WO2017169645A1 - 高周波信号増幅回路、電力増幅モジュール、フロントエンド回路および通信装置 - Google Patents

高周波信号増幅回路、電力増幅モジュール、フロントエンド回路および通信装置 Download PDF

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    • H03F2203/21133—A series resonance circuit being coupled at the input of a power amplifier

Definitions

  • the present invention relates to a high-frequency signal amplification circuit, a power amplification module, a front-end circuit, and a communication device.
  • Recent cellular phones are required to support a plurality of frequency bands with a single terminal (multiband).
  • a front-end circuit compatible with multiband transmission is required to propagate each of transmission / reception signals corresponding to a plurality of frequency bands without deterioration. Therefore, a high-frequency power amplifier circuit that amplifies a transmission signal is required to have high amplification performance that amplifies the transmission signal while reducing a reception band noise level during transmission.
  • Patent Document 1 discloses a high-frequency power amplifier for the purpose of suppressing out-of-band noise.
  • FIG. 9 is a circuit block diagram of the high-frequency power amplifier described in Patent Document 1.
  • the high-frequency power amplifier shown in the figure includes an RF input terminal 501, an RF output terminal 505, an input matching circuit 502, a high-frequency signal amplification transistor 503, an output matching circuit 504, a bias circuit 506, and a series resonance circuit 507.
  • the series resonant circuit 507 has one end connected between the high-frequency signal amplification transistor 503 and the bias circuit 506, the other end connected to the ground, and includes an inductor 508 and a capacitor 509. According to this configuration, since the noise in the difference frequency band generated in the bias circuit 506 can be suppressed from being input to the high frequency signal amplification transistor 503, the out-of-band noise can be suppressed without reducing the transmission band gain. .
  • the present invention has been made to solve the above-described problem, and stably suppresses out-of-band noise while improving saturation output and power added efficiency, a power amplification module,
  • An object is to provide a front-end circuit and a communication device.
  • a high-frequency signal amplifier circuit is a high-frequency signal amplifier circuit used in a front-end circuit for propagating a high-frequency transmission signal and a high-frequency reception signal, An amplifying transistor for amplifying a signal; a bias circuit for supplying a bias to a signal input terminal of the amplifying transistor; a first resistance element having one end connected to the bias circuit and the other end connected to the signal input terminal; An LC series resonance circuit having one end connected to a connection node between the first resistance element and the signal input end and the other end connected to a ground terminal, and having an inductor and a capacitor connected in series with each other A resonance frequency of the LC series resonance circuit is included in a difference frequency band between the high-frequency transmission signal and the high-frequency reception signal.
  • the first resistance element is connected between the signal input terminal of the amplification transistor and the bias circuit, the high frequency signal is prevented from entering the bias circuit and oscillation in the amplification path is prevented.
  • the amplification operation can be stabilized by the damping effect.
  • the LC series resonance circuit having a function of complementing the phase shift between the current and voltage in the amplification path is arranged on the amplification transistor side of the first resistance element, the high frequency in a state where it is not attenuated by the first resistance element.
  • the phase shift of the transmission signal can be complemented.
  • the saturation output of the high-frequency transmission signal and the high-frequency transmission signal can be stably suppressed by suppressing the high-frequency reception signal component generated by mixing the high-frequency transmission signal and the difference frequency band component in the bias circuit and the amplification transistor.
  • the power added efficiency can be improved.
  • the LC series resonance circuit may further include a second resistance element connected in series to the inductor and the capacitor between the connection node and the ground terminal.
  • the LC series resonance circuit has the second resistance element as a series component, it is possible to suppress an oscillation phenomenon that is a concern in series connection of an inductor and a capacitor. Therefore, the amplification operation can be stabilized.
  • the capacitance of the capacitor may vary according to the difference frequency band.
  • the resonance frequency of the LC series resonance circuit can be changed, it is possible to stably suppress out-of-band noise in accordance with switching between the transmission band and the reception band to be used.
  • a power amplification module includes a front-stage amplification element that amplifies a high-frequency transmission signal, and a rear-stage amplification element that amplifies the high-frequency transmission signal amplified by the front-stage amplification element.
  • the element may be composed of the high-frequency signal amplifier circuit described above.
  • the amplification control unit may be made into one chip by the first chip.
  • the amplification control unit is made into one chip with the pre-stage amplification element that is not easily interfered with by the high-frequency transmission signal, so that it is possible to reduce the size while maintaining the quality of the high-frequency signal.
  • At least one of the capacitor and the inductor may be externally attached to the first chip.
  • the resonance frequency of the LC series resonance circuit is determined by the product of the inductance value of the inductor and the capacitance value of the capacitor. For this reason, it is assumed that at least one of the inductance value and the capacitance value becomes a large value depending on the set resonance frequency, and at least one of the inductor and the capacitor has a size that cannot be included in the first chip.
  • the resonance frequency of the LC series resonance circuit can be set regardless of the inductance value and the capacitance value. Therefore, reception band noise in a desired difference frequency band can be reduced.
  • the front stage amplification element and the rear stage amplification element are arranged on a mounting surface of a substrate, and at least one of the capacitor and the inductor externally attached to the first chip includes the first chip and the substrate.
  • the layers may be stacked so as to overlap when seen in a plan view.
  • the first chip may be configured by a CMOS (Complementary Metal Oxide Semiconductor).
  • CMOS Complementary Metal Oxide Semiconductor
  • the power amplification module at low cost by configuring the amplification control unit and the previous stage amplification element which do not require power handling with CMOS.
  • the first chip may be made of GaAs.
  • a front end circuit outputs the power amplification module described above, a transmission filter element and a reception filter element, and a high-frequency reception signal from an antenna element to the reception filter element, And a duplexer that outputs a high-frequency transmission signal amplified by the power amplification module and transmitted through the transmission filter element to the antenna element.
  • a variable filter circuit disposed between the front-stage amplifying element and the rear-stage amplifying element and configured to vary a pass band or an attenuation band according to a frequency band of the high-frequency transmission signal, wherein the pass band includes a plurality of communication bands; It is a transmission band corresponding to the used communication band selected from the band, and the attenuation band may be a reception band corresponding to the used communication band.
  • a communication apparatus includes the front end circuit described above, an RF signal processing circuit that outputs a high-frequency transmission signal to the front-end circuit, and inputs a high-frequency reception signal from the front-end circuit;
  • a baseband signal processing circuit that converts a high-frequency reception signal input from the RF signal processing circuit into an intermediate frequency signal, performs signal processing, converts the intermediate frequency signal into a high-frequency signal, and outputs the high-frequency signal to the RF signal processing circuit; May be provided.
  • the high-frequency signal amplifier circuit according to the present invention can improve saturation output and conversion efficiency while stably suppressing out-of-band noise.
  • FIG. 1 is a functional block configuration diagram of a communication apparatus according to Embodiment 1.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the PA module according to the first embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the high-frequency signal amplifier circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 4A is a graph comparing saturation output characteristics of the high-frequency signal amplifier circuit according to Embodiment 1 and a comparative example.
  • FIG. 4B is a graph comparing the power added efficiency of the high-frequency signal amplifier circuit according to Embodiment 1 and the comparative example.
  • FIG. 5A is a graph showing a stabilization index of the high-frequency signal amplifier circuit according to Embodiment 1.
  • FIG. 5B is a graph showing amplification characteristics of the high-frequency signal amplifier circuit according to Embodiment 1.
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a modification of the LC series resonance circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 7A is a circuit configuration diagram of a PA module according to Embodiment 2.
  • FIG. 7B is a circuit configuration diagram of the high-frequency signal amplifier circuit according to Embodiment 2.
  • FIG. 8A is a plan configuration diagram of a PA module according to Embodiment 2.
  • FIG. 8B is a cross-sectional configuration diagram of the PA module according to Embodiment 2.
  • FIG. 9 is a circuit block diagram of the high-frequency power amplifier described in Patent Document 1.
  • FIG. 1 is a functional block configuration diagram of a communication apparatus 100 according to the first embodiment.
  • a communication device 100 an antenna element 2, and a display unit 5 are shown.
  • the communication apparatus 100 includes a front-end circuit 1, an RF signal processing circuit (RFIC) 3, and a baseband signal processing circuit (BBIC) 4.
  • the front end circuit 1 is disposed, for example, in a front end portion of a multi-mode / multi-band mobile phone.
  • the front-end circuit 1 includes a PA (Power Amplifier) module 10, a low noise amplifier circuit 20, an antenna matching circuit 30, an antenna switch 40, a reception filter 50, a transmission filter 60, and a control IC 70. .
  • PA Power Amplifier
  • the antenna matching circuit 30 is connected to the antenna element 2 and the antenna switch 40, and is a circuit for matching the antenna element 2 and the front end circuit 1. As a result, the front end circuit 1 can receive the received signal from the antenna element 2 with low loss and output the transmission signal to the antenna element 2 with low loss.
  • the antenna matching circuit 30 includes one or more high-frequency circuit components, and includes, for example, an inductor formed in a chip shape or a pattern and a capacitor formed in a chip shape or a pattern.
  • the antenna matching circuit 30 is not an essential component of the front end circuit 1. Further, the antenna matching circuit 30 may be a variable matching circuit that corresponds to multiband and multimode and varies the impedance according to the selected band or mode.
  • the antenna switch 40 connects the antenna element 2 (and the antenna matching circuit 30) to one of the transmission-side signal path and the reception-side signal path, thereby switching the connection between the antenna element 2 and the plurality of signal paths. It is. More specifically, the antenna switch 40 includes a common terminal connected to the antenna matching circuit 30 and two selection terminals connected to the transmission side signal path or the reception side signal path.
  • the antenna switch 40 is a single-pole double-throw high-frequency switch, but when a plurality of transmission-side signal paths and reception-side signal paths are arranged, the antenna switch 40 is It is not limited to the 1-input 2-output type. Instead of the antenna switch 40, a multiplexer including a duplexer or a triplexer that demultiplexes the transmission wave and the reception wave may be arranged.
  • the reception filter 50 is a reception filter element that filters the reception signal received by the antenna element 2 and passed through the antenna switch 40 in a predetermined pass band and outputs the filtered signal to the low noise amplifier circuit 20.
  • the transmission filter 60 is a transmission filter element that filters the transmission signal output from the PA module 10 in a predetermined pass band and outputs the filtered signal to the antenna element 2 via the antenna switch 40.
  • the PA module 10 is a power amplification module that amplifies the high-frequency transmission signal output from the RF signal processing circuit 3 and outputs the amplified signal toward the antenna switch 40.
