CH670922A5 - - Google Patents

Description

BESCHREIBUNG Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum stossfreien Umschalten eines Wechselstrommotors zwischen der Speisung aus einem Stromversorgungsnetz oder aus einem Umformer, welcher Umformer einen Quellenstromrichter und einen Laststromrichter enthält, von denen jeder steuerbare Schalter aufweist und auf eine zugeordnete phasenstarre Schleife anspricht, die auf die Motorgeschwindigkeits- und Motordrehmoment-Steuerschleifen einwirkt, um die Leitfähigkeitszustände der Stromrichterschalter und dadurch den Betriebszustand des Motors zu steuern.

Bei einem Verwendungszweck, beispielsweise bei statischen Anlassern einer Gasturbine, dient ein drehzahlveränderlicher

Festkörperstromrichter zum Ersetzen eines Dieselmotors, der einen Turbogenerator auf eine selbstunterhaltende Drehzahl bringt, bei der die Turbine dann gezündet und auf eine Drehzahl gebracht werden kann, bei der der Generator mit dem Netz synchronisiert und anschliessend an das Netz gelegt werden kann. Der Vorteil der Verwendung eines Festkörperstromrichters ist, dass ein einzelner Stromrichter zum Starten einer Turbine benutzt und dann zum Starten von anderen umgeschaltet werden kann.

Bei weiteren Verwendungszwecken, beispielsweise für drehzahlveränderliche Gebläse- und Pumpenantriebe, kann es erwünscht sein, einen Betrieb mit veränderlicher Drehzahl mit einem Stromrichter zu erzielen, aber den Motor für einen Dauerbetrieb mit hoher Drehzahl an das Stromversorgungsnetz zu legen. Häufig werden diese Antriebe für so kritische Zwecke benutzt, dass in dem Fall eines Stromrichterausfalls ein Reservesystem vorgesehen ist, um den Motor an das Netz zu legen und den Prozess durch eine mechanische Drosseleinrichtung zu steuern. In diesem Fall kann, da der Stromrichter ausgefallen ist, die Umschaltung nicht stossfrei erfolgen, der Stromrichter wird abgeschaltet, und der Motor wird an das Netz gelegt.

Eine stossfreie Umschaltung ist eine Umschaltung, die keine unerwünschten Einschwingströme in dem Motor, dem Umrichter oder dem Stromversorgungsnetz verursacht. Die normale, ungestörte Stromrichterumschaltung wird stossfrei ausgeführt, indem die Spannung und die Phase des Motors an die des Stromversorgungsnetzes angeglichen werden und dann mittels einer unterbrechungslosen Umschaltung der Motor an das Stromversorgungsnetz gelegt wird. Die andere Hälfte des Problems besteht darin, in der Lage zu sein, den Motor stossfrei wieder von dem Stromversorgungsnetz abzuschalten und an den Stromrichter zu legen.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Steuerung zum stossfreien Umschalten eines Motors von einem Umformer auf ein Stromversorgungsnetz oder von einem Stromversorgungsnetz auf einen Umformer in einem Stromrichterantrieb zu schaffen, der einen Quellenstromrichter und einen Laststromrichter hat, wobei in jedem von ihnen ein PLL-Schaltkreis (d.h. eine phasenstarre Steuerschaltung) zum Steuern der Stromrichterzün-dungen benutzt wird, ohne dass zusätzliche Hardware erforderlich ist.

Erfindungsgemäss wird diese Aufgabe mit einem Verfahren der eingangs genannten Art gelöst, das gekennzeichnet ist durch a) das Verbinden des Umformers mit dem Stromversorgungsnetz und mit dem Motor, ohne die Schalter des Umformers in den stromleitenden Zustand zu schalten,

b) Warten, bis jede der phasenstarren Schleifen einen stationären Betriebszustand erreicht hat,

c) Abschalten der Geschwindigkeitssteuerschleife,

d) Bestimmen des Motorstroms und Bilden eines entsprechenden Stromrückkoppelsignals,

e) Zuleiten des Stromrückkoppelsignals an die Drehmomentsteuerschleife, um eine Drehmomentführungsgrösse zu bilden,

f) Steuern des Quellenstromrichters mittels der Drehmomentführungsgrösse, um einen dem Motorstrom gleichen Stromwert zu erreichen,

g) Steuern des Laststromrichters mittels der Drehmomentführungsgrösse, um den Winkel, bei dem dessen steuerbare Schalter in den stromleitenden Zustand geschaltet werden, zu steuern,

h) Vergleichen des vom Umformer an den Motor gelieferten Stroms mit dem Motorstrom,

i) Trennen des Motors vom Versorgungsnetz, wenn der vom Umformer gelieferte Strom und der Motorstrom praktisch gleich sind, und j) Aktivieren der Geschwindigkeitssteuerschleife des Umformers zum gleichen Zeitpunkt, zu dem das Versorgungsnetz ab5

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getrennt wird, wobei das Ausgangssignal der Geschwindigkeitssteuerung auf den Wert des zu diesem Zeitpunkt zugeleiteten Stroms eingestellt wird.

Eine erste bevorzugte Ausführungsform des erfindungsge-mässen Verfahrens ist dadurch gekennzeichnet, dass die phasenstarre Schleife weiter auf eine Flussregelschleife einwirkt und diese Flussregelschleife zum gleichen Zeitpunkt wie die Geschwindigkeitssteuerschleife abgeschaltet und eingeschaltet wird, wodurch ein Sollwert für die Flussregelschleife bestimmt wird, der auf einen von der Drehmomentführungsgrösse geforderten Wert geändert werden kann.

Eine weitere bevorzugte Ausführungsform dieses Verfah: rens, die anwendbar ist, wenn der Umformer zwei Strompfade enthält, ist dadurch gekennzeichnet, dass jeder Strompfad einen Quellen- und einen Lastwandler aufweist und der dem Motor von dem Umformer zugeleitete Strom aus der Summe der Ströme in den beiden Stromleitpfaden besteht.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1A-1D ein Hauptblockschaltbild eines Zwölfpuls-Paral-lelstromrichterantriebssystems nach der Erfindung,

Fig. 2A und 2B Hardware-Diagramme von digitalen Ausführungsformen der quellenseitigen bzw. lastseitigen Stromrichtersteuerungen des Antriebssystems nach Fig. 1,

Fig. 3A-3J Wellenformdiagramme mit einem gemeinsamen Zeitmassstab zur Erläuterung der Arbeitsweise der Erfindung, Fig. 4 ein vereinfachtes Blockschaltbild der Synchronisiersteuerung nach der Erfindung und

Fig. 5A ein Sechspuls-Umrichter-Asynchronmotorantriebs-system, wobei die gezeigte Variable in Wellenformdiagrammen in den Fig. 5B-5D definiert ist und wobei die Fig. 5B-5D Wellenformdiagramme zur Erläuterung der Arbeitsweise der Erfindung sind.

Die Fig. 1A-1D zeigen ein Asynchronmotorantriebssystem mit zwei Parallelstromrichtern. Der erste Parallelstromrichter enthält einen quellenseitigen Stromrichter, der in der hier dargestellten Ausführungsform ein phasengesteuerter Gleichrichter 1 ist, und einen lastseitigen Stromrichter, der in der hier dargestellten Ausführungsform ein stromabhängiger oder stromgesteuerter, zwangskommutierter Wechselrichter 2 ist. Während des Motorbetriebes gibt der phasengesteuerte Gleichrichter Gleichstrom veränderlicher Grösse an den Wechselrichter 2 über eine Gleichstromzwischenkreisdrossel 5 ab. Der erste Parallelstromrichter wird hier auch als Haupt- oder Masterkanal bezeichnet. Der zweite Parallelstromrichter, der als Neben- oder Slavekanal bezeichnet wird, enthält die gleichen Elemente wie der Masterkanal, nämlich einen phasengesteuerten Gleichrichter 1' und einen zwangskommutierten Wechselrichter 2', die über eine Gleichstromzwischenkreisdrossel 5' miteinander verbunden sind. Ein dreiphasiger Transformator 7, der eine in Dreieck geschaltete Primärwicklung und eine in Dreieck geschaltete Sekundärwicklung sowie eine in Stern geschaltete Sekundärwicklung hat, verbindet eine externe dreiphasige Stromquelle mit dem Master- bzw. dem Slavekanal. Die Wechselrichter 2, 2' geben zwölfpulsigen Sechsphasenstrom an einen Asynchronmotor 9 über einen dreiphasigen Transformator 11 ab, der eine in Stern geschaltete und eine in Dreieck geschaltete Primärwicklung sowie eine in Dreieck geschaltete Sekundärwicklung hat. Die in Stern geschaltete Primärwicklung ist mit dem Ausgang des Masterkanalwechselrichters 2 und die in Dreieck geschaltete Primärwicklung ist mit dem Slavekanalwechselrichter 2' verbunden.

