DE3789328T2

DE3789328T2 - Verfahren und System zum Bestimmen der Position einer sich bewegenden Plattform, zum Beispiel eines Schiffes mit Hilfe der Signale von GPS-Satelliten.

Info

Publication number: DE3789328T2
Application number: DE3789328T
Authority: DE
Inventors: Charles Claude Counselman Iii
Original assignee: Western Atlas International Inc
Current assignee: Western Atlas International Inc
Priority date: 1986-04-14
Filing date: 1987-04-08
Publication date: 1994-07-14
Anticipated expiration: 2007-04-09
Also published as: CA1291252C; DE3789328D1; EP0242115A3; AU629728B2; NO871042L; NO175917C; AU7078887A; AU638383B2; NO871042D0; BR8701801A; AU2609992A; US4894662A; EP0242115A2; AU602889B2; EP0242115B1; NO175917B; AU6994991A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Messung der Position auf der Erde von einer sich bewegenden Plattform aus, beispielsweise einem Schiff, und insbesondere ein Verfahren oder eine Vorrichtung, welche Signale von den NAVSTAR-Globalpositionierungs- Systemsatelliten verwenden, im allgemeinen als GPS-Satelliten bezeichnet. Insbesondere ist die vorliegende Erfindung, wie sie in den beigefügten Patentansprüchen 1 und 24 angegeben ist, bei zivilen GPS-Empfängern einsetzbar, also Empfängern, welche keine Kenntnis der potentiell nicht verfügbaren P-Code-Komponente der GPS-Signale zur Bestimmung der Positionsinformation verwenden.
Konventionelle, zivile GPS-Empfänger verwenden gleichzeitige "Pseudobereichs", mit anderen Worten Gruppenverzögerungs-Beobachtungen der C/A-Code-Komponenten der Signale im L1-Band, die von mehreren GPS-Satelliten empfangen werden, um Positionsinformation zu bestimmen. Eine Hauptquelle von Positionsfehlern bei derartigen, konventionellen GPS-Empfängern stellt die Mehrwegausbreitung dar. Mehrwegfehler können durch zeitliche Mittlung von Beobachtungen verringert werden, die aus einer fixierten Position heraus gemacht werden. Allerdings kann eine konventionelle Zeitmittlung nicht zur Erhöhung der Genauigkeit von Empfängern auf Schiffen verwendet werden, da die sich ergebende Positionsinformation sich auf die mittlere Position des Schiffes während des Beobachtungszeitraums beziehen würde, nicht auf die momentane Position.
Positionsfehler ergeben sich auch infolge von Gruppenverzögerungseffekten in der Ionosphäre bei derartigen Pseudobereichs- Messungen. Die Größe der Verzögerung, die ein Signal in der Ionosphäre erfährt, variiert abhängig von lokalen Bedingungen und läßt sich nicht mit ausreichender Genauigkeit vorhersagen, so daß sie bei Positionsmessungen ausgeschaltet werden könnte, die von GPS-Empfängern vorgenommen werden. Allerdings sind die Größen derartiger Fehler frequenzabhängig, und können aus gleichzeitigen Messungen von Signalen in unterschiedlichen Frequenzbändern festgestellt werden. Insbesondere wurde das GPS-System so ausgelegt, daß gleichzeitige Messungen von Signalen in den Bändern L1 und L2 zur Bestimmung der Ionosphärenverzögerung verwendet werden konnte. Diese Vorgehensweise wird routinemäßig bei militärischen GPS-Empfängern eingesetzt. Konventionelle zivile Empfänger messen die C/A-Code-Gruppenverzögerung in dem L1-Band, können jedoch keine L2-Band-C/A-Code- Gruppenverzögerungsmessungen durchführen, da momentan die C/A- Code-Modulierung nicht bei Signalen eingesetzt wird, die in dem L2-Band übertagen werden. Daher lassen sich gleichzeitige Messungen für beide L-Bandsignale nicht einfach durchführen.
Im allgemeinen weisen konventionelle, zivile Empfänger eine begrenzte Genauigkeit auf, infolge ihrer Abhängigkeit von der Gruppenverzögerung, und da es bei ihnen erforderlich ist, einen Code zu kennen, der die Signale in einem GPS-Band moduliert, um die Gruppenverzögerung der in diesem Band empfangenen Signale zu messen. Beispielsweise schätzt das U.S.-Patent Nr. 4 578 678 die Gruppenverzögerung ab unter Verwendung der Kenntnis entweder des P- oder C/A-Codes.
Verschiedene Aspekte der vorliegenden Erfindung sind in den beigefügten Patentansprüchen verdeutlicht.
Beispiele für die vorliegende Erfindung stellen ein Verfahren und eine Vorrichtung zur exakten Bestimmung von Positionsinformation unter Verwendung von Signalen zur Verfügung, die von GPS-Satelliten gesendet und auf beweglichen Plattformen empfangen werden, beispielsweise Schiffen, unabhängig von einer Kenntnis der P-Code-Komponente der Signale. Eine exakte Messung des Abstands des Schiffes zu jedem Satelliten erfolgt auf der Grundlage der L1-Zentrumsfrequenz-Trägerphase. Eine Korrektur für Ionosphäreneffekte wird durch gleichzeitige Beobachtung der Gruppenverzögerungen der P-Code-Modulationen mit großer Bandbreite sowohl im L1- als auch im L2-Band festgelegt. Diese Gruppenverzögerungen werden dadurch bestimmt, daß die Phasen von Trägerwellen gemessen werden, die in den Signalen mit verbreitertem Spektrum enthalten sind, die in beiden Bändern empfangen werden. Diese Träger werden aus den Signalen des L1- und L2-Bandes von jedem Satelliten ohne Kenntnis des P-Codes rekonstruiert. Die unbekannten systematischen Fehler bei den Bereichsmessungen der L1-Zentrumsfrequenz-Trägerphase werden aus gleichzeitigen Pseudobereichs- Messungen mit Zeitmittlung festgestellt. Die momentane Position des Schiffes kann dann aus den so bestimmten Bereichen ermittelt werden, wobei sowohl die systematischen Fehler als auch die Ionosphäreneffekte ausgeschaltet wurden.
Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung, und um zu zeigen, wie diese ausgeführt werden kann, erfolgt nun eine beispielhafte Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen. Es zeigt:
Fig. 1 ein System zur Bestimmung von Positionsinformation unter Verwendung von Signalen, die auf einem Schiff von GPS- Satelliten empfangen werden, gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Blockschaltbild eines Endgeräts zum Empfang von GPS-Signalen, welches sowohl an Bord von Schiffen als auch bei Geräten an Land verwendet werden kann, entsprechend dem in Fig. 1 gezeigten System;
Fig. 3 ein detaillierteres Blockschaltbild des Empfänger- Subsystems und zugehöriger Elemente des in Fig. 2 gezeigten Endgeräts;
Fig. 4 ein detailliertes Signalflußdiagramm des Subsystems zum Herunterwandeln der Radiofrequenz auf Videofrequenz des in Fig. 3 gezeigten Empfängers;
Fig. 5 ein detailliertes Signalflußdiagramm eines der Subsysteme für die fo-Trägerrekonstruktion und die Herunterwandlung des in Fig. 3 gezeigten Empfängers;
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines der Satellitenverfolgungskanäle, die in dem in Fig. 2 gezeigten Endgerät dargestellt sind;
Fig. 7 ein Blockschaltbild des Subsystems für die 308-fo- Trägerphase und den C/A-Code-Verzögerungsfehlerdetektor des Satellitenverfolgungskanals gemäß Fig. 6;
Fig. 8 eine Reihe graphischer Darstellungen von Zeigern in der komplexen Ebene, die Signale in verschiedenen anderen Figuren repräsentieren;
Fig. 9 ein Blockschaltbild eines der Zeierzählerrotatoren, die in dem Fehlerdetektorsystem von Fig. 7 gezeigt sind, und von Wahrheitstabellen, die sich auf ihren Betrieb beziehen;
Fig. 10 ein Blockschaltbild des Korrelators, der in dem in Fig. 7 gezeigten Fehlerdetektorsystem gezeigt ist;
Fig. 11 ein Blockschaltbild des C/A-Code-Generators, der in dem in Fig. 7 gezeigten Fehlerdetektorsystem gezeigt ist;
Fig. 12 ein Blockschaltbild des fo-Trägerphasendetektors, der in dem in Fig. 6 gezeigten Satellitenverfolgungskanal dargestellt ist;
Fig. 13 ein Blockschaltbild des Registersubsystems des in Fig. 6 gezeigten Satellitenverfolgungskanals;
Fig. 14 ein detailliertes Signalflußdiagramm des in Fig. 2 gezeigten Gesamtsystems; und
Fig. 15 alternative Ausführungsformen von Observablen-Kombinationseinrichtungen zum Kombinieren der impliziten Trägerphasenobservablen Φ für 308 fo, der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ, der impliziten fo-Trägerphasenobservablen ψL1 für das L1-Band, und der impliziten fo- Trägerphasenobservablen ψL2 für das L2-Band, um eindeutig eine Position zu ermitteln, die relativ frei von ionosphärischen Störungen ist.

1. Das GPS-System

Die nachfolgende Beschreibung des GPS-Systems und der Struktur seiner Signale wird zur Klarheit und zur Erleichterung der Erläuterung der Erfindung gegeben. Eingehendere Diskussionen sind in der Literatur verfügbar.
Die hauptsächlich interessierenden Signale zur Bestimmung der Position werden von jedem GPS-Satelliten in denselben zwei Frequenzbändern übertragen, von denen das eine als das L1- Band bekannt ist, und das andere als das L2-Band.
Innerhalb jedes dieser GPS-Bänder ist das übertragene Signale ein breitbandiges, rauschartiges, pseudostatisches Signal, welches keine diskreten Spektralkomponenten enthält. Die Signale werden daher als Signale mit unterdrücktem Träger bezeichnet.
Der Begriff "Träger" wird hierbei im selben Sinn verwendet wie auf dem Radiogebiet, so daß daher ein Träger eine periodische Welle mit im wesentlichen konstanter Amplitude, Frequenz und Phase ist. Information kann übertragen oder "getragen" werden, indem die Amplitude, die Frequenz und/oder Phase eines derartigen Signals variiert wird. Ein Träger kann als "Subträger" bezeichnet werden, wenn seine Frequenz kleiner ist als die Bandbreite des Signals. Ein Signal kann mehrere Träger aufweisen. Man sagt beispielsweise bei einem Fernsehsendersignal, daß dieses einen Videoträger und einen Audioträger enthält.
Obwohl keine Träger in den gesendeten GPS-Signalen vorhanden sind, kann man sagen, daß implizit verschiedene Träger darin enthalten sind, so daß derartige Träger aus dem GPS-Signal wiedergewonnen oder rekonstruiert werden können.
Innerhalb jedes GPS-Satelliten stellt ein Frequenzstandard, beispielsweise eine Cäsiumatomstrahlvorrichtung, eine Fundamentalfrequenz von 5,115 Megahertz, als fo bezeichnet, zur Verfügung, von welcher sämtliche anderen kritischen Satellitenfrequenzen durch ganzzahliges Multiplizieren oder Dividieren abgeleitet werden. Die Frequenz des Zentralfrequenzträgers des L1-Bandes von GPS-Signalen beträgt das 308-fache von fo, oder 1575,42 Megahertz, und die Frequenz des Zentrumsfrequenzträgers des L2-Bandes ist das 240-fache von fo oder 1227,60 Megahertz. Die fo-Fundamentalfrequenz ist eine Trägerfrequenz, die aus den GPS-Signalen rekonstruiert werden kann.
GPS-Signale sind biphasisch oder vierphasisch moduliert. Insbesondere können Quadraturkomponenten eines L-Band-Zentrumsfrequenzträgers in dem Satelliten mit aperiodischen, pseudostatistischen, binär gewichteten Wellen m(t) und n(t) gemischt werden, welche mehrere implizite, periodische Trägerwellen enthalten. Die Polaritäts- oder Phasenumkehrungen von m(t) und n(t) sind so eingeschränkt, daß sie nur an Zeitpunkten auftreten, welche ganzzahlige Vielfache fester Zeitintervalle tm und tn sind, die als die Stückbreiten von m(t) bzw. n(t) bekannt sind. Wenn eine Polaritätsumkehrung bei jedem Vielfachen von tm aufträte, dann wäre m(t) eine periodische Rechteckwelle mit einer Frequenz von 1/(2 tm) Da die Polaritätsumkehrungen tatsächlich nur pseudostatistisch auftreten, im Mittel nur die Hälfte der Zeit, ist die 1/(2 tm)- Frequenzträgerwelle unterdrückt, ebenso wie der Träger der Bandzentrumsfrequenz.
Die Welle m(t) ist das Produkt mehrerer verschiedener Wellen, deren Zeitintervalle zwischen Polaritätsumkehrungen ganzzahlige Vielfache von tm sind. Daher sind implizit in den GPS- Signalen auch zusätzliche Träger enthalten, deren Frequenzen Untervielfachen von 1/(2 tm) entsprechen. Eine der Wellenformen, die zur Erzeugung von m(t) für die Signale des L1- Bandes verwendet wird, ist der C/A-Code, welcher eine für den Satelliten spezifische, pseudostatische Binärsequenz von 1023 Stücken darstellt, die periodisch mit einer Periode von 1 Millisekunde wiederholt werden, oder mit einer Frequenz von 1 Kilohertz. Für die C/A-Code-Komponente der Signale des L1-Bandes ist 1/(2 tm) gleich fo/10 oder 0,5115 Megahertz. Einen weiteren Faktor bei m(t) stellen die binären Navigationsdaten dar, die eine Stückbreite von 20 Millisekunden aufweisen, und daher eine Trägerfrequenz von 25 Hertz. Diese Daten umfassen die momentane Zeit, die von der Uhr des Satelliten angezeigt wird, eine Beschreibung der momentanen Position des Satelliten im Umlauf, und eine Beschreibung von Korrekturen, die bei der Zeit angebracht werden sollen, die durch die Uhr des Satelliten angegeben wird.
Das konventionelle Verfahren zur Bestimmung der Position eines Empfängers von Signalen, die von GPS-Satelliten empfangen werden, verwendet Beobachtungen der Zeiten, die von den Satellitenuhren angegeben werden, wie sie sich in den gesendeten binären Navigationsdaten widerspiegeln. Typischerweise werden vier verschiedene Satelliten gleichzeitig beobachtet. Wie nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 8E erläutert ist, enthält zu einem Zeitpunkt, wenn eine Uhr in dem Empfänger eine Zeit tR angibt, die Modulation der Signale, welche von dem i-ten Satelliten empfangen werden, in ihren Navigationsdaten eine Satellitenuhranzeige ti, und Satellitenpositionskoordinaten xi, yi und zi. Zur Erleichterung der Beschreibung wird angenommen, daß irgendwelche angegebenen Uhrkorrekturen bereits angebracht wurden.
Wäre die Uhr des Empfängers mit jener des Satelliten synchronisiert, dann wäre die Differenz zwischen tR und ti genau gleich der Signalausbreitungszeit zwischen Satelliten und Empfänger. Die Entfernung oder "der Bereich" vom Satelliten zum Empfänger könnte dann durch Multiplizieren dieser Zeitdifferenz mit der Lichtgeschwindigkeit ermittelt werden. Da die Uhren nicht synchronisiert sind, weist der durch dieses Verfahren ermittelte Bereich einen systematischen Fehler mit unbekanntem Betrag auf, gleich der Abweichung von der Synchronisierung tR, multipliziert mit der Lichtgeschwindigkeit. Derartige Bereichsmessungen sind als "Pseudobereichs-"Messungen bekannt.
ΔtR kann gleichzeitig mit den drei Positionskoordinaten xR, yR und zR des Empfängers dadurch ermittelt werden, daß vier gleichzeitige Beobachtungen des Pseudobereichs bei vier geeignet positionierten Satelliten vorgenommen werden, und vier gekoppelte algebraische Gleichungen gelöst werden, welche diese vier Unbekannten betreffen, entsprechend bekannter Vorgehensweisen.
Derartige konventionelle Messungen der anscheinenden Ausbreitungszeitverzögerung, die als Gruppenverzögerung bekannt ist, werden durch Mehrwegausbreitungs- und Ionosphäreneffekte begrenzt. Der Begriff "Mehrweg" betrifft den gleichzeitigen Empfang von Signalen, welche die Empfangsantenne über unterschiedliche Wege von der Sendeantenne aus erreicht haben. Schädliche Mehrwegeffekte ergeben sich am häufigsten aufgrund der Reflexion von Signalen von Objekten nahe dem Empfänger. Selbst schwache Mehrwegeffekte können die Positionsgenauigkeit, die bei Pseudobereichs-Empfängern verfügbar ist, ernsthaft beschränken.
Mehrwegeffekte treten häufig in Form statistisch schwankenden Rauschens auf und können durch einfache Zeitmittlung der Beobachtungen verringert werden, solange die Position des Empfängers festgehalten wird. Weiterhin ist bekannt, daß Mehrwegeffekte allgemein die Phasenverzögerung eines Signals erheblich geringer als die Gruppenverzögerung beeinträchtigen. Daher ist die Schwankung des Bereichs, die sich aus der Zentrumsfrequenzträgerphase ergibt, erheblich geringer als jene des Bereiches, der aus der Code-Modulation eines GPS-Signals ermittelt wird.
Die Ausbreitungsgeschwindigkeit eines Funksignals durch die Ionosphäre unterscheidet sich von der Geschwindigkeit desselben Signals durch andere Medien, beispielsweise das Weltraumvakuum oder die Troposphäre der Erde. Ionosphärenausbreitungseffekte begrenzen die Genauigkeit konventioneller, ziviler Positionsmessungen, die mittels Pseudobereichsmessungen durchgeführt werden, da die Ionosphäre die Ausbreitung der Signalmodulation um einen unbekannten Betrag verzögern kann. Dieser Betrag kann zeitlich und ortsabhängig auf unbekannte Weise variieren, ist jedoch auf exakt bekannte Weise frequenzabhängig. Die Gruppenverzögerung, die durch die Ionosphäre auf einen bestimmten Ausbreitungsweg vom Satelliten zum Empfänger zu einem bestimmten Zeitpunkt ausgeübt wird, ist bekanntlich umgekehrt proportional zum Quadrat der Zentrumsfrequenz des Bandes, in welchem das Signal empfangen wird.

2. Die bevorzugte Ausführungsform

Fig. 1

In Fig. 1 ist ein System gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt, zur Ermittlung der Position eines Schiffes 10 aus der Beobachtung der mehreren GPS-Satelliten, die durch GPS 12, GPS 13 und GPS 14 dargestellt sind, die momentan für das Schiff 10 sichtbar sind.
Entsprechend der momentanen Auslegung des GPS-Systems wird ein Minimum von 18 GPS-Satelliten etwa 1988 verfügbar sein. Die Art ihrer Anordnung wird sicherstellen, daß von jedem Punkt der Erde aus ständig zumindest vier Satelliten sichtbar sein werden. Die vorliegende Erfindung kann am besten Positionsinformation ermitteln, wenn mindestens vier Satelliten während eines Beobachtungszeitraums sichtbar sind. Zufriedenstellende Messungen können durchgeführt werden, wenn zum selben Zeitpunkt nur drei Satelliten sichtbar sind, wenn eine Unbekannte nicht ermittelt werden muß, beispielsweise die Höhe des Phasenzentrums der Empfangsantenne oberhalb des Meeresspiegels.
Während des Betriebs des erfindungsgemäßen Systems erfolgen auf dem Schiff 10 Messungen von zumindest vier Observablen von GPS-Signalen 15, die von jedem der GPS-Satelliten gesendet werden, beispielsweise GPS12, GPS13 und GPS14, und auf dem Schiff über die Antenne 22 empfangen werden. Diese vier Observalen sind:
a) die Observable Φ für die implizite 308-fo-Trägerphase des L1-Zentrumsfrequenzträgers;
b) die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ der C/A-Code- Komponente der L1-Bandsignale (auch als Pseudoorange-Bereich bekannt);
c) die Observable ψL1 der impliziten fo-Trägerphase des L1-Bandes des Fundamentalfrequenz-fo-Subträgers, der in den Signalen implizit enthalten ist, die in dem L1-Band empfangen werden; und
d) die Observable ψL2 für die implizite fo-Trägerphase des L2-Bandes des Fundamentalfrequenz-fo-Subträgers, der in den in dem L2-Band empfangenen Signalen enthalten ist.
Diese Observablen können entweder in Datenverarbeitungsanlagen an Bord des Schiffes 11 oder in einem Datenverarbeitungszentrum 20 verarbeitet werden, entweder in Echtzeit oder nachträglich, um Positionsinformation zu ermitteln. Zusätzlich können darüber hinaus Küstenstationen 16, 17 und 18 dazu verwendet werden, GPS-Signale 15 über Antennen 22 zu empfangen und Positionsinformation zu bestimmen, ebenso wie andere bestimmte Daten, die sich auf die GPS-Satelliten beziehen. Diese zusätzliche Information und/oder diese zusätzlichen Daten können Ephemerideninformation oder Umlaufpositionsinformation für jeden Satelliten enthalten, und ebenso erforderliche Satellituhrfehler- oder Synchronisierinformation, welche festgestellt werden muß.
Momentan sind Satellitenephemerideninformation und Satellitenuhrsynchronisierungsinformation in den Navigationsnachrichten enthalten, die in den Signalen enthalten sind, die von den GPS-Satelliten gesendet werden, und können von zivilen Benutzern des GPS-System dekodiert und verwendet werden. Es besteht die Möglichkeit, daß derartige Information nicht immer zufriedenstellend verfügbar ist, entweder infolge von Begrenzungen ihrer Genauigkeit, oder aber durch absichtliche Verschlüsselung der Information aus militärischen Gründen. In jedem Fall ist es für zivile Einsätze mit hoher Genauigkeit wünschenswert, Umlaufbahninformation und Uhrfehler- oder Synchronisierungsinformation ermitteln zu können, ohne sich auf die gesendete Umlaufbahninformation verlassen zu müssen. Dies kann durch mehrere Bodenstationen erreicht werden, die in Zusammenarbeit mit den Empfängern an Bord der Schiffe arbeiten.
Küstenstationen 16, 17 und 18 können Datenverarbeitungs-Subsysteme enthalten, oder es können derartige Subsysteme im Schiff 10 oder in einem getrennten Datenverarbeitungszentrum 20 vorgesehen sein, wie in Fig. 1 gezeigt ist. Die Küstenstationen 16, 17 und 18 können miteinander, mit dem Schiff 10 und mit dem Datenverarbeitungszentrum 20 über eine Datenverbindung 21 kommunizieren. Das Datenverarbeitungszentrum 20 kann weiterhin Funkkommunikationsgeräte für die Übertragung von Daten zum und vom Schiff 10 als Teil der Datenverbindung 21 aufweisen, obwohl eine derartige Funkkommunikation nicht zur Bestimmung der Positionsinformation für einige Zwecke erforderlich sein muß. Rohdaten können auf dem Schiff 10 gesammelt und später durch irgendeine geeignete, nicht gezeigte Einrichtung an das Datenverarbeitungszentrum 20 für eine nachträgliche Verarbeitung übertragen werden. Wenn allerdings die Positionsinformation für Navigationszwecke in Echtzeit zur Verwendung durch das Schiff 10 zur Aufrechterhaltung seines eigenen Kurses ermittelt wird, kann die voranstehend erwähnte Funkkommunikationsverbindung zum ordnungsgemäßen Betrieb des Systems wohl erforderlich sein.
Die Küstenstation 18 kann auch dazu eingesetzt werden, relative Positionsmessungen zuzulassen, also Messungen der Position des Schiffes 10 in bezug auf die Küstenstation 18. Derartige Messungen werden auch "Standlinienmessungen" genannt, wobei der Relativpositionsvektor, der sich von der Küstenstation 18 zum Schiff 10 erstreckt, als der Standlinienvektor bezeichnet wird. Es ist bekannt, daß derartige Relativmessungen erheblich genauer sein können als Einzelpunktpositionsmessungen, die vom Schiff 10 allein durchgeführt werden, da bestimmte Meßfehler an beiden Enden der Standlinie gemeinsam auftreten und sich ausgleichen können, wenn die Beobachtungen am Schiff 10 und der Küstenstation 18 kombiniert werden.
Konventionellerweise wird ein Ende einer Standlinie so ausgewählt, daß es ein bekannter Ort ist, beispielsweise ein Erdvermessungspunkt. Bei den hier beschriebenen Systemen ist es am bequemsten, die Küstenstation, die ein Ende der Standlinie bildet, an dem bekannten Ort anzuordnen. Die Position des Schiffes kann dann als der Endpunkt des Standlinienvektors berechnet werden, der vom bekannten Ort ausgeht. Selbstverständlich ist eine relativ kurze Entfernung zwischen dem Schiff 10 und der Küstenstation 18 wünschenswert. Dies kann in der Praxis nicht immer gegeben sein. Die einzige echte Begrenzung für die Länge der Standlinie, also die maximal zulässige Entfernung zwischen dem Schiff 10 und der nächsten Küstenstation besteht darin, daß derselbe GPS-Satellit für beide Enden der Standlinie sichtbar sein muß, wenn gleichzeitige Beobachtungen an beiden Enden direkt zur Auslöschung gemeinsamer Fehler ausgewertet werden sollen.
Die Endgeräteabschnitte der Küstenstationen 16, 17 und 18 können identisch zu den Endgeräten auf dem Schiff 11 aufgebaut und/oder betrieben sein bzw. werden. Es kann allerdings vorzuziehen sein, daß die Küstenstationen 16, 17 und 18 zusätzliche Observable messen, die nicht auf dem Schiff 10 erforderlich sind, einschließlich von Beobachtungen der Phase des Zentralfrequenzträgers der Signale des L2-Bandes. Die gleichzeitige Beobachtung der Phasen der Zentrumsfrequenzträger von beiden Bändern kann eine exaktere Bestimmung der Ionosphärenverzögerung zur Folge haben, und daher der Satellitenumlaufbahnen und der Position des Schiffes 10. Das Endgerät 23 des Schiffes 10, welches wie voranstehend erwähnt auch in den Küstenstationen 16, 17 und 18 eingesetzt werden kann, wird im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert.