  • the PA module 10 is a main part of the present invention and will be described in detail later.
  • the low noise amplifier circuit 20 is a high frequency amplification circuit that amplifies the high frequency reception signal output from the antenna switch 40 and outputs the amplified signal to the RF signal processing circuit 3.
  • the RF signal processing circuit 3 performs signal processing on the high-frequency received signal input from the antenna element 2 via the reception-side signal path by down-conversion or the like, and the received signal generated by the signal processing is a baseband signal processing circuit Output to 4.
  • the RF signal processing circuit 3 is, for example, an RFIC (Radio Frequency Integrated Circuit). Further, the RF signal processing circuit 3 performs signal processing on the transmission signal input from the baseband signal processing circuit 4 by up-conversion or the like, and outputs a high-frequency transmission signal generated by the signal processing to the PA module 10.
  • the baseband signal processing circuit 4 is a circuit that performs signal processing using an intermediate frequency band that is lower in frequency than the high-frequency signal in the front end portion.
  • the image signal processed by the baseband signal processing circuit 4 is used, for example, for image display on the display unit 5, and the audio signal processed by the baseband signal processing circuit 4 is, for example, a call through a speaker Used for.
  • the front end circuit 1 may have a configuration in which at least one of the reception filter 50 and the transmission filter 60 is not provided according to the required specifications.
  • the front end circuit 1 of FIG. 1 is configured to have one transmission-side signal path and one reception-side signal path. However, a plurality of transmission-side signal paths and a plurality of reception-side signal paths are provided to support multiband.
  • the structure which has may be sufficient.
  • each of the PA module 10, the low-noise amplifier circuit 20, the reception filter 50, and the transmission filter 60 may be arranged for each signal path corresponding to each frequency band.
  • the PA module 10, the low noise amplifier circuit 20, the reception filter 50, and the transmission filter 60 may have a configuration in which pass characteristics and amplification characteristics can be varied according to the selected frequency band. The number may be smaller than the number of signal paths.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram of the PA module 10 according to the first embodiment.
  • a control IC (Ctrl-IC) 70 for controlling the amplification characteristics of the PA module 10 is also shown.
  • the PA module 10 includes a front stage amplifying element 10A, a rear stage amplifying element 10B, and a variable filter circuit 10F.
  • the pre-amplifier 10A amplifies the high-frequency transmission signal input from the input terminal 101
  • the post-amplifier 10B amplifies the high-frequency signal amplified by the pre-amplifier 10A and outputs the amplified signal to the output terminal 102.
  • the input terminal 101 is connected to the RF signal processing circuit 3, and the output terminal 102 is connected to the transmission filter 60.
  • the variable filter circuit 10F is a circuit that is arranged between the pre-stage amplifying element 10A and the post-stage amplifying element 10B, and whose pass band or attenuation band is variable according to the frequency band or selected channel of the high-frequency transmission signal.
  • the pass band and the attenuation band of the variable filter circuit 10F can be varied by a control signal output from the control IC 70.
  • the variable filter circuit 10F includes, for example, a plurality of filter elements and switch elements having different pass bands and attenuation bands.
  • the plurality of filter elements are typically bandpass filters, but may be lowpass filters, highpass filters, or band elimination filters depending on the frequency arrangement relationship of the plurality of passbands.
  • Examples of the plurality of filter elements include a surface acoustic wave filter, a boundary acoustic wave filter, an acoustic wave filter using BAW (Bulk Acoustic Wave), and an LC filter composed of an inductance element and a capacitor element.
  • the number of the plurality of filter elements is determined according to the number of bands scheduled to be used. Further, at least one of the plurality of filter elements may be a through path.
  • the through path is a distributed constant type transmission line.
  • the switch element is disposed, for example, between the front stage amplifying element 10A and the plurality of filter elements, and switches the connection between the output terminal of the front stage amplifying element 10A and the plurality of filter elements. Further, a switch element may be disposed between the post-stage amplifying element 10B and the plurality of filter elements. The switch element switches the connection between the pre-stage amplifying element 10A and the post-stage amplifying element 10B and the plurality of filter elements in accordance with a control signal supplied from the control IC 70.
  • the control IC 70 is an amplification controller that controls the amplification characteristics of the pre-stage amplifying element 10A and the post-stage amplifying element 10B in accordance with the frequency band of the high-frequency transmission signal or the selected channel.
  • the amplification characteristics of the pre-stage amplification element 10A and the post-stage amplification element 10B are, for example, the gains (amplification factors) of the pre-stage amplification element 10A and the post-stage amplification element 10B.
  • the control IC 70 switches the variable filter circuit 10F based on a control signal supplied from the RF signal processing circuit 3 or the baseband signal processing circuit 4 and indicating a communication band (frequency band of a high frequency signal) to be used selectively. Control the element.
  • the control IC 70 when the control signal indicates that band A is selected, the control IC 70 has a filter element that uses the transmission band of band A as a pass band and the reception band of band A as an attenuation band.
  • the switch element is controlled so as to be connected to the front stage amplifying element 10A and the rear stage amplifying element 10B.
  • the high-frequency transmission signal input from the RF signal processing circuit 3 to the PA module 10 is amplified by the pre-stage amplifying element 10A.
  • the amplified high frequency transmission signal is input to the variable filter circuit 10F.
  • the high-frequency transmission signal input to the variable filter circuit 10F passes through a filter element suitable for the communication method and communication band.
  • the high-frequency transmission signal that has passed through the variable filter circuit 10F is further amplified by the post-stage amplification element 10B and output from the PA module 10.
  • the reception band component of the frequency band is also amplified by the pre-amplifier element 10A, but the amplified reception band component is selected By passing through a filter element selected based on the frequency band, it is attenuated to some extent. Therefore, it is possible to suppress the amplified reception band component from entering the low noise amplifier circuit 20 or the like and becoming reception band noise.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the pre-stage amplifying element 10A according to the first embodiment.
  • the pre-amplifier 10A according to the present embodiment is configured by the high-frequency signal amplifier circuit shown in FIG.
  • the high-frequency amplifier circuit shown in FIG. 1 includes a high-frequency input terminal 101A, a high-frequency output terminal 102A, an input matching circuit 11, an interstage matching circuit 12, an amplification transistor 17, a bias circuit 13, and a choke coil 16.
  • the amplifying transistor 17 is a transistor that amplifies a high-frequency transmission signal input from the high-frequency input terminal 101A, and is composed of, for example, GaAs, and mainly includes a field effect transistor (FET) and a heterobipolar transistor (HBT). .
  • the base terminal (signal input terminal) of the amplification transistor 17 is connected to the high frequency input terminal 101A via the input matching circuit 11, the collector terminal is connected to the power source Vcc1 via the choke coil 16, and the emitter terminal is grounded. ing.
  • the bias circuit 13 includes a DC current supply transistor 13tr and other circuit elements.
  • the bias circuit 13 supplies a DC bias current from the DC current supply transistor 13tr to the amplification transistor 17 by being supplied with the bias power supply Vbat and the reference voltage Vbias1.
  • the input matching circuit 11 suppresses the reflection of the high frequency signal from the amplification transistor 17 by matching the impedance of the high frequency transmission signal input to the high frequency input terminal 101A.
  • the interstage matching circuit 12 suppresses reflection of the high-frequency signal from the high-frequency output terminal 102A by matching the impedance of the high-frequency transmission signal amplified by the amplification transistor 17.
  • the high-frequency transmission signal input to the amplification transistor 17 is amplified by the amplification transistor 17 and output to the variable filter circuit 10F via the interstage matching circuit 12 and the high-frequency output terminal 102A.
  • the resistor 15 is a first resistance element having one end connected to the bias circuit 13 and the other end connected to the base terminal of the amplification transistor 17.
  • the LC series resonance circuit 14 has one end connected to a connection node n1 between the resistor 15 and the base terminal of the amplification transistor 17, and the other end connected to a ground terminal.
  • the LC series resonance circuit 14 has an inductor 14L and a capacitor 14C connected in series with each other.
  • the LC series resonance circuit 14 further includes a resistor 14R (second resistance element) connected in series to the inductor 14L and the capacitor 14C between the connection node n1 and the ground terminal.
  • the resonance frequency fr of the LC series resonance circuit 14 is defined by the following formula 1.
  • the resonance frequency fr is included in the difference frequency band
  • f Tx is the center frequency in the transmission band
  • f Rx is the center frequency in the reception band.
  • the inductance value L and the capacitance value C are determined so that the resonance frequency fr and the difference frequency band
  • the LC series resonance circuit 14 is connected to a connection node n1 between the resistor 15 and the base terminal of the amplification transistor 17, but the LC series resonance circuit 14 is connected to the base end face of the amplification transistor 17. It is desirable that Even when the LC series resonance circuit 14 cannot be connected to the base end face of the amplification transistor 17, the LC series resonance circuit 14 is connected to a position close to the base terminal of the amplification transistor 17 in the connection node n1. It is desirable. When a wiring, an additional circuit, or a parasitic capacitance is added between the amplification transistor 17 and the LC series resonance circuit 14, the parallel connection between the LC series resonance circuit 14 and the base-emitter capacitance of the amplification transistor is disturbed. This is because the function of suppressing the high frequency reception signal component (frequency f Rx ) generated by mixing the high frequency transmission signal Tx and the difference frequency band component
  • the resonance frequency fr is set to the difference frequency band
  • the output power of the high-frequency transmission signal output from the antenna element 2 must be 25 dBm or more. Therefore, assuming that the attenuation between the PA module 10 and the antenna element 2 is 3 dB, the output power of the PA module 10 needs to satisfy 28 dBm.
  • the reception band noise under the output power condition (28 dBm) of the PA module 10 is as follows: (1) Comparative Example 1 in which the LC series resonance circuit 14 is not disposed; (2) The LC series resonance circuit 14 is connected to the resistor 15 and the bias circuit 13. Comparative Example 2 in which the shunt is arranged between the resistors 15 and (3) Example 1 in which the LC series resonance circuit 14 to which the resistor 14R is not added in series is shunted between the resistor 15 and the amplification transistor 17, and (4) the resistor Measurement was performed on Example 2 in which the LC series resonance circuit 14 to which 14R was added in series was shunted between the resistor 15 and the amplification transistor 17.
  • the inductance value of the inductor 14L of the LC series resonance circuit 14 is 10 nH, the capacitance value of the capacitor 14C is 1000 pF, and the resistance value of the resistor 14R is 2 ⁇ .