Eine Drehzahlführungsgrösse car* ist ein Eingangssignal an der Wechselstrommotorantriebssteuerung und wird über einen Schalter SW1 an einen Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungs-block 18 angelegt, dessen Ausgangssignal mit einem Drehzahlreferenzsignal cor in einem Summierer 19 verglichen wird. Das

Drehzahlreferenzsignal cor wird gebildet, indem der Schlupf in einem Schlupfrechner 20 aus dem Motorstrom, dem Fluss und dem Zündwinkel aus dem Masterkanal berechnet und der Schlupf, der an einen Summierpunkt 21 über einen Schalter SW2 angelegt wird, von der Frequenz coe des dem Asynchronmotor 9 zugeführten Stroms, die ebenfalls dem Summierpunkt 21 zugeführt wird, subtrahiert wird. Das Fehlersignal aus dem Summierpunkt 19 wird an eine Drehzahlreglerschaltung 25 angelegt, die eine Übergangsfunktion k (1 + xs)/s hat, wobei s der LaPlace-Operator ist. Das Ausgangssignal des Drehzahlreglerblocks ist eine Drehmomentführungsgrösse T*. Die Drehmomentführungsgrösse wird über einen Schalter SW4 drei Steuerzweigen zugeführt.

Ein oberer Zweig steuert den Strom in den beiden phasengesteuerten Gleichrichtern 1,1'. Ein mittlerer Steuerzweig steuert den Fluss in dem Asynchronmotor 9 durch Steuern des Zündens der Schaltvorrichtung in den Wechselrichtern 2, 2'. Der mittlere Zweig sorgt für eine Flusskorrektur der Drehmomentführungsgrösse T*, die dem oberen und dem unteren Zweig zugeführt wird. Ein Funktionsblock 33 wandelt das Drehmomentreferenzsignal T* in eine Flussführungsgrösse \j/* um. Die in dem Funktionsblock 33 implementierte Funktion bewirkt einen Offset, um einen festen Wert des Flusses bei einem Drehmoment von null zu gewährleisten. Die Flussführungsgrösse wird über einen Schalter SW3 an einen Summierpunkt 35 angelegt, wo sie mit einem Flusssignal \|/p verglichen wird, das durch Integrieren der Ausgangsspannung des Wechselrichters 2 in einem Integrator 37 und Hindurchleiten des Signals durch einen Spitzendetektor 38 gebildet wird, um ein Flussfehlersignal \|/err zu bilden. Das Ausgangssignal des Summierpunkts 35 wird über einen Verstärkungsblock 41 und über einen Schalter SW5 an einen Begrenzer 43 angelegt. Das Ausgangssignal des Begrenzers 43 wird an einen Summierpunkt 45 angelegt, und zwar zusammen mit der Drehmomentführungsgrösse T*, die von einem Funktionsblock 36 abgegeben wird. Das Ausgangssignal des Begrenzers 43 stellt die Stromführungsgrösse ein, wenn der Fluss sich von dem Sollwert unterscheidet, um den oberen Stromsteuerzweig in einen Flussregler umzuwandeln, wenn das Drehmoment und das Solldrehmoment beide nahe null sind.

Das Flussfehlersignal aus dem Verstärkungsblock 41 wird ausserdem einer Offset-Funktion in einem Block 47 zugeführt. Das Ausgangssignal des Blocks 47 wird an einen Multiplizierer 49 in dem unteren Steuerzweig angelegt. Der Offsetfunktions-block 47 erzeugt ein Ausgangssignal von eins, wenn das Flussfehlersignal null ist. Das Ausgangssignal des Offsetfunktions-blocks nimmt unter eins ab, wenn der Sollfluss grösser als der Istfluss ist, um den Winkel zwischen dem Motorstrom und dem Fluss zu verkleinern und mehr von dem verfügbaren Strom in die flussproduzierende Achse abzuleiten.

Das flusskorrigierte Stromsignal aus dem Summierpunkt 45 wird an einen Funktionsblock 51 angelegt, der eine Stromführungsgrösse I* liefert, welche mit einem Stromrückführungssignal Ifb in einem Summierpunkt 53 verglichen wird. Das Stromrückführungssignal stammt aus Stromfühlern 55 in jeder der drei Leitungen, welche den phasengesteuerten Gleichrichter 1 in dem Masterkanal speisen. Eine Absolutwertschaltung 57 empfängt die drei abgefühlten Leitungsströme und liefert das Stromrückführungssignal Ifb, welches die Grösse der drei Signale angibt.

Ein Stromregler 59, welcher ein Pl-Regler sein kann, liefert auf den Stromfehler aus dem Summierpunkt 53 hin ein Span-nungsführungsgrössensignal V*. Ein Spannungs-Zündwinkel-übersetzer 61, der als eine Suchtabelle implementiert sein kann, liefert eine Zündwinkelführungsgrösse a* auf die Spannungs-führungsgrösse V* hin, die er über einen Schalter 60 empfängt.

Die Zündschaltung einschliesslich des PLL-Schaltkreis-Inte-grators, des Nulldurchgangsdetektors, des Zellenzündblocks und des Rückwärtszählers für die phasengesteuerte Thyristors

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brücke ist dieselbe wie in der US-PS 4 449 087. Die dreiphasigen verketteten Spannungen, die an die phasengesteuerte Thyristorbrücke angelegt werden, werden in dem Integrator 63 integriert, und die Nulldurchgänge der integrierten Spannungen werden in einem Block 65 bestimmt und benutzt, um eine Synchronisierimpulsfolge an dem PLL-Schaltkreis 67 zu bilden, deren Frequenz das Sechsfache der Netzfrequenz ist. Eine bevorzugte Ausführungsform der Anordnung, die zur Implementierung der Integration der verketteten Spannungen verwendbar ist, beinhaltet eine Schaltungsanordnung, wie sie in der US-PS 4 339 395 gezeigt und beschrieben ist, auf die bezüglich weiterer Einzelheiten verwiesen wird. Diese Schaltungsanordnung rekonstruiert die verketteten Spannungswellenformen, welche durch die Kommutierungskerben verfälscht werden, die in den Wellenformen der Phasenspannungen während der Zeit erscheinen, während der jeder Phasenstrom durch geeignetes Zünden der einzelnen Thyristoren von einer abgehenden Phase auf eine ankommende Phase übergeht. Die Rekonstruktion der verketteten Spannung, die bei der hier beschriebenen Erfindung bevorzugt wird, besteht aus einer zusammengesetzten Wellenform, die durch Summieren wenigstens einer integrierten verketteten Spannung, die Kommutierungskerben enthält, mit einem Signal gebildet wird, das wenigstens einem «Delta»-Strom entspricht, der aus der Differenz von zwei Phasenströmen gewonnen und mit einem die Kommutierungsinduktivität darstellenden Faktor multipliziert wird.

Bei dem Auftreten eines Nulldurchgangssignals wird ein Zeitzähler in dem PLL-Schaltkreis 67 abgelesen. Die korrekte Zeitzählerablesung in diesem Zeitpunkt ist bekannt, und die Differenz zwischen dem tatsächlichen Wert und dem korrekten Wert stellt einen Phasenfehler dar, der durch einen Software-PI-Regler hindurchgeleitet wird. Das Ausgangssignal des Reglers stellt den Wert dar, durch den der Hochfrequenztakt des PLL-Schaltkreis-Zählers dividiert wird, so dass sich eine Taktfrequenz aus dem PLL-Schaltkreis-Zähler ergibt, welche das 512fache der Grundfrequenz der verketteten Spannung ist, die an die phasengesteuerte Thyristorbrücke 1 angelegt wird. Das 512fache der Grundfrequenz ergibt eine Winkelauflösung von 0,703° der Grundfrequenz und dient als Taktfrequenz für den Rückwärtszähler 69. Der Sollzündwinkel a* wird zu einem Zel-lenoffset aus einer Suchtabelle 71 addiert. Das Suchen in der Tabelle ergibt einen von sechs Offsets auf der Basis der Variablen PH, welche das nächste zu zündende Zellenpaar angibt. Die Variable PH wird jedesmal dann inkrementiert (um eins erhöht), wenn eine Zelle gezündet wird.

Der hier benutzte Begriff Zelle bezieht sich auf die steuerbaren Schalter in den Stromrichtern, nämlich auf die Thyristoren. Die Variable PH, die die Werte von eins bis sechs annehmen kann, gibt an, welches Zellenpaar als nächstes zu zünden ist, wie es in der folgenden Tabelle gezeigt ist.

PH

EIN ZELLEN

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2 und 3

4

3 und 4

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4 und 5

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5 und 6

Die Zellen in der Brücke der Stromrichter 1 und 3 sind wie unten angegeben in der Reihenfolge numeriert, in der sie gezündet werden:

1 3 5 4 6 2

Die A-Phase ist zwischen die Zellen 1 und 4 geschaltet, die B-Phase ist zwischen die Zellen 3 und 6 geschaltet, und die C-Phase ist zwischen die Zellen 5 und 2 geschaltet. Jede Variable

PH hat eine Dauer von 60°, und jede Zelle wird mit einer 120°-Hochfrequenzimpulsfolge gezündet.