Fig. 2

In Fig. 2 ist das Endgerät 23 in Form eines Blockschaltbildes dargestellt. Wie bereits erwähnt können identische Endgeräte 23 sowohl in den Küstenstationen 16, 17 und 18 als auch an Bord des Schiffes 10 verwendet werden, obwohl es vorzuziehen sein kann, zusätzliche Geräte innerhalb der Endgeräte 23 auf dem Schiff 10 oder in den Küstenstationen 16, 17 und 18 vorzusehen, beispielsweise unkodierte L2-Zentrumsfrequenzträger-Phasenverfolgungskanäle zur Bestimmung vom Umlaufdaten.
Das Endgerät 23 ist vorzugsweise in einem geschützten Geräteraum im Schiff 10 angeordnet, zusammen mit anderen komplexen elektronischen Schiffsgeräten. Allerdings muß es an die Antenne 22 angeschlossen sein, die oberhalb des Decks des Schiffes 10 angebracht ist, vorzugsweise auf einem (nicht gezeigten) hohen Mast, oberhalb von möglicherweise störenden Aufbauten, und so weit wie möglich von diesem entfernt, beispielsweise Metalldeckplatten und Aufbauten, welche Fehler verschlimmern könnten, die durch Mehrwegeffekte hervorgerufen werden.
Die Antenne 22 empfängt GPS-Signale 15 von den mehreren, zu diesem Zeitpunkt sichtbaren GPS-Satelliten, von denen nur der GPS-Satellit 12 in dieser Fig. 2 gezeigt ist. L-Band-GPS- Signale 15 werden von der Antenne 22 dem Empfänger 24 innerhalb des Endgerätes 23 zugeführt, welcher auch das 4-fo- Konstantfrequenzbezugssignal 26 empfängt, welches von einem Frequenzstandard 28 erzeugt wird. Der Frequenzstandard 28 kann ein speziell ausgebildeter Cäsiumatomstrahl-Standard sein, der ein Konstantfrequenz-Ausgangssignal exakt bei 20,46 Megahertz zur Verfügung stellt, nämlich dem Vierfachen der Fundamentalfrequenz fo des Satelliten. Andererseits kann es einfacher und billiger sein, einen einfacher erhältlichen Cäsiumatomstrahl-Standard mit 5 Megahertz zu verwenden, und einen Frequenzsynthesizer, der nicht gezeigt ist, um das Standardsignal von 5 Megahertz auf das gewünschte Konstantfrequenz- Bezugssignal von 4 fo bei 20,46 Megahertz umzuwandeln.
Der Empfänger 24 wird zur Herunterwandlung der GPS-Signale 15 verwendet; der Empfänger 24 dient daher dazu, Ausgangssignale 30 zur Verfügung zu stellen, welche eine verhältnismäßig niedrige Frequenz aufweisen, verglichen mit den L-Band-Mikrowellenfunksignalen, die von der Antenne 22 von dem GPS 12 empfangen werden. Signale 30 werden mehreren Satellitenverfolgungskanälen 32 zugeführt. Ein einzelner Satellitverfolgungskanal 32 ist für jeden Satelliten erforderlich, der in einem bestimmten Beobachtungszeitraum beobachtet werden soll.
Der Satellit, der durch jeden Satellitenverfolgungskanal 32 beobachtet werden soll, wird durch die Satellitenzuordnung 41 vom Echtzeitcomputer 40 festgelegt. Das Endgerät 23 kann sechs Satellitenverfolgungskanäle aufweisen, um Redundanz zu erzielen, obwohl im Normalbetrieb nur vier Satellitenkanäle erforderlich sind. Es stellt einen guten Brauch im Betrieb dar, mehr als die Minimalanzahl von Satelliten zu jedem Zeitpunkt zu verfolgen, so daß dann, wenn einer der Satelliten verdeckt wird, oder unter den Horizont absinkt, oder aus anderen Gründen nicht verfügbar oder nicht einsetzbar ist, während eines Teils des Beobachtungszeitraums, die gesammelten Daten immer noch ausreichend sein werden.
Weiterhin empfängt der Verfolgungskanal 32 ständig eine digitale Echtzeitanzeige 34, t, die von der Echtzeituhr 36 erzeugt wird. Die Echtzeituhr 36 wird vom Frequenzstandard 28 gesteuert, der ein Uhrsynchronisierungssignal 29 zur Verfügung stellt. Die Zeit t wird von der Uhr 36 auf konventionelle Weise erhalten, durch eine ursprüngliche Echtzeit-Einstellung oder -Festlegung, und nachfolgendes Zählen von Schwingungszyklen der Signale vom Frequenzstandard 28.
Der Betrieb sämtlicher Verfolgungskanäle 32, einer für jeden der GPS-Satelliten, ist derselbe. Nachstehend wird der Betrieb des Verfolgungskanals 32 erläutert, der in Fig. 2 gezeigt ist, und mit GPS-Signalen 15 von dem GPS-Satelliten 12 arbeitet. Hieraus läßt sich der Betrieb der Verfolgungskanäle 32 für andere GPS-Satelliten verstehen. Zusätzlich zu den niederfrequenten Signalen 30, dem 4-fo-Bezugssignal 26 und zur digitalen Echtzeitanzeige 34 empfängt der Verfolgungskanal 32 Schätzwerte 38, welche Schätzwerte oder Vorhersagen der empfangenen Signalfrequenz und der Gruppenverzögerung für den GPS-Satelliten 12 umfassen, vom Echtzeitcomputer 40. Der Verfolgungskanal 32 schickt Messungen 42, die sich auf die Signale dieses Satelliten beziehen, zum Echtzeitcomputer 40 zurück.
Der Echtzeitcomputer 40 erzeugt Schätzwerte 38 auf der Grundlange der Eingabe externer Information 44, die er von äußeren Quellen empfängt, und ebenso auf der Grundlage der Information, die in den Messungen 42 enthalten ist. Derartige externe Information 44 kann Daten bezüglich der Umlaufposition des Satelliten 12 umfassen, und ebenso Daten, welche die Korrekturen betreffen, die bei der Zeitinformation angebracht werden müssen, die in den Signalen 15 enthalten ist. Umlaufbahn- und Zeitkorrekturinformation 46; die in Fig. 2 gezeigt sind, können Information repräsentieren, die über die Datenverbindung 21 von Orten an Land übertragen werden, beispielsweise vom Datenverarbeitungszentrum 20, wie in Fig. 1 gezeigt. Information 46 könnte vom Endgerät 23 auch aus der gesendeten Navigationsnachricht erhalten werden, die in den GPS-Signalen 15 vom Satelliten 12 enthalten ist, mittels Dekodierung der sogenannten Navigationsnachricht, die von dem GPS-Satelliten 12 gesendet wird, könnte jedoch auch von irgendeiner anderen Einrichtung her stammen.
Der Echtzeitcomputer 40 kann auch Information von Beobachtungen empfangen, die von einer oder mehreren der Küstenstationen 16, 17 und/oder 18 durchgeführt wurden, bezüglich der Signale 15 vom Satelliten 12. Diese Information weist vorzugsweise Daten auf, welche die Phasen von Trägersignalen repräsentieren, die implizit in den GPS-Signalen 15 enthalten sind, die von dieser Küstenstation empfangen werden. Zusätzlich können derartige Daten Pseudobereichsmessungen enthalten, die sich auf den Satelliten 12 beziehen, und durch die Beobachtung und Messung der Gruppenverzögerung der C/A-Code-Komponente der L1-Bandsignale in den Signalen 15 ermittelt werden, die von dem Satelliten 12 empfangen werden. Diese Information ist in Fig. 2 als Phasen- und Verzögerungsbeobachtungen von den Küstenstationen 48 dargestellt. Weiterhin kann der Echtzeitcomputer 40 auch Information empfangen, die sich auf die momentane Position und/oder Geschwindigkeit des Schiffes 10 bezieht, von der Schiffpositions- und Geschwindigkeitsinformation 50. Derartige Information kann durch irgendeines der konventionell erhältlichen, käuflichen Geräte zur Verfügung gestellt werden, die üblicherweise zur Ermittlung derartiger Information eingesetzt werden, beispielsweise konventionelle Navigations- und Koppelgeräte.
Der Echtzeitcomputer 40 verwendet die Messungen 42 und die Informationseingabe 44 von den Quellen 46, 48 und 50 zur Berechnung einer verbesserten Ermittlung der momentanen oder vergangenen Position 52 des Schiffes 10. Die Positionsbestimmung 52 kann dem Positionsinformationsanzeige- oder -verwendungsgerät 53 zugeführt werden. Der Echtzeitcomputer 40 kann darüber hinaus auch Rohmessungsdaten 54 von dem Satellitenverfolgungskanal 32 an den Datenspeicher 56 liefern. Rohdaten 54 von dem Datenspeicher 56 können zu einem späteren Zeitpunkt verarbeitet werden, an Bord des Schiffes 10 oder an Land im Datenverarbeitungszentrum 20, um verbesserte Positionsinformation zur Verfügung zu stellen, die auf Messungen oder anderen Daten beruht, die nicht auf geeignete Weise auf dem Schiff 10 während der Beobachtung des Satelliten 12 verfügbar sind, beispielsweise verbesserte Satellitenumlaufbahn- oder Uhrinformation. Entsprechend können Phasen- und Verzögerungsbeobachtungen, die von einigen anderen, nicht dargestellten Küstenstationen stammen, bei der späteren Verarbeitung verfügbar sein, die während des Beobachtungszeitraums nicht verfügbar waren. Selbst verbesserte Daten, welche die Position und/oder die Geschwindigkeit des Schiffes 10 betreffen, können bei der Nachverarbeitung eingesetzt werden, um die Genauigkeit der Positionsinformation zu verbessern.
Konventionelle GPS-Empfänger nutzen externe Informationseingaben nicht, beispielsweise jene, die voranstehend in bezug auf die externe Information 44 erläutert wurden. Konventionelle GPS-Empfänger erhalten die gesamte derartige Satellitenumlaufs- und Satellitenuhrinformation direkt von der Navigationsnachricht, die von jedem Satelliten gesendet wird. Es ist besonders wichtig, daß das Endgerät 23 externe Eingaben wie voranstehend erläutert-verwenden kann, um den Betrieb und die Genauigkeit während solcher Zeiten aufrechtzuerhalten, in welchen das Verteidigungsministerium sich dazu entscheidet, gewisse Anteile der gesendeten Information von dem GPS-System zu verschlechtern, um die hohe Genauigkeit zu sperren, die normalerweise militärischen Benutzern zur Verfügung steht. Obwohl die Genauigkeit, die Benutzern eines System gemäß der vorliegenden Erfindung zur Verfügung steht, für militärische Operationen nicht ausreichend ist, können zivile Benutzer ohne Unterbrechung mit Vermessungs- und Navigationsvorgängen weiter fortfahren.
Es wurde angekündigt, daß eine derartige Sperrung der Genauigkeit das absichtliche Aussenden ungenauer Informationsdaten bezüglich der Umlaufbahnen des GPS-Satelliten und/oder der Satellitenuhren umfassen kann. Das Aussenden ungenauer Information bezüglich der Satellitenuhren wird allgemein als Zittern (dither) bezeichnet.
Die allgemein erwartete Art des Zitterns von Satellitenuhrinformation würde darin bestehen, absichtlich die Taktrate in dem GPS-Satelliten 12 zu ändern, oder zuzulassen, daß die normalen Variationen der Taktrate die Genauigkeit beeinträchtigen, und dann den Zugriff auf die Uhrkorrekturinformation zu beschränken. Wie voranstehend erläutert, sendet jeder GPS- Satellit bei seiner Aussendung der Navigationsdaten Daten, die sowohl die Zeit umfassen, die von der Uhr des Satelliten angegeben wird, als auch die einzelne Information, welche die Korrekturen betrifft, die zur exakten Verwendung dieser gesendeten, angezeigten Zeit erforderlich sind. Eine einfach vorzunehmende Vorgehensweise bezüglich des Zitterns würde daher darin bestehen, den öffentlichen Zugriff auf derartige Taktkorrekturinformation dadurch zu sperren, daß die Uhrkorrekturdaten verschlüsselt werden, die in der gesendeten Uhrkorrekturnachricht des Satelliten enthalten sind.
Andere Quellen externer Information 44 können Trägheitsnavigationssysteme umfassen, Kompaß, Wassergeschwindigkeitsfahrtmesser, Dopplersonar oder Information bezüglich der Ausrichtung des Schiffes 10, also dessen Ausrichtung im Raum, Rollen, Stampfen und Gieren. Wenn das Schiff 10 rollt und stampft, so bewegt sich dessen Antenne, die oben an einem Mast angebracht ist, im Raum herum. Die Position, welche der Computer 40 ermittelt, ist daher die Position dieses sich bewegenden Punktes an der Mastspitze. Diese zusätzliche Information kann dazu erforderlich sein, den Schwerpunkt des Schiffes 10 zu ermitteln.

Fig. 3

In Fig. 3 ist der Empfänger 24 des Endgeräts 23 mit mehr Einzelheiten gezeigt, zusammen mit der Antenne 22 und dem getrennten Filter- und Vorverstärkerpaket 62, welches vorzugsweise örtlich sehr nahe an der Antenne 22 angeordnet ist. Das entfernte Filter- und Vorverstärkerpaket 62 dient zur Verbindung der Antenne 22 mit dem Empfänger 24.
Im einzelnen führt die Übertragungsleitung 60 die Funkfrequenzsignale des L1- und L2-Bandes, die von der Antenne 22 empfangen werden, dem entfernten Filter- und Vorverstärkerpaket 62 zu. Der Vorverstärker 62 ist vorzugsweise räumlich nahe an der Antenne 22 angeordnet, um die Übertragungsleitungsverluste in der Leitung 60 zwischen der Antenne 22 und dem rauscharmen Verstärker 68 innerhalb des Vorverstärkers 62 zu minimalisieren. Sinnvollerweise wird der Vorverstärker 62 auf demselben Mast oder Aufbau angeordnet, auf welchem die Antenne 22 angeordnet ist.
Im Vorverstärker 62 werden die L-Bandsignale in der Leitung 60 an die Eingänge von Bandpaßfiltern 64 und 66 gekoppelt. Das Filter 64 ist ein Bandpaßfilter hoher Qualität und mit geringen Verlusten, das auf das annähernde Zentrum des L1- Bandes bei 1575,42 Megahertz abgestimmt ist. Die Bandbreite des Filters 64 kann in der Größenordnung von 30 Megahertz liegen. Das Filter 66 ist auf das Zentrum des L2-Bandes bei 1227,60 Megahertz mit entsprechender Bandbreite abgestimmt. Die Filter 64 und 66 dienen dazu, zu verhindern, daß starke Signale, die außerhalb der GPS-Frequenzbänder entstehen, den empfindlichen rauscharmen Verstärker 68 erreichen, und diesen überlasten oder möglicherweise beschädigen. Bandpaßfilter 64 und 66 sind im Handel von verschiedenen Verkäufern erhältlich und sollten so ausgewählt sein, daß sie eine geringe Abschwächung in den L1- und L2-Frequenzbändern aufweisen, und eine hohe Abschwächung außerhalb dieser Bänder.
Die Ausgänge der Filter 64 und 66 werden am Eingang des rauscharmen Verstärkers 68 zusammengeführt. Die verstärkten L-Bandsignale, die am Ausgang des rauscharmen Verstärkers 68 vorhanden sind, werden über die Übertragungsleitung 70 dem Empfänger 24 zugeführt. Der Empfänger 24 ist sinnvollerweise innerhalb des Schiffes 10 in einem geschützten Bereich angeordnet, typischerweise in derselben Umgebung, die zum Schutz anderer elektronischer Geräte verwendet wird. Die Übertragungsleitung 70 kann daher verhältnismäßig lang sein. Der rauscharme Verstärker 68 dient zur Verstärkung der L-Bandsignale, die in die Übertragungsleitung 70 eingegeben werden, auf einen Pegel, der zum Kompensieren der Abschwächung der Leitung 70 ausreicht. Der rauscharme Verstärker 68 kann als im Handel erhältlicher Galliumarsenid-Feldeffekttransistorverstärker mit einem niedrigen Rauschwert von etwa 10 dB ausgebildet sein.
Der Empfänger 24 empfängt das Ausgangssignal des rauscharmen Verstärkers 68 über die Übertragungsleitung 70 als einen Eingangswert und das 4-fo-Konstantfrequenz-Bezugssignal 26 vom Frequenzstandard 28, gezeigt in Fig. 2, als zweiten Eingangswert. Innerhalb des Empfängers 24 ist die Übertragungsleitung 70 an den Eingang eines Diplexfilters 72 angeschlossen. Das Diplexfilter 72 ist ein frequenzselektiver Signalteiler, welcher die L-Band-Funkfrequenzsignale, die über die Übertragungsleitung 70 empfangen wurden, aufteilt in L1-Band- Funkfrequenzsignale 74 und L2-Band-Funkfrequenzsignale 78.
L1-Band-Funkfrequenzsignale 74 werden an den Funkfrequenz/Videofrequenz-Herunterteiler 76 angelegt, in welchem sie mit Quadraturkomponenten eines Bezugssignals bei der nominellen Zentrumsfrequenz des L1-Bandes, nämlich 1575,42 Megahertz, gemischt werden, was exakt das 308-fache von fo beträgt. Diese Quadraturkomponenten werden von dem 4-fo-Bezugssignal 26 abgeleitet. Der Betrieb des Herunterwandlers 76 wird mit mehr Einzelheiten nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 4 beschrieben. Allgemein gesagt dient der Herunterwandler 76 zum Umwandeln der L1-Band-Funkfrequenzsignale 74 von einer Zentrumsfrequenz von 308 fo oder 1575,42 Megahertz auf das Basisband, also eine Zentrumsfrequenz von 0 Hertz. Wie nachstehend mit mehr Einzelheiten unter Bezug auf Fig. 4 erläutert ist, erzeugt der Videofrequenz-Herunterwandler 76 ein phasengleiches Videosignal 82 VI, und ein Quadratur-Videosignal 84 VQ, welche zusammen das komplexe Videosignal V bilden.
Quadratur-Videosignale 82 und 84 sind in den niederfrequenten Signalen 30 enthalten und werden in jedem Satelliten-Verfolgungskanal 32 im Endgerät 23 und ebenso von der L1-Band-fo- Trägerrekonstruktions- und -Herunterwandlervorrichtung 86 im Empfänger 24 verwendet.
Die L1-Band-fo-Trägerrekonstruktions- und -Herunterwandlervorrichtung 86 ist nachstehend mit mehr Einzelheiten im Zusammenhang mit Fig. 5 beschrieben. Die Rekonstruktionsvorrichtung 86 dient allgemein zum Rekonstruieren von Trägern der Satelliten-Fundamentalfrequenz fo, die implizit in den Funkfrequenzsignalen 74 des L1-Bandes enthalten sind. Satelliten- Fundamentalfrequenz-fo-Träger von jedem GPS-Satelliten sind implizit in den L1-Band-Funkfrequenzsignalen 74 vom Diplexfilter 72 enthalten, und in den Quadratur-Videosignalen 82 und 84, da sie implizit in den GPS-Signalen 15 enthalten waren, und keine der Operationen, die mit den Signalen 15 durchgeführt wurde, bis zu dieser Stufe diese implizite Beziehung geändert hat.
Es ist wesentlich darauf hinzuweisen, daß der Wandler 76 und die Rekonstruktionsvorrichtung 86 Bezugsfrequenzen verwenden, die durch feste Multiplikation des Konstantfrequenz-4-fo- Bezugssignals 26 von dem Frequenzstandard 28 gemäß Fig. 2 abgeleitet werden, so daß alle diese Signale phasengleich miteinander sind.
Die Rekonstruktions- und Herunterwandlervorrichtung 86 für den L1-Band-fo-Träger erzeugt ein phasengleiches, rekonstruiertes L1-Band-fo-Trägerverbundsignal 88, SI(L1), und ein Quadraturphasen-rekonstruiertes L1-Band-fo-Trägerverbundsignal 90, SQ(L1), welche zusammen das komplexe Verbundsignal S(L1) des rekonstruierten fo-Trägers des L1-Bandes bilden. Der Verbundzeiger 89 des rekonstruierten Trägers des L1-Bandes, der nachstehend in Fig. 8D gezeigt ist, ist der Momentanwert des komplexen Verbundsignals S(L1) des rekonstruierten fo-Trägers des L1-Bandes, der sich aus der Überlagerung der Zeiger ergibt, welche die rekonstruierten L1- Band-fo-Träger von sämtlichen in Sicht befindlichen GPS- Satelliten repräsentiert. Wie aus Fig. 8D hervorgeht, repräsentiert der Zeiger 8912 des GPS-rekonstruierten fo-Trägers des L1-Bandes den bestimmten rekonstruierten fo-Träger des L1-Bandes von dem GPS-Satelliten 12.
Die phasengleichen und Quadratur-rekonstruierten L1-Band-fo- Träger-Verbundsignale 88 und 90 sind sehr niederfrequente Signale, die innerhalb der Rekonstruktionsvorrichtung 86 auf eine Bandbreite von annähernd 1 Kilohertz gefiltert werden.
L2-Band-Funkfrequenzsignale 78 werden an den Herunterwandler 80 angelegt, in welchem sie mit Quadraturkomponenten eines Bezugssignals bei der nominellen Zentrumsfrequenz des L2- Bandes, 1227,60 Megahertz, gemischt werden, was exakt das 240-fache von fo beträgt. Diese Quadraturkomponenten werden ebenfalls von dem 4-fo-Bezugssignal 26 abgeleitet. Der Betrieb des Herunterwandlers 80 ist im wesentlichen identisch zum Betrieb des Herunterwandlers 76 und läßt sich im einzelnen unter Bezugnahme auf die Beschreibung des Herunterwandlers 76 in Fig. 4 verstehen. Im allgemeinen dient der Herunterwandler 80 zum Umwandeln der L2-Band-Funkfrequenzsignale 78 von einer Zentrumsfrequenz von 240 fo, oder 1227,60 Megahertz, auf das Basisband. Wie im einzelnen in bezug auf Fig. 4 beschrieben wird, erzeugt der L2-Band-Videofrequenz-Herunterwandler 80 ein phasengleiches L2-Band-Videosignal 92 und ein Quadraturphasen- L2-Band-Videosignal 94.
Die phasengleichen und Quadratur-L2-Band-Videosignale 92 und 94 werden von der L2-Band-fo-Trägerrekonstruktions- und Herunterwandlervorrichtung 96 verwendet. Die Rekonstruktionsvorrichtung 96 arbeitet identisch wie die Rekonstruktionsvorrichtung 86 und läßt sich anhand von deren Beschreibung unter Bezugnahme auf Fig. 5 verstehen. Allgemein gesprochen dient die Rekonstruktionsvorrichtung 96 zum Rekonstruieren der Satelliten-Fundamentalfrequenz-fo-Träger, die implizit in den L2-Band-Funkfrequenzsignalen 78 enthalten sind. Satelliten- Fundamentalfrequenz-fo-Träger von jedem GPS-Satelliten sind implizit in den L2-Band-Funkfrequenzsignalen 78 von dem Diplexfilter 72 enthalten, und in dem phasengleichen L2-Band- Videosignal 92 sowie in dem Quadraturphasen-L2-Band-Videosignal 94, da sie implizit in den GPS-Signalen 15 enthalten waren, und keine der Operationen, die bis zu dieser Stufe mit den GPS-Signalen 15 durchgeführt wurden, diese implizite Beziehung geändert haben.
Die Rekonstruktions- und Herunterwandlervorrichtung 96 für den L2-Band-fo-Träger erzeugt das phasengleiche, rekonstruierte L2-Band-fo-Trägerverbundsignal 98, SI(L2), und das Quadraturphasen-rekonstruierte L2-Band-fo-Trägerverbundsignal 100, SQ(L2), welche zusammen das komplexe Verbundsignal S(L2) des rekonstruierten fo-Trägers des L2-Bandes bilden. Die phasengleichen und Quadratur-rekonstruierten L2-Band-fo- Trägerverbundsignale 98 und 100 sind sehr niederfrequente Signale, die innerhalb der Rekonstruktionsvorrichtung 96 auf eine Bandbreite von annähernd 1 Kilohertz gefiltert werden.