  • the frequency band to be used was Band 8 (transmission band: 880 MHz-915 MHz, reception band: 925 MHz-960 MHz). Further, the difference frequency band
  • Comparative Example 1 in which the LC series resonant circuit 14 is not arranged is compared with Comparative Example 2, Example 1 and Example 2 in which the LC series resonant circuit 14 is arranged, and the reception band at the transmission output 28 dBm.
  • the noise is getting worse.
  • Comparative Example 2 in which the LC series resonance circuit 14 is arranged the reception band noise is at the same level regardless of the arrangement position of the LC series resonance circuit 14 and the presence or absence of the resistor 14R. That is, the reception band noise is improved by arranging the LC series resonance circuit 14.
  • the saturation output and power addition efficiency which are performance indicators of the high-frequency signal amplifier circuit, are improved. Is described below.
  • the saturated output is the maximum output in the saturation region.
  • the saturation region is a region where the gain in the linear region cannot be maintained when the input level to the RF input terminal is increased.
  • power added efficiency refers to the ratio of the difference between the output power and the input power of the power amplifier and the DC power consumption (the product of the voltage of Vcc1 and the current flowing from the collector terminal to the emitter terminal).
  • the resistor 15 is connected between the base terminal of the amplification transistor 17 and the bias circuit 13, it is possible to suppress the high-frequency transmission signal from entering the bias circuit 13, and the high-frequency input terminal 101A, the input matching Oscillation in the amplification path connecting the circuit 11, the amplification transistor 17, and the bias circuit 13 can be prevented. That is, the amplification operation is stabilized by the damping effect. Further, the LC series resonance circuit 14 having a function of complementing the phase shift between the current and voltage in the amplification path is shunted on the amplification transistor 17 side rather than the bias circuit 13 side than the resistor 15.
  • the high-frequency signal amplification circuit improves the saturation output of the high-frequency transmission signal and the power added efficiency.
  • FIG. 4A is a graph comparing saturation output characteristics of the high-frequency signal amplifier circuit according to Embodiment 1 and a comparative example.
  • FIG. 4B is a graph comparing the power added efficiency of the high-frequency signal amplifier circuit according to Embodiment 1 and the comparative example.
  • the graph of FIG. 4A represents a linear relationship between the high frequency input signal Pin input to the high frequency input terminal 101A of the high frequency signal amplifier circuit and the high frequency input signal Pout output from the high frequency input terminal 102A.
  • the linear characteristic (solid line) of the high-frequency signal amplifier circuit according to the second embodiment in which the LC series resonance circuit 14 is shunt-arranged between the input matching circuit 11 and the resistor 15 is the bias circuit 13 and the resistor 15. It can be seen that the linearity extends to the higher power side than the linear characteristic (broken line) of the high-frequency signal amplifier circuit according to Comparative Example 2 in which the LC series resonant circuit 14 is shunt-arranged between the two.
  • the linear characteristic of the high-frequency signal amplification circuit according to Comparative Example 1 in which the LC series resonance circuit 14 is not disposed is the same as the characteristic of the broken line in the graph of FIG. 4A.
  • the linear characteristic of the high-frequency signal amplifier circuit according to the first embodiment in which the LC series resonant circuit 14 is shunt-arranged between the input matching circuit 11 and the resistor 15 and the resistor 14R is not added in series is shown in FIG. This is the same as the characteristics of the solid line in the graph.
  • the LC series resonance circuit 14 having a configuration in which the inductor 14L and the capacitor 14C are connected in series is attenuated by the resistor 15 because the LC transistor 15 is shunted not to the bias circuit 13 side but to the amplification transistor 17 side.
  • the saturation output of the high-frequency transmission signal is improved.
  • the graph of FIG. 4B represents the relationship between the high frequency output signal and the power added efficiency.
  • the power added efficiency (solid line) of the high-frequency signal amplifier circuit according to the second embodiment in which the LC series resonance circuit 14 is shunt-arranged between the input matching circuit 11 and the resistor 15 is greater than the bias circuit 13 and the resistor. 15 has a higher value on the high power side than the power added efficiency (broken line) of the high-frequency signal amplifier circuit according to the comparative example 2 in which the LC series resonant circuit 14 is shunt-arranged between the two.
  • the linear characteristic of the high-frequency signal amplification circuit according to Comparative Example 1 in which the LC series resonance circuit 14 is not disposed is the same as the characteristic of the broken line in the graph of FIG. 4B.
  • the linear characteristic of the high-frequency signal amplifier circuit according to the first embodiment in which the LC series resonance circuit 14 is shunted between the input matching circuit 11 and the resistor 15 and the resistor 14R is not added in series is shown in FIG. This is the same as the characteristics of the solid line in the graph.
  • the LC series resonance circuit 14 having a configuration in which the inductor 14L and the capacitor 14C are connected in series is shunted not on the bias circuit 13 side but on the amplifying transistor 17 side rather than the resistor 15, and thus is not attenuated by the resistor 15.
  • the power addition efficiency of the high-frequency transmission signal is improved.
  • the LC series resonance circuit 14 includes the resistor 14R added in series to the inductor 14L and the capacitor 14C.
  • the resistor 14R may be omitted. Even if the high-frequency signal amplifier circuit according to the present embodiment has a configuration in which the resistor 14R is not disposed, as described above, it is possible to improve the saturation output of the high-frequency transmission signal and the power added efficiency.
  • FIG. 5A is a graph showing the stabilization index of the high-frequency signal amplifier circuit according to the first embodiment.
  • FIG. 5B is a graph showing amplification characteristics of the high-frequency signal amplifier circuit according to Embodiment 1.
  • FIG. 5A shows the frequency dependence of the K factor, which is the stabilization index of the LC series resonance circuit 14.
  • FIG. 5B shows the amplification characteristics between the high frequency input output terminal 101A and the high frequency output terminal 102A of the high frequency signal amplifier circuit. As shown in FIG.
  • the K factor which is 1 or more, which is a standard for stable operation, is 1 or more in all bands.
  • the resistor 14R is not added in series (broken line)
  • the K factor is 1 or less in the frequency band (100 MHz-150 MHz) corresponding to the difference frequency band component
  • the capacitor 14C may vary the capacitance value according to the difference frequency band component
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a modification of the LC series resonance circuit according to the first embodiment.
  • the LC series resonance circuit 14A shown in FIG. 6 has a configuration in which connections of capacitors 14C1, 14C2,... 14Cn having different capacitance values are switched by a switch 14SW. Thereby, it is possible to selectively switch the series capacitance component of the LC series resonance circuit 14A. In addition to switching capacitors, it is also possible to selectively switch LC values including inductors. On the other hand, the LC series resonance circuit 14B can continuously change the capacitance value by the variable capacitor 14VC.
  • the resonance frequency fr of the LC series resonance circuit 14 can be changed, even in a system in which the transmission band and the reception band to be used can be switched, the band according to the selected transmission band and the reception band. External noise can be stably suppressed.
  • the post-stage amplifying element 10B may be configured by the high-frequency amplifier circuit according to the present embodiment.
  • a power amplification module in which a plurality of amplification elements are arranged in accordance with required specifications, it is most important to improve the amplification performance and noise performance of the last amplification element that processes high power.
  • the post-stage amplification element 10B is configured by the high-frequency signal amplification circuit having the above characteristics, the amplification performance and noise performance of the power amplification module 10 can be efficiently optimized.
  • the high frequency amplifier circuit may be composed of a CMOS.
  • the PA module 10 can be manufactured at a low cost.
  • the high frequency amplifier circuit may be made of GaAs. This makes it possible to output a high-frequency transmission signal having high quality amplification performance and noise performance.
  • the front-stage amplifying element 10A, the rear-stage amplifying element 10B, the variable filter circuit 10F, and the control IC 70 are all configured as separate chips, they cannot contribute to downsizing the front-end circuit 1.
  • the preamplifier 10A and the postamplifier 10B are formed on the same chip for downsizing, there is a concern that the quality of the transmission signal may be deteriorated due to oscillation or the like that occurs due to strong mutual interference of high-frequency signals. Is done.
  • FIG. 7A is a circuit configuration diagram of a PA module according to the second embodiment.
  • the pre-amplifier element 10A and the control IC 70 are made into one chip by a chip A (first chip). Further, the post-stage amplifying element 10B is not included in the chip A.
  • control IC 70 is made into one chip with the pre-amplifier 10A that is not easily interfered with by the high-frequency transmission signal, so that it is possible to reduce the size while maintaining the quality of the high-frequency signal. Moreover, the mutual interference of a high frequency signal can be suppressed by comprising the front stage amplification element 10A and the rear stage amplification element 10B by separate chips.
  • the chip A is preferably composed of CMOS.
  • the PA module 10 can be manufactured at low cost by configuring the control IC 70 and the pre-stage amplifying element 10A, which do not require power handling, with CMOS.
  • the chip A may be made of GaAs. This makes it possible to output a high-frequency transmission signal having high quality amplification performance and noise performance.
  • variable filter circuit 10F may be included in the chip A. Thereby, further downsizing of the front end circuit 1 can be realized.
  • the capacitor 14 ⁇ / b> C constituting the LC series resonance circuit 14 is determined by the resonance frequency fr represented by Expression 1.
  • the capacitance value of the capacitor 14C is larger than, for example, 20 pF, it may be difficult to incorporate the capacitor C into the chip A.
  • FIG. 7B is a circuit configuration diagram of the high-frequency signal amplifier circuit according to Embodiment 2. This figure shows the configuration of the high-frequency signal amplifier circuit included in the chip A.
  • the capacitor 14C may be externally attached to the chip A.
  • the inductor 14L may be externally attached to the chip A when the inductance value of the inductor 14L is larger than a predetermined value.
  • the resonance frequency fr of the LC series resonance circuit 14 can be set without being restricted by the inductance value and the capacitance value. Therefore, it is possible to reduce reception band noise in a desired difference frequency band.
  • FIG. 8A is a plan configuration diagram of the PA module 10 according to the second embodiment.
  • FIG. 8B is a cross-sectional configuration diagram of the PA module 10 according to Embodiment 2.
  • FIG. 8B is a cross-sectional view taken along the line VIIB-VIIB in FIG. 8A.
  • the front amplification element 10A, the rear amplification element 10B, the control IC 70, and the capacitor 14C And a variable filter circuit 10F are mounted and arranged.
  • the pre-stage amplifying element 10A and the control IC 70 are made into one chip by the chip A.
  • the capacitor 14C and the variable filter circuit 10F are stacked so as to overlap the chip A. That is, the capacitors 14C attached to the chip A are stacked so as to overlap the chip A when the substrate 200 is viewed in plan.
