DD158302A5

DD158302A5 - Verstaerkerschaltung mit steuerbarem verstaerkungsgrad

Info

Publication number: DD158302A5
Application number: DD81229455A
Authority: DD
Inventors: Jack R Harford
Original assignee: Rca Corp
Priority date: 1980-04-23
Filing date: 1981-04-23
Publication date: 1983-01-05
Also published as: US4344043A; AR224937A1; PL230791A1; DK179481A; FR2481539B1; FI811189L; KR830005761A; PT72856A; DE3116230C2; PL134784B1; SE452383B; BE888510A; FI76455C; AU542790B2; KR850000734B1; ES501551A0; FI76455B; GB2074409B; AU6963581A; JPS56168414A

Abstract

Der Verstaerker steuerbaren Verstaerkungsgrades hat einen grossen Verstaerkungsgrad- oder Regelbereich, der durch Steuerung der Kollektorimpedanz eines in Emitterschaltung arbeitenden Verstaerkertransistors 10 durchlaufen wird. Die Kollektorarbeitsimpedanz des Transistors enthaelt eine Einrichtung 14 steuerbaren Widerstandes, welche eine mit der Kollektorelektrode des Verstaerkertransistors 10 gekoppelte Basiselektrode, eine mit einem veraenderlichen Verstaerkungsgrad-Steuerstrom gespeiste Emitterelektrode und eine mit einem Bezugspotentialpunkt gekoppelte Kollektorelektrode aufweist. Bei Signalfrequenzen wirkt der Basis-Emitter-Uebergang der Einrichtung 14 als Widerstand, der sich invers zum Fluss des Verstaerkungsgrad-Steuerstromes durch die Kollektor-Emitter-Strecke der Einrichtung aendert. Die Aenderung des Widerstandes des Basis-Emitter-Ueberganges des Einrichtung 14 aendert die Kollektorarbeitsimpedanz des Verstaerkertransistors, wodurch wiederum der Verstaerkungsgrad des Transistors infolge der Aenderung seiner Arbeitskennlinie als Funktion des spezifischen Wechselstromwiderstandes der Einrichtung geaendert wird. Die Kollektor-Emitter-Strecke der Einrichtung 14, durch die der Verstaerkungsgrad-Steuerstrom fliesst, ist von der Vorspannungsschaltung 18,22,26,30 des Verstaerkertransistors getrennt, so dass die Steuerung der Einrichtung 14 die Gleichvorspannung des Verstaerkertransistors 10 nicht beeintraechtigt.

Description

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RCA 74897 Dr.ν.Β/Ε 10

'· Verstärkerschaltung mit steuerbarem Verstärkungsgrad

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Transistor-Verstärkerschaltung, deren- Verstärkungsgrad durch Änderung der Ausgangsimpedanz des Verstärkers veränderbar ist.

Charakteristik der bekannten technischen Lösungen: — Ein. Verstärker mit steuerbarem Verstärkungsgrad, z.B. der Zwischenfrequenzverstärker (ZF-Verstärker) eines Fernsehempfängers soll den unterschiedlichsten, einander oft widersprechenden Anforderungen

¹^ genügen. Beispielsweise soll ein solcher Verstärker in einem großen Bereich von Eingangssignalamplituden linear arbeiten. Der Verstärkungs-steuerbereich (Regelbereich) soll genügend groß sein, so daß .das-Ausgangssignal im ganzen Amplitudenbereich des Eingangssignales konstant gehalten werden kann. Diese beiden Anforderungen stehen oft miteinander im Konflikt, da der Gleichvorspanhungsbereich für ein optimales lineares Arbeiten bei einem Transistorverstärker typischerweise ziemlich klein ist. Wenn die Verstärkung des Transistors geregelt wird', z.B. durch Erhöhung oder Verringerung der Emittergegenkopplung des Transistors, ändert sich die Gleichvorspannung mit der Emitter-

impedanz. Das lineare Arbeiten des Verstärkers kann daher durch die Verstärkungsregelung beeinträchtigt werden.

' 1 Es ist bei bestimmten VerstärkerschaTtungen möglich, die sich ändernden Gleichspannungseigenschaften des gesteuerten Emitterwiderstandes in einem durch Emittergegenkopplung verstärkungsgeregelten Verstärker., durch eine kapazitive Kopplung abzublocken. Eine andere Möglichkeit besteht darin, diese Gleichstromänderungen durch einen dem Verstärker zugeführten Kompensationss-trom zu kompensieren. Die Verwendung einer kapazitiven Kopplung ist jedoch unerwünscht, da durch den kapaztiven Blindwiderstand ein frequenzabhängiges Element in den Verstärker eingeführt wird, das dazu neigt, den Dynamikbereich des Verstärkers zu begrenzen. Außerdem wird die Herstellung des Verstärkers als integrierte Schaltung bei Verwendung von Kondensatoren komplizierter, da die Kondensatoren oft als diskrete Bauelemente angeschaltet werden müssen. Auch die Stromkompensation soll vermieden werden, da sie die Konstruktion des Verstärkers komplexer macht und zusätzliche Störungen in das 'Ausgangssignal einführt.

