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AMPLIFICATEURS ELECTRONIQUES.
La présente invention est relative à des amplificateurs é- lectroniques et, plus particulièrement, à des dispositifs pour com- biner la commande du gain et le réglage de la réaction négative.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la descrip- tion détaillée qui suit et à l'examen des dessins joints qui repré- sentent, à titre d'exemples non limitatifs quelques modes de mise en oeuvre de ladite invention.
La figure 1 représente un dispositif connu de connexions au premier étage de l'amplificateur à fréquence vocale d'un radioré- cepteur.
La figure 2 représente une variante connue du dispositif de la figure 1.
La figure 3 montre un dispositif conforme à certaines carac- téristiques de la présente invention, appliqué aux connexions du premier étage de l'amplificateur à fréquence vocale d'un radio- récepteur.
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Les figures 4 à 6 et 8 représentent des dispositifs modifiés du montage de la figure 3 suivant certaines caractéristiques de la présente invention.
La figure 7 est un schéma explicatif utilisé en combinaison avec la description de l'invention. Les avantages obtenus grâce à l'emploi de la réaction négative dans un amplificateur sont trop con- nus pour qu'il soit nécessaire de les décrire ici. D'un autre côté, il y a des cas, en particulier avec un radiorécepteur, où pour ob- tenir le maximum de sensibilité, il est désirable d'éliminer toute réaction appliquée de façon à bénéficier du gain complet de l'ampli- ficateur. Il est bien connu de faire varier la quantité proportion- nelle de réaction négative appliquée à un amplificateur pour faire varier son gain. Toutefois, il n'est généralement pas possible d'ap- pliquer une réaction suffisante pour couvrir toute la gamme de com- mande de gain qui peut être nécessaire dans un radiorécepteur, par exemple.
En conséquence, il est d'usage de prévoir une commande de gain qui diminue le signal d'entrée de l'amplificateur, et dans cer- tains dispositifs connus, cette commande a également pour but d'aug- menter simultanément la quantité proportionnelle de réaction. Ce- pendant, la plupart de ces dispositifs connus sont tels qu'il y a toujours un certain degré de réaction appliqué même quand la commande de gain est ajusté au maximum.
L'un des objets de la présente invention est d'obtenir une commande de gain pour un amplificateur tel qu'à son réglage de gain maximum, aucune réaction n'est appliquée, mais que, lorsque la com- mande est ajustée à une valeur de gain plus décroissante, la réaction négative est appliquée dans des proportions progressivement crois- santes. Il est aussi désirable, sinon toujours essentiel, qu'on puis- se réduire à zéro le signal de sortie.
En considérant l'application d'une réaction négative aux am- plificateurs à fréquence vocale d'un radiorécepteur, il est important de tenir compte des effets possibles sur l'étage de détection.
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Bien qu'il ait été proposé antérieurement d'appliquer la réaction entre l'amplificateur à fréquence vocale et le détecteur, on a con- staté, en particulier avec les détecteurs à diode, qu'il est tout à fait contre indiqué d'admettre que des tensions de réaction ap- paraissent aux bornes du détecteur, des tensions de ce genre appli- quent une polarisation variable au détecteur et peuvent donner nais- sance à une distorsion considérable sur des signaux fortement modu- lés.
Des exemples connus de connexions de réaction, permettant d'utiliser une commande de gain remplissant partiellement l'objet dont il est question ci-dessus, mais présentant l'inconvénient d'ap- pliquer la réaction au détecteur, sont représentés sur les figures 1 et 2 des dessins joints. Sur les deux figures, un transformateur à fréquence intermédiaire 1 alimente une diode 2 qui fait partie d'un tube 3 triode-diode classique. Dans les deux cas, la cathode de 3 est mise à la terre par l'intermédiaire d'une résistance 4 de polarisation, qui sur la figure 2, est shuntée en ce qui concerne la tension alternative, par le condensateur5. Les circuits d'anode dans les deux cas sont représentés sous une forme classique et ap- pliquent les signaux amplifiés à fréquence vocale aux étages suivants à partir du point A.
