BRPI0719981A2 - Processo de tratamento radar passivo multivias de um sinal de oportunidade em fm - Google Patents

Description

PROCESSO DE TRATAMENTO RADAR PASSIVO MULTIVIAS DE UM SINAL

DE OPORTUNIDADE EM FM

DOMÍNIO DA INVENÇÃO

A presente invenção se refere ao domínio dos radares pa:ssivos, e notadamente ao domínio dos radares passivos que funcionam sobre emissões de oportunidade muito cooperadoras, tais como as emissões FM destinadas ao público. Ela se refere mais particularmente ao tratamento dos sinais FM refletidos por objetos situados na zona abrangida por essas emissões para sua utilização para fins de detecção e de localização. CONTEXTO DA INVENÇÃO - ESTADO DA TÉCNICA Quando

se deseja realizar a abrangência radar, temporária ou permanente, de uma zona geográfica, a solução imediata consiste geralmente em implantar sistemas radares ativos, autônomos, móvel ou não, em número tal que a reunião das zonas abrangidas por cada um dos sistemas corresponde à zona que se deseja abranger. Assim, para abranger uma zona extensa, pode-se escolher utilizar um 2 0 número determinado de radar de baixo ou médio alcance ou um número mais restrito de radar de longo alcance. A fusão de dados fornecidos por sistema permite realizar a abrangência desej ada.

Tratando-se de sistemas ativos autônomos cada um deles comporta um emissor e um receptor, cujo preço e cuja complexidade são função dos desempenhos requeridos pela aplicação considerada e, em particular, da potência emitida pelo emissor, potência que condiciona o alcance e, portanto, o tamanho da zona abrangida por cada sistema. Além disso, o desdobramento dessa estrutura mesmo sobre uma zona vasta apresenta geralmente problemas de proximidade entre sistemas que abrangem zonas vizinhas no meio de uma mesma zona geográfica global. Esses problemas de proximidade podem, em parte, ser resolvidos, utilizando-se sistemas que funcionam segundo planos de freqüências diferentes. Todavia, o desdobramento desse conjunto de sistemas radar autônomos é, ao mesmo tempo, complexo e oneroso.

Uma solução conhecida para diminuir a complexidade e, portanto, o custo dessa estrutura, permitindo abranger uma ampla zona geográfica, consiste em utilizar sistemas ativos multiestáticos, comportando um emissor comum único colocado em um ponto determinado da zona e liberando uma potência suficiente para abranger essa zona, e um conjunto de receptores distantes uns dos outros e distantes da fonte. Nessa estrutura, cada receptor tem geralmente conhecimento da posição do emissor comum. Além disso, nessa estrutura, o emissor e os receptores são, em geral, sincronizados. Dessa forma, o tratamento coerente dos sinais recebidos

2 0 utilizados por cada receptor é vantajosamente um tratamento

que se assemelha a um tratamento clássico de radar bi- estático. Todavia, essa estrutura que necessita, em particular, de colocar um emissor e meios de sincronização entre o emissor e os diferentes receptores continua complexa de utilizar, sobretudo no caso de uma estrutura móvel.

Uma outra solução para diminuir a complexidade dessa estrutura consiste em utilizar uma estrutura simplesmente passiva, comportando receptores aptos a receber sinais de

3 0 oportunidade em uma faixa de freqüência determinada, faixa de freqüência que corresponde, de preferência, àquela de equipamentos emissores, cujas emissões abrangem total ou parcialmente a zona geográfica que se deseja abranger. Esses emissores sendo destinados a um uso diferente da formação de uma estrutura de controle de suas emissões são ainda denominadas emissões de oportunidade ou emissões não cooperantes.

Dentre essas emissões de oportunidade, podem-se, por exemplo, citar as emissões em modulação de freqüência

(emissão FM) destinadas ao grande público que são geralmente emitidas por um emissor local que abrange uma zona geográfica determinada, cada emissão sendo realizada sobre uma faixa de freqüência, ou canal FM, de uma centena de kilohertz a duzentos kilohertz.

Essa solução baseada na colocação de uma estrutura

passiva, sem emissor, apresenta a grande vantagem de limitar a complexidade e, portanto, o custo dessa estrutura. Seu desdobramento tático se resume à disseminação sobre a zona a controlar de um ou vários

receptores radares efetuando o recebimento e o tratamento dos sinais de oportunidade recebidos. Ao contrário, a utilização prática dessa solução puramente passiva se depara com um certo número de dificuldades que explicam que ela seja ainda pouco explorada.

2 5 Uma primeira dificuldade que aparece, quando se quer

utilizar essa estrutura, reside na complexidade do sinal recebido. Com efeito, o sinal recebido por receptor corresponde, ao mesmo tempo, ao recebimento direto do sinal emitido pela fonte de oportunidade (emissor FM) , ao

3 0 recebimento dos reflexos desse sinal de oportunidade sobre obstáculos fixos variados, esses sinais podendo ser assimilados ao que o técnico conhece pela denominação de confusão (ou clutter, segundo a denominação anglo- saxônica) , e ao recebimento dos sinais úteis provenientes de reflexos dessa mesma fonte pelos objetos móveis que se procura detectar. A complexidade do sinal recebido é, além disso, ainda agravada pelo recebimento de sinais parasitas que podem, por exemplo, provir de outros emissores, distantes, emitindo na mesma faixa de freqüência. Além disso, os sinais úteis (isto é, aqueles retro-difundidos por alvos móveis) apresentam geralmente um nível muito sensivelmente inferior ao recebimento direto, sensivelmente inferior àquele dos reflexos sobre obstáculos fixos, e sensivelmente inferior àquele do ruído térmico. Uma outra dificuldade, ligada à utilização dessa

estrutura, reside no fato de a emissão de oportunidade corresponder a um sinal desconhecido, cujas propriedades não são controladas (largura da faixa, nível dos lobos secundários em distância em Doppler. . .) , de modo que o sinal emitido pela fonte de oportunidade deve ser identificado como tal e isolado dos outros sinais recebidos pelo receptor radar para servir de referência, quando do dos cálculos de correlação, e para permitir a eliminação das detecções parasitas correspondentes a lobos secundários em Doppler e em distância. APRESENTAÇÃO DA INVENÇÃO

Uma finalidade da invenção é de propor uma solução que permita utilizar uma estrutura de controle passiva composta de um ou vários sistemas radar passivo(s) dispersado(s) sobre a zona geográfica a abranger, solução que permite assim resolver as dificuldades citadas anteriormente.

Para isso, a ,invenção tem por objeto .um processo de tratamentos do sinal recebido por um radar passivo FM, comportando uma pluralidade de vias de recebimento (Vi,..., VN), o processo comportando uma fase de tratamento coerente realizando um re-condicionamento dos sinais recebidos, depois uma fase de tratamento não coerente, realizando a constituição de contatos, a partir dos sinais oriundos do tratamento coerente.

De acordo com a invenção, o tratamento coerente comporta:

- uma etapa de formação de vias alvos despoluídas;

- uma etapa de regeneração do sinal de referência;

- uma etapa de cálculo das ambigüidades cruzadas entre

vias alvos despoluídas e sinal de referência regenerado;

- uma etapa de cálculo da autoambigüidade do sinal de referência regenerado.

De acordo com um modo de utilização preferido do 2 0 processo, de acordo com a invenção, o tratamento não coerente comporta, além disso:

- uma etapa de extração distância-doppler aplicada aos PE criados no final da etapa de normalização e de busca das detecções para constituir contatos;

- uma etapa de purificação doppler-distância aplicada

aos contatos constituídos após extração distância-doppler e realizada por meio do sinal resultante da etapa de cálculo da autoambigüidade do sinal de referência regenerado, a determinação dos atributos dos contatos sendo finalmente realizada a partir dos contatos obtidos após a etapa de purificação doppler-distância.

Segundo esse modo de realização preferido, a etapa de extração distância-doppler utiliza o cálculo da faixa a -3dB do sinal de referência regenerado.