Ein weiterer wichtiger 'Gesichtspunkt ist der Störabstand des Verstärkers (Verhältnis von Signal zu Rauschen), insbesondere unter Verhältnissen₅ bei denen das vom Fernsehempfänger empfangene Signal stark ist. Bei schwachem Eingangssignal arbeiten sowohl der Tuner als auch der ZF-Verstärker mit hohem Verstärkungsgrad. Bei einem durch Emittergegenkopplung verstärkungsgeregelten ZF-Verstärker wird der Emitterwiderstand, der eine Rauschquelle im Verstärker darstellt, verringert, um den Verstärkungsgrad des Verstärkers hoch zu machen. Mit einem auf diese Weise herabgesetzten, Rauschstörungen erzeugenden Widerstand wird der ZF-Verstärker daher ein zufriedenstellendes Sig-.nal-zu-Rauschen-Verhalten aufweisen. Bei schwachem Signal wird außerdem der Tuner normalerweise mit einem Verstärkungsgrad in der Größenordnung von 40'dB arbeiten.. Der Störabstand des Systems aus Tuner und ZF-Teil wird dann daher durch den Störabstand im Tuner bestimmt. Ziel der E r fin dung:

Wenn jedoch die Stärke des empfangenen Fernsehsignales zunimmt, wird der Verstärkungsgrad des ZF-Verstärkers herabgesetzt, wie durch Erhöhung des Emitterwiderstandes des Verstärkers, was die Emittergegen- *" kopplung vergrößert. Durch die Erhöhung des Emitterwiderstandes werden die Rauschquellen im System vergrößert und dadurch der Stör-

abstand im ZF-Signal beeinträchtigt. Wenn das empfangene Signal weiter ansteigt,-wird der Tuner heruntergeregelt und es kann ein Punkt erreicht werden, bei dem das Verhältnis von Signal zu Rauschen im ZF-Teil über das Verhältnis von Signal zu Rauschen· im Tuner dominiert.

Es ist daher wünschenswert, den ZF-Verstärker so zu konstruieren, daß das Verhältnis von Signal zu Rauschen bei Bedingungen mit starkem Signal, bei denen das Rauschverhalten des ZF-Teiles das Verhältnis von Signal zu Rauschen im Tuner-Zwischenfrequenzteil-System bestimmt, optimal ist.

^0 P.gr_A?.9^un9 des Wesens der Erfindung:

Durch die Erfindung wird diese Aufgabe mit den im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Weiterbildungen und vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Durch die Erfindung wird also ein hinsichtlich des· Verstärkungsgrades steuerbarer Verstärker angegeben, der einen großen Steuer- oder Regelbereich hat, der durch Änderung der Kollektorimpedanz eines in Emitterschaltung arbeitenden Verstärkertransistors durchlaufen werden kann. Die Kollektor-Arbeitsimpedanz des Transistors enthält insbesondere eine Einrichtung mit steuerbarem Widerstand, welche eine mit der Kollektorelektrode des Verstärkertransistors gekoppelte Basiselektrode, eine mit einem veränderlichen Verstärkungsgrad-Steuerstrom gespeiste Emitterelektrode und eine mit einem Bezugspatentialpunkt gekoppelte Kollektorelektrode enthält. Bei Signalfrequenzen wirkt der Basis-Emitter-Übergang der Einrichtung wie ein Widerstand, der sich invers zum Fluß des Verstärkungsgrad-Steuerstroms durch die Kollektor-Emitterstrecke der Einrichtung ändert. Bei der Änderung des

Widerstandes des Basis-Enritter-Überganges der Einrichtung ändert sich die Kollektor-Arbeitsimpedanz oder -Lastimpedanz des Verstärkertransistors, wodurch der Verstärkungsgrad des Transistors durch die Änderung der Arbeitskennlinie als Funktion des Wechselstromwiderstandes der Einrichtung geändert wird. Die Kollektor-Emitterstrecke

' ·

der Einrichtung, durch die der den Verstärkungsgrad steuernde Strom fließt, ist von der Vorspannungs- oder Stromversorgungsschaltung des Transistors getrennt und die Steuerung der Verstärkungsgrad-

%r sL, L·, w

steuereinrichtung wird daher die Gleich- oder Rühevorspannung des Verstärkertransistors nicht beeinflussen. Bei· Verhältnissen mit starkem Signal wird die steuerbare Kollektorarbeitsimpedanz auf einen Minimalwert herabgesetzt, um den Verstärkungsgrad maximal, herabzusetzen, so daß die Rauschquellen ab Ausgang des Verstärkers weitestgehend herabgesetzt werden.

Der Verstärkertransistor des bezüglich des Verstärkungsgrades gesteuerten Verstärkers weist typischerweise eine Kollektor-Basis-Kapazität gewisser Größe auf, die das Verhalten des Verstärkers nachteilig beeinflussen kann, z.B. wenn der Verstärker im ZF-Teil eines Fernsehempfängers verwendet wird. -Dem ZF-Verstärker eines Fernsehempfängers ist normalerweise eine frequenzselektive Schaltungsanordnung vorgeschaltet, die das ZF-Band bestimmt. Wenn die ZF-Signale von einer solchen Schaltung auf die Basis des Verstärkertransistors ge-, koppelt werden, wirkt die effektive Eingangskapazität, welche eine Funktion der Kollektor-Basis-Kapazität und der Spannungsverstärkung des Verstärkertransistors ist, am Ausgang der frequenzselektiven Schaltung als Teil der Eingangsimpedanz des Verstärkers. Wenn der Verstärkungsgrad des Verstärkers erhöht wird, nimmt die erscheinende Eingangskapazität zu und durch diese Vergrößerung der Kapazität wird die frequenzselektive Schaltung auf eine niedrigere Frequenz verstimmt. Bei einem Fernsehempfänger wird die selektive Schaltung effektiv vom Bildträger weg zum Farbträger verstimmt. Dies verringert im Effekt den Signalpegel und das Verhältnis von Signal zu Rauschen der Videoinformation. Es ist daher ferner wünschenswert, die regelbare Verstärkerschaltung so auszubilden, daß die Eingangsimpedanz des Verstärkers im ganzen Regelbereich im wesentlichen konstant bleibt.

