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Verfahren und Einrichtung zum Empfang von Fernsteuersignalen, insbesondere in Rundsteueranlagen mit dem Starkstrom überlagerten Steuerimpulsen Gegenstand des Hauptpatentes bildet ein Verfahren zum Empfang von Fernsteuersignalen, insbesondere in Rundsteueranlagen mit dem Starkstrom überlagerten Steuerimpulsen, welches sich dadurch auszeichnet, dass die steuerfrequenten Impulse in einem elektromechanischen Wandler mit mindestens einem auf die Steuerfrequenz abgestimmten schwingungsfähigen Gebilde vorerst in mechanische Schwingungen umgewandelt werden,
wobei mindestens ein schwingendes mechanisches Teil beim Vorhandensein eines Steuersignales einen Stromkreis mindestens einmal schliesst bzw. unterbricht, wobei durch diese Schliessung bzw. Unterbrechung eine Spannung bereitgestellt wird, durch welche ein Speicherkondensator aufgeladen wird und wobei die derart im Speicherkondensator aufgespeicherte Energie zur Betätigung des Empfängers ausgenützt wird.
Das Hauptpatent betrifft auch eine Einrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens, und ist durch einen elektromechanischen Wandler mit mindestens einem auf die Steuerfrequenz abgestimmten schwingungsfähigen Gebilde und mindestens einem, durch dieses schwingende Gebilde betätigten Kontakt im Ladepfad eines Spei- cherkondensators gekennzeichnet.
Diese Anordnung eines mechanischen Filters und einer elektrischen Speicherschaltung zeichnet sich durch eine hohe Selektivität auch bei tiefen Steuerfrequenzen und eine gute Störfestigkeit gegenüber einmaligen kurzen, starken Störimpulsen aus. Zum Abbau der durch einen solchen einzelnen Störimpuls im Speicherkondensator 13 (vgl. Fig. 1 des Hauptpatentes) angesammelten unerwünschten Ladung dient ein hochohmiger Entladewiderstand 14. Dieser kann naturgemäss die genannte unerwünschte Ladung nur langsam abbauen.
Im praktischen Einsatz von Rundsteuerempfängern treten nun nicht nur vereinzelte Störimpulse auf. Bei Kurzschlussabschaltungen mit Schnellwiedereinschaltung im Starkstromnetz können sich vielmehr auch mehrere Stösse kurz nacheinander folgen. In krassen Fällen, wie beispielsweise bei Wackelkontaktverbindungen unter hoher Leistung im Starkstromnetz entstehen sogar unregel- mässige - sich rasch wiederholende - Störimpulse während mehrerer Sekunden oder gar Minuten und gelangen an die Eingangsklemmen des Rundsteuerempfän- gers. Vergleiche z. B. Scientia Electrica Jahrgang 1954 No. 3.
Bei solchen schnell aufeinanderfolgenden Störimpulsen kann sich aber der Speicherkondensator in der Schaltung gemäss Fig. 1b des Hauptpatentes wegen der grossen Entladezeitkonstanten in den kurzen störspan- nungsfreien Zwischenzeiten nicht genügend rasch entladen und es erfolgt eine zunehmende Aufladung desselben durch die rasch folgenden Störimpulse und schliess- lich ein fehlerhaftes Ansprechen des Rundsteueremp- fängers.
Die zu einer Verbesserung der Störfestigkeit notwendige wesentliche Verminderung der Entladezeit des Speicherkondensators 13 durch Verkleinerung des Ent- ladewiderstandes 14 (vgl. Fig. 1b des Hauptpatentes) bei gleichbleibender Aufladezeit durch einen normalen Steuerimpuls hätte in der Schaltung gemäss Fig. 1b des Hauptpatentes neben dem gewünschten Effekt den Nachteil,
dass die maximal am Speicherkondensator 13 aufbaubare Spannung - infolge der während der Ladephase dauernd über den Entladewiderstand abfliessen- den Ladung - prozentual zur verfügbaren Speisespannung immer niedriger wird und vor Erreichen des Zieles unter die praktisch realisierbare Zündspannung einer Glimmröhre absinkt. Eine starke Verkleinerung des Ent- ladewiderstandes 14 in den Schaltungen gemäss Fig. la und 1b des Hauptpatentes verzehrt zudem unnötigerweise viel elektrische Leistung, was zu einer Überlastung und vorzeitigen Zerstörung des Kontaktes 19 führt.