De acordo com esse modo de realização preferido, o tratamento não coerente comporta, além disso:

- uma etapa de medidas de desviometria em distância;

- uma etapa de medidas de desviometria em azimute,

essas duas etapas sendo aplicadas aos contatos constituídos no final da etapa de purificação doppler-distância.

De acordo com esse modo de realização o tratamento não coerente comporta também uma etapa de purificação em azimute e uma etapa de limitação do número de contatos

transmitidos.

DESCRIÇÃO DAS FIGURAS

As características e vantagens da invenção serão apreciadas melhor, graças à descrição que se segue, descrição essa que expõe a invenção através de um modo de

2 0 realização particular considerado como exemplo não

limitativo e que se baseia nas figuras anexadas, figuras essas que representam:

- a figura 1, um esquema sinóptico do conjunto das etapas do tratamento, de acordo com a invenção;

- as figuras 2 a 3, ilustrações esquemáticas do

princípio de funcionamento da etapa de formação de vias de recebimento despoluídas;

- a figura 4, uma ilustração esquemática do princípio de funcionamento da etapa de regeneração do sinal de

3 0 referência; - a figura 5, uma ilustração esquemática do princípio de funcionamento da etapa de cálculo das ambigüidades cruzadas sinal de referência / vias alvos despoluídas;

as figuras 6 e 7, ilustrações esquemáticas do princípio de funcionamento da etapa de extração dos contatos;

- a figura 8, uma ilustração esquemática do princípio de funcionamento da etapa de purificação doppler-distância. DESCRIÇÃO DETALHADA

Interessa-se inicialmente pela figura 1, que apresenta

o sinóptico esquemático tipo de um processo de tratamento do sinal que utiliza a invenção. O processo, de acordo com a invenção, é, no caso, apresentado em sua aplicação não limitativa a um radar passivo, que comporta uma pluralidade de vias de recebimento independentes. Para facilitar a compreensão da invenção, o processo é inicialmente apresentado, de maneira geral com o conjunto de suas etapas de tratamento. As etapas acentuadas, específicas da invenção, são detalhadas na seqüência do documento. As outras etapas que utilizam processos conhecidos são simplesmente mencionadas para facilitar a descrição do processo que combina o conjunto dessas etapas.

Conforme ilustra a figura 1, o processo, de acordo com a invenção, utiliza dois tipos de tratamentos, um primeiro tipo de tratamento 11, qualificado de maneira conhecida pelo técnico de tratamento coerente que procede a um recondicionamento dos sinais recebidos pelo radar, seguido de um segundo tipo de tratamento 12 qualificado de tratamento não coerente que realiza a constituição de 3 0 contatos a partir dos sinais oriundos do tratamento coerente. Fala-se, no caso, de tratamento coerente para todas as etapas de tratamento para as quais os sinais são tratados ao mesmo tempo em amplitude e -- em fase. Inversamente, fala-se de tratamento não coerente, quando a fase do sinal não é mais considerada no tratamento realizado sobre o sinal.

De acordo com a invenção, o tratamento coerente 11 comporta principalmente duas etapas, uma primeira etapa 13 dita "de formação de vias alvos despoluídas" e uma segunda etapa 14 de integração coerente por cálculo das ambigüidades cruzadas entre o sinal recebido sobre cada via "despoluída" e um sinal de referência correspondente ao sinal emitido pela fonte de oportunidade.

A primeira etapa 13, do tratamento coerente 11, é dita "de formação de vias de recebimento despoluídas", pois ela tem por objetivo minimizar, sobre as vias alvos, vias utilizadas de maneira conhecida para busca das detecções ou ainda das "presenças eco", a potência das fontes de prejuízo capazes de limitar a sensibilidade do radar. No caso de um radar passivo, essas fontes de prejuízos podem fornecer:

- o sinal de nível relativamente elevado em relação aos sinais úteis e provenientes em trajeto direto do emissor de referência, isto é, da fonte de oportunidade. De acordo com a invenção, esse sinal direto, por outro lado, utilizado para realizar a etapa de integração coerente como sinal de referência, constitui por seu nível um prejuízo importante para o recebimento dos sinais úteis cujo nível é geralmente bem menos acentuado; reflexos múltiplos do sinal emitidos pela fonte sobre obstáculos naturais fixos (multitrajetos do emissor de referência);

outros emissores FM que trabalham, pelo menos parcialmente, na mesma faixa que o emissor de referência e cujo sinal chega até os receptores do radar considerado;

fontes de poluição radioelétrica de natureza

diversa.

Para um sistema que comporta várias vias de aquisição (sistema multicaptadores) , como é o caso para um radar passivo que funciona sobre emissões FM de oportunidade, a eliminação das fontes prejudiciais pode ser realizada no domínio espacial, por "tratamento de antena" de tipo "Formação de Feixe pelo Cálculo Adaptativo" (FFC Adaptativo) ou de tipo "Oposição nos Lobos Secundários" (OLS) que são tipos de tratamento bem conhecidos do técnico. Esses tratamentos constituem as soluções usualmente retidas pelos radares ativos que trabalham nas faixas de freqüência elevadas habitualmente utilizadas para esses radares.

A eliminação das fontes prejudiciais pode também ser realizada conjuntamente nos domínios temporal e espacial. Fala-se, então, de tratamento espaço-temporal. Essa segunda alternativa é aquela utilizada no processo, de acordo com a 2 5 invenção.

Conforme a invenção, o algoritmo utilizado é um algoritmo de tipo espaço-temporal com esforço direcional, tratamento designado pela expressão Formação Adaptativa Espaço-Temporal (FAET). Esse tipo de algoritmo permite vantajosamente minimizar o número (os multitrajetos podem ser eliminados sobre o eixo temporal) e a extensão (graças à utilização do esforço direcional) das zonas angulares cegas que ,,aparecem na direção dos misturadores. O termo "misturador" é, no caso, entendido no sentido geral de "perturbação".

Deve ser observado que as formas de ondas FM não sendo separáveis em distância e em doppler, a eliminação dos trajetos múltiplos não pode ocorrer, como é usual para os radares ativos, por aplicação de um filtro conhecido do técnico pela denominação VCM (Visualização dos Alvos Móveis).

A segunda etapa 14 do tratamento coerente 11 consiste em caracterizar em distância e em doppler as amostras de sinal recebido, por integração coerente do sinal recebido em uma duração determinada.

De acordo com a invenção, os sinais refletidos pelos alvos sendo versões retardadas e dopplerizadas do sinal de referência, a integração coerente das amostras de sinal recebido pode ser realizada, determinando a função de ambigüidade cruzada definida para uma defasagem temporal m, compreendida entre OeD, e uma defasagem Doppler bi- estática η compreendida entre OeM-I por:

M-I . j2*nk

®rt>(m,n) =Zvréf[kKivode,>[k + m]e μ [1]

k=°

relação para a qual:

M representa o número de amostras temporais integradas em coerência,

- D representa o número máximo de defasagens temporais 3 0 testadas; - Vref [k] , O £ k £ M-l, o sinal de referência,

- Valvo dep [k] , O < k < M-I + D, uma via alvo despoluída do ,trajeto direto

Essa segunda etapa é realizada para cada uma das vias despoluídas obtidas na etapa precedente, utilizando-se o sinal de referência (referência de amplitude e de fase) obtido após utilização da etapa 15 de regeneração. 0 tratamento de regeneração do sinal de referência visa a obter esse sinal de referência despoluído dos multitrajetos e das outras fontes potenciais prejudiciais. Com efeito:

- a presença de multitrajetos de elevado nível no sinal de referência poderia acarretar uma dessensibilização sobre o eixo distância;

- a presença de resíduos de sinais indesejáveis no sinal de referência poderia, em condições de funcionamento

"rigorosas", para as quais o nível da fonte prejudicial poderia, por exemplo, estar "próximo" daquele do trajeto direto, acarretar uma dessensibilização do radar. Essa etapa 15 de regeneração permite assim vantajosamente obter

2 0 um sinal de referência despoluído.