Gemäß einem weiteren Aspekt der'vorliegenden Erfindung wird der Eingang des Verstärkertransistors durch einen zusätzlichen, als Emitterfolger geschalteten (in Kollektorschaltung arbeitenden) Transistor gepuffert, der die Kollektor-Basis-Kapazität des Verstärkertransi-

stors von der frequenzselektiven Schaltung isoliert. Bei einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein zwei-

s"

• ι ter transistor mit dem Verstärkertransistor in Kaskode geschaltet, um die Spannungsverstärkung und damit die Kollektor-Basis-Kapazität des Verstärkertransistors zu stabilisieren

Ausführunysbeispiele:

_ Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild einer als Differenzverstärker ausgebildeten ·,λ Ausführungsform der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung mit steuerbarem Verstärkungsgrad;

Fig. 2 eine zweite Ausführungsform der erfi.ndungsgemäßen Verstärkungsschaltung mit steuerbarem Verstärkungsgrad, die mit Eingangsir pufferung arbeitet;

Fig. 3 einen Kaskodever.stärker gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung und

4 FiQ'/ein Diagramm, aus dem die die Steuerung des Verstärkungsgrades bewirkenden Änderungen der Arbeitskennlinie der Verstärker gemäß Fig. 1 bis 3 ersichtlich ist.

In Fig. Γ ist ein Differenzverstärker, dessen Verstärkungsgrad steuerbar ist, dargestellt . , der Verstärkertransistoren 10 und 12 enthält. Dem Verstärker wird ein Eingangssignal an den Basiselektroden der Verstärkertransistoren 10 und 12 über Eingangsklemmen 32 und 34 zugeführt, und das verstärkte Ausgangssignal wird zwischen den Kollektorelektroden der beiden Verstärkertransistoren an Klemmen 36 und 38 abgenommen. Die Bäsisvorspannung'für die Transistoren 10 und 12 wird über Widerstände 22 und 24 zugeführt, die jeweils zwischen die zugehörigen Basiselektrode und eine Vorspannungsquelle V_Rj,,<. geschaltet sind. Die Emitter der beiden Verstärkertransistoren sind über zwei Widerstände 26 und 28 miteinander gekoppelt. Ein Widerstand 30 ist zwischen die Verbindung 27 der Widerstände 26, 28 und einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet.

tt

• 1 Zwischen die Kollektorelektroden der Verstärkertransistoren 10 und einerseits und eine Betriebsspannungsquelle B+ andererseits sind Last- oder Arbeitswiderstände 18,bzw. 20 gekoppelt. Die Kollektorelektroden der Transistoren 10 und .12 sind ferner mit den Basiselektroden von Einrichtungen 14 bzw. 16 steuerbaren Widerstandes gekoppelt. Die Einrichtungen steuerbaren. Widerstandes haben Kollektorelektroden, die mit Masse gekoppelt sind 'sowie miteinander verbundene Emitterelektroden. Mit der Verbindung der Emitterelektroden der Einrichtungen steuerbaren Widerstandes ist eine Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung, im folgenden kurz"AVR-System", 40 gekoppelt, das an die Einrichtungen 14 und 16 einen Verstärkungsgrad-Steuerstrom liefert.

Die Einrichtungen 14 und 16 steuerbaren Widerstandes können gewöhnliehe Transistoren sein und arbeiten bei einer bevorzugten Ausfüh- rungsform der Erfindung in gleicher Weise wie die Einrichtungen steuerbaren Widerstandes, welche in der gleichrangigen Anmeldung mit der Priorität vom 23.April 1980 aus der US-Patentanmeldung Nr. 143,033 beschrieben sind. Kurz gesagt, sind diese Einrichtungen ähnlich wie vertikale pnp-Transistoren aufgebaut, wobei die Basis- zonen jeweils einen Bereich aus im wesentlichen eigenleitendem •(hochohmigem) Halbleitermaterial enthalten. Dieser eigenleitende Bereich trennt die p⁺-leitende Emitterzone und eine n⁺-leitende Basis-Kon'taktzone um eine Strecke, die größer ist als die Diffusionslänge der Minoritätsträger, die als Reaktion auf den vom Emitter zum Kollektor fließenden Verstärkungsgradsteuerstrom I„„ von der Emitterzone in den eigenleitenden Bereich injiziert werden. Der Emitter-Basis-Übergang der Einrichtung wirkt also für die hochfrequenten Signale (d.h. Signale einer Frequenz über 1 MHz) wie eine nicht

3Q gleichrichtende pin-Diode. Der Widerstand des Emitter-Basis-Überganges der Einrichtung wird durch den Fluß des Verstärkungsgrad-Steuerstromes IGC vom AVR-System 40 moduliert und nimmt mit zunehmendem Strom Ig_C ab. Der Strom I^ fließt praktisch ganz durch die Emitter-Kollektor-Strecke der Einrichtung und nur ein kleiner

Gleichstrom fließt in die Basis der Einrichtung. Dieser Basisstrom ist im Vergleich mit den Emitterströmen der Transistoren 10 und 11 unwesentlich und stört daher die Ruhe- oder Gleichvorspannung der Verstärkertransistoren 10 und 12 nicht.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung enthält die Kollektor-Lastimpedanz oder -Arbeitsimpedanz jedes Verstärkertransistors einen Widerstand (typischer Wert z.B. 1 kOhm) in Parallelschaltung mit dem steuerbaren Basis-Emitter-Widerstand einer Einrichtung steuerbaren Widerstandes. Die Basis-Emitter-Übergänge steuerbaren Widerstandes der Einrichtungen 14 und 16 liegen den festen Arbeitswiderständen 18 und 20 effektiv parallel, da die miteinander verbundenen Emitter der Einrichtungen 14 und 16 sich in der Mitte der symmetrischen Verstärkerschaltung befinden. An dieser Verbindung resultiert daher ein Nullpunkt für das Signal, wenn den Eingangsklemmen 32 und 34 komplementäre Gegentaktsignale zugeführt werden. (Der Ausgang des AVR-Systems kann für Signalfrequenzen, also insbesondere das ZF-Signal, geerdet werden).