Die vorliegende Erfindung vermeidet diese Nachteile und schafft eine Lösung zur Erhöhung der Störfestigkeit von Rundsteuer-Empfangseinrichtungen gegenüber sich wiederholenden Störspannungsimpulsen. Das erfindungsgemässe Verfahren ist dadurch gekennzeichnet, dass der durch solche Impulse aufgeladene Speicherkondensator über einen Widerstand entladen wird, wobei die Entladung nur während der Schliessungszeiten eines durch das genannte schwingungsfähige Gebilde betätigten Kontaktes erfolgt.
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Um in bezug auf die Störfestigkeit besonders günstige Verhältnisse zu erreichen, wird der durch das schwingende Gebilde betätigte Kontakt vorteilhafterweise bereits beim Vorhandensein des zum korrekten Arbeiten der Empfangeinrichtung minimal notwendigen Steuersignals länger geöffnet als geschlossen.
Die Erfindung betrifft auch eine Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens, welche sich dadurch auszeichnet, dass der durch das schwingungsfähige Gebilde betätigte Kontakt nur in seiner Ruhelage einen Widerstand als Entladewiderstand über den Speicherkondensator schaltet.
Anhand der Figuren wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung näher erläutert. Dabei zeigt: Fig. 1 ein Schaltungsschema einer erfindungsgemäs- sen Vorrichtung; Fig. 2 als Diagramm in einer erfindungsgemässen Vorrichtung auftretenden Lade- und Entladeströme, sowie diverse Ladespannungen; Fig. 3 als Diagramm die für verschiedene relative Öffnungszeiten des Kontaktes 19 maximal erreichbaren Ladespannungen am Speicherkondensator 13.
Fig. 4 als Diagramm den zeitlichen Anstieg der Ladespannung am Speicherkondensator 13 und zwar für verschiedene relative Öffnungszeiten des Kontaktes 19.
Fig. 5a als Diagramm den zeitlichen Anstieg der genannten Ladespannung für einen Steuerimpuls minimal zulässiger Amplitude.
Fig. 5b als Diagramm den zeitlichen Verlauf der genannten Ladespannung für sich wiederholende Störspan- nungsstösse.
Fig. 6a als Diagramm relative Lade- und Entladezeiten für eine verhältnismässig grosse Zündspannung UZ der Glimmröhre 15.
Fig. 6b als Diagramm relative Lade- und Entladezeiten für eine verhältnismässig kleine Zündspannung UZ der Glimmröhre 15.
Fig. 7 eine mögliche konstruktive Ausführung des Kontaktes 19.
An den Klemmen 1 und 2 der Schaltungsanordnung gemäss der Fig. 1 liegt die Netzspannung Uh und die tonfrequente Steuerspannung Ust. Die Serieschaltung der Wandlerspule 5 und des Primärkondensators 4 ist direkt an die Klemmen 1 und 2 angeschlossen. Über den Klemmen des Primär-Kondensators 4 wird die 50 Hz-Netzspannung abgenommen und über die Diode 12 und einen Vorwiderstand 11 an eine als Spannungsstabilisator wirkende Zenerdiode 41 geführt. Diese reduziert die positiven Halbwellen der z.
B. zwischen 180 und 250 Volt ändernden Netzspannung auf eine trapezförmige, durch die Zenerspannung festgelegte, mit 50 Hz pulsierende Gleichspannung U5p mit konstanter Maximalamplitude
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Diese Gleichspannung Usp dient als Speisespannung für die Aufladung eines Speicherkonden- sators 13.
Solange die Schwingfedern 6 und 8 in Ruhe sind oder nur sehr wenig schwingen, bleibt der Kontakt 19 ständig geschlossen, wodurch die Klemmen 43 und 2 kurzgeschlossen sind und der Speicherkondensator 13 nicht nur nicht geladen, sondern gegebenenfalls über den Widerstand 14 entladen wird.
Unter dem Einfluss einer an die Klemmen 1 und 2 angelegten tonfrequenten Steuerspannung U" genügend grosser Amplitude, beginnen die auf die Steuerfrequenz abgestimmten Schwingfedern 6 und 8 zu schwingen und verursachen ein periodisches öffnen und Schliessen des Kontaktes 19.
Dadurch erfolgt in den Zeitabschnitten mit offenem Kontakt 19 unter dem Einfluss der pulsierenden Speisespannung Usp eine sukzessive Aufladung Speicherkondensators 13 über die Serieschaltung eines Ladewiderstandes 42 mit einem Widerstand 14. In den entsprechenden Zeitabschnitten fliesst der gesamte Strom als Ladestrom iL in den Speicherkondensator 13, da kein Entladewiderstand parallel zum Kondensator 13 liegt.
In den Zeitabschnitten mit geschlossenem Kontakt 19 wird die aufgespeicherte Ladung hingegen über den nun als Entladewiderstand wirkenden Widerstand 14 in Form eines Entladestromes ip, wieder teilweise abgebaut.