De acordo com a invenção, sempre o tratamento não coerente 12 realiza, de maneira clássica, uma etapa 16 de estimativa de ambiente e uma etapa 17 de normalização- detecção, etapas essas que permitem a criação de presença ecos ou PE. A utilização dessas etapas 16 e 17 é realizada de maneira conhecida e não é detalhada no caso.

De acordo com a invenção, ela comporta também, de maneira característica, uma etapa 18 de extração distância- doppler, cujo papel é em particular, de determinar dentre

3 0 as "presenças eco" obtidas no final da etapa 17 aquelas que podem ser consideradas como relativas a um mesmo eco associado a um mesmo objeto. Com efeito, é conhecido que um alvo, em particular se ele reflete um sinal de elevado nível, pode dar origem à criação de várias informações de presença eco para posições correspondentes a cases distância-doppler adjacentes àquela correspondente à posição verdadeira do alvo. 0 objetivo da extração distância-doppler é, por conseguinte, de criar uma única detecção, denominada contato, a partir das presenças eco adjacentes provenientes de um mesmo alvo.

De acordo com a invenção, a operação de extração de contatos é, além disso, seguida de uma etapa 112 de purificação doppler-distância, cujo papel consiste em tratar os alvos retidos após extração e cujo nível é elevado. Com efeito, esses alvos apresentam geralmente lobos secundários, em doppler e em distância, que podem também, devido ao seu nível, ser detectados e considerados como alvos, à parte inteira, distintos do alvo real. O papel da purificação doppler-distância é de suprimir essas detecções parasitas.

O tratamento não coerente 12 efetua também as operações clássicas de desviometria em distância e de desviometria em azimute, de modo a caracterizar cada cabo extraído por sua posição em distância e sua posição angular. Essas operações realizadas respectivamente durante as etapas 113 e 114 são completadas por uma etapa 115 de purificação em azimute. O papel da purificação em azimute é de conservar apenas um cabo, quando um mesmo alvo cria detecções em vários feixes angulares. 3 0 Os contatos restantes são enfim o objeto de uma etapa de limitação de carga 116 destinada a evitar a saturação da cadeia de tratamento de dados a jusante.

A fim de que qualquer interesse do processo, de acordo com a invenção, seja bem captado pelo técnico, apresentam- se, de maneira mais detalhada na seqüência da descrição, as etapas características que tornam esse processo particularmente apto a tratar os sinais recebidos por um radar passivo FM e, em particular, um radar passivo que funciona sobre emissões FM grande público. Tem-se interesse, em uma primeira etapa, pelo

tratamento coerente 11 e mais particularmente pelas seguintes etapas:

- formação das vias alvos despoluídas (etapa 13);

- regeneração do sinal de referência (etapa 15);

- cálculo das ambigüidades cruzadas sinal de

referência / vias alvos despoluídas (etapa 14);

- cálculo da autoambigüidade do sinal de referência (etapa 19).

Consideram-se, agora, as figuras 2, 3 e 4, que 2 0 ilustram o princípio de funcionamento da etapa 13 de formação das vias alvos despoluídas.

Em funcionamento, o receptor de um radar passivo recebe um sinal direto, de nível muito elevado proveniente da fonte. Ele recebe também sinais provenientes de reflexos sobre obstáculos fixos do sinal emitido pela fonte, reflexos esses ainda denominados multitrajetos, e, eventualmente, de outros sinais prejudiciais que podem, por exemplo, provir de outras fontes de emissão FM ou ainda de fontes diversas de poluição radioelétricas. Esses sinais, embora fracos diante do sinal de trajeto direto, têm uma potência suficiente para degradar a sensibilidade do radar. É por isso que é também necessário suprimi-los. É o papel da etapa 13 do processo.

0 princípio da etapa 13, de acordo com a invenção, consiste principalmente em proteger do sinal valvo 21 obtido a partir das diferentes vias de recebimento Vi a VN, um sinal Vopptot 22 que representa o mais precisamente possível os sinais indesejáveis que acompanham o sinal útil. Esse sinal vopptot é obtido por meio de um processo de

filtragem adaptativo aplicado aos sinais Vopp1 a νορρΝ-χ situados em um subespaço ortogonal à direção de observação considerada.

A etapa 13 utiliza assim, sob uma forma indireta, conhecida sob a denominação anglo-saxônica de "Generalized

Sidelobe Cancelor" (GSC) , um tratamento de tipo FAST com esforço direcional. A utilização de uma forma indireta de tipo GSC permite, em uma forma de utilização preferida, utilizar filtros de comprimento diferentes sobre as diferentes vias oposição e, por conseguinte, limitar a

2 0 carga de cálculo.

A etapa 13 é tipicamente utilizada, usando-se:

- 1 filtro temporal 25 "longo" que permite otimizar a eliminação do sinal de trajeto direto e de seus multitrajetos distantes;

- N-2 filtros temporais 26 "mais breve" que permitem a

eliminação de outras fontes prejudiciais, cuja potência menor não necessita da utilização dos filtros temporais longos.

Conforme ilustra a figura 2, a etapa 13 de formação de

3 0 vias alvos despoluídas utiliza as seguintes operações: - uma operação 23 de determinação do sinal valvo na direção de observação considerada;

- uma operação 24 de determinação dos sinais voppi a voppN-i a partir dos sinais fornecidos pelas vias de

recebimento e da matriz O;

- uma operação 2 7 de filtragem dos sinais voppN-i por meio dos filtros oposições hx [k] a hN-i [k] ;

- uma operação 28 de soma dos sinais voppi a voppN-i filtrados para se obter o sinal Vopptot destinado a ser

retraído do sinal valvo;

- uma operação 2 9 de subtração propriamente dita do sinal vopptot no sinal valvo para formar o sinal alvo despoluído.

No que se refere à operação 23 de cálculo do sinal valvo 21, esta é realizada, considerando-se:

- por um lado, o vetor v(k) dos sinais recebidos sobre N vias recebimentos:

com k variando de 1 a N [2],

- por outro lado, a direção de observação considerada:

©obs ,

por outro lado, ainda os valores dj. (Gobs) dos diagramas de radiação das N antenas correspondentes às N vias de recebimento na direção Gobs (i variando de 1 a N) .

De acordo com a invenção, o sinal valvo é obtido, realizando-se o produto do vetor ν que representa o sinal ν recebido por um vetor d tal que o resultado do produto

V(k} =

20

V1(K)

vN (k) maximiza a relação sinal com ruído (RSB) da via alvo sobre ruído clareado, sob dificuldade de:

- focalização dos sinais provenientes da direção 0Obs

- não distorção dos sinais provenientes da direção

eQbs /

0 vetor d é, portanto, o vetor diretor associado à direção de observação 0Obs e se pode assim escrever, de acordo com a invenção:

vaivo (k) = dH v(k) [3]

no qual dH representa o vetor transconjugado do vetor d, do qual a expressão é dada por:

15

d =

^l(Oobs)N d2(»0be)

[4]

dN(0Obs)

V S

A operação objeto do cálculo 24 de determinação dos sinais voppi a voppN consiste em aplicar uma matriz 0 aos sinais V1 a Vn recebidos para serem obtidos vopp(k), tendo por característica serem ortogonais à dificuldade d.

De acordo com a invenção, a matriz 0 é assim uma

matriz puramente espacial de dimensão (N-1,N) verificando as seguintes relações:

O.d =0 [5],

e

fileira (O) = N-I [6]

Qualquer matriz O que satisfaça as relações [5] e [6] é utilizável para a etapa 13. Um método de construção preferida dessa matriz 0 é descrito a seguir.

0 cálculo 24 dos sinais vopp(k) a partir da matriz 0 é

feito em duas operações 31 e 32 ilustradas na figura 3. A primeira operação, 31, consiste em aplicar os sinais Vi a vN/ uma matriz B de fileira N-I verificando a igualdade: B.d = 0. Essa matriz é definida como a matriz de dimensão (N-l, Ν), constituída das N-I primeiras linhas do projetor ortogonal P sobre d1 definido pela seguinte relação:

IN, ν representa a matriz de identidade de dimensão (N,N).

A matriz B de dimensão (N-1,N) verifica a relação: B.d

= 0.

