WO2025196331A1 - Verfahren zur verarbeitung von audiosignalen - Google Patents

Verfahren zur verarbeitung von audiosignalen

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WO2025196331A1
WO2025196331A1 PCT/EP2025/057939 EP2025057939W WO2025196331A1 WO 2025196331 A1 WO2025196331 A1 WO 2025196331A1 EP 2025057939 W EP2025057939 W EP 2025057939W WO 2025196331 A1 WO2025196331 A1 WO 2025196331A1
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WO
WIPO (PCT)
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filter
audio signal
pass
function
low
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Pending
Application number
PCT/EP2025/057939
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English (en)
French (fr)
Inventor
Johannes Fabry
Raphael Nicolas BRANDIS
Stefan Liebich
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Elevear GmbH
Original Assignee
Elevear GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Elevear GmbH filed Critical Elevear GmbH
Publication of WO2025196331A1 publication Critical patent/WO2025196331A1/de
Pending legal-status Critical Current
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; ELECTRIC HEARING AIDS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R3/00—Circuits for transducers
    • H04R3/04—Circuits for transducers for correcting frequency response
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
    • H03G5/16—Automatic control
    • H03G5/165—Equalizers; Volume or gain control in limited frequency bands

Definitions

  • the present invention relates to a method for processing audio signals and a corresponding device.
  • Various methods for audio signal processing are known from the prior art for different application scenarios.
  • DE 10 2022111300 A1 and US Pat. No. 6,141,672 A describe methods for (audio) signal processing.
  • the methods known from the prior art are used in particular to suppress background noise in the field of communications technology and in hearing aids.
  • unfiltered audio signals are often recorded and then converted to the frequency domain before the audio signal is filtered in the frequency domain.
  • the short-time Fourier transform (STFT) is typically used to convert the recorded time signal to the frequency domain.
  • STFT short-time Fourier transform
  • the resulting latency can lead to an unnatural perception or even disorientation of a user, since the perceived acoustic signals are less pronounced than the visual perception (for example, in the case of a March 14, 2025 Conversation between two people, one of whom wears a hearing aid) is delayed.
  • the superposition of passive and delayed, actively reproduced sound can result in comb filter effects that distort the frequency spectrum. If the processing latency is also too high, the system cannot react quickly enough to impulse noises, for example, to protect hearing from damage.
  • Many of the available audio codecs have dedicated processors for recording, processing, and playing back audio signals with low latency. The conversion and processing of signals is often performed per sampling point, so that the latency can be in the low microsecond range at correspondingly high sampling rates.
  • - two high-pass filters in particular two adjacent high-pass filters
  • the high-pass filter transfer function ⁇ ( ⁇ ) of which is designed such that their magnitude response above a first cut-off frequency ⁇ ⁇ , ⁇ has a deviation of maximum 10% from one another, preferably a deviation of maximum 5% and particularly preferably a deviation of maximum 3% or maximum 1%
  • - two low-pass filters in particular two adjacent low-pass filters
  • the low-pass filter transfer function ⁇ ( ⁇ ) of which is designed such that their magnitude response below a second cut-off frequency ⁇ ⁇ , ⁇ has a deviation of maximum 10% from one another, preferably a deviation of maximum 5% and particularly preferably a deviation of maximum 3% or maximum 1%.
  • two high-pass filters can be used, designed so that their magnitude responses approach each other at high frequencies, or two low-pass filters can be used, designed so that their magnitude responses approach each other at low frequencies.
  • the first cutoff frequency and the second cutoff frequency are also referred to as stopband frequencies in the context of the present invention.
  • the deviation of the magnitude responses (in percent) for two high-pass filters or two low-pass filters can be defined as follows: where ⁇ denotes the deviation of the magnitude responses,
  • the deviation ⁇ ⁇ of the magnitude responses above or below the corresponding stopband frequency is, in the preferred embodiments , always less than the aforementioned 10%, 5%, 3%, or 1 %.
  • - two high-pass filters are used, the high-pass filter transfer function ⁇ ( ⁇ ) of which is each designed such that their phase response above a first cut-off frequency ⁇ , ⁇ has a deviation of a maximum of 10% from each other March 14, 2025, preferably a deviation of a maximum of 5% and particularly preferably a deviation of a maximum of 3% or a maximum of 1%, or - two low-pass filters are used whose low-pass filter transfer function ⁇ ( ⁇ ) is designed such that their phase response below a second cutoff frequency ⁇ ⁇ , ⁇ has a deviation of a maximum of 10% from each other, preferably a deviation of a maximum of 5% and particularly preferably a deviation of 3% or a maximum of 1%.
  • two high-pass filters can be used that are designed such that their phase response approximates at high frequencies
  • two low-pass filters can be used that are designed such that their phase response approximates at low frequencies.
  • the deviation of the phase responses (in percent) for two high-pass filters or two low-pass filters can be defined analogously to the deviation of the magnitude responses described above: 100, where ⁇ is the deviation of the phase responses, the phase response of a first individual filter (high-pass filter or low-pass filter), and ⁇ ⁇ the phase response of a second individual filter (high-pass filter or low-pass filter) above or below the corresponding stopband frequency.
  • the deviation ⁇ ⁇ of the phase responses above or below the corresponding stopband frequency is, in the preferred embodiments, always less than the aforementioned 10%, 5%, 3% or 1%.
  • FIR filters are always stable because they do not use feedback loops.
  • the use of IIR filters has the advantage that they are highly efficient .
  • sharper cutoff frequencies can be achieved by using IIR filters compared to FIR filters.
  • the method according to the invention can provide for the individual filters to have a non-linear phase response. Initial studies have shown that a further reduction in latency can be achieved by using individual filters with a non-linear phase response.
  • the filter function allows efficient processing of the audio signals using high-pass filters, thus enabling low latency.
  • the filtered audio signal ⁇ ( ⁇ ) is determined as follows : where ⁇ ( ⁇ ) denotes a weighting factor and ⁇ ( ⁇ ) is determined as follows : where ⁇ ( ⁇ ) each describes an audio signal ⁇ ( ⁇ ) filtered by a low-pass filter ⁇ , and where the low-pass filters ⁇ each have a cutoff frequency ⁇ , ⁇ at which ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ .
  • the implementation of the filter function described above enables efficient processing of the audio signals using low-pass filters, thereby enabling low latency.
  • the subtraction of the individual filter functions can also be achieved implicitly using modified weighting factors.
  • the filtered audio signal ⁇ ( ⁇ ) is determined as follows: where ⁇ ( ⁇ ) describes an audio signal ⁇ ( ⁇ ) filtered by a high-pass filter ⁇ , where the high-pass filters ⁇ each have a cutoff frequency March 14, 2025 ⁇ , ⁇ where ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ , and ⁇ ( ⁇ ) each denotes a modified gain factor determined as follows: . This allows for a particularly efficient implementation of the filter function using high-pass filters, thereby achieving low latency.
  • the filtered audio signal ⁇ ( ⁇ ) is determined as follows: where ⁇ ( ⁇ ) each describes an audio signal ⁇ ( ⁇ ) filtered by a low-pass filter ⁇ , and where the low-pass filters ⁇ each have a cutoff frequency ⁇ , ⁇ at which ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ applies, and ⁇ ( ⁇ ) each denotes a modified gain factor , which is determined as follows: This allows a particularly efficient implementation of the filter function using low-pass filters to be provided, thereby enabling low latency.
  • at least one individual filter function is designed as a delta function (also referred to as a Dirac function or unit impulse function).
  • the second frequency ( ⁇ ⁇ ) or frequency with which the weighting factors or the modified weighting factors are calculated can be chosen to be lower than the first frequency ( ⁇ ⁇ ) or the frequency with which the multiplication of the ( modified) weighting factors with the filtered audio signals ⁇ ( ⁇ ) is carried out, as well as the summation of the products of the (modified) weighting factors with the filtered audio signals ⁇ ⁇ ( ⁇ ) , without the quality of the filtered audio signals being significantly impaired.
  • This allows for more efficient processing of the audio signals without the March 14, 2025 quality of the filtered audio signals. As a result, a further reduction in latency can be achieved.
  • the first frequency 192 ⁇
  • the first frequency and the second frequency can be modified.
  • the ratio ⁇ ⁇ between and ⁇ ⁇ are integers.
  • the ratio can be selected according to requirements, advantageously with a value between 2 and 64, preferably with a value between 4 and 32, particularly preferably with a value between 8 and 16.
  • the second frequency ⁇ ⁇ can preferably be ⁇ 48 kHz, ⁇ 24 kHz or ⁇ 16 kHz.
  • a device for processing audio signals comprising: - a recording unit for recording an audio signal ⁇ ( ⁇ ); - a computing unit for calculating a filter function and for processing the audio signal ⁇ ( ⁇ ); wherein the computing unit is designed to apply the filter function to the audio signal ⁇ ( ⁇ ) in the time domain and to calculate a filtered audio signal ⁇ ( ⁇ ); - an output unit for outputting the filtered audio signal ⁇ ( ⁇ ); characterized in that March 14, 2025 - the computing unit is designed to determine the filter function as a function of ⁇ individual filter functions, where ⁇ ⁇ 2; and - to determine a bandpass filter function from at least two individual filter functions, which comprise two high-pass filter functions or two low-pass filter functions.
  • the device according to the invention allows particularly efficient processing of audio signals with low latency.