Die Spannung U, am Speicherkondensator 13 baut sich infolgedessen unter dem Einfluss eines Steuersignales nur langsam und sozusagen im Pilgerschrittverfahren auf. Sie erreicht aber - genügend grosse Signalspannung an den Klemmen 1 und 2 vorausgesetzt - schliesslich trotzdem die Zündspannung der Glimmröhre 15; diese zündet und bringt den Empfänger in bekannter und gewollter Weise zum Arbeiten.
Im folgenden werden nun die Vorteile des erfindungs- gemässen Verfahrens und der Vorrichtung zur Durchführung desselben - namentlich in bezug auf Erhöhung der Störfestigkeit von Rundsteuerempfängern gegenüber sich wiederholenden Störspannung sstössen - eingehend erörtert.
Es wird ferner gezeigt, dass zur Optimierung dieser Vorteile gewisse Dimensionierungsvorschriften beachtet werden müssen, die auf Grund eingehender Erkenntnisse des differenzierten Verhaltens der erfindungsgemässen Vorrichtung beim Eintreffen von Steuersignalen einerseits und Störspannungsstössen anderseits, gewonnen wurden.
Umeine möglichst gute Störfestigkeit gegenüber sich wiederholenden Störsimpulsen zu erreichen, muss der Entladewiderstand 14 so klein wie möglich gemacht werden, damit die durch die genannten Störimpulse am Speicherkondensator 13 aufgebauten unerwünschten Spannungen nach dem Aufhören eines jeden einzelnen oder evtl. nach einer Gruppe von Störimpulsen wieder so rasch und so weitgehend als möglich abgebaut werden. Dabei ist bekannt, dass in der Praxis die durch Stoss erzeugten Störspannungen zwar meistens sehr hohe Amplituden aufweisen, dass aber jeder einzelne Störimpuls nur von verhältnismässig kurzer Dauer ist.
(Vergleiche Scientia Electrica, Jahrgang 1954, No. 3).
Wesentlich ist ferner, dass in der Praxis, auch zwischen sich sehr rasch folgenden Störspannungsstössen, kurze Zeitabschnitte vorhanden sind, die annähernd störspannungsfrei sind. In Extremfällen können beispielsweise in einem Starkstromnetz beinahe reine Stösse entstehen, d. h. Stösse, die im Netz selbst zu kleinen, oder mindestens fast zu keinen, gedämpften Schwingungen führen. Selbst solche reine Stösse erzeugen aber - wie noch näher erläutert wird - im Filter der Empfangseinrichtung gedämpfte Schwingungen.
Meistens entstehen aber bereits im Netz durch die Stösse gedämpfte Schwingungen, wobei deren Frequenz und deren Dämpfungs- verlauf durch die Eigenschaften des Netzes gegeben sind.
Die bereits erwähnte Forderung, den Entiadewider- stand 14 so klein als möglich zu wählen, kann natürlich nicht beliebig weit getrieben werden, weil es sonst nicht mehr gelingt, den Speicherkondensator 13 durch einen gewollten Steuerimpuls genügend hoch aufzuladen. Man kann die Forderung aber auch umkehren und sich fragen, was zu tun ist, um den Speicherkondensator 13 durch einen Steuerimpuls verhältnismässig kleiner Am-
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plitude
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aber genügend langer und ununterbrochener Dauer bis zum Zünden der Glimmröhre aufzuladen, trotzdem der Entladewiderstand 14 einen sehr kleinen Wert aufweist.
Diese Fragestellung führt zur richtigen Dimensionie- rung der ganzen Einrichtung, die den Kontakt 19 betätigt. Diese Einrichtung muss nämlich so beschaffen sein, dass der Kontakt 19 beim Vorhandensein einer Steuerspannung an den Klemmen 1 und 2 und zwar selbst einer minimalen Steuerspannung
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für die ganze Dauer des Steuerimpulses während möglichst langen Zeitabschnitten geöffnet und nur während kurzen Zeitabschnitten geschlossen wird.
Wie diese Forderung praktisch realisiert werden kann, wird später (siehe Seite 19, Zeilen 9 - 24) erläutert. Vorerst sei anhand der Figuren 2 bis 4 diskutiert, wie sich eine Veränderung des Verhältnisses Öffnungszeit zu Schliessungszeit des Kontaktes 19 auf den Spannungsverlauf U, am Kondensator 13 auswirkt und warum lange öffnungs- und kurze Schliessungszeiten optimale Resultate ergeben.