  • the high-frequency signal amplifier circuit, the PA module 10, the front end circuit 1, and the communication device 100 have been described with reference to the first and second embodiments.
  • the PA module 10, the front end circuit 1, and the communication device 100 are not limited to the above embodiment.
  • Examples and various devices incorporating the high-frequency signal amplifier circuit or PA module 10 of the present disclosure are also included in the present invention.
  • variable filter circuit 10F may be a filter circuit that attenuates frequency bands other than the used channel used in the TV vacant channel and / or IMD noise. With such a configuration, the frequency of the adjacent channel of the channel to be used can be attenuated in the system that uses the unused channel in the TV channel for other communications, so that the unused channel of the TV channel can be effectively used.
  • control IC 70 may be realized as an integrated circuit IC, LSI (Large Scale Integration).
  • the method of circuit integration may be realized by a dedicated circuit or a general-purpose processor.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • a reconfigurable processor that can reconfigure the connection and setting of circuit cells inside the LSI may be used.
  • integrated circuit technology comes out to replace LSI's as a result of the advancement of semiconductor technology or a derivative other technology, it is naturally also possible to carry out function block integration using this technology.
  • the present invention can be widely used in communication equipment such as a mobile phone as a power amplification module disposed in a multi-band / multi-mode compatible front-end unit.

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Abstract

高周波信号増幅回路は、高周波送信信号と高周波受信信号とを伝搬させるフロントエンド回路（１）に使用され、高周波送信信号を増幅する増幅トランジスタ（１７）と、増幅トランジスタ（１７）の信号入力端にバイアスを供給するバイアス回路（１３）と、一端がバイアス回路（１３）に接続され、他端が信号入力端に接続された抵抗（１５）と、一端が抵抗（１５）と信号入力端との接続ノードｎ１に接続され、他端が接地端子に接続されたＬＣ直列共振回路（１４）と、を備え、ＬＣ直列共振回路（１４）の共振周波数ｆｒは、高周波送信信号と高周波受信信号との差周波数帯に含まれる。

Description

高周波信号増幅回路、電力増幅モジュール、フロントエンド回路および通信装置
　本発明は、高周波信号増幅回路、電力増幅モジュール、フロントエンド回路および通信装置に関する。
　近年の携帯電話には、１つの端末で複数の周波数帯域に対応すること（マルチバンド化）が要求される。マルチバンド化に対応したフロントエンド回路には、複数の周波数帯域に対応した送受信信号のそれぞれを劣化させずに伝搬させることが求められる。そのため、送信信号を増幅する高周波電力増幅回路には、送信時の受信帯雑音レベルを低減しつつ、送信信号を増幅させる、高い増幅性能を有することが要求される。
　特許文献１には、帯域外雑音の抑制を目的とした高周波電力増幅器が開示されている。図９は、特許文献１に記載された高周波電力増幅器の回路ブロック図である。同図に記載された高周波電力増幅器は、ＲＦ入力端子５０１、ＲＦ出力端子５０５、入力整合回路５０２、高周波信号増幅トランジスタ５０３、出力整合回路５０４、バイアス回路５０６および直列共振回路５０７を備える。直列共振回路５０７は、一端が高周波信号増幅トランジスタ５０３とバイアス回路５０６との間に接続され、他端がグランドに接続され、インダクタ５０８およびキャパシタ５０９を含む。この構成によれば、バイアス回路５０６で発生する差周波数帯の雑音が高周波信号増幅トランジスタ５０３へ入力されることを抑制できるので、送信帯利得を低下させることなく、帯域外雑音を抑制できるとしている。
国際公開第２０１４／０８７４７９号
　高周波電力増幅器では、電圧および電流の位相が１８０度ずれた状態となることにより、理想的な電力増幅動作が行われるが、実際には、電流が電圧に対して１８０度位相が遅れた状態から、さらに位相ずれした状態となる。これに対して、特許文献１に開示された直列共振回路５０７は、電流および電圧の上記位相ずれを補完する機能を潜在的に有している。
　しかしながら、特許文献１に記載された高周波電力増幅器では、直列共振回路５０７の位置によっては、高周波送信信号がバイアス回路に侵入して発振し易くなるため、電流および電圧の位相ずれを充分に調整できない。この結果、飽和出力および電力付加効率を向上させることが困難となる。
　そこで、本発明は、上記課題を解決するためになされたものであって、帯域外雑音を安定的に抑制しつつ、飽和出力および電力付加効率を向上させた高周波信号増幅回路、電力増幅モジュール、フロントエンド回路および通信装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するために、本発明の一態様に係る高周波信号増幅回路は、高周波送信信号と高周波受信信号とを伝搬させるフロントエンド回路に使用される高周波信号増幅回路であって、前記高周波送信信号を増幅する増幅トランジスタと、前記増幅トランジスタの信号入力端にバイアスを供給するバイアス回路と、一端が前記バイアス回路に接続され、他端が前記信号入力端に接続された第１抵抗素子と、一端が前記第１抵抗素子と前記信号入力端との接続ノードに接続され、他端が接地端子に接続されたＬＣ直列共振回路であって、互いに直列接続されたインダクタおよびキャパシタを有するＬＣ直列共振回路と、を備え、前記ＬＣ直列共振回路の共振周波数は、前記高周波送信信号と前記高周波受信信号との差周波数帯に含まれる。
　上記構成によれば、増幅トランジスタの信号入力端とバイアス回路との間に、第１抵抗素子が接続されているので、高周波信号がバイアス回路に侵入することを抑制して増幅経路における発振を防止し、ダンピング効果による増幅動作の安定化が図られる。また、増幅経路における電流および電圧の位相ずれを補完する機能を有するＬＣ直列共振回路が、第１抵抗素子よりも増幅トランジスタ側にシャント配置されているので、第１抵抗素子により減衰されない状態の高周波送信信号の位相ずれを補完できる。よって、バイアス回路および増幅トランジスタでの高周波送信信号と差周波数帯成分とのミキシングにより生成される高周波受信信号成分を抑制して帯域外雑音を安定的に抑制しつつ、高周波送信信号の飽和出力および電力付加効率を向上させることが可能となる。
　また、前記ＬＣ直列共振回路は、さらに前記接続ノードと前記接地端子との間に、前記インダクタおよび前記キャパシタに直列接続された第２抵抗素子を有してもよい。
　ＬＣ直列共振回路が、第２抵抗素子を直列成分として有することにより、インダクタおよびキャパシタの直列接続で懸念される発振現象を抑制できる。よって、増幅動作を安定化できる。
　また、前記キャパシタは、前記差周波数帯に応じて容量が可変してもよい。
　これにより、ＬＣ直列共振回路の共振周波数を変化させることができるので、使用される送信帯域および受信帯域の切り替えに応じて帯域外雑音を安定的に抑制することが可能となる。
　また、本発明の一態様に係る電力増幅モジュールは、高周波送信信号を増幅する前段増幅素子と、前記前段増幅素子で増幅された高周波送信信号を増幅する後段増幅素子と、を備え、前記後段増幅素子は、上記記載の高周波信号増幅回路で構成されていてもよい。
　要求仕様に応じて増幅素子が複数段配置された電力増幅モジュールにおいて、大電力が処理される最後段の増幅素子の増幅性能および雑音性能を向上させることが最も重要となる。上記構成によれば、後段増幅素子が、上記特徴を有する高周波信号増幅回路で構成されるので、電力増幅モジュールの増幅性能および雑音性能を効率よく最適化することが可能となる。
　また、高周波送信信号を増幅する前段増幅素子と、前記前段増幅素子で増幅された高周波送信信号を増幅する後段増幅素子と、前記高周波送信信号の周波数帯域に応じて前記前段増幅素子および前記後段増幅素子の増幅特性を制御する増幅制御部と、を備え、前記前段増幅素子は、請求項１～３のいずれか１項に記載の高周波信号増幅回路で構成されており、前記前段増幅素子および前記増幅制御部は、第１チップで１チップ化されていてもよい。
　これにより、増幅制御部は、高周波送信信号による干渉を受けにくい前段増幅素子と１チップ化されているので、高周波信号の品質を維持しつつ小型化することが可能となる。
　また、前記キャパシタおよび前記インダクタの少なくとも一方は、前記第１チップに外付けされていてもよい。