Die Verstärkungsgrad-Steuerung oder Regelung des Verstärkers erfolgt durch Änderung des Stromes I„p. Wenn der Verstärkungsgrad-Steuer'-strom Ip^ geändert wird, um den Verstärkungsgrad des Verstärkers zu verändern,, ändert sich der Basis-Emitter-Widerstand der Einrichtung gesteuerten Widerstandes und damit die Impedanz der Parallelschaltung

^zu aus dem Arbeitswiderstand von 1 kOhm und der zugehörigen Einrichtung.

Wie sich die Widerstandsänderung verhält, ist in der folgenden Tabelle I angegeben:

Tabelle I 25

Regelbereich (abwärts ,) !„„ (mA) Arbeitsimpedanz, Ω

	Maximaler	Verst.Grad	Minimaler	Verst.Grad	0,0	700
			0,03	400
30			0,096	300
			0,2	207
		0,37	143
35	0,59 0,85 1,0	104 81 73

Die Änderungder Kollektorarbeitsimpedanz bewirkt eine Änderung der Arbeitskenniinie des betreffenden Verstärkertransistors, wie es in Fig. 4 dargestellt ist. Die gestrichelte Arbeitskennlinie 214 ist die Arbeitskennlinie für eine Kollektorimpedanz von 700 Ohm und die strichpunktierte Linie 212 stellt die 73 Ohm-Arbeitskennlinie dar. Durch eine ausgezogene Linie 210 ist die nominelle 1.00 Ω -Arbeitskennlinie dargestellt. Die Arbeitskennlinien sind indie Kollektorstrom/Kollek- torspannungs-Kennlinienschar des Transistors 200 angezeichnet. Die einer Arbeitsimpedanzänderung von 700 auf 73 Ohm entsprechende Änderung der Neigung der Arbeitskennlinie ergibt einen Verstärkungsgradsteuer- oder Regelbereich von etwa 20 dB, da sich die Spannungsverstärkung des Verstärkertransistors aus dem Produkt aus Kollektorarbeitsimpedanz Z. (Arbeitskennlinie) und der Steilheit g des Verstärkertransistors errechnet:

^VGain >^Z _L9m . · ™

Bei der in Fig. 1 dargestellten Art der Verstärkungsgradsteuerung

fließt der den Verstärkungsgrad steuernde Gleichstrom Ip~ offensichtlich vom'AVR-System 40 nach Masse, indem er sich aufteilt und durch die Emitter-Ko.llektorstrecken der Einrichtungen 14, 16 steuerbaren Widerstandes fließt. Da nur ein sehr kleiner Basisstromanteil dieses Gleichstromes zu den Kollektorelektroden der Verstärkertran-

sistoren 10 und 12 fließt und dieser Anteil im Vergleich zu den in den Widerständen 18 und fließenden Kollektorströmen vernachlässigbar ist, bleibt die Gleichvorspannung, d.h. der Arbeitspunkt, der Verstärkertränsistoren während der Verstärkungsgradsteuerung oder Regelung im wesentlichen konstant. Dies ist besonders dann von großem Vorteil, wenn mehrere Verstärkerstufen hintereinander geschaltet sind, da sich keine Gleichspannungsänderungen von Stufe zu Stufe ausbreiten können. Die Linearität des Verstärkers wird verbessert, da der Verstärker zu keinem Zeitpunkt während der Regelung von seinem optimalen Gleichstrom-Arbeitspunkt abweicht.

^H I

• Bei dem in Fig. 1 dargestellten geregelten Verstärker ist das Verhältnis von Signal zu Rauschen besser als bei einem konventionellen, durch Emittergegenkppplung geregelten Verstärker. Wie erwähnt, ist das Verhältnis von Signal zu Rauschen bei einem geregelten Fernseh-ZF-Verstärker bei starkem Signal ( minimalem Verstärkungsgrad) am wichtigsten, da dann der Störabstand der Kombination aus Tuner und ZF-Verstärker durch den des ZF-Verstärkers bestimmt wird. Ein übliches Maß für das Rauschverhalten eines ZF-Verstärkers ist die Größe der verwendeten Widerstände, da Widerstände in ZF -Schaltungen als ^ Rauschgeneratoren wirken. Bei einem "durch Emittergegenkopplung modulierten oder geregelten Verstärker wird die Gegenkopplung bei starkem Signal durch Vergrößerung des Emitterwiderstandes vergrößert und dadurch der .Verstärkungsgrad des Verstärkers herabgesetzt. Durch die Vergrößerung des Widerstandes werden die Rauschquellen im Verstärker

'^ zu einem Zeitpunkt verstärkt, in dem das Verhalten bezüglich des Verhältnisses von Signal zu Rauschen besonders kritisch ist. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 wird dagegen bei starkem Signal der Kollektorlastwiderstand herabgesetzt und dadurch auf einen niedrigeren Lastwert Z. übergangen, wie es in Tabelle I dargestellt ist.. Bei Verhältnissen mit starkem Signal wird der Verstärkungsgrad des . Verstärkers also durch Verringerung des Kollektorarbeitswiderstandes verringert,, wodurch gleichzeitig der als Rauschquelle wirkende Widerstand im Ausgang des Verstärkers herabgesetzt wird. Auf diese Weise wird die Rauschzahl des ZF-Verstärkers zu einem Zeitpunkt verbes-

sert, bei dem das Verhältnis von Signal zu Rauschen im ZF-Teil am kritischsten ist.