  • the device according to the invention can be provided with the computing unit being designed to calculate a bandpass filter function by subtracting a first individual filter function from a second individual filter function, wherein the first individual filter function and the second individual filter function are each embodied as a filter function of a high-pass filter or a filter function of a low-pass filter.
  • the device according to the invention can be provided with the properties described above in connection with the method according to the invention and with the computing unit of the device according to the invention being designed to carry out the method steps described in connection with the method.
  • the high-pass filters or the low-pass filters used are designed as non-linear-phase filters.
  • the present invention can provide for the high-pass filters or the low-pass filters to be designed as recursive, minimum-phase filters.
  • March 14, 2025 it can preferably be provided that the weighting factors or the modified weighting factors are calculated as a function of at least one sensor signal, in particular as a function of a microphone signal.
  • FIG. 1 shows a flow diagram for an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 shows a signal flow diagram for an embodiment of the present invention
  • FIG. 3 shows an exemplary magnitude response of high-pass filters according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 4 shows an exemplary phase response of high-pass filters according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 5 shows an exemplary magnitude response of resulting band-pass filters according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 6 shows a signal flow diagram for an embodiment of the present invention based on low-pass filters
  • FIG. 1 shows a flow diagram for an embodiment of the present invention
  • FIG. 2 shows a signal flow diagram for an embodiment of the present invention
  • FIG. 3 shows an exemplary magnitude response of high-pass filters according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 4 shows an exemplary phase response of high-pass filters according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 5 shows an exemplary magnitude response of resulting band-pass filters according to an embodiment of the present invention
  • FIG. 6 shows a signal flow diagram for an
  • a filter function is provided.
  • the filter function is provided as a function of ⁇ individual filter functions, where ⁇ ⁇ 2.
  • the individual filter functions can be implemented as high-pass filter functions or low-pass filter functions .
  • a bandpass filter function is calculated from the individual filter functions . This can be done in particular by subtracting two high-pass filter functions or two low-pass filter functions.
  • the provided filter function is applied to the audio signal in the time domain.
  • a fourth method step 140 the filtered audio signal is output.
  • the filtered audio signal can be output either by means of a loudspeaker or another output unit, or by signal transmission to an external device.
  • Fig. 2 shows an exemplary embodiment of the method according to the invention.
  • an input signal ⁇ ( ⁇ ) is transmitted to a plurality of high-pass filters 10 via a parallel connection, wherein Fig. 2 shows a first high-pass filter 10a, a second high-pass filter 10b and a ⁇ -th high-pass filter 10c.
  • ⁇ with ⁇ ⁇ [1 .. ⁇ ] has the cutoff frequencies ⁇ , ⁇ , where ⁇ , ⁇ ⁇ ⁇ , ⁇ .
  • the specific design of the cutoff frequencies can vary depending on the application scenario.
  • the high-pass filtered signals ⁇ ( ⁇ ) are output at the high-pass filter 10. Neighboring high-pass filtered signals are then subtracted from each other to produce bandpass signals. March 14, 2025
  • the bandpass signals are then weighted with time-variant weighting factors ⁇ ( ⁇ ) and then combined to form the output signal summed up.
  • the weighting factors ⁇ ( ⁇ ) can preferably assume a value from 0 to 1. In some embodiments of the present invention, it can also be provided that the weighting factors can also assume values that are greater than 1 or less than 0.
  • the weighting factors are also calculated depending on the specific application. When calculating the weighting factors, the approaches known from the prior art can be used.
  • the individual high-pass filters In order to generate corresponding bandpass signals from the individual high-pass filters by subtraction, it is preferred that the individual high-pass filters have certain magnitude and phase properties. These preferred properties are shown by way of example in Figs. 3 and 4. In particular, it can be seen in Fig. 3 that the magnitude responses 20 for the individual high-pass filters approach each other at high frequencies. Fig. 3 shows a first magnitude response 20a, a second magnitude response 20b, a third magnitude response 20c, and a fourth magnitude response 20d. As can be seen in Fig. 3 , the magnitude responses 20 are closely spaced from one another above a certain frequency (in particular above an upper stopband frequency ⁇ , ⁇ ) . Furthermore, Fig. 4 shows that the phase responses 20 also converge at high frequencies. Fig.
  • the neighboring high-pass filters can , in particular, be designed such that their magnitude and/or phase response approach each other above an upper stopband frequency ⁇ , ⁇ , so that subtraction leads to destructive interference.
  • the cutoff frequencies of the high-pass filters, and accordingly the passbands of the band-pass filters can advantageously be distributed evenly on a psychoacoustically motivated frequency scale, such as the Bark scale. This allows the input signal to be processed in frequency bands that mimic the human ear. However, the choice of cutoff frequencies depends on the specific application scenario. The present invention is not limited to a specific choice of cutoff frequencies.
  • the overall transfer function is therefore defined exclusively by the first high-pass filter. This makes the overall transfer function smooth in the passband and has a short group delay.
  • the high-pass filters can be designed, for example, using an optimization method with a cost function based on the magnitude response of the bandpass filters in the passband and stopband, as well as the sum of all bandpass filters .
  • the filters can be implemented as FIR or IIR filters. They can advantageously be minimum-phase, exhibiting a nonlinear phase response.
  • a filter can be described as minimum-phase if its zeros, i.e., the zeros of the numerator polynomial of its filter transfer function, lie within the unit circle or have an amplitude ⁇ 1.
  • This definition applies to FIR filters as well as to IIR filters that are not implemented as all-pole filters, i.e., filters whose transfer function comprises only denominator coefficients and, if applicable, a gain factor. All-pole filters are, by definition, minimum-phase.
  • the high-pass filters can also advantageously be optimized so that the overall transfer function ⁇ ( ⁇ ) follows a desired magnitude and phase response, so that the filter bank, for example, implicitly performs frequency weighting or equalization.
  • Fig. 5 shows the resulting magnitude responses 22 of the exemplary bandpass filters based on the high-pass filters shown in Figs. 3 and 4.
  • Fig. 5 shows a first magnitude response 22a, a second magnitude response 22b, a third magnitude response 22c, and a fourth magnitude response 22d for the corresponding bandpass filters.
  • the overall transfer function ⁇ ( ⁇ ) then corresponds to the high-pass filter with the solid line from Fig. 3 and Fig. 4.
  • low-pass filters 11 also be used to implement the inventive method, as shown by way of example in Fig. 6.
  • Fig. 6 shows the resulting magnitude responses 22 of the exemplary bandpass filters based on the high-pass filters shown in Figs. 3 and 4.
  • Fig. 5 shows a first magnitude response 22a, a second magnitude response 22b, a third magnitude response 22c, and a fourth magnitude response 22d for the corresponding bandpass filters.
  • the overall transfer function ⁇ ( ⁇ ) then corresponds to the high-pass filter with the solid line from Fig
  • a first low-pass filter 11a, a second low-pass filter 11b and a ⁇ -th March 14, 2025 Low-pass filter 11c is shown.
  • the basic principle of bandpass behavior described above based on the characteristics of the filters as well as destructive interference by subtraction still applies, but some adjustments have to be made compared to the embodiment shown in Fig. 2.
  • Fig. 7 shows a further embodiment of the method according to the invention, wherein, compared to the embodiment shown in Fig. 2, the explicit difference formation of the high-pass signals ⁇ ( ⁇ ) has been removed.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren (100) zur Verarbeitung von Audiosignalen, mit den nachfolgenden Verfahrensschritten Bereitstellen (110) eines Audiosignals x(ռ); Bereitstellen (120) einer Filterfunktion; Anwenden (130) der Filterfunktion auf das Audiosignal x(ռ) im Zeitbereich zur Bereitstellung eines gefilterten Audiosignals x(ռ); und Ausgeben (140) des gefilterten Audiosignals x(ռ); wobei die Bereitstellung der Filterfunktion in Abhängigkeit von K Einzelfilterfunktionen erfolgt, wobei K ≥ 2; und wobei die Einzelfilterfunktionen mindestens zwei Hochpassfilterfunktionen oder mindestens zwei Tiefpassfilterfunktionen umfassen, aus denen eine Bandpassfilterfunktion ermittelt wird.