Der gegenwärtige Zählwert des Zeitzählers, der in dem Quellen-PLL-Schaltkreis 67 angeordnet ist, wird von dem Summierpunkt 68 subtrahiert, und die resultierende Grösse wird in den Rückwärtszähler 69 geladen. Wenn der Rückwärtszähler 69 null erreicht, wird ein Signal zu dem Zellenzündblock 75 gesandt, der das geeignete Thyristorpaar in dem phasengesteuerten Gleichrichter 1 in dem Masterkanal zündet und ein Signal sendet, um die Variable PH in dem Block 73 zu inkrementie-ren. Zum Gewährleisten eines richtigen Belastungsgleichgewichts zwischen dem Master- und dem Slavekanal ist ein separater Stromregler, der Elemente 53', 55', 59', 60', 61', 68', 69', 71', 73' und 75' aufweist, welche denselben Aufbau haben und auf dieselbe Weise arbeiten wie ihre zuvor beschriebenen Gegenstücke, mit der Ausnahme, dass das Stromrückführungssignal an dem Summierpunkt 53' aus dem phasengesteuerten Gleichrichter des Slavekanals stammt, dass ein 30°-0ffset im Zündwinkel an dem Summierpunkt 68' eingeführt wird und dass die Zellenzündsignale zum Zünden des nächsten Thyristorpaares aus dem Zellenzündblock 75' an den phasengesteuerten Gleichrichter 1' des Slavekanals angelegt werden, vorgesehen.

Der Motorstromflusswinkelgenerator 77 in der unteren Steuerschleife empfängt eine Drehmomentführungsgrösse T* und liefert einen gewünschten Winkel zwischen dem Motorstrom und dem Motorflusswinkel. Der Motorstrom/Motor-flusswinkel wird durch den Multiplizierer 49 in Abhängigkeit von dem Flussfehlersignal aus dem Verzögerungsblock 41 modifiziert. Der sich ergebende Motorstrom/Motorflusswinkel wird in einen äquivalenten Zündwinkel a in einem Motorstrom-flusswinkel/Alphazündwinkel-Übersetzer 79 umgewandelt. Der Zündwinkel a wird in einem Summierer 81 zu einem Offset addiert, der aus einer Suchtabelle 83 ermittelt wird, welche sechs Offsets enthält, einen für jeden Wert der Variablen PH, die das als nächstes zu zündende Zellenpaar angibt. Die Variable PH wird aus einem Zähler 84 erhalten, der jedesmal dann erhöht wird, wenn der Wechselrichter 2 gezündet wird. Das Ausgangssignal des Summierers 81 ist die unkorrigierte Zeit zum Zünden der Anordnung, die der Zeit in Grad zum Zünden des nächsten Paares von lastseitigen Zellen in dem zwangskommutierten Wechselrichter 3 in dem Hauptkanal entspricht.

In dem Summierer 87 wird ein Verzögerungswinkel in Grad von der unkorrigierten Zeit zum Zünden der Anordnung subtrahiert, um die Verzögerung im Stromansprechen in dem Thyristor zu kompensieren, wenn dieser aufgrund des gesteuerten Stromkommutierungskreises gezündet wird. Der Verzögerungswinkel wird bestimmt, indem die drei Leitungsströme ia, ib, ic aus dem Wechselrichter des Masterkanals unter Verwendung der Stromfühler 89 gemessen werden. Die Differenzströme iab, Ibc und ica werden danach in einem Ìl/ì a -Transformationsblock 91 bestimmt. Ein Nulldurchgangsdetektor 93 erzeugt ein Digitalsignal, wenn ein Nulldurchgang der Differenzströme auftritt, und eine 3-Bit-Segmentzahl, die den Differenzstrom angibt, der den Nulldurchgang hat. Diese beiden Sätze von Signalen aus dem Nulldurchgangsdetektor werden an einen Leitungsstroman-sprechdetektor 95 angelegt, der bestimmt, welche Thyristorzündung dem letzten Nulldurchgang zugeordnet ist, sowie die Zeit des Stromansprechens. Die Differenz zwischen dem tatsächlichen Stromnulldurchgang und dem beabsichtigten Nulldurchgang wird in einem Summierer 97 bestimmt. Der Verzögerungswinkel wird in einen Integrator 99 eingegeben, und das Ausgangssignal des Integrators wird in einer Begrenzerschaltung 101 mit einem oberen und einem unteren Grenzwert von null bzw. 120° geklemmt. Das Zeit-zum-Zünden-Signal aus dem Summierer 87 wird um den gegenwärtigen Zählwert eines PLL-Schaltkreises 103 in dem Summierer 105 reduziert, um die verfügbare Zeit zu bestimmen. Die verfügbare Zeit wird in einen Rückwärtszähler 107 geladen, der durch ein Taktsignal

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aus dem PLL-Schaltkreis 103 getaktet wird. Wenn der Rückwärtszähler 107 die Zeitsperre erreicht, zündet der Zellenzündblock 111 das nächste Paar Zellen in dem Wechselrichter 2 in dem Masterkanal. Der Integrator 37, der Nulldurchgangdetektor 109, die Zellenzündschaltung 111 und der Rückwärtszähler 107 arbeiten auf dieselbe Weise wie die entsprechende Zünd-schaltungsanordnung, die in der oberen Steuerschleife beschrieben worden ist. Zum Bestimmen der Zündzeiten für den Wechselrichter 1' in dem Slavekanal wird die verfügbare Zeit aus dem Summierer 105 in dem Summierer 110 in einem 30"-Signal summiert, um den Slavekanalwechselrichter 30° el. nach dem Masterkanalwechselrichter zu zünden. Wenn der Ausgangstransformator 11 gemäss der Darstellung in Fig. 1D geschaltet ist, ist die Variable PH in dem Slavekanal dem Masterkanal um einen Zählwert voraus. Wenn der Ausgang des Transformators 11 mit der in Dreieck geschalteten Sekundärwicklung mit dem Masterkanal und mit der in Stern geschalteten Sekundärwicklung mit dem Slavekanal verbunden ist, dann eilt die Variable PH in dem Slavekanal dem PH-Wert in dem Masterkanal nach. Die eingestellte verfügbare Zeit wird in einen Rückwärtszähler 107' geladen, der durch den PLL-Schaltkreis 103 getaktet wird. Wenn der Rückwärtszähler 107' die Zeitsperre erreicht, zündet der Zündblock 111' das nächste Paar Zellen in dem Wechselrichter 2' in dem Slavekanal. Eine ausführlichere Erläuterung der Arbeitsweise der quellenseitigen Zündsteuerung mit Verzögerungskompensation findet sich in einer gleichzeitig eingereichten Patentanmeldung der Anmelderin.

Die beiden Parallelstromrichter speisen in der dargestellten Ausführungsform zwar einen dreiphasigen Motor, wobei die in Stern und in Dreieck geschalteten Primärwicklungen des Transformators 11 eine relative Phasenverschiebung von 30° ergeben, es ist jedoch auch möglich, einen sechsphasigen Motor ohne die 30°-Phasenverschiebung, welche durch den Transformator hervorgerufen wird, zu speisen. Wenn ein sechsphasiger Motor benutzt wird, wird das Ausgangssignal jedes Wechselrichters an einem anderen Satz von Dreiphasen Wicklungen angelegt.

Wenn ein Fehlerzustand, wie beispielsweise ein Überstrom oder ein Wechselrichterkippen, in einem oder beiden Kanälen auftritt und in einem Block 113 erkannt wird, wird ein Signal an einen Schaltercontroller 115 und an einen Schaltercontroller 115' über einen Eingang eines zwei Eingänge aufweisenden ODER-Gatters 117 angelegt, was bewirkt, dass die Schalter 60 und 60' die Spannungsführungsgrösse/Winkelführungsgrösse-Übersetzer 61, 61' mit einer Wechselrichtengrenzwertführungs-grösse aus einem Wechselrichtengrenzwertblock 119 statt mit ihren Stromreglern 59, 59' verbinden. Die Wechselrichten-grenzwertführungsgrösse bewirkt, dass die Zündimpulse an die phasengesteuerten Gleichrichter 1,1' angelegt werden, um die phasengesteuerten Gleichrichter an ihre Inversionsgrenze zu bringen und dadurch einen Strom von null an die beiden Wechselrichter 2, 2' anzugeben.

Zum Gewährleisten der richtigen Kommutierung des Wechselrichters 2 während Zuständen geringer Belastung empfängt der Sechspulsbetriebsartblock 121 das Drehmomentführungs-grössensignal T* und das Motordrehzahlsignal cor, und bei leichter Belastung sind Zustände hoher Drehzahl vorhanden, was dadurch bestimmt wird, dass die Drehzahl einen vorbestimmten Wert übersteigt und das Drehmoment kleiner als ein vorbestimmter Wert ist, und der Schalter 60' wird durch den Schaltercontroller 115' umgeschaltet, um den Spannungsfüh-rungsgrösse/Winkelführungsgrösse-Übersetzer 61' mit dem Wechselrichtengrenzwert zu verbinden. Wenn gerade ein Kanal bei Zuständen hoher Drehzahl und geringer Belastung arbeitet, nimmt die Belastung in dem anderen Wechselrichter 2 zu und hält dessen Kommutierungszeit kleiner als 120°, was einen stabilen Betrieb gewährleistet. Vorstehend ist die Schaltung nach Fig. 1A-1D für einen Motorbetrieb mit variabler Drehzahl beschrieben worden. Es wird nun die Antriebsschaltung nach den