Fig. 4

In Fig. 4 ist der Herunterwandler 76 des Empfängers 24 von Fig. 3 mit mehr Einzelheiten dargestellt. Wie voranstehend erläutert dient der Wandler 76 zum Herunterschieben von L1- Band-Signalen 74 auf dieselbe Weise, wie der Wandler 80 zum Herunterschieben von L2-Band-Signalen 78 dient.
L1-Band-Funkfrequenz-Eingangssignale 74 von dem Diplexfilter 72 werden an ein Paar identischer, doppelt phasengleicher Mischer 110 und 112 angelegt. Ein Lokaloszillator-Eingangssignal 140 wird an den Mischer 110 von dem Frequenzmultiplizierer 116 angelegt, der das 4-fo-Bezugsfrequenzsignal 26 des Standards 28 mit einem Faktor 77 multipliziert. Diese Operation erzeugt das Lokaloszillator-Eingangssignal 114 bei einer Frequenz von 1575,42 Megahertz. Der entsprechende Frequenzmultiplizierer in dem L2-Band-Videofrequenz-Herunterwandler 80 verwendet einen Multiplikationsfaktor von 60 zur Erzielung einer Frequenz von 1227,60 Megahertz.
Das Mischerausgangssignal 122 enthält Signalkomponenten mit Frequenzen, die gleich der Summe und der Differenz der Frequenzen der Eingangssignale 114 und 74 sind.
Die Signalkomponenten des Mischerausgangssignals 122 bei der Summe der Frequenzen der Eingangssignale zum Mischer 110 liegen annähernd beim 2-fachen der L1-Zentrumsfrequenz. Diese Signale werden allgemein als Summenfrequenzen bezeichnet, und werden von dem Video-Tiefpaßfilter 124 unterdrückt.
Die Signalkomponenten des Mischerausgangssignals 122, die gleich der Frequenzdifferenz zwischen den Frequenzen der Eingangssignale zum Mischer 110 sind, werden üblicherweise als die Schwebungsfrequenzen oder Differenzfrequenzen bezeichnet. Die Schwebungsfrequenzkomponenten des Mischerausgangssignals 122 weisen Frequenzen auf, die gleich der Differenz der Frequenz der L1-Band-Signale 74 und des L1-Zentrumsfrequenz Trägerbezugssignals 114 sind.
GPS-Signale 15 enthalten weiter als etwa als 9 Megahertz von der Zentrumsfrequenz des Bandes entfernt keine nutzbaren Beträge der Signalleistung. Daher können L1-Band-Signale 74 als Signale mit einer Bandbreite angesehen werden, die geringer als etwa 18 Megahertz ist, zentriert etwa bei dem L1- Zentrumsfrequenzträger. Die Schwebungsfrequenzkomponente des Mischerausgangssignals 122 ist daher die weniger als 18 Megahertz breite Komponente des L1-Band-Signals 74, welches in der Frequenz auf das Basisband heruntergewandelt wurde, also auf einen niederfrequenten Bereich von nahe Null bis weniger als etwa 9 Megahertz. Diese Schwebungsfrequenzkomponente des Mischerausgangssignals 122 wird nicht durch das Video-Tiefpaßfilter 124 unterdrückt, und ist in dem phasengleichen Videosignal 82 enthalten.
Das Video-Tiefpaßfilter 124 sollte annähernd an die spektrale Leistungsdichte des Basisbandes der n(t)- oder der sich auf den P-Code beziehenden Komponente der GPS-Signale angepaßt sein. Diese Spektraldichte N(f) ist annähernd gegeben durch
N(f) - sinc² (f/2 fo)
wobei f die Videofrequenz bezeichnet, fo die GPS-Fundamentalfrequenz, und sinc² (f/2 fo) das Quadrat der "sinc"- Funktion ist, definiert durch
sinc (x) = sin (π*x)/(π*x)
wobei x, gleich f/2 fo, das Argument der Funktion ist, und π gleich 3,1416 . . . ist. N(f) weist eine einseitige Bandbreite bei halber Leistung von etwa 4,5 Megahertz auf, und weist eine Null bei f gleich 2 fo auf. Das Video-Tiefpaßfilter 124 kann einen konventionellen Aufbau mit konzentrierten idealen Elementen aufweisen, vorzugsweise mit 3 bis 5 Polen. Es ist wesentlich, daß das Video-Tiefpaßfilter 124 eine lineare Phase aufweist, und daß das Filter 130 bezüglich der Phase exakt an das Video-Tiefpaßfilter 124 angepaßt ist, um die Leistung der L1-Band-fo-Trägerrekonstruktionsvorrichtung und -Herunterwandlervorrichtung 86 zu optimieren, welche die Videosignale 82 und 84 empfängt. Weiterhin ist es wünschenswert, daß die Video-Tiefpaßfilter 124 und 130 eine hohe Abschwächung bei der Videofrequenz f gleich 2 fo aufweisen, so daß die Videosignale 82 und 84 keine Störkomponenten aufweisen, welche die Ermittlung des rekonstruierten Trägers sowie die Phasenmessung in dem L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 stört.
Zusätzlich zur Unterdrückung der Mischprodukte bei doppelter Frequenz im Mischerausgangssignal 122 dient das Video-Tiefpaßfilter 124 allgemein dazu, die Bandbreite des phasengleichen Videosignals 82 auf die Bandbreite des Nutzsignals zu begrenzen. Diese Begrenzung begrenzt das Ausmaß an Rauschen und potentieller Störungen, welches an die folgenden Stufen des Empfängers 24 und des Satelliten-Verfolgungskanals 32 geleitet wird.
Das Lokaloszillator-Eingangssignal 114 wird an die 90º-Phasenverzögerungsschaltung 118 angelegt, um ein verzögertes Lokaloszillator-Eingangssignal 120 zu erzeugen, welches daher dem Lokaloszillator-Eingangssignal 114 exakt um einen Viertel-Zyklus nacheilt. Das verzögerte Lokaloszillator-Eingangssignal 120 wird als ein Eingangssignal an den Mischer 112 angelegt, auf dieselbe Weise, wie das unverzögerte Lokaloszillator-Eingangssignal 114 an den Mischer 110 angelegt wird. Das Mischerausgangssignal 128 von dem Mischer 112 ist daher im wesentlichen identisch mit dem Mischerausgangssignal 122 vom Mischer 110, abgesehen davon, daß die Schwebungsfrequenzkomponenten in der Phase um einen Viertel-Zyklus verschoben sind.

Fig. 5

In Fig. 5 ist die Rekonstruktionsvorrichtung 86 des Empfängers 24 gemäß Fig. 3 mit mehr Einzelheiten gezeigt. Wie voranstehend in bezug auf Fig. 3 erwähnt, sind die Rekonstruktionsvorrichtungen 86 und 96 im Aufbau und Betrieb identisch, abgesehen davon, daß die ihnen zugeführten Eingangssignale unterschiedlich sind. Der Aufbau und der Betrieb der Rekonstruktionsvorrichtung 96 läßt sich daher anhand der nachstehenden Erläuterung der Rekonstruktionsvorrichtung 86 verstehen.
Das heruntergewandelte, phasengleiche Videosignal 82 und das heruntergewandelte Quadratur-Videosignal 84 werden von dem in Fig. 3 gezeigten Herunterwandler 76 für die L1-Band-Funkfrequenz auf Videofrequenz erzeugt. Wie voranstehend erläutert sind die Videosignale 82 und 84 identisch, abgesehen von einer relativen Phasenverschiebung von genau 90º. Die Richtung dieser Phasenverschiebung, also ob es eine voreilende Phasenverschiebung oder eine nacheilende Phasenverschiebung von VQ in bezug auf VI gibt, hängt davon ab, oder die L1- Band-Eingangsfrequenz oberhalb oder unterhalb der Frequenz des Lokalbezugssignals 114 lag, welches in Fig. 4 gezeigt ist. Das Signal 114, wie bereits unter Bezug auf Fig. 4 erwähnt, ist nominell gleich einer Frequenz von 308 fo, dem Zentrumsfrequenzträger der übertragenen L1-Band-Signale.
Es ist daher möglich, die oberen Seitenbandkomponenten der L1- Band-Signale 74 (die Komponenten des Signals 74 oberhalb der Zentrumsträgerfrequenz von 1575,42 Megahertz) von deren unteren Seitenbandkomponenten zu trennen (den Komponenten des Signals 74, die eine niedrigere Frequenz aufwiesen als die Zentrumsträgerfrequenz), durch Verzögern der Phase des Videosignals 84 um zusätzliche 90º in bezug auf das Videosignal 82, und nachfolgendes Addieren und Subtrahieren der Ergebnisse, um obere und untere Seitenbandsignale zu bilden. Die Breitband-Videoquadraturhybridschaltung 140, an welche phasengleiche und Quadratur-Videosignale 82 und 84 als Eingangssignale angelegt werden, führt diese zusätzliche Phasenverschiebung und die Additions- und Subtraktionsoperationen durch, um das obere Seitenbandsignal 142 und das untere Seitenbandsignal 144 zu bilden.
Die Breitband-Videoquadraturhybridschaltung 140 kann bequemerweise so ausgebildet sein, wie dies im einzelnen in einem Artikel in den Proceedings of the IEEE, Bd. 59 (1971), Seiten 1617-1618, von Alan E. E. Rogers beschrieben ist.
Das obere Seitenbandsignal 142 am Ausgang der Breitband- Videoquadraturhybridschaltung 140 ist gleich der arithmetischen Summe der phasengleichen und Quadratur-Videoeingangssignale 82 und 84, wobei beide Eingangssignale in ihrer Phase um Beträge verzögert wurden, die frequenzabhängig sind, wobei jedoch die Phasenverzögerung des Quadratur- Videoeingangssignals 84 größer ist als jene des phasengleichen Videoeingangssignals 82, und zwar um konstante 90º, unabhängig von der Frequenz. Das untere Seitenbandsignal 144 am Ausgang der Breitband-Videoquadraturhybridschaltung 140 ist gleich der arithmetischen Differenz dieser beiden differentiell phasenverschobenen Quadratur- Videoeingangssignale 82 und 84.
Beim Betrieb der Rekonstruktionsvorrichtung 86 wird das obere Seitenbandsignal 142 am Ausgang der Breitband-Videoquadraturhybridschaltung 140 durch das Filter 146 gefiltert. Das untere Seitenbandsignal 144 wird durch das Filter 148 gefiltert, welches identisch zum Filter 146 ist.
Die Ausgangssignale der Filter 146 und 148 werden als Eingangssignale an den doppelt symmetrischen Mischer 150 angelegt. Das Ausgangssignal des Mischers 150 umfaßt Mischproduktsignale sowohl bei den Summen- als auch Differenzfrequenzen der oberen und unteren Seitenbandeingangssignale 142 und 144. Das Ausgangssignal des Mischers 150 wird durch das Schmalbandpaßfilter 152 gefiltert. Die Zentrumsfrequenz des Schmalbandpaßfilters 152 beträgt 2 fo, also 10,23 Megahertz. Daher wählt das Schmalbandpaßfilter 152 den Summenfrequenzanteil des Ausgangssignals von 150 aus.
Die Videoeingangssignale 82 und 84, ebenso wie die oberen und unteren Seitenbandsignale 142 und 144, umfassen ein zusammengesetztes Signal aus sämtlichen verbreiterten Spektrumsignalen, die von sämtlichen sichtbaren GPS-Satelliten in dem L1-Frequenzband empfangen werden. Die Anteile, die einzelne Satelliten in diesen zusammengesetzten Signalen repräsentieren, sind pseudostatistische Signale mit verbreitertem Spektrum, deren Spektren rauschartig sind und keine Anteile mit diskreter Frequenz oder einer kontinuierlichen Welle enthalten. Nachdem jedoch das obere Seitenbandsignal 142 mit dem unteren Seitenbandsignal 144 im Mischer 150 gemischt wurde, sind rekonstruierte Träger mit einer kontinuierlichen Welle, welche diskrete Frequenzen und Phasen aufweisen, in dem zweiten zusammengesetzten Signal 154 am Ausgang des Bandpaßfilters 152 vorhanden.
Die Filter 146 und 148 unterdrücken Signale, welche die fo- Trägerrekonstruktions- und Phasenmessungs-Operationen stören können, die in nachfolgenden Abschnitten der Rekonstruktionsvorrichtung für den fo-Träger des L1-Bandes und Herunterwandler 86 sowie in dem Detektor 206 für die fo-Trägerphase des L1-Bandes durchgeführt werden. Insbesondere sind die Filter 146 und 148 mit Schmalbandunterdrückungseigenschaften oder "Kerbeigenschaften" versehen, um Störsignale schmaler Bandbreite zu unterdrücken, die in den oberen und unteren Seitenbandsignalen 142 vorhanden sein können. Falls sie nicht durch die Filter 146 und 148 unterdrückt werden, könnten derartige Störsignale im Mischer 150 vereinigt werden, so daß sie Störsignale mit Frequenzen erzeugen, die nicht durch das Schmalbandpaßfilter 152 unterdrückt werden könnten. Es kann besonders nützlich sein, jedes der Filter 146 und 148 mit einer Sperrkerbe zu versehen, die bei einer Frequenz fo zentriert ist, da eine kontinuierliche Wellenkomponente des oberen Seitenbandsignals 142 mit einer Frequenz von fo sich mit einer entsprechenden Komponente des unteren Seitenbandsignals 144 mischen könnte, so daß ein Störsignal mit einer Frequenz gleich 2 fo in dem zweiten zusammengesetzten Signal 154 erzeugt wird.
Weiterhin kann es wünschenswert sein, Filter 146 und 148 mit Hochpaßcharakteristik vorzusehen, um Komponenten oberer und unterer Seitenbandsignale 142 und 144 mit Frequenzen unterhalb von etwa 1 Megahertz zu unterdrücken. In derartigen gesperrten Komponenten würde der überwiegende Teil der sich auf den m(t) oder dem C/A-Code beziehenden Leistung der GPS- Signale liegen. Allgemein ist es wünschenswert, daß die Filter 146 und 148 Rauschen und andere Signale sperren, während sie die gewünschten n(t)- oder sich auf den P-Code beziehenden Komponenten der GPS-Signale durchlassen.
Unabhängig von den spezifischen Bandsperreigenschaften, die für die Filter 146 und 148 ausgewählt werden, ist es wesentlich, daß diese Filter so ausgelegt sind, daß sie die geringstmöglichen Phasenverschiebungen durch den größten Anteil des interessierenden Videofrequenzbandes erzeugen, welcher sich von etwa 1 Megahertz bis 9 Megahertz erstreckt.
Das zweite zusammengesetzte Signal 154 ist ein zusammengesetztes Signal aus rekonstruierten Trägern, von denen jeder den Fundamentalfrequenz-fo-Subträger von einem GPS-Satelliten repräsentiert. Jeder derartige rekonstruierte Träger in dem zweiten zusammengesetzten Signal 154 weist eine Frequenz nahe 2 fo auf, der zweiten Harmonischen des Fundamentalfrequenz- Subträgers, oder etwa 10,23 Megahertz. Die Frequenzen der rekonstruierten Träger von unterschiedlichen Satelliten sind allerding im allgemeinen nicht exakt dieselben. Die Frequenz des rekonstruierten Trägers von irgendeinem GPS-Satelliten zeigt sich im zweiten zusammengesetzten Signal 154 so, daß sie sich von 2 fo unterscheidet, hauptsächlich als Ergebnis der Dopplerverschiebung infolge der Relativbewegung dieses Satelliten und des Empfängers 24.
Die maximale Dopplerverschiebung, die beim Aufstieg oder Absinken eines Satelliten beobachtet wird, liegt in der Größenordnung von plus bzw. minus 30 Hertz. Daher sollte das Schmalbandpaßfilter 152 eine Bandbreite von zumindest 60 Hertz aufweisen, damit es die rekonstruierten Trägersignale von sämtlichen Satelliten durchläßt. Es ist nicht wünschenswert, daß die Bandbreite des Filters 152 zu groß ist, da Rauschen und Störungen weit von den gewünschten rekonstruierten Subträgerfrequenzen entfernt gesperrt werden sollten. Allerdings ist es ebenfalls unerwünscht, daß die Bandbreite des Schmalbandpaßfilters 152 zu gering ist, da eine geringe Bandbreite in einem Bandpaßfilter gewöhnlich von einer Phasenverschiebung begleitet wird, die sich scharf in Abhängigkeit von der Frequenz innerhalb des Durchlaßbandes ändert. Es ist daher vorzuziehen, eine Bandbreite von mehreren Kilohertz in dem Schmalbandpaßfilter 152 zu verwenden, um die Phasenlinearität des Empfängers 24 beizubehalten.
Das zweite zusammengesetzte Signal 154 am Ausgang des Schmalbandpaßfilters 152 wird einem Paar identischer, doppelt symmetrischer Mischer 156 und 158 zugeführt. Das Lokaloszillator-Bezugseingangssignal 160, welches an den doppelt symmetrischen Mischer 156 angelegt wird, weist eine konstante Frequenz von 2 fo auf, die in dem Frequenzteiler 162 aus dem 4 fo-Bezugsfrequenzsignal 26 abgeleitet wird, welches von dem Frequenzstandard 28 geliefert wird, wie in Fig. 2 gezeigt ist.
Das Ausgangssignal 164 des doppelt symmetrischen Mischers 156 enthält Mischprodukte sowohl bei den Summen- als auch bei den Differenzfrequenzen seiner Eingangssignale, die rekonstruierten Träger in dem zweiten zusammengesetzten Signal 154, und das 2 fo-Lokaloszillator-Bezugseingangssignal 160. Die Summenfrequenzen liegen nahe bei 4 fo. Die gewünschten Differenzfrequenzen betragen gewöhnlich weniger als 30 Hertz. Das Ausgangssignal 164 wird als Eingangssignal an ein Tiefpaßfilter 166 angelegt, welches eine Bandbreite von etwa 1 Kilohertz aufweist. Das Tiefpaßfilter 166 dient zur Unterdrückung der Summenfrequenzen und zum Durchlassen der Differenzfrequenzen, um zusammengesetzte Signale 88 mit phasengleichem, rekonstruierten Träger zu erzielen, die zur Vereinfachung als SI(L1) bezeichnet sind.
Das Lokaloszillator-Bezugseingangssignal 160 wird ebenfalls an die 90º-Phasenverzögerungsschaltung 172 angelegt, und ein verzögertes Lokaloszillator-Bezugseingangssignal 160 wird ebenfalls an die 90º-Phasenverzögerungsschaltung 172 angelegt, um einen verzögerten Lokaloszillator zu erhalten, welcher dem Lokaloszillatorsignal 160 um 90º nacheilt. Das verzögerte Lokaloszillatorsignal 170 wird als Eingangssignal an den doppelt symmetrischen Mischer 158 angelegt. Das Ausgangssignal 174 des doppelt symmetrischen Mischers enthält Mischprodukte bei den Summen- und Differenzfrequenzen seiner Eingangssignale, der rekonstruierten Träger in dem zweiten zusammengesetzten Signal 174 und des verzögerten Lokaloszillatorsignals 170. Die Summenfrequenzen liegen nahe bei 4 fo. Die Differenzfrequenzen betragen im allgemeinen weniger als 30 Hertz. Das Ausgangssignal 174 wird als Eingangssignal an das Tiefpaßfilter 176 angelegt, welches eine Bandbreite von etwa 1 Kilohertz aufweist. Das Tiefpaßfilter 176 dient zum Sperren der Summenfrequenzen und zum Durchlassen der Differenzfrequenzen, um so das zusammengesetzte Quadraturphasenrekonstruierte L1-Band-fo-Trägersignal 90 zu erhalten, welches zur Vereinfachung als SQ(L1) bezeichnet ist.
Wie voranstehend unter Bezugnahme auf Fig. 3 erläutert, arbeitet die Schaltung 96 für die fo-Trägerrekonstruktion und die Herunterwandlung auf dieselbe Weise wie die Schaltung 86 für die fo-Trägerrekonstruktion und Herunterwandlung, die gerade voranstehend beschrieben wurde. Die Rekonstruktionsvorrichtung 96 dient zur Erzeugung phasengleicher, rekonstruierter Trägersignale 98, die als SI(L2) bezeichnet sind, und zusammengesetzter Quadraturphasen-Rekonstruktionsträgersignale 100, die als SQ(L2) bezeichnet sind.
Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 3 werden daher fo-Träger, die implizit in den Signalen enthalten sind, die sowohl in dem L1- als auch L2-Band empfangen werden, rekonstruiert und in ihrer Frequenz heruntergewandelt, aus der Nähe von 10,23 Megahertz in die Nähe von Null. Der Zweck der Herunterwandlung der Frequenz besteht darin, es den nachfolgenden Signalverarbeitungsschaltungen zu ermöglichen, mit niedriger Geschwindigkeit betrieben zu werden.

Fig. 6

In Fig. 6 ist der Satellitenverfolgungskanal 32, der in Fig. 2 gezeigt ist, mit mehr Einzelheiten dargestellt. Wie unter Bezugnahme auf Fig. 2 erwähnt, ist ein derartiger Verfolgungskanal 32 pro verfolgten Satelliten erforderlich. Daher enthält der Empfänger 24 typischerweise sechs derartige Verfolgungskanäle 32. Sämtliche dieser Verfolgungskanäle 32 sind identisch und arbeiten auf dieselbe Weise. Daher wird im einzelnen unter Bezugnahme auf die Fig. 6 der Betrieb nur eines dieser Verfolgungskanäle 32 beschrieben. Zur Erleichterung der Diskussion wird angenommen, daß der in Fig. 6 gezeigte Verfolgungskanal 32 dem GPS-Satelliten 12 durch die Satellitenzuordnung 41 von dem Echtzeitcomputer 40 zugeordnet wurde.
Sämtliche Verfolgungskanäle 32 empfangen denselben Satz niederfrequenter Signale 30 von dem Empfänger 24, wie in Fig. 2 gezeigt ist. Die niederfrequenten Signale 30 umfassen phasengleiche und Quadratur-Videosignale 82 und 84 von dem Herunterwandler 76 für die L1-Funkfrequenz auf Videofrequenz, und ebenso aus L1-Band-phasengleichen und Quadratur-rekonstruierten Trägern zusammengesetzte Signale 88 und 90 von der Rekonstruktionsvorrichtung 86, sowie L2-Band-phasengleiche und Quadratur-rekonstruierte Trägerverbundsignale 98 und 100 von der Rekonstruktionsvorrichtung 96, die sämtlich in Fig. 3 gezeigt sind.
Sämtliche Verfolgungskanäle 32 empfangen weiterhin ein 4 fo- Bezugsfrequenzsignal 26 von dem Frequenzstandard 28 in Fig. 2 und eine kontinuierlich aktualisierte, digitale Echtzeitanzeige 34 von der Echtzeituhr 36, wie in Fig. 2 gezeigt. Zusätzlich empfängt jeder Verfolgungskanal 32 Schätzwerte 38, die von dem Echtzeitcomputer 40 berechnet werden, der Frequenz und der C/A-Code-Verzögerung der GPS-Signale 15, die von der Antenne 22 von dem GPS-Satelliten empfangen werden, der durch diesen Kanal verfolgt werden soll.
Die Schätzwerte 38 umfassen eine kontinuierlich aktualisierte Schätzung der Frequenz des 308-fo-L1-Band-Zentrumsfrequenzträgers, der von dem GPS-Satelliten 12 empfangen wird. Die empfangene Frequenz irgendeiner Komponente der GPS-Signale 15 unterscheidet sich von der Frequenz der entsprechenden Komponente der Signale, die von dem GPS-Satelliten 12 gesendet werden, aufgrund der Dopplerverschiebung infolge der Relativbewegung der Antenne 22 und des GPS-Satelliten 12.
Zusätzlich kann sich die Frequenz des L1-Band-Zentrumsfrequenzträgers, die implizit in den von dem GPS-Satelliten 12 gesendeten Signalen enthalten ist, von exakt 1575,42 Megahertz unterscheiden, infolge irgendwelcher Schwankungen, entweder zufällig oder absichtlich, der Satelliten-Fundamentalfrequenz fo, die in dem GPS-Satelliten 12 verwendet wird.
Zusätzlich zu dem Frequenzschätzwert des 308-fo-L1-Band- Zentrumsfrequenzträgers umfassen die Schätzwerte 38 einen Gruppenverzögerungs-Anfangswert 37, wie in Fig. 13 gezeigt ist.
Phasengleiche und Quadratur-Videosignale 82 und 84, das 4 fo-Bezugsfrequenzsignal 26 und die digitale Echtzeitanzeige 34 werden als Eingangssignale an den 308-fo-Trägerphasen- und C/A-Code-Verzögerungsfehlerdetektor 190 angelegt, der ebenfalls den 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 und den C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 als Eingangssignale von dem Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 empfängt. Der 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 ist ein Bruchteilszyklusteil des 308- fo-Trägerphasenschätzwertes Φest 856, wie nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 13 beschrieben wird. Der C/A-Code- Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 ist ein Bruchteilsperiodenanteil des C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 876, wie ebenfalls nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 13 beschrieben wird.
Der Fehlerdetektor 190 für die 308-fo-Trägerphase und die C/A-Code-Verzögerung dient zur Erzeugung eines Phasenfehlersignals 198 und eines Gruppenverzögerungsfehlersignals 200 und ebenso einer Anzeige 410 oberhalb der Schwelle, einer zeitgleichen Signalenergieanzeige 348 und eines Vorzeichenbits 201, wie nachstehend unter Bezugnahme auf die Fig. 7 und 10 erläutert wird.
Die 308-fo-implizite Trägerphasenobservable Φ ist implizit in den GPS-Signalen 15 enthalten, die von dem GPS-Satelliten 12 empfangen werden, und ist daher implizit in dem komplexen Videosignal V enthalten, also in den phasengleichen und Quadratur-Videosignalen 82 und 84. Entsprechend ist die aktuelle Gruppenverzögerung, die zwischen der Sendung durch den GPS- Satelliten 12 und dem Empfang durch die Antenne 22 der C/A- Komponente auftritt, die implizit in dem L1-Band-Abschnitt der GPS-Signale 15 enthalten ist, nämlich die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ, implizit im komplexen Videosignal V enthalten.
Das Phasenfehlersignal 198 ist ein Schätzwert für die Differenz zwischen der 308-fo-impliziten Trägerphasenobservablen Φ und dem 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192. Das Gruppenverzögerungsfehlersignal 200 repräsentiert einen Schätzwert der Differenz zwischen der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ und dem C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194.
Die 308-fo-implizite Trägerphasenobservable Φ und die C/A- Code-Gruppenverzögerungsobservable τ werden durch das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 als Ergebnis der Wechselwirkung mit dem 308-fo-Trägerphasen- und C/A- Code-Verzögerungsfehlerdetektor 190 verfolgt. Das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 und der 308-fo- Trägerphasen- und C/A-Code-Verzögerungsfehlerdetektor 190 arbeiten so zusammen, daß sie Rückkopplungsschleifen bilden, um das Phasenfehlersignal 198 und das Gruppenverzögerungsfehlersignal 200 zu minimalisieren. Die Zusammenarbeit des 308-fo-Trägerphasen- und C/A-Code-Verzögerungsfehlerdetektors 190 und des Phasen- und Gruppenverzögerungsregister- Subsystems 196 dient daher dazu, miteinander in Beziehung stehende und verbundene Phasen- und Verzögerungs-Rückkopplungsschleifen zu bilden, welche die Phase und Gruppenverzögerung jeweils von Signalen verfolgen, die implizit in den GPS-Signalen 15 enthalten sind.
Wie nachstehend mit mehr Einzelheiten unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschrieben wird, erzeugt das Trägerphasen- und C/A- Code-Verzögerungsregister-Subsystem 196 ebenfalls einen fo- Trägerphasenschätzwert 204, welcher einen Schätzwert der Phase des Satelliten-Fundamentalfrequenz-fo-Trägers darstellt, der implizit in den L1-Band-Signalen von 1575,42 Megahertz enthalten ist, die von dem GPS-Satelliten 12 empfangen werden. Der fo-Trägerphasenschätzwert 204 wird sowohl dem fo-Trägerphasendetektor 206 für das L1-Band als auch dem fo-Trägerphasendetektor 208 für das L2-Band zugeführt.
Der L1-fo-Trägerphasendetektor 206 empfängt das zusammengesetzte Signal 88 des phasengleichen, rekonstruierten L1- Band-fo-Trägers und das zusammengesetzte Signal 90 des Quadraturphasen-rekonstruierten L1-Band-fo-Trägers als Eingangssignale von der Rekonstruktionsvorrichtung 86. Der L2-fo-Trägerphasendetektor 208 empfängt die zusammengesetzten Signale 98 und 100 für den phasengleichen bzw. Quadraturrekonstruierten Träger von der Rekonstruktionsvorrichtung 96. Der L1-Band-fo-Trägerphasenschätzwert 204 wird dem L1-fo- Trägerphasendetektor 206 zugeführt, welcher eine L1-fo- Restphasenmessung 210 durchführt, die gleich der Differenz zwischen dem fo-Trägerphasenschätzwert 204 und der Observablen ψL1 der implizit in dem L1-Band enthaltenen fo-Trägerphase, die implizit in dem L1-Band-Abschnitt der GPS-Signale 15 enthalten ist, die von der Antenne 22 empfangen werden. Der fo-Trägerphasenschätzwert 204 wird ebenfalls dem L2-fo- Trägerphasendetektor 208 zugeführt, welcher eine L2-fo-Restphasenmessung 212 durchführt, die gleich der Differenz zwischen dem fo-Trägerphasenschätzwert 204 und der Observablen ψL2 für die implizit in dem L2-Band enthaltene fo-Trägerphase ist, welche implizit in dem L2-Band-Abschnitt der empfangenen GPS-Signale 15 enthalten ist. Die L1-fo-Restphasenmessung 210 und die L2-fo-Restphasenmessung 212 sind in den Messungen 42 enthalten, die dem Echtzeitcomputer 40 zugeführt werden.

