の成分のトルクリップルを低減できることを意味している。
　以上のように、実施の形態７によれば、第１の位置推定用指令および第２の位置推定用指令を推定磁束に垂直な成分に重畳し、両者の位相差を９０度以上、３３０度以下の範囲に設定する構成を備えている。この結果、交流回転機のトルクに生じる位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを抑制した上で、回転位置の推定精度を向上させることが可能となる。
　なお、先の実施の形態１から実施の形態３への変形例を参考に、本実施の形態７に関しても、第１の位置推定用指令、第２の位置推定用指令を電流指令に重畳し、第１の電圧指令ｖ１ｄ＊に基づいて回転位置を推定しても、同様な効果が得られるのは言うまでもない。
　実施の形態８．
　図２６は、本発明の実施の形態８における交流回転機の制御装置の全体構成を示す図である。先の図２２に示した実施の形態７と対応もしくは相当する構成部分には、同一の符号を付す。
　本実施の形態８における図２６の構成が、先の実施の形態７における図２２の構成と異なる点は、次の２点である。
・減算器８０１をさらに有している点
・回転位置推定器１８ｃがこの減算器８０１の出力に基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する点
　減算器８０１は、座標変換器６で算出された回転二軸上の第１巻線電流ｉ１ｄから、座標変換器７で算出された回転二軸上の第２巻線電流ｉ２ｄを減算することで、減算値ｉｄ＿ｄｉｆを算出する。そして、本実施の形態８における回転位置推定器１８ｃは、減算器８０１の出力である減算値ｉｄ＿ｄｉｆに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算する。
　図２７は、本発明の実施の形態８において、交流回転機１ａより生じる第１の位置推定用指令の周波数成分のトルクリップルを一定としたときの、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令の位相差に対する、位置推定用電流の振幅Ｉｄｈの特性図である。
　図２７中の「Ｉｄｈ（ｉｄ＿ｄｉｆ）」で示された特性波形は、本実施の形態８における、第１巻線電流ｉ１ｄと第２巻線電流ｉ２ｄとの減算値ｉｄ＿ｄｉｆ、に基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算した場合の特性を示したものである、
　一方、図２７中の「Ｉｄｈ（ｉ１ｄ）」で示された特性波形は、先の実施の形態７における、第１巻線電流ｉ１ｄに基づいて回転位置の推定値θｅｓｔを演算した場合の特性を示したものである。
　図２７より、先の実施の形態７の特性に比べ、本実施の形態８の特性の方が、同一のトルクリップルに対して、振幅をより大きく設定できることがわかる。
　以上のように、実施の形態８によれば、ｄ軸に関する第１巻線電流と第２巻線電流との減算値に基づいて回転位置の推定値を演算する構成を備えている。この結果、回転位置の推定精度を、先の実施の形態７の構成よりも、さらに向上させることができるといった効果が得られる。
　なお、先の実施の形態２から実施の形態４への変形例を参考に、本実施の形態８に関しても、第１の位置推定用指令、第２の位置推定用指令を電流指令に重畳し、第１の電圧指令ｖ１ｄ＊と第２の電圧指令ｖ２ｄ＊の減算値に基づいて回転位置を推定しても、同様な効果が得られるのは言うまでもない。
　実施の形態９
　先の実施の形態１～８においては、交流回転機の制御装置について説明した。これに対して、本実施の形態９においては、本発明の交流回転機の制御装置を電動パワーステアリング装置に適用する場合について説明する。具体的には、本発明の交流回転機の制御装置によって、操舵トルクを補助するトルクを発生させるようにして、電動パワーステアリング装置を構成する場合について、以下に説明する。
　図２８は、本発明の実施の形態９に係る電動パワーステアリングの構成を示す図である。先の実施の形態１～８と同一の符号を付したものは、同一または相当する構成部分を示すものである。
　図２８において、運転手は、ハンドル９０１を左右に回転させて、前輪９０２の操舵を行う。トルク検出器９０４は、ステアリング系の操舵トルクを検出し、検出トルクを電流指令値生成器９０５に出力する。
　電流指令値生成器９０５は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを、交流回転機１ａが発生するように、トルク検出器９０４の検出トルクに基づいて、交流回転機１ａに出力すべき電流指令ｉｄ＊、ｉｑ＊を演算する。交流回転機１ａは、ギア７０３を介して操舵トルクを補助するトルクを発生する。
　以上のように、実施の形態９によれば、第１の位置推定用指令と第２の位置推定用指令とに位相差を設ける交流回転機の制御装置を、電動パワーステアリング装置に適用し、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを生成できる構成を備えている。
　このような構成を備えることで、操舵トルクに含まれる位置推定用指令の周波数成分のリップルを低減できるようになる。この結果、電動パワーステアリング装置から生じる騒音・振動を低減でき、運転者、同乗者への不快感を低減できる電動パワーステアリング装置を実現できる。

Claims (9)

  1. 　突極性を生じさせる回転子構造を有するとともに、第１の３相巻線と第２の３相巻線を有する交流回転機と、
    　前記第１の３相巻線を流れる電流を第１巻線電流として検出する第１の電流検出器と、
    　前記第２の３相巻線を流れる電流を第２巻線電流として検出する第２の電流検出器と、