Da die Gleichvorspannung des Verstärkers im wesentlichen konstant bleibt, können die Verstärkertransistoen 10 und 12 so vorgespannt werden, daß sich für den Verstärker der gewünschte Rgelbereich (Bereich der Verstärkungsgradsteuerung) und der gewünschte Eingangssignalamplitudenbereich ergeben. Aus Gleichung (1) ist ersichtlich, daß der Verstärkungsgrad eine Funktion von g ist, das seinerseits _o eine Funktion des Kollektorstromes i.st:

η = die _ q

⁹m - ~wr la

(2)

Λ Ο Λ / Γ Γ

wobei |ΐ_Γ | der Betrag des Kollektorruhestromes ist. Durch geeignete Wahl der Werte der Widerstände der in Fig. 1 dargestellten Schaltung kann ein gewünschter Kollektorruhestrom und damit ein gewünschtes g eingestellt v/erden.

Der Aussteuerungsbereich ist ebenfalls eine Funktion der Gleichvorspannung. Die Verstärkertransistoren 10 und 12 vermögen bis zu Eingangssignalamplituden von etwa 13 Millivolt an ihren Basis-Emitterübergängen linear zu arbeiten. Durch sorgfältige Wahl der Basis-Emitter-Vorspannung und der Emitterwiderstände 26 und 28 kann dieser Aussteuerungsbereich von 13 Millivolt erweitert werden. Der dynamische Emitterwiderstand r der Verstärkertransistoren ist eine Funk-

tion des Emittergleichstromes und ändert sich beispielsweise von Ohm (einschl. Kontaktwiderstand) bei einem Emitterstrom von 0,5 mA auf etwa 20 0hm bei 3 mA. Wenn der Verstärkertransistor für einen Emitterstrom von etwa einem mA vorgespannt ist, hat r einen Wert von etwa 40 0hm und das der Klemme 32 (oder 34) zugeführte Eingangssignal fällt an diesem Widerstand und am Emitterwiderstand 26 (oder 28) ab. Da zwischen die Klemmen 32 und 34 ein komplementäres Eingangssignal gelegt wird, befindet sich die Verbindung 27 der Wider- stände 26 und 28 in der Mitte einer symmetrischen Konfiguration, so • daß an diesem Punkt ein Signalnullpunkt auftritt. Wenn der Punkt ein' virtueller Massepunkt für das Signal ist, fällt das Eingangssignal effektiv am r jedes Transistors und dem Emitterwiderstand 26 oder 28 ab, deren Wert beispielsweise mit 40 0hm angegeben ist. Bei dem angenommenen Beispiel ist,*; etwa 40 0hm und verträgt ein Eingangssignal von 13 Millivolt und es fallen daher weitere 13 Millivolt des Signals an den 40 0hm des Widerstandes 26 oder 28 ab. Der Verstärker ist daher in der Lage, mit Eingangssignalen bis hinauf zu 26 Millivolt an jeder Eingangsklemme verzerrungsfrei zuarbeiten. Dieser Aussteuerungsbereich kann nach Wunsch vergrößert oder verkleinert werden, in dem man die Transistoren 10 und 12 für verschiedene Verhältnisse von r zum Emitterwiderstand vorspannt.

"" Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 kann die Kollektor-Basis-Kapazität der Verstärkertransistoren 10 und 12 das Verhalten des Verstärkers beeinträchtigen, wenn dieser als ZF~Verstärkerstufe in

2294 5 5 einem Fernsehempfänger verwendet wird.' Der Verstärkungsgrad des Verstärkers kann durch eine Rückkopplung infolge dieser Kapazität verringert werden und die sich ändernde 'Impedanz- an den Eingangselektroden, kann vorgeschaltete selektive Schaltungsanordnungen, die mit den Klemmen 32 und 34 gekoppelt sind, verstimmen. Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 sind diese Defekte der Kollektor-Basis-Kapazität verringert und es sind zusätzliche Merkmale vorhanden. Bauelemente der Schaltung gemäß Fig.2, die die gleiche Funktion wie entsprechende Bauelemente der Schaltung gemäß Fig. 1 erfüllen, sind mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 sind die Verstärkertransistoren 10 und 12 an ihren Basiseingängen durch Transistoren 50 und 52 gepuffert, die als Emitterfolger, also in Kollektorschaltung^geschaltet sind. Die Klemme 32 und der Vorspannungswiderstand 22 sind mit der Basis des Transistors 50 gekoppelt und der Emitter dieses Transistors ist mit der Basis des Transistors 10 und einem Widerstand'54 gekoppelt. Die Klemme 34 und der Vorspannungswiderstand 24 sind mit der Basis des Transistors 52 gekoppelt und der Emitter dieses Transistors ist mit der Basis des Transistors 12 und einem Widerstand • 56 gekoppelt. Die Widerstände 54 und 56 sind miteinander verbunden undihre Verbindung ist über einen Widerstand 58 mit Masse gekoppelt.

Die Emitter der Transistoren 10 und 12 sind miteinander durch eine Parallelschaltung 60 aus einem Widerstand 62 und einem Versteilerungskondensator 64 und durch die Reihenschaltung aus zwei Widerständen 66 und 67 verbunden. Die Verbindung der Widerstände 66 und 67 ist mit Masse über die Kombination eines sogenannten Pinch- oder Einschnürungswiderstandes 68 und eines Widerstandes 69 gekoppelt.

Die Wirkungen der Kollektor-Basis-Kapazität der Widerstände 10 und machen sich an den Basen dieser Transistoren bemerkbar. Die als Emitterfolger geschalteten Transistoren 50 und 52 isolieren jedoch die Eingangsklemmen 32 und 34 gegen diese Kapazitätseffekte. Die Eingangsimpedanz an den Basen der Transistoren 50 und 52 bleibt im wesentlichen konstant, da der sich ändernde Einfluß der Kollektor-Basis-Kapazität der Transistoren 10 und 12 während der Änderung des Ver-

/1 · /3»

Stärkungsgrades im Effekt durch die Beta-Werte der Puffer- oder Trenn-transistoren geteilt wird. Die jeweiligen Verbindungen der Emitter der Transistoren 52 und 50 und der Basen der Transistoren 10 und 12 bleiben infolge der Verbindung der Vorspannungswiderstände 54, 56 und 58 auf einer Gleichvorspannung festen Wertes.