Fig. 1A und 1D für die Synchronisation beschrieben. Während der Synchronisation, welches die Zeit ist, bevor der Wechselstrommotor direkt an das Stromversorgungsnetz gelegt wird, wird der Phasenfehler zwischen den Spannungen des Stromversorgungsnetzes und des Motors direkt aus der Augenblicksdifferenz zwischen den Signalen 0S und 0l aus den PLL-Schalt-kreisen 67 bzw. 103 gewonnen. Die Signale 0S und 0l werden in dem Summierer 125 verglichen, und der resultierende Phasenfehler wird durch einen einfachen Verzögerungsblock 127 und über einen Schalter SW4 zu einem Summierer 129 geleitet. Eine Drehzahlführungsgrösse coSync aus dem PLL-Schaltkreis 67 wird über den Schalter SW1 statt der Solldrehzahl cor* an den Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblock 18 angelegt. Das Ausgangssignal f des Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungs-blocks wird mit dem Ausgangssignal des Verstärkungsblocks 127 in dem Summierer 129 summiert. Der Schalter SW2 schaltet den Schlupfrechner 20 ab. Der Drehzahlfehler wird in dem Summierer 19 bestimmt. Der Spannungsamplitudenfehler zwischen dem Stromversorgungsnetz und dem Motor wird gewonnen, indem der Absolutwert der Quellenspannung Vs in dem Block 131, richtig skaliert durch den Verstärkungsbock 133, mit dem Absolutwert in der integrierten Motorspannung Vp verglichen wird. Der richtig skalierte Absolutwert der Quellenspannung KVs wird an den Summierpunkt 35 über den Schalter SW3 angelegt, der den Motorstrom/Flusswinkel-Generator 33 abschaltet. Statt dessen könnte die Quellenspannung Vs integriert und ihr Absolutwert vor dem Vergleichen mit dem Mo-torfluss bestimmt werden. Der Fehlersummierpunkt 35 ist mit dem Flussregler 41 verbunden. Normalerweise wird der Flussreglersollwert aus einem programmierten Fluss über dem Drehmoment aus dem Block 33 bestimmt, wie es das Drehzahlreglerprofil aus dem Block 25 befiehlt.

Ein Wechselrichterschütz 135 verbindet die Sekundärwicklung des Transformators 11 mit dem Asynchronmotor 9, wenn das Wechselrichterschütz geschlossen ist. Ein Umgehungsschütz 137 verbindet das dreiphasige Stromversorgungsnetz mit dem Asynchronmotor 9, wenn das Umgehungsschütz 137 geschlossen ist. Vor dem Schliessen des Umgehungsschützes 137 wird die Quellenspannung durch einen Transformator (nicht dargestellt) gemessen, und die Spannung wird an den invertierenden Eingang eines Verstärkers 139 angelegt, und die Motorspannung, die durch einen nicht dargestellten Transformator gemessen wird, wird an einen nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 139 angelegt. Der Absolutwert des Differenzsignals aus dem Verstärker 139 wird in einer Absolutwertschaltung 141 bestimmt. Ein Komparator 143 vergleicht das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung mit einem Referenzwert und liefert eine logische «1», wenn die Quellen- und die Motorspannung gleich sind. Vor dem Schliessen des Wechselrichterschützes werden die Absolutwerte des Wechselrichtermasterkanalstroms 1ml und des Wechselrichterslavekanalstroms Isl mit dem Absolutwert des Motorstroms Im in einem Summierer 145 verglichen. Der Absolutwert des Wechselrichtermasterkanalstroms wird durch die Absolutwertschaltung 147 bestimmt, die mit den Dreiphasenströmen durch die Stromfühler 89 verbunden ist. Der Absolutwert des Wechselrichterslavekanalstroms wird durch die Absolutwertschaltung 149 bestimmt, die mit den Dreiphasenströmen durch Stromfühler 151 verbunden ist. Der Wert des Motorstroms wird durch die Absolutwertschaltung 153 bestimmt, die mit den Motordreiphasenströmen durch Stromfühler 155 verbunden ist. Das Differenzsignal aus dem Summierer 145 wird an eine Absolutwertschaltung 157 angelegt. Ein Komparator 159 vergleicht das Ausgangssignal der Absolutwertschaltung 157 mit einem festen Referenzwert und liefert eine logische «1», wenn der Motorstrom gleich der Summe der Wechselrichtermotor- und Slavekanalströme ist, und eine logische «0», wenn die Motorströme nicht gleich der Summe der Master- und Slavekanalströme sind.

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Während der Desynchronisation, wenn der Motor von dem Stromversorgungsnetz auf den Umformer umzuschalten ist, wird das Wechselrichterschütz 135 geschlossen, um die Wechselrichter 2, 2' mit dem Motor zu verbinden. Der Schalter SW5 wird geöffnet, um den Flussregler 41 zu sperren. Der Schalter SW4 wird so eingestellt, dass eine Drehmomentführungsgrösse auf der Basis des Motorstroms Im geliefert wird, der durch einen Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsblock 161 hindurchgegangen ist, statt auf einer Drehzahlführungsgrösse zu basieren. Der Komparator 159 prüft, um festzustellen, wann die Wechselrichterspannung ausreichend angestiegen ist, um den gesamten Motorstrom zu liefern, so dass das Umgehungsschütz 137 geöffnet werden kann.

Eine digitale Implementierung des Teils des Blockschaltbildes nach Fig. 1, der auf das Drehzahlfehlersignal aus dem Summierer 19 anspricht, um die phasengesteuerten Gleichrichter 1, 1' zu zünden, ist in Fig. 2 gezeigt. Fig. 2 zeigt einen Mikroprozessor 222 vom Typ INTEL 80286, der in der Sprache PLM 86 programmiert ist und eingebaute Unterbrechungsprogramme unter der Steuerung eines Unterbrechungscontrollers 223 vom Typ INTEL 8259A hat. Der Controller 223 erzeugt Unterbrechungen auf bekannte Weise, die bewirken, dass der Mikroprozessor 222 eine Aufgabe oder Berechnung ausführt und dass typisch die Zeit zum Ausführen einer zukünftigen Aufgabe in einem Rückwärtszähler gespeichert wird. Wenn der Rückwärtszähler null erreicht, erzeugt der Zähler eine weitere Unterbrechung, die das Ereignis einleitet, worauf der Zähler wieder für die Zeit zum Ausführen des nächsten Ereignisses geladen wird.

In Fig. 2A ist eine Software-PLL-Schaltkreis-Konfiguration gezeigt, in der vier Zähler benutzt werden, nämlich ein PLL-Schaltkreis-Zähler 224, ein Zeitzähler 225, ein Masterzündzähler 226 und ein Slavezündzähler 227. Im Betrieb wird eine Quelle veränderlicher Frequenz durch den PLL-Schaltkreis-Zähler

224 erzeugt, indem eine 4,9152-MHz-Ausgangsimpulsfolge aus einem Taktoszillator 229 durch einen Wert N dividiert wird, der durch ein Signal «PRESET N» aus dem Mikroprozessor 222 auf einem Datenbus 230 eingestellt wird. Das Ausgangssignal des Zählers 224 kann auf folgende Weise auf einer Frequenz gehalten werden, die das 512fache der Frequenz der einzelnen Flusswellen \|/' ca, y' ab. V' bc ist.

Der Zeitzähler 225 wird am Anfang auf 512 gesetzt und bei jedem Taktimpuls aus dem Zähler 224 um 1 vermindert. Wenn der Zähler 225 auf eines vermindert ist, wird er auf 512 rückgesetzt. Der Zähler 225 liefert so ein Mass des Phasenwinkels relativ zu den Flusswellenformen. Der Zählwert in dem Zeitzähler

225 wird an den Mikroprozessor 222 über den Datenbus 231 angelegt, wo er zur Phasenreferenz zum Zünden der phasengesteuerten Gleichrichterthyristoren (nicht dargestellt) über Zündmaskenpuffer 232, 233 benutzt wird. Die Synchronisierung wird erzielt, indem die Pseudoflusswellenformen *|/' ca, V' ab,

V|/' bc durch einen Nulldurchgangsdetektor 234 hindurchgeleitet werden, der einen Synchronisierimpuls jedesmal dann erzeugt, wenn eine Flusswelle durch null geht. Diese Impulse werden dem Unterbrechungscontroller 223 zugeführt, der den Mikroprozessor 222 unterbricht und ein Überkreuzungsservicepro-gramm einleitet. Der Nulldurchgangsdetektor 234 erzeugt ausserdem eine 3-Bit-Zahl, welche die relativen Vorzeichen der Motorflusswellenformen angibt, dem Mikroprozessor 222 zugeführt und durch diesen gelesen und benutzt wird, um zu identifizieren, welcher Nulldurchgang den Unterbrechungsimpuls verursacht hat. Das Nullüberkreuzungsserviceprogramm liest den Wert in dem Zeitzähler 225 und vergleicht ihn mit dem korrekten Wert für den besonderen Flusswellendurchgang, um einen Phasenfehler zwischen dem Zähler 225 und den Flusswellen zu erzeugen. Dieser Fehler wird benutzt, um einen neuen «PRESET N»-Wert zu berechnen, der dann in den PLL-Schaltkreis-Zähler 224 geladen wird.