Afin qu'aucune polarisation continue ne se pro- duise aux bornes de la diode détectrice 2, les résistances de charge 8 de la diode relient les bornes mises à la terre du secondaire des transformateurs à fréquence intermédiaire 1 aùx cathodes respectives du tube 3. Les signaux à fréquence intermédiaire sont shuntés à la terre par les condensateurs 9 qui servent également de condensateurs à accumulation de redresseur. Un condensateur d'arrêt 10 est con- necté dans les deux montages au point de jonction de 8 et 9 et au potentiomètre 11, qui sur le montage de la figure 1, est connecté directement à la terre, et sur la figure 2 est connecté à la terre par l'intermédiaire de l'impédance 12. La grille du tube 3 est re- liée dans les deux cas au curseur de 11.
La tension de réaction est appliquée entre le point B et la terre pour les deux monta-
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ges. Sur la figure 1, la réaction est appliquée à la cathode et sur la figure 2 au circuit de grille.
L'impédance 12 peut être une résistance comme indiqué sur la figure, ou un enroulement du transformateur de sortie. De même, sur la figure 1 la réaction pourrait être appliquée par l'intermé- diaire d'un enroulement de transformateur en série avec la résistan- ce 4. Sur'la figure 1, la tension de réaction doit être d'une pola- rité telle que B soit positif, tandis que sur la figure 2, B doit être négatif quand un signal positif est appliqué à la grille du tu- be 3. Dans les deux cas on se rendra compte que la tension de réac- tion produit un courant qui parcourt le circuit 10,8, 4, de sorte que pour une même position du curseur dans chaque montage, la même fraction de la tension de réaction disponible apparaît entre la gril- le et la cathode du tube 3.
Ainsi, lorsque la commande de gain est ajustée pour diminuer l'énergie de sortie, les deux montages fournis- sent un accroissement relatif dans la réaction appliquée à l'ampli- ficateur. La réaction, cependant, ne peut pas être réduite au-des- sous d'une certaine proportion. De plus, la tension due au passage du courant de réaction circulatoire dans la résistance de charge 8 de la diode est appliquée à la diode 2 et, en particulier pendant une forte modulation, peut introduire une distorsion importante du détecteur comme exposé plus haut.
Il est bien connu que l'un des moyens suivant lesquels la ten- sion de réaction peut être appliquée à l'entrée d'un amplificateur sans action mutuelle sur la source de tension de signal, est d'appli- quer les signaux d'entrée à l'une des diagonales d'un circuit en pont équilibré et la tension de réaction sur l'autre diagonale. Dans la présente invention, un pont d'entrée est utilisé pour éviter l'action mutuelle des tensions de réaction sur la source de signalisation et pour pouvoir disposer d'une forme satisfaisante de commande de gain, capable aussi de régler la quantité proportionnelle de réaction ap- pliquée à l'amplificateur depuis zéro jusqu'à un maximum, tandis que
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l'énergie de sortie de l'amplificateur diminue progressivement.
Suivant certaines caractéristiques de la présente invention, il est prévu un amplificateur à tubes électroniques, dans lequel les potentiels d'une source de signaux d'entrée sont appliqués à une dia- gonale d'un circuit de pont bien équilibré ; les tensions de réaction sont appliquées sur le diamètre conjugué ou dans les branches adja- centes shuntées par ledit diamètre conjugué ; l'une des branches dudit circuit en pont comporte un potentiomètre de commande de gain adja- cent à l'une des jonctions de ladite source de signaux d'entrée avec le réseau de circuit et dans lequel la tension de signalisation de grille d'entrée audit amplificateur est celle qui existe entre le curseur dudit potentiomètre et la jonction de ladite source des sig- naux d'entrée avec le circuit, éloignée dudit potentiomètre;
d'où il résulte que lorsque la fraction du signal d'entrée appliquée à la grille diminue, la réaction négative augmente progressivement.