　ＬＣ直列共振回路の共振周波数は、インダクタのインダクタンス値とキャパシタの容量値との積により決定される。このため、設定される共振周波数により、インダクタンス値および容量値の少なくとも一方が大きな値となり、インダクタおよびキャパシタの少なくとも一方が、第１チップに包含することができないサイズとなる場合が想定される。
　これに対して、上記構成によれば、インダクタンス値および容量値に関係なくＬＣ直列共振回路の共振周波数を設定できる。よって、所望の差周波数帯における受信帯雑音を低減できる。
　また、前記前段増幅素子、および前記後段増幅素子は、基板の実装面に配置され、前記第１チップに外付けされた前記キャパシタおよび前記インダクタの少なくとも一方は、前記第１チップと、前記基板を平面視した場合に重なるように積層配置されていてもよい。
　これにより、前段増幅素子と増幅制御部素子との１チップ化による省面積化だけでなく、前段増幅素子とＬＣ直列共振回路の構成素子との積層化により、電力増幅モジュールの更なる省面積化が達成される。よって、高周波信号の品質を維持しつつ更なる小型化が可能となる。
　また、前記第１チップは、ＣＭＯＳ（Ｃｏｍｐｌｅｍｅｎｔａｒｙ　Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ）で構成されていてもよい。
　これにより、パワーハンドリングの必要がない増幅制御部および前段増幅素子をＣＭＯＳで構成することで、電力増幅モジュールを安価に製造することが可能となる。
　また、前記第１チップは、ＧａＡｓで構成されていてもよい。
　これにより、高品質な増幅性能および雑音性能を有する高周波送信信号を出力することが可能となる。
　また、本発明の一態様に係るフロントエンド回路は、上記記載の電力増幅モジュールと、送信用フィルタ素子および受信用フィルタ素子と、アンテナ素子からの高周波受信信号を前記受信用フィルタ素子へ出力し、かつ、前記電力増幅モジュールで増幅された、前記送信用フィルタ素子を経由した高周波送信信号を、前記アンテナ素子へ出力する、分波器と、を備えてもよい。
　上記構成によれば、帯域外雑音を安定的に抑制しつつ、高周波送信信号の飽和出力および電力付加効率を向上させたフロントエンド回路を提供することが可能となる。
　また、前記前段増幅素子と前記後段増幅素子との間に配置され、前記高周波送信信号の周波数帯域に応じて通過帯域または減衰帯域を可変させる可変フィルタ回路を備え、前記通過帯域は、複数の通信帯域から選択された使用通信帯域に対応する送信帯域であり、前記減衰帯域は、前記使用通信帯域に対応する受信帯域であってもよい。
　これにより、複数の周波数帯域に対応した電力増幅モジュールを構成できるので、帯域外雑音を安定的に抑制しつつ、高周波送信信号の飽和出力および電力付加効率を向上させたマルチバンド対応のフロントエンド回路を提供することが可能となる。
　また、本発明の一態様に係る通信装置は、上記記載のフロントエンド回路と、前記フロントエンド回路に高周波送信信号を出力し、前記フロントエンド回路から高周波受信信号を入力するＲＦ信号処理回路と、前記ＲＦ信号処理回路から入力された高周波受信信号を中間周波信号に変換して信号処理し、中間周波信号を高周波信号に変換して前記ＲＦ信号処理回路へ出力する、ベースバンド信号処理回路と、を備えてもよい。
　上記構成によれば、帯域外雑音を安定的に抑制しつつ、高周波送信信号の飽和出力および電力付加効率が向上した通信装置を提供することが可能となる。
　本発明に係る高周波信号増幅回路によれば、帯域外雑音を安定的に抑制しつつ、飽和出力および変換効率を向上させることが可能となる。
図１は、実施の形態１に係る通信装置の機能ブロック構成図である。 図２は、実施の形態１に係るＰＡモジュールの回路構成図である。 図３は、実施の形態１に係る高周波信号増幅回路の回路構成図である。 図４Ａは、実施の形態１および比較例に係る高周波信号増幅回路の飽和出力特性を比較したグラフである。 図４Ｂは、実施の形態１および比較例に係る高周波信号増幅回路の電力付加効率を比較したグラフである。 図５Ａは、実施の形態１に係る高周波信号増幅回路の安定化指数を表すグラフである。 図５Ｂは、実施の形態１に係る高周波信号増幅回路の増幅特性を表すグラフである。 図６は、実施の形態１に係るＬＣ直列共振回路の変形例を示す回路図である。 図７Ａは、実施の形態２に係るＰＡモジュールの回路構成図である。 図７Ｂは、実施の形態２に係る高周波信号増幅回路の回路構成図である。 図８Ａは、実施の形態２に係るＰＡモジュールの平面構成図である。 図８Ｂは、実施の形態２に係るＰＡモジュールの断面構成図である。 図９は、特許文献１に記載された高周波電力増幅器の回路ブロック図である。
　以下、本発明の実施の形態について、実施の形態およびその図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも包括的または具体的な例を示すものである。以下の実施の形態で示される数値、形状、材料、構成要素、構成要素の配置および接続形態などは、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。以下の実施の形態における構成要素のうち、独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、図面に示される構成要素の大きさまたは大きさの比は、必ずしも厳密ではない。
　（実施の形態１）
　［１．１　通信装置の構成］
　図１は、実施の形態１に係る通信装置１００の機能ブロック構成図である。同図には、通信装置１００と、アンテナ素子２と、表示部５とが示されている。通信装置１００は、フロントエンド回路１と、ＲＦ信号処理回路（ＲＦＩＣ）３と、ベースバンド信号処理回路（ＢＢＩＣ）４と、を備える。フロントエンド回路１は、例えば、マルチモード／マルチバンド対応の携帯電話のフロントエンド部に配置される。
　フロントエンド回路１は、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ　Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）モジュール１０と、ローノイズアンプ回路２０と、アンテナ整合回路３０と、アンテナスイッチ４０と、受信用フィルタ５０と、送信用フィルタ６０と、コントロールＩＣ７０と、を備える。
　アンテナ整合回路３０は、アンテナ素子２およびアンテナスイッチ４０に接続され、アンテナ素子２とフロントエンド回路１との整合をとる回路である。これにより、フロントエンド回路１は、アンテナ素子２から低損失で受信信号を受信し、送信信号を低損失でアンテナ素子２へ出力することが可能となる。アンテナ整合回路３０は、１以上の高周波回路部品で構成されており、例えば、チップ状またはパターンで形成されたインダクタ、およびチップ状またはパターンで形成されたコンデンサからなる。なお、アンテナ整合回路３０は、フロントエンド回路１の必須構成要素ではない。また、アンテナ整合回路３０は、マルチバンドおよびマルチモードに対応させ、選択されるバンドまたはモードに応じてインピーダンスを可変させる可変整合回路であってもよい。
　アンテナスイッチ４０は、アンテナ素子２（およびアンテナ整合回路３０）と送信側信号経路および受信側信号経路の一方とを接続させることにより、アンテナ素子２と複数の信号経路との接続を切り替える分波器である。より具体的には、アンテナスイッチ４０は、アンテナ整合回路３０に接続された共通端子と、上記送信側信号経路または受信側信号経路に接続された２つの選択端子と、を備える。
　なお、図１では、アンテナスイッチ４０は、単極双投型の高周波スイッチを示しているが、送信側信号経路および受信側信号経路がそれぞれ複数配置されている場合には、アンテナスイッチ４０は、１入力２出力型に限定されない。また、アンテナスイッチ４０に代わって、送信波および受信波を分波するデュプレクサまたはトリプレクサを含むマルチプレクサが配置されていてもよい。
　受信用フィルタ５０は、アンテナ素子２で受信しアンテナスイッチ４０を経由した受信信号を所定の通過帯域でフィルタリングし、ローノイズアンプ回路２０へ出力する受信用フィルタ素子である。
　送信用フィルタ６０は、ＰＡモジュール１０から出力された送信信号を、所定の通過帯域でフィルタリングし、アンテナスイッチ４０を経由してアンテナ素子２へ出力する送信用フィルタ素子である。
　ＰＡモジュール１０は、ＲＦ信号処理回路３から出力された高周波送信信号を増幅し、アンテナスイッチ４０に向けて出力する電力増幅モジュールである。ＰＡモジュール１０は本発明の要部であり、後述にて、詳細に説明する。
　ローノイズアンプ回路２０は、アンテナスイッチ４０から出力された高周波受信信号を増幅し、ＲＦ信号処理回路３へ出力する高周波増幅回路である。
　ＲＦ信号処理回路３は、アンテナ素子２から受信側信号経路を介して入力された高周波受信信号を、ダウンコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された受信信号をベースバンド信号処理回路４へ出力する。ＲＦ信号処理回路３は、例えば、ＲＦＩＣ（Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）である。また、ＲＦ信号処理回路３は、ベースバンド信号処理回路４から入力された送信信号をアップコンバートなどにより信号処理し、当該信号処理して生成された高周波送信信号をＰＡモジュール１０へ出力する。
　ベースバンド信号処理回路４は、フロントエンド部における高周波信号よりも低周波の中間周波数帯域を用いて信号処理する回路である。ベースバンド信号処理回路４で処理された画像信号は、例えば、表示部５での画像表示のために使用され、ベースバンド信号処理回路４で処理された音声信号は、例えば、スピーカを介した通話のために使用される。
　なお、フロントエンド回路１は、要求仕様に応じて、受信用フィルタ５０および送信用フィルタ６０の少なくとも一方がない構成であってもよい。
　また、図１のフロントエンド回路１は、送信側信号経路および受信側信号経路を各１つずつ有する構成としているが、マルチバンドに対応すべく、送信側信号経路および受信側信号経路をそれぞれ複数有する構成であってもよい。また、この場合には、ＰＡモジュール１０、ローノイズアンプ回路２０、受信用フィルタ５０、および送信用フィルタ６０のそれぞれは、各周波数帯域に対応して信号経路ごとに配置されていてもよい。また、ＰＡモジュール１０、ローノイズアンプ回路２０、受信用フィルタ５０、および送信用フィルタ６０は、選択された周波数帯域に応じて通過特性および増幅特性を可変できる構成であってもよく、この場合には、信号経路の本数よりも少なくてもよい。
　［１．２　ＰＡモジュールの構成］
　図２は、実施の形態１に係るＰＡモジュール１０の回路構成図である。なお、同図には、ＰＡモジュール１０の増幅特性を制御するコントロールＩＣ（Ｃｔｒｌ－ＩＣ）７０も示されている。