A aplicação da matriz B às componentes Vi (k) (i variando de 1 a N) do sinal recebido fornece um conjunto de N-I sinais bi(k) ortogonais à dificuldade d.

A segunda operação, 32, consiste em aplicar aos sinais bi oriundos da operação precedente uma matriz F de dimensão (N-l, N-l) , de forma que o sinal vopp resultante apresenta para sua componente Vopp1, que corresponde à via sobre a qual é aplicado o filtro temporal mais longo, uma maximização da relação da potência do sinal de referência à potência do ruído térmico. Essa matriz F é definida pela seguinte relação:

In-2,n-2 representa a matriz identidade de dimensão (N- 2 , N- 2) .

[7]

na qual

WHréí

γ =

0 'n-2,N-2 na qual

[8] W11ref representa no caso o transconjugado do vetor Vlret

10

15

20

25

definido pela relação a seguir:

Wrtf [9]

na qual

Rb representa a matriz de covariância do ruído térmico a nível dos sinais bi e dref o vetor diretor do sinal de referência a nível das N vias de recebimento, vetor que tem por expressão:

Jréf

c^b (^réf )

[10]

/

vdN(eréf)

O vetor Wref constitui o vetor das ponderações espaciais a aplicar aos sinais bi para maximizar a relação da potência do trajeto de referência sobre a potência de ruído térmico sobre a via voppi.

Deve ser observado, além disso, que, caso se chame R a matriz de covariância do ruído térmico considerado sobre as N vias de recebimento, se pode escrever:

Rb = B.R.Bh [11]

O ruído térmico sendo suposto espacialmente clareado sobre as N vias de recebimento, tem-se: R = |N,N e, por conseguinte: Rb = B.BH. O vetor Wref tem, então, por expressão:

Wref = (B.Bh) ^.B.dref

[12]

30

Por conseguinte, a matriz O se define, portanto, como o produto: 0 = F.B.

Conforme foi dito anteriormente, o papel principal da etapa 1 consiste na elaboração do sinal vopptot que subtraído do sinal valvo. De acordo com a invenção, o sinal vopptot é realizado por filtragem a partir dos sinais voppi a voppN-i. A filtragem utilizada é de tipo adaptativa e tem por objeto obter um sinal vopptot, permitindo eliminar ao máximo as componentes de sinal indesejáveis. Sua realização se traduz na prática pela aplicação sobre cada sinal Voppi a voppN-i de um filtro temporal, cujos coeficientes são recalculados periodicamente com a única finalidade de produzir a cada instante o sinal vopptot desejado. 0 princípio de cálculo dos diferentes coeficientes do filtro, aplicado a cada sinal Voppi (i variando de 1 a N-1), é apresentado na seqüência da descrição.

Para efetuar esse cálculo, formam-se inicialmente os seguintes dois vetores:

- voop(k) vetor dos valores dos sinais de oposição, composto de amostras temporais dos sinais Voppi (i variando de 1 a N-1) considerados em diferentes instantes sucessivos em torno do instante k,

- h vetor dos coeficientes dos filtros aplicados aos sinais voppi.

Denomina-se, por outro lado, valvo(k) o valor do sinal valvo para o instante k (amostra temporal k) considerado.

Esses dois vetores têm respectivamente por expressão:

/ Voppi1(K-J-R1) ^

vopp,l(k-Rl) vopp,2(k + R2)

vopp,2Ík_R2)

vopp,N-l(k + R2)

vOpp1N-I (k_R2)

- vopp(k) = ' hl(~Rl) ' Ii1(R1)

h2(-R2)

-h = : H2(R2)

hN_1(-R2) v Mn--J(R2) ^

na qual R representa o retardo do filtro oposição aplicado ao sinal νορρχ, o comprimento Li do filtro, isto é, o número de coeficientes, sendo igual a 2Ri + 1 e na R2 representa o retardo dos filtros oposições aplicado aos sinais vopp2 a voppN-lf o comprimento L2 dos filtros sendo igual a 2R2+1.

0 sinal vaiVOdep correspondente à via alvo despoluida tem, por conseguinte, por expressão:

VCibIedep (k) = vcible(k) - hH ■ vopp(k) [13]

De acordo com a invenção, o vetor h é calculado de forma a minimizar a função custo J definida sobre K amostras de sinal pela seguinte relação:

J = èlvcibte(k) - hH - vopp(k)| 2 [14]

k=1

0 filtro h minimizando o critério J é, então, definido pela seguinte relação:

^ ='"νορρ,νορρ ' '"νορρ,vcible Π 5] na qual FVopp,vopp representa a matriz definida pela

seguinte relação;

K

1 νορρ,νορρ = £vopp(k)vopp(k)H [16]

k=1

e na qual Fvopp vCjt)je representa o vetor definido pela

seguinte relação:

K

rVopp vcible = Σ V0pp(k) ■ VCibIe(R)H [17]

k=1

De acordo com a invenção, a solução retida pelo

cálculo de h é, portanto, do tipo algoritmo dos menores

quadrados deterministas em versão bloco.

Deve ser observado que, a fim de melhorar o

condicionamento, crítico ao mesmo tempo sobre o eixo

espacial, e sobre o eixo temporal em razão do elevado nível

de rejeição dos filtros receptores em limite de faixa, a

matriz ^νορρ,νορρ é sobrecarregada previamente ao cálculo do

vetor h, segundo um princípio bem conhecido do técnico.

Para otimizar os desempenhos da formação das vias

despoluídas, o cálculo do vetor h pode ser revelado sobre

blocos de dados que se recobrem parcialmente.

0 cálculo bruto dos termos da matriz F

1 νορρ,νορρ

necessita de estimar separadamente um número Nt de termos igual a (L1 + (N-2)L2)(L1 + (N-2) L2 + l) /2, número que corresponde aos termos situados na parte triangular superior da matriz hermitiana Fvopp vopp. A carga de cálculo necessária a esse cálculo é conseqüente e é porque, em uma 10

15

forma de utilização preferida, o processo, de acordo com a invenção, realiza esse cálculo, aproveitando a estrutura particular da matriz ^νορρ,νορρ. com efeito, a matriz

hermitiana Π

νορρ,νορρ

Γ,

νορρ,νορρ

^VOpp1, VOpp1 '"νορρ,νορρ 2

ΓΗ Γ

Vopp1iVopp2 νορρ2,νορρ2

ΓΗ

VOPP1IVOPPN^

pode ser escrita sob a seguinte forma:

Γ,

VOpp1,voppN-1

V0ppN_2,V0ppN_.,

ΓΗ Γ

voppN_2,voppN_1 voppN_i,voppN_-,

[18]

em cada uma das submatrizes hermitianas Γν0ρρ VOpp da matriz ^νορρ,νορρ tendo, além disso, a seguinte estrutura:

vopp|,w«>( -

K

^VCCO,(ν + Ri) VOPPi'(k + Ri) £VopoiOi+ Ri). VOPPiOt+Ri -1) - Y vopPi(k + R1) ■ voop,'(k -Rl + 1)

K=I K=I

* K-I

2.vopp.(k + R|)· voppj^K+R,-1)V £vooo.tk + Ri) voOfl,"(k + R1) '·.

κ

Σ

K=I

t^voppjlk + R,)· vopp,"ík -Rl +1))' k=i

K-L.+1

£ vopp, (k + Ri) ■ vopp "(k + Ri) Ii=I-L ι+1

Dessa forma, para qualquer linha m e para qualquer coluna η da matriz Γγορρί,νορρί, pode-se escrever, para m < n:

[19]

K

rVoppi, vopp, (m>n) = Σ voPPj (k + Rj +1 - m) · voppf (k + Rj +1 - n) [20]

k=1

ou ainda:

K-m+1

rVoppiiVoppi (m, n) = £ Voppj (k + Rj)- vopp j*(k + Rj + (m- n)) [21]

k=2-m

2 0 ou ainda:

(D

rvoppj,vopp, (m>n) = XvoPPi(k + R|)· voppj ík + R; +(m-n)) + k=2-m

(2)

K-Li+1

£ Voppi (k + Ri )■ Voppi (k + Rj + (m-n)) + k=i

(3)

K-m+1

Σ vopp, (k + Ri) ■ vopp j* (k + Ri + (m - n)). k=K-Li+2

[22] Consultando-se a relação [22], constata-se que os termos (1), (2) e (3) constituem, respectivamente, as somas de ( m-1) , (K-Li) β (Li — m) produtos. Constata-se, além disso, que o termo (2) depende apenas da diferença (m-n), e que tem, portanto, apenas de ser calculado de uma vez para todos os termos de situados Γνορρι,νορρ sobre uma mesma subdiagonal. Constata-se enfim que a carga de cálculo consecutiva aos cálculos dos termos (1) e (3) é desprezível à medida que K-Li >> Li-I.