Fig. 7

In Fig. 7 ist der Fehlerdetektor 190 für die 308-fo-Trägerphase und dem C/A-Code-Verzögerungsfehler in dem Satelliten-Verfolgungskanal 32 von Fig. 6 mit mehr Einzelheiten dargestellt. Wie voranstehend in bezug auf Fig. 6 erwähnt, arbeitet der Detektor 190 für die 308-fo-Trägerphase und dem C/A-Code-Verzögerungsfehler mit dem Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 innerhalb des Satelliten- Verfolgungskanals 32 zusammen, um Phasen- und Verzögerungsrückgekoppelte Schleifen auszubilden. Der Detektor 190 für die 308-fo-Trägerphase und den C/A-Code-Verzögerungsfehler empfängt das phasengleiche Videosignal 82 und das Quadratur-Videosignal 84 als Eingangssignale von dem L1- Herunterwandler 76 und dient, unter Verwendung des Bezugsfrequenz-Eingangssignals 26 und der digitalen Echtzeitanzeige 34 zur Erzeugung des Phasenfehlersignals 198 und des Gruppenverzögerungsfehlersignals 200 durch Vergleichen der aktuellen, implizit in der 308-fo-Trägerphase enthaltenen Observablen Φ und der aktuellen C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ, die implizit in dem komplexen Videosignal V enthalten sind, mit dem 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 und den C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 aus dem Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196. Der Detektor 190 für die 308-fo-Trägerphase und den C/A-Code- Verzögerungsfehler enthält einen Zeigerzählerrotator 220, einen Korrelator 226 und einen C/A-Code-Generator 230. Der Zeigerzählerrotator 220, der Korrelator 226 und der C/A-Code- Generator 230 sind nachstehend mit mehr Einzelheiten unter Bezug auf die Fig. 9, 10 bzw. 11 gezeigt.
Das phasengleiche Videosignal 280 und das Quadratur-Videosignal 84 von dem L1-Herunterwandler 76, der in Fig. 3 gezeigt ist, werden als Eingangssignale an den Zeigerzählerrotator 220 angelegt, welcher ebenfalls den 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 empfängt. Der Zeigerzählerrotator 220 subtrahiert den 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 von dem Phasenwinkel des komplexen Videosignals V. Als Ergebnis dieser Subtraktion wird die Änderungsrate der Zentrumsfrequenzträgerphase, die implizit in dem komplexen Videosignal V enthalten ist, um einen Betrag verringert, der gleich der Änderungsrate des 308-fo-Trägerphasenschätzwerts Φest 192 ist.
Der Phasenzählerrotator 220, wie mit mehr Einzelheiten in bezug auf Fig. 9 nachstehend beschrieben, erzeugt ein phasengleiches, entwickeltes Videosignal 222, UI, und ein Quadratur-entwickeltes Videosignal 224 UQ, welche zusammengenommen das entwickelte, komplexe Videosignal U bilden. Der Begriff "entwickelt" in dem Ausdruck "entwickeltes, komplexes Videosignal U" betrifft die Verringerung der Geschwindigkeit der Drehung des Zeigers in der komplexen Ebene, die zur Darstellung des entwickelten, komplexen Videosignals U verwendet werden kann. Das entwickelte, komplexe Videosignal U wird "entwickelt" in dem Sinn, daß es im wesentlichen gleich dem komplexen Videosignal V ist, mit der Ausnahme, daß die Drehgeschwindigkeit in der komplexen Ebene des Zeigers des entwickelten, komplexen Videosignals U wesentlich geringer ist als die Geschwindigkeit des Zeigers in der komplexen Ebene, welche zur Darstellung des komplexen Videosignals V verwendet werden kann. Anders ausgedrückt ändert sich die sich konstant ändernde Phase des entwickelten, komplexen Videosignals U mit einer erheblich geringeren Rate als die konstant sich ändernde Phase des komplexen Videosignals V. Die Darstellung des komplexen Videosignals V und des entwickelten, komplexen Videosignals U in der komplexen Ebene und der Betrieb des Zeigerzählerrotators 220 lassen sich unter Bezugnahme auf Fig. 8 verstehen.

Fig. 8

Unter Bezugnahme auf Fig. 8 läßt sich die Operation des Zeigerzählerrotators 220 auf nachfolgende Weise verstehen. Wie voranstehend erwähnt können das phasengleiche Videosignal 82, VI, und das Quadratur-Videosignal 84, VQ, als der Realbzw. Imaginärteil des komplexen Videosignals V angesehen werden; also:
V = VI + i VQ
wobei i die Quadratwurzel von -1 ist. Entsprechend sind das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222, UI, und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224, UQ, der Real- und Imaginärteil des entwickelten, komplexen Videosignals U; also:
U = UI + i UQ.
Der Zeigerzählerrotator 220 erzeugt das entwickelte, komplexe Videosignal U gemäß nachstehender Gleichung:
U = V·exp (-i Φest),
wobei "exp ( )" folgende komplexe Exponentialfunktion ist
exp (i Φest) = cos (Φest) + i·sin (Φest).
Daher ist der Phasenwinkel des entwickelten, komplexen Videosignals U gleich dem Phasenwinkel des komplexen Videosignals V minus dem 308-fo-Trägerphasenschätzwert est 192.
Fig. 8A ist eine Darstellung des komplexen Videosignals V in der komplexen Ebene. Die phasengleiche oder reelle Komponente des komplexen Videosignals V ist auf der Horizontalachse 85 aufgetragen, und die Quadratur- oder Imaginärkomponente des komplexen Videosignals V ist auf der Vertikalachse 87 aufgetragen. Das phasengleiche Videosignal 82 ist gleich der Projektion auf die Horizontalachse 85, und das Quadratur- Videosignal 84 ist gleich der Projektion auf die Quadratur- Vertikalachse 87, des Videozeigers 83. Der Zeiger 83, dessen Winkel als ein Winkel 81, R, dargestellt ist, stellt das komplexe Videosignal V dar.
Der Quadrant oben rechts der komplexen Ebene in Fig. 8A ist der Quadrant, in welchem die Vorzeichen sowohl des phasengleichen Videosignals 82 als auch des Quadratur-Videosignals 84 positiv sind. Dieser Quadrant wird nach üblicher Vereinbarung als der erste Quadrant bezeichnet. Entsprechend ist der obere linke Quadrant der Quadrant, in welchem das Vorzeichen des phasengleichen Videosignals 82 negativ ist, und das Vorzeichen des Quadratur-Videosignals 84 positiv. Dieser Quadrant wird als der zweite Quadrant bezeichnet. Der untere linke Quadrant ist der Quadrant, in welchem die Vorzeichen sowohl des phasengleichen Videosignals 82 als auch des Quadratur-Videosignals 84 negativ sind. Dieser Quadrant wird als der dritte Quadrant bezeichnet. Der untere rechte Quadrant ist der Quadrant, in welchem das Vorzeichen des phasengleichen Videosignals 82 positiv ist, und das Vorzeichen des Quadratur-Videosignals 84 negativ. Dieser Quadrant wird als der vierte Quadrant bezeichnet.
Fig. 8B ist eine Darstellung in der komplexen Ebene des 308- fo-Trägerphasenschätzwert-Zeigers 193, dessen Winkel gleich dem 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 ist. Entsprechend ist Fig. 8C eine Darstellung in der komplexen Ebene des entwickelten, komplexen Videozeigers 223, dessen Winkel gleich der Differenz zwischen dem Winkel 81, R, und dem 308-fo- Trägerphasenschätzwert Φest 192 ist.
In Fig. 8D ist die komplexe Ebene des rekonstruierten fo- Trägerverbundsignals S(L1) des L1-Bandes gezeigt, wobei der Realteil SI(L1) und der Imaginärteil SQ(L1) auf der horizontalen bzw. der vertikalen Koordinatenachse aufgetragen ist. Der Zeiger 89 ist die Vektorsumme oder die Resultierende der Zeiger 89&sub1;&sub2;, 89&sub1;&sub3; und 89&sub1;&sub4;, welche die Komponenten von S(L1) repräsentieren, die durch den zusammengesetzten Zeiger 89 des aus dem L1-Band rekonstruierten Trägers repräsentieren, infolge der GPS-Satelliten 12, 13 bzw. 14.
Fig. 8E ist eine Momentanaufnahme, gesehen von der Antenne 22 aus zu einem Zeitpunkt, welcher die Beziehung zwischen der Satellitenuhranzeige t&sub1; 601, dem Verzögerungsfehlersignal 200, dem 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 876, und der digitalen Echtzeitanzeige 34 von der Echtzeituhr 36 anzeigt.
Die Satellitenuhranzeige t&sub1; 601 ist die Zeit, die von dem Signal angezeigt wird, welches von dem GPS-Satelliten 12 empfangen wird, für eine bestimmte, digitale Echtzeitanzeige 34 von der Echtzeituhr 36. Die Satellitenuhranzeige t&sub1; 601 ist implizit in der Modulation der GPS-Signale 15 enthalten, die von dem GPS-Satelliten 12 empfangen werden, und kann explizit dadurch gelesen werden, daß die gesendete Navigationsnachricht dekodiert wird, die in diesem Signal enthalten ist.
Der 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 876 gemäß Fig. 13 wird durch das Verzögerungsregister 842 erzeugt oder ist in diesem enthalten, und stellt einen Schätzwert für die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ dar.
Die Differenz zwischen der digitalen Echtzeitanzeige 34 und der Summe der Satellitenuhranzeige t&sub1; 601 und des 30-Bit- C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 876 ist der Verzögerungsfehler, dessen Vorzeichen durch das Verzögerungsfehlersignal 200 angezeigt wird.
Wie wiederum aus Fig. 7 hervorgeht, werden das phasengleiche Videosignal 82 und das Quadratur-Videosignal 84 von dem Zeigerzählerrotator 220 in analoger Form von dem L1-Herunterwandler 76 empfangen und in eine ein-Bit-Digitalform umgewandelt, bei welcher der Wert jedes Bits das Vorzeichen des entsprechenden Videosignals angibt. Die beiden Bits, welche das phasengleiche Videosignal 82 bzw. das Quadratur-Videosignal 84 repräsentieren, zeigen daher zusammen genommen den Quadranten in der komplexen Ebene des Videozeigers 83 an.
Der 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 wird von dem Zeigerzählerrotator 220 von dem Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 in digitaler Form mit zwei Bit empfangen, welche den Quadranten des 308-fo-Trägerphasenschätzwertzeigers 193 angibt. Der Zeigerzählerrotator 220 erzeugt das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 in Digitalform mit einem Bit, und zusammen genommen repräsentiert dies den Quadranten des entwickelten, komplexen Videozeigers 223 in der komplexen Ebene.
Falls der 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 anzeigt, daß Φ nahe an Null liegt, modulo 1 Zyklus, so liegt der 308- fo-Trägerphasenschätzwertzeiger 193 in dem vierten Quadranten, und das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 sind gleich dem phasengleichen Videosignal 82 bzw. dem Quadratur-Videosignal 84, so daß daher der entwickelte, komplexe Videozeiger 223 in demselben Quadranten liegt wie der Videozeiger 83. Falls der 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 anzeigt, daß Φ nahe an 90º oder plus einem Viertelzyklus liegt, so liegt der entwickelte, komplexe Videozeiger 223 einen Quadranten weiter im Uhrzeigersinn als der Videozeiger 83. Falls der 308- fo-Trägerphasenschätzwert ist 192 anzeigt, daß Φ nahe an 180º liegt, dann wird eine Drehung um 180º durchgeführt, usw.
Das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 können daher innerhalb des Zeigerzählerrotators 220 durch nicht dargestellte Logik-Gates gebildet werden, die entsprechend einer einfachen Wahrheitstabelle arbeiten, die mit mehr Einzelheiten in bezug auf Fig. 9 beschrieben wird.
Innerhalb des Detektors 190 für die 308-fo-Trägerphase und den C/A-Code-Verzögerungsfehler werden das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 als Eingangssignale an den Korrelator 226 angelegt, wie in Fig. 7 gezeigt ist. Der Korrelator 226 empfängt darüber hinaus ein 8 fo-Bezugssignal 27 von dem Frequenzverdoppler 25, welcher das 8 fo-Bezugssignal 27 dadurch erzeugt, daß er das 4 fo-Bezugssignal 26 von dem Frequenzstandard 28 mit einem Faktor 2 multipliziert, und empfängt eine digitale Echtzeitanzeige 34 von der Echtzeituhr 36, wie in Fig. 2 dargestellt ist. Weiterhin empfängt der Korrelator 226 ein 1-Bit- C/A-Code-Lokalmodell 228 von dem C/A-Code-Generator 230.
Der Korrelator 226 korreliert das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 mit dem 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228. Das 1-Bit-C/A-Code- Lokalmodell 228 ist eine Folge von Bit-Werten, welche den C/A-Code darstellen, der für den GPS-Satelliten 12 spezifisch ist. Diese Sequenz wird von dem C/A-Code-Generator 230 zu Zeitpunkten entsprechend der geschätzten Ankunftszeit der C/A- Sequenz von dem GPS-Satelliten ausgegeben, welchem der C/A- Code-Generator 230 durch die Satelliten-Zuordnung 41 von dem Echtzeitcomputer 40 zugeordnet wurde. Der Zeitpunkt der Erzeugung des 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodells 228 wird von der digitalen Echtzeitanzeige 34 bestimmt, die von der Echtzeituhr 36 zur Verfügung gestellt wird, durch das 8 fo-Bezugssignal 27 von dem Frequenzverdoppler 25, und durch den C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194, der in Fig. 6 gezeigt ist.
Der C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 ist eine Mehrfachbit-Digitaldarstellung der geschätzten Verzögerung, modulo der Code-Periode von 1 Millisekunde, bei welcher das niedrigstwertige Bit 1/40stel eines Bits oder ein Stück der C/A-Code-Sequenz repräsentiert. Wie voranstehend erläutert ist der C/A-Code eine periodische Folge von 1023 gleichbreiten Stücken, die mit einer Periode von exakt 1 Millisekunde gesendet werden. Das niedrigstwertige Bit des C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 194 entspricht daher einer Weglänge von etwa 7,5 Metern. Der RMS-Quantisierungsfehler des C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 194 liegt daher in der Größenordnung von 7,5 Metern dividiert durch die Quadratwurzel von 12, oder bei etwa 2 Metern. Dieser 2-Meter- RMS-Quantisierungsfehler ist vernachlässigbar, verglichen mit den anderen Fehlern, welche den empfangenen C/A-Code beeinflussen, beispielsweise Mehrwegfehler.
Das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 korreliert konstruktiv nur mit der bestimmten Komponente des entwickelten, komplexen Videosignals U, welches von dem GPS-Satelliten 12 stammt. Der in jedem anderen Satelliten verwendete C/A-Code ist unkorreliert, also orthogonal zum Code des GPS-Satelliten 12. Infolge dieser Orthogonalität dient der Korrelator 226 dazu, die Signale von dem GPS-Satelliten 12 auszuwählen, und die Signale von anderen Satelliten zu unterdrücken.
Wie voranstehend in bezug auf die Struktur der GPS-Signale erwähnt stellt die sich auf den C/A-Code beziehende Modulation eine biphasige Modulation dar, welche die Phase einer Komponente des 308-fo-L1-Zentrumsfrequenzträgers umschaltet, der von dem GPS-Satelliten 12 gesendet wird, zwischen zwei um 1800 auseinanderliegenden Werten, entsprechend der Tatsache, ob das momentane Code-Bit gleich 1 bzw. 0 ist. Diese Phasenumkehrungen treten pseudostatistisch bei ganzzahligen Vielfachen der C/A-Code-Stückbreite, tm, auf. Daher scheint das entwickelte, komplexe Videosignal U bei dieser Rate bezüglich der Phase um 180º zu schwanken.
Die Korrelation innerhalb des Korrelators 226 durch das 1-Bit- C/A-Code-Lokalmodell 228, wenn das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 synchron zum empfangenen C/A-Code erzeugt wird, und zur Sequenz des C/A-Codes paßt, der für den GPS-Satelliten 12 spezifisch ist, hält diese Schwankung an, so daß die Phase über ein Zeitintervall relativ konstant bleibt, welches dazu ausreicht, eine kohärente Integration und Erfassung dieses Signals zuzulassen. Allerdings bleibt die Phase nicht über einen sehr langen Zeitraum konstant, da alle 20 Millisekunden die Phase durch die Telemetrie-Modulation umgedreht werden kann, welche die Navigationsnachricht sendet.
Der Korrelator 226 korreliert das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 mit dem 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 für ein Zeitintervall, welches kleiner ist als 20 Millisekunden. Falls dieses Zeitintervall keine Telemetrie-Umkehrung enthält, bleibt die Phase relativ konstant, so daß der Korrelator 226 ein Phasenfehlersignal 198 erzeugen kann, welches die Differenz zwischen der Observablen Φ für die implizit enthaltene 308-fo-Trägerphase und dem 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 repräsentiert. Weiterhin legt der Korrelator 226 das Vorzeichen der Differenz zwischen der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ und dem C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 fest.
Wie nachstehend mit mehr Einzelheiten unter Bezugnahme auf Fig. 10 erläutert ist, bestimmt der Korrelator 226 das Vorzeichen dieser Verzögerungsdifferenz durch Vergleich der Energien der Korrelationsprodukte aus zwei Korrelationen. Die erste derartige Korrelation ist die Korrelation des 1-Bit- C/A-Code-Lokalmodells 228 mit dem phasengleichen, entwickelten Videosignal 222 und dem Quadratur-entwickelten Videosignal 224 wie voranstehend erläutert. Die zweite derartige Korrelation ist die Korrelation des phasengleichen, entwickelten Videosignals 222 und des Quadratur-entwickelten Videosignals 224 mit einer weiter verzögerten Version des 1-Bit-C/A- Code-Lokalmodells 228, bei welchem die weitere Verzögerung gleich einer Stückbreite des C/A-Codes ist. Die sich aus jeder dieser beiden Korrelationen ergebenden Energien werden verglichen, um zu ermitteln, ob eine Korrelation mit dem Signal, welches den frühen Code repräsentiert, zu mehr oder weniger Energie führt als die Korrelation mit dem Signal, welches den späteren oder verzögerten Code repräsentiert. Das Verzögerungsfehlersignal 200 zeigt das Ergebnis dieses Vergleichs an, und wird an das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 angelegt, in welchem diese Anzeige der Code-Verzögerung dazu verwendet wird, das in Fig. 13 gezeigte Verzögerungsregister vorzustellen oder zu verzögern, um eine fest eingestellte Verzögerungsbeziehung zwischen dem aktuellen Wert der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ und dem C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 aufrechtzuerhalten.