　ＰＡモジュール１０は、前段増幅素子１０Ａと、後段増幅素子１０Ｂと、可変フィルタ回路１０Ｆと、を備える。
　前段増幅素子１０Ａは、入力端子１０１から入力された高周波送信信号を増幅し、後段増幅素子１０Ｂは、前段増幅素子１０Ａで増幅された高周波信号を増幅して、出力端子１０２へ出力する。入力端子１０１は、ＲＦ信号処理回路３に接続され、出力端子１０２は送信用フィルタ６０に接続されている。
　可変フィルタ回路１０Ｆは、前段増幅素子１０Ａと後段増幅素子１０Ｂとの間に配置され、高周波送信信号の周波数帯域または選択チャネルに応じて通過帯域または減衰帯域が可変する回路である。可変フィルタ回路１０Ｆの通過帯域および減衰帯域は、コントロールＩＣ７０から出力される制御信号により可変させることが可能である。
　可変フィルタ回路１０Ｆは、例えば、通過帯域および減衰帯域がそれぞれ異なる複数のフィルタ素子とスイッチ素子とで構成される。複数のフィルタ素子は、典型的にはバンドパスフィルタであるが、複数の通過帯域の周波数配置関係により、ローパスフィルタ、ハイパスフィルタ、または、バンドエリミネーションフィルタであってもよい。なお、上記複数のフィルタ素子は、弾性表面波フィルタ、弾性境界波フィルタ、ＢＡＷ（Ｂｕｌｋ　Ａｃｏｕｓｔｉｃ　Ｗａｖｅ）を用いた弾性波フィルタ、ならびに、インダクタンス素子およびコンデンサ素子で構成されたＬＣフィルタなどが例示される。また、上記複数のフィルタ素子の数は、使用予定のバンド数に応じて決定される。また、上記複数のフィルタ素子のうち少なくとも１以上は、スルーパスであってもよい。なお、スルーパスとは、分布定数型の伝送線路である。
　上記スイッチ素子は、例えば、前段増幅素子１０Ａと上記複数のフィルタ素子との間に配置され、前段増幅素子１０Ａの出力端子と上記複数のフィルタ素子との接続を切り替える。また、後段増幅素子１０Ｂと上記複数のフィルタ素子との間にもスイッチ素子が配置されてもよい。上記スイッチ素子が、コントロールＩＣ７０より供給される制御信号により、前段増幅素子１０Ａおよび後段増幅素子１０Ｂと上記複数のフィルタ素子との接続を切り替える。
　コントロールＩＣ７０は、高周波送信信号の周波数帯域または選択チャネルに応じて前段増幅素子１０Ａおよび後段増幅素子１０Ｂの増幅特性を制御する増幅制御部である。なお、前段増幅素子１０Ａおよび後段増幅素子１０Ｂの増幅特性とは、例えば、前段増幅素子１０Ａおよび後段増幅素子１０Ｂのゲイン（増幅率）である。また、コントロールＩＣ７０は、ＲＦ信号処理回路３またはベースバンド信号処理回路４から供給された、選択使用される通信帯域（高周波信号の周波数帯域）を示す制御信号に基づいて、可変フィルタ回路１０Ｆのスイッチ素子を制御する。より具体的には、上記制御信号が、例えば、バンドＡを選択することを示す場合、コントロールＩＣ７０は、バンドＡの送信帯域を通過帯域とし、バンドＡの受信帯域を減衰帯域とするフィルタ素子が、前段増幅素子１０Ａおよび後段増幅素子１０Ｂと接続されるよう、スイッチ素子を制御する。
　上記構成によれば、ＲＦ信号処理回路３からＰＡモジュール１０に入力された高周波送信信号は、前段増幅素子１０Ａで増幅される。増幅された高周波送信信号は可変フィルタ回路１０Ｆに入力される。可変フィルタ回路１０Ｆに入力された高周波送信信号は、通信方式および通信帯域にあったフィルタ素子を通過する。可変フィルタ回路１０Ｆを通過した高周波送信信号は、後段増幅素子１０Ｂでさらに増幅され、ＰＡモジュール１０から出力される。
　選択された周波数帯域を有する高周波送信信号をＰＡモジュール１０で増幅する際に、当該周波数帯域の受信帯域成分も前段増幅素子１０Ａで増幅されるが、当該増幅された受信帯域成分は、選択された周波数帯域に基づいて選択されたフィルタ素子を通過することで、ある程度減衰する。よって、増幅された受信帯域成分がローノイズアンプ回路２０などに入り込んで受信帯雑音となることを抑制することが可能となる。
　また、上記構成によれば、ＲＦ信号処理回路３およびＰＡモジュール１０の後段に配置されるフィルタやアンテナスイッチなどの特性緩和をすることができ、かつ面積の増加を最小限に抑えた回路を実現できる。
　［１．３　高周波信号増幅回路の構成］
　ここで、本実施の形態に係る、前段増幅素子１０Ａの回路構成について説明する。
　図３は、実施の形態１に係る前段増幅素子１０Ａの回路構成図である。本実施の形態に係る前段増幅素子１０Ａは、図３に示された高周波信号増幅回路で構成されている。同図に示された高周波増幅回路は、高周波入力端子１０１Ａと、高周波出力端子１０２Ａと、入力整合回路１１と、段間整合回路１２と、増幅トランジスタ１７と、バイアス回路１３と、チョークコイル１６と、ＬＣ直列共振回路１４と、抵抗１５と、を備える。
　増幅トランジスタ１７は、高周波入力端子１０１Ａから入力された高周波送信信号を増幅するトランジスタであり、例えば、ＧａＡｓで構成され、主として、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）と、ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）とがある。増幅トランジスタ１７のベース端子（信号入力端）は、入力整合回路１１を介して高周波入力端子１０１Ａに接続され、コレクタ端子は、チョークコイル１６を介して電源Ｖｃｃ１に接続され、エミッタ端子は、接地されている。
　バイアス回路１３は、直流電流供給用トランジスタ１３ｔｒおよびその他の回路素子で構成されている。バイアス回路１３は、バイアス電源Ｖｂａｔ、参照電圧Ｖｂｉａｓ１が供給されることで、直流電流供給用トランジスタ１３ｔｒから増幅トランジスタ１７へ直流バイアス電流を供給する。
　入力整合回路１１は、高周波入力端子１０１Ａに入力された高周波送信信号のインピーダンスを整合することにより、増幅トランジスタ１７からの高周波信号の反射を抑制する。
　段間整合回路１２は、増幅トランジスタ１７で増幅された高周波送信信号のインピーダンスを整合することにより、高周波出力端子１０２Ａからの高周波信号の反射を抑制する。増幅トランジスタ１７に入力された高周波送信信号は、増幅トランジスタ１７で増幅され、段間整合回路１２および高周波出力端子１０２Ａを介して、可変フィルタ回路１０Ｆへ出力される。
　抵抗１５は、一端がバイアス回路１３に接続され、他端が増幅トランジスタ１７のベース端子に接続された第１抵抗素子である。
　ＬＣ直列共振回路１４は、一端が抵抗１５と増幅トランジスタ１７のベース端子との接続ノードｎ１に接続され、他端が接地端子に接続されている。ＬＣ直列共振回路１４は、互いに直列接続されたインダクタ１４Ｌおよびキャパシタ１４Ｃを有している。また、ＬＣ直列共振回路１４は、さらに、接続ノードｎ１と接地端子との間に、インダクタ１４Ｌおよびキャパシタ１４Ｃに直列接続された抵抗１４Ｒ（第２抵抗素子）を有している。
　ここで、ＬＣ直列共振回路１４の共振周波数ｆｒは、以下の式１で規定される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　つまり、上記式１で規定される共振周波数ｆｒの信号成分は、ＬＣ直列共振回路１４を経由して接地端子へ流れるので、共振周波数ｆｒの信号成分を、増幅経路から除去することが可能となる。ここで、共振周波数ｆｒは、フロントエンド回路１の高周波送信信号Ｔｘと高周波受信信号Ｒｘとの差周波数帯｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜に含まれている。なお、ｆＴｘは、送信帯域における中心周波数であり、ｆＲｘは受信帯域における中心周波数である。すなわち、共振周波数ｆｒと差周波数帯｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜とが略一致するような、インダクタンス値Ｌおよび容量値Ｃが決定される。これにより、バイアス回路１３および増幅トランジスタ１７での高周波送信信号Ｔｘ（周波数ｆＴｘ）と差周波数帯成分｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜とのミキシングにより生成される高周波受信信号成分（周波数ｆＲｘ）を抑制することが可能となる。よって、高周波送信信号の送信時における受信帯雑音を低減することが可能となる。
　なお、図３では、ＬＣ直列共振回路１４は、抵抗１５と増幅トランジスタ１７のベース端子との接続ノードｎ１に接続されているが、ＬＣ直列共振回路１４は、増幅トランジスタ１７のベース端面に接続されていることが望ましい。また、ＬＣ直列共振回路１４を増幅トランジスタ１７のベース端面に接続できない場合であっても、ＬＣ直列共振回路１４は、接続ノードｎ１のうち増幅トランジスタ１７のベース端子に近接する位置に接続されていることが望ましい。増幅トランジスタ１７とＬＣ直列共振回路１４との間に、配線、付加回路または寄生容量などが付加されると、ＬＣ直列共振回路１４と増幅トランジスタのベース－エミッタ間容量との並列接続が乱され、高周波送信信号Ｔｘと差周波数帯成分｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜とのミキシングにより生成される高周波受信信号成分（周波数ｆＲｘ）を抑制する機能が低下するためである。
　なお、高周波受信信号成分（ｆＲｘ）を抑制するには、高周波受信信号成分（ｆＲｘ）自体を、ＬＣ直列共振回路１４で除去することも可能である。しかしながら、高周波受信信号成分（ｆＲｘ）に、共振周波数ｆｒを合わせた場合、高周波受信信号成分（ｆＲｘ）近傍に存在する高周波送信信号成分（ｆＴｘ）もＬＣ直列共振回路１４を通過し、減衰させてしまうこととなる。この観点から、高周波受信信号成分（ｆＲｘ）および高周波送信信号成分（ｆＴｘ）と比較して、十分離間した低周波域に存在する差周波数帯｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜に共振周波数ｆｒを合わせることで、効果的に受信帯雑音を低減することが可能となる。
　ここで、比較例および本実施の形態に係る高周波信号増幅回路の受信帯雑音の実測例を示す。ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ　Ｔｅｒｍ　Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）規格では、アンテナ素子２から出力される高周波送信信号の出力パワーは、２５ｄＢｍ以上でなければならない。このため、ＰＡモジュール１０とアンテナ素子２との間の減衰量が３ｄＢであると仮定すると、ＰＡモジュール１０の出力パワーは２８ｄＢｍを満たす必要がある。