Denkt man sich die Glimmröhre 15 vorläufig als unwirksam, so baut sich für jedes Verhältnis der Öffnungszeit zur Schliessungszeit des Kontaktes 19 am Speicherkondensator 13 nach genügend langer Zeit (theoretisch nach unendlich langer Zeit; praktisch nach einigen Sekunden) eine gewisse maximale Spannung
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auf, die von der Speisespannung Usp, von den Widerstandwerten der Widerstände 42 und 14, vom Kapazitätswert des Speicherkondensators 13 und eben vom genannten Verhältnis
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des Kontaktes 19 abhängt.
Die Speisespannung U5, sowie die genannten Widerstands- und Kapazitätswerte sollen in den folgenden Überlegungen zunächst unverändert belassen werden.
Es ist nun ohne weiteres ersichtlich, dass für V = 1 die Spannung
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schliesslich den Wert der Speisespannung
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erreicht. Ebenso klar ist, dass für V=0 die Spannung
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null bleibt.
Im folgenden seien die maximal erreichbaren Kon- densatorspannungen
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in Abhängigkeit von V berechnet: Die momentanen Ladeströme i, sind durch die Beziehung:
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gegeben, während die momentanen Entladeströme iE durch die Beziehung
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bestimmt sind. In diesen Ausdrücken bedeuten: U5, die momentane Speisespannung an den Klemmen der Zenerdiode 41 U@ die momentane Spannung an den Klemmen des Speicherkondensator 13 R,_ den Widerstandswert des Widerstandes 42 R1, den Widerstandswert des Widerstandes 14.
Aus den Gleichungen 1 und 2 ist sofort ersichtlich, dass bei genügend kleinen Momentanspannungen U, die momentanen Ladeströme iL grösser sein können als die momentanen Entladeströme iE. Die Gleichungen zeigen aber auch, dass die Entladeströme iE immer grösser sein müssen als die Ladeströme iL, sobald die Spannung U, sich der Spannung U5p nähert.
In der Schaltung gemäss Fig. 1 kann die Konden- satorspannung U, bei sich periodisch öffnendem und schliessendem Kontakt 19 also niemals - auch nach unendlich langer Zeit nicht - den Wert der maximalen Speisespannung
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erreichen.
Fig. 2 stellt den Spannungsverlauf U, in einem kurzen Zeitabschnitt dar, in welchem sich die Ladungen und Entladungen, über die Zeit T;" = 1/.;o Sekunden betrachtet, die Waage halten. so dass die über 1/z Sek. Bemittelte Spannung
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nicht mehr weiter ansteigen kann. Dabei wurde für Figur 2 beispielsweise vorausgesetzt, dass die Steuerspannung Ust einen Wert aufweise, bei welchem der Kontakt 19 während seinem periodischem Öffnen und Schliessen gleich lange öffnungs- und Schliessungszeiten TL resp. TE aufweist; also V=0,5. Vorausgesetzt wird ferner, dass die Steuerfrequenz z.
B. 200 Hz betrage und dass die Speisespannung Usp - wie in Fig. 2 gezeichnet - einen rechteckigen Verlauf mit dem Maximalwert
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aufweise. Diese letzte Voraussetzung trifft zwar in der Praxis nicht ganz zu, der wirkliche - durch die Zenerdiode 41, den Widerstand 11, die Diode 12 und die Netzspannung U, bestimmte Verlauf der Speisespannung Usp ist nämlich trapezförmig. Die Differenz ändert aber an den folgenden überlegun- gen quantitativ nur wenig, so dass sie vernachlässigt werden kann.
Die von den Ladeströmen iL in Fig. 2 eingeschlossenen, einfach schraffiert gezeichneten Flächen stellen die Summe der während 2 - T5" = 1/.,zi Sekunden erfolgten Ladungen des Speicherkondensators 13 dar, während die von den Entladeströmen iE eingeschlossenen, gekreuzt schraffierten Flächen der Summe der Entladungen für die gleiche Zeit entsprechen.
Der maximale Wert erreicht, sobald die Summe der Entladungen gleich der
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der Spannung am Speicherkondensator 13 ist Summe der Ladungen geworden ist, d. h. sobald 3) 4-TL-iL=8TE.iE Setzt man die Ausdrücke 1) und 2) in Gleichung 3 ein und beachtet man die allgemeinen Voraussetzungen:
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oder 4') TL = V - T3 oder 4") TE = (1 - V) TS so ergibt sich
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Um eine möglichst grosse Spannungs zu erhalten und um die Gleichung zu vereinfachen,
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kann man für die kommenden Überlegungen den Widerstand R1_ auf null reduzieren.