    　前記第１の電流検出器で検出された前記第１巻線電流が、前記第１巻線電流に対する指令値である第１の電流指令に一致するように第１の電圧指令を演算するとともに、前記第２の電流検出器で検出された前記第２巻線電流が、前記第２巻線電流に対する指令値である第２の電流指令に一致するように第２の電圧指令を演算する制御器と、
    　前記第１の電圧指令に基づいて前記第１の３相巻線の各相に電圧を印加する第１の電力変換器と、
    　前記第２の電圧指令に基づいて前記第２の３相巻線の各相に電圧を印加する第２の電力変換器と、
    　第１周波数を有する第１の位置推定用指令を生成するとともに、前記第１周波数を有する第２の位置推定用指令を生成する位置推定用指令生成器と、
    　前記第１巻線電流と前記第２巻線電流の少なくとも一方に基づいて、前記第１周波数の成分の振幅値を抽出し、前記振幅値の大きさから前記交流回転機の回転位置を推定する回転位置推定器と
    　を備え、
    　前記位置推定用指令生成器は、前記第１の位置推定用指令と前記第２の位置推定用指令を互いに位相差を設けて出力し、
    　前記制御器は、前記第１の電圧指令に前記第１の位置推定用指令を重畳して前記第１の電力変換器に出力するとともに、前記第２の電圧指令に前記第２の位置推定用指令を重畳して前記第２の電力変換器に出力する
    　回転機の制御装置。
  2. 　前記回転位置推定器は、前記第１巻線電流から前記第２巻線電流を減算した値に基づいて、前記交流回転機の回転位置を推定する
    　請求項１に記載の回転機の制御装置。
  3. 　突極性を生じさせる回転子構造を有するとともに、第１の３相巻線と第２の３相巻線を有する交流回転機と、
    　前記第１の３相巻線を流れる電流を第１巻線電流として検出する第１の電流検出器と、
    　前記第２の３相巻線を流れる電流を第２巻線電流として検出する第２の電流検出器と、
    　前記第１の電流検出器で検出された前記第１巻線電流が、前記第１巻線電流に対する指令値である第１の電流指令に一致するように第１の電圧指令を演算するとともに、前記第２の電流検出器で検出された前記第２巻線電流が、前記第２巻線電流に対する指令値である第２の電流指令に一致するように第２の電圧指令を演算する制御器と、
    　前記第１の電圧指令に基づいて前記第１の３相巻線の各相に電圧を印加する第１の電力変換器と、
    　前記第２の電圧指令に基づいて前記第２の３相巻線の各相に電圧を印加する第２の電力変換器と、
    　第１周波数を有する第１の位置推定用指令を生成するとともに、前記第１周波数を有する第２の位置推定用指令を生成する位置推定用指令生成器と、
    　前記第１の電圧指令と前記第２の電圧指令の少なくとも一方に基づいて、前記第１周波数の成分の振幅値を抽出し、前記振幅値の大きさから前記交流回転機の回転位置を推定する回転位置推定器と
    　を備え、
    　前記位置推定用指令生成器は、前記第１の位置推定用指令と前記第２の位置推定用指令を互いに位相差を設けて出力し、
    　前記制御器は、前記第１の電流指令に前記第１の位置推定用指令を重畳した値を新たな第１の電流指令として前記第１の電圧指令を演算するとともに、前記第２の電流指令に前記第２の位置推定用指令を重畳した値を新たな第２の電流指令として前記第２の電圧指令を演算する
    　回転機の制御装置。
  4. 　前記回転位置推定器は、前記第１の電圧指令から前記第２の電圧指令を減算した値に基づいて、前記交流回転機の回転位置を推定する
    　請求項３に記載の回転機の制御装置。
  5. 　前記交流回転機は、前記第１の３相巻線と前記第２の３相巻線とが実数Ｘ度の位相差を有し、
    　前記制御器は、前記第１の位置推定用指令および前記第２の位置推定用指令の重畳を静止座標上で行い、
    　前記位置推定用指令生成器は、前記位相差をＸ＋６０度以上、Ｘ＋２７０度以下の範囲とするようにして、前記第１の位置推定用指令と前記第２の位置推定用指令を出力する
    　請求項１から４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
  6. 　前記交流回転機は、前記第１の３相巻線と前記第２の３相巻線とが実数Ｘ度の位相差を有し、
    　前記制御器は、前記第１の位置推定用指令および前記第２の位置推定用指令の重畳を静止座標上で行い、
    　前記位置推定用指令生成器は、前記位相差をＸ＋３０度以上、Ｘ＋３００度以下の範囲とするようにして、前記第１の位置推定用指令と前記第２の位置推定用指令を出力する
    　請求項２または４に記載の回転機の制御装置。
  7. 　前記制御器は、前記第１の位置推定用指令および前記第２の位置推定用指令の重畳を回転二軸座標上の推定磁束方向と平行する成分で行い、
    　前記位置推定用指令生成器は、前記位相差を３０度以上、２７０度以下の範囲とするようにして、前記第１の位置推定用指令と前記第２の位置推定用指令を出力する
    　請求項１から４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
  8. 　前記制御器は、前記第１の位置推定用指令および前記第１の位置推定用指令の重畳を回転二軸座標上の推定磁束方向と直交する成分で行い、
    　前記位置推定用指令生成器は、前記位相差を９０度以上、３３０度以下の範囲とするようにして、前記第１の位置推定用指令と前記第２の位置推定用指令を出力する
    　請求項１から４のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
  9. 　請求項１から８のいずれか１項に記載の交流回転機の制御装置を備え、
    　前記制御器は、ステアリング系の操舵トルクを補助するトルクを、前記交流回転機が発生するように、前記第１の電圧指令および前記第２の電圧指令を演算する
    　電動パワーステアリングの制御装置。
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