Die Kombination oder Parallelschaltung 60 ergibt eine feste Emitterimpedanz für die den Verstärkertrahsistoren zugeführten Wechselspannungssignale und kompensiert außerdem den Einfluß der Schwankungen der Widerstandswerte, die sich von Schaltung zu Schaltung ergeben können. Die Transistoren 10 und 12 sind so vorgespannt, daß jeder ein r von etwa 20 0hm aufweist. Die Parallelschaltung 60 hat mit den in Fig. 2 beispielsweise eingetragenen Werten eine Impedanz von etwa 120 0hm für die üblichen ZF-Frequenzen (etwa 50 MHz) gemäß der NTSC-Norm. Da die Parallelschaltung 60 zwischen die Emitter des sym- 'metrischen Verstärkers geschaltet ist, tritt in der Mitte der Impe- danz ein virtueller Signalnullpunkt auf, so daß zwischen den Emitter jedes Verstärkertransistors und Signalmasse im Effekt eine Impedanz von 60 Ohm geschaltet ist. Jeder Verstärkertransistor kann daher ein Eingangssignal von 50 Millivolt ohne Verzerrung verarbeiten, da .13 Millivol am r von 20 0hm und 39 Millivolt an der Emitterimpedanz von 60 0hm abfallen.

Wenn die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 in integrierter Form in Massenfertigung hergestellt wird, sind die Verhältnisse der Widerstandswerte der Schaltung im wesentlichen konstant, während sich die • Absolutwerte der jeweiligen Widerstände von Schaltung zu Schaltung ändern können. Diese Änderungen werden wenig Einfluß auf den sich aus der Gleichung (1) errechnenden Verstärkungsfaktor haben, da eine Erhöhung der Werte der Arbeitswiderstaride 18 und 20 zwar Z. erhöht, gleichzeitig jedoch auch den Kollektorstrom und damit g verringert,

m wie aus Gleichung (2) ersichtlich ist. Die Änderungen von g und Z,

werden sich daher'wenigstens annähernd kompensieren.

Um jedoch die Verlustleistung im Verstärker möglichst gering zu halten, wird der Verstärker gewöhnlich am Knick des oberen Endes der Frequenz/Verstärkungsgrad-Kurve des Verstärkers betrieben. Es. hat

L· L·

T sich gezeigt, daß eine Erhöhung der Widerstandswerte im Verstärker einen Abfall bei niedrigeren Frequenzen zur Folge hat, was den Verstärkungsgrad des Verstärkers bei den Signalfrequenzen bis zu 3 dB herabsetzen kann.· Der Kondensator 64 bewirkt eine Versteilerung der Ansprache des Verstärkers bei seiner Nenn-Betriebsfrequenz, die bei diesem Beispiel 50 MHz beträgt. Wenn der Wert des Widerstandes 62 bei einer speziellen integrierten Schaltung größer ist, wird der größere Widerstandswert durch den relativ kleineren Blindwiderstand (reaktive Impedanz) des Kondensators 64 dominiert, die sich nicht we- ^O sent!ich ändert. Die Wechselspannungs- oder Signal-Emitterimpedanzen

• der Transistoren 10 und 12 bleiben daher innerhalb eines ziemlich engen Bereiches und verhindern dadurch eine nennenswerte Verringerung der Emittergegenkopplung des Verstärkers von Schaltung zu Schaltung. Das Aufrechterhalten des gewünschten Ausmaßes an Emittergegen-'5 kopplung verhindert also eine nennenswerte Verringerung des Verstärkungsgrades des Verstärkers von Schaltung zu Schaltung.

Der Pinch-Widerstand 68 bewirkt eine Kompensation von Änderungen des Betawertes (ß) der Verstärkertransistoren von Schaltung zu Schaltung.

^iK} Wenn die Betawerte der Transistorender Schaltung in einer bestimmten integrierten Schaltung niedriger als die Sollwerte sind, nehmen die Basisströme der Transistoren zu. Im Falle der Transistoren 50 und 52 hat die Erhöhung des Basisstromes einen größeren Spannungsabfall an den Widerständen 22 und 24 als vorgesehen und damit einen

geringeren Basisvorspannungswert zur Folge. Die Verringerung der Ba-

sisvorspannung bewirkt eine Verringerung des von den Transistoren und 12 geführten Ruhestromes, was wiederum eine Erhöhung des Gleichspannungswertes an den Ausgangsklemmen 36 und 38 zur Folge hat. Wenn mehrere 'Stufen hintereinander geschaltet sind, um eine höhere Ver-

Stärkung und eine schärfere Regelung zu erzielen, stört die Erhöhung

der Ausgangsspannung die Vorspannung der folgenden Verstärkerstufen. Der Pinch-Widerstand 68 kompensiert jedoch diese Beta-Unterschiede, da sich sein Widerstandswert als Funktion des Betawertes der Transistoren der Schaltung ändert. Wenn der Betawert bei einer speziellen Schaltung niedrig ist, so daß die Verstärkertransistoren weniger Strom führen, wird auch der Wert des Pinch-Widerstandes niedrig sein, was den Stromfluß durqh die Transistoren.10 und 12 erhöht

ty

und dadurch die durch den Betawert verursachte Verringerung kompensiert. Auf diese Weise wird die Vorspannung der Verstärker gegen Streungen der Betawerte stabilisiert. Der Nennwert des Pinchwiderstandes 68 wird so gewählt, daß er in Kombination mit dem ihm parallel liegenden Widerstand 69 die Nenn-Emittervorspannung für die Transistoren 10 und 12 ergibt. .