Etant appliquée au premier étage de fréquence vocale d'un ra- diorécepteur, une réalisation de l'invention est représentée sur la figure 3, dans laquelle les éléments ayant les mêmes fonctions que sur les figures 1 et 2 sont indiqués par les mêmes chiffres de réfé- rence. Le potentiomètre 11 dans ce cas n'est pas mis directement à la terre, mais forme l'une des branches d'un pont de Wheatstone, les autres branches étant désignées par les nombres de référence 13, 14 et 15 respectivement. Le point de jonction Y de 13 et 14 est mis à la terre, tandis que le secondaire d'un transformateur 16 est re- présenté connecté aux bornes en diagonale XZ. La résistance de char- ge 8 apparaît effectivement en série avec le condensateur 10, aux bornes de la diagonale WY. Le condensateur 9 est également relié aux- dites bornes.
Si le pont est équilibré convenablement, aucun signal de 16 ne peut apparaître aux bornes de WY, tandis que si le curseur du potentiomètre est placé en W, aucune tension de réaction n'est ap- pliquée à l'amplificateur et le gain estmaximum. Lorsque, le curseur du potentiomètre est déplacé vers X, la proportion de la tension
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de détection dérivée se trouve réduite, et la tension de réaction est appliquée en proportions croissantes. L'énergie de sortie dans ce cas ne peut pas être annulée, mais devient minimum en X.
Bien qye la tension de réaction soit indiquée comme appliquée par un transfor- mateur, qui peut habituellement être le transformateur de sortie a- limentant un haut-parleur, soit par l'enroulement en parallèle avec le pont, soit par un enroulement distinct, il est évident que d'au- tres connexions peuvent être utilisées. Si le signal d'entrée est positif à la grille du tube 3, la tension de réaction doit être telle que Z soit positif et Y négatif par rapport à la terre.
Il y a lieu de remarquer que la charge continue 8 du détecteur étant shuntée en fréquence vocale par l'impédance du pont, les valeurs de 14 et 15 en série, et de 11 et 13 en série doivent être aussi élevées que pos- sible, tandis que s'il est désirable de réduire le gain à une valeur faible, il doit être beaucoup plus grand que 13,
Pour surmonter la difficulté de diminuer le signal de sortie pratiquement jusqu'à zéro, on peut utiliser le dispositif modifié in- diqué sur la figure 4. Le montage diffère du précédent en ce que les résistances 13 et 14 ont été remplacées par le secondaire à prise in- termédiaire du transformateur 16. La tension en X sera maintenant sensiblement la même que celle en Y pour autant qu'il s'agisse de la source de la diode, mais la réaction est alors maximum.
Une autre variante est représentée sur la figure 5, dans laquelle l'effet du shunt de la résistance de charge continue de la diode est diminué en faisant entrer en fonction l'une des branches du pont. La résistance 8 est remplacée par 15. Afin de maintenir la polarisation continue de la diode isolée de la grille de la triode, le condensateur d'ar- rêt 10 est amené sur la branche du pont WX. En vue d'isoler la po- larisation de la grille de la triode de la diode, le secondaire de 16 doit être en deux enroulements 17 et 18, la borne mise à la terre de 17 étant reliée à la cathode commune de 3, tandis que 18 est mis à la terre.
Dans ce dispositif , un élément a été économisé, mais la présence du condensateur 10 dans la branche WX du pont est sus-
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ceptible de donner des difficultés en déséquilibrant le pont aux fréquences basses. Ainsi, l'impédance 10 doit être très faible par rapport à 11 pour toutes les fréquences intéressantes.
Si la partie triode du tube 3 est d'un type qui permet d'ob- tenir la polarisation de grille au moyen du passage du courant de grille dans une forte résistance et de négliger la polarisation de cathode, une autre variante représentée sur la figure 6 peut être utilisée ; elle a été reconnue dans la pratique d'un bon fonctionne- ment. La résistance de polarisation 4 et ses condensateurs associés 5 ont été omis, le condensateur 10 est monté entre la grille et le curseur du potentiomètre 11, tandis qu'une résistance de fuite de grille 19 connecte la grille de 3 à la terre. La charge continue de la diode est formée maintenant par 11 et 15 en parallèle.