　上記ＰＡモジュール１０の出力パワー条件（２８ｄＢｍ）における受信帯雑音を、（１）ＬＣ直列共振回路１４が配置されていない比較例１、（２）ＬＣ直列共振回路１４が抵抗１５とバイアス回路１３との間にシャント配置された比較例２、（３）抵抗１４Ｒが直列付加されていないＬＣ直列共振回路１４が抵抗１５と増幅トランジスタ１７との間にシャント配置された実施例１、（４）抵抗１４Ｒが直列付加されたＬＣ直列共振回路１４が抵抗１５と増幅トランジスタ１７との間にシャント配置された実施例２、について測定した。なお、ＬＣ直列共振回路１４のインダクタ１４Ｌのインダクタンス値を１０ｎＨとし、キャパシタ１４Ｃの容量値を１０００ｐＦとし、抵抗１４Ｒの抵抗値を２Ωとしている。また、使用対象の周波数帯域は、Ｂａｎｄ８（送信帯域：８８０ＭＨｚ－９１５ＭＨｚ、受信帯域：９２５ＭＨｚ－９６０ＭＨｚ）とした。また、差周波数帯｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜は、３０－２００ＭＨｚとした。表１に、上記測定結果を示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-T000002
　表１より、ＬＣ直列共振回路１４が配置されていない比較例１は、ＬＣ直列共振回路１４が配置された比較例２、実施例１および実施例２と比較して、送信出力２８ｄＢｍにおける受信帯雑音は悪化している。一方、ＬＣ直列共振回路１４が配置された比較例２、実施例１および実施例２では、ＬＣ直列共振回路１４の配置位置および抵抗１４Ｒの有無によらず受信帯雑音は同等レベルである。つまり、ＬＣ直列共振回路１４が配置されることで、受信帯雑音は改善される。
　これに対して、実施例１および実施例２のように、ＬＣ直列共振回路１４の配置位置を最適化することにより、高周波信号増幅回路の性能指標である飽和出力および電力付加効率が向上することを、以下、説明する。
　なお、飽和出力とは、飽和領域における最大出力をいう。飽和領域とは、ＲＦ入力端子に対する入力レベルを上げていった場合に、線形領域でのゲインが保たれなくなる領域である。
　また、電力付加効率とは、パワーアンプの出力電力と入力電力の差異と、ＤＣ消費電力（Ｖｃｃ１の電圧と、コレクタ端子からエミッタ端子へと流れる電流の積）の比をいう。
　上記構成において、増幅トランジスタ１７のベース端子とバイアス回路１３との間に、抵抗１５が接続されているので、高周波送信信号がバイアス回路１３に侵入することを抑制でき、高周波入力端子１０１Ａ、入力整合回路１１、増幅トランジスタ１７、およびバイアス回路１３を結ぶ増幅経路における発振を防止できる。つまり、ダンピング効果による増幅動作の安定化が図られる。また、上記増幅経路における電流および電圧の位相ずれを補完する機能を有するＬＣ直列共振回路１４が、抵抗１５よりもバイアス回路１３側でなく、増幅トランジスタ１７側にシャント配置されている。これにより、差周波数帯成分｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜を除去しつつ、抵抗１５により減衰されない状態で上記位相ずれを調整すべき高周波送信信号を検知できるので、高周波送信信号の位相ずれを効果的に補完できる。よって、バイアス回路１３および増幅トランジスタ１７での高周波送信信号Ｔｘ（周波数ｆＴｘ）と差周波数帯成分｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜とのミキシングにより生成される高周波受信信号成分を抑制して帯域外雑音を安定的に抑制しつつ、高周波送信信号の飽和出力および電力付加効率を向上させることが可能となる。
　ここで、本実施の形態に係る高周波信号増幅回路により、高周波送信信号の飽和出力および電力付加効率が向上することを、図４Ａおよび図４Ｂを用いて説明する。
　図４Ａは、実施の形態１および比較例に係る高周波信号増幅回路の飽和出力特性を比較したグラフである。また、図４Ｂは、実施の形態１および比較例に係る高周波信号増幅回路の電力付加効率を比較したグラフである。
　図４Ａのグラフは、高周波信号増幅回路の高周波入力端子１０１Ａに入力される高周波入力信号Ｐｉｎと、高周波入力端子１０２Ａから出力される高周波入力信号Ｐｏｕｔとの線形関係を表している。同図において、入力整合回路１１と抵抗１５との間にＬＣ直列共振回路１４がシャント配置された実施例２係る高周波信号増幅回路の線形特性（実線）の方が、バイアス回路１３と抵抗１５との間にＬＣ直列共振回路１４がシャント配置された比較例２に係る高周波信号増幅回路の線形特性（破線）よりも、高電力側まで線形性が伸びていることがわかる。
　なお、図４Ａに図示していないが、ＬＣ直列共振回路１４が配置されていない比較例１に係る高周波信号増幅回路の線形特性は、図４Ａのグラフにおける破線の特性と同じとなる。また、入力整合回路１１と抵抗１５との間にＬＣ直列共振回路１４がシャント配置され、かつ、抵抗１４Ｒが直列付加されていない実施例１に係る高周波信号増幅回路の線形特性は、図４Ａのグラフにおける実線の特性と同じとなる。
　つまり、インダクタ１４Ｌおよびキャパシタ１４Ｃが直列接続された構成を有するＬＣ直列共振回路１４が、抵抗１５よりもバイアス回路１３側でなく、増幅トランジスタ１７側にシャント配置されていることにより、抵抗１５により減衰されない状態で高周波送信信号の位相ずれを補完できる結果、高周波送信信号の飽和出力が向上している。
　また、図４Ｂのグラフは、高周波出力信号と電力付加効率との関係を表している。同図において、入力整合回路１１と抵抗１５との間にＬＣ直列共振回路１４がシャント配置された実施例２に係る高周波信号増幅回路の電力付加効率（実線）の方が、バイアス回路１３と抵抗１５との間にＬＣ直列共振回路１４がシャント配置された比較例２に係る高周波信号増幅回路の電力付加効率（破線）よりも、高電力側において高い値を有していることがわかる。
　なお、図４Ｂに図示していないが、ＬＣ直列共振回路１４が配置されていない比較例１に係る高周波信号増幅回路の線形特性は、図４Ｂのグラフにおける破線の特性と同じとなる。また、入力整合回路１１と抵抗１５との間にＬＣ直列共振回路１４がシャント配置され、かつ、抵抗１４Ｒが直列付加されていない実施例１に係る高周波信号増幅回路の線形特性は、図４Ｂのグラフにおける実線の特性と同じとなる。
　つまり、インダクタ１４Ｌおよびキャパシタ１４Ｃが直列接続された構成を有するＬＣ直列共振回路１４が、抵抗１５よりもバイアス回路１３側でなく、増幅トランジスタ１７側にシャント配置されているため、抵抗１５により減衰されない状態で高周波送信信号の位相ずれを補完する結果、高周波送信信号の電力付加効率が向上している。
　なお、本実施の形態では、ＬＣ直列共振回路１４が、インダクタ１４Ｌおよびキャパシタ１４Ｃに直列付加された抵抗１４Ｒを有する構成としたが、抵抗１４Ｒはなくてもよい。本実施の形態に係る高周波信号増幅回路であって、抵抗１４Ｒが配置されない構成であっても、上述したように、高周波送信信号の飽和出力および電力付加効率を向上させることが可能となる。
　次に、ＬＣ直列共振回路１４の抵抗１４Ｒの作用効果について、図５Ａおよび図５Ｂを用いて説明する。
　図５Ａは、実施の形態１に係る高周波信号増幅回路の安定化指数を表すグラフである。また、図５Ｂは実施の形態１に係る高周波信号増幅回路の増幅特性を表すグラフである。図５Ａには、ＬＣ直列共振回路１４の安定化指数であるＫファクタの周波数依存性が示されている。また、図５Ｂには、高周波信号増幅回路の高周波入力出力端子１０１Ａ－高周波出力端子１０２Ａ間における増幅特性が示されている。図５Ｂに示すように、高周波送信信号の通過帯域（～１．５ＧＨｚ）および減衰帯域（受信信号の通過帯域：１．５ＧＨｚ～）において、抵抗１４Ｒが直列付加された場合（実線）、および、抵抗１４Ｒが直列付加されていない場合（破線）の双方において、増幅特性に差異はない。
　一方、図５Ａに示すように、抵抗１４Ｒが直列付加された場合（実線）には、全帯域において、１以上が安定動作の目安であるＫファクタが、１以上となっている。一方、抵抗１４Ｒが直列付加されていない場合（破線）には、差周波数帯成分｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜に相当する周波数帯域（１００ＭＨｚ－１５０ＭＨｚ）において、Ｋファクタが１以下となっている。つまり、抵抗１４Ｒを直列成分として有することにより、ＬＣ直列共振回路１４の差周波数帯成分｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜における発振現象が抑制されることがわかり、増幅動作の安定化に寄与できる。
　なお、本実施の形態において、キャパシタ１４Ｃは、差周波数帯成分｜ｆＴｘ－ｆＲｘ｜に応じて容量値を可変させてもよい。
　図６は、実施の形態１に係るＬＣ直列共振回路の変形例を示す回路図である。図６に示されたＬＣ直列共振回路１４Ａは、スイッチ１４ＳＷにより、容量値の異なるキャパシタ１４Ｃ１、１４Ｃ２、・・１４Ｃｎの接続を切り替える構成を有している。これにより、ＬＣ直列共振回路１４Ａの直列容量成分を選択的に切り替えることが可能となる。また、キャパシタの切り替えだけでなく、インダクタを含めたＬＣ値を選択的切り替えることも可能である。一方、ＬＣ直列共振回路１４Ｂは、可変キャパシタ１４ＶＣにより、容量値を連続的に変化させることが可能となる。これらにより、ＬＣ直列共振回路１４の共振周波数ｆｒを変化させることができるので、使用される送信帯域および受信帯域が切り替え可能なシステムであっても、選択された送信帯域および受信帯域に応じて帯域外雑音を安定的に抑制することが可能となる。
　また、後段増幅素子１０Ｂが、本実施の形態に係る高周波増幅回路で構成されていてもよい。要求仕様に応じて増幅素子が複数段配置された電力増幅モジュールにおいて、大電力が処理される最後段の増幅素子の増幅性能および雑音性能を向上させることが最も重要となる。上記構成によれば、後段増幅素子１０Ｂが、上記特徴を有する高周波信号増幅回路で構成されるので、電力増幅モジュール１０の増幅性能および雑音性能を効率よく最適化することが可能となる。
　また、高周波増幅回路は、ＣＭＯＳで構成されていてもよい。これにより、ＰＡモジュール１０を安価に製造することが可能となる。
　また、高周波増幅回路は、ＧａＡｓで構成されていてもよい。これにより、高品質な増幅性能および雑音性能を有する高周波送信信号を出力することが可能となる。
　（実施の形態２）
　本実施の形態では、実施の形態１に係る高周波信号増幅回路で構成される前段増幅素子１０Ａ、後段増幅素子１０Ｂ、および可変フィルタ回路１０Ｆの配置関係を最適化した構成について説明する。
　前段増幅素子１０Ａ、後段増幅素子１０Ｂ、可変フィルタ回路１０Ｆ、および、コントロールＩＣ７０を、全て別チップで構成した場合、フロントエンド回路１の小型化には寄与できない。一方で、小型化のため、前段増幅素子１０Ａおよび後段増幅素子１０Ｂを同一チップにした場合、高周波信号の相互干渉が強くなることで発生する発振等により、送信信号の品質が劣化することが懸念される。