Die Zeitsteuerung des Zündens jeder Thyristorzelle in dem phasengesteuerten Gleichrichter 1,1' erfolgt mittels der Zündzähler 226 und 227. Wenn der Masterzündzähler 226 herunter auf null getaktet wird, wird ein Mastertriggerunterbrechungssi-gnal erzeugt und an den Unterbrechungscontroller 223 sowie an den Zündmaskenpuffer 232 angelegt, in den die geeignete Maske aus dem Mikroprozessor 222 für das nächste Zellenpaar des phasengesteuerten Mastergleichrichters 1 geladen worden ist, das zu zünden ist. Ebenso wird, wenn der Slavezündzähler 227 herunter auf null getaktet wird, ein Slavetriggerunterbrechungs-signal erzeugt und an den Unterbrechungscontroller 223 sowie an den Zündmaskenpuffer 233 angelegt, in den die geeignete Maske aus dem Mikroprozessor 222 für das nächste Zellenpaar des phasengesteuerten Slavegleichrichters 1' geladen worden ist. Der Mikroprozessor empfängt den Gleichstromzwischenkreisstrom aus dem Masterkanal und dem Slavekanal aus einem A/D-Wandler 236, der mit einem Multiplexer 238 verbunden ist, an den die beiden Signale angelegt werden. Der Mikroprozessor empfängt ausserdem das Fehlersignal aus einem Drehzahlregler über einen A/D-Wandler 240. Nach einer Zellenzündung berechnet der Mikroprozessor 222 die Zeit zum Zünden der nächsten Zelle in diesem phasengesteuerten Gleichrichter. Diese Zeit wird mit dem Wert in dem Zeitzähler 225 verglichen, die der gegenwärtigen Zeit entspricht. Die Differenz in der verfügbaren Zeit wird dann in den Zündzähler 226 oder 227 über den Datenbus geladen, der dann auf null vermindert wird, was noch eine weitere Unterbrechung über den Unterbrechungscontroller 223 bewirkt, der ein Zellenzündprogramm einleitet.

Eine digitale Implementierung des Teils des Blockschaltbildes nach den Fig. 1A-1D, der auf das Drehzahlfehlersignal aus dem Summierer 19 zum Steuern des Zündens der Wechselrichter 2, 2' anspricht, ist in Fig. 2B gezeigt. Fig. 2B zeigt einen Mikroprozessor 302 vom Typ INTEL 80286, der in der Sprache PLM 86 programmiert ist und eingebaute Unterbrechungsprogramme unter der Steuerung eines Unterbrechungscontrollers 303 vom Typ INTEL 8259 hat. Der Controller 303 erzeugt Unterbrechungen auf bekannte Weise, was bewirkt, dass der Mikroprozessor 302 eine Aufgabe oder Berechnung ausführt und typisch die Zeit zum Ausführen eines zukünftigen Ereignisses in einem Rückwärtszähler abspeichert. Wenn der Rückwärtszähler null erreicht, erzeugt der Zähler eine weitere Unterbrechung, die das Ereignis einleitet, woraufhin die Zeit zum Ausführen des nächsten Ereignisses in den Zähler geladen wird.

Fig. 2B zeigt eine Software-PLL-Schaltkreis-Konfiguration, in der vier Zähler benutzt werden, nämlich ein PLL-Schaltkreis-Zähler 304, ein Zeitzähler 305, ein Zündzähler 306 und ein Impulsfolgegrenzwertzähler 307^ Im Betrieb wird eine Quelle veränderlicher Frequenz durch den PLL-Schaltkreis-Zähler 304 erzeugt durch Dividieren einer 4,9152-MHz-Ausgangsimpulsfolge aus einem Taktoszillator 308 durch einen Wert N, der durch ein Signal «PRESET N» aus dem Mikroprozessor 302 auf einem Datenbus 309 gesetzt wird. Das Ausgangssignal des Zählers 304 kann auf einer Frequenz gehalten werden, die das 512fache der Frequenz der einzelnen Flusswellen >)/' ca, \j/' ab, y' bc ist, und zwar auf folgende Weise.

Der Zeitzähler 305 wird am Anfang bei einer besonderen Flusswellenüberkreuzung auf 512 gesetzt und bei jedem Taktimpuls aus dem Zähler 304 um 1 vermindert. Wenn der Zähler 305 auf eins vermindert ist, wird er auf 512 rückgesetzt. Der Zähler 305 liefert daher ein Mass des Phasenwinkels relativ zu den Flusswellenformen. Der Zählwert in dem Zeitzähler 305 wird dem Mikroprozessor 302 über den Datenbus 310 zugeführt, wo er zur Phasenreferenz zum Zünden der Wechselrichterzelle, nicht dargestellt, über ein digitales E/A-Tor 311 benutzt wird. Die Synchronisierung wird erzielt durch Hindurchleiten der Pseudoflusswellenformen \j/' ca, *|/' ab, V' bc durch einen Nulldurchgangsdetektor 312, der einen Synchronisierimpuls jedesmal dann erzeugt, wenn eine Flusswelle durch null geht. Diese Impulse werden an den Unterbrechungscontroller 303

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angelegt, der den Mikroprozessor 302 unterbricht und ein Über-kreuzungsserviceprogramm einleitet. Der Nulldurchgangsdetektor 312 erzeugt ausserdem eine 3-Bit-Zahl, welche die relativen Vorzeichen der Motorflusswellenformen angibt, dem Mikroprozessor 302 zugeführt und durch diesen gelesen und benutzt wird, um zu identifizieren, welcher Nulldurchgang den Unterbrechungsimpuls verursacht hat. Das Nullüberkreuzungs-serviceprogramm liest den Wert in dem Zeitzähler 305 und vergleicht ihn mit dem korrekten Wert für den besonderen Fluss-wellendurchgang, um einen Phasenfehler zwischen dem Zähler

305 und den Flusswellen zu erzeugen. Dieser Fehler wird benutzt, um einen neuen «PRESET N»-Wert zu berechnen, der dann in den PLL-Schaltkreis-Zähler 304 geladen wird.

Es kann eine beträchtliche Verzögerung zwischen dem Anlegen eines Zündsignals an einen Thyristor und der Zeit, zu der er zu leiten beginnt, in einem einen Asynchronmotor speisenden Umrichter geben, insbesondere bei hoher Motordrehzahl und niedriger Motorbelastung. Diese Verzögerung wird durch die Tatsache hervorgerufen, dass die Kommutierungskondensatoren aufgeladen sind, so dass am Anfang der besondere Thyristor, der gezündet wird, in Sperrichtung vorgespannt ist und der Strom in diesem Thyristor erst aufgenommen wird, wenn sich der Kommutierungskondensator über die Last entladen hat. Zum Bewahren der gewünschten Beziehung zwischen dem Motorfluss und dem Strom muss diese Verzögerung kompensiert werden. Die Zeit, zu der der Strom tatsächlich einsetzt, wird durch den Nulldurchgangsdetektor 313 gemessen, der die Nulldurchgänge der Motorleitungsdifferenzströme überwacht, um ein Unterbrechungssignal an dem Unterbrechungscontroller 303 jedesmal dann zu erzeugen, wenn ein Nulldurchgang erkannt wird. Der Unterbrechungscontroller unterbricht den Mikroprozessor 302 und leitet ein Verzögerungsbestimmungspro-gramm ein. Der Nulldurchgangsdetektor 313 erzeugt ausserdem eine 3-Bit-Zahl, welche die relativen Vorzeichen der Motordifferenzströme angibt, dem Mikroprozessor 302 zugeführt und durch diesen gelesen und benutzt wird, um zu identifizieren, welcher Thyristor einem Nulldurchgang zugeordnet ist. Das Verzögerungsbestimmungsprogramm vergleicht die gegenwärtige Durchgangszeit und die unkorrigierte Zeit zum Zünden (auf der Basis der Winkelführungsgrösse und des Offsets) und gibt diesen Wert über eine Verstärkung in einen Softwareintegrator ein, um den Verzögerungswinkel zu erzielen. Der Verzögerungswinkel wird zwischen null und 120° geklemmt. Da ausserdem die Kommutierungsverzögerung eine konstante Zeiterscheinung ist, nimmt die Notwendigkeit des Kompensierens der Verzögerung mit der Drehzahl ab. Da die Abtastgeschwindigkeits des Kompensators mit der sechsfachen Lastfrequenz auftritt, macht das vor allem, dass die Verstärkung der Reglerschleife der Frequenz folgt, wodurch von Haus aus der Kompensator stabilisiert wird.

Die Zeit zum Zünden wird dann als die unkorrigierte Zeit zum Zünden minus dem Verzögerungswinkel bestimmt. Die verfügbare Zeit wird bestimmt durch Subtrahieren der Zeitzählerablesung von der Zeit zum Zünden, so dass, wenn die verfügbare Zeit, die in Grad gemessen wird, in den Rückwärtszähler geladen wird und der Rückwärtszähler herunter auf den Zählwert null taktet, eine Unterbrechung erzeugt wird, die die nächste Zellenzündung verlangt.

Die Zeitsteuerung des Zündens jeder Thyristorzelle in dem Wechselrichter 2 erfolgt mittels des Zündzählers 306. Nach einer Zellenzündung berechnet der Mikroprozessor 302 die Zeit zum Zünden der nächsten Zelle. Diese Zeit ist die unkorrigierte Zeit zum Zünden minus dem integrierten Verzögerungswinkel. Diese Zeit wird mit dem Wert in dem Zeitzähler 305 verglichen, die der gegenwärtigen Zeit entspricht. Die Differenz ist die verfügbare Zeit, die dann über den Datenbus in den Zündzähler

306 geladen wird, der dann auf null vermindert, was noch eine weitere Unterbrechung über den Unterbrechungscontroller 303 verursacht, der ein Zellenzündprogramm einleitet.