Bien qu'une partie de la branche WX du pont soit maintenant shuntée par 10 et 19 en série, ceci ne constitue pas un grave inconvénient , la résistance de fuite de la grille 19 pouvant être de 10 à 20 mégohms, contre par exemple 1/2 mégohm pour le potentiomètre 11.
Afin d'indiquer le meilleur moyen de réaliser cette invention, une discussion au sujet de l'équilibre du transformateur différentiel utilisé dans l'exemple des figures 4, 5 et 6 peut ne pas être inutile.
Le circuit en pont utilisé dans ces exemples est représenté schéma- tiquement dans le circuit équivalent de la figure 7. Les points W, X, Y et Z correspondent aux points indiqués par les mêmes références sur les autres figures. L'enroulement secondaire à prise intermé- diaire ou double du transformateur 16 est remplacé par un montage en étoile équivalent, ayant pour centre 0 et dans lequel si M23 est l'in- ductance mutuelle entre les deux parties secondaires de l'enroule- ment, l'impédance entre 0 et X est remplacée par l'inductance L3 + M23,celle entre 0 et Z par L2 + M23, et celle entre 0 et Y par une inductance négative -M23, où L2 + L3 sont les self-inductances sépa- rées des enroulements.
L'inductance primaire est supposée être L1,
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les inductances mutuelles entre le primaire et les secondaires sont M12 et M13, correspondant respectivement au couplage avec OZ et OX.
On désignera la résistance de WX par P et celle de WZ par Q, tandis que WX est dérivé en G, correspondant à la position du curseur du potentiomètre 11, en faisant la résistance G égale à # P, où # est un paramètre variable compris entre 0 et 1. La diode 2 est remplacée par un générateur de tension E1 et d'impédance interne p 1, tandis que la source de tension de réaction est représentée par E2 et l'im- pédance interne par #2.
Avec la notation indiquée ci-dessus, la condition d'équilibre du pont devient :
EMI8.1
Si L2 + L3 sont parfaitement couplés, nous avons :
M23 = L1 L2 de sorte que L2 = n2 L3 et M23 = n L3 ...........(2)
En supposant d'autre part, un couplage parfait entre le pri- maire et les secondaires,
L1L2 = M212 = L1L3 = M213 et en posant L1 = N2L3 on a : M13 = N L3; M12 = n N L3 ........... ( 3)
On peut montrer alors que si V est la tension entre G et Y
EMI8.2
où est la fréquence, en supposant des tensions sinusoïdales, 2#2 et j2 = -1.
Si, comme il est raisonaable de le supposer, # (n+ 1)L3 # P, l'équation (4) devient :
EMI8.3
Or, #1 l'impédance de diode équivalente, est habituellement faible
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par rapport à la résistance du potentiomètre, tandis que e , l'im- pédance de la source de réaction peut aussi être faible par rapport à P, en particulier si la source de réaction est la bobine micropho- nique d'un haut-parleur.
Avec ces hypothèses additionnelles, qui sont habituellement justifiées, on peut écrire : V = 1-#/N e2 + # e1 ........................ (6) N 1
Pour obtenir une expression pour le gain de tension total, on pose : e2 = VO, la tension de sortie,
VO = - #V, où/ est le gain maximum total, qui, combiné avec (6) donne :
EMI9.1
10 = ¯ el 1 + 1
Alors la valeur de réaction obtenue est 1-# #, et varie de zéro à # N, le curseur du potentiomètre étant déplacé de W à X.
D'après les équations (5) et (6) on remarque que la tension de diode d'entrée appliquée à la grille sera, dans la plupart des cas de la pratique, indépendante du rapport de pont "n". Dans une me- sure plus limitée, la même..chose s'applique à la tension de réaction.
Afin d'éviter des pertes de fréquences acoustiques plus élevées, le potentiomètre 11 ne doit pas avoir une valeur beaucoup plus grande que, par exemple, le 1/2 mégohm. En conséquence, il est à conseil- ler-afin d'entretenir une charge de diode élevée - de prendre "n" grand, par exemple de 5 à 10, et de régler la prise de l'enroulement secondaire du transformateur 11 de façon correspondante. Le rapport de transformation peut alors être choisi pour ajuster la valeur de réaction à une position moyenne de commande de gain.