　図７Ａは、実施の形態２に係るＰＡモジュールの回路構成図である。図７Ａに示すように、本実施の形態に係るフロントエンド回路１では、前段増幅素子１０ＡおよびコントロールＩＣ７０は、チップＡ（第１チップ）で１チップ化されている。さらに、後段増幅素子１０Ｂは、チップＡに含まれていない。
　上記構成によれば、コントロールＩＣ７０は、高周波送信信号による干渉を受けにくい前段増幅素子１０Ａと１チップ化されているので、高周波信号の品質を維持しつつ小型化することが可能となる。また、前段増幅素子１０Ａと後段増幅素子１０Ｂとを別チップで構成することで、高周波信号の相互干渉を抑制できる。
　なお、チップＡは、ＣＭＯＳで構成されていることが好ましい。これにより、パワーハンドリングの必要がないコントロールＩＣ７０および前段増幅素子１０ＡをＣＭＯＳで構成することで、ＰＡモジュール１０を安価に製造することが可能となる。
　また、チップＡは、ＧａＡｓで構成されていてもよい。これにより、高品質な増幅性能および雑音性能を有する高周波送信信号を出力することが可能となる。
　なお、可変フィルタ回路１０Ｆに含まれるスイッチ素子を、チップＡに含ませてもよい。これにより、フロントエンド回路１のさらなる小型化を実現できる。
　ここで、ＬＣ直列共振回路１４を構成するキャパシタ１４Ｃは、式１で示される共振周波数ｆｒにより決定される。この場合、キャパシタ１４Ｃの容量値が、例えば、２０ｐＦよりも大きくなる場合、キャパシタＣを、チップＡに組み込むことが困難となる場合がある。
　図７Ｂは、実施の形態２に係る高周波信号増幅回路の回路構成図である。同図には、チップＡに含まれる高周波信号増幅回路の構成が示されている。上述したように、キャパシタ１４Ｃの容量値が所定値より大きくなる場合、キャパシタ１４Ｃは、チップＡに外付けされてもよい。また、キャパシタ１４Ｃだけでなく、インダクタ１４Ｌのインダクタンス値が所定値よりも大きい場合には、インダクタ１４ＬがチップＡに外付けされてもよい。
　上記構成によれば、インダクタンス値および容量値に制約されずＬＣ直列共振回路１４の共振周波数ｆｒを設定できる。よって、所望の差周波数帯における受信帯雑音を低減することが可能となる。
　図８Ａは実施の形態２に係るＰＡモジュール１０の平面構成図である。また、図８Ｂは、実施の形態２に係るＰＡモジュール１０の断面構成図である。具体的には、図８Ｂは、図８ＡにおけるＶＩＩＢ－ＶＩＩＢ線で切断した場合の断面図である。図８Ａおよび図８Ｂに示すように、本実施の形態に係るＰＡモジュール１０では、基板２００の上に（図中ｚ軸方向に）、前段増幅素子１０Ａ、後段増幅素子１０Ｂ、コントロールＩＣ７０、キャパシタ１４Ｃ、および可変フィルタ回路１０Ｆが実装配置されている。また、前段増幅素子１０ＡおよびコントロールＩＣ７０は、チップＡで１チップ化されている。さらに、キャパシタ１４Ｃおよび可変フィルタ回路１０Ｆが、チップＡと重なるように積層配置されている。つまり、チップＡに外付けされたキャパシタ１４Ｃは、基板２００を平面視した場合にチップＡと重なるように積層配置されている。
　これにより、前段増幅素子１０ＡとコントロールＩＣ７０との１チップ化による省面積化だけでなく、前段増幅素子１０ＡとＬＣ直列共振回路１４の構成素子との積層化により、ＰＡモジュール１０の更なる省面積化が達成される。よって、高周波信号の品質を維持しつつ更なる小型化が可能となる。
　（その他の実施の形態など）
　以上、本発明の実施の形態に係る高周波信号増幅回路、ＰＡモジュール１０、フロントエンド回路１および通信装置１００について、実施の形態１および２を挙げて説明したが、本発明の高周波信号増幅回路、ＰＡモジュール１０、フロントエンド回路１および通信装置１００は、上記実施の形態に限定されるものではない。上記実施の形態における任意の構成要素を組み合わせて実現される別の実施の形態や、上記実施の形態に対して本発明の主旨を逸脱しない範囲で当業者が思いつく各種変形を施して得られる変形例や、本開示の高周波信号増幅回路またはＰＡモジュール１０を内蔵した各種機器も本発明に含まれる。
　なお、上記実施の形態に係る高周波信号増幅回路およびＰＡモジュール１０において、図面に開示された各回路素子および信号経路を接続する経路の間に別の高周波回路素子および配線などが挿入されていてもよい。
　また、可変フィルタ回路１０Ｆは、ＴＶ空きチャネルの中で使用している使用チャネル以外の周波数帯、又は／及び、ＩＭＤノイズを減衰させるフィルタ回路であってもよい。このような構成にすると、ＴＶチャネルの中の空きチャネルを他の通信に活用するシステムにおいて、使用するチャネルの隣接チャネルの周波数を減衰することができるので、ＴＶチャネルの空きチャネルを有効活用できる。
　また、本発明に係るコントロールＩＣ７０は、集積回路であるＩＣ、ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）として実現されてもよい。また、集積回路化の手法は、専用回路または汎用プロセッサで実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサを利用しても良い。さらには、半導体技術の進歩または派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行ってもよい。
　本発明は、マルチバンド／マルチモード対応のフロントエンド部に配置される電力増幅モジュールとして、携帯電話などの通信機器に広く利用できる。
　１　　フロントエンド回路
　２　　アンテナ素子
　３　　ＲＦ信号処理回路
　４　　ベースバンド信号処理回路
　５　　表示部
　１０　　ＰＡモジュール（電力増幅モジュール）
　１０Ａ　　前段増幅素子
　１０Ｂ　　後段増幅素子
　１０Ｆ　　可変フィルタ回路
　１１、５０２　　入力整合回路
　１２　　段間整合回路
　１３、５０６　　バイアス回路
　１４、１４Ａ、１４Ｂ　　ＬＣ直列共振回路
　１４Ｃ、１４Ｃ１、１４Ｃ２、１４Ｃｎ、５０９　　キャパシタ
　１４Ｌ、５０８　　インダクタ
　１４Ｒ、１５　　抵抗
　１４ＳＷ　　スイッチ
　１４ＶＣ　　可変キャパシタ
　１６　　チョークコイル
　１７　　増幅トランジスタ
　２０　　ローノイズアンプ回路（受信増幅回路）
　３０　　アンテナ整合回路
　４０　　アンテナスイッチ
　５０　　受信用フィルタ
　６０　　送信用フィルタ
　７０　　コントロールＩＣ
　１００　　通信装置
　１０１　　入力端子
　１０１Ａ　　高周波入力端子
　１０２　　出力端子
　１０２Ａ　　高周波出力端子
　２００　　基板
　５０１　　ＲＦ入力端子
　５０３　　高周波信号増幅トランジスタ
　５０４　　出力整合回路
　５０７　　直列共振回路

Claims (12)

  1. 　高周波送信信号と高周波受信信号とを伝搬させるフロントエンド回路に使用される高周波信号増幅回路であって、
    　前記高周波送信信号を増幅する増幅トランジスタと、
    　前記増幅トランジスタの信号入力端にバイアスを供給するバイアス回路と、
    　一端が前記バイアス回路に接続され、他端が前記信号入力端に接続された第１抵抗素子と、
    　一端が前記第１抵抗素子と前記信号入力端との接続ノードに接続され、他端が接地端子に接続されたＬＣ直列共振回路であって、互いに直列接続されたインダクタおよびキャパシタを有するＬＣ直列共振回路と、を備え、
    　前記ＬＣ直列共振回路の共振周波数は、前記高周波送信信号と前記高周波受信信号との差周波数帯に含まれる、
    　高周波信号増幅回路。
  2. 　前記ＬＣ直列共振回路は、さらに
    　前記接続ノードと前記接地端子との間に、前記インダクタおよび前記キャパシタに直列接続された第２抵抗素子を有する、
    　請求項１に記載の高周波信号増幅回路。
  3. 　前記キャパシタは、前記差周波数帯に応じて容量が可変する、
    　請求項１または２に記載の高周波信号増幅回路。
  4. 　高周波送信信号を増幅する前段増幅素子と、
    　前記前段増幅素子で増幅された高周波送信信号を増幅する後段増幅素子と、を備え、
    　前記後段増幅素子は、請求項１～３のいずれか１項に記載の高周波信号増幅回路で構成されている、
    　電力増幅モジュール。
  5. 　高周波送信信号を増幅する前段増幅素子と、
    　前記前段増幅素子で増幅された高周波送信信号を増幅する後段増幅素子と、
    　前記高周波送信信号の周波数帯域に応じて前記前段増幅素子および前記後段増幅素子の増幅特性を制御する増幅制御部と、を備え、
    　前記前段増幅素子は、請求項１～３のいずれか１項に記載の高周波信号増幅回路で構成されており、
    　前記前段増幅素子および前記増幅制御部は、第１チップで１チップ化されている、
    　電力増幅モジュール。
  6. 　前記キャパシタおよび前記インダクタの少なくとも一方は、前記第１チップに外付けされている、
    　請求項５に記載の電力増幅モジュール。
  7. 　前記前段増幅素子、および前記後段増幅素子は、基板の実装面に配置され、
    　前記第１チップに外付けされた前記キャパシタおよび前記インダクタの少なくとも一方は、前記第１チップと、前記基板を平面視した場合に重なるように積層配置されている、
    　請求項６に記載の電力増幅モジュール。
  8. 　前記第１チップは、ＣＭＯＳで構成されている、
    　請求項５～７のいずれか１項に記載の電力増幅モジュール。
  9. 　前記第１チップは、ＧａＡｓで構成されている、
    　請求項５～７のいずれか１項に記載の電力増幅モジュール。
  10. 　請求項４～９のいずれか１項に記載の電力増幅モジュールと、
    　送信用フィルタ素子および受信用フィルタ素子と、
    　アンテナ素子からの高周波受信信号を前記受信用フィルタ素子へ出力し、かつ、前記電力増幅モジュールで増幅された、前記送信用フィルタ素子を経由した高周波送信信号を、前記アンテナ素子へ出力する分波器と、を備える、
    　フロントエンド回路。
  11. 　前記前段増幅素子と前記後段増幅素子との間に配置され、前記高周波送信信号の周波数帯域に応じて通過帯域または減衰帯域を可変させる可変フィルタ回路を備え、
    　前記通過帯域は、複数の通信帯域から選択された使用通信帯域に対応する送信帯域であり、前記減衰帯域は、前記使用通信帯域に対応する受信帯域である、
    　請求項１０に記載のフロントエンド回路。
  12. 　請求項１０または１１に記載のフロントエンド回路と、
    　前記フロントエンド回路に高周波送信信号を出力し、前記フロントエンド回路から高周波受信信号を入力するＲＦ信号処理回路と、
    　前記ＲＦ信号処理回路から入力された高周波受信信号を中間周波信号に変換して信号処理し、中間周波信号を高周波信号に変換して前記ＲＦ信号処理回路へ出力する、ベースバンド信号処理回路と、を備える、
    　通信装置。
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