Description

14. März 2025 Verfahren zur Verarbeitung von Audiosignalen Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verarbeitung von Audio- signalen sowie eine entsprechende Vorrichtung. Diverse Verfahren zur Audiosignalverarbeitung sind aus dem Stand der Tech- nik für unterschiedliche Anwendungsszenerien bekannt. Beispielsweise sind in DE 10 2022111300 A1 und in US 6 141672 A Verfahren zur (Audio-)Signal- verarbeitung beschrieben. Die aus dem Stand der Technik bekannten Verfahren werden insbesondere zur Unterdrückung von Störgeräuschen auf dem Gebiet der Kommunikationstech- nik sowie bei Hörgeräten eingesetzt. Hierzu werden häufig ungefilterte Audio- signale aufgenommen und anschließend in den Frequenzbereich überführt, be- vor im Frequenzbereich eine Filterung des Audiosignals vorgenommen wird. Für die Umwandlung des aufgenommenen Zeitsignals in den Frequenzbereich wird typischerweise auf die Kurzzeit-Fourier-Transformation (auch als short- time Fourier transform oder STFT bezeichnet) zurückgegriffen. Eine Signalver- arbeitung im Frequenzbereich hat den Vorteil, dass spezifische Frequenzen ge- zielt unterdrückt oder verstärkt werden können. Beispielsweise kann ein Audi- osignal in den Frequenzbereichen, in denen Störgeräusche zu erwarten sind, geschwächt werden, während das Signal in den Frequenzbereichen, in denen Sprachinformationen zu erwarten sind, verstärkt wird oder zumindest unge- schwächt bleiben. Ein Nachteil der Audiosignalverarbeitung im Frequenzbereich ist darin zu se- hen, dass Audiodaten rahmenweise verarbeitet werden müssen, sodass es zu höheren Latenzen kommt. Dazu kommt, dass das Audiosignal (aufgenommen als zeitabhängiges Signal) zunächst in den Frequenzbereich transformiert, im Frequenzbereich gefiltert und anschließend wieder zurück in den Zeitbereich transformiert werden muss, was den Rechenaufwand erhöht. Die dadurch ent- stehende Latenz kann zu einer unnatürlichen Wahrnehmung oder gar zur Des- orientierung eines Benutzers führen, da die wahrgenommenen akustischen Signale gegenüber der visuellen Wahrnehmung (beispielsweise im Falle einer 14. März 2025 Unterhaltung zwischen zwei Personen, von denen eine Person ein Hörgerät trägt) verzögert sind. Durch die Überlagerung von passivem und verzögertem, aktiv wiedergegebenem Schall können Kammfiltereffekte entstehen, die das Frequenzspektrum verzerren. Wenn die Latenz der Verarbeitung außerdem zu hoch ist, kann das System nicht schnell genug auf impulsartige Geräusche re- agieren, um beispielsweise das Gehör vor Schaden zu schützen. Viele der verfügbaren Audiocodecs verfügen über dedizierte Prozessoren zur Aufzeichnung, Verarbeitung und Wiedergabe von Audiosignalen mit einer ge- ringen Latenz. Die Wandlung und Verarbeitung von Signalen wird dabei oft pro Abtastpunkt durchgeführt, sodass die Latenz bei entsprechend hohen Abtast- raten im geringen Mikrosekundenbereich liegen kann. Solche Prozessoren ver- fügen jedoch in der Regel nur über rudimentäre Bauelemente und limitierte Ressourcen, aus welchen sich eine Topologie zur Audiosignalverarbeitung zu- sammensetzen lässt. Daher wird für kompliziertere Audioanwendungen, wie eine Störgeräuschunterdrückung, bei den verfügbaren Verfahren üblicherweise bewährte Frameworks basierend auf den vorstehend genannten Kurzzeit-Fou- rier-Transformation zurückgegriffen. Eine alternative dazu sind Filterbankan- sätze. Die Filterbänke werden dabei beispielsweise basierend auf linearphasi- gen FIR-Filtern entworfen. Die aus dem Stand der Technik bekannten Ansätze führen jedoch zu einer signifikanten Latenz, die häufig einigen Millisekunden betragen kann, was in der Praxis meist unerwünscht ist. Ausgehend von den vorstehend beschriebenen Nachteilen der aus dem Stand der Technik bekannten Verfahren ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zur Verarbeitung von Audiosignalen bereitzustellen, das eine ef- fiziente Audiosignalverarbeitung mit einer niedrigen Latenz ermöglicht. Zur Lösung der vorstehend genannten Aufgabe wird mit der vorliegenden Er- findung ein Verfahren zur Verarbeitung von Audiosignalen vorgeschlagen, dass die nachfolgenden Verfahrensschritte aufweist: - Bereitstellen eines Audiosignals ^(^); - Bereitstellen einer Filterfunktion; 14. März 2025 - Anwenden der Filterfunktion auf das Audiosignal ^(^) im Zeitbereich zur Be- reitstellung eines gefilterten Audiosignals ^^(^); und - Ausgeben des gefilterten Audiosignals ^^(^); wobei - die Bereitstellung der Filterfunktion in Abhängigkeit von ^ Einzelfilterfunkti- onen erfolgt, wobei ^ ≥ 2; und - wobei die Einzelfilterfunktionen mindestens zwei Hochpassfilterfunktionen oder mindestens zwei Tiefpassfilterfunktionen umfassen, aus denen eine Bandpassfilterfunktion ermittelt wird. Anders als die meisten aus dem Stand der Technik bekannten Verfahren wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren die Filterung des Audiosignals im Zeit- bereich (bzw. in der Zeitdomäne) durchgeführt. Zudem ermöglicht das erfin- dungsgemäße Verfahren ein effizientes Bereitstellen der Filterfunktion unter Verwendung von mindestens zwei Hochpassfiltern oder mindestens zwei Tief- passfiltern. Wie nachfolgend noch ausgeführt wird, können für die Bereitstel- lung der Filterfunktion in Abhängigkeit von ^ Einzelfilterfunktionen unter- schiedliche Implementierungsvarianten im Rahmen der vorliegenden Erfindung zum Einsatz kommen. Auch wenn die vorliegende Erfindung in ihrer allgemei- nen Form anhand von zwei Einzelfilterfunktionen beschrieben werden kann, ist es ersichtlich, dass auch mehr als zwei Einzelfilterfunktionen zum Einsatz kom- men können. Insbesondere kann es vorgesehen sein, dass vier, acht oder 16 Einzelfilterfunktionen (Hochpassfilter oder Tiefpassfilter) zum Einsatz kommen, um mehrere Bandpassfilterfunktionen bereitzustellen. Ausgehend von den Bandpassfilterfunktionen kann anschließend die Filterfunktion (auch als Ge- samtfilterfunktion bezeichnet) berechnet werden. Wie nachfolgend noch erläu- tert wird, können die einzelnen Bandpassfilterfunktionen dazu verwendet wer- den, ein bandpassgefiltertes Audiosignal bereitzustellen, das anschließend mit einzelnen Gewichtungsfunktionen multipliziert wird, und zwar in Abhängigkeit von dem konkreten Anwendungsszenario (beispielsweise zur Unterdrückung spezifischer Störgeräusche, wie z.B. Straßenlärm, Cafeteria oder Kanalrau- schen). Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren kann es bevorzugt vorgesehen sein, dass die Bereitstellung der Hochpassfilterfunktionen online, d.h. in Echtzeit, 14. März 2025 erfolgt. Dies wird durch die besonders effiziente Implementierung des erfin- dungsgemäßen Verfahrens und insbesondere durch die recheneffiziente Bereit- stellung der Bandpassfilterfunktion aus mindestens zwei Hochpassfilterfunktio- nen oder mindestens zwei Tiefpassfilterfunktionen ermöglicht. Bevorzugt kann bei dem erfindungsgemäßen Verfahren vorgesehen sein, dass die Bereitstellung der Filterfunktion eine Subtraktion einer ersten Einzelfilter- funktion von einer zweiten Einzelfilterfunktion umfasst, wobei die erste Einzel- filterfunktion und die zweite Einzelfilterfunktion jeweils als eine Filterfunktion eines Hochpassfilters oder eine Filterfunktion eines Tiefpassfilters ausgeführt sind. Dabei kann die Subtraktion der Einzelfilterfunktion entweder in direkter Weise erfolgen oder in impliziter Form durch die Einführung von modifizierten Ge- wichtungsfaktoren, wie nachfolgend noch im Detail erläutert wird. Dadurch kann durch relativ wenig Rechenaufwand eine Bandpassfilterfunktionen bereit- gestellt werden, indem zwei Hochpassfilterfunktionen oder zwei Tiefpassfilter- funktionen voneinander subtrahiert werden. Bei einigen Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens kann es vorgesehen sein, dass - zwei Hochpassfilter (insbesondere zwei benachbarte Hochpassfilter) einge- setzt werden, deren Hochpassfiltertransferfunktion ^^(^) so ausgelegt ist, dass ihr Magnitudengang oberhalb einer ersten Grenzfrequenz ^^,^ eine Ab- weichung von maximal 10 % voneinander aufweist, bevorzugt eine Abwei- chung von maximal 5 % und besonders bevorzugt eine Abweichung von maximal 3 % oder maximal 1 % aufweist, oder - zwei Tiefpassfilter (insbesondere zwei benachbarte Tiefpassfilter) einge- setzt werden, deren Tiefpassfiltertransferfunktion ^^(^) so ausgelegt ist, dass ihr Magnitudengang unterhalb einer zweiten Grenzfrequenz ^^,^ eine Abweichung von maximal 10 % voneinander aufweist, bevorzugt eine Ab- weichung von maximal 5 % und besonders bevorzugt eine Abweichung von 3 % oder maximal 1 % aufweist. 