On appréciera que, bien que tous les exemples indiqués soient relatifs à l'étage détecteur et aux premiers étages à fréquence vo- cale d'un radiorécepteur, l'inventionpeut trouver son application à d'autres types d'amplificateur. En particulier, en introduisant des impédances dépendant de la fréquence dans les branches du'pont, ou dans les connexions de réaction, un moyen facile est prévu pour
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régler la réponse de fréquence d'un amplificateur dans un rapport prédéterminé avec la tension de sortie. De cette manière, si un circuit résonnant en série amorti est monté aux bornes de l'enroule- ment primaire du transformateur 16, dans les exemples indiqués on peut réaliser une mesure de la compensation de l'affaiblissement des notes basses et des notes aiguës par réduction du niveau d'intensité des sons reproduits.
Une autre exécution de la présente invention comportant la méthode de réglage de la réponse de fréquence, est représentée sur la figure 8, dans laquelle le circuit est une variante de celui dé- crit à propos de la figure 6 pour compenser certains inconvénients de réaction de réaction de tension pour autant qu'il s'agit du haut- parleur d'un radiorécepteur. L'application d'une réaction négative de tension à partir du tube de sortie d'un amplificateur abaisse l'impédance de la source efficace du tube, et quand on l'utilise en combinaison avec un haut-parleur de type normal, dont l'impédance augmente quand la fréquence croit, le résultat net est une perte de réponse haute fréquence par rapport au même amplificateur sans cette réaction.
, Dans le montage de la figure 8, on voit un condensateur 20 en série avec une résistance 21 connectée sur la diagonale du pont XZ. L'impédance de cette connexion shunt décroît évidemment quand la fréquence augmente, et a pour effet de réduire la réaction néga- tive appliquée à l'extrémité de faible potentiel du potentiomètre 11 aux fréquences plus élevées. La résistance 21 peut être néces- saire dans certaines applications quand une réaction considérable est appliquée à des fréquences moyennes et basses, et là où l'augmenta- tion effective de réponse doit être limitée; dans un grand nombre de cas, cependant, la résistance 21 peut être omise.
Considérant l'im- pédance faible que présente habituellement la bobine microphonique du haut-parleur alimentant le primaire du transformateur 16, en même temps que le fait que le rapport d'impédance ne peut pas être pris élevé sans réduire notablement la réaction totale disponible,
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il est nécessaire de charger les branches inférieures ZY et XY du pont à réaction au moyen des résistances 22 et 23. Le rapport de ces résistances doit être égal a "n" conformément à l'équation (1) ci- dessus, cependant que leurs valeurs absolues doivent être maintenues aussi faibles que possible, dans une mesure compatible avec l'obten- tion d'une dimension convenable pour le condensateur 20.
Des valeurs type pour les éléments du pont à réaction de la figure 8, sont les suivantes :
Résistance 15...... 2,0 mégohms
Potentiomètre 11 .... 0,5 "
Résistande 22...... 470 ohms.
Résistance 23...... 120 "
Condensateur 20 .... 0,1 farad. la résistance 21 étant omise.
La figure 8 montre deux autres éléments de plus que la figure 6, à savoir la résistance 24 et le condensateur 25 intercalés respec- tivement entre la borne inférieure du secondaire du transformateur 1 et le point W du pont ; entre W et la cathode du tube 3. Lesdits éléments sont ajoutés pour que le montage soit plus confcrme à ceux utilisés dans la pratique, et la fonction de ces deux éléments est de jouer le rôle d'un filtre à fréquence porteuse ou intermédiaire entre le circuit de diode et l'entrée du premier amplificateur à fré- quence acoustique. Dans certains cas, le condensateur 25 est sup- primé, sa place étant occupée par les capacités réparties du circuit, et une valeur type pour la résistance 24 est de 47.000#.
Bien entendu, l'invention est susceptible de nombreuses va- riantes, accessibles à l'homme de l'art, suivant les applications envisagées, et sans s'écarter du domaine de ladite invention.