Desse modo, a estimativa das submatrizes Τνορρί,νορρ é,

portanto, assimilável, na primeira ordem, em termos de carga de cálculo, ao cálculo de Li valores (os Li valores do termo (2), enquanto que em um cálculo bruto ela corresponde ao cálculo de Li (Li + l)/2 valores, esses

valores correspondendo ao número de termos situados na parte triangular superior da matriz hermitiana Fvoppi.vopp .

Procedendo-se de forma análoga, é possível calcular com menor custo os termos das submatrizes ΓνορρΙ,νορρ (com i#j) que ficam situados sobre uma mesma subdiagonal.

0 cálculo do termo (2) para cada subdiagonal

constitui, portanto, a maior parte da carga de cálculo. Ele consiste para uma matriz de tipo Γνσρρί,νορρ em avaliar o termo C(m-n) definido pelos parâmetros m (número de linha) e η (número de coluna) pela seguinte relação:

K-Li+1

C{m-n) = £ voppj(k +Ri)-Voppl (k +Ri+(m-n)) [23] Com:

- m < Π;

- 1 < m £ Li;

- 1 £ η £ Li.

Para valores de Li suficientemente importantes é vantajoso, em termos de carga de cálculo, efetuar a estimativa dos termos C(m-n) no domínio espectral. Para isto, definem-se as seguintes grandezas:

-N= K-Li+1;

-D = N+Li-1;

- Voppsincr (k) = voppi(k +Ri + 1) para k = 0,...,N-1

- voppcomp (k) = voppi (k - Ri + 1) [ara k = 0,...,D-1

Em seguida, a partir de voppsincr(k) e voppcomp(k), constroem-se por "0 padding" as seqüências voppsincr pad(k) e voppcomppad (k) de comprimento S, S sendo a menor potência de 2 superior ou igual a N+2(Li-I). Depois, calculam-se VFoppsincr(|) e VFoppcomp (|) que são respectivamente os resultados das transformadas de Fourier rápidas de voppCOItlppad (k) e voppsincrpad (k) .

Deduz-se de VFoppsincr e VFoppcomp o sinal temporal p(k) definido, para O < k £ S-I, por:

P(k) = FFT"1 (VFoppsincr(|) VFoppcomp* ( I )) .

Por conseguinte, para cada par (m,n) tal que se tem:

- 1 £ m £ Li,

- 1 £ η £ Li ;

- m < η, pode-se escrever:

N

C(m-n) = ^ Voppi (k + Ri).voppi* (k+Rj. + (m-n) ) k=\

= ρ (S-Li+1-(m-n) para m-n # I-Li,

= p(0) para m-n = I-Li

Na prática, para maximizar a redução de carga

fornecida pelo cálculo no domínio espectral, a estimativa dos valores dos sinais p(k) é feita sobre vários sub-blocos temporais contíguos, de forma a utilizar FFT de tamanho reduzido. Os valores de C(m-n) são, então, obtidos, somando-se os valores dos sinais ρ (k) calculados sobre os diferentes sub-blocos.

Esse princípio de passagem no domínio espectral, descrito anteriormente, pode evidentemente ser também utilizado para reduzir a carga de cálculo induzida pelo cálculo dos termos do tipo C (m-n) das matrizes Γνορρί,νορρ). com i # j, contanto, naturalmente, que os comprimentos Li dos filtros se justifiquem. Pode também ser utilizado para efetuar o cálculo do vetor Γνορρ,νοίόΙβ.

Tem-se interesse no momento pela figura 4, que ilustra o princípio aplicado para realizar a etapa 15 do processo, de acordo com a invenção, etapa de regeneração de um sinal de referência.

A fim de se obter o sinal de referência que permite efetuar a integração coerente e facilitar as etapas de extração e de purificação doppler-distância do tratamento não coerente, o processo, de acordo com a invenção, utiliza, conforme foi dito anteriormente, uma etapa dita "etapa de regeneração de um sinal de referência" que tem por finalidade obter um sinal de referência que seja o máximo possível semelhante ao sinal emitido pela fonte. Esse sinal deve estar livre, como o sinal valvo, dos sinais oriundos dos trajetos múltiplos e das outras fontes potenciais prejudiciais.

Uma das características do tratamento de regeneração de um sinal de referência é que ele deve discriminar, de forma cega, o sinal de referência dos outros sinais.

O método aplicado pelo processo, de acordo com a invenção, para realizar essa discriminação cega utiliza a propriedade de módulo constante dos sinais FM para encontrar um jogo de ponderações puramente espaciais que, aplicado aos sinais recebidos sobre a antena, dá na saída a estimativa do sinal de referência.

Os algoritmos da família conhecida sob o acrônimo CMA da denominação anglo-saxônica "Constant Modulus Algorithm" permitem realizar a igualdade cega de sinais de módulo constante.

Em uma forma de utilização preferida, o processo, de acordo com a invenção, utiliza uma variante de algoritmo CMA conhecida sob o acrônimo LS-CMA da denominação anglo- saxônica "Least Square Constant Modulus algorithm". Esta oferece, com efeito, um bom compromisso entre desempenhos e 10

carga de cálculo. A figura 4 ilustra o princípio de funcionamento desse algoritmo.

O algoritmo LS-CMA é um algoritmo iterativo por bloco para o qual as ponderações aplicadas aos sinais de entrada Vi a vN são calculadas por iterações sucessivas sobre um mesmo bloco de dados. Ele tem por objeto a determinação do vetor vref e o vetor Wcma soluções do problema dos menores quadrados, formulado pela seguinte relação:

argmin Wcma>Vréf =|| wCMAH · ν - vréf ||2 [24]

na qual v, vref e Wcma têm respectivamente por expressões:

V =

V1(I) ··· V1(M) vN 0) - Vn(M)

15

Vréf =béf(1) '· Vréf(M)|

wCMA ~

wICMA wNCMA

V é a matriz dos sinais recebidos Vi (kO sobre as N 2 0 vias recebimento sobre a duração da integração coerente.

Wcma é o vetor das ponderações CMAi permitindo reconstituir o sinal de referência tendo um módulo constante.

O sinal vref é quanto a ele o sinal de módulo constante que representa a estimativa do sinal de referência. É o sinal de referência dito "regenerado". Uma particularidade do processo de tratamento, de acordo com a invenção, é que ele deve estar em condições de considerar a elevada dinâmica dos sinais tratados, o sinal de referência podendo ser recebido com um nível superior de 70dB àquele do ruído. Esse dinâmico importante pode ocasionar dificuldades de implementação dos cálculos numéricos correspondentes.

Para considerar essa particularidade dos sinais tratados, a etapa 15 do processo faz, como ilustra a figura 4, com que tenha início a operação 41 de avaliação propriamente dita das ponderações WCMA, tal que ela é prevista pelo algoritmo CMA, por uma operação 4 2 dita de "clareador do espaço sinal" e de redução de dimensão.

A operação de clareador do espaço sinal começa pelo cálculo da matriz de covariância Rv dos sinais captadores definida pela seguinte relação:

R =I-Wh [25J

vM 1 J

A matriz Rv (definida positiva) é, em seguida, diagonalizada em uma base ortonormatizado, segundo: 2 0 Rv = Uv Dv UVH

na qual os valores próprios de Rv são classificados por ordem decrescente sobre a diagonal de Dv.