Dann ergibt sich aus 6)
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Setzt man - entsprechend der für Fig. 2 getroffenen Annahme - V = 0,5 ein, so ergibt sich für Fig. 2
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Dieser Wert und der prinzipielle Verlauf des Momentanwertes von U" sind in Fig. 2 ebenfalls eingetragen. Zu beachten ist, dass in Wirklichkeit die momentanen Abweichungen von U, vom Mitterwert wesentlich kleiner sind als in Fig. 2 gezeichnet.
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Fig. 3 zeigt nun den Verlauf der im günstigsten Fall erreichbaren maximalen Kondensatorspannung
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in Abhängigkeit von V, d. h. der relativen Öffnungszeit des Kontaktes 19. Dabei wird
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mit der Speisespannung U, verglichen.
In der folgenden Tabelle sind die für verschiedene V-Werte erreichbaren maximalen Spannungen
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am Speicherkondensator 13 noch in Prozenten der Speisespannung
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festgehalten:
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0,2 0,5 0,7 0,8 0,9 0,95 1,0
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in a/o von
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11 33 54 67 82 90 100 In Fig. 4 ist endlich das zeitliche Ansteigen der Kon- densatorspannung U, in Prozenten der Speisespannung
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und in Funktion der Zeit für verschiedene relative Öffnungszeiten V des Kontaktes 19 eingezeichnet.
Es ist anderseits trivial, dass die relative öffnungs- zeit V des Kontaktes 19 mit wachsender Steuerspannung oder wachsender Störspannung an den Klemmen 1 und 2 grösser wird.
Da ferner bekannt ist, dass Störspannungen in der Praxis kurzzeitig Amplituden aufweisen, die einem Vielfachen der minimal zulässigen Steuerspannung
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entsprechen, müssen wir annehmen, dass die Spannung U, am Speicherkondensator 13 durch Störspannungen mindestens vorübergehend sehr rasch - z. B. nach der Kurve für V = 0,95 in Fig. 4 - ansteigen kann.
Würde nun die Empfangseinrichtung so dimensioniert, dass die minimal zulässige Steuerspannung
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an den Klemmen 1 und 2 eine relative Öffnungszeit des Kontaktes 19 von z. B. nur V = 0,2 zur Folge hätte, so könnte ein richtiger Steuerimpuls - allerdings minimaler Amplitude - den Speicherkondensator nur ca. 1/1o so schnell aufladen wie ein bösartiger Störimpuls. Die schlussendlich am Speicherkondensator erzielbare maximale Spannung wäre für bösartige Störimpulse ebenfalls wesentlich höher als für Steuerimpulse minimaler Amplitude. Dies ist ausserordentlich ungünstig, trotzdem auf den ersten Blick (ohne obige Überlegungen) eine relative Öffnungszeit des Kontaktes 19 von 0,2 noch als vernünftig und tragbar erscheint.
Günstiger, aber immer noch unbefriedigend, werden die Verhältnisse bei relativen Öffnungszeiten von V =0,5. Erst bei V-Werten von mehr als 0,5 wird die Differenz in der Aufladegeschwindigkeit und im maximal erreichbaren Spannungswert am Speicherkondensator 13 zwischen bösartigen Störspannungen und Steuerspannungen minimaler Amplitude tragbar. Fig. 4 zeigt dabei deutlich, dass sogar ein V-Wert von 0,95 anzustreben ist.
Während aber das gemittelte Aufladen des Speicher- kondensators 13 (vgl. Fig. 4) durch einen Steuerimpuls während der Impulsdauer dieses Steuerimpulses überhaupt nicht unterbrochen wird, (weil die Steuerspannung selbst und damit auch die relative Öffnungszeit V konstant bleiben), ergeben sich durch Störimpulse immer wieder Einbrüche in der Störspannungsamplitude und damit auch in der relativen Öffnungszeit V. Dies hat nun in der erfindungsgemässen Schaltung nicht nur Unterbrechungen des gemittelten Ladeprozesses, sondern sogar wesentliche Entladungen des Speicherkondensators zur Folge.
Anhand der Figuren 5a und 5b wird nun das unterschiedliche Verhalten der Kondensatorspannung Uo, je nachdem sie durch Stör- oder Steuerspannungen hervor- gerufen wird, noch eingehend diskutiert.
In Fig. 5a weist z. B. während der normalen Impulsdauer t; die Steuerspannung ihren minimal zulässigen Wert von
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auf.
Die Vorrichtung zur Betätigung des Kontaktes 19 ist so gebaut, dass bei einer Eingangsspannung von
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sein relatives Öffnungsverhältnis V = 0,95 betrifft. Damit ist der zeitliche Spannungsanstieg von U, gegeben (vgl. Fig. 4). Die Zündspannung UZ der Glimmröhre kann nun noch so festgelegt werden, dass beim genannten Spannungsverlauf von U, die Zündspannung bei der Impulsdauer t; gerade noch erreicht wird.