Fig. 3A zeigt die integrierte verkettete Spannung Vab summiert mit dem Deltastrom iab skaliert um einen Faktor K, der zu der Kommutierungsinduktivität proportional ist. Die Wellenform in Fig. 3A ist insgesamt sinusförmig und hat gut definierte Nulldurchgänge trotz des Auftretens von Kommutierungskerben in den Phasenspannungen. Die Fig. 3B und 3C zeigen die integrierten verketteten Spannungen Vbc und Vca, jede summiert mit den geeignet skalierten Deltaströmen.

Der PLL-Schaltkreis enthält zwei Zähler (den PLL-Schaltkreis-Zähler und den Zeitzähler) und drei Komparatoren,welche drei logische Bits für den Computer liefern, wobei deren Zustand von der Polarität der integrierten Quellen- oder verketteten Lastspannung abhängig ist. Die Ausgangssignale der drei Komparatoren sind in den Fig. 3D, 3E bzw. 3F gezeigt. Diese drei Bits identifizieren die augenblickliche Winkelbeziehung der drei Phasenspannungen innerhalb 60°. Die Komparatoraus-gangssignale werden ausserdem benutzt, um in Hardware einen Unterbrechungsimpuls bei jedem Nulldurchgang der integrierten Spannungen zu gewinnen, das heisst, es wird eine Unterbrechung alle 60° erzeugt, wie es in den Fig. 3G, 3H, 31 und 3J dargestellt ist.

Im Betrieb ist der PLL-Schaltkreis-Zähler ein Rückwärtszähler, der mit 5 MHz getaktet und mit einem Wert zum Dividieren durch N geladen wird, so dass der Zähler herunter auf null zählt und einen Ausgangsimpuls 512mal pro Quellen- oder Lastspannungsgrundfrequenzperiode erzeugt. Der PLL-Schalt-kreis-Zähler liefert daher einen 360°/512- oder 0,703''-Taktimpuls, der benutzt wird, um den Zündzähler, den Zeitzähler und im Falle der Lastseite den Impulsfolgegrenzwertzähler zu takten, die alle drei Rückwärtszähler sind. Der Zeitzähler auf der Lastseite wird am Anfang mit einem Zählwert von 512 zu einer Zeit geladen, die dem Übergang von Minus auf Plus der integrierten Spannung VbC entspricht, welche ausserdem dem Übergang von Plus nach Minus der Phasenspannung Vab' entspricht. Wenn der Zeitzähler herunter auf 1 zählt, lädt er sich selbst wieder auf 512 und fährt fort, sich bei jedem Taktimpuls um einen Zählwert zu vermindern. Die Arbeitsweise des quellenseitigen Zeitzählers ist gleich, mit der Ausnahme, dass aus ziemlich willkürlichen Gründen die Anfangsladung von 512 in den Zeitzähler bei dem Übergang von Minus nach Plus der Phasenspannung Van oder um 180° verschoben gegenüber dem lastseitigen Zeitzähler erfolgt. Diese Verschiebung zwischen den Zeitzählern muss bei der Phasensynchronisierung der Lastspannung mit der Quellenspannung berücksichtigt werden.

Das Ziel des PLL-Schaltkreises ist es, die Dividiere-durch-N-Ladung in den PLL-Schaltkreis-Zähler so zu regeln, dass der Taktimpuls aus dem PLL-Schaltkreis-Zähler auf dem 512fa-chen der Grundfrequenz sein wird. Die Einzelheiten verändern sich zwar über dem lastseitigen Frequenzbereich von 0-120 Hz und etwas zwischen der Quellen- und der Lastseite, das Konzept bleibt jedoch dasselbe. Wenn ein Nulldurchgang der Flusswellen (der integrierten verketteten Spannung) erfolgt, tritt ein Programm für Unterbrechungen hoher Priorität auf, welches den Zeitzähler und die drei Komparatorbits liest, um festzustellen, welcher Nulldurchgang erfolgt ist. Der korrekte Wert des Zeitzählers für einen besonderen Nulldurchgang ist bekannt, und die Differenz zwischen dem korrekten und dem tatsächlichen Wert stellt ein Fehlersignal dar, welches in einen PI-Regler eingegeben wird. Das Ausgangssignal des Reglers ist die auf den neuesten Stand gebrachte Dividiere-durch-N-Ladung für den PLL-Schaltkreis-Zähler.

Der Zeitzähler liefert daher eine Winkelposition © bis zu einer Auflösung von 0,703°, und die Grundfrequenz der Spannungswellen ist proportional zu einer Konstanten mal dem Kehrwert des berechneten Dividiere-durch-N-Ladung-Wertes. Dieser gewonnene Wert der Frequenz wird als Drehzahlrück5

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führungssignal für unsere Synchronmotorantriebe benutzt und schlupfkorrigiert und dann als Drehzahlrückführung für die Asynchronmotorantriebe benutzt. Wenn jedoch befohlen wird, mit dem Stromversorgungsnetz zu synchronisieren, wird der Drehzahlregler in einen Frequenzregler geändert, und somit erfolgt die Schlupfkorrektur der Lastfrequenz bei dem Asynchronmotorantrieb nicht mehr.

Ein Ziel der Synchronisiersteuerung ist es, die Quellen- und Lastfrequenzen auszugleichen, die aus den Dividiere-durch-N-Ladungen für die Quellen- und Last-PLL-Schaltkreiszähler gewonnen werden, und weiter die Winkelposition © der Quellen-und der Lastseite zu synchronisieren, um die Augenblickswerte der Quellen- und der Last-Zeitzähler nach Korrektur irgendeiner willkürlichen Verschiebung gleichzumachen.

Fig. 4 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild für die Syn-chronisiersteuerung nach der Erfindung. Gemäss auch der Darstellung in den Fig. 1A-1D verbindet ein Transformator 7 einen Masterkanal, der einen Quellenstromrichter 1, eine Drossel 5 und einen Laststromrichter 2 enthält, und einen Slavekanal, der die Elemente 1', 5' und 2' enthält, mit einem Dreiphasenstrom-versorgungsnetz. Der Transformator 11 verbindet die beiden Kanäle mit einem Asynchronmotor 9 über ein Wechselrichterschütz 135. Das Stromversorgungsnetz ist mit dem Motor über ein Umgehungsschütz 137 direkt verbunden. Der Integrator 63 ist mit der Quellenspannung in dem Masterkanal verbunden, um integrierte Leitungsspannungssignale zu erzeugen, und Komparatoren 401 bestimmen die Quellensegmentzahlen. Ein Signal gleich dem 6fachen der Grundfrequenz der 60-Hz-Quelle wird aus den Ausgangssignalen des Komparators 401 in den Nulldurchgangsdetektoren des Blocks 403 bestimmt. Der Integrator 37 ist mit der Wechselrichterspannung in dem Masterkanal verbunden, um Motorflusssignale zu erzeugen, und Komparatoren 405 erzeugen Segmentzahlen. Ein Signal, das gleich dem Sechsfachen der Grundfrequenz ist, die dem Motor zugeführt wird, wird in Nulldurchgangsdetektoren in dem Block 407 aus den Segmentzahlen aus dem Komparator 405 bestimmt. Der Absolutwert der integrierten Spannung und der Flusswellen wird in den Blöcken 409 bzw. 411 bestimmt. Nach einer Ana-log/Digital-Umwandlung der beiden Signale in den Blöcken 413 bzw. 415 werden die beiden Signale in dem Summierpunkt 417 verglichen und an ein Niederprioritätsprogramm 416 in dem Mikroprozessor 222 in der Quellensteuerung angelegt. Das Signal, welches das 6fache der Grundfrequenz der Quelle darstellt, wird an den Quellenunterbrechungschip 223 angelegt. Sämtliche Signale in Fig. 4, die die gestrichelte Linie 421 überqueren, werden auf einem Übertragungsbus zwischen den Last-und Quellenmikrocomputern 302 bzw. 222 übertragen.

Der Quellenunterbrechungschip 223 gibt Unterbrechungssignale an ein Niederprioritätsprogramm 419 und an ein Hochprioritätsprogramm 423 ab. Die Segmentzahlen aus der Laststeuerung werden dem Hochprioritätsquellenprogramm 423 zugeführt.

Das Ausgangssignal des Niederprioritätsunterbrechungspro-gramms 419 ist eine Flusskorrektur für das Zündwinkelsignal, welches zu dem Laststeuerungszündwinkelprogramm 425 in dem Lastmikrocomputer übertragen wird, und eine Drehzahlsollwerteinstellung für das Lastdrehzahlreglerprogramm 427 ebenfalls in dem Lastmikrocomputer.