Fig. 9

In Fig. 9 wird nunmehr der Zeigerzählerrotator 220 mit mehr Einzelheiten beschrieben. Wie voranstehend unter Bezug auf Fig. 7 erwähnt, arbeitet der Zeigerzählerrotator 220 so, daß er den 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 von dem Winkel 81 R des komplexen Videozeigers 83 subtrahiert, um das entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 zu erzeugen, welche zusammengenommen eine 2-Bit-Digitaldarstellung des Quadranten in der komplexen Ebene des entwickelten Videozeigers 223 bilden.
Die Funktion, die von dem Zeigerzählerrotator 220 in dem 308- fo-Trägerphasen- und C/A-Code-Verzögerungsfehlerdetektor 190 durchgeführt wird, wird ebenfalls woanders in dem System gemäß der vorliegenden Erfindung benötigt. Entsprechende Funktionen werden innerhalb jedes Satelliten-Verfolgungskanals 32 durch den Zeigerzählerrotator 240 in dem L1-fo-Trägerphasendetektor 206 durchgeführt, der in Fig. 12 gezeigt ist, und durch einen entsprechenden Zeigerzählerrotator, der nicht gezeigt ist, in dem L2-fo-Trägerphasendetektor 208. Der Betrieb des Zeigerzählerrotators 220 wird im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 9 beschrieben, und die Betriebsabläufe der Zeigerzählerrotatoren in dem L1-fo-Trägerphasendetektor 206 und in dem L2-fo-Trägerphasendetektor 208 lassen sich hieraus verstehen.
Wie in Fig. 9A gezeigt ist, werden das phasengleiche Videosignal 82 und das Quadratur-Videosignal 84 am Eingang des Zeigerzählerrotators 220 an ein Paar identischer 1-Bit-Analog/Digital- Wandler 802 bzw. 804 angelegt, welche als Clipper arbeiten, um einen 1-Bit-phasengleichen Videovorzeichenindikator 806 bzw. einen 1-Bit-Quadratur-Videovorzeichenindikator 808 zu erzeugen. Der 1-Bit-phasengleiche Videovorzeichenindikator 806 ist ein logisches oder binäres Digitalsignal, in welchem der wahre oder Zustand "1" repräsentiert, daß das Vorzeichen des phasengleichen Videosignals 82 positiv war, und ein unwahrer oder Zustand "0" repräsentiert, daß dessen Vorzeichen negativ war. Die gleiche Beziehung gilt zwischen den Zuständen des 1-Bit-Quadratur-Videovorzeichenindikators 808 und des Quadratur-Videosignals 84.
Der 1-Bit-phasengleiche Videovorzeichenindikator 806 und der 1-Bit-Quadratur-Vorzeichenindikator 808 bilden zusammen eine 2-Bit-Digitaldarstellung des Quadranten des Videozeigers 83, wie man aus den ersten drei Spalten der Tabelle in Fig. 9B erkennen kann. Insbesondere sieht man aus einem Vergleich zwischen den Fig. 8A und 9B, daß dann, wenn sich der Videozeiger 83 in dem ersten Quadranten befindet, die Vorzeichen des phasengleichen Videosignals 82 und des Quadratur- Videosignals 84 positiv sind, so daß die Digitalzustände des 1-Bit-phasengleichen Videovorzeichenindikators 806 und des 1-Bit-Quadratur-Videovorzeichenindikators 808 wahr oder 1 sein müssen. Entsprechend, wenn sich der Videozeiger 83 in dem zweiten Quadranten befindet, sind der 1-Bit-phasengleiche Videovorzeichenindikator 806 und der 1-Bit-Quadratur-Videovorzeichenindikator 808 gleich 0 bzw. 1. Im dritten Quadranten sind sie beide gleich 0, und im vierten Quadranten sind sie gleich 1 bzw. 0.
Diese 2-Bit-Digitaldarstellung des Phasenwinkels des Videozeigers 83 ist modulo ein Zyklus, so daß daher die ganzzahlige Anzahl an Zyklen in dieser Darstellung ignoriert wird. Beispielsweise kann ein momentaner Phasenwinkel zwischen einem Zyklus 0 und einem Zyklus 1 nicht von einem Phasenwinkel zwischen 2 und 3 Zyklen unterschieden werden.
Wie nunmehr wiederum aus Fig. 9A hervorgeht, wird der 308- fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 von dem Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 als ein Eingangswert an den Zeigerzählerrotator 220 am Eingang zur Logikschaltung 810 angelegt. Im einzelnen enthält, wie nachstehend noch genauer aus Fig. 13 hervorgeht, das Phasenregister 840 einen Multibit-308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 856, von welchem nur zwei Bits in dem 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 enthalten sind. Das erste Bit rechts von dem binären Punkt des 308-fo-Trägerphasenschätzwerts Φest 856 ist das Halbzyklus-Bit R&sub1; 812, welches anzeigt, ob der 308- fo-Trägerphasenschätzwertzeiger 193 in den ersten zwei oder den zweiten zwei Quadranten der komplexen Ebene liegt. Das zweite Bit rechts von dem Binärpunkt ist das Viertelzyklus- Bit R&sub2; 814, welches anzeigt, ob die Nummer des Quadranten des 308-fo-Trägerphasenschätzwertzeigers 193 ungerade oder gerade ist.
Der 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 läßt sich unter Bezugnahme auf die beiden am weitesten rechts angeordneten Spalten in der Tabelle in Fig. 9B verstehen. Befindet sich der 308-fo-Trägerphasenschätzwertzeiger 193 in dem ersten Quadranten, so sind das Halbzyklus-Bit R&sub1; 812 und das Viertelzyklus-Bit R&sub2; 814 beide gleich 0, was anzeigt, daß der Zeiger weder einen Halb- noch einen Viertelzyklus der Phase aufweist. Befindet sich der 308-fo-Trägerphasenschätzwertzeiger 193 in dem zweiten Quadranten, so sind das Halbzyklus- Bit R&sub1; 812 bzw. das Viertelzyklus-Bit R&sub2; 814 gleich 0 bzw. 1. Entsprechend wird der dritte Quadrant angezeigt, wenn das Halbzyklus-Bit R&sub1; 812 und das Viertelzyklus-Bit R&sub2; 814 gleich 1 und 0 sind, und wird der vierte Quadrant angezeigt, wenn sie beide gleich 1 sind. Der Unterschied zwischen dieser Binärform der Quadrantenanzeige und der auf dem Vorzeichen basierenden Anzeige, die von dem 1-Bit-phasengleichen Videovorzeichenindikator 806 und dem 1-Bit-Quadratur-Videovorzeichenindikator 808 zur Verfügung gestellt wird, läßt sich unter Bezugnahme auf die Tabelle in Fig. 9B erkennen.
Wie nunmehr wieder aus Fig. 9A hervorgeht, bearbeitet die Logikschaltung 810 das komplexe Videosignal V, welches durch den 1-Bit-phasengleichen Videovorzeichenindikator 806 und den 1 -Bit-Quadratur-Videoquadrantenindikator 808 repräsentiert wird, um hiervon den 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 zu subtrahieren, um das entwickelte, komplexe Videosignal U zu erzeugen, welches durch das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 repräsentiert wird. Bei dieser Operation werden Phasenwinkel nur anhand von Quadranten beschrieben. Diese Beschreibung ist in der Hinsicht relativ grob, daß sie nur innerhalb von plus oder minus einem Achtelzyklus exakt ist. Das phasengleiche entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 stellen eine 2-Bit-Digitaldarstellung des Quadranten des entwickelten, komplexen Videozeigers 223 zur Verfügung.
In der Wahrheitstabelle in Fig. 9C ist die gewünschte Funktionsbeziehung zwischen dem phasengleichen, entwickelten Videosignal 222, welches von der Logikschaltung 810 ausgegeben wird, und den vier Eingangssignalen dargestellt, nämlich dem phasengleichen Videovorzeichenindikator 806, dem Quadratur-Videovorzeichenindikator 808, dem Halbzyklus-Bit R&sub1; 812 und dem Viertelzyklus-Bit R&sub2; 814. Entsprechend ist in der in Fig. 9D gezeigten Wahrheitstabelle die erforderliche Funktionsbeziehung zwischen dem Quadratur-entwickelten Videosignal 224, welches von der Logikschaltung 810 ausgegeben wird, und diesen Eingangssignalen dargestellt. Durch diese Beziehungen, die klar entsprechend diesen Wahrheitstabellen definiert sind, ist es sinnvoll, die Logikschaltung 810 in Form von Logik-Gates oder einem Nur-Lese-Speicher, nicht gezeigt, zur Verfügung zu stellen.

Fig. 10

Unter nunmehriger Bezugnahme auf Fig. 10 ist der Betrieb des Korrelators 226 innerhalb des in Fig. 7 gezeigten 308-fo- Trägerphasen- und C/A-Code-Verzögerungsfehlerdetektors 190 mit mehr Einzelheiten gezeigt. Das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222 von dem Zeigerzählerrotator 220 wird als ein Eingangssignal an Mischer 300, 302 und 304 angelegt. Das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 von dem Zeigerzählerrotator 220 in Fig. 7 wird als Eingangssignal an den Mischer 306, den Mischer 308 und den Mischer 310 angelegt. Die zweiten Eingangssignale für die Mischer 300, 302, 304, 306, 308 und 310 werden durch das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 und dessen um ein halbes Stück bzw. ein Stück verzögerte Versionen, 314 bzw. 318, zur Verfügung gestellt. Das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222, das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 und die 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodelle 228, 314 und 318 stellen sämtlich digitale oder Logiksignale mit einem Bit dar. Daher sind die Mischer 300, 302, 304, 306, 308 und 310 exklusive NOR-Logik-Gates; äquivalent hierzu können diese Mischer als Binär-Addierer modulo 2 angesehen werden oder als Paritätsdetektoren.
Das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 wird als ein Eingangswert an die Halbstück-Verzögerungsschaltung 312 angelegt, welche ein um ein halbes Stück verzögertes C/A-Code-Lokalmodell 314 erzeugt. Das um ein halbes Stück verzögerte C/A-Code-Lokalmodell 314 wird dann als ein Eingangswert an die Halbstück- Verzögerungsschaltung 316 angelegt, welche das um ein Stück verzögerte C/A-Code-Lokalmodell 318 dadurch erzeugt, daß das um ein halbes Stück verzögerte C/A-Code-Lokalmodell 314 um ein zusätzliches halbes Stück verzögert wird. Die Halbstück- Verzögerungsschaltung 312 und die Halbstück-Verzögerungsschaltung 316 arbeiten auf identische Weise, und jede legt eine Verzögerung gleich exakt einer Hälfte der Breite, tm, eines C/A-Code-Stücks oder -Bits an.
Die Stückrate des C/A-Codes in dem GPS-System beträgt 1023 Stücke pro Millisekunde oder 1023 Millionen Stücke pro Sekunde oder 1023 Megahertz oder fo / 5. Jedes Stück ist daher gleich 5 Oszillationszyklen der Bezugsfrequenz fo oder gleich 20 Zyklen der 4 fo-Bezugsfrequenz 26 von dem in Fig. 2 gezeigten Frequenzstandard 28, oder gleich 40 Zyklen des 8 fo-Bezugssignals 27. 8 fo ist die "Takt"-Rate, mit welcher das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 von dem C/A-Code- Generator 230 erzeugt wird, wie nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 11 erläutert wird. Der Korrelator 226 empfängt das 8 fo-Bezugssignal 27 von dem in Fig. 7 gezeigten Frequenzverdoppler 25 und die digitale Echtzeitanzeige 34 von der in Fig. 2 gezeigten Echtzeituhr 36.
Die Halbstück-Verzögerungsschaltungen 312 und 316 können daher jeweils durch ein 20-Bit-Schieberegister gebildet werden, welches durch die 8 fo-Bezugsfrequenz 27 von dem in Fig. 7 gezeigten Frequenzverdoppler 25 getaktet wird. Die 8 fo-Bezugsfrequenz 27 dient weiterhin zum Takten des 0,01- Sekunden-Integrators 324 wie nachstehend erläutert. Das um ein halbes Stück verzögerte C/A-Code-Lokalmodell 314, welches eine um ein halbes Stück verzögerte Version des 1-Bit-C/A- Code-Lokalmodells 228 darstellt, wird als ein Eingangssignal an die Mischer 302 und 308 am Eingang des zeitgleichen Signaldetektors 350 und ebenso als Eingangsgröße der um ein halbes Stück verzögerten Schaltung 316 angelegt. Das um ein Stück verzögerte C/A-Code-Lokalmodell 318, welches von der Halbstück-Verzögerungsschaltung 316 erzeugt wird, welche eine um ein volles Stück verzögerte Version des 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodells 228 darstellt, wird als Eingangswert an die Mischer 300 und 306 am Eingang des Verspätungsdetektors 358 angelegt. Das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 wird direkt, also ohne irgendwelche Verzögerung, an die Mischer 304 und 310 am Eingang des Detektors 352 für ein voreilendes Signal angelegt.
Zuerst wird der Betrieb des Detektors 350 für das zeitgleiche Signal diskutiert. Der Betrieb des Detektors 352 für das frühzeitige Signal und des Detektors 358 für das verspätete Signal entspricht dem Betrieb des Detektors 350 für das zeitgleiche Signal und läßt sich daraufhin leichter verstehen.
Innerhalb des Detektors 350 für das zeitgleiche Signal erzeugt der Mischer 302 ein Ausgangssignal 322, welches wie voranstehend erwähnt die exklusive NOR-Funktion des phasengleichen, entwickelten Videosignals 222 und des ein Halbstückverzögerten C/A-Code-Lokalmodells 314 ist. Das Ausgangssignal 322 wird als Eingangswert an den 0,01-Sekunden-Integrator 324 angelegt, wo es integriert wird, um den Ausgangswert 330 zu erzeugen.
Da das Ausgangssignal 322 ein 1-Bit-Digitalsignal ist, läßt sich der 0,01-Sekunden-Integrator 324 am einfachsten durch einen getakteten Zähler realisieren, der in Reaktion auf die digitale Echtzeitanzeige 34 von der in Fig. 2 gezeigten Echtzeituhr 36 betrieben wird, um die Integration bei jedem ganzzahligen Vielfachen von 0,01 Sekunden zu starten, anzuhalten und erneut zu starten, entsprechend der Anzeige der Echtzeituhr 36. Um mit der Integration zu beginnen muß beim Auftreten der digitalen Echtzeitanzeige 34 gleich einem ganzzahligen Vielfachen von 0,01 Sekunden der Integrator 324 zurückgesetzt werden. Dann wird für jeden Zyklus des 8 fo-Bezugssignals 27 der Zählwert, welcher den integrierten Wert repräsentiert, inkrementiert oder nicht, abhängig davon, ob das Ausgangssignal 322 gleich 1 bzw. 0 ist. Am Ende der Integrationsperiode von 0,01 Sekunden wird der Wert, der in dem 0,01-Sekunden- Integrator 324 enthalten ist, ausgelesen, um das Ausgangssignal 330 zu erhalten, und dann wird der 0,01-Sekunden-Integrator 324 zurückgesetzt, um mit der nächsten Integration zu beginnen.
Wenn auf diese Weise der 0,01-Sekunden-Integrator 324 aus einem getakteten Zähler gebildet wird, ist sein Ausgangssignal 330 um die Hälfte der Anzahl der Zyklen der 8 fo-Bezugsfrequenz 27 versetzt, die in einem Integrationsintervall von 0,01 Sekunden enthalten sind, oder um das 4 fo-fache von 0,01 Sekunden, oder um 204.600 Zählwerte. Diese Versetzung wird sinnvollerweise bei den Anordnungen des 2-Quadranten- Invers-Tangens-Funktionsgenerators 334 und des Quadrierers 338 berücksichtigt, welche das Ausgangssignal 330 von dem 0,01 -Sekunden-Integrators 324 annehmen.
Entsprechend erzeugt der Mischer 308 ein Ausgangssignal 326, welches von dem Integrator 328 über 0,01 Sekunden integriert wird, beginnend und endend bei ganzzahligen 1/100-stel einer Sekunde, unter der Steuerung der Echtzeituhr 36, um das Ausgangssignal 332 zu erzeugen. Am Ende der Integrationsperiode von 0,01 Sekunden werden das Ausgangssignal 330 von dem 0,01- Sekunden-Integrator 324 und das Ausgangssignal 332 von dem Integrator 328 als Eingangssignale an den Generator 334 für die 2-Quadranten-Invers-Tangens-Funktion angelegt. Der Generator 334 für die 2-Quadranten-Invers-Tanges-Funktion, welcher als Nur-Lese-Speicher (ROM) ausgebildet sein kann, erzeugt ein Phasenfehlersignal 197 gleich dem Winkel in dem Bereich minus einem Viertelzyklus bis plus einem Viertelzyklus, dessen Tangens gleich Q/I ist, wobei Q das Ausgangssignal 332 repräsentiert und I das Ausgangssignal 330. Es wird darauf hingewiesen, daß das Phasenfehlersignal 197 von dem Generator 334 für die 2-Quadranten-Invers-Tangens-Funktion nicht durch Telemetriephasenumkehrungen in den GPS-Signalen 15 beeinflußt wird, da derartige Umkehrungen so wirken, daß sie die Vorzeichen sowohl von I als auch von Q ändern, unter der Voraussetzung, daß keine Umkehrung während des besonderen 0,01-Sekunden-Intervalls auftreten, für welches I-und Q erzeugt wurden. Das Phasenfehlersignal 197 von dem Generator 334 für die 2-Quadranten-Invers-Tangens-Funktion gibt daher den Winkel modulo 0,5 Zyklen des Durchschnittswerts während der Integrationsperiode von 0,01 Sekunden der komplexen Zahl an, dessen Realteil das Ausgangssignal 322 ist, und dessen Imaginärteil das Ausgangssignal 326 ist. Wie voranstehend erläutert bleibt der Winkel dieser komplexen Zahl relativ konstant während der Integrationsperiode, abgesehen von den Telemetriephasenumkehrungen, die bei ganzzahligen Vielfachen von 0,02 Sekunden auftreten.
Es ist wesentlich, daß das Integrationsintervall, nämlich 0,01 Sekunden, ein ganzzahliges Vielfaches von Millisekunden beträgt, und auch, daß es exakt die Hälfte des Intervalls zwischen möglichen Telemetriemodulationsphasenumkehrungen beträgt. Die Integration sollte deswegen über ein ganzzahliges Vielfaches von Millisekunden durchgeführt werden, da eine Millisekunde die Periode der C/A-Code-Funktion ist. Wie voranstehend erläutert sind die Satelliten-spezifischen C/A-Codes zueinander orthogonal, so daß die Kreuzkorrelation der C/A- Code-Komponenten der Signale eines Satelliten mit dem C/A- Code eines anderen Satelliten im Ergebnis Null ergibt. Dieses gewünschte Fehlen einer Kreuzkorrelation ist allerdings nicht exakt erhältlich, es sei denn, die Integration erstreckt sich über ein ganzzahliges Vielfaches der Code-Perioden. Im vorliegenden Fall beträgt die ganzzahlige Zahl 10.
Die Tatsache, daß die Integrationsperiode exakt die Hälfte des Telemetriephasenumkehrungsintervalls beträgt, garantiert, daß in sämtlichen geradzahligen Integrationsintervallen, oder in sämtlichen ungeradzahligen Integrationsperioden, über einen langen Zeitraum keine Phasenumkehrungen auftreten.
Der Winkel der komplexen Signalkomponente von dem GPS-Satelliten 12 am Eingang zu den Integratoren 324 und 328 bleibt konstant während der Integrationsperiode, und daher sammelt sich dieses Signal kohärent innerhalb der Integratoren 324 und 328 über sämtliche ungeradzahligen oder geradzahligen Intervalle an, die keine Phasenumkehrungen enthalten. Die Phasenumkehrungen, die während der Hälfte der anderen Integrationsintervalle auftreten, geradzahlig bzw. ungeradzahlig, verringern den akkumulierten Durchschnittswert für diese Intervalle. Durch Vergleich des Mittelwerts der Signalenergie, der während geradzahliger Integrationsintervalle angesammelt wird, mit dem Mittelwert der Signalenergie, der während ungeradzahliger Integrationsperioden angesammelt wird, ist es möglich, die Phase der 20-Millisekunden-Telemetrieumkehrungen in bezug auf die Phase des 20-Millisekunden-Periodensignals zu ermitteln, welches durch den Anfang und das Ende der geradzahligen oder der ungeradzahligen Integrationsperioden definiert wird. Sinnvollerweise werden diese Mittelwerte innerhalb des Computers 40 berechnet und verglichen, welchem wie nachstehend erläutert die Anzeige 348 für die gleichzeitige Signalenergie für jedes Integrationsintervall zugeführt wird.
Der Vorzeichenindikator 199 ermittelt das Vorzeichen des Ausgangssignals 330 des 0,01-Sekunden-Integrators 324, und erzeugt das Vorzeichenbit 201, welches anzeigt, ob das Ausgangssignal 330 positiv oder negativ war. Das Vorzeichenbit 201 wird dem Computer 40 zugeführt. Die Folge der Werte des Vorzeichenbits 201 von den geradzahligen oder ungeradzahligen Integrationsintervallen von 0,01 Sekunden, bei denen festgestellt wird, daß sie keine Telemetriephasenumkehrungen enthalten, wird dann von dem Computer 40 als die Telemetrienachricht interpretiert. Damit diese Interpretation möglich wird, muß eine Phasenverriegelung erzielt worden sein. Wurde eine Phasenverriegelung erzielt, dann erscheint praktisch sämtliche zeitgleiche Signalenergie im Ausgangssignal 330 und keine im Ausgangssignal 332.
Das Ausgangssignal 330 von dem Integrator 324 für 0,01 Sekunden wird am Ende jeder Integrationsperiode von 0,01 Sekunden als Eingangssignal an den Quadrierer 338 angelegt, welcher ein Ausgangssignal 342 erzeugt, das das Quadrat des Ausgangssignals 330 darstellt. Das Ausgangssignal 332 des Integrators 328 wird am Ende jeder Integrationsperiode von 0,01 Sekunden an den Quadrierer 340 angelegt, welcher das Ausgangssignal 344 erzeugt, welches gleich dem Quadrat des Ausgangssignals 332 ist. Die Ausgangssignale 342 und 344 werden als Eingangssignale an den Summierer 346 angelegt, um die Anzeige 348 für die zeitgleiche Signalenergie für jede Integrationsperiode von 0,01 Sekunden zu erhalten. Die Anzeige 348 für die zeitgleiche Signalenergie ist gleich der Summe der Quadrate der Ausgangssignale 330 und 332. Sinnvollerweise werden das Phasenfehlersignal 197, das Vorzeichenbit 201 und die Anzeige 348 für die zeitgleiche Signalenergie direkt von dem Ausgangssignal 330 und dem Ausgangssignal 332 dadurch erhalten, daß die Werte des Ausgangssignals 330 und des Ausgangssignal 332 dazu verwendet werden, ein ROM zu adressieren, in welchem vorberechnete Werte des Phasenfehlersignals 197, des Vorzeichenbits 201 und der Anzeige 348 für die zeitgleiche Signalenergie gespeichert wurden.
Die Anzeige für die zeitgleiche Signalenergie 348 wird als Eingangswert an den in Fig. 2 gezeigten Echtzeitcomputer 40 angelegt, am Ende jedes Integrationsintervalls von 0,01 Sekunden. In dem Echtzeitcomputer 40 wird der Durchschnittswert der geraden Intervallenergien der Anzeige 348 für die zeitgleiche Signalenergie mit dem Durchschnittswert von dessen ungeraden Intervallenergien verglichen, um die Phase der Telemetrieumkehrungen zu bestimmen. Das Phasenfehlersignal 197 von dem 2-Quadranten-Invers-Tangens-Funktionsgenerator 334 wird durch das Gate 413 getaktet, um das Phasenfehlersignal 198 zu erhalten. Das Phasenfehlersignal 198 wird vom Gate 413 dann und nur dann ausgegeben, wenn die Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle, die ebenfalls in das Gate 413 eingegeben wird, anzeigt, daß das Phasenfehlersignal 197 eine gültige Bestimmung des Phasenfehlers ist. Wie nachstehend erläutert zeigt die Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle an, daß die Anzeige 348 für die zeitgleiche Signalenergie oberhalb einer vorbestimmten Schwelle liegt, und daher genügend Signalenergie während des Integrationsintervalls von 0,01 Sekunden angesammelt wurde, um sicherzustellen, daß eine gültige Phasenermittlung durch den 2-Quadranten- Invers-Tangens-Funktionsgenerator 334 durchgeführt werden konnte.
Das Phasenfehlersignal 198, welches eine gültige Messung repräsentiert, wird als Eingangssignal an das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 angelegt, welches in Fig. 6 gezeigt ist, um eine Phasenverriegelung aufrecht zu erhalten.
Wenn der 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 verriegelt mit der 308-fo-impliziten Trägerphase Φest ist und daher dieser gleich ist, so ist das Phasenfehlersignal 198 annähernd gleich Null.
Wie erwähnt kann die Telemetrie durch den Echtzeitcomputer 40 dadurch gelesen werden, daß die Sequenz geradzahliger oder ungeradzahliger Vorzeichenbits 201 abgetastet wird, wobei nach dem Rahmensynchronisationsmuster gesucht wird, welches von dem GPS-Satelliten 12 gesendet wird, um den Beginn jedes Telemetrierahmens zu markieren. Die Parität dieses Synchronisationsmusters zeigt an, ob das Vorzeichenbit 201 invertiert werden muß, um die Telemetrienachrichtenbits zu erhalten.
Die Telemetriebitwerte sollten entweder aus den geradzahligen oder den ungeradzahligen Integrationszeiten von 0,01 Sekunden ermittelt werden, je nachdem bei welchen festgestellt wurde, daß sie keine Phasenfehler enthalten, wie voranstehend erläutert wurde. Obwohl das Phasenfehlersignal 198 besser nur aus den ungeradzahligen oder nur aus den geradzahligen Integrationszeiten ermittelt wird, je nachdem von welchen festgestellt wurde, daß sie keine Telemetriephasenumkehrungen enthalten, ist es nicht streng erforderlich, zu diesem Zweck zwischen geradzahligen und ungeradzahligen Integrationsintervallen zu unterscheiden. Einer der beiden Werte für das Phasenfehlersignal 198, für das ungeradzahlige Intervall oder für das geradzahlige Intervall, ist immer gültig, da es innerhalb dieser Integrationsperiode keine Umkehrungen gibt. Der andere, geradzahlig oder ungeradzahlig, kann ebenfalls gültig sein, es sei denn, die Telemetrieumkehrungen treten sehr nahe am Mittelpunkt des Integrationsintervalls auf. In dem Fall, in welchem die Phasenumkehrungen nahe dem Mittelpunkt der Integrationsperiode auftreten, würde der sehr niedrige Ausgangswert des Ausgangssignals 330 und des Ausgangssignals 332 zu einem nicht verläßlichen Wert 197 am Ausgang des 2-Quadranten-Invers-Tangentenfunktionsgenerators 334 führen, welcher besser nicht als Phasenfehlersignal 198 weitergeleitet werden würde.
Um derartige, ungültige Anzeigen zu ermitteln und deren Annahme zur Verwendung als Phasenfehlersignal 198 zu verhindern, wird die Energie des Signals, welches in jedem Integrationsintervall empfangen wird, wie durch die Anzeige 348 für die zeitgleiche Signalenergie vom Summierer 346 angezeigt, mit dem Schwellenwert 406 im Komparator 408 verglichen. Der Komparator 408 erzeugt eine binärwertige Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle, welche anzeigt, ob die Anzeige 348 für die zeitgleiche Signalenergie größer als der Schwellenwert 406 war oder nicht. Der Schwellenwert 406 sollte hoch genug gewählt werden, so daß dann, wenn die Anzeige 348 für die zeitgleiche Signalenergie den Schwellenwert 406 überschreitet, die Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle anzeigt, daß das Phasenfehlersignal 198 gültig ist. Die Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle von dem Komparator 408 wird als Eingangssignal wie voranstehend erwähnt an das Gate 413 angelegt, um das Vorhandensein einer gültigen Messung anzuzeigen. Die Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle wird ebenfalls von dem Echtzeitcomputer 40 während des ursprünglichen Signalacquisitionsvorgangs verwendet, der nachstehend unter zusätzliche Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben wird.
Innerhalb des Detektors 358 für ein verspätetes Signal erzeugt der Mischer 300 ein Ausgangssignal 323, welches angesehen werden kann als die exklusive NOR-Funktion des phasengleichen, entwickelten Videosignals 222 und des um ein Stück verzögerten C/A-Code-Lokalmodells 318. Das Ausgangssignal 323 wird als Eingangswert an den 0,01-Sekunden-Integrator 325 angelegt, in welchem es integriert wird, um das Ausgangssignal 331 zu bilden.
Da das Ausgangssignal 323 ebenfalls ein Digitalsignal mit einem Bit ist, kann der 0,01-Sekunden-Integrator 325 durch einen getakteten Zähler gebildet werden, der in Reaktion auf die digitale Echtzeitanzeige 34 von der in Fig. 2 gezeigten Echtzeituhr 36 betrieben wird, um die Integration bei jedem ganzzahligen Vielfachen von 0,01 Sekunden zu starten und zu stoppen, angezeigt durch die Echtzeituhr 36. Der Integrator 325 muß wie voranstehend erläutert in bezug auf den Detektor 350 für ein gleichzeitiges Signal auf dieselbe Weise betrieben werden wie der 0,01-Sekunden-Integrator 324.
Der Mischer 306 erzeugt ein Ausgangssignal 327, welches 0,01 Sekunden lang durch den Integrator 329 integriert wird, beginnend und endend bei ganzzahligen 0,01-fachen einer Sekunde unter der Steuerung der Echtzeituhr 36, um das Ausgangssignal 333 zu erzeugen.
Das Ausgangssignal 331 von dem 0,01-Sekunden-Integrator 325 wird am Ende der Integrationsperiode von 0,01 Sekunden als ein Eingangswert an dem Quadrierer 339 angelegt, welche ein Ausgangssignal 343 entsprechend dem Quadrat des Ausgangssignals 331 erzeugt. Das Ausgangssignal 333 von dem Integrator 329 wird am Ende der Integrationsperiode von 0,01 an den Quadrierer 341 angelegt, welcher das Ausgangssignal 345 gleich dem Quadrat des Ausgangssignals 333 erzeugt. Das Ausgangssignal 343 und das Ausgangssignal 345 werden als Eingangswerte an den Summierer 347 angelegt, welcher das verspätete Signal 356 erzeugt, welches daher ein Maß für die Energie des Signals darstellt, welches vom GPS-Satelliten 12 während der Integrationsperiode empfangen wurde.
Innerhalb des Detektors 352 für das voreilende Signal erzeugt der Mischer 304 ein Ausgangssignal 369, welches man als die exklusive NOR-Funktion des phasengleichen, entwickelten Videosignals 222 und des 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodells 228 ansehen kann. Das Ausgangssignal 369 wird als ein Eingangswert an den 0,01-Sekunden-Integrator 349 angelegt, in welchem es zur Bildung des Ausgangssignals 351 integriert wird.
Da auch das Ausgangssignal 369 ein Digitalsignal mit einem Bit ist, kann der 0,01-Sekunden-Integrator 349 durch einen getakteten Zähler gebildet werden, der in Reaktion auf die digitale Echtzeitanzeige 34 von der in Fig. 2 gezeigten Echtzeituhr 36 betrieben wird, um die Integration bei jedem ganzzahligen Vielfachen von 0,01 Sekunden zu beginnen und anzuhalten, gemäß der Anzeige durch die Echtzeituhr 36. Der Integrator 349 muß auf dieselbe Weise wie der 0,01-Sekunden-Integrator 324 betrieben werden, wie voranstehend erwähnt, in bezug auf den Detektor 350 für das zeitgleiche Signal.
Entsprechend erzeugt der Mischer 310 das Ausgangssignal 357.
welches 0,01 Sekunden lang durch den Integrator 359 integriert wird, beginnend und endend bei ganzzahligen 0,01-fachen einer Sekunde unter der Steuerung der Echtzeituhr 36, zur Erzeugung des Ausgangssignals 361.
Am Ende der Integrationsperiode von 0,01 Sekunden wird das Ausgangssignal 351 von dem 0,01-Sekunden-Integrator 349 als Eingangswert an den Quadrierer 353 angelegt, welcher ein Ausgangssignal 355 gleich dem Quadrat des Ausgangssignals 351 erzeugt. Das Ausgangssignal 361 von dem Integrierer 359 am Ende der 0,01-Integrationsperiode wird an den Quadrierer 363 angelegt, welcher ein Ausgangssignal 365 gleich dem Quadrat des Ausgangssignals 361 erzeugt. Das Ausgangssignal 355 und das Ausgangssignal 365 werden als Eingangswerte an den Summierer 367 angelegt, welcher ein Frühsignal 354 erzeugt, welches daher ein Maß für die Signalenergie ist, welches von dem GPS- Satelliten 12 während der Integrationsperiode empfangen wird.
Wie voranstehend erläutert wird die Anzeige 348 für zeitgleiche Signalenergie von dem Detektor 350 für das zeitgleiche Signal an den Eingang zur C/A-Code-Gruppenverzögerungsfehler- Detektorschaltung 401 angelegt, um eine Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle zu erzeugen. Das Frühsignal 354 und das Verspätungssignal 356 werden ebenfalls als Eingangswerte an die C/A-Code-Gruppenverzögerungsfehler-Detektorschaltung 401 angelegt, und insbesondere als Eingangswerte an den Komparator 400 für einen Vergleich zwischen früh und spät angelegt. Der Komparatur 400 für früh bzw. spät arbeitet so, daß er feststellt, welcher seiner Eingangswerte größer ist, und eine Anzeige 402 für früh größer als spät erzeugt, wenn das frühe Signal 354 größer ist als das späte Signal 356, und eine Anzeige 404 von spät größer als früh erzeugt, wenn der Gegensatz wahr ist.
Die Anzeige 402 für früh größer als spät und die Anzeige 404 für spät größer als früh werden als Eingangswerte an ein Paar identischer, logischer UND-Gates 412 und 416 angelegt. Die anderen Eingangswerte für die UND-Gates 412 und 416 werden durch die Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle zur Verfügung gestellt, so daß das jeweilige Verzögerungsregister- Inkrementierungssignal 414 und das Verzögerungsregister-Dekrementierungssignal 418 von den Gates 412 und 416 freigeschaltet wird, wenn die Anzeige 348 für eine zeitgleiche Signalenergie oberhalb des Schwellenwertes 406 liegt. Die Gates 412 und 416 erzeugen das Verzögerungsregister-Inkrementierungssignal 414 und das Verzögerungsregister-Dekrementierungssignal 418, welche jeweils zusammen genommen das Gruppenverzögerungsfehlersignal 200 bilden, welches voranstehend unter Bezugnahme auf Fig. 6 gezeigt wurde.
Auf diese Weise läßt sich feststellen, daß der Korrelator 226 zur Erzeugung eines Wertes für das Phasenfehlersignal 197 dient, zur Ermittlung aus der zeitgleichen Signalenergie, ob das auf diese Weise erzeugte Phasenfehlersignal gültig ist, und dazu, falls es gültig ist, zur Weiterleitung dieses Wertes als Phasenfehlersignal 198, an das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196. Entsprechend leitet der Korrelator 226 das Gruppenverzögerungsfehlersignal 200 weiter, um den Wert für den 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 876 zu inkrementieren oder dekrementieren, der in dem in Fig. 13 gezeigten Verzögerungsregister 842 festgehalten wird, entsprechend der Relativleistung, die aus der frühen oder verspäteten Kreuzkorrelation erhältlich ist.