Mit anderen Worten, der Empfänger reagiert wie gewünscht auf die zwar sehr kleine, aber stetige Steuerspannung
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In Fig. 5b ist zunächst ein zwar sehr bösartiger, aber praktisch wohl möglicher Störspannungsverlauf Ustoer dargestellt. Es ist dabei der ungünstigste Fall angenommen, in welchem die Phasenlage der sich folgenden Stör- spannungsstösse nicht ändert.
Während der Impulsdauer t; folgen sich beispielsweise fünf sehr kräftige Störspannungsstösse, deren maximale Amplitude z. B. 10 mal so gross sein kann, wie
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Zwischen den einzelnen Stössen falle aber die Amplitude der Störspannung - mindestens zum Teil - unterhalb den Wert von
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Dieses prinzipielle Verhalten entspricht glücklicherweise durchaus der Praxis, nur werden in der Praxis während der Impulsdauer ti auch mehr als 5 Stösse auftreten können. Diese sind
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dann aber von kürzerer Dauer, so dass sich am Endergebnis nichts ändert.
Selbst während den Zeitabschnitten, in denen die Stör- spannungsstösse die grössten Amplituden erreichen, kann nun die relative Öffnungszeit V des Kontaktes 19 allerhöchstens den Wert 1 annehmen. D. h. die Spannung U" wächst während diesen Zeiten zwar ein wenig, aber nicht viel schneller als in Fig. 5a für einen Steuerimpuls gezeichnet. Zwischen den einzelnen Störspannungsstössen fällt aber die relative Öffnungszeit V des Kontaktes 19 z. B. unterhalb den Wert 0,5.
Da nun für ein V von 0,5 die maximale Spannung U, nur V3 des Wertes für V=1,0 erreicht, findet zwischen den Störspannungsstössen immer wieder eine teilweise Entladung des Speicherkon- densators statt. D. h. die Spannung U, erreicht wie gewünscht den Wert UZ nie; der Empfänger kann selbst auf die sich rasch wiederholenden Störspannungsstösse selbst sehr hoher Amplitude - nicht reagieren.
Dies trotz dem Umstand, dass die Gesamtenergie der Stör- spannungsstösse während der Zeit t; (gekreuzt schraffierte Fläche der Fig. 5b) wesentlich grösser ist, als die Gesamtenergie des Steuerimpulses während der Zeit t; (einfach schraffierte Fläche in Fig. 5a). Dabei ist erst noch zu beachten, dass in der Praxis auftretende, sich folgende zufällige Stösse keine feste Phasenbeziehung zueinander haben.
D. h. wenn die Kontaktfeder 8 - angeregt durch einen ersten Störspannungsstoss - in einer gegebenen Phasenlage noch ausschwingt und einen zweiten Stör- spannungsstoss erhält, bevor die Wirkung des ersten vollständig abgeklungen ist, so kann der zweite Stoss in Gegenphase zum ersten Stoss erfolgen, so dass die Wirkung des ersten vollständig abgeklungen ist, so kann der zweite Stoss in Gegenphase zum ersten Stoss erfolgen, so dass die Wirkung beider Stösse nicht addiert, sondern mindestens teilweise subtrahiert wird. Das Verhältnis V kann also - es muss aber nicht - durch Störspannungs- stösse auch verkleinert werden. Was in der Praxis auftritt, ist durch statistische Gesetze bestimmt. Wählt man die Zeit
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genügend gross - z.
B. einige Sekunden so kann mit Sicherheit damit gerechnet werden, dass entweder die Zahl der während dieser Zeit eintreffenden Störspannungsstösse so klein ist, dass die überhaupt unschädlich sind, oder dass mindestens ein Teil dieser Stösse in Gegenphase eintrifft und dadurch - wenn auch nur vorübergehend - das Verhältnis V stark reduziert, wodurch die bereits aufgebaute - durch die vorangehenden Störstösse verursachte - unerwünschte Ladung des Speicherkondensators wieder stark abgebaut wird.
Die Erkenntnis, dass in der Praxis selbst sehr starke und sich rasch wiederholende Störspannungsstösse immer wieder von kurzen Zeitabschnitten relativer Stör- spannungslosigkeit gefolgt werden, wird also erfindungs- gemäss zum möglichst raschen Abbau der unerwünschten - durch die Störspannungsstösse verursachten Teilladungen im Speicherkondensator 13 während denjenigen Zeitbaschnitten benützt, in denen die Störspannung klein ist, oder die Kontaktfederanregung phasenverschoben gegenüber dem Ausschwingvorgang erfolgt. Es ist auch ohne weiteres ersichtlich,
dass dieser rasche Spannungsabbau in Schaltungen gemäss Fig. 1b) des Hauptpatentes nicht möglich ist, weil der Entladewider- stand 14 in dieser Schaltung nicht klein genug gemacht werden kann.
,Man könnte nun einwenden, dass in der Praxis vor allem auch Störspannungen vorhanden seien, die durch sich sehr regehnässig wiederholende und immer phasen- gleiche Stösse erzeugt werden. Als Beispiele können diesbezüglich elektrische Apparate mit Thyristoren, Queck- silberdampfgleichrichtern usw. erwähnt werden.
Dieser Einwand ist an und für sich richtig; bei all den in Frage kommenden Beispielen ist aber die Frequenz der sich regelmässig wiederholenden Stösse an die Netzfrequenz gebunden. D. h. der Einwand wäre nur stichhaltig, wenn die Steuerfrequenz mit einem Vielfachen der Netzfrequenz zusammenfallen würde. Solche Steuerfrequenzen werden aber seit langem bewusst gemieden.
Die Zündspannung UZ der zur betriebsmässigen Auslösung der im Speicherkondensator 13 gespeicherten Ladung benützten Glimmröhren 15 wird zur Erzielung einer optimalen Störfestigkeit vorteilhafterweise möglichst nahe an die maximal erreichbare Speicherkondensatorspannung
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gelegt.
Dies sei im folgenden anhand der Figuren 6a) und 6b) erläutert.
Je näher nämlich die benützte Zündspannung UZ an der maximal erreichbaren Kondensatorspannung
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liegt, desto unwahrscheinlicher wird es - unter sonst gleichen Verhältnissen - dass Störimpulse den Speicherkondensator von einer Ladespannung aus, die 50 1o der festgelegten Zündspannung beträgt, bis zur vollen Zünd- spannung aufladen können.
Aus Fig. 6a) ist nämlich ersichtlich, dass die Zeit tLa zum Aufladen des Speicherkondensators 13 von z. B. 0,4
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auf 0,8 wesentlich, d. h. ca.. 2 mal grösser
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ist, als die Zeit tEa zum Entladen des Speicherkondensa- tors 13 von 0,8
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auf 0,4 Legt man also die
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Zündspannung UZ auf 80"/o der maximal möglichen Kon- densatorspannung
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fest, so muss eine eventuelle Störspannung auch mit sehr grossen Amplitudenwerten sicher während mehr als zwei Drittel der Gesamtzeit vorhanden sein, um die Empfangsapparatur zu einer Fehlschaltung zu veranlassen.
Dies sogar auch dann, wenn die sich folgenden Störspannungsstösse in genau gleicher Phasenlage am Empfänger eintreffen.
Anderseits ist aus Fig. 6b) ersichtlich, dass die Zeit t,6 zum Aufladen des Speicherkondensators 13 von z. B. 0,2
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nur noch ungefähr gleich gross ist, wie die Zeit tEb zum Entladen des Speicherkondensators 13 von 0,4
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auf 0,2
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Würde man also die Zündspannung UZ nur auf 40 0 der maximal möglichen Kondensatorspannung
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festlegen, so könnte eine evtl. Störspannung mit genügend grossen Amplitudenwerten die Empfangsapparatur schon zu Fehlschaltungen veranlassen, wenn sie während etwas mehr als 50 1o der Gesamtzeit vorhanden ist.
Selbstverständlich darf die Zündspannung UZ auch nicht allzunahe an die maximale Kondensatorspannung
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gelegt werden und zwar deshalb nicht, weil in der Praxis weder die Zündspannung Uz noch die Kondensatorspannung
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absolut konstant gehalten werden können. Würde man nun z.
B. die Zündspannung UZ auf 96 jo der Kon- densatorspannung
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festlegen und würde im Gebrauch die Zündspannung um nur 2% steigen und gleich-
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zeitig die maximale Kondensatorspannung um 2% sin- ken, so wäre
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d. h. die Empfangsapparatur könnte nur noch auf unendlich lange Steuerimpulse oder überhaupt nicht mehr, reagieren, was natürlich nicht zulässig ist.
Es ist weiter oben - anhand von Fig. 4 - dargelegt worden, dass für eine relative Öffnungszeit von z. B. V = 0,5 des Kontaktes 19 die am Speicherkondensatof maximal erreichbare Spannung Ut höchstens Y der zur Verfügung stehenden Speisespannung
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erreichen kann.