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung nach den Fig. 1A-1D, 2A und 4 wird nun erläutert. Zum Gewinnen des Phasenfehlers zwischen der Quellen- und der Lastspannung werden das lastseitige «Fluss»-Wellennulldurchgangssignal und die drei lastseitigen Komparatorbits, die angeben, welche 60°-Unterbre-chung aufgetreten ist, von dem Summierer 417 bzw. dem Block 407 zu der quellenseitigen Steuerung gesandt. Das Nulldurchgangssignal erzeugt ein Hochprioritätsunterbrechungspro-gramm 423 in der Quellensteuerung, welches auf die drei lastseitigen Komparatorbits und nach denjenigen Nulldurchgängen schaut, die entweder einen Plus- oder einen Minusnulldurchgang der integrierten Lastspannung darstellen, und der quellen-seitige Zeitzähler wird abgelesen. Wenn die Quellen- und Lastspannungen in Synchronismus waren, dann ist die korrekte quellenseitige Zeitzählerablesung für jede besondere lastseitige Nulldurchgangsunterbrechung a priori bekannt. Daher stellt die Differenz zwischen der tatsächlichen Quellenzeitzählerablesung und der bekannten korrekten Ablesung zur Zeit einer besonderen lastseitigen Nulldurchgangsunterbrechung den Phasenfehler zwischen der Quellen- und der Lastspannung dar.

Es sei angenommen, dass der Motor durch den Umformer gespeist wird und dass der Befehl gegeben wird, ihn auf die Speisung aus dem Stromversorgungsnetz umzuschalten. Der Drehzahlsollwert wird in einen Frequenzsollwert geändert, der gleich der Frequenz des Stromversorgungsnetzes ist, und durch eine Änderungsgeschwindigkeitsbegrenzungsschaltung und dann zu dem Drehzahlregler geleitet. Der Frequenzsollwert kann aus dem Stromversorgungsnetz oder aus dem Quellen-PLL-Schaltkreis erzeugt werden. Wenn die Drehzahlrückführung innerhalb einer voreingestellten Toleranz des Drehzahlsollwertes ist, dann werden die Phasenregler und der Spannungs-gleichmachungsregler gleichzeitig aktiviert.

Der Phasenregler besteht aus dem Hindurchleiten des Quelle/Last-Phasenfehlers, der oben bestimmt worden ist, durch einen Verstärkungsblock und Summieren des resultierenden Signals mit dem Drehzahl (Frequenz)-Sollwert, so dass die Lastausgangsfrequenz sich bewegt, um den Phasenfehler zu null zu machen, das heisst, wenn die Lastphase der Quellenphase nacheilt, wird der Phasenfehler den Frequenzsollwert vergrössern, um das Motordrehmoment zu vergrössern und so den Phasenfehler zu null zu machen.

Obgleich der Phasenfehler durch einen einfachen Verstärkungsblock hindurchgeht, ist der Regler ein Typ-l-System insofern, als es eine Integration in der Schleife aufgrund der Drehzahl/Position-Transformation des Pharemückführungssignals gibt. Die Schleife wird daher den Phasenfehler auf null regeln. Wenn die Eigenintegration nicht erkannt wird und ein Phasenregler mit einem PI-Regler mit einer 0,1-rad/s-Überkreuzungs-einspeisung in den Drehzahlregler mit einem 1 rad/s beispielshalber benutzt wird, würde sich ein sehr träger Systembetrieb mit unakzeptabler Leistung ergeben.

Bei dem einfachen Verstärkungsphasenregler ist das Ansprechen des Phasenreglers mit dem des Drehzahlreglers vergleichbar. Aus zu erläuternden Gründen wurde es für notwendig befunden, die Verstärkungen des Drehzahlreglers um etwa 4:1 zu erhöhen, das heisst beim Gehen in den Synchronisierbetrieb auf eine 4-rad/s-Schleifenüberkreuzung zu gehen. Ohne diese Drehzahlreglerverstärkungserhöhung tendierte der Phasenregler dazu, 30° von seinem gewünschten Wert zu modulieren, als ob eine Schleifenstörung vorhanden war, die versucht, den Regler von seinem Nullpunkt wegzutreiben. Diese Störung kann mit Hilfe der Fig. 5A-5G beschrieben werden.

Es wird zunächst ein Sechspuls-Umrichter-Asynchronmotor-antriebssystem betrachtet, das in Fig. 5A gezeigt ist. Typische Gleichstromzwischenkreisspannungswellenformen auf beiden Seiten der Gleichstromzwischenkreisdrossel sind in den Fig. 5B und 5C gezeigt. Die Differenz zwischen diesen Wellenformen ist die an der Gleichstromzwischenkreisdrossel eingeprägte Spannung, und das führt zu einer Stromwelligkeit in dem Gleichstromzwischenkreis, die eine kleine Drehmomentstörung in dem Motor verursacht. Wenn sowohl der Quellen- als auch der Laststromrichter mit 60 Hz arbeiten, was sie tun werden, wenn sie zu synchronisieren versuchen, wird diese Gleichstromzwischen-kreisstromwelligkeitsfrequenz 720 Hz betragen, wie es in Fig. 5D gezeigt ist, mit der Ausnahme, dass gerade bei der Synchronisierung die Augenblickswelligkeitsspannung ihr Maximum hat und ihre Frequenz auf 360 Hz sinkt, wobei beide Faktoren die maximale Stromwelligkeit in dem Gleichstromzwischenkreis be5

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wirken. Das wiederum maximiert die Drehmomentstörung und kann bei einem Belastungssystem mit niedriger Trägheit eine kleine Drehzahlstörung erzeugen, die versucht, den Phasenregler von dem Punkt, auf dem er zu arbeiten versucht, wegzutreiben. Die zusätzliche Verstärkung in dem Drehzahlregler hat geholfen, diese Drehmomentstörung zu überwinden, und hat die Phasenmodulation um den gewünschten Arbeitspunkt beseitigt. Es muss festgestellt werden, dass das Vergrössern des Ansprechens des Spannungsausgleichsreglers, der zu erläutern ist, ebenfalls geholfen hat, diese Störung zu überwinden, aber in unserem endgültigen System geben wir aus anderen Gründen zusätzliche Verstärkung dem Drehzahlregler.

Die bevorzugte Ausführungsform des Umrichter-Asyn-chronmotoranstriebssystems ist ein Zwölfpuls-System, bei dem die Stromumformerbrücken Nennspannungen von 700-900 V haben. Da die meisten Motoren, die zu speisen sind, mit 4160 V arbeiten, werden 4160:800-Volt-Transformatoren sowohl auf der Eingangs- als auch auf der Ausgangsseite der Stromrichter benutzt. Typisch sind diese Transformatoren auf der Eingangsseite in Dreieck geschaltet und haben in Dreieck und in Stern geschaltete Sekundärwicklungen, um die beiden Sätze von um 30° verschobenen Dreihpasenspannungen zu liefern. Die Steuerung der beiden Kanäle ist ebenfalls um 30° verschoben. Das ergibt einen zwölfpulsigen Betrieb, das heisst die fünfte und die siebente Oberwelle werden aus den Eingangs- und Ausgangs-stromwellenformen entfernt. Hinsichtlich des Phasensynchroni-sierproblems bei einer Transformator/Brücke-Konfiguration, die den Kanal mit der in Dreieck geschalteten Sekundärwicklung des Transformators 7 und ausserdem die in Dreieck geschaltete Primärwicklung des Transformators 11 aufweist, ist das Problem doppelt so gross wie bei dem sechspulsigen System, weil beide sechspulsigen Kanäle das Problem vergrössern. Es wurde jedoch festgestellt, dass durch einfaches Austauschen der Ausgangstransformatorwicklungen, das heisst durch Verbinden der in Dreieck geschalteten Primärwicklungen des Transformators 11 mit dem Kanal mit der in Stern geschalteten Sekundärwicklung des Transformators 7 und der in Stern geschalteten Primärwicklungen des Transformators 11 mit dem Kanal mit der in Dreieck geschalteten Sekundärwicklung des Transformators 7, wie es in den Fig. 1A-1D und 4 gezeigt ist, und durch Berücksichtigung dieser Phasenverschiebung bei der Steuerung die Phasensynchronisierung insofern vereinfacht wird, als der Nullphasenfehler zwischen der Quellen- und Lastspannung auf der Oberspannungsseite des Transformators bei minimalem Welligkeitsstrom in den Gleichstromzwischenkreisdrosseln statt bei maximalem Welligkeitsstrom auftritt. Es ergeben sich keine Einbussen aus dem Umschalten der Verbindung des Transformators. Die hier beschriebene Erfindung kann ausgeführt werden, ohne dass die Verbindung des Transformators umgeschaltet wird, und in Antrieben, bei denen kein Transformator zum Verbinden der Umrichter mit dem Motor benutzt wird.

Wie erwähnt werden, wenn der Befehl gegeben worden ist, den Motor mit dem Netz zu synchronisieren, und die Motor-und die Versorgungsfrequenz gleich sind, gleichzeitig die Phasen- und Spannungsgleichmachungsregler aktiviert. Der Span-nungsgleichmachungsregler ist gerade erläutert worden. Das Gleichmachen der Spannung erfolgt bei dem Asynchronmotorantrieb durch Umschalten des Flussreglersollwerts von dem Block 33, der das Profil des Flusses über der Drehmomentführungsgrösse angibt, auf die integrierte oder richtig skalierte Ver-sorgungsspannungsamplitude KVs aus dem Block 133. Zum Verhindern eines StromeinschwingVorganges wird der Flussreglersollwert von dem einen in den anderen Zustand linear verändert. Der Flussregler 41 ist ein PI-Regler mit ungefähr 1 rad/s Überkkreuzung. Dieser Regler ist in den Fig. 1A-1D gezeigt. Es sei beachtet, dass der Flussregler sowohl auf den Quellenstromregler als auch auf den Lastzündwinkelregler arbeitet. Bei leichter Last erfolgt die Flussregelung hauptsächlich über den Strom, bei schwerer Last erfolgt die Flussregelung hauptsächlich über die Lastwinkelsteuerung.

Nachdem der Befehl gegeben worden ist, den Motor auf das Netz umzuschalten, und sowohl die Phase als auch die Spannung innerhalb vorgeschriebener Toleranzen gleichgemacht worden sind, dann wird eine Doppelprüfung durch Spannungstransformatoren 429 in Fig. 4 auf jeder Seite des Umgehungsschützes vorgenommen, um festzustellen, dass eine Spannung von null an dem Schütz vorhanden ist, und dann wird das Umgehungsschütz geschlossen und anschliessend wird das Schütz zwischen dem Wechselrichter und dem Motor geöffnet. Nachdem der Motor 60 Hz erreicht hat, ist typisch etwa 1 s zur Phasensynchronisierung und zum Spannungsausgleich vor dem Schliessen der Umgehung erforderlich.

Das beschreibt die Umschaltung des Motors von dem Umformer auf das Stromversorgungsnetz. Die andere Hälfte des Problems besteht darin, bei dem Befehl zum Desynchronisieren den Motor wieder auf den Umformer umzuschalten. Das erfolgt durch Schliessen des Schützes von dem Motor zu dem Umformer, während das Umgehungsschütz noch geschlossen ist, aber vor dem Zünden der Thyristoren in dem Stromrichter. Die Steuerung ist in der Leerlaufbetriebsart, und, da Motorspannung vorhanden ist, wird der lastseitige PLL-Schaltkreis auf die Motor/Versorgungs-Spannung synchronisiert. Nachdem der quellen- und der lastseitige PLL-Schaltkreis auf ihre Spannungen innerhalb einer vorgeschriebenen Toleranz synchronisiert worden sind, wird ein lastseitiger Durchmesserzweig hergestellt. Ein lastseitiger Durchmesserzweig wird hergestellt, indem beide lastseitigen sechspulsigen Kanäle kurzgeschlossen werden, indem beiden Thyristoren, die mit derselben Motorphase verbunden sind, zu zünden befohlen wird und gleichzeitig ein Strom, aus den quellenseitigen Stromrichtern befohlen wird, um den Stromfluss zu begrenzen. Der Zweck des Durchmesserzweiges ist es, einen Strom in dem Gleichstromzwischenkreis aufzubauen, so dass beim Zünden aus dem lastseitigen Durchmesserzweig heraus mit der richtigen Thyristorzündung die Kommutierungskondensatoren ausreichend aufgeladen werden, um den Laststrom bei dem folgenden Zünden zu kommutieren. Wenn die Lastseite aus ihrem Durchmesserzweig heraus zündet, erhöht die Quellenseite ihren Strom linear auf den Wert, der gegenwärtig in dem Motor vorhanden ist, welcher durch das Stromversorgungsnetz gespeist wird. Während dieser Zeit ist der Drehzahlregler in dem Stromrichter gesperrt, wobei der Stromrichter vor allem als Drehmomentcontroller arbeitet. Zusätzlich zum Liefern des richtigen Stromwerts und zum Syn- _ chronisieren der Lastseite mit der Motorspannung sollte die Lastseite bei dem korrekten Winkel zünden. Das wird bestimmt, indem dasselbe Profil des Zündwinkels über dem Drehmoment benutzt wird, wenn als ein Motorantrieb gearbeitet wird, d.h. der Zündwinkel wird dem befohlenen Drehmoment folgen. Wenn die Summe der Ströme in den beiden Sechspuls-Stromrichter-Kanälen gleich dem Motorstrom ist, ist der Strom, der durch das Stromversorgungsnetz geliefert wird, null, und deshalb wird das Umgehungsschütz geöffnet und gleichzeitig werden der Stromrichterdrehzahlregler und der Flussregler aktiviert, wobei darauf geachtet wird, das Drehzahlreglerausgangssignal auf den Strom zu initialisieren, der gegenwärtig zugeführt wird, und ebenso den Flussreglersollwert von dem vorhandenen Flusswert linear auf den normalen Wert zu erniedrigen, der durch das Profil des Drehmoments über dem Fluss in dem Block 33 nach den Fig. 1A-1D befohlen wird.

Die bevorzugte Ausführungsform ist bei der hier beschriebenen Erfindung ein Zwölfpuls-Asynchronmotorantrieb. Die hier beschriebene Erfindung ist bei Sechspuls-Wechselstrommotorantrieben anwendbar, die einen Quellenstromrichter und einen Laststromrichter haben, in denen jeweils ein PLL-Schaltkreis zum Steuern der Stromrichterzündungen benutzt wird.

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Dieselben Prozeduren sind bei Synchronmotorantrieben verwendbar, beispielsweise bei dem in der US-PS 4 449 087 beschriebenen, um die Synchronisierung zu erreichen, mit der Ausnahme, dass der Flussregler auf einen Feldcontroller arbeiten würde, um die Spannungsausgleichsfunktion zu erfüllen, und es nicht erforderlich wäre, den Durchmesserzweig in dem lastleitigen Stromrichter bei dem Desynchronisierungsprozess herzustellen. Da der Umrichter bei dem Synchronmotorantrieb lastkommutiert ist, hat er in diesem Fall keine Kommutierungskondensatoren.

Vorstehend ist eine Steuerung zum stossfreien Umschalten eines Motors von einem Umformer auf ein Stromversorgungsnetz oder von einem Stromversorgungsnetz auf einen Umformer bei einem Motorantrieb beschrieben, der einen Quellenstromrichter und einen Laststromrichter hat, die jeweils einen s PLL-Schaltkreis zum Steuern der Stromrichterzündungen benutzen, ohne dass zusätzliche Hardware erforderlich ist.

Bezüglich weiterer Einzelheiten des erfindungsgemässen Verfahrens wird ausdrücklich auf die US-PS 4 449 087 verwiesen, deren Anhang eine Computerprogrammauflistung der Soft-lo waremoduln enthält, denen weitere Einzelheiten entnommen-werden können.

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5 Blätter Zeichnungen

Claims (3)

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1. Verfahren zum stossfreien Umschalten eines Wechselstrommotors zwischen der Speisung aus einem Stromversorgungsnetz oder aus einem Umformer, welcher Umformer einen Quellenstromrichter und einen Laststromrichter enthält, von denen jeder steuerbare Schalter aufweist und auf eine zugeordnete phasenstarre Schleife anspricht, die auf die Motorge-schwindigkeits- und Motordrehmoment-Steuerschleifen einwirkt, um die Leitfähigkeitszustände der Stromrichterschalter und dadurch den Betriebszustand des Motors zu steuern, gekennzeichnet durch a) das Verbinden des Umformers mit dem Stromversorgungsnetz und mit dem Motor, ohne die Schalter des Umformers in den stromleitenden Zustand zu schalten,

b) Warten, bis jede der phasenstarren Schleifen einen stationären Betriebszustand erreicht hat,

c) Abschalten der Geschwindigkeitssteuerschleife,

d) Bestimmen des Motorstroms und Bilden eines entsprechenden Stromrückkoppelsignals,

e) Zuleiten des Stromrückkoppelsignals an die Drehmomentsteuerschleife, um eine Drehmomentführungsgrösse zu bilden,

f) Steuern des Quellenstromrichters mittels der Drehmomentführungsgrösse, um einen dem Motorstrom gleichen Stromwert zu erreichen,

g) Steuern des Laststromrichters mittels der Drehmomentführungsgrösse, um den Winkel, bei dem dessen steuerbare Schalter in den stromleitenden Zustand geschaltet werden, zu steuern,

h) Vergleichen des vom Umformer an den Motor gelieferten Stroms mit dem Motorstrom,

i) Trennen des Motors vom Versorgungsnetz, wenn der vom Umformer gelieferte Strom und der Motorstrom praktisch gleich sind, und j) Aktivieren der Geschwindigkeitssteuerschleife des Umformers zum gleichen Zeitpunkt, zu dem das Versorgungsnetz abgetrennt wird, wobei das Ausgangssignal der Geschwindigkeits-steuerung auf den Wert des zu diesem Zeitpunkt zugeleiteten Stroms eingestellt wird.

2. Verfahren nach Ansprach 1, dadurch gekennzeichnet, dass die phasenstarre Schleife weiter auf eine Flussregelschleife einwirkt und diese Flussregelschleife zum gleichen Zeitpunkt wie die Geschwindigkeitssteuerschleife abgeschaltet und eingeschaltet wird, wodurch ein Sollwert für die Flussregelschleife bestimmt wird, der auf einen von der Drehmomentführungsgrösse geforderten Wert geändert werden kann.

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PATENTANSPRÜCHE

3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Umformer zwei Strompfade enthält, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Strompfad einen Quellen- und einen Lastwandler aufweist und der dem Motor von dem Umformer zugeleitete Strom aus der Summe der Ströme in den beiden Stromleitpfaden besteht.