Fig. 11

In Fig. 11 ist der in Fig. 7 gezeigte C/A-Code-Generator 230 mit weiteren Einzelheiten dargestellt. Wie voranstehend unter Bezug auf Fig. 7 erwähnt, erzeugt der C/A-Code-Generator 230 das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228, welches eine pseudostatistische Sequenz von Werten von 1023 Bit darstellt, welche den C/A-Code repräsentieren, der für den GPS-Satelliten 12 spezifisch ist. Diese Sequenz wird von dem GPS-Satelliten 12 periodisch mit einer Periode von 1 Millisekunde ausgesendet.
Das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 von dem C/A-Code-Generator 230 wird an den Korrelator 226 angelegt, in welchem das 1- Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 mit dem entwickelten, komplexen Videosignal U korreliert wird, welches das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224 repräsentiert.
Das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 korreliert konstruktiv nur mit der bestimmten Komponente des entwickelten, komplexen Videosignals U, welche aus dem GPS-Satelliten 12 stammt. Der C/A-Code, der in jedem anderen Satelliten verwendet wird, ist unkorreliert, also orthogonal, in bezug auf den Code des GPS- Satelliten 12. Infolge dieser Orthogonalität dient der Korrelator 226 dazu, die Signale von dem GPS-Satelliten 12 auszuwählen und die Signale von anderen Satelliten zurückzuweisen.
Wie unter Bezug auf Fig. 2 erläutert wurde, erzeugt der Echtzeitcomputer 40 eine Satellitenzuordnung 41, die an den Satelliten-Verfolgungskanal 32 angelegt wird, um den bestimmten GPS-Satelliten, nämlich den GPS-Satelliten 12, anzuzeigen, der von dem Satelliten-Verfolgungskanal 32 verfolgt werden soll. Wie aus Fig. 6 hervorgeht, wird innerhalb des Satelliten-Verfolgungskanals 32 die Satelliten-Zuordnung 41 an den Detektor 190 für die 308-fo-Trägerphase und den C/A- Code-Verzögerungsfehler angelegt, innerhalb dessen gemäß Fig. 7 die Satellitenzuordnung 41 an den C/A-Code-Generator 230 angelegt wird. Wie nachstehend erläutert veranlaßt die Satelliten-Zuordnung 41 den C/A-Code-Generator 230 dazu, die bestimmte Code-Sequenz zu erzeugen, nämlich das 1-Bit-C/A- Code-Lokalmodell 228, welche für den GPS-Satelliten 12 spezifisch ist.
Der C/A-Code-Generator 230 empfängt weiterhin die digitale Echtzeitanzeige 34 von der Echtzeituhr 36, die 8 fo-Bezugsfrequenz 27 von dem Verdoppler 25, und den C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert est 194 von dem Verzögerungsregister 842, wie in Fig. 7 gezeigt ist. Diese drei Eingangswerte zusammen bestimmen den Takt der Erzeugung des 1-Bit-C/A-Code- Lokalmodells 228.
Wie nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 13 erläutert, enthält das Verzögerungsregister 842 den C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 und erzeugt diesen, also einen Schätzwert für die aktuelle C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ der C/A-Code-Komponente der GPS-Signale 15, die von dem GPS-Satelliten 12 empfangen werden. Der C/A-Code- Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 wird durch die Wirkung des Verzögerungsfehlersignals 200 eingestellt, welches von dem Korrelator 226 erzeugt wird, um die Differenz zwischen dem C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 und der aktuellen C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ zu minimalisieren. Daher ist der C/A-Code-Generator 230 ein Teil einer Verzögerungs-gekoppelten Rückkopplungsschleife, welche den Korrelator 226 und das Verzögerungsregister 842 enthält.
Wie aus Fig. 11 hervorgeht, enthält der C/A-Code-Generator 230 einen Code-Speicher 450, einen einstellbaren Modulo-1023- Zähler 452, und einen einstellbaren Modulo-40-Zähler 454. Die Satellitenzuordnung 41 von dem Echtzeitcomputer 40 wird an den Code-Speicher 450 angelegt. Die Satelliten-Zuordnung 41 umfaßt vorzugsweise die vollständige Sequenz von 1023 Bit, welche von dem C/A-Code-Generator 230 als 1-Bit-C/A-Code- Lokalmodell 228 reproduziert werden soll. Die Übertragung der für diesen Satelliten spezifischen Sequenz an den Code- Speicher 450 von dem Echtzeitcomputer 40 hat daher den gewünschten Effekt der Zuordnung des C/A-Code-Generators 230 zum GPS-Satelliten 12. Eine derartige Übertragung muß immer dann durchgeführt werden, wenn es erwünscht ist, mit der Verfolgung eines Satelliten durch den Satelliten-Verfolgungskanal 32 zu beginnen. Die Satelliten-Zuordnung 41 wird in dem Code-Speicher 450 solange festgehalten, bis eine unterschiedliche Satelliten-Zuordnung 41 von dem Echtzeitcomputer 40 empfangen wird.
Es wird darauf hingewiesen, daß die Zuordnung anderer Teile des Satelliten-Verfolgungskanals 32 zum GPS-Satelliten 12 durch eine Einrichtung bewerkstelligt wird, welche nicht die Kenntnis und Verwendung des für den Satelliten spezifischen Codes erfordert. Insbesondere werden der L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 und der L2-Band-fo-Trägerphasendetektor 208 in dem Satelliten-Verfolgungskanal 32 dem GPS-Satelliten 12 durch Einsatz eines Satelliten-spezifischen fo-Trägerphasenschätzwertes 204 zugeordnet, wie in Fig. 6 und Fig. 12 dargestellt und in diesem Zusammenhang erläutert ist.
Für spezielle Zwecke, beispielsweise für Versuchszwecke, können spezielle Bit-Sequenzen an den Code-Speicher 450 übertragen und in diesem gespeichert werden. Alternativ hierzu könnte der Code-Speicher 450 so ausgebildet sein, daß er mehr als eine Sequenz von Bits speichert, und eine bestimmte Sequenz unter diesen Sequenzen könnte mit Hilfe der Satelliten-Zuordnung 41 ausgewählt werden. Beispielsweise könnte jede mögliche C/A-Code-Sequenz für jeden GPS-Satelliten permanent in dem Code-Speicher 450 enthalten sein und die Satelliten-Zuordnung 41 könnte festlegen, welcher Code aus dem Code-Speicher 450 ausgelesen werden sollte.
Der Code-Speicher 450 empfängt die Adresse 460 von dem einstellbaren Modulo-1023-Zähler 452. Die Adresse 460 steuert das Auslesen von Bits aus dem Code-Speicher 450. Der Wert der Adresse 460 ist die Adresse in dem Code-Speicher 450 des bestimmten Bits in der Code-Sequenz, welches aus dem Codespeicher 450 als das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 ausgelesen wird. Durch wiederholtes Inkrementieren des Wertes der Adresse 460 wird veranlaßt, daß die Bits sequentiell ausgelesen werden.
Wenn wie voranstehend erwähnt der Code-Speicher 450 mit der 1023-Bit-Sequenz entsprechend dem C/A-Code des GPS-Satelliten 12 geladen wurde, wobei aufeinanderfolgende Bits der Sequenz in aufeinanderfolgenden Adressen von 0 bis 1022 gespeichert werden, dann kann das richtige 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 durch Inkrementieren der Adresse 460 in Einerschritten mit einer Rate von 1.023.000 Schritten pro Sekunde erzeugt werden. Wie in Fig. 11 gezeigt erfolgt dies dadurch, daß die Adresse 460 von dem einstellbaren Modulo-1023-Zähler 452 abgeleitet wird, der als Speicheradressenzähler dient, und der einstellbare Modulo-1023-Zähler 452 durch das fo/5-Eingangssignal 458 von dem einstellbaren Modulo-40-Zähler 454 inkrementiert wird.
Das fo/5-Eingangssignal 458 weist eine Frequenz von fo/5 auf, oder 1.023.000 pro Sekunde, so daß sich die Adresse 460 mit dieser Rate erhöht. Der einstellbare Modulo-1023-Zähler 452 zählt aufwärts, bis ein Maximalwert von 1022 erreicht wird. Nach Erreichen eines Wertes von 1022 kehrt, statt sich auf 1023 zu erhöhen, der Zählwert auf Null zurück, was eine Rückkehr zum Startpunkt der 1023-Bit-C/A-Code-Sequenz hervorruft.
Der einstellbare Modulo-40-Zähler 454 empfängt die 8 fo- Bezugsfrequenz 27 vom Verdoppler 25, und teilt diese Frequenz durch 40, um das fo/5-Eingangssignal 458 zu erzeugen, welches an den einstellbaren Modulo-1023-Zähler 452 angelegt wird.
Der Relativtakt, also die Phase des 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodells 228 in bezug auf die digitale Echtzeitanzeige 34 von der Echtzeituhr 36 wird durch den C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert est 194 von dem Verzögerungsregister 842 gesteuert. Der Millisekunden-Takt 456, der in der digitalen Echtzeitanzeige 34 enthalten ist, ist ein Impuls, der einmal pro Millisekunde auftaucht, und zwar jedesmal dann, wenn exakt ein ganzzahliges Vielfaches von Millisekunden durch die digitale Echtzeitanzeige 34 angezeigt wird. Mit anderen Worten markiert der Millisekunden-Takt 456 ganzzahlige Millisekunden.
Der Millisekunden-Takt 456 wird an die Eingänge des einstellbaren Modulo-40-Zählers 454 und des einstellbaren Modulo- 1023-Zählers 452 angelegt, die so ausgebildet sind, daß jedes Auftreten des Millisekunden-Taktes 456, welches eine ganzzahlige Millisekunde entsprechend der Echtzeituhr 36 markiert, dazu führt, daß der Momentanwert des C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes est 194 in den einstellbaren Modulo-40- Zähler 454 und in den einstellbaren Modulo-1023-Zähler 452 kopiert wird. Mit anderen Worten schaltet der Millisekunden- Takt 456 die Einstellung des einstellbaren Modulo-40-Zählers 454 und des einstellbaren Modulo-1023-Zählers 452 frei, und stellt der C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert est 194 die Werte zur Verfügung, auf welche diese Zähler momentan gesetzt werden.
Wie in Fig. 11 gezeigt und ebenfalls in bezug auf Fig. 13 gezeigt und erläutert, enthält der C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert est 194 einen 10-Bit-Gesamtstück-Gruppenverzogerungsschätzwert 874 von dem Modulo-1023-reversiblen Zähler 868 in dem Verzögerungsregister 842. Der 10-Bit-Gesamtstück- Gruppenverzögerungsschätzwert 874 zeigt die Gesamtanzahl an C/A-Code-Stücken an, von Null bis 1022, oder Modulo 1023, die von dem C/A-Code-Generator 230 beim Auftreten des Millisekunden-Taktes 456 hätten erzeugt werden müssen.
Der Anteil eines C/A-Code-Stückes, der von dem C/A-Code-Generator 230 beim Auftreten des Millisekunden-Taktes 456 hätte erzeugt werden müssen, wird durch einen Zehntelstück-Verzögerungsschätzwert 872 von dem 4-Bit, Modulo-10-Zähler 866 des Modulo-40-Zählers 860 in dem Verzögerungsregister 842 angezeigt, und durch den 2-Bit-fo-Trägerphasenschätzwert 204 von dem 2-Binärbit, Modulo-4-Zähler 864 des Modulo-40-Zählers 860 in dem Verzögerungsregister 842. Wie unter Bezugnahme auf Fig. 13 erläutert wurde, repräsentiert der fo-Trägerphasenschätzwert 204 die Verzögerung in Einheiten entsprechend einem Viertelzyklus der Phase bei einer Frequenz von 2 fo. Diese Einheiten stellen ebenfalls 1/40-stel eines C/A-Code- Stückes dar.
Wie aus Fig. 11 hervorgeht, wird der 10-Bit-Stück-Gruppenverzögerungsschätzwert 874 an den Eingang "einzustellender Wert" des einstellbaren Modulo-1023-Zählers 452 angelegt, so daß der Momentanwert des 10-Bit-Gesamtstück-Gruppenverzögerungsschätzwertes 874 in den einstellbaren Modulo-1023-Zähler 452 bei jedem Auftreten des Millisekunden-Taktes 456 kopiert werden wird.
Der 2-Bit-fo-Trägerphasenschätzwert 204 und der 4-Bit- Schätzwert 872, welche zusammen den gesamten Inhalt des Modulo-40-Zählers 860 repräsentieren, werden zusammen an den Eingang "einzustellender Wert" des einstellbaren Modulo-40- Zählers 454 angelegt, so daß die Momentanwerte des fo-Trägerphasenschätzwertes 204 und des 4-Bit-Schätzwertes 872, die zusammen einen Bruchteil eines C/A-Code-Stückes bilden, in den einstellbaren Modulo-40-Zähler 454 bei jedem Auftreten eines Millisekunden-Taktes 456 kopiert werden.
Von einem Auftreten des Millisekunden-Taktes 456 bis zum nächsten inkrementieren der einstellbare Modulo-40-Zähler 454 und der einstellbare Modulo-1023-Zähler 452 mit exakt gleichförmigen Raten von 8 fo bzw. fo/5, entsprechend der 8 fo- Bezugsfrequenz 27. Daher wird das 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 mit konstanter Rate erzeugt, abgesehen von diskontinuierlichen oder "stufenförmigen" Einstellungen der Verzögerung oder der Code-Phase, die bei ganzzahligen Millisekunden entsprechend dem Millisekunden-Takt 456 von der digitalen Echtzeitanzeige 34 auftreten. Es wäre wünschenswerter, das 1-Bit- C/A-Code-Lokalmodell 228 mit einer glatt variierenden Rate und Phase zu erzeugen. Allerdings sind die Diskontinuitäten bei den ganzzahligen Millisekunden geringfügig. Die Entfernung zwischen der Antenne 22 und dem GPS-Satelliten 12 ändert sich typischerweise um weniger als 1 Meter pro Millisekunde. In jeder Millisekunde wird die mittlere Verzögerung des 1-Bit- C/A-Code-Lokalmodells 228, welches von dem C/A-Code-Generator 230 erzeugt wird, um die Hälfte des Betrages der Verzögerungsdiskontinuität versetzt, die bei der ganzzahligen Millisekunde auftritt, infolge der stufenweisen Art und Weise der erzeugten Verzögerungsänderung. Diese Versetzung wird vernünftigerweise bei der Verarbeitung der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ der C/A-Code-Komponente der GPS-Signale 15 durch den Echtzeitcomputer 40 berücksichtigt.