14. März 2025 Anders ausgedrückt können zwei Hochpassfilter eingesetzt werden, die so aus- gelegt sind, dass sich ihr Magnitudengang bei hohen Frequenzen annähert, oder dass zwei Tiefpassfilter eingesetzt werden, die so ausgelegt sind, dass sich ihr Magnitudengang bei niedrigen Frequenzen annähert. Die erste Grenz- frequenz und die zweite Grenzfrequenz werden im Rahmen der vorliegenden Erfindung auch als Sperrbandfrequenzen bezeichnet. Die Abweichung der Mag- nitudengänge (in Prozent) für zwei Hochpassfilter oder zwei Tiefpassfilter kann dabei wie folgt definiert sein: wobei ^^^^^^^^^^ die Abweichung der Magnitudengänge, |^^| den Magnituden- gang eines ersten Einzelfilters (Hochpassfilter oder Tiefpassfilter), und |^^| den Magnitudengang eines zweiten Einzelfilters (Hochpassfilter oder Tiefpassfilter) oberhalb bzw. unterhalb der entsprechenden Sperrbandfrequenz bezeichnen. Die Abweichung ^^^^^^^^^^ der Magnitudengänge oberhalb bzw. unterhalb der entsprechenden Sperrbandfrequenz ist bei den bevorzugten Ausführungsfor- men entsprechend stets geringer als die genannten 10 %, 5 %, 3 % oder 1 %. Durch die Verwendung von Einzelfilterfunktion, deren Magnitudengänge sich mindestens einseitig aneinander nähern, wird eine destruktive Interferenz er- reicht, wodurch die Bandpassfilter in effizienter Weise bereitgestellt werden können. Dies wird nachfolgend noch im Zusammenhang mit den Figuren näher erläutert. Die Hochpassfilterfunktion und die Tiefpassfilterfunktion werden im Allgemei- nen im z-Bereich angegeben. Bei einigen Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens kann es vorgesehen sein, dass - zwei Hochpassfilter eingesetzt werden, deren Hochpassfiltertransferfunktion ^^(^) jeweils so ausgelegt ist, dass ihr Phasengang oberhalb einer ersten Grenzfrequenz ^^,^ eine Abweichung von maximal 10 % voneinander 14. März 2025 aufweist, bevorzugt eine Abweichung von maximal 5 % und besonders be- vorzugt eine Abweichung von maximal 3 % oder maximal 1 % aufweist, oder - zwei Tiefpassfilter eingesetzt werden, deren Tiefpassfiltertransferfunktion ^^(^) so ausgelegt ist, dass ihr Phasengang unterhalb einer zweiten Grenz- frequenz ^^,^ eine Abweichung von maximal 10 % voneinander aufweist, bevorzugt eine Abweichung von maximal 5 % und besonders bevorzugt eine Abweichung von 3 % oder maximal 1 % aufweist. Anders ausgedrückt können zwei Hochpassfilter eingesetzt werden, die so aus- gelegt sind, dass sich ihr Phasengang bei hohen Frequenzen annähert, oder dass zwei Tiefpassfilter eingesetzt werden, die so ausgelegt sind, dass sich ihr Phasengang bei niedrigen Frequenzen annähert. Die Abweichung der Phasen- gänge (in Prozent) für zwei Hochpassfilter oder zwei Tiefpassfilter kann dabei analog wie die vorstehend beschriebene Abweichung der Magnitudengänge de- finiert werden: 100, wobei ^^^^^^ die Abweichung der Phasengänge, den Phasengang eines ers- ten Einzelfilters (Hochpassfilter oder Tiefpassfilter), und ^^ den Phasengang ei- nes zweiten Einzelfilters (Hochpassfilter oder Tiefpassfilter) oberhalb bzw. un- terhalb der entsprechenden Sperrbandfrequenz bezeichnen. Die Abweichung ^^^^^^ der Phasengänge oberhalb bzw. unterhalb der entsprechenden Sperr- bandfrequenz ist bei den bevorzugten Ausführungsformen entsprechend stets geringer als die genannten 10 %, 5 %, 3 % oder 1 %. Durch die Verwendung von Einzelfilterfunktionen, deren Phasengänge sich mindestens einseitig aneinander nähern, sowie eine Subtraktion wird eine de- struktive Interferenz erreicht, wodurch die gewünschten Bandpassfilter bereit- gestellt werden können. Eine destruktive Interferenz durch eine modifizierte Phasenfunktion, insbesondere durch eine Phasendrehung um 180°, und eine Addition ist ebenfalls möglich und wird im Sinne der vorliegenden Erfindung ebenfalls als Subtraktion angesehen. 14. März 2025 Ferner kann bei dem erfindungsgemäßen Verfahren vorgesehen sein, dass die Einzelfilter als finite impulse response, FIR, Filter oder als infinite impulse response, IIR, Filter ausgeführt sind. Der Einsatz von FIR-Filtern hat den Vorteil, dass diese einfach entworfen und implementiert werden können. Zudem sind FIR-Filter immer stabil, da sie keine Rückkopplungsschleifen verwenden. Der Einsatz von IIR-Filtern hat den Vorteil, dass diese eine hohe Effizienz auf- weisen. Zudem können durch den Einsatz von IIR-Filter im Vergleich zu FIR- Filtern schärfere Grenzfrequenzen erreicht werden. Bevorzugt kann bei dem erfindungsgemäßen Verfahren vorgesehen sein, dass die Einzelfilter einen nicht-linearen Phasenverlauf aufweisen. In ersten Unter- suchungen konnte gezeigt werden, dass durch den Einsatz von Einzelfiltern mit einem nicht-linearen Phasenverlauf eine weitere Reduzierung der Latenz er- reicht werden kann. Bei einigen bevorzugten Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfah- rens kann es vorgesehen sein, dass das gefilterte Audiosignal ^^(^) wie folgt be- stimmt wird: wobei ^^(^) jeweils einen Gewichtungsfaktor bezeichnet und ^^(^) wie folgt be- stimmt wird: ^ ( ) ^^^(^) − ^^^^(^), 1 ≤ ^ < ^ ^ ^ = ^^(^), ^ = ^ , wobei ^^(^) jeweils ein mittels eines Hochpassfilters ^^ gefiltertes Audiosignal ^(^) beschreibt, und die Hochpassfilter ^^ jeweils eine Grenzfrequenz ^^,^ auf- weisen, bei denen ^^,^ < ^^,^^^ gilt. Durch die vorstehend beschriebene 14. März 2025 Implementierung der Filterfunktion kann eine effiziente Verarbeitung der Audi- osignale unter Verwendung von Hochpassfiltern erreicht werden, wodurch eine geringe Latenz ermöglicht wird. Gemäß weiteren bevorzugten Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Ver- fahrens kann es vorgesehen sein, dass das gefilterte Audiosignal ^^(^) wie folgt bestimmt wird: wobei ^^(^) jeweils einen Gewichtungsfaktor bezeichnet und ^^(^) wie folgt be- stimmt wird: wobei ^^(^) jeweils ein mittels eines Tiefpassfilters ^^ gefiltertes Audiosignal ^(^) beschreibt, und wobei die Tiefpassfilter ^^ jeweils eine Grenzfrequenz ^^,^ aufweisen, bei der ^^,^ < ^^,^^^ gilt. Durch die vorstehend beschriebene Im- plementierung der Filterfunktion kann eine effiziente Verarbeitung der Audio- signale unter Verwendung von Tiefpassfiltern erreicht werden, wodurch eine geringe Latenz ermöglicht wird. Wie bereits vorstehend erläutert wurde, kann die Subtraktion der Einzelfilter- funktionen auch implizit durch modifizierte Gewichtungsfaktoren erreicht wer- den. Hierzu kann es bevorzugt vorgesehen sein, dass das gefilterte Audiosig- nal ^^(^) wie folgt bestimmt wird: wobei ^^(^) jeweils ein mittels eines Hochpassfilters ^^ gefiltertes Audiosignal ^(^) beschreibt, wobei die Hochpassfilter ^^ jeweils eine Grenzfrequenz 14. März 2025 ^^,^ aufweisen, bei der ^^,^ < ^^,^^^ gilt, und ^^^(^) jeweils einen modifizierten Verstärkungsfaktor bezeichnet, der wie folgt bestimmt wird: . Dadurch kann eine besonders effiziente Implementierung der Filterfunktion unter Verwendung von Hochpassfiltern realisiert werden, wodurch eine geringe Latenz erreicht wird. Auch kann bevorzugt vorgesehen sein, dass das gefilterte Audiosignal ^^(^) wie folgt bestimmt wird: wobei ^^(^) jeweils ein mittels eines Tiefpassfilters ^^ gefiltertes Audiosignal ^(^) beschreibt, und wobei die Tiefpassfilter ^^ jeweils eine Grenzfrequenz ^^,^ aufweisen, bei der ^^,^ < ^^,^^^ gilt, und ^^^(^) jeweils einen modifizierten Ver- stärkungsfaktor bezeichnet, der wie folgt bestimmt