As matrizes Dv e Uv são, em seguida, respectivamente utilizadas para construir as matrizes DVred e UVred/ matrizes extraídas de Dv e Uv conservando apenas os valores próprios dessas matrizes, e os vetores próprios associados, cuja dinâmica em relação ao maior valor próprio de Dv é inferior a aproximadamente 5OdB (operação dita de redução de dimensão). O filtro clareador Fb aplicado sobre os dados de entrada Vi (k) é, então, deduzido de DVred e UVred pela relação:

Fb = Uvred . Dvred 1/2 [26]

Por conseguinte, os dados de entrada clareados Vbi (k) são obtidos a partir dos dados de entrada Vi (k), utilizando a seguinte relação: Vb = FbH . V [27]

Esses dados clareadores constituem, de acordo com a invenção, os dados de entrada do algoritmo iterativo LS- CMA.

Em uma primeira etapa, o vetor das ponderações WCMAb_init· Se o sinal de referência for o mais potente, pode- se utilizar o valor dado a seguir:

20

wCMAb=wCMAb InIt —

Depois, a cada iteração do algoritmo, um novo valor de W0MAb é calculado segundo o algoritmo descrito abaixo:

- forma-se o vetor Y dos sinais obtidos na saída de formação de via com o valor de WcMAb obtido com iteração precedente. Y tem por expressão:

Y = WcMAb1 · Vb [28] - deduz-se de Y o vetor Ymod_cst/ associado a um sinal de módulo constante. Ymod_cst é um vetor, cujas componentes

,,,são obtidas, dividindo-se cada componente de Y por seu módulo:

Ymod_cst 7 [Yi/| Yi|] i [29]

- as componentes do vetor ponderação WCMAb são visíveis a partir de Ym0d_cst efetuando-se a seguinte operação:

WcMAb = (Ymod_cst

Pinv(Vb) )H [30]

na qual pinv designa o inverso de Moore-Penrose.

Por conseguinte, após algumas iterações (da ordem de 5

a 10), deduz-se o valor das componentes do vetor ponderação WcMAb buscado daquelas do vetor WCMAb, aplicando a relação:

Wqma = Fb ' WcMAb [31]

0 vetor que representa o sinal de referência 43 é, então, obtido, aplicando-se os coeficientes de ponderação no sinal de entrada 44.

Interessa-se, no presente, pela figura 5 que ilustra, de maneira esquemática, o princípio de funcionamento da operação feita, quando da etapa 14 do processo, de acordo

2 0 com a invenção, etapa dita "de cálculo das ambigüidades cruzadas sinal de referência / vias alvos despoluídas" que realiza a integração coerente propriamente dita dos sinais retro-difundidos pelos objetos observados, ou alvos. 0 objeto dessa etapa é de realizar uma análise do sinal 25 recebido sobre o eixo distância e sobre o eixo doppler, através de células distância-doppler (m,n) de tamanho definido e em um domínio distância-doppler também definido.

Gaso se considere, em uma primeira etapa, o número M de amostras temporais integradas em coerência, o número máximo D de defasagens distância testadas, o sinal de referência Vref [k] obtido pela etapa 15 do processo para O £ k £ M-I e o sinal alvo despoluído vaxVOdep[k] obtido pela etapa 13 para O < k £ M-l+D, os sinais refletidos pelos alvos sendo, por outro lado, considerados como versões retardadas e dopplerizadas, isto é, afetadas por uma defasagem freqüencial devido aos movimentos do alvo, do sinal de referência, a integração coerente feita pelo processo, de acordo com a invenção, consiste em calcular a quantidade amb(m,n), denominada ambigüidade cruzada. Essa quantidade é dada pela seguinte relação:

M-1 ^ j2wik

amb(m,n) = ]T vréf[k]vah/odep *[k + m]e m [32]

k=0

na qual vaiVOdep* [k] corresponde ao conjugado de vaiVodeP[k] e na qual o parâmetro m, compreendido entre 0 e D,

2 0 caracteriza o retardo do sinal alvo em relação ao sinal de referência e o parâmetro n, compreendido entre 0 e M-1, caracteriza a freqüência doppler bi-estática do alvo.

0 cálculo da função amb(m,n) pode naturalmente ser realizado de forma direta, calculando, para cada valor de k e de m, os produtos do tipo vref [k] 'vaiVodeP* [k+m] , depois avaliando os FFT dos sinais temporais assim obtidos para cada valor de m. Todavia, a carga de cálculo resultante desse cálculo é geralmente excessiva. É por isso que, no processo, de acordo com a invenção, se utiliza um método de cálculo .rápido indireto;-que induz vantajosamente uma carga de cálculo mais fraca. 0 princípio desse método é descrito na seqüência da descrição.

0 princípio do método descrito no caso se baseia no fato de, a velocidade dos alvos a tratar não excedendo 2 a 3 vezes a velocidade do som, a freqüência doppler máxima a instrumentar, fdmax ser muito inferior à freqüência doppler 10 ambígua para uma freqüência de amostragem da ordem de 150 kHz.

Assim, por exemplo, para um radar passivo que funciona na faixa FM grande público, isto é, a uma freqüência próxima de f = 100 MHz, fdmax tem por valor:

Fdmax= 2vmax/λ * 2.1000/3 = 667 Hz.

Por conseguinte, é possível negligenciar a variação da fase doppler do sinal recebido sobre sub-blocos de algumas dezenas de amostras sucessivas.

Assim, a variação de fase doppler dos sinais recebidos

2 0 podendo ser negligenciada sobre algumas dezenas de amostras consecutivas, é possível estimar a ambigüidade cruzada, efetuando-se cálculos de correlação unicamente sobre o eixo distância sobre sub-blocos de L amostras, depois calculando-se a FFT dessas correlações em distância. O 25 cálculo das correlações distâncias pode, além disso, ser efetuado no domínio espectral, o que tem por efeito diminuir sensivelmente a carga de cálculo. É com base nesses princípios que é baseado o tratamento feito.

De acordo com essa forma de utilização preferida, o cálculo das ambigüidades cruzadas é feito em duas etapas. A primeira etapa consiste em calcular, sobre sub-

blocos 51 e 52 de L amostras do sinal de referência

regenerado e do sinal alvo despoluído, as correlações distância elementares cdist(m,s) 53 definidas pela seguinte relação:

(SH-IJL-1

cdist(m,s)= £ vrèf[k]valvo<le|)'[k + m] [33]

k=sL

com:

0 £ m < D;

0 £ s £ M/L-l, considerando-se no caso um valor

inteiro dividindo M.

A fim de reduzir a carga de cálculo, o cálculo das correlações distância elementares cdist(m,s) é feito no domínio espectral, e não diretamente.

Dessa forma, caso se considere, por exemplo, o caso em

que s é igual a 0, o cálculo das correlações distâncias elementares cdist(m,s) é feito a partir da relação:

Cdist[m] = £ v réf Wvalroilep Ik + m], com 0 < m < D [34]

k=0

20

O cálculo de cdist(m) no domínio espectral pode, então, ser descrito conforme a seguir:

seja L2 a mais baixa potência de 2 superior ou igual a L+2D. Constrói-se por "zero padding", a partir de vref [k]

(para 0 £ k £ L-l) , o sinal vrefpad [k] (para 0 £ k £ L2-I) . Constrói-se também, sempre por "zero padding", a partir de Vaivodep [k] (para o £ k £ L-l+D) , o sinal VaiVOdeppad [k] (para 0 £ k £ L2-I) .

Em seguida, calculam-se as grandezas Vfrefpad e VfaIvodepi

3 0 aplicando-se respectivamente sobre os sinais Vfrefpad e Vfaivodep/ calcula-se enfim o sinal p [k] definido para 0 £ k < L2-I pela seguinte relação:

p = FFT-i(Vfréfpad Vfcibledep *), [35]

Dessa forma, cdist(m) é obtido pela seguinte relação:

Cdist[m] = p(0) para m = 0,

= p(L2-m) para 1 £ m £ D [36]

A segunda etapa 54 consiste em deduzir correlações distância elementares cdist(m,s) assim calculadas, os valores de ambigüidades cruzadas amb(m,n), aplicando-se a seguinte relação:

Amb (m, -n) = FFTs (cdistpad(m, s) ) s=-n [37]

Com:

- 0 £ m £ D,

- 0 £ m £ Mllj2-I, Ml_2 representando a mais baixa

potência de 2 superior ou igual a M/L.

Na relação [37] , FFTs designa um cálculo de FFT em relação à variável s e cdistpad(m,s) representa a grandeza deduzida de cdist(m,s) por uma operação de "zero-padding" realizada em relação à menor potência de 2 superior ou igual a M/L, anotada com MLj2.

No final dessas duas etapas de cálculo, são obtidas assim as ambigüidades cruzadas calculadas para cada par de valores (m,n) do domínio distância/doppler de interesse.

Tem-se interesse, agora, pela etapa 19 de cálculo da

auto-ambigüidade do sinal de referência. O conhecimento da auto-ambigüidade do sinal de referência obtido no final da etapa 15 é necessário à utilização das etapas 111 e 112, de Cálculo da Faixa em 3dB do sinal de Referência e de Purificação doppler-distância, do tratamento incoerente. Por analogia com a ambigüidade cruzada sinal de referência / via alvo despoluída (cf. relação [1]), a auto- ambigüidade do sinal de referência é definida pela seguinte relação:

M-1 e j2TTnk

autoamb(m,n)= £ vréf[k]vcref*[k + m]e M [38]

k=0

na qual:

M representa o número de amostras temporais integradas em coerência;

-D representa o número máximo de defasagens

distâncias testadas para a detecção de alvos;

- vref [k] , o sinal de referência medido para 0 £ k < Μ- Ι;

~ vcref [k] , o sinal de referência medido aumentado dos D casos distâncias precedentes e seguintes. -D £ k £ M-I + D.

0 parâmetro m, compreendido entre -DeD, representa um retardo positivo ou negativo, e o parâmetro n, compreendido entre 0 e M-1, representa a freqüência Doppler bi-estática.

Conforme no caso da ambigüidade cruzada, o cálculo direto de autoamb(m,n) leva geralmente a uma carga de cálculo importante, até mesmo proibitiva. É por isso que, no processo, de acordo com a invenção, esse cálculo é feito 25 por um método alternativo análogo àquele conservado para o cálculo das ambigüidades cruzadas. Esse método, que consiste, em uma primeira etapa, em calcular, no domínio espectral, as auto-correlações "puramente distâncias" sobre sub-blocos de L amostras, depois, em uma segunda etapa, em 30 avaliar as FFT, é descrito a seguir. A primeira etapa consiste em calcular, sobre sub- blocos de L, amostras, auto-correlações distantes elementares acdist(m,s) definidas pela seguinte relação:

(s+1)L-1

acdist{m,s)= £ vréfD<]vcréf [k + m] [39]

k=sL

na qual m representa um inteiro tal que -D £ m £ D e s um inteiro tal que 0 £ s £ M/L-l, L representando um inteiro dividindo M.

A segunda etapa consiste em calcular, a partir das auto-correlações distâncias elementares acdist(m,s), os valores das auto-ambigüidades auto-amb(m,n) definidos por: auto-amb (m,-n) = FFTs (acdistpad (m, s) ) s=-n na qual acdistpad (m,s) representa o sinal deduzido de acdist(m,s) por "zero-padding" em relação à mais baixa potência de 2 superior ou igual a M/L, anotada com ML-2 e na qual FFTs designa um cálculo de FFT em relação à variável s.

0 parâmetro m está, no caso, compreendido entre -D e

D, e o parâmetro n entre 0 e ML-2-l.

Para reduzir a carga de cálculo, o cálculo das auto-

correlações distâncias elementares acdist(m,s) é feito,

como cálculo das correlações elementares cdist(m,s)

intervindo quando da etapa 14, no domínio espectral, e não

de maneira direta. 0 cálculo das auto-correlações

distâncias elementares acdist(m,s) no domínio espectral é

descrito abaixo para um valor nulo de s, a fim de alijar as

anotações. Tem-se então:

L-1

acdist[m] = £vréf [k]vcréf [k + m] [40]

k=0 com -D £ m £ D,

seja L2 a mais baixa potência de 2 superior ou igual a L+4D. Constrói-se por "zero padding", a partir de Vref [k] definido para 0 £ k £ L-I, o sinal Vrefpad [k] definido para 0 £ k £ L2 -1.

constrói-se da mesma forma por defasagem de D amostras e "zero padding", a partir de vcref [k] definido para -D £ k £ L-l+D, , o sinal vcrefPad [k] definido para 0 £ k £ L2-I.

calculam-se, em seguida, as grandezas Vfrefpad e Vfcrefpad/ aplicando-se respectivamente sobre os sinais Vfrefpad e Vfcrefpad dos FFT sobre L2 pontos .

A partir de VfrefPad e Vfcrefpad/ calcula-se o sinal p [k] definido para 0 £ k £ L2-I pela relação:

P = FFT'1 (Vfrefpad e Vfcrefpad*) [41]

Dessa forma, acdist(m) é obtido pela seguinte relação: Acdist[m] = p(0) para m = -D,

=p (L2 -(m+D)) para -D+l £ m £ D [42]

A auto-ambigüidade autoamb(m,n) do sinal de referência assim determinada para cada caso distância-doppler é utilizada, quando das etapas de cálculo da faixa em 3dB do sinal de referência (111) e de purificação doppler- distância (112).

Tem-se interesse, em uma segunda etapa, pelo tratamento não coerente 12 e, mais particularmente, pelas etapas seguintes:

cálculo da faixa em 3dB do sinal de referência (etapa 111)

- extração doppler-distância (etapa 18)

- purificação doppler-distância (etapa 112). Tratando-se das etapas características do tratamento não coerente, tem-se interesse inicialmente pelas figuras 6 e 7 que ilustram o princípio de funcionamento da etapa 18 de extração distância-doppler.

A etapa de extração distância-doppler é aplicada às

informações de "presença eco", ou PE, obtidas de maneira conhecida a partir das amostras do sinal de ambigüidade cruzado calculado pelo tratamento coerente e da estimativa de ambiente associada a cada amostra, aplicando a essas 10 amostras uma operação de normalização e de detecção de tipo TFAC conhecia, por outro lado, e não descrita aqui. Durante essa operação o nível de sinal, correspondente a cada amostra, ou caso distância-doppler, é normalizado pelo nível ambiente que lhe é associado, depois comparado a um 15 limite fixado. Por conseguinte, cada caso distância- doppler, cujo nível normalizado ultrapassa o limite, é detectado e marcado como representando uma presença eco ou PE.

Todavia, conforme ilustra a figura 6 para o eixo 20 distância, é conhecido que um alvo, cuja função de ambigüidade é centrada sobre um caso dado, pode dar origem à detecção de vários PE, uma detecção 61 no caso distância- doppler na qual se situa realmente no alvo e outras detecções 62 nos casos distância-doppler adjacentes ao caso 25 distância-doppler, na qual se situa o alvo. Isto é devido ao fato de o lobo principal da função de ambigüidade cruzada ter uma certa largura, função da faixa em 3dB do sinal de referência, e apresentar flancos cuja rigidez é finita.

Para tratar esse fenômeno de criação de PE múltiplos a partir de um alvo único é conhecida a utilização de, após detecção das PE, uma çperação de extração distância/doppler, cujo objeto é de criar uma única detecção, denominada cpntato, a partir de PE adjacentes, provenientes verdadeiramente de um mesmo alvo. Todavia, no contexto particular de um radar passivo FM essa operação apresenta um certo número de características específicas.

0 método de extração aplicado, de acordo com a invenção, consiste em reter apenas uma única PE por alvo, conservando dentre o conjunto de PE obtidas apenas PE correspondentes a máximas locais das ambigüidades cruzadas sobre os eixos distância e Doppler. Ora, a relação freqüência de amostragem sobre largura de faixa em 3dB dos sinais FM, relação que fixa, em particular a extensão distância, em número de casos, do lobo principal da auto- ambigüidade, flutua no tempo, de mç>do que o número de casos distâncias consideradas para o teste de máximo local deve ser ajustado dinamicamente aç valor desse parâmetro.