Die Arbeitsweise und die Symmetrie der Schaltung gemäß Fig. 2 sind im wesentlichen die gleichen wie die gemäß Fig. 1.

Eine alternative Ausführungsform, bei der die Einflüsse der Kollektor-Basiskapazität ebenfalls weitgehend ausgeschaltet sind, ist in Fig. 3 dargestellt, in der wirkungsgleiche Bauelemente mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind wie in Fig. 2. Die in Fig. 3 darge- stellte Schaltungsanordnung enthält eine Kaskode-Ausgangsschaltung mit Transistoren 82 und 84, deren Emitterelektroden mit den Kollektoren der Transistoren 10 bzw. 12 gekoppelt sind."Der Kollektor des Transistors 82 ist mit der Basis der Einrichtung 14 steuerbaren Widerstandes und dem Widerstand 18 gekoppelt, während der Kollektor des Transistors 84 mit der Basis der Einrichtung 16 steuerbaren Widerstandes und· dem Widerstand 20 gekoppelt ist. Die Basiselektroden der Transistoren 82 und 84 sind miteinander verbunden und für Signalfrequenzen durch einen Kondensator 88 geerdet. Zwischen die Betriebsspannungsquelle und Masse ist ein Spannungsteiler mit in Reihe geschalteten- Widerständen 86 und 87 gekoppelt, der an der Verbindung der beiden Widerstände eine Basisvorspannung für die Transistoren 82 und 84 liefert.

In der Kaskodeschaltung gemäß Fig. 3 arbeiten die Transistoren 10 und 12 als Stromquellen für die Emitter der Transistoren 82 und 84. Die Signal Spannungsverstärkung erfolgt'durch die oberen Kaskodetransistören 82 und 84, und die Signal pegel an den Kollektoren der Transistoren 1o und 12 sind klein sowie im wesentlichen konstant.

Da die Signal pegel an den Kollektoren der Transistoren 10 und 12

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im wesentlichen konstant sind, werden keine Signalspannungsänderungen von'den Kollektoren der Transistoren 10 und 12 auf deren Basiselek-

troden rückgekoppelt, was bedeutet, daß die Eingangsimpedanzen an den Klemmen 32 und.34 im ganzen Regelbereich .im wesentlichen konstant sind. Es werden jedoch effektiv Schwankungen der Kollektor-Basis-Rückkopplung durch die Kollektor-Basis-Kapazitäten der Transistoren 82 und auftreten. Da jedoch die Basen der Transistoren 82 und 84 für Signalfrequenzen nach Masse überbrückt sind, wird diese Rückkopplung die Signalniveaus an den Basen und den Emittern der Transistoren und 84 und damit auch die Eingangsimpedanz des Verstärkers nicht beeinflussen. Der Rest des Verstärkers gemäß Fig. 3 arbeitet in der gleichen Weise wie die in Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungen.

Die Verstärkerschaltungen gemäß der Erfindung können auch als Modulator betrieben werden. Für einen Betrieb als Modulator tritt an die Stelle des den Verstärkungsgrad - -Steuerstrom I„p liefernden AVR-Systems ein Verstärker, der einen modulierten Strom I liefert, der ein modulierendes Informationssignal repräsentiert. Der Widerstand der Einrichtungen 14 und 16 steuerbaren "Widerstandes wird dann als Funktion dieses modulierten Stromes geändert und ändert den Verstärkungsgrad der Verstärkertransistoren 10 und (oder der eine Kaskodeschaltung bildenden Transistoren 10, 82 und 12, 84) in Abhängigkeit von der Information des Modulationsstromes. Zwischen die Eingangsklemmen 32 und 34 wird ein Trägersignal gelegt und zwischen den Ausgangsklemmen 36, 38 entsteht dann ein mit der Information des Modulationsstromes amplitudenmoduliertes Trägersignal.

Claims

H5O6 57

1. Verstärkerschaltung mit steuerbarem Verstärkungsgrad, welche einen Transistor mit einer Basiselektrode, die mit einer Bingangsklemme gekoppelt ist, einer Kollektorelektrode, die mit einer Ausgangsklemme gekoppelt ist, und einer Emitterelektrode, ferner eine Spannungsvers orgungsanordnung, die mit der Basiselektrode, der Kollektorelektrode und der Emitterelektrode gekoppelt ist und den Transistor mit Spannungen .versorgt, und

. eine Quelle für einen Verstärkungsgrad-Steuerstrom enthält, gekennzeichnet dadurch, daß eine erste veränderbare Impedanzanordnung vorgesehen ist, deren erste Elektrode mit der Kollektorelektrode des Verstärkertransistors, deren zweite Elektrode mit .einem Bezugspot entialpunkt und deren dritte Elektrode mit der Quelle für den Verstärkungsgrad-Steuerstrom gekoppelt ist, die durch den Verstärkungsgrad-Steuerstrom derart gesteuert ist j daß sie zwischen der ersten und der dritten Elektrode eine Impedanz entwickelt, die eine Punktion der Größe des Verstärkungsgrad-Steuerstromes ist, wobei der Verstärkungsgrad-Steuerstrom praktisch ganz von der Quelle zum Bezugspotentialpunkt über die Strekke zwischen der zweiten und der dritten Elektrode der ersten veränderbaren Impedanzanordnung fließt und daß praktisch nichts von dem Verstärkungsgrad-Steuerstrom über die Strecke zwischen der ersten und der dritten Elektrode der veränderbaren Impedanzanordnung fließt.'

2, Verstärkerschaltung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß der Stromweg des Verstärkungsgrad-Steuerstromes im wesentlichen unabhängig'von der Spannungs-

. Versorgungsanordnung ist«

3. -Verstärkerschaltung nach Punkt 1 oder 2, gekennzeichnet dadurch, daß die erste veränderbare Impedanzanordnung (14) einen Transistor enthält, dessen Basiselektrode, Kollektorelektrode und Emitterelektrode die erste, zweite bzw. dritte Elektrode der Impedanzanordnung bilden.

4» Verstärkerschaltung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß ein zweiter Verstärkertransistor (12) mit einer Basiselektrode, die mit einer zweiten Eingangsklemme (34) gekoppelt ist, einer Kollektorelektrode, die mit einer zweiten Ausgangsklemme (38) gekoppelt ist und einer Emitterelektrode vorgesehen ist, daß die -Spannungsversorgungsanordnung mit den beiden Verstärkertransistoren (10, 12) so gekoppelt ist, daß diese als Differenzverstärker arbeiten, und einen ersten sowie einen zweiten Widerstand (18, 20) enthält, die jeweils zwischen die Kollektorelektrode eines der beiden Transistoren und eine Betriebsspannungsquelle geschaltet sind sowie eine Emittervorspannungsschaltung (26, 28, 30), die zwischen die Emitterelektroden der Transistoren und einen Bezugspotentialpunkt geschaltet ist, enthält; und daß eine zweite veränderbare Impedanzanordnung (16) vorgesehen ist, welche eine mit der Quelle für den Verstärkungsgrad-Steuerstrom gekoppelte erste Elektrode, eine mit dem Bezugspotentialpunkt gekoppelte zweite Elektrode sowie eine mit der Kollektorelektrode des zAveiten Verstärkertransistors (12) gekoppelte dritte Elektrode enthält und zwischen der .ersten und der dritten Elektrode eine Impedanz hat, die eine !Punktion des zwischen der ersten und der zweiten Elektrode fließenden Verstärkungsgrad-Steuerstromes ist.

5. .Verstärkerschaltung nach Punkt 4, gekennzeichnet dadurch, daß die Emittervorspannungsanordnung einen dritten Widerstand (26) sowre einen vierten Widerstand (28)j die in Reihe geschaltet .sind, und einen zwi- : sehen die Verbindung des dritten und vierten Widerstandes einerseits und einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschalteten fünften Widerstand (30) enthält.

6. Verstärkerschaltung nach Punkt 4 oder 5, gekennzeichnet dadurch, daß die erste und die zweite veränderbare •Impedanzanordnung.Transistoren (14, 16) sind, wobei die erste Elektrode eine Emitterelektrode, die zweite Elektrode eine Kollektorelektrode und die dritte Elektrode eine Basiselektrode sind.

7. Verstärkerschaltung nach Punkt 6, gekennzeichnet dadurch, daß für die Verwendung als Zwischenfrequenzverstärker in einem Fernsehempfänger die Quelle (40) für den Verstärkungsgrad-Steuerstrom eine Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung enthält und daß die erste Elektrode der veränderbaren üjnpedanzanordnüng (14, 16) zur Veränderung der verän-

. derlichen Impedanz durch die Schaltungsanordnung zur automatischen Verstärkungsregelung gesteuert ist.

8. Verstärkerschaltung nach Punkt 7, gekennzeichnet dadurch, daß die erste und die zweite veränderbare Impedanzanordnung Transistoren (14, 16) sind und daß die erste Elektrode eine Emitterelektrode, die zweite Elektrode eine Kollektorelektrode und die dritte Elektrode eine Basiselektrode sind.

9. Verstärkerschaltung nach Punkt 4, 7 oder 8, gekennzeichnet durch einen dritten und einen vierten Transistor (50,- 52), die jeweils eine mit einer der Eingangsklemmen (32, 34) gekoppelte Basiselektrode, eine

mit der Basiselektrode des ersten bzw. zweiten Transistors (10, 12) gekoppelte Emitterelektrode sowie eine mit einer Betriebsspannungsquelle (70) gekoppelte Kollektorelektrode aufweist.

10. Verstärkerschaltung nach Punkt 4 oder 7₉ gekennzeichnet dadurchj daß die Emittervorspannungsschaltung einen dem ersten Widerstand (6.2) parallgeschalteten Kondensator (64) enthält. .

11. Verstärkerschaltung nach Punkt 4_S 7 oder 8, gekennzeichnet dadurch, daß ein dritter und ein vierter Transistor (82, 84) vorgesehen sind, deren Kollektor-Emitter-Strecke jeweils zv/ischen die Kollektorelektrode des ersten bzw. zweiten Transistors (10, 12) und die zugehörige Ausgangsklemme (36, 38) geschaltet ist und ' deren Basiselektroden mit einer Vorspannung versorgt und mit einer Unordnung (88) zur Ableitung von Wechsel» epannungssignalen versehen sind; daß der erste und der zweite Widerstand (18, 20) zwischen jeweils eine Ausge-ngsklemme· (36, 38) und die Betriebsspannungsquelle geschaltet ist und daß die dritte Elektrode der ersten und der zweiten veränderbaren Impedanzanordnung (14» 16) mit einer zugehörigen Ausgangsklemme (36, 38) gekoppelt ist» . ·

12. Verstärkerschaltung nach Punkt 4> gekennzeichnet dadurch, daß bei Verwendung als Modulatorschaltung die Quelle für den Verstärkungsgrad-Steuerstrom einen modulierenden Strom liefert, und daß dieser Strom der ersten Elektrode der ersten und der zweiten Impedanzanordnung (14, 16) zugeführt ist, um zwischen der ersten und der dritten Elektrode einen Widerstand zu erzeugen, der eine Funktion des.zwischen der ersten und der zweiten Elektrode fließenden Modulationsstromes , ist»

Hierzu 2r