wird: Dadurch kann eine besonders effiziente Implementierung der Filterfunktion unter Verwendung von Tiefpassfiltern bereitgestellt werden, wodurch eine ge- ringe Latenz ermöglicht wird. Bei einigen Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens kann es vorgesehen sein, dass mindestens eine Einzelfilterfunktion als eine Delta-Funk- tion (auch als Dirac-Funktion oder Einheitsimpulsfunktion bezeichnet) ausge- bildet ist. Dabei können bevorzugt ^ ≥ 3, ^ ≥ 4, ^ ≥ 8 oder ^ ≥ 16 Einzelfilter- funktionen vorgesehen sein, von denen mindestens eine Einzelfilterfunktion als eine Delta-Funktion ausgebildet ist. Dies entspricht einem Kurzschluss eines Hochpassfilters bzw. eines Tiefpassfilters. Dadurch kann die insgesamt durch 14. März 2025 die Hochpassfilter bzw. die Tiefpassfilter verursachte Latenz bei Bedarf redu- ziert werden. Gleichzeitig wird die Komplexität des Filters im Bedarfsfall redu- ziert. Im Falle der Verwendung von Hochpassfiltern kann bevorzugt die erste Einzelfilterfunktion (^ = 1) als eine Delta-Funktion ausgebildet sein. Im Falle der Verwendung von Tiefpassfiltern kann bevorzugt die letzte Filterfunktion (^ = ^) als eine Delta-Funktion ausgebildet sind. Gemäß einigen Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens kann es vorgesehen sein, dass - die Multiplikation der Gewichtungsfaktoren ^^(^) mit den aus den mittels der Hochpassfilter oder der Tiefpassfilter gefilterten Audiosignalen ^^(^) be- rechneten Signalen ^^(^) oder die Multiplikation der modifizierten Gewich- tungsfaktoren ^^^(^) mit den mittels der Hochpassfilter oder der Tiefpassfil- ter gefilterten Audiosignalen ^^(^) mit einer ersten Frequenz erfolgt; - die Summierung der Produkte aus den Gewichtungsfaktoren ^^(^) mit den aus den gefilterten Audiosignalen ^^(^) berechneten Signalen ^^(^) oder die Summierung der Produkte der modifizierten Gewichtungsfaktoren ^^^(^) mit den mittels Hochpassfilter oder Tiefpassfilter gefilterten Audiosignalen ^^ (^) mit der ersten Frequenz erfolgt; und - die Berechnung der Gewichtungsfaktoren ^^(^) oder der modifizierten Ge- wichtungsfaktoren ^^^(^) mit einer zweiten Frequenz ^^ erfolgt; wobei - die zweite Frequenz ^^ niedriger ist als die erste Frequenz ^^. In ersten Untersuchungen konnte gezeigt werden, dass die zweite Frequenz (^^) bzw. Häufigkeit, mit der die Gewichtungsfaktoren oder die modifizierten Gewichtungsfaktoren berechnet werden, geringer gewählt werden kann, als die erste Frequenz (^^) bzw. die Häufigkeit, mit der die Multiplikation der (mo- difizierten) Gewichtungsfaktoren mit den gefilterten Audiosignalen ^^(^) vorge- nommen wird sowie die Summierung der Produkte aus den (modifizierten) Ge- wichtungsfaktoren mit den gefilterten Audiosignalen ^^ (^), ohne dass die Qua- lität der gefilterten Audiosignale signifikant beeinträchtigt wird. Dadurch kann eine effizientere Verarbeitung der Audiosignale durchgeführt werden, ohne die 14. März 2025 Qualität der gefilterten Audiosignale spürbar zu beeinträchtigen. In der Folge kann eine weiterte Reduzierung der Latenz erreicht werden. Beispielsweise kann es vorgesehen sein, dass die erste Frequenz = 192 ^^^ beträgt, während die zweite Frequenz ^^ = 16 ^^^ beträgt. Auch kann vorgese- hen sein, dass die erste Frequenz = 96 ^^^ beträgt und die zweite Frequenz ^^ = 8 ^^^. Je nach Anwendungsszenario können die erste Frequenz und die zweite Frequenz modifiziert werden. Vorteilhafterweise, für eine effiziente Ab- tastratenwandlung, ist das Verhältnis ^^ zwischen und ^^ ganzzahlig. Das Verhältnis kann je nach Anforderungen gewählt werden, vorteilhafterweise mit einem Wert zwischen 2 und 64, bevorzugt mit einem Wert zwischen 4 und 32, besonders bevorzugt mit einem Wert zwischen 8 und 16. Insbesondere kann, wie anhand der vorstehenden Beispiele gezeigt, das Verhältnis ^^ = 12 gewählt werden. Dabei kann die zweite Frequenz ^^ bevorzugt ≤ 48 kHz, ≤ 24 kHz oder ≤ 16 kHz betragen. Erste Untersuchungen haben ergeben, dass durch die Wahl der vorstehend genannten Parameterwerte eine effiziente Verarbeitung der Audiosignale erreicht werden kann, während gleichzeitig eine gute Qualität der gefilterten Audiosignale gewährleistet wird. Ferner kann bei dem erfindungsgemäßen Verfahren vorgesehen sein, dass die Anwendung der Filterfunktion auf das Audiosignal ^(^) im Zeitbereich die An- wendung einer Faltungsoperation auf das Audiosignal ^(^) und die Impulsant- wort ℎ(^) eines Hochpassfilters oder eines Tiefpassfilters umfasst. Des Weiteren wird zur Lösung der eingangs beschriebenen Aufgabe eine Vor- richtung zur Verarbeitung von Audiosignalen vorgeschlagen, mit: - einer Aufnahmeeinheit zur Aufnahme eines Audiosignals ^(^); - einer Recheneinheit zur Berechnung einer Filterfunktion und zur Verarbei- tung des Audiosignals ^(^); wobei die Recheneinheit dazu ausgelegt ist, die Filterfunktion auf das Audiosignal ^(^) im Zeitbereich anzuwenden und ein gefiltertes Audiosignal ^^(^) zu berechnen; - einer Ausgabeeinheit zur Ausgabe des gefilterten Audiosignals ^^(^); dadurch gekennzeichnet, dass 14. März 2025 - die Recheneinheit dazu ausgelegt ist, die Filterfunktion in Abhängigkeit von ^ Einzelfilterfunktionen zu ermitteln, wobei ^ ≥ 2; und - aus mindestens zwei Einzelfilterfunktionen, die zwei Hochpassfilterfunktio- nen oder zwei Tiefpassfilterfunktionen umfassen, eine Bandpassfilterfunk- tion zu ermitteln. Die erfindungsgemäße Vorrichtung erlaubt eine besonders effiziente Verarbei- tung von Audiosignalen bei geringer Latenz. Bevorzugt kann bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung vorgesehen sein, dass die Recheneinheit dazu ausgelegt ist, eine Bandpassfilterfunktion durch Sub- traktion einer ersten Einzelfilterfunktion von einer zweiten Einzelfilterfunktion zu berechnen, wobei die erste Einzelfilterfunktion und die zweite Einzelfilter- funktion jeweils als eine Filterfunktion eines Hochpassfilters oder eine Filter- funktion eines Tiefpassfilters ausgeführt sind. Zudem kann bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung vorgesehen sind, dass diese die vorstehend im Zusammenhang mit dem erfindungsgemäßen Verfah- ren beschriebenen Eigenschaften aufweist und dass die Recheneinheit der er- findungsgemäßen Vorrichtung dazu ausgelegt ist, die im Zusammenhang mit dem Verfahren beschriebenen Verfahrensschritte durchzuführen. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren kann es insbesondere vorgesehen sein, dass die eingesetzten Hochpassfilter bzw. die Tiefpasspassfilter als nicht-line- arphasige Filter ausgeführt sind. Bevorzugt kann bei der vorliegenden Erfindung vorgesehen sein, dass die Hochpassfilter bzw. die Tiefpassfilter als rekursive, minimalphasiger Filter aus- geführt sind. Auch kann bevorzugt vorgesehen sein, dass der erste Hochpassfilter (^ = 1) oder der letzte Tiefpassfilter (^ = ^) durch einen Kurzschluss ersetzt ist. Auf diese Weise kann die Rechenkomplexität reduziert werden, wodurch eine ge- ringere Latenz erreicht werden kann. 14. März 2025 Ferner kann bevorzugt vorgesehen sein, dass die Gewichtungsfaktoren oder die modifizierten Gewichtungsfaktoren in Abhängigkeit von mindestens einem Sensorsignal berechnet werden, und zwar insbesondere in Abhängigkeit von einem Mikrofonsignal. Dadurch kann auf ein dynamisches Störsignal reagiert werden und die Filterfunktion kann an das aufgenommene Störsignal ange- passt werden. Nachfolgend wird die vorliegende Erfindung anhand der Figuren näher erläu- tert. Dabei zeigen die Fig. 1 ein Ablaufdiagramm für ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Er- findung, Fig. 2 ein Signalflussdiagramm für ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, Fig. 3 einen exemplarischen Magnitudengang von Hochpassfiltern gemäß ei- nem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, Fig. 4 einen exemplarischen Phasengang von Hochpassfiltern gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, Fig. 5 einen exemplarischen Magnitudengang von resultierenden Bandpass- filtern gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, Fig. 6 ein Signalflussdiagramm für ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung basierend auf Tiefpassfiltern, Fig. 7 ein Signalflussdiagramm für ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung mit modifizierten Gewichtungsfaktoren, Fig. 8 ein Signalflussdiagramm für ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, wobei das erste Hochpassfilter durch einen Kurzschluss er- setzt ist, Fig. 9 eine schematische Darstellung eines Ausführungsbeispiels der erfin- dungsgemäßen Vorrichtung, Fig. 10 eine schematische Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorrichtung umfassend mehrere Sensoren, Vorverarbeitungseinheiten sowie einen Lautsprecher, und 14. März 2025 Fig. 11 eine schematische Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorrichtung in Form eines Im-Ohr-Kopfhörers umfassend mehrere Sensoren, einen Lautsprecher und eine Rechen- einheit zur Berechnung und der Anwendung der Filterfunktion. Fig. 1 zeigt ein Ablaufdiagramm für ein Ausführungsbeispiel des erfindungsge- mäßen Verfahrens 100. In einem ersten Verfahrensschritt 110 wird ein Audio- signal bereitgestellt. Dies kann unter Verwendung eines Mikrofons oder eines anderen Sensors erfolgen. Alternativ kann es vorgesehen sein, dass das Audi- osignal durch eine externe Quelle bereitgestellt wird, die das Audiosignal zuvor aufgenommen hat. In einem zweitem Verfahrensschritt 120 wird eine Filter- funktion bereitgestellt. Die Bereitstellung der Filterfunktion erfolgt in Abhän- gigkeit von ^ Einzelfilterfunktionen, wobei ^ ≥ 2 beträgt. Die Einzelfilterfunkti- onen können als Hochpassfilterfunktionen oder Tiefpassfilterfunktionen ausge- führt sein. Aus den Einzelfilterfunktionen wird eine Bandpassfilterfunktionen berechnet. Dies kann insbesondere durch eine Subtraktion zweier Hochpassfil- terfunktionen oder zweier Tiefpassfilterfunktionen erfolgen. In einem dritten Verfahrensschritt 130 wird die bereitgestellte Filterfunktion auf das Audiosignal im Zeitbereich angewandt. Dadurch wird ein gefiltertes Audiosignal bereitge- stellt. In einem vierten Verfahrensschritt 140 wird das gefilterte Audiosignal ausgegeben. Die Ausgabe des gefilterten Audiosignals kann entweder mittels eines Lautsprechers oder einer anderen Ausgabeeinheit erfolgen, oder mittels Signalübertragung an eine externe Vorrichtung. Fig. 2 zeigt ein exemplarisches Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein Eingangssignal ^(^) durch eine Parallelschaltung an mehrere Hochpassfilter 10 übermittelt, wobei in der Fig. 2 ein erstes Hochpassfilter 10a, ein zweites Hochpassfilter 10b und ein ^- tes Hochpassfilter 10c abgebildet sind. ^^ mit ^ ∈ [1 .. ^] weist die Grenzfre- quenzen ^^,^ auf, wobei ^^,^ < ^^,^^^ gilt. Die spezifische Auslegung der Grenz- frequenzen kann bei unterschiedlichen Anwendungsszenarien unterschiedlich ausgestaltet sein. Am Ausgang der Hochpassfilter 10 werden die hochpassge- filterten Signale ^^(^) ausgegeben. Benachbarte hochpassgefilterte Signale werden anschließend voneinander subtrahiert, um Bandpasssignale 14. März 2025 zu erzeugen. Die Bandpasssignale werden anschließend mit zeitvarianten Ge- wichtungsfaktoren ^^(^) gewichtet und anschließend zu dem Ausgangssignal aufsummiert. Die Gewichtungsfaktoren ^^(^) können bevorzugt einen Wert von 0 bis 1 annehmen. Bei einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfin- dung kann es auch vorgesehen sein, dass die Gewichtungsfaktoren auch Werte annehmen können, die größer sind als 1 oder kleiner als 0. Auch die Gewichtungsfaktoren werden in Abhängigkeit von der spezifischen Anwendung berechnet. Bei der Berechnung der Gewichtungsfaktoren kann auf die aus dem Stand der Technik bekannten Ansätze zurückgegriffen werden. Um aus den einzelnen Hochpassfiltern durch Subtraktion entsprechende Bandpasssignale zu erzeugen, ist es bevorzugt, dass die einzelnen Hochpassfilter bestimmte Magnituden- und Phaseneigenschaften besitzen. Diese bevorzugten Eigen- schaften sind exemplarisch in den Fig. 3 und 4 dargestellt. Insbesondere ist in der Fig. 3 zu erkennen, dass sich die Magnitudengänge 20 für die einzelnen Hochpassfilter bei hohen Frequenzen annähern. In der Fig. 3 sind ein erster Magnitudengang 20a, ein zweiter Magnitudengang 20b, ein dritter Magnitu- dengang 20c und ein vierter Magnitudengang 20d dargestellt. Wie in der Fig. 3 zu erkennen ist, weisen die Magnitudengänge 20 oberhalb einer bestimmten Frequenz (insbesondere oberhalb einer oberen Sperrbandfrequenz ^^,^) einen geringen Abstand zueinander auf. Zudem ist in der Fig. 4 zu erkennen, dass sich auch die Phasengänge 20 bei hohen Frequenzen annähern. In der Fig. 4 ist ein erster Phasengang 21a, ein zweiter Phasengang 21b, ein dritter Phasengang 21c und ein vierter Phasen- gang 21d dargestellt. Die Bandpasstransferfunktion kann als Differenz zweier Hochpassfiltertransferfunktionen im ^-Bereich wie folgt definiert werden: 14. März 2025 . Aufgrund der Hochpasscharakteristik der Hochpassfilter besitzt auch das Band- passfilter eine Hochpasscharakteristik mit einer entsprechenden unteren Sperrbandfrequenz ^^,^ = ^^,^. Die benachbarten Hochpassfilter können insbe- sondere so ausgelegt sein, dass sich ihr Magnituden- und/oder ihr Phasengang oberhalb einer oberen Sperrbandfrequenz ^^,^ annähert, sodass die Subtraktion zu einer destruktiven Interferenz führt. Zusammenfassend hat das ^-te Band- passfilter einen Durchlassbereich von ^^,^ ≤ ^ ≤ ^^,^. Aufgrund der Definition der Bandpassfilter durch die Hochpassfilter entspricht die untere Sperrfrequenz des folgenden Bandpassfilters der oberen Sperrfrequenz des Bandpassfilters entsprechend ^^,^^^ = ^^,^. Die Grenzfrequenzen der Hochpassfilter, und entsprechend die Durchlassberei- che der Bandpassfilter, können vorteilhafterweise gleichmäßig auf einer psychoakustisch motivierten Frequenzskala, wie beispielsweise der Bark-Skala, verteilt werden. Dadurch lässt sich das Eingangssignal in Frequenzbändern verarbeiten, die dem menschlichen Gehör nachempfunden sind. Die Wahl der Grenzfrequenzen hängt jedoch vom spezifischen Anwendungsszenario an. Die vorliegende Erfindung ist nicht auf eine spezifische Wahl der Grenzfrequenzen beschränkt. Ein entscheidender Vorteil der erfindungsgemäßen Topologie ist, dass sich die Gesamtübertragungsfunktion für Einheitsverstärkung ^^ = 1 vereinfacht zu 14. März 2025 Die Gesamtübertragungsfunktion ist also ausschließlich über das erste Hoch- passfilter definiert. Dadurch ist die Gesamtübertragungsfunktion im Durchlass- bereich glatt und verfügt über eine geringe Gruppenlaufzeit. Die Hochpassfilter können beispielsweise durch ein Optimierungsverfahren mit einer Kostenfunktion basierend auf dem Magnitudengang der Bandpassfilter im Durchlass- und Sperrbereich sowie der Summe aller Bandpassfilter entworfen werden. Die Filter können als FIR- oder IIR-Filter implementiert werden. Sie können vorteilhafterweise minimalphasig sein, wobei sie einen nichtlinearen Phasengang aufweisen. Ein Filter kann dabei als minimalphasig bezeichnet werden, wenn seine Nullstellen, also die Nullstellen des Zählerpolynoms seiner Filterübertragungsfunktion, innerhalb des Einheitskreises liegen bzw. eine Amplitude ≤ 1 aufweisen. Diese Definition gilt für FIR-Filter sowie für IIR-Filter, welche nicht als All-Pol-Filter, also Filter deren Übertragungsfunktion aus- schließlich Nennerkoeffizienten und ggf. einen Verstärkungsfaktor umfasst, umgesetzt werden. All-Pol-Filter sind per Definition minimalphasig. Die Hochpassfilter können vorteilhafterweise auch so optimiert werden, dass die Gesamtübertragungsfunktion ^^(^) einem gewünschten Magnituden- und Phasengang folgt, sodass die Filterbank beispielsweise implizit eine Frequenz- gewichtung oder Equalisierung durchführt. Fig. 5 zeigt die resultierenden Magnitudengänge 22 der exemplarischen Band- passfilter basierend auf den in den Fig. 3 und 4 dargestellten Hochpassfiltern. Insgesamt ist