Fig. 12

In Fig. 12 ist der in Fig. 6 dargestellte L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 mit weiteren Einzelheiten gezeigt. Wie unter Bezugnahme auf Fig. 6 erläutert wurde, weist der L2- Band-fo-Trägerphasendetektor 208 den gleichen Betrieb auf wie der L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206, mit der Ausnahme, daß er mit Signalen arbeitet, die in dem L1-Frequenzband empfangen werden. Der Zeigerzählerrotator 240 am Eingang des L1-Band-fo-Trägerphasendetektors 206 empfängt das phasengleich rekonstruierte L1-Band-fo-Trägerverbundsignal 88 und das Quadratur-phasenrekonstruierte L1-Band-fo-Trägerverbundsignal 90 als Eingangssignale von der Rekonstruktionsvorrichtung und dem Herunterwandler 86 für den L1-Band-fo- Träger, wie in Fig. 3 gezeigt ist.
Wie voranstehend unter Bezug auf Fig. 9 erläutert wurde, ist der Betrieb des Zeigerzählerrotators 240 identisch mit jenem des in Fig. 7 gezeigten Zeigerzählerrotators 220, mit der Ausnahme, daß der Zeigerzählerrotator 240 mit dem L1-Band-rekonstruierten Trägerverbundsignalzeiger 89 arbeitet, wogegen der Zeigerzählerrotator 220 mit dem komplexen Videozeiger 83 arbeitet. Der L1-Band-rekonstruierte Trägerverbundsignalzeiger 89 ist der Zeiger in der komplexen Ebene, welcher die Verbundsignale sämtlicher einzelner, Satelliten-spezifischer L1-Bandrekonstruierter-fo-Zeiger repräsentiert, beispielsweise den L1-Band-rekonstruierten-fo-Trägerzeiger 89&sub1;&sub2; von dem GPS- Satelliten 12.
Der Zeigerzählerrotator 240 empfängt den fo-Trägerphasenschätzwert 204 von dem Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 als seinen zweiten Eingangswert. Wie nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 13 erläutert, wird der fo-Trägerphasenschätzwert 204 direkt von dem Verzögerungsregister 842 abgeleitet, und indirekt von dem Phasenregister 840, die beide in dem phasengleichen und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 enthalten sind. Der fo-Trägerphasenschätzwert 204 ist ein 2-Bit-Signal, welches nur den Quadranten des geschätzten, rekonstruierten fo- Trägers repräsentiert, mit einer Phase Modulo einem Zyklus, bei der rekonstruierten Trägerfrequenz. Wie voranstehend erläutert beträgt die Phase des rekonstruierten fo-Trägers, also der Winkel des L1-Band-rekonstruierten-fo-Trägerzeigers 89&sub1;&sub2;, das Doppelte des entsprechenden fo-Trägers, welcher implizit in dem komplexen Videosignal V enthalten ist, welches ein zusammengesetztes Signal aus Signalen mit unterdrücktem Träger und verbreitem Spektrum darstellt.
Wie voranstehend unter Bezugnahme auf Fig. 1 erläutert, ist implizit sowohl in den L1- als auch den L2-Band-Abschnitten der GPS-Signale 15 mit unterdrücktem Träger und verbreitertem Spektrum, die vom GPS-Satelliten 12 ausgesendet werden, eine implizite Trägerwelle mit einer Frequenz enthalten, die nominell gleich fo oder 5,115 Megahertz ist. fo ist die Fundamentalfrequenz, die von einem nicht gezeigten Frequenzstandard innerhalb des GPS-Satelliten 12 erzeugt wird, und welche die Grundlage für die Konstruktion sämtlicher Signale bildet, die von dem GPS-Satelliten 12 gesendet werden. Die aktuelle Frequenz dieses impliziten Trägers kann selbstverständlich von exakt fo abweichen, abhängig von der Genauigkeit des Frequenzstandards des Satelliten. Die Abweichung der aktuellen impliziten Trägerfrequenz von exakt fo ist normalerweise geringer als etwa 0,05 Hertz, oder etwa 1 Teil in 10&sup8; von fo.
GPS-Signale 15 mit verbreitertem Spektrum von dem GPS-Satelliten 12, die mit der Antenne 22 empfangen und dem Empfänger 24 zugeführt werden, wie unter Bezugnahme auf Fig. 2 und Fig. 3 erläutert, wurden verzögert und Doppler-verschoben, als Ergebnis der Relativposition und -geschwindigkeit der Antenne in dem nicht gezeigten GPS-Satelliten 12 in bezug auf die Antenne 22. Die Phasen ψL1 und ψL2 der fo-Träger, die implizit in den L1- und L2-Bändern der empfangenen GPS-Signale 15 enthalten sind, geben die Gruppenverzögerungen der Signale wieder, die in den jeweiligen Bändern empfangen werden. Der L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 und der L2-Band-fo- Trägerphasendetektor 208 messen ψL1 bzw. ψL2. Die Dopplerfrequenzverschiebungen der fo-Träger, die implizit sowohl in den L1- als auch den L2-Bändern der empfangenen GPS-Signale 15 enthalten sind, variieren zwischen plus und minus 15 Hertz, wenn der Satellit aufgeht, den Himmel überquert, und untergeht. Als Bruchteil von fo ausgedrückt liegt diese Dopplerfrequenzverschiebung zwischen plus und minus drei Teilen in 106. Daher ist die typische Dopplerfrequenzverschiebung um eine Größenordnung von zwei Größenordnungen größer als die fo-Trägerfrequenzabweichung, die normalerweise infolge eines Offsets des Frequenzstandards innerhalb des GPS-Satelliten 12 auftritt.
Die Herunterwandlung von Funkfrequenz auf Videofrequenz, die innerhalb des Funkfrequenz-Videofrequenz-Herunterwandler 76 von Fig. 3 durchgeführt wird, ändert nicht die Frequenz des fo-Trägers, der implizit in den empfangenen GPS-Signalen 15 enthalten ist, und diese Frequenz-Herunterwandlung ändert ebenfalls nicht die Natur dieser Signale, die ein verbreitertes Spektrum aufweisen. Das komplexe Videosignal V, dessen Real- bzw. Imaginärteil durch das phasengleiche Videosignal 82 bzw. das Quadratur-Videosignal 84 gebildet werden, wie in Fig. 3 gezeigt ist, stellt ein zusammengesetztes Signal der Signale mit verbreitertem Spektrum dar, die von sämtlichen sichtbaren Satelliten empfangen werden. In dem komplexen Videosignal V weist die Komponente mit verbreitertem Spektrum der GPS-Signale 15 einen impliziten Träger mit einer Frequenz nahe fo auf, der um zwischen plus und minus 15 Hertz hauptsächlich infolge des Dopplereffektes verschoben ist, wie voranstehend erwähnt.
Die Komponenten mit verbreitertem Spektrum des komplexen Videosignals V, die von anderen Satelliten als dem GPS-Satelliten 12 kommen, weisen implizite Trägerfrequenzen auf, die ebenfalls nahe bei fo liegen, die jedoch um unterschiedliche Beträge verschoben sind, entsprechend den unterschiedlichen Satellitenbewegungen in bezug auf die Antenne 22, und ebenso entsprechend jeglichen Unterschieden zwischen den Offsets der Frequenzstandards in den verschiedenen Satelliten.
Die Unterschiede zwischen den Frequenzen der fo-Träger, die implizit in den von unterschiedlichen GPS-Satelliten empfangenen Signalen enthalten sind, werden innerhalb des L1-Bandfo-Trägerphasendetektors 206 und innerhalb des L2-Band-fo- Trägerphasendetektors 208 dazu verwendet, die von dem GPS- Satelliten 12 empfangenen Signale von den Signalen zu trennen, die von unterschiedlichen Satelliten empfangen werden. Wie voranstehend unter Bezug auf Fig. 12 erwähnt, wird ein individueller Satelliten-Verfolgungskanal 32 innerhalb des Endgerätes 23 jedem Satelliten zugeordnet. Innerhalb des dem GPS-Satelliten 12 zugeordneten Satelliten-Verfolgungskanals 32 empfangen, wie in Fig. 6 gezeigt, der L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 und der L2-Band-fo-Trägerphasendetektor 208 den Satelliten-spezifischen fo-Trägerphasenschätzwert 204, nämlich eine Vorhersage für die zeitabhängige Phase der fo-Träger, die implizit in den L1- und L2-Band-Signalen dieses bestimmten Satelliten enthalten sind. Die zeitliche Änderungsrate des fo-Trägerphasenschätzwertes 204 repräsentiert die vorhergesagte Frequenzverschiebung der fo-Träger, die implizit in den vom GPS-Satelliten 12 empfangenen Signalen enthalten sind.
Der fo-Trägerphasenschützwert 204 wird sowohl an den L1- Band-fo-Trägerphasendetektor 206 als auch an den L2-Bandfo-Trägerphasendetektor 208 angelegt, da theoretisch dieselben fo-Trägerfrequenzverschiebungen in beiden Bändern beobachtet werden sollten, abgesehen vom Vorhandensein irgendwelcher, sich zeitlich ändernder Dispersionseffekte in den Signalausbreitungswegen. Geringe Dispersionseffekte sind tatsächlich vorhanden, infolge der Ionosphäre und infolge der Mehrwegausbreitung. Im vorliegenden Zusammenhang sind diese Effekte allerdings normalerweise unwesentlich.
Wie nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 13 erläutert, wird der fo-Trägerphasenschätzwert 204, und daher die Frequenzvorhersage, die innerhalb des L1-Band-fo-Trägerphasendetektors 206 dazu verwendet wird, das Signal des GPS-Satelliten 12 von den Signalen anderer Satelliten zu unterscheiden, innerhalb des Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystems 196 aus dem kontinuierlich aktualisierten 30-Bit-C/A-Code- Gruppenverzögerungsschätzwert est 876 abgeleitet, der in dem Verzögerungsregister 842 enthalten ist. Der Grund für die Ableitung des fo-Trägerphasenschätzwertes 204 aus dem 30- Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert est 876 liegt darin, daß die zeitliche Änderung der L1-fo-Trägerphase ψL1 ähnlich ist wie jene der Gruppenverzögerung der C/A- Code-Modulation des L1-Signals von demselben Satelliten. Daher sollte die C/A-Code-Gruppenverzögerungsänderung, multipliziert mit der impliziten Trägerfrequenz fo, sich an die implizite Trägerphasenänderung annähern. Die erforderliche Multiplikation der Verzögerung durch die implizite Trägerfrequenz fo wird sinnvollerweise dadurch durchgeführt, daß die geeignete Stufe in der Kette geeigneter Zähler oder Teiler angezapft wird, welche das Verzögerungsregister 842 bilden, wie im einzelnen unter Bezugnahme auf Fig. 13 gezeigt und erläutert ist.
Wie wiederum in Fig. 3 gezeigt ist, wird das komplexe Videosignal V von dem Funkfrequenz-Videofrequenz-Herunterwandler 76 an die Rekonstruktions- und Herunterwandlungsvorrichtung 86 für den L1-Band-fo-Träger angelegt, in welchem zwei grundlegende Operationen durchgeführt werden. Wie unter Bezug auf Fig. 5 erläutert wird, besteht die erste grundlegende Operation, die innerhalb der Rekonstruktions- und Herunterwandlungsvorrichtung 86 für den L1-Band-fo-Träger durchgeführt wird, darin, aus dem komplexen Videosignal V das komplexe, zusammengesetzte Signal S(L1) für den L1-Band-rekonstruierten fo-Träger zu rekonstruieren, welches ein zusammengesetztes Signal aus Komponenten mit kontinuierlichen Wellen darstellt, die rekonstruierte Träger genannt werden, und die L1- fo-impliziten Trägerwellen repräsentieren. Ein zweites zusammengesetztes Signal aus Komponenten mit kontinuierlichen Wellen erscheint zuerst am Ausgang des Mischers 150, der in Fig. 5 gezeigt ist, in welchem getrennte Spektralkomponenten des komplexen Videosignals V zusammengemischt werden.
Die Phasen und Frequenzen der rekonstruierten Träger in diesem zweiten zusammengesetzten Signal beziehen sich auf die Phasen und Frequenzen der jeweiligen impliziten Träger der jeweiligen Signalkomponenten mit verbreitertem Spektrum, die von den jeweiligen Satelliten empfangen werden. Jeder rekonstruierte Träger weist die doppelte Phase und die doppelte Frequenz auf wie der jeweilige implizite Träger. Infolge der Frequenzverdoppelung weist das Schmalbandpaßfilter 152, welches in Fig. 5 gezeigt ist, eine Zentrumsfrequenz von 2 fo statt fo auf. Wie unter Bezugnahme auf Fig. 5 erwähnt werden dann, um die Geschwindigkeitsanforderungen für nachfolgende Signalverarbeitungsschaltungen zu verringern, die rekonstruierten Träger in dem zweiten zusammengesetzten Signal 154 des Schmalbandpaßfilters 152 heruntergewandelt, von dem schmalen Band der Frequenzen mit einem Zentrum bei 2 fo auf ein schmales Band, welches ein Zentrum bei der Frequenz Null aufweist. Diese Herunterwandlung ergibt das komplexe, zusammengesetzte Signal S(L1) für den L1-Band-rekonstruierten fo-Träger, dessen Real- und Imaginärteil das phasengleiche Verbundsignal 88 für den rekonstruierten L1-Band-fo-Träger bzw. das Quadratur-phasenrekonstruierte L1-Band-fo-Trägerverbundsignal 90 ist.
Die Frequenzverschiebungen der impliziten fo-Träger infolge des Dopplereffektes und irgendwelcher Satellitenfrequenz- Standard-Offsets in bezug auf den Frequenzstandard 28 des Endgerätes 23, wie in Fig. 2 gezeigt, jedoch verdoppelt, bleiben bei dem Herunterwandlungsvorgang erhalten, der innerhalb der Rekonstruktions- und Herunterwandlungsvorrichtung 86 für den L1-Band-fo-Träger durchgeführt wird. Die Wirkung dieser Herunterwandlung besteht darin, daß die konstante 2 fo-Bezugsfrequenz und die Phase des Lokaloszillatorbezugseingangsssignals 160, in Fig. 5 gezeigt, von den jeweiligen Frequenzen und Phasen der rekonstruierten Träger subtrahiert wird.
Wie in Fig. 2 und Fig. 3 gezeigt, sind das heruntergewandelte Verbundsignal 88 für den phasengleichen, rekonstruierten L1-Band-fo-Träger und das Quadratur-Phasenverbundsignal 90 für den rekonstruierten L1-Band-fo-Träger in dem Satz niederfrequenter Signale 30 enthalten, welcher jedem der mehreren, identischen Satelliten-Verfolgungskanäle eingegeben wird, beispielsweise dem Satelliten-Verfolgungskanal 32, der in Fig. 6 gezeigt ist. Wie voranstehend erläutert wählt innerhalb des Satelliten-Verfolgungskanals 32, welcher dem GPS- Satelliten 12 zugeordnet ist, der L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 das bestimmte, rekonstruierte Trägersignal von dem GPS-Satelliten 12 aus, unter Verwendung der Satellitenspezifischen Frequenzvorhersage, die von dem Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 erzeugt wird, und durch die zeitliche Änderungsrate des fo-Trägerphasenschätzwertes 204 repräsentiert wird.
Wie nunmehr aus Fig. 12 hervorgeht, vergleicht der L1-Bandfo-Trägerphasendetektor 206 die Phasenobservable ψL1 des L1-Band-fo-Trägers des GPS-Satelliten 12 mit dem fo-Trägerphasenschätzwert 204, und dies ergibt die L1-fo-Restphasenmessung 210. Auf entsprechende Weise vergleicht der L2- Band-fo-Trägerphasendetektor 208 die Phasenobservable ψL2 des L2-Band-fo-Trägers des GPS-Satelliten 12 mit dem fo- Trägerphasenschätzwert 204, und dies ergibt die L2-fo-Restphasenmessung 212. Da sowohl die L1- als auch die L2-betreffende fo-Restphasenmessung in bezug auf denselben fo-Trägerphasenschätzwert 204 bestimmt wird, zeigen sich sämtliche Fehler in diesem Schätzwert gemeinsam sowohl in den sich auf L1 als auch auf L2 beziehenden fo-Restphasenmessungen. Daher ist jede Differenz zwischen den sich auf L1 und den sich auf L2 beziehenden fo-Restphasenmessungen unempfindlich auf Fehler in dem fo-Trägerphasenschätzwert 204. Diese Unempfindlichkeit ist wichtig, da die Differenz zwischen den sich auf L1 und auf L2 beziehenden fo-Trägerphasenmessungen für jeden Satelliten von dem Echtzeitcomputer 40 dazu benutzt wird, den Betrag der Ionosphärenverzögerung und der Phasenverschiebung der Signale ohne Genauigkeitsverlust infolge von Ionosphäreneffekten zu bestimmen.
Da das Lokaloszillator-Bezugseingangssignal 160, welches bei der Herunterwandlung verwendet wird, die in der Rekonstruktions- und Herunterwandlervorrichtung 86 für den L1-Band-fo- Träger durchgeführt wird, um S(L1) zu erzeugen, welches an den L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 angelegt wird, von demselben 4 fo-Bezugssignal 26 von demselben Frequenzstandard 28 im Endgerät 23 abgeleitet wird, und welches auch in der Rekonstruktions- und Herunterwandlervorrichtung 96 für den L2-Band-fo-Träger zur Erzeugung von S(L2) verwendet wird, welches an den L2-Band-fo-Trägerphasendetektor 208 angelegt wird, zeigen sich irgendwelche Phasen- oder Frequenzänderungen des Frequenzstandards 28 ebenso gleich sowohl bei der L1-fo-Restphasenmessung 210 als auch der L2-fo-Restphasenmessung 212. Daher ist die Differenz zwischen den sich auf L1 und auf L2 beziehenden fo-Restphasenmessungen ebenfalls unempfindlich auf Phasen- und Frequenzänderungen des Frequenzstandards 28. Diese Unempfindlichkeit ist ebenfalls zur exakten Bestimmung des Betrages der Ionosphärenverzögerung und Phasenverschiebung der Signale des Satelliten wichtig, um Positionsinformation ohne Genauigkeitsverlust infolge von Ionosphäreneffekten zu bestimmen.
Man sieht leicht, daß aus demselben Grunde die Antenne 22 und das Endgerät 23 so aufgebaut und angeordnet werden sollten, daß allgemein jede Fehlerquelle, welche die L1-fo-Restphasenmessung 210 beeinflußt, dazu neigt, die L2-fo-Restphasenmessung 212 genau so zu beeinflussen. Aus den gleichen Gründen sollte das in Fig. 1 gezeigte Gesamtsystem zur Positionsermittlung ebenfalls so aufgebaut und angeordnet sein, daß jede Fehlerquelle, die irgendeine Messung irgendwelcher Satellitensignale beeinflußt, dazu neigt, auf gleiche Weise entsprechende Messungen sämtlicher anderen Satellitensignale zu beeinflussen.
Wie wiederum aus Fig. 12 hervorgeht, werden das phasengleiche Verbundsignal 88 für den rekonstruierten L1-Band-fo-Träger und das Quadratur-Phasenverbundsignal 90 für den rekonstruierten L1-Band-fo-Träger als Eingangswerte an den Zeigerzählerrotator 240 an einem Eingang des L1-Band-fo-Trägerphasendetektors 206 angelegt. Zusätzlich wird der fo-Trägerphasenschätzwert 204 an den anderen Eingang des Zeigerzählerrotators 240 angelegt. Auf ähnliche Weise wie jene, die von dem in Fig. 7 gezeigten Zeigerzählerrotator 220 eingesetzt wird, dient der Zeigerzählerrotator 240 zum Subtrahieren einer Phase, in diesem Fall des fo-Trägerphasenschätzwertes 204, von dem komplexen Verbundsignal S(L1) für den L1-Band-rekonstruierten fo-Träger.
Wie unter Bezug auf Fig. 8 erläutert wird, läßt sich die Art und Weise der Phasensubtraktion als Gegendrehung des Verbundzeigers 89 für den L1-Band-rekonstruierten Träger verstehen, welcher das komplexe Verbundsignal S(L1) für den komplexen L1-Band-rekonstruierten fo-Träger repräsentiert. In dem komplexen Verbundsignal S(L1) für den L1-Band-rekonstruierten fo-Träger wird der Verbundzeiger 89 für den L1-Band-rekonstruierten Träger im Uhrzeigersinn gedreht, oder "entwickelt" oder "abgewickelt", und zwar um einen Winkel gleich dem fo- Trägerphasenschätzwert 204. Wie jedoch voranstehend unter Bezug auf den Zeigerzählerrotator 220 erwähnt werden nur zwei Bits dazu verwendet, jeden Zeiger zu repräsentieren, und das Ausgangssignal des Zeigerzählerrotators 240 ist nur ein Paar von Digitalsignalen mit einem Bit, nämlich der phasengleichen, entwickelten, rekonstruierten fo-Trägerrestphase 244 und der Quadratur-entwickelten, rekonstruierten fo-Trägerrestphase 246, die zusammengenommen nur den Quadranten des entwickelten, komplexen, zusammengesetzten, rekonstruierten Trägerrestphasensignals anzeigen.
Diese 2-Bit-Quadrantenanzeige kann als zu grob angesehen werden, angesichts der Positionsermittlungsgenauigkeit, die gewünscht ist. Die Phasenquantisierung eines Viertelzyklus entspricht einer Entfernungsquantisierung eines Viertels der Wellenlänge einer Funkwelle mit einer Frequenz gleich der rekonstruierten Trägerfrequenz 2 fo, oder etwa 10 Megahertz. Daher beträgt die Entfernungsquantisierung etwa 7,5 Meter, und der RMS-Quantisierungsfehler, der sich aus dem Quantisierungspegel geteilt durch die Quadratwurzel von 12 gibt, beträgt etwa 2 Meter. Es ist allerdings wichtig festzustellen, daß dieser Quantisierungspegel sich nur auf den Momentanwert der Phase bezieht.
Wie nachstehend erläutert stammen Messungen der fo-Trägerphasenobservablen ψL1 durch den L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 und ψL2 durch den L2-Band-fo-Trägerphasendetektor 208 von relativ langen Integrationen der entwickelten, rekonstruierten Trägerrestphasensignale her, vorzugsweise über Zeitintervalle von etwa 100 Sekunden. Während eines derartig langen Zeitintervalls ändert sich der fo-Trägerphasenschätzwert 204 typischerweise um sehr viele Phasenzyklen, und die Änderung ist verhältnismäßig ungleichförmig, infolge der Beschleunigungen des GPS-Satelliten 12 und der Antenne 22. Der fo-Trägerphasenschätzwert 204 dreht sich um einen vollen Zyklus, oder vier Quadranten, bei jeder 30-Meter-Änderung der Entfernung zwischen dem GPS-Satelliten 12 und der Antenne 22.
Die Projektion der Umlaufgeschwindigkeit des GPS-Satelliten 12 entlang der Beobachtungslinie zur Antenne 22 beträgt typischerweise einige Hundert Meter pro Sekunde, und ändert sich typischerweise mit einer Rate in der Größenordnung von 0,1 Meter pro Sekunde pro Sekunde. Jede Beschleunigung der Antenne 22 trägt selbstverständlich ebenfalls dazu bei. Daher wird der der Quantisierung zugeordnete Fehler über eine verhältnismäßig große Anzahl von Viertelzyklus-Phasenschritten während des Verlaufs jeder Integration von 100 Sekunden gemittelt, so daß das Quantisierungsrauschen, welches bei der Phasenmessung verbleibt, wahrscheinlich vernachlässigbar ist.
Es ist ebenfalls für die Verringerung des Quantisierungsfehlers in dem L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 und in dem L2-Band-fo-Trägerphasendetektor 208 wesentlich, daß das Signal/Rausch-Verhältnis des Verbundsignals 88 für den phasengleichen, rekonstruierten L1-Band-fo-Träger und das Verbundsignal 90 für den Quadratur-phasenrekonstruierten L1-Bandfo-Träger extrem niedrig ist. Der große Anteil an Rauschen in diesen Signalen wirkt so, daß er die Quantisierung verschmiert oder "zum Zittern bringt".
Wie voranstehend erläutert subtrahiert der Zeigerzählerrotator 240 von dem komplexen Verbundsignal S(L1) für den L1-Bandrekonstruierten fo-Träger einen Phasenbetrag, der gleich dem momentanen Schätzwert der Phase der Komponente des ausgewählten Satelliten ist, um eine Auswahl dieser rekonstruierten Trägerkomponente von dem komplexen Verbundsignal S(L1) für den L1-Band-rekonstruierten fo-Träger zu ermöglichen. Infolge dieser im wesentlichen kontinuierlichen Phasensubtraktion ist die Phase der rekonstruierten Trägerkomponente des ausgewählten Satelliten in dem entwickelten, komplexen Ausgangssignal des Zeigerzählerrotators 240 im wesentlichen stationär. Daher kann eine Langzeitintegration des entwickelten, komplexen Ausgangssignals des Zeigerzählerrotators 240 dazu verwendet werden, das gewünschte Signal auszuwählen, und Rauschen und Signale von anderen Satelliten zu unterdrücken. Die Signale anderer Satelliten werden deswegen unterdrückt, da sich ihre entwickelten Zeiger während des Integrationszeitintervalls weiter drehen werden. Die entgegengesetzte Drehung, die von dem Zeigerzählerrotator 240 durchgeführt wird, führt nicht dazu, daß ihre Zeiger stationär werden, da der fo-Trägerphasenschätzwert 204 nicht für sie abgeleitet wurde, und sie unterschiedliche Frequenzverschiebungen aufweisen.
Zur Durchführung dieses Satellitenauswahlvorgangs werden die Restphasen 244 für den phasengleichen, entwickelten, rekonstruierten fo-Träger sowie die Restphase 240 für den Quadratur-entwickelten, rekonstruierten fo-Träger von dem Zeigerzählerrotator 240 als Eingangswerte an den phasengleichen Integrator 248 und den Quadratur-Integrator 250 angelegt. Der phasengleiche Integrator 248 und der Quadratur-Integrator 250 können auf dieselbe Weise aufgebaut sein wie die in Fig. 10 gezeigten 0,01-Sekunden-Integratoren 324 und 328, mit der Ausnahme, daß ihre Integrationsperiode auf 100 Sekunden statt auf 0,01 Sekunden eingestellt ist. Da die Bandbreiten der Signale, die in dem L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 verarbeitet werden, so viel kleiner sind als jene, die bei dem Korrelator 226 betroffen sind, ist es möglich, Logikschaltungen in dem Zeigerzählerrotator 240, dem phasengleichen Integrator 248, und in dem Quadratur-Integrator 250 zu verwenden, die mit entsprechend niedrigerer Rate getaktet werden.
Es gibt zwei Gründe für die Verwendung einer verlängerten Integrationsperiode in dem L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206. Zunächst einmal ist, wie bereits erwähnt, das Signal/Rausch- Verhältnis zwischen den rekonstruierten fo-Trägersignalen in dem komplexen Verbundsignal S(L1) für den L1-Band-rekonstruierten fo-Träger und dem Hintergrundrauschen erheblich niedriger als das Signal/Rausch-Verhältnis der 308-fo-Trägersignale, die in den Mischern 302 und 308 in dem Detektor 350 gemäß Fig. 10 für das zeitgleiche Signal rekonstruiert werden, da die letztgenannten Signale stark durch die Korrelation mit dem angepaßten Lokalmodell des Satelliten-spezifischen C/A-Codes verstärkt werden.
Das niedrigere Signal/Rausch-Verhältnis in dem komplexen Verbundsignal S(L1) für den L1-Band-rekonstruierten fo-Träger rührt von der Tatsache her, daß die Trägerrekonstruktion, die durch die Rekonstruktions- und Herunterwandlervorrichtung 86 für den L1-Band-fo-Träger durchgeführt wird, ohne den Vorzug der Kenntnis oder der Verwendung des Codes durchgeführt wird, welcher diesem Träger zugeordnet ist. Die längere Integrationsperiode, die bei dem phasengleichen Integrator 248 und dem Quadratur-Integrator 250 verwendet wird, verbessert das effektive Signal/Rausch-Verhältnis durch Verringerung der äquivalenten Rauschbandbreite auf 0,01 Hertz. Mit anderen Worten wird durch die Integration das Rauschen abgeschwächt, welches in der Restphase 244 für den phasengleichen, entwickelten, rekonstruierten fo-Träger und der Restphase 246 für den Quadratur-entwickelten, rekonstruierten
fo-Träger enthalten ist, wobei sich die Frequenzen um mehr als etwa 0,01 Hertz von der Frequenz des ausgewählten rekonstruierten Trägers unterscheiden.
Ein ebenso wichtiger Grund für die verlängerte Integrationsperiode, die bei dem L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 verwendet wird, besteht in der Unterdrückung der rekonstruierten fo-Trägersignale von den anderen GPS-Satelliten, die nicht durch diesen bestimmten Satelliten-Verfolgungskanal 32 verfolgt werden. Wie voranstehend erläutert unterscheiden sich die Dopplerverschiebungen der rekonstruierten fo-Trägersignale von den verschiedenen GPS-Satelliten im allgemeinen innerhalb eines Bereiches von plus und minus 30 Hertz. Der fo-Trägerphasenschätzwert 204, der an den Zeigerzählerrotator 240 angelegt wird, ändert sich zeitlich mit einer Rate, welche die Dopplerverschiebung des GPS-Satelliten 12 widerspiegelt, welchem der Satelliten-Verfolgungskanal 32 zugeordnet ist.
Die Dopplerverschiebung jedes bestimmten 2 fo-rekonstruierten Trägersignals ist gleich der Frequenz 2fo, multipliziert mit der Zeitableitung der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ. Ändert sich der 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 876, der in dem Verzögerungsregister 842 enthalten ist, so ändert sich auch der fo-Trägerphasenschätzwert 204, der von dem komplexen Verbundsignal S(L1) des L1-Band-rekonstruierten fo-Trägers subtrahiert wird.
Auf diese Weise läßt sich erkennen, daß der Zeigerzählerrotator 240 eine Frequenzverschiebung an das komplexe Verbundsignal S(L1) für den L1-Band-rekonstruierten fo-Träger anlegt, mit gleicher Größe und entgegengesetztem Vorzeichen wie die Dopplerverschiebung, die für den GPS-Satelliten 12 zu diesem Zeitpunkt charakteristisch ist, abhängig nur von der Genauigkeit des fo-Trägerphasenschätzwertes 204.
Daher hat die Drehung des Zeigers für den L1-Band-rekonstruierten fo-Träger des GPS-Satelliten 12 praktisch angehalten, angezeigt durch die 1-Bit-Ausgangssignale des Zeigerzählerrotators 240, nämlich die phasengleiche, entwickelte, rekonstruierte fo-Trägerrestphase 240 und die Quadraturentwickelte, rekonstruierte fo-Trägerrestphase 246, wogegen sich die fo-Trägerzeiger von anderen GPS-Satelliten weiter drehen. Ihre Drehraten sind gleich den Differenzen zwischen ihren Frequenzverschiebungen und der Frequenz des fo-Trägerphasenschätzwertes 204.
Wie voranstehend erläutert beträgt die Filterbandbreite, die effektiv durch die Integration über 100 Sekunden erzielt wird, etwa 0,01 Hertz. Dieser Wert ist etwa 1/3000-stel der maximalen Größe der Dopplerverschiebung von etwa 30 Hertz. Daher liegt die meiste Zeit nur die gewünschte L1-Band-rekonstruierte fo-Trägerkomponente innerhalb des Durchlaßbandes des 0,01 Hertz-Bandbreitenfilters, welches durch den phasengleichen Integrator 248 und den Quadratur-Integrator 250 gebildet wird.
Manchmal ergibt sich selbstverständlich, daß ein rekonstruierter fo-Träger eines anderen Satelliten dieselbe Dopplerverschiebung innerhalb von 0,01 Hertz wie der GPS-Satellit 12 aufweist. Allerdings sind diese Momente unregelmäßig, und die Dopplerverschiebungen zweier unterschiedlicher Satelliten bleiben nicht über einen sehr langen Zeitraum innerhalb von 0,01 Hertz gleich. Es ist insbesondere wesentlich, daß die Dopplerverschiebungen zweier unterschiedlicher Satelliten im allgemeinen nicht innerhalb von 0,01 Hertz über einen so langen Zeitraum wie 100 Sekunden gleich bleiben. Daher wird tatsächlich die L1-Band-rekonstruierte fo-Trägerkomponente von dem GPS-Satelliten 12 ausgewählt und das Signal irgendeines anderen Satelliten wird unterdrückt, durch die Integrationen von 100 Sekunden, die durch den phasengleichen Integrator 248 und den Quadratur-Integrator 250 durchgeführt werden.
Das Ausgangssignal 252 des phasengleichen Integrators und das Ausgangssignal 254 des Quadratur-Integrators können als Realbzw. als Imaginärteil einer komplexen Zahl angesehen werden, deren Winkel die gewünschte Messung der L1-fo-Trägerrestphase ist. Um diese Phase zu ermitteln, werden das Ausgangssignal 252 des phasengleichen Integrators und das Ausgangssignal 254 des Quadratur-Integrators in den 4-Quadranten- Invers-Tangens-Generator 256 eingegeben, dessen Ausgangssignal die L1-fo-Trägerrestphasenmessung 210 ist. Der Vier- Quadranten-Invers-Tangens-Generator 256 kann ebenso aufgebaut sein und praktisch auf dieselbe Weise arbeiten wie der in Fig. 10 gezeigte Zwei-Quadranten-Invers-Tangens-Funktionsgenerator 334.
Der Vier-Quadranten-Invers-Tangens-Generator 256 erzeugt die L1-fo-Trägerrestphasenmessung 210 gleich dem Winkel in dem Bereich minus ein halber Zyklus bis plus ein halber Zyklus, dessen Sinus folgendermaßen ist
Q/(I² + Q²)1/2
dessen Kosinus gleich
I/(I² + Q²)1/2
ist, und dessen Tangens gleich Q/T ist, wobei I das Ausgangssignal 252 des phasengleichen Integrators und Q das Ausgangssignal 254 des Quadratur-Integrators ist, wie aus Fig. 12 hervorgeht. Es wird darauf hingewiesen, daß dieser Invers- Tangens-Funktionsgenerator ein Ergebnis mit einem Bereich von vier Quadranten oder einem Zyklus erzeugt, wogegen die Invers- Tangens-Erzeugung, die von dem in Fig. 10 gezeigten Zwei-Quadranten-Invers-Tangens-Funktionsgenerator 334 durchgeführt wird, ein Ergebnis mit einem Bereich von zwei Quadranten oder einem halben Zyklus ergibt. In dem Vier-Quadranten-Invers- Tangens-Generator 256 ist die Erzeugung einer Vier-Quadranten-Tangensfunktion nützlich und vorzuziehen, da die rekonstruierte fo-Trägerrestkomponente, die in dem Ausgangssignal 252 des phasengleichen Integrators und dem Ausgangssignal 254 des Quadratur-Integrators vorhanden ist, keine Phasenumkehrungen infolge einer Telemetriemodulation aufweist. Da jedoch die Phase des fo-Trägers, der implizit in dem phasengleichen, rekonstruierten L1-Band-fo-Trägerverbundsignal 88 sowie dem Quadratur-phasenrekonstruierten L1-Bandfo-Trägerverbundsignal 90 enthalten ist, welche in den L1- Band-fo-Trägerphasendetektor 206 eingegeben werden, durch den Trägerrekonstruktionsvorgang verdoppelt wurde, die von dem L1-Band-fo-Trägerrestphasendetektor 206 durchgeführt wird, repräsentiert die L1-fo-Trägerrestphasenmessung 210 von dem Vier-Quadranten-Invers-Tangensgenerator 256 die Phase des impliziten fo-Trägers eindeutig modulo 0,5 Zyklen.