Da anderseits diese Speisespannung
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von 220 Volt Nennspannung - ohne den grossen zusätzlichen Aufwand einer Spannungstransformation - nicht beliebig hoch gewählt werden kann, ergeben sich für den Speicherkondensator bei einem V von 0,5 zu kleine End- spannungen, um eine praktisch realisierbare Glimmröhre zünden zu können.
Die diesbezüglichen Verhältnisse sehen quantitativ nämlich ungefähr so aus: In einem 220 Volt Netz müssen Rundsteuerempfänger auch noch bei einer Unterspannung von ca. 160 Volt arbeiten. Die in Fig. 2 dargestellten Rechtecke, während denen die Speisespannung wirklich zur Verfügung
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steht, dürfen nicht zu schmal sein. Man kann deshalb nur mit einer maximalen Speisespannung
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von ca. 180 Volt rechnen.
Bei den geschilderten Verhältnissen, d. h. für V=0,5, ergäbe sich also eine maximale Spannung von nur 60 Volt am Speicherkondensator 13.
Dies ist bei weitem nicht genügend, weil sich gute Glimmröhren nur mit Brennspannungen von 50 Volt und mehr herstellen lassen, und weil Glimmröhren, die nach ihrem Zünden einen Speicherkondensator mit einem vernünftigen Wirkungsgrad von 25% oder mehr entladen sollen, zudem eine Zündspannung aufweisen müssen, die mindestens doppelt so gross ist, wie ihre Brennspannung.
Ihre Zündspannung muss also mindestens 100 Volt betragen, besser wäre mehr.- Die geschilderten unbefriedigenden Verhältnisse werden nun ebenfalls wesentlich besser, wenn man ganz bewusst dafür sorgt, dass der Kontakt 19 schon beim Vorhandensein einer zum korrekten Arbeiten der Empfangseinrichtung minimalen Steuerspannung
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viel länger geöffnet als geschlossen ist.
D. h. wenn man dafür sorgt, dass das relative Öffnungsverhältnis V grösser als 0,5 ist.
Wie dies konstruktiv realisiert werden kann, zeigt Fig. 7. Auf der Schwingfeder 8 - deren Eigenfrequenz mit der Steuerfrequenz übereinstimmt - liegt ein um die Achse 44 leicht drehbarer Kontaktarm 45 unter dem Einfluss seines eigenen Gewichtes G auf. Der Kontakt 19 ist also im Ruhezustand geschlossen. Beginnt die Schwingfeder 8 unter dem Einfluss eines Steuer- oder Störimpulses zu schwingen, so kann bei kleinen Schwingungsamplituden der Kontaktarm 45 den Bewegungen der Schwingfeder 8 folgen; d. h. der Kontakt 19 bleibt vorerst dauernd geschlossen.
Dies ist solange der Fall, als die erzwungenen Beschleunigungen der Kontakthälfte 19' auf der Schwingfeder 8 in Richtung des Pfeiles G geringer sind, als die durch die Schwerkraft G maximal mögliche Beschleunigung der Kontakthälfte 19" auf dem Kontaktarm 45. Die zuerst genannten, erzwungenen Beschleunigungen können für eine bestimmte Steuerspannung durch die Dimensionierung des elektromechanischen Wandlers und vor allem - durch den Abstand a,; des Kontaktes von der Einspannstelle der Feder 8 variiert werden.
Die zuletzt genannte maximal mögliche Beschleunigung ist durch die Masse des Kontaktarmes 45 und die relative Lage des Drehpunktes 44 und der Kontakthälfte 19" zur genannten Masse ebenfalls variierbar. Die Spirale 46 dient lediglich zur Herstellung der elektrischen Verbindung zwischen der Klemme 43 und dem Kontaktarm 45. Sie soll möglichst keine mechanischen Kräfte auf den Kontaktarm 45 ausüben.
Beide Beschleunigungen sind nun so aufeinander abzustimmen, dass bereits beim Eintreffen eines Steuersignals mit minimaler Amplitude
EMI6.48
an den Klemmen 1 und 2 die erzwungene Beschleunigung der Kontakthälfte 19' auf der Schwingfeder 8 in Richtung des Pfeiles G soviel grösser ist als die maximal möglich Beschleunigung der Kontakthälfte 19" auf dem Kontaktarm 45, dass der Kontaktarm 45 den Schwingungen der Schwingfeder 8 nicht nur nicht mehr folgen kann, sondern dass die relative Berührungszeit der beiden Kontakthälften bereits unter 0,5 liegt. Diese Abstimmung ist dem Fachmann durch Verändern der oben zitierten Einflussgrössen leicht möglich.