in der Fig. 5 ein erster Magnitudengang 22a, ein zweiter Magni- tudengang 22b, ein dritter Magnitudengang 22c und ein vierter Magnituden- gang 22d für die entsprechenden Bandpassfilter dargestellt. Die Gesamtüber- tragungsfunktion ^^(^) entspricht dann dem Hochpassfilter mit durchgezogener Linie aus Fig. 3 und Fig. 4. Anstelle von Hochpassfiltern können auch Tiefpassfilter 11 (auch als ^^(^) be- zeichnet) genutzt werden, um das erfindungsgemäße Verfahren zu realisieren, wie dies exemplarisch in Fig. 6 gezeigt ist. In der Fig. 6 sind beispielhaft ein erstes Tiefpassfilter 11a, ein zweites Tiefpassfilter 11b und ein ^-tes 14. März 2025 Tiefpassfilter 11c dargestellt. Das vorstehend beschriebene Grundprinzip des Bandpassverhaltens basierend auf der Charakteristik der Filter sowie durch de- struktive Interferenz durch die Subtraktion besteht weiterhin, jedoch sind ei- nige Anpassungen gegenüber dem in der Fig. 2 dargestellten Ausführungsform vorzunehmen. Insbesondere wird dabei die Subtraktion angepasst, sodass Für Einheitsverstärkung ^^ = 1 vereinfacht sich die Gesamtübertragungsfunk- tion in diesem Fall zu ^^(^) = ^^(^). Fig. 7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfah- rens, wobei gegenüber dem in der Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel die explizite Differenzbildung der Hochpasssignale ^^(^) entfernt wurde. Stattdes- sen werden modifizierte Gewichtungsfaktoren ^^^(^) ∈ [−1, 1] verwendet, so- dass die Differenz implizit bei der Gewichtung gebildet wird. Für die Anordnung basierend auf Hochpassfiltern können die modifizierten Gewichtungsfaktoren insbesondere wie folgt berechnet werden: . Diese Vorschrift lässt sich durch Umstellen der Gleichung für die Gesamtüber- tragungsfunktion ermitteln, hier ohne Einschränkung der Allgemeinheit im ^- Bereich unter Vernachlässigung der Zeitvarianz der Gewichtungsfaktoren: Fig. 8 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfah- rens, wobei das in der Fig. 2 gezeigte erste Hochpassfilter 10a durch einen 14. März 2025 Kurzschluss ersetzt wurde. Entsprechend lässt sich auch das letzte Tiefpassfil- ter 11c in der Anordnung aus Fig. 6 durch einen Kurzschluss ersetzen. Dadurch hat die Struktur für Einheitsverstärkung eine Übertragungsfunktion ^^(^) = 1 und demnach keine inhärente Latenz. Hierbei ist zu erwähnen, dass sich die Gesamtübertragungsfunktion für abweichende Gewichtungsfaktoren ^^ ≠ 1 nicht entsprechend vereinfacht, wodurch die Latenz zunehmen kann. Aber auch in diesen Fällen ist die Ein-zu-Ausgangslatenz aufgrund der Fil- terstruktur sehr gering. Fig. 9 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vorrichtung 50 umfassend eine Aufnahmeeinheit 30, die als Mikrofon ausgeführt ist, eine Fil- terbank 31, ein Ausgangsfilter 32 sowie eine Ausgabeeinheit 33, die als Laut- sprecher ausgeführt ist. Fig. 10 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Vorrich- tung 50, die zwei Sensoren 30, zwei Eingangsfilter 34, eine Filterbank 31 so- wie einen Lautsprecher 33 aufweist. Diese Anordnungen finden sich beispielsweise in modernen Kopfhörern, wobei die Mikrofone Umgebungsschall aufzeichnen, die Vor-/Nachbereitungseinheiten (auch als Eingangs- und Ausgangsfilter bezeichnet) die Mikrofonsignale filtern, sodass beispielsweise eine aktive Störgeräuschunterdrückung, zur Reduzie- rung der Lautstärke von Umgebungsschall, oder ein Ambientmodus, zur natür- lichen Kommunikation mit der Umgebung, umgesetzt werden, und anschlie- ßend über den Lautsprecher des Kopfhörers ein gefiltertes Audiosignal wieder- gegeben wird. Die erfindungsgemäße Methode kann in einer solchen Anwen- dung beispielsweise genutzt werden, um das Mikrofonsignal von Mikrofon- oder Windrauschen zu befreien, eine Sprachverbesserung durchzuführen, oder das Mikrofonsignal zu komprimieren, sodass laute Signale vor der Wiedergabe im Pegel reduziert werden. Schließlich zeigt Fig. 11 exemplarisch einen Im-Ohr-Kopfhörer 60, welcher ausgestattet ist mit mehreren äußeren Mikrofonen 40, einem inneren Mikrofon 41, einem Vibrationssensor 42, einem Lautsprecher 33 sowie einer 14. März 2025 Recheneinheit 43. In der Fig. 12 ist zudem ein Ohreinsatz 44, ein Gehörgang 45 sowie ein Trommelfell 46 abgebildet. Die Recheneinheit 43 ist dazu ausge- legt, die Verfahrensschritte gemäß dem erfindungsgemäßen Verfahren durch- zuführen. Insbesondere ist die Recheneinheit 43 dazu ausgelegt, die Filter- funktion bereitzustellen und diese auf ein Audiosignale im Zeitbereich anzu- wenden. Dabei können optional verschiedene Vor- und Nachbereitungsschritte der Sensorsignale durchgeführt werden, wie beispielsweise eine Filterung, Ver- stärkung, Komprimierung oder Limitierung. Diese können gemäß den aus dem Stand der Technik beschriebenen Ansätzen implementiert werden. Ein einka- naliges Signal, welches auf der Verarbeitung durch die erfindungsgemäße Me- thode basiert, wird dann anschließend über den Lautsprecher 33 wiedergege- ben. Es können auch mehrere Instanzen der erfindungsgemäßen Methode ein- gesetzt werden, um verschiedene Sensorsignale zu prozessieren, welche an- schließend zusammengeführt und einer Ausgabeeinheit zugeführt werden. Um die Gewichtungsfaktoren ^^(^) zu berechnen, können jegliche Sensorsig- nale genutzt werden. Im Sinne der vorliegenden Erfindung können bevorzugt Bandpasssignale in die Berechnung der jeweiligen Gewichtungsfaktoren einflie- ßen. Insbesondere kann ein Gewichtungsfaktor ^^(^) eine Funktion des Band- passsignals ^^(^) sein. Auch kann der jeweilige Gewichtungsfaktor von weite- ren Bandpasssignalen abhängen. Während die Filterbank, die Anwendung der Gewichtungsfaktoren sowie die Summation mit einer ersten Frequenz prozes- siert werden können, kann es bevorzugt vorgesehen sein, dass die Gewich- tungsfaktoren bevorzugt bei einer zweiten Frequenz berechnet werden. Dabei kann die zweite Frequenz bevorzugt geringer sein als die erste Frequenz. Dazu können entweder die Bandpasssignale ^^(^), die Hoch-/Tiefpasssignale ^^(^), oder sogar das Eingangssignal ^(^) durch einen Abtastratenwandler an einen zweiten Prozess übergeben werden. Der zweite Prozess kann dann entspre- chend Teile der Filterbank oder sogar die gesamte Filterbank nachbilden, so- dass die Bandpasssignale mit der zweiten Frequenz verfügbar sind. Da sich die Gewichtungsfaktoren in der Regel nur langsam ändern, ist vorteil- hafterweise die zweite Abtastrate kleiner als die erste Abtastrate, um Re- chenkomplexität zu sparen. Bei der Auslegung der Abtastraten sollte jedoch 14. März 2025 die Nyquist-Frequenz berücksichtigt werden, sodass die Signale mit entspre- chender Bandbreite übertragen werden und keine Informationen verloren ge- hen. Die auf der zweiten Abtastrate berechneten Gewichtungsfaktoren müssen nicht unbedingt durch eine Abtastratenwandlung an die erste Rate angepasst werden. Die Gewichtungsfaktoren können beispielsweise so berechnet werden, dass sie Sprachanteile pro Band entsprechend durchlassen und sämtliche Störgeräu- sche, wie z.B. Windgeräusche, Umgebungslärm oder Mikrofonrauschen, dämp- fen, sodass eine Verbesserung der Sprachqualität oder -verständlichkeit er- reicht wird. Des Weiteren können die Gewichtungsfaktoren so berechnet wer- den, dass laute Signalanteile pro Band gedämpft werden, um z.B. das Gehör von Nutzern eines Ambientmodus in Kopfhörern oder eines Gehörschutzes mit Kommunikationsfunktion zu schützen. Gleichermaßen lässt sich die erfindungsgemäße Methode auch auf weitere Au- dioquellen anwenden, wie z.B. Musik, Telefonate, Computerspiele und Filme. Die erfindungsgemäße Methode kann genutzt werden, um ein Musikwiederga- besystem, einen Ambientmodus und eine aktive Störgeräuschunterdrückung in Kopfhörern, zu abzugleichen oder zu personalisieren. Weiterhin kann die Me- thode, beispielsweise in Hörgeräteanwendungen, dazu genutzt werden, einen Gehörverlustausgleich durchzuführen. Auch kann die Methode zur (auch fre- quenzabhängigen) Kalibrierung von Audiogeräten verwendet werden.
14. März 2025 BEZUGSZEICHENLISTE Hochpassfilter a erstes Hochpassfilter b zweites Hochpassfilter c ^-tes Hochpassfilter Tiefpassfilter a erstes Tiefpassfilter b zweites Tiefpassfilter c ^-tes Tiefpassfilter Magnitudengang der Hochpassfilter a erster Magnitudengang b zweiter Magnitudengang c dritter Magnitudengang d vierter Magnitudengang Phasengang der Hochpassfilter a erster Phasengang b zweiter Phasengang c dritter Phasengang d vierter Phasengang Magnitudengang der ermittelten Bandpassfilter a erster Magnitudengang b zweiter Magnitudengang c dritter Magnitudengang d vierter Magnitudengang Aufnahmeeinheit Filterbank Ausgangsfilter Ausgabeeinheit Eingangsfilter äußeres Mikrofon inneres Mikrofon Vibrationssensor 14. März 2025 Recheneinheit Ohreinsatz Gehörgang Trommelfell erfindungsgemäße Vorrichtung Im-Ohr-Kopfhörer erfindungsgemäßes Verfahren erster Verfahrensschritt zweiter Verfahrensschritt dritter Verfahrensschritt vierter Verfahrensschritt

Claims

14. März 2025 ANSPRÜCHE 1. Verfahren (100) zur Verarbeitung von Audiosignalen, mit den nachfolgen- den Verfahrensschritten - Bereitstellen (110) eines Audiosignals ^(^); - Bereitstellen (120) einer Filterfunktion; - Anwenden (130) der Filterfunktion auf das Audiosignal ^(^) im Zeitbe- reich zur Bereitstellung eines gefilterten Audiosignals ^^(^); und - Ausgeben (140) des gefilterten Audiosignals ^^(^); wobei - die Bereitstellung der Filterfunktion in Abhängigkeit von ^ Einzelfilter- funktionen erfolgt, wobei ^ ≥ 2; und - wobei die Einzelfilterfunktionen mindestens zwei Hochpassfilterfunkti- onen oder mindestens zwei Tiefpassfilterfunktionen umfassen, aus denen eine Bandpassfilterfunktion ermittelt wird. 2. Verfahren (100) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Be- reitstellung (120) der Filterfunktion eine Subtraktion einer ersten Einzel- filterfunktion von einer zweiten Einzelfilterfunktion umfasst, wobei die erste Einzelfilterfunktion und die zweite Einzelfilterfunktion jeweils als eine Filterfunktion eines Hochpassfilters oder eine Filterfunktion eines Tiefpassfilters ausgeführt sind. 3. Verfahren (100) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass - zwei Hochpassfilter eingesetzt werden, deren Hochpassfiltertransfer- funktion ^^(^) so ausgelegt ist, dass ihr Magnitudengang oberhalb ei- ner ersten Grenzfrequenz ^^,^ eine Abweichung von maximal 10 % voneinander aufweist, bevorzugt eine Abweichung von maximal 5 % und besonders bevorzugt eine Abweichung von maximal 3 % oder maximal 1 % aufweist, oder - zwei Tiefpassfilter eingesetzt werden, deren Tiefpassfiltertransfer- funktion ^^(^) so ausgelegt ist, dass ihr Magnitudengang unterhalb ei- ner zweiten Grenzfrequenz ^^,^ eine Abweichung von maximal 10 % voneinander aufweist, bevorzugt eine Abweichung von maximal 5 %
14. März 2025 und besonders bevorzugt eine Abweichung von 3 % oder maximal 1 % aufweist. 4. Verfahren (100) nach einem der Ansprüche 2 oder 3, dadurch gekenn- zeichnet, dass - zwei Hochpassfilter eingesetzt werden, deren Hochpassfiltertransfer- funktion ^^(^) so ausgelegt ist, dass ihr Phasengang oberhalb einer ersten Grenzfrequenz ^^,^ eine Abweichung von maximal 10 % vonei- nander aufweist, bevorzugt eine Abweichung von maximal 5 % und besonders bevorzugt eine Abweichung von maximal 3 % oder maxi- mal 1 % aufweist, oder - zwei Tiefpassfilter eingesetzt werden, deren Tiefpassfiltertransfer- funktion ^^(^) so ausgelegt ist, dass ihr Phasengang unterhalb einer zweiten Grenzfrequenz ^^,^ eine Abweichung von maximal 10 % von- einander aufweist, bevorzugt eine Abweichung von maximal 5 % und besonders bevorzugt eine Abweichung von 3 % oder maximal 1 % aufweist. 5. Verfahren (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekenn- zeichnet, dass die Einzelfilter als finite impulse response, FIR, Filter oder als infinite impulse response, IIR, Filter ausgeführt sind. 6. Verfahren (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekenn- zeichnet, dass die Einzelfilter einen nicht-linearen Phasenverlauf aufwei- sen. 7. Verfahren (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekenn- zeichnet, dass das gefilterte Audiosignal ^^(^) wie folgt bestimmt wird:
14. März 2025 wobei ^^(^) jeweils einen Gewichtungsfaktor bezeichnet und ^^(^) wie folgt bestimmt wird: ^ (^) = ^^^(^) − ^^^^(^), 1 ≤ ^ < ^ ^ ^^(^), ^ = ^ , wobei ^^(^) jeweils ein mittels eines Hochpassfilters ^^^ gefiltertes Audio- signal ^(^) beschreibt, und die Hochpassfilter ^^^ jeweils eine Grenzfre- quenz ^^,^ aufweisen, bei denen ^^,^ < ^^,^^^ gilt. 8. Verfahren (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekenn- zeichnet, dass das gefilterte Audiosignal ^^(^) wie folgt bestimmt wird: wobei ^^(^) jeweils einen Gewichtungsfaktor bezeichnet und ^^(^) wie folgt bestimmt wird: wobei ^^(^) jeweils ein mittels eines Tiefpassfilters ^^ gefiltertes Audiosig- nal ^(^) beschreibt, wobei die Tiefpassfilter ^^ jeweils eine Grenzfrequenz ^^,^ aufweisen, bei den ^^,^ < ^^,^^^ gilt. 9. Verfahren (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekenn- zeichnet, dass das gefilterte Audiosignal ^^(^) wie folgt bestimmt wird: wobei ^^(^) jeweils ein mittels eines Hochpassfilters ^^ gefiltertes Audio- signal ^(^) beschreibt, wobei die Hochpassfilter ^^ jeweils eine
14. März 2025 Grenzfrequenz ^^,^ aufweisen, bei den ^^,^ < ^^,^^^ gilt, und ^^^(^) jeweils ei- nen modifizierten Verstärkungsfaktor bezeichnet, der wie folgt bestimmt wird: ^^ (^) ^ ^^(^), ^ = 1 ^ = ^^(^) − ^^^^(^), 1 < ^ ≤ ^ . 10. Verfahren (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekenn- zeichnet, dass das gefilterte Audiosignal ^^(^) wie folgt bestimmt wird: wobei ^^(^) jeweils ein mittels eines Tiefpassfilters ^^ gefiltertes Audiosig- nal ^(^) beschreibt, wobei die Tiefpassfilter ^^ jeweils eine Grenzfrequenz ^^,^ aufweisen, bei der ^^,^ < ^^,^^^ gilt, und ^^^(^) jeweils einen modifizierten Verstärkungsfaktor bezeichnet, der wie folgt bestimmt wird: 11. Verfahren (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekenn- zeichnet, dass mindestens eine Einzelfilterfunktion als eine Delta-Funk- tion ausgebildet ist. 12. Verfahren (100) nach einem der Ansprüche 8 bis 11, dadurch gekenn- zeichnet, dass - die Multiplikation der Gewichtungsfaktoren ^^(^) mit den aus den mit- tels der Hochpassfilter oder der Tiefpassfilter gefilterten Audiosigna- len ^^(^) berechneten Signalen ^^(^) oder die Multiplikation der modi- fizierten Gewichtungsfaktoren ^^^(^) mit den mittels Hochpassfilter oder Tiefpassfilter gefilterten Audiosignalen ^^(^) mit einer ersten Frequenz erfolgt;
14. März 2025 - die Summierung der Produkte aus den Gewichtungsfaktoren ^^(^) mit den aus den gefilterten Audiosignalen ^^(^) berechneten Signalen ^^(^) oder die Summierung der Produkte der modifizierten Gewich- tungsfaktoren ^^^(^) mit den mittels Hochpassfilter oder Tiefpassfilter gefilterten Audiosignalen ^^(^) mit der ersten Frequenz erfolgt; und - die Berechnung der Gewichtungsfaktoren ^^(^) oder der modifizierten Gewichtungsfaktoren ^^^(^) mit einer zweiten Frequenz ^^ erfolgt; wo- bei - die zweite Frequenz ^^ niedriger ist als die erste Frequenz ^^. 13. Verfahren (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekenn- zeichnet, dass die Anwendung der Filterfunktion auf das Audiosignal ^(^) im Zeitbereich die Anwendung einer Faltungsoperation auf das Audiosig- nal ^(^) und die Impulsantwort ℎ(^) eines Hochpassfilters oder eines Tief- passfilters umfasst. 14. Vorrichtung (50) zur Verarbeitung von Audiosignalen, mit: - einer Aufnahmeeinheit (30) zur Aufnahme eines Audiosignals ^(^); - einer Recheneinheit (43) zur Berechnung einer Filterfunktion und zur Verarbeitung des Audiosignals ^(^); wobei die Recheneinheit (43) dazu ausgelegt ist, die Filterfunktion auf das Audiosignal ^(^) im Zeit- bereich anzuwenden und ein gefiltertes Audiosignal ^^(^) zu berech- nen; - einer Ausgabeeinheit (33) zur Ausgabe des gefilterten Audiosignals ^^(^); dadurch gekennzeichnet, dass - die Recheneinheit (43) dazu ausgelegt ist, die Filterfunktion in Abhän- gigkeit von ^ Einzelfilterfunktionen zu ermitteln, wobei ^ ≥ 2; und - aus mindestens zwei Einzelfilterfunktionen, die zwei Hochpassfilter- funktionen oder zwei Tiefpassfilterfunktionen umfassen, eine Band- passfilterfunktion zu ermitteln. 15. Vorrichtung (50) nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Recheneinheit (43) dazu ausgelegt ist, eine Bandpassfilterfunktion durch
14. März 2025 Subtraktion einer ersten Einzelfilterfunktion von einer zweiten Einzelfilter- funktion zu berechnen, wobei die erste Einzelfilterfunktion und die zweite Einzelfilterfunktion jeweils als eine Filterfunktion eines Hochpassfilters oder eine Filterfunktion eines Tiefpassfilters ausgeführt sind.
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US6141672A (en) 1997-09-02 2000-10-31 Temic Telefunken Microelectronic Gmbh Tunable digital filter arrangement
DE102022111300A1 (de) 2022-05-06 2023-11-09 Elevear GmbH Vorrichtung zur Reduzierung des Rauschens bei der Wiedergabe eines Audiosignals mit einem Kopfhörer oder Hörgerät und entsprechendes Verfahren

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