Fig. 13

In Fig. 13 ist nunmehr im einzelnen das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 gezeigt, welches voranstehend unter Bezug auf Fig. 6 erläutert wurde. Da sich das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 im Herz des Betriebes des Endgerätes 23 befindet, ist für ein klares Verständnis der vorliegenden Erfindung eine Würdigung der Art und Weise der Wechselwirkung zwischen dem Phasen und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 und anderen Abschnitten des Endgerätes 23 nützlich.
Wie voranstehend unter Bezug auf Fig. 6 erwähnt, führt das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 einen Hauptanteil des Betriebs des Satelliten-Verfolgungskanals 32 durch. Innerhalb des Satelliten-Verfolgungskanals 32 werden die Phase und die Verzögerungen, die in den GPS-Signalen 15 von dem GPS-Satelliten 12 enthalten sind, verfolgt. Phasen- und Verzögerungsmessungen 202, die in den Messungen 42 enthalten sind, werden von dem Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 erzeugt und an den Echtzeitcomputer 40 angelegt. Das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister- Subsystem 196 empfängt, eingeschlossen innerhalb des Schätzwertes 38, einen Gruppenverzögerungsanfangswert 37 und einen Frequenzschätzwert 39 von dem Echtzeitcomputer 40.
Weiterhin erzeugt das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister- Subsystem 196 den 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 und den C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194, die beide als Eingangswerte an den Detektor 190 für die 308-fo- Trägerphase und den C/A-Code-Verzögerungsfehler angelegt werden.
Wie voranstehend unter Bezug auf Fig. 9 erwähnt, stellt der 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 einen Schätzwert der Phase Modulo einem Zyklus dar. Das Halbzkylusbit 812 und das Viertelzyklusbit 814 zeigen zusammengenommen nur den Quadranten des 308-fo-Trägerphasenschätzwertes Φest 192 an.
Entsprechend liegt der C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 Modulo einer Millisekunde vor, also einer Periode der C/A-Code-Funktion. Daher stellt der C/A-Code- Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 nur den Bruchteilsperiodenanteil des Gruppenverzögerungsschätzwertes für den 308-fo-Trägerphasen- und C/A-Code-Verzögerungsfehlerdetektor 190 zur Verfügung.
Der 308-fo-Trägerphasen- und C/A-Code-Verzögerungsfehlerdetektor 190 ermittelt die Differenz zwischen der Observablen Φ für die implizit enthaltene 308-fo-Trägerphase, und dem 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192, Modulo einen halben Zyklus, und erzeugt ein Phasenfehlersignal 198. Entsprechend ermittelt der 308-fo-Trägerphasen- und C/A-Code- Verzögerungsfehlerdetektor 190 die Differenz zwischen der Observablen τ für die C/A-Code-Gruppenverzögerung und den C/A- Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194 fest, Modulo einer Millisekunde, und erzeugt das Verzögerungsfehlersignal 200.
Das Phasenfehlersignal 198 und das Verzögerungsfehlersignal 200 werden an das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister- Subsystem 196 angelegt, um sowohl eine Phasenverfolgungsrückkopplungsschleife zu bilden, also eine phasenverriegelte Schleife, als auch eine Verzögerungsverfolgungsrückkopplungsschleife, also eine verzögerungsverriegelte Schleife.
Wie mit mehr Einzelheiten unter Bezug auf Fig. 7 erläutert ist, werden das phasengleiche Videosignal 82 und das Quadratur-Videosignal 84, die durch den komplexen Videozeiger 83 repräsentiert werden, mit dem 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192 durch den Zeigerzählerrotator 220 korreliert, um das entwickelte, komplexe Videosignal U zu erzeugen, welches durch den entwickelten, komplexen Videozeiger 223 repräsentiert wird, und welches dann im Korrelator 226 mit dem 1-Bit-C/A-Code-Lokalmodell 228 kreuzkorreliert wird, um das Phasenfehlersignal 198 zu erzeugen. Das 1-Bit-C/A-Code- Lokalmodell 228, welches für den GPS-Satelliten 12 spezifisch ist, wird durch den C/A-Code-Generator 230 mit der geeigneten Verzögerung unter der Steuerung des C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 194 erzeugt.
Wie nunmehr wieder aus Fig. 6 hervorgeht, stellt das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 weiterhin einen fo-Trägerphasenschätzwert 204 für den L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 und den L2-Band-fo-Trägerphasendetektor 208 zur Verfügung. Der fo-Trägerphasenschätzwert 204 liegt vor in Form von Modulo einem halben Zyklus der Schwingung bei fo, also einem Zyklus bei 2 fo, und weist eine 2-Bit- Digitalform auf, ähnlich dem 30 8-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192. Der fo-Trägerphasenschätzwert 204 versorgt den L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 und den L2-Band-fo- Trägerphasendetektor 208 mit einem Schätzwert für den Quadranten des L1-Band-rekonstruierten fo-Trägerzeigers 8912, der in Fig. 8D gezeigt ist.
Der L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 erzeugt die L1-fo- Trägerrestphasenmessung 210 gleich der Differenz, gemittelt über 100 Sekunden, und Modulo einen halben Zyklus, zwischen der L1-Band-impliziten fo-Trägerphasenobservablen ψL1, die implizit in dem L1-Band-Abschnitt der GPS-Signale 15 von dem GPS-Satelliten 12 enthalten ist, und dem fo-Trägerphasenschätzwert 204. Entsprechend erzeugt der L2-Band-fo-Trägerphasendetektor 208 eine L2-fo-Trägerrestphasenmessung 212 gleich der Differenz, Modulo einen halben Zyklus, zwischen der L2-Band-impliziten fo-Trägerphasenobservablen ψL2, die implizit in dem L2-Band-Abschnitt der GPS-Signale 15 von dem GPS-Satelliten 12 enthalten ist, und dem fo-Trägerphasenschätzwert 204.
In Fig. 13 ist nunmehr das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 mit mehr Einzelheiten gezeigt. Das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 enthält zwei hauptsächliche Subsysteme, das Phasenregister 840 und das Verzögerungsregister 842.
Das Phasenregister 840 ist in zwei Teile unterteilt, das Phasenregister-Unterteil 844 und das Phasenregister-Oberteil 846. Das Phasenregister 840 enthält den binären 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 856 mit 48 Bit, welcher den Phasenschätzwert 852 mit 16 niedrigstwertigen Bits enthält, der durch das Phasenregister-Unterteil 844 erzeugt wird oder darin enthalten ist, und den Phasenschätzwert 854 mit 32 höchstwertigen Bits, der durch das Phasenregister-Oberteil 846 erzeugt wird oder darin enthalten ist. Das höchstwertige Bit (MSB) 848, welches von dem Phasenregister-Unterteil 844 erzeugt wird oder darin enthalten ist, repräsentiert ein Viertel eines Zyklus der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ. Das niedristwertige Bit (LSB) 850, welches von dem Phasenregister-Oberteil 846 erzeugt wird oder darin enthalten ist, repräsentiert eine Hälfte eines Zyklus der 308-foimplizit-Trägerphasenobservablen Φ.
Das Phasenregister-Oberteil 846 erzeugt das Halbzyklusbit 812, welches an den in Fig. 9 gezeigten Zeigerzählerrotator 220 angelegt wird, und gleich dem niedrigstwertigen Bit (LSB) 850 ist. Entsprechend erzeugt das Phasenregister-Unterteil 844 das Viertelzyklusbit 814, welches an den Zeigerzählerrotator 220 angelegt wird, und gleich dem höchstwertigen Bit (MSB) 848 ist.
Das Verzögerungsregister 842 wird durch drei kaskadengeschaltete, reversible Aufwärts/Abwärts-Zähler gebildet: einen Modulo-77-Zähler 858, einen Modulo-40-Zähler 860, und einen Modulo-130944-Zähler 362. Daher kann das Verzögerungsregister 842, anders als das Phasenregister 840, nicht als ein binärnumerisches Register angesehen werden. Statt dessen enthält das Verzögerungsregister 842 eine numerische Darstellung auf gemischter Basis des C/A-Code-Gruppen-Verzögerungsschätzwertes τest 876, einschließlich des fo-Trägerphasenschätzwertes 204 und des C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 194.
Der Modulo-77-Zähler 858 innerhalb des Verzögerungsregisters 842 enthält eine Zahl mit 7 Bit im Bereich zwischen 0 und 76 (dezimal), welches die Gruppenverzögerung in Einheiten einer Halbperiode der Schwingung bei einer Frequenz von 308 fo repräsentiert. Daher enthält der Modulo-77-Zähler 858 Werte für die Gruppenverzögerung, die in Einheiten entsprechend der Phaseneinheit des niedrigstwertigen Bits (LSB) 850 des Phasenregister-Oberteils 846 ausgedrückt sind. Diese Einheiten sind in dem Sinn äquivalent, daß jede eine Positionsänderung repräsentiert, die gleich einer halben Wellenlänge eines Funksignals mit einer Frequenz gleich 308 fo ist, welches sich im Vakuum ausbreitet.
Der Modulo-40-Zähler 860 innerhalb des Verzögerungsregisters 842 enthält eine Zahl von 6 Bit im Bereich von 0 bis 39 (dezimal), welche eine Gruppenverzögerung in Einheiten repräsentiert, die 77 Halbperioden der Schwingung bei einer Frequenz von 308 fo entspricht, welche dieselben Einheiten darstellen wie ein Viertel einer Schwingungsperiode bei einer Frequenz von 2 fo.
Der Modulo-40-Zähler 860 wird durch zwei Stufen in Kaskadenschaltung gebildet: den 2-Binär-Bit, Modulo-4-Zähler 864, der als die Eingangsstufe dient; und den 4-Bit, Modulo-10-Zähler 866, der als die nächste Stufe dient.
Der 2-Binär-Bit, Modulo-4-Zähler 864, innerhalb des Modulo- 40-Zählers 860 erzeugt oder enthält den 2-Bit-fo-Trägerphasenschätzwert 204 im Bereich von 0 bis 3 (dezimal), wodurch die Gruppenverzögerung in Einheiten eines Viertels einer Schwingungsperiode bei einer Frequenz von 2 fo repräsentiert wird. Wie voranstehend unter Bezug auf Fig. 6 erwähnt, wird der 2-Bit-fo-Trägerphasenschätzwert 204 an den L1-Band-fo- Trägerphasendetektor 206 und den L2-Band-fo-Trägerphasendetektor 208 angelegt.
Es wird darauf hingewiesen, daß der fo-Trägerphasenschätzwert 204 direkt von dem C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 876 abgeleitet wird, nicht von dem 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 856. Dies erfolgt deswegen, da man erwarten kann, daß die zeitlichen Änderungen der fo-implizit- Trägerphasen stärker denen der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ gleichen als jenen der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ. Es wäre möglich, den 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 856 statt dessen oder zusätzlich, falls gewünscht, als Grundlage zur Ableitung des fo-Trägerphasenschätzwertes 204 zu verwenden.
Der 4-Bit, Modulo-10-Zähler 866 innerhalb des Modulo-40-Zählers 860 erzeugt oder enthält den 4-Bit-Schätzwert 872 im Bereich von 9 bis 9 (dezimal), was eine Gruppenverzögerung in Einheiten einer Schwingungsperiode bei einer Frequenz von 2 fo repräsentiert. Diese Einheit der Gruppenverzögerung ist ebenfalls gleich einer Stückbreite der P-Code-Modulation, und daher gleich einem Zehntel einer Stückbreite der C/A-Code- Modulation. Wie voranstehend unter Bezug auf Fig. 11 erwähnt, werden der 2-Bit-fo-Trägerphasenschätzwert 204 und der 4- Bit-Schätzwert 872 an den C/A-Code-Generator 230 angelegt, als Teile des C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 194.
Der Modulo-130944-Zähler 862 wird durch zwei Stufen in Kaskadenschaltung gebildet: einen 10-Binär-Bit, Modulo-1023-Umkehrzähler 868, der als die erste Stufe dient; und einen 7-Bit, Modulo-128-Umkehrzähler 870, der als die zweite Stufe dient.
Der 10-Binär-Bit, Modulo-1023-Umkehrzähler 868 innerhalb des Modulo-130944-Zählers 862 erzeugt oder enthält den 10-Bit- Gesamtstück-Gruppenverzögerungsschätzwert 874 im Bereich von 0 bis 1022 (dezimal), was eine Gruppenverzögerung in Einheiten ganzer Stücke der C/A-Code-Modulation repräsentiert. Der 10-Bit-Gesamtstück-Gruppenverzögerungsschätzwert 874, der 4- Bit-Schätzwert 872 von dem 4-Bit, Modulo-10-Zähler 866, und der fo-Trägerphasenschätzwert 204 bilden zusammen den C/A- Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 194. Der 7-Bit, Modulo-128-Umkehrzähler 870 erzeugt oder enthält eine Nummer im Bereich von 0 bis 127 (dezimal), was eine Verzögerung in Einheiten einer Millisekunde repräsentiert, also der Periode des C/A-Codes.
Bevor die verzögerungsverriegelte Verfolgung von GPS-Signalen 15 von dem GPS-Satelliten 12 beginnt, wird von dem Echtzeitcomputer 40 ein Programm ausgeführt, um den Gruppenverzögerungs-Anfangswert 37 zu berechnen, der an den Modulo-130944- Zähler 862 angelegt wird, auf der Grundlage externer Information 44, wie in Fig. 2 gezeigt ist. Ist externe Information 44 unbestimmt oder nicht verfügbar, so können von dem Echtzeitcomputer eine Reihe von Versuchswerten für den Gruppenverzögerungs-Anfangswert 37 gebildet werden. Der Gruppenverzögerungs-Anfangswert 37 wird an den 10-Binär-Bit, Modulo- 1023-Umkehrzähler 868 und ebenso an den Modulo-128-Umkehrzähler 870 innerhalb des Modulo-130944-Zählers 862 angelegt. Es wird darauf hingewiesen, daß das niedrigstwertige Bit des Gruppenverzögerungs-Anfangswertes 37 ein Stück des C/A-Codes repräsentiert. Diese Genauigkeit ist ausreichend, um eine Erfassung des Satellitensignals durch den Detektor 190 für die 308-fo-Trägerphase und den C/A-Code-Verzögerungsfehler zu ermöglichen. Diese Genauigkeit, die erheblich größer ist als die Wiederholungsperiode des C/A-Codes, ist ebenfalls dazu ausreichend, eine Ungewißheit bezüglich ganzzahliger Perioden bei der Interpretation der Verzögerung auszuschalten.
Der 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 876 wird an den Echtzeitcomputer 40 angelegt, und umfaßt den 7- Bit-Inhalt des Modulo-77-Zählers 858, den 6-Bit-Inhalt des Modulo-40-Zählers 860, und den 17-Bit-Inhalt des Modulo- 130944-Zählers 862. Der Gesamtwert des 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 876 ist gleich der Summe der Zahlen, die in jeder Stufe jedes Zählers im Verzögerungsregister 842 enthalten sind, jeweils multipliziert mit der jeweiligen Verzögerungseinheit. Der Gesamtwert des 30-Bit-C/A- Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 876 liegt daher im Bereich von 0 bis 128 Millisekunden, und weist eine numerische Genauigkeit von etwa 0,3 Nanosekunden auf, der Verzögerungseinheit des Modulo-77-Zählers 858. Selbstverständlich unterscheidet sich der Momentanwert des 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 876 von der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ um mehr als 0,3 Nanosekunden, infolge von Rauschen, Mehrweg-Interferenz, usw.
Der Inhalt des Verzögerungsregisters 842, also der Wert des 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwertes τest 876 kann geändert werden, anders als durch die Initialisierung durch den Echtzeitcomputer 40, und zwar durch ein Verzögerungsregister-Inkrement 878 von einem ODER-Gate 890 und durch ein Verzögerungsregister-Dekrement 880 von einem ODER-Gate 892, die beide an dem Modulo-77-Zähler 858 angelegt werden. Das Verzögerungsregister-Inkrement 878 erhöht den Wert in dem Modulo-77-Zähler 858 um eins und das Verzögerungsregister- Dekrement 880 verringert den Wert im Modulo-77-Zähler 858 um eins.
Wenn das Verzögerungsregister-Inkrement 878 von dem Modulo- 77-Zähler 858 empfangen wird, während der in dem Modulo-77- Zähler enthaltene Wert 858 gleich 76 ist, dann ändert sich der Wert auf Null, und der Modulo-77-Zähler 858 erzeugt ein Überlaufsignal 882, welches an den Modulo-40-Zähler 860 angelegt wird, um zu veranlassen, daß der Wert im Modulo-40- Zähler 860 um eins inkrementiert wird. Wird das Verzögerungsregister-Dekrement 880 von dem Modulo-77-Zähler 858 empfangen, während der Wert im Modulo-77-Zähler 858 gleich Null ist, dann ändert sich der Wert auf 76, und der Modulo-77-Zähler 858 erzeugt ein Unterschreitungssignal 884, welches an den Modulo-40-Zähler 860 angelegt wird, und veranlaßt, daß der Wert in dem Modulo-40-Zähler 860 um eins dekrementiert wird.
Auf dieselbe Weise erzeugt der Modulo-40-Zähler 860 ein Überlaufsignal 886 und ein Unterschreitungssignal 888, welche dazu angelegt werden, um den Zählwert im Modulo-130944-Zähler 862 zu inkrementieren bzw. zu dekrementieren. Im normalen Betrieb zeigt der Modulo-130944-Zähler 862 keinen Überlauf oder eine Unterschreitung.
Das ODER-Gate 890 erzeugt das Verzögerungsregister-Inkrement 878 in Reaktion entweder auf das Verzögerungsregister-Inkrementiersignal 414 innerhalb des Verzögerungsfehlersignals 200 oder auf das Phasenaddierer-Carrysignal 894 vom Phasenaddierer 898. Entsprechend erzeugt das ODER-Gate 892 das Verzögerungsregister-Dekrement 880 in Reaktion entweder auf das Verzögerungsregister-Dekrementierungssignal 418 innerhalb des Verzögerungsfehlersignals 200 oder auf das Phasenaddierer- Borgesignal 896 vom Phasenaddierer 898.
Das Verzögerungsfehlersignal 200 wird von dem in Fig. 10 gezeigten Korrelator 226 erzeugt, um das Vorzeichen der Differenz zwischen der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ und dem C/A-Code-Gruppen-N-Verzögerungsschätzwert τest 194 anzuzeigen, also ob die von dem Detektor 252 für das frühe Signal ermittelte Energie größer oder kleiner ist als die Energie, die von dem Detektor 358 für das späte Signal erfaßt wird. Das Verzögerungsregister-Inkrementierungssignal 414 innerhalb des Verzögerungsfehlersignals 200 zeigt an, daß der 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 876 erhöht werden sollte, um besser der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ zu entsprechen, wogegen das Verzögerungsregister-Dekrementierungssignal 418 anzeigt, daß der 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 876 verringert werden sollte, um besser der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ zu entsprechen.
Der Phasenaddierer 898 erzeugt das Phasenaddierer-Carrysignal 894, welches an einen Eingang des ODER-Gates 890 und an den Inkrement-Eingang zum Phasenregister-Oberteil 846 angelegt wird, sowie das Phasenaddierer-Borgesignal 896, welches an einen Eingang des ODER-Gates 892 und an den Dekrