DE2507741A1

DE2507741A1 - Gegen ueberstroeme und kurzschluss geschuetzte transistoranordnung

Info

Publication number: DE2507741A1
Application number: DE19752507741
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Dipl Ing Hoehn
Original assignee: Deutsche ITT Industries GmbH
Current assignee: TDK Micronas GmbH
Priority date: 1975-02-22
Filing date: 1975-02-22
Publication date: 1976-08-26
Also published as: DE2507741C3; JPS5953722B2; JPS51108748A; DE2507741B2; FR2301948A1; IT1055337B

Description

Deutsche ITT Industries GmbH W. Hoehn 9

78 Freiburg, Hans-Bunte-Str. 19 Mo/sp

19. Februar 19 75

25077A1

DEUTSCHE ITT INDUSTRIES GESELLSCHAFT MIT BESCHRÄNKTER HAFTUNG

FREIBURG I. BR.

Gegen Überströme und Kurzschluß geschützte Transistoranordnung

Transistoren sind bekanntlich gegenüber in ihrem Kollektor-Emitter-Kreis auftretende Überströme oder Kurzschlüsse sehr empfindlich, d. h. in diesen überlastungsfällen wird der Transistor sehr schnell zerstört, da seine zulässige Kollektorverlustleistung überschritten wird und somit der Halbleiterkristall sich mehr als zulässig erwärmt. Die Gefahr von Überströmen kann beispielsweise bei Leistungstransistoren auftreten, die in Endverstärkern von Phonogeräten verwendet werden. Die Gefahr von Kurzschlüssen tritt insbesondere bei Transistoren auf, deren mit dem Kollektor verbundener Lastwiderstand nicht in.unmittelbarer Nähe des Transistors angeordnet werden kann, sondern beispielsweise über längere Leitungen mit diesem verbunden werden muß, wie es beispielsweise bei Relais o. ä. der Fall sein kann. Hierbei ist die Relais-

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Steuerung am Steuerort se.; dt angeordnet, während das Erfolgsorgan, also das Relais etc. zusammen mit weiteren elektronischen Bauteilen in einem über Leitungen verbundenen Gehäuse angeordnet ist. Gerade in solchen Fällen, in denen sich die Elektronik auf das Gebiet der Installationselektrik begibt, ist es unbedingt erforderlich, dafür zu sorgen, daß die verwendeten Transistoren nicht durch unbeabsichtigte, in ihrem Kollektorkreis auftretende Kurzschlüsse zerstört werden.

Bei den erwähnten Endtransistoren von Phonoverstärkern ist es bereits bekannt, diese gegen Überlastung dadurch zu schützen, daß mittels einer entsprechenden Strombegrenzungsschaltung dafür gesorgt wird, daß die zulässige Verlustleistung immer unterhalb der Verlustleistungshyberbel bleibt, d. h. es wird der im Transistor fließende Kollektor-Emitter-Strom so begrenzt, daß diese Bedingung erfüllt ist, vgl.* beispielsweise die Zeitschrift "IEEE Transactions on Broadcast and Television and Receivers", November 1974, Seiten 311 bis 320, insbesondere Fig. 2, 3 und 4.

Das Grundprinzip dieser Strombegrenzung besteht darin, daß im Emitterkreis ein Widerstand angeordnet ist, dessen Spannungsabfall die Strombegrenzung steuert.

Während die aus dieser Zeitschrift bekannte Anordnung die Endstufe eines monolithisch integrierten Gegentakt-PhonoVerstärkers ist, bei dem eine ganze Reihe von äußeren Anschlüssen zur Zuführung von Betriebs- und Steuerspannungen vorgesehen sind, hat sich die Erfindung die Aufgabe gestellt, eine univez-s„il verwendbare Trans is tor anordnung zu schaffen, die gegen überlastung und Kurzschluß gesichert ist. Dies bedeutet, daß die vorgesehene Transistoranordnung wie ein normaler Transistor lediglich drei äußere Anschlüsse aufweisen darfr damit sis wie ein üblicher Tran-

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sistor angewendet werden kann. Diese Forderung wiederum schränkt die Möglichkeiten zur Realisierung der Kurzschlußsicherung weitgehend ein, da die für die Kurzschluß- und überlastungssicherung vorgesehenen Zusatzschaltungen nicht über einen weiteren äußeren Anschluß mit Betriebsspannung oder mit Steuerspannungen versorgt werden können. Ferner soll bei der vorgesehenen Transistüranordnung von der bekannten, die Verlustleistungshyberbel berücksichtigenden Strombegrenzung abgewichen werden, da diese insofern nachteilig ist, als unter bestimmten Betriebsbedingungen nach einem aufgetretenen und wieder beseitigten Kurzschluß zwei Arbeitspunkte des Transistors möglich sind, von denen einer unerwünscht ist. Die erfindungsgemäße Lösung dieser Problem- und Aufgabenstellung ist im Patentanspruch angegeben.

Die Erfindung geht also von der bekannten Anordnung mit einem im Emitterkreis angeordneten Meßwiderstand aus, beschreitet jedoch zur Lösung der Aufgabe einen anderen Weg. Der Gedanke, den zu schützenden Transistor bei Überlastung bzw. Kurzschluß zu sperren, ist zwar aus der DT-OS 2 040 488 und der DT-OS 2 346 bekannt. Beide Veröffentlichungen lösen das Problem jedoch je auf von der Erfindung unterschiedliche Weise, insbesondere ist in beiden Fällen eine eigene Spannungsversorgung für die Schutz- und SperrSchaltung vorgesehen und erforderlich.

Die Erfindung wird nun zusammen mit vorteilhaften Ausgestaltungen anhand der in der Zeichnung dargestellten Figuren näher erläutert.

Fig. 1 zeigt blockschaltbildartig die Transistoranordnung der Erfindung,

Fig. 2 zeigt das Schaltbild einer monolithisch integrierten Ausführungsform der Fig. 1,

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Fig. 3 zeigt eine Weiterbildung der bei der Ausführungsform nach Fig. 2 verwendeten Schwellwertschaltung und

Fig. 4 zeigt ein zum Verständnis der Funktion nützliches Impulsdiagramm der Ausführungsform nach Fig. 2.

Die Fig. 1 zeigt die zu schützende Transistorstruktur Tr, in deren Emitterkreis der Widerstand W angeordnet ist, so daß zwischen dem Emitter E¹ der Transistorstruktur Tr und dem äußeren Emitteranschluß E der Transistoranordnung T, deren Gehäuse 7 durch die gestrichelte Umrandung angedeutet ist, der Widerstand W liegt. Das Steuersignal für die Basis B' der Transistorstruktur Tr wird am äußeren Basisanschluß B angelegt und gelangt über die Konstantstromquelle 2 an die Basis B*. Zwischen dem äußeren Basisanschluß B und dem äußeren Emitteranschluß E ist das Spannungsstabilisierelement 1 angeordnet, das beispielsweise aus einer oder mehreren Flußdioden, einer oder mehreren Z-Dioden oder aus einer Kombination beider Diodendarten bestehen kann. Durch dieses Spannungsstabilisierelement wird die für die einzelnen Teile der die Transistorstruktur Tr schützenden Schaltung benötigte Betriebsspannung U gewonnen.

Der Emitter E' der Transistorstruktur Tr liegt am Eingang der Schwellwertschaltung 3, die beispielsweise als Schmitt-Trigger, als mit einem Eingang auf konstantem Potential liegender Differenzverstärker oder als andere Schwellwertschaltung mit Kipp verhalten ausgebildet sein kann, wobei es sich insbesondere anbietet, die Basis-Emitter-Spannung oines in der Schwellwertschaltung enthaltenen Transistors als Schaltschwelle zu benutzen. Die Schwellwertschaltung kann vorteilhaft auch so ausgebildet werden, daß sie zunächst in bekannter Weise eine Strombegrenzung des in

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der Transistorstruktür Tr fließenden Kollektor-Emitter-Stromes vornimmt, also in den Basiskreis der Transistorstruktur Tr begrenzend eingreift, was durch die gestrichelte Linie angedeutet ist, und beim Einsetzen der Strombegrenzung zugleich ein Signal an den Setzeingang S des Speicherflipflops 4 abgibt.

Der Ausgang der Schwellwertschaltung 3 steuert den Setzeingang S des Speicherflipflops 4. Sein einer Ausgang Q ist mit dem einen Eingang des logischen Gatters 5 verbunden, während dieser oder der andere Ausgang des Speicherflipflops mit dem Eingang der Verzögerungsschaltung 6 verbunden ist, äeren Ausgang einerseits den Rücksetzeingang R des Speicherflipflops 4 und andererseits den anderen Eingang des logischen Gatters 5 steuert.

Als Verzögerungsanordnung 6 hat sich insbesondere eine n-fache Hintereinanderschaltung von Inverterstufen bewährt, wobei die Stufenzahl η von der im Bedarfsfall vorzusehenden Verzögerungszeit bestimmt wird. Hierbei ist es besonders vorteilhaft, wenn diese Inverterstufen als Kollektor-Arbeitswiderstände Konstantstromquellen aufweisen.

Als zu schützende Transistorstruktur Tr können hinsichtlich ihrer zulässigen Verlustleistung die unterschiedlichsten Anordnungen gewählt werden, da die Erfindung sowohl bei Klein-, Mittel- und Hochleistungstransistorstrukturen anwendbar ist. Auch können mit der Erfindung Verbundtransistoren, wie z. B. in Darlington-Schaltung betriebene Transistoren oder auch andere verbundgeschaltete Transistoren geschützt werden, wie z. B. zwei im Verbund geschaltete komplementäre Transistoren, wie sie in komplementären Gegentaktendstufen üblicherweise verwendet werden.

Wird die Transistoranordnung nach der Erfindung ausschließlich als Schalttransistor verwendet, so ist es besonders vorteilhaft,

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als Konstantstromquelle 2 eine solche mit Kippverhalten zu verwenden, so daß die Transistorstruktur Tr erst nach überschreiten einer Spannungsschwelle durch das am äußeren Basisanschluß B anliegende Steuersignal schlagartig eingeschaltet wird. Konstantstromquellen mit derartigem Kippverhalten sind bekannt, vgl. beispielsweise die DT-OS 2 237 559.

Die i;;.iierhalb des Gehäuses "^: angeordneten Einzelschaltungen der erfiadangsgemäßsn Transistoranordnung können zusammen mit der Transistorstruktur Tr als monolithisch integrierte Schaltung realisiert werden, wobei sowohl ein einziger Halbleiterkristall als auch eine Aufteilung in mindestens zwei Halbleiterkristalle möglich ist, welch .letzterer Fall insbesondere bei einer zu schützenden Leistungstransistorstruktur Tr von Vorteil sein kann. Bei entsprechender Größe des Gehäuses 7 ist es jedoch auch möglich, nur eine Teilintegrierung einzelner Baugruppen innerhalb des Gehäuses vorzunehmen und die restlichen Bauelemente als Einzelkomponenten einzubauen.

Fig. 2 zeigt das Schaltbild einer monolithisch integrierten Ausführungsform der Transistoranordnung r,ach der Erfindung. Die im Schaltbild nach Fig. 1 mit den entsprechenden Ziffern bezeichneten Teilschaltungen sind in Fig. 2 durch strichpunktierte Linien getrennt nebeneinander angeordnet, so daß deren Zusammenschaltung und Zusammenwirken leichter überblickt werden kann. Die zu schützende Transistorstruktür Tr besteht aus einer bereits erwähnten Darlimj'ton-Schaltung mit zwei Transistoren, wobei die Basis des den Haupt-Kollektor-Emitter-Strom führender Transistors über einen Widerstand mit dem äußeren Emitteranschluß E verbunden ist.

Als Konstantstromquelle 2 ist im Ausführungsbeispie] nach Fig. der ohmsche Widerstand R1 vorgesehen, jedoch kann an dieser Stelle auch eine aus Transistoren aufgebaute Konstantstromquelle bekannter Art eingesetzt werden.

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Die Schwellwertschaltung 3 besteht in Fig. 2 aus den beiden Transistoren T31, T32 und den Transistoren T33, T34, die zu den Transistoren T31, T32 komplementär sind und als Konstantstromquellen geschaltet sind. Der Emitter des Transistors T31 ist mit dem Emitter E¹ der Transistorstruktur Tr und sein Kollektor mit dem Kollektor des Transistors T33 verbunden. Der Transistor T32 liegt mit seinem Emi.tter am äußeren Emitteranschluß E und ist durch die galvanische Verbindung zwischen seinem Kollektor und seiner Basis als Diode geschaltet, welche Verbindung am Kollektor des Transistors T34 und an der Basis des Transistors T31 liegt.

Als Speicherflipflop 4 dient im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 ein SR-Speicherflipflop, das aus zwei über Kreuz verkoppelten NOR-Gattern besteht und deshalb auch in der Literatur als NOR-Basisflipflop bekannt ist (vgl. "Valvo-Berichte", Dezember 1967, Seiten 149 bis 188, insbesondere Seiten 151 und 161, 162). Die beiden NOR-Gatter des SR-Speicherflipflops enthalten jeweils die Transistoren T41, T42 bzw. T43, T44, die mit ihren Kollektor-Emitter-Strecken einander parallelgeschaltet sind und mit ihren Emittern am äußeren Emitteranschluß E angeschlossen sind. Die beiden Transistoren T41, T43 sind die Steuertransistoren und die Transistoren T42, T44 die Schalttransistoren des SR-Speicherflipflops. In den Kollektorkreisen liegen als Arbeitswiderstände die Widerstände R41, R43, während die Kollektoren über die Widerstände R42, R44 mit der Basis des jeweils anderen Schalttransistors verbunden sind. So verbindet der Widerstand R42 die Kollektoren der Transistoren T41, T42 mit der Basis des Schalttransistors T44, während der Widerstand R44 die Kollektoren der Transistoren T43, T44 mit der Basis des Schalttransistors T42 verbindet.

Die Basis des Steuertransistors T41 ist als Eingang S und die Basis des Steuertransistors T43 als Eingang R bezeichnet. Aufgrund der Tatsache, daß das Ausführungsbeispiel der Fig. 2 eine

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npn-Transistorstruktur Tr schützen soll, was eine positive Versorgungsspannung ü und somit auch npn-Transistoren für die aktiven Teile der Schutz- und Sperrschaltung bedingt, führt ein über die Schwellspannung der Transistoren T41, T43 hinausgehendes Signal zu einem Kippen des SR-Speicherflipflops, wobei der gerade vorliegende Zustand des SR-Speicherflipflops über die Wirksamkeit eines an S bzw. R liegenden positiven Eingangssignals entscheidet. Für die Zwecke der vorliegenden Erfindung wird als Ausgang Q derjenige definiert, der auf ein Eingangssignal am Eingang S hin durch Kippen des SR-Speicherflipflops ein positives Signal an den miteinander verbundenen Kollektoren von. Schalt— und S teuer trans is tor liefert. Dies ist der gemeinsame Kollektor der Transistoren.T43, T44. Somit ist der gemeinsame Kollektor der Transistoren T41, T42 der zum Ausgang Q inverse Ausgang Q- Am Eingang S liegt der Kollektor des Transistors T31 der Schwellwertschaltung 3.

Aufgrund der Wahl eines SR-Speicherflipflops und der Tatsache, daß bei Ansprechen der Schwellwertschaltung 3 die Basis B¹ der Transistorstruktur Tr gesperrt werden soll, ist beim Ausführungsbeispiel der Fig. 2 als logisches Gatter 5 die aus den Transisto- ren T51, T52 bestehende NQR-Schaltung gewählt, deren Kollektor-Emitter-Strecken in bekannter Weise einander parallelgeschaltet sind, wobei die Emitter am äußeren Emitteranschluß E und die zusaiumenges ehalte ten Kollektoren an der Basis B¹ der Transistorstruktur Tr liegen. Der Transistor T51 ist über den Widerstand R51 mit dem Ausgang Q des SR-Speicherflipflops verbunden.

Als Verzögerungsschaltung 6 dienr eine oben bereits erwähnte Kette von hintereinandergeschalteten Inverterstufen, die die Transistoren T61, T62, T63, T64, T65 mit den zugehörigen komplementären Konstantstromquellen-Transistoren T61¹, T62^f, T63', T64^f, T65¹ enthält. Diese Konstantstromquellen-Transistoren sind mit ihren

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Basis-Emitter-Strecken einander parallelgeschaltet und liegen außerdem mit ihrer Basis an der Basis der mit ihren Basis-Emitter-Strecken ebenfalls einander parallelgeschalteten Transistoren T33, T34 der Schwellwertschaltung 3. Die allen diesen Transistoren gemeinsame Basis liegt über die Kollektor-Emitter-Strekke des Transistors T66 am äußeren Emitteranschluß E, dessen Basis mit seinem Kollektor verbunden ist. Die Emitter der zur Verzögerungsschaltung 6 gehörenden Konstantstromquellen-Transistoren liegen über den Widerstand R61 an den Emittern der zur Schwellwertschaltung 3 gehörenden Konstantstromquellen-Transistoren, die wiederum ihrerseits über den Widerstand R31 am äußeren Basisanschluß B angeschlossen sind.

Die Kollektoren der einzelnen Inverterstufentransistoren sind jeweils mit dem zugehörigen Kollektor des Konstantstromquellen-Transistors und mit der Basis des nachfolgenden Transistors verbunden, wie aus der Zeichnung ohne weiteres ersichtlich ist. Die Basis des Inverterstufenfcransistors T61 liegt über den Widerstand R62 am Ausgang Q des SR-Speicherflipflops. Der Kollektor des letzten Inverterstufentransistors T65 ist über den Widerstand R52 mit dem zweiten Eingang der NOR-Schaltung T51, T52, also mit der Basis des Transistors T52, und über den Widerstand R 45 mit dem Eingang R des SR-Speicherflipflops verbunden.

Wie ersichtlich, ist die Stufenzahl η der Verzögerungsschaltung im Ausführungsbeispiel der Fig. 2 ungeradzahlig. Es ist klar, daß bei anderer Wahl der Zuordnung der Ausgänge Q, CJ des SR-Speicherflipflops und eines anderen logischen Gatters 5 die Stufenzahl der Inverter auch geradzahlig sein kann.

Das Spannungsstabilisierungselement 1 besteht im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 aus drei als Diode geschalteten Transistoren. T11, T12, T13 und dem weiteren Transistor T14. Die Transi-

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stören T11, Τ12, Τ13 sind durch galvanische Verbindung ihrer Basis mit ihrem Kollektor als Diode geschaltet und liegen emittersei tig über den Widerstand R11 am äußeren Emitteranschluß E und kollektorseitig am äußeren Basisanschluß B. Der Widerstand R11 liegt der Basis-Emitter-Strecke des Transistors T14 parallel, während dessen Kollektor mit dem äußeren Basisanschluß B verbunden ist. Somit fließt der Haupt-Stabilisierungsstrom über den Transistor T14_r während die Transistoren T11, T12, T13 lediglich vom Basisstrom des Transistors T14 und dem im Widerstand R11 fließenden Strom durchflossen sind.

In Fig. 3 ist für die Schwellwertschaltung 3 eine bereits erwähnte vorteilhafte Weiterbildung gezeigt, die aus der im Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 für die Schwellwertschaltung 3 gezeigten Schaltung dadurch hervorgeht, daß die Transistoren T31, Τ32 nach Fig. 2 bezüglich der Ansteuerung vom Widerstand W her vertauscht sind und der zu diesen Transistoren komplementäre Transistor T36 am Ausgang der Schwellwertschaltung eingefügt ist. Der dem als Diode geschalteten Transistor T32 entsprechende Transistor T32^f liegt somit mit seinem Emitter am Emitter E¹ der Transistorstruktur Tr. Der Emitter des dem Transistor T31 entsprechenden Transistors T31 * liegt am äußeren Emitteranschluß E. Der Kollektor des Transistors T31¹ ist mit der Basis des Transistors T36 verbunden, dessen Emitter an der Basis B¹ der Transistorstruktur Tr angeschlossen ist und dessen Kollektor einerseits über den Widerstand R32 mit dem äußeren Emitter ans chluß E und andererseits mit dem Eingang S des SR-Speicher flip flops verbunden ist.

Die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Trans is tor anordnung wird nun anhand der Fig. 4 unter Bezugnahme auf das Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 erläutert. Beginnt der Nennstrom I zu steigen» so übersteigt die am Widerstand W aufgrund des durch ihn fließenden

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Stromes I die unter Berücksichtigung des maximal zulässigen Stromes I festgelegte Spannungsschwelle der Schwellwertschaltung 3. Der Eingang S des SR-Speicherflipflops 4 erhält somit das zum Kippen ausreichende Eingangssignal. Die Spannungsschwelle ist durch die Differenz der Basis-Emitter—Schwellspannungen der Transistoren T31, T32 der Schwellwertschaltung 3 vorgegeben. Diese Differenz kann durch entsprechende Flächenbemessung der Basis-Emitter-Strecken der Transistoren T31, T32 und/oder durch entsprechende Einstellung der aus den Transistoren T33_r T34 fließenden Konstantströme gewählt werden.

Der in der Transistors tr uk tür Tr und über den Widerstand W fließende Strom steigt, bedingt durch die Summe der ümschaltverzögerung t-— t. des SR-Speicherflipflops und der Uras cha ^verzögerung t₃ - t₂ der NOR-Schaltung, kurzfristig auf den Kurzschlußstrom I. an und sinkt dann auf null ab. Dies ist in Fig. 4a gezeigt.

Gleichzeitig mit dem Abschalten des in der Transistorstruktur Tr fließenden. Stromes I geht auch das Eingangssignal S des SR-Speicherflipflops auf null, was in Fig. 4b gezeigt ist.

Fig. 4c zeigt den Verlauf des Aus gangs signals Q des SR-Speicherflipflops. Das Ausgangssignal Q nimmt nach der ümschaltverzögerungszeit t^ - t.. des SR-Speicherflipflops seinen positiven Wert an. Da das dazu inverse Ausgangssignal Q die Verzögerungsschal— tung 6 aus den erwähnten Inverterstufen durchläuft, gelangt es, aufgrund der ungeraden Stufenzahl invertiert, um die Verzögerungszeit t = t. - t~ verzögert, an den Eingang R des SR-Speicherflipflops und bewirkt dort nach Ablauf der Verzöger ungs zeit t» - t.. das Kippen in den anderen Zustand. Dies ist in den Fig. 4d und 4c zu sehen.

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Da in der Verzögerungsschaltung 6 das Ausgangssignal Q während seiner gesamten Dauer um t verzögert wird, geht das Eingangssignal R zum Zeitpunkt tr auf null, wodurch der Ausgang der NOR-Schaltung, also auch die Basis B¹ der Transistorstruktur Tr wieder positiv und somit entsperrt wird, vgl. Fig. 4e. Somit wiederholt sich das Ansteigen des Stromes I auf den Kurzschlußstrom I,, und der eben erläuterte Ab schaltmechanismus beginnt von neuem. Das Wiedereinschalten nach erfolgtem Kurzschluß geschieht also nach der doppelten Verzögerungszeit der Verzögerungsschaltung 6.

In Fig. 4 ist nun ferner noch gezeigt, daß nach praktisch einer weiteren doppelten Verzögerungszeit 2t die Transistorstruktur Tr wieder in den normalen Betrieb übergeht, da der Kurzschluß inzwischen behoben ist. Am rechten Rand der Fig. 4 erfolgt daher beim Übergang des Eingangssignals R vom positiven in den Nullzustand die Entsperrung der Basis B¹ der Transistorstruktur Tr, und es fließt somit wieder der Stroe I .

Bei einer mit monolithisch integrierten Transistoren ausgeführten Versuchsschaltung hatte das SR--Speicherflipflop eine Schaltzeit t_ - t-von ca. 100 ns void das NOR-Gatter eine Schaltzeit t~ - t_ von ebenfalls ca. 100 ns. Die Verzögerungszeit t der Verzögerungsschaltung 6 betrog ca. 5O /US, so daß sich für die Frequenz der in der Schaltung automatisch entstehenden Wiedereinschaltimpulse ein Wert von 10 kHz ergibt und die Schaltzeiten t- - t.. bzw. t_ - t~ gegenüber der Verzögerungs zeit t praktisch vernachlässigbar sind. Mit dieser Frequenz der WiedereinschaItimpulse prüft somit die erfindungsgemäße Transistoranordnung selbst, ob der aufgetretene Kurzschluß- oder überlastungsfall noch vorhanden ist.

Im Falle der abgewandelten Schwellwertschaltung 3 nach Fig. 3 dient wiederum die Differenz der Basis-Emitter-Spannungen der

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Transistoren T31¹, T32^f als Schwellspannungswert. Bei seinem Überschreiten durch den Spannungsabfall am Widerstand W wird die Basis B¹ der Transistorstruktur Tr zunächst auf ein den Kollektor-Emitterstrom begrenzendes Potential festgelegt, und gleichzeitig erhält der Steuereingang S des SR-Speicherflipflops das die Abschaltfunktion auslösende Signal, so daß nach der Verzögerungszeit des SR-Speicherflipflops die Basis B¹ der Transistorstruktur Tr vollständig gesperrt wird. Durch diese Weiterbildung ist somit die Transistorstruktur Tr schon während der zwar kurzen Schaltzeiten des SR-Speicherflipflops und der NOR-Schaltung vor Zerstörung geschützt.

Anstatt des Speicherflipflops kann bei der Erfindung auch ein über Steuerelektroden sperr- und offenbarer Thyristor, eine sogenannte Thyristortetrode,verwendet werden. Die Stufenzahl der Inverterkette und die Art des logischen Gatters sind dann so zu wählen, daß eine der Funktion von Fig. 4 entsprechende Funktionsweise erreicht wird.

10 Patentansprüche
3 Blatt Zeichnungen
mit 4 Figuren

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Claims

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PATENTANS PRÜCHE

/ 1. j Trans is tor anordnung mit einer Transistorstruktur in einem V_^/ drei äußere Anschlüsse aufweisenden Gehäuse, die gegen während des Betriebs im Hauptstrompfad (Kollektor-Emitterkreis) auftretende Überströme geschützt ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Emitter (E') der Transistorstruktur (Tr) über einen Widerstand (VJ) mit dem äußeren Emitteranschluß (E) und der Kollektor der Transistorstruktur direkt mit dem äußeren Kollektoranschluß (C) verbunden ist, daß der äußere Basisanschluß (B) über ein Spannungsstabilisierelement (1) am äußeren Emitteranschluß (E) und über eine Konstantstromquelle (2) an der Basis (B¹) der Transistorstruktür (Tr) liegt, daß der Emitter (E¹) der Transistorstruktur mit dem Eingang einer Schwellwertschaltung (3) verbunden ist, daß deren Ausgang am Setzeingang (S) eines Speicherflipflops (4) liegt, von dessen Ausgängen der eine mit dem ersten Eingang eines logischen Gatters (5) und dieser oder der andere mit dem Eingang einer Verzögerungsschalter (6) verbunden ist, daß deren Ausgang am Rücksetzeingang (R) des Speicherflipflops und am zweiten Eingang des logischen Gatters liegt, daß dessen Ausgang mit der Basis der Trans is tor struktur verbunden ist, daß die im Betrieb zwischen äußerem Basis- und äußerem Emitteranschluß auftretende Spannung als Betriebsspannung (U) für Schwellwertschaltung, Speicherflipflop, Verzögerungsschaltung, Konstantstromquelle und logisches Gatter dient und daß diese Schaltungsteile zusammen mit dem Widerstand und dem Stabilisierelement innerhalb des Gehäuses (7) angeordnet sind.
2. Transistoranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie auf mindestens einem Halbleiterkristall monolithisch integriert ist.

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3. Transistoranordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Transistorstruktur ein Leistungstransistör dient.
4. Transistoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß als Transistorstruktur ein Verbundtransistor, insbesondere eine sogenannte Darlington-Schaltung, dient.
5. Transistoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß als Schwellwertschaltung ein. Schmitt-Trigger oder ein mit seinem einen Eingang auf festem Potential liegender Differenzverstärker dient.
6. Transistoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß als Verzögerungsschaltung eine n-stufige Inverterkette mit Konstantstromquellen als Kollektorwiderständen dient.
7. Schalttransistoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß als Fonstantstromquelle (2) eine solche mit Einschalt—Kippverhalten dient.
8. Transistoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwertschaltung (3) als Strombegrenzungsschaltung ausgebildet ist, bei deren Ansprechen das Speicherflipflop an seinem Setzeingang (S) gesetzt wird.
9. Transistoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß als Speicherflipflop (4) ein SR-Speicherflipflop, als logisches Gatter (5) eine NOR-Schaltung (T51, T52) und als Verzögerungsschaltung (6) eine Inverterkette mit ungerader Stufenanzahl dient.

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10. Transistoranordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnetr daß als Stabilisierelement (1) eine Kette von in Serie geschalteten Flußdioden dient, die im Basiskreis eines den Haupt-Stabilisierstrom führenden Transistors (T14) angeordnet sind.

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