É por isso que a extração doppler-distância consiste no caso em criar um contato a partir de uma detecção em um caso distância-doppler (ndop, ndist) , verifica a seguinte relação:

logmod(ndop , ndisÉ) > logmod(ndop + i, ndist + j) [43]

para cada caso distância-doppler (ndop+i, ndist + j) pertencente, conforme ilustra a figura 7, a uma proximidade

E, formado da reunião dos grupos de casos distância-doppler 71 a 74 envolvendo o caso 75 considerado e definido por: ^ — ÜPdop “ ^ ’ !"'dop + Tl* [^dist ” ^ssechdist > ^dist "^lf

tw^ ÍP dop ~ ^ ^ dist } ^ {p dop ^ dist } [44]

Hn dop ^dop C^dist +^* ^dist + ^ssechdist 1}

na qual nssechdist representa o inteiro o mais próximo (EPP) da relação (Fech/B3dB) , B3ds representando a estimativa da faixa passante a 3dB do sinal FM recebido para a passagem comum.

Conforme se pode constatar no que precede, a etapa 18 10 de extração, de acordo com a invenção, necessita, para ser realizada, de conhecer o valor B3ds da faixa do sinal 3dB. 0 processo, de acordo com a invençãç>, determina essa faixa B3dB, utilizando sobre o sinal de referência regenerado uma etapa 111 de cálculo.

De acordo com a invenção, a faixa a 3dB do sinal de

referência é deduzida da função de auto-ambigüidade do sinal de referência regenerado, aplicandg o método descrito a seguir:

0 corte, segundo o eixo distância da função de auto-

2 0 ambigüidade, é aproximável em escala linear e em torno da distância nula, por uma gaussiana. Resulta daí que, em escala logarítmica, o corte distância é assimilável a uma parábola:

Auto-amb-dist-log(d) =ad2+bd+c [45]

2 5 na qual:

- Auto-amb-dist-log(d) é o módulo logarítmico do corte distância da função de auto-ambigüidade, d caracterizando a variável distância;

- a, b e c designam os coeficientes da parábola, modelizando o corte distância em escala logarítmica. O corte distância da função de auto-ambigüidade sendo máximo a distância nula, o coeficiente b é nulo.

A largura dç> Iobp do corte distância da função de auto-ambigüidade em escala logarítmica não depende do coeficiente c (que fixa o valor da função de auto- ambigüidade a distância nula), mas unicamente do coeficiente a.

O valor do coeficiente a pode ser estimado, a partir da função de auto-ambigüidade do sinal de referência calculado na etapa (19) pelo método descrito a seguir, ou qualquer outro algoritmo de aproximação parabólica.

Seja auto_amb_log(m,n) = 20*logl0 |auto_amb(m,η)| o módulo logarítmico da função de auto-ambigüidade calculada na etapa (19).

A auto-correlação do sinal de referência em escala linear sendo suposta gaussiana, a DSP do sinal de referência é também gaussiana. Sua faixa em 3dB pode se deduzir de a, por:

na qual feCh designa a freqüência de amostragem.

O valor B3ds da faixa a 3dB assim obtido na saída da etapa 111 é utilizado, quando da etapa 18, para o cálculo

2

2j2(auto_amb_log(i10)-auto_amb_log(0,0))

a =

i=-2

[46]

2

i=-2

[47] Tem-se interesse, agora, pela figura 8 que ilustra o princípio de funcionamento da etapa 112 de purificação doppler-distância, de acordo com a invenção.

Essa etápa tem por objeto eliminar os contatos parasitas correspondentes aos lobos secundários em distância/doppler de alvos de elevado nível.

Com efeito, o sinal de referência de natureza FM apresenta em distância e em doppler dos lobos secundários de nível elevado e relativamente afastados do lobo 10 principal. Esses lobos secundários podem criar, quando da etapa 17 de Normalização e de Pesquisa de Detecções, das presenças eco (PE) que não são eliminadas pela etapa 18 de extração doppler-distância que analisa cada PE através de seu ambiente próximo.

Para realizar essa operação de purificação doppler-

distância, o processo, de acordo com a invenção, utiliza o sinal de auto-ambigüidade distância-doppler do sinal regenerado.

De acordo com a invenção, os contatos extraídos são 20 classificados por ordem de nível decrescente. 0 tratamento consiste então em transladar a função de auto-ambigüidade do sinal de referência em distância e em doppler, de forma que sua origem 81 coincida com caso distância-doppler do contato 82 considerado. 0 nível da função de auto- 25 ambigüidade é, então, ajustado a partir do nível do contato tratado, de forma a ultrapassar esse nível de um valor denominado limite de superelevação. A função assim realizada constitui o gabarito de purificação 83 utilizado.

Por conseguinte, todos os contatos 84 - com exceção do 3 0 contato comum 82 e contatos situados em sua proximidade - cuja amplitude é inferior ao gabarito de purificação, são considerados como provenientes de lobos secundários em doppler ou em,distância e são suprimidos. Os contatos, tais como o contato 85, cuja amplitude é superior ao gabarito de 5 purificação, são conservados.

Deve ser observado que a ilustração da figura 8 constitui uma representação simplificada a duas dimensões, na qual todos os contatos tratados ficam situados no mesmo caso distância. Essa representação simplificada por razões 10 de clareza permite, todavia, ilustrar de maneira clara o princípio de funcionamento da etapa de purificação.

No final dessa etapa de purificação os contatos restantes são utilizados pelas etapas posteriores de tratamento.

Claims (6)

1. Processo de tratamentos do sinal recebido por um radar passivo FM, comportando uma pluralidade de vias de recebimento (VI,..., VN), o processo comportando uma fase de tratamento coerente (11) realizando um recondicionamento dos sinais recebidos, depois uma fase de tratamento não coerente (12), realizando a constituição de contatos a partir dos sinais recondicionados, depois a determinação dos atributos associados aos contatos constituídos, caracterizado pelo fato do tratamento coerente comportar: - uma etapa (13) de formação de vias de recebimento despoluídas; uma etapa (15) de regeneração de um sinal de referência; - uma etapa (14) de cálculo das ambigüidades cruzadas entre vias alvos despoluídas e sinal de referência regenerado; - uma etapa (19) de cálculo de auto-ambigüidade do sinal de referência regenerado.

2. Processo, de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato do tratamento não coerente comportar ainda: uma etapa (18) de extração distância-doppler aplicada aos cabos constituídos, antes da determinação dos atributos associados a esses contatos; - uma etapa (112) de purificação doppler-distância aplicada aos contatos constituídos após extração distância- doppler e realizada por meio do sinal resultante da etapa (19) de cálculo da auto-ambigüidade do sinal de referência regenerado; a determinação dos atributos dos contatos sendo realizada a partir dos contatos obtidos após a etapa (112) de purificação doppler-distância.

3. Processo, de acordo com a reivindicação 2, caracterizado pelo fato da etapa (18) de extração distância-doppler utilizar o cálculo da faixa a -3dB do sinal de referência regenerado.

4. Processo, de acordo com a reivindicação 3, caracterizado pelo fato da faixa a -3dB do sinal de referência regenerado ser estimada a partir do sinal resultante da etapa (19) de cálculo da auto-ambigüidade do sinal de referência regenerado.

5. Processo, de acordo com qualquer uma das reivindicações 1, 2, 3 ou 4, caracterizado pelo fato do tratamento não coerente comportar ainda: uma etapa (113) de medidas de desviometria em distância; uma etapa (114) de medidas de desviometria em azimute, essas duas etapas sendo aplicadas aos contatos constituídos no final da etapa (112) de purificação doppler-distância.

6. Processo, de acordo com a reivindicação 5, caracterizado pelo fato de comportar ainda uma etapa (115) de purificação em azimute e uma etapa (116) de limitação do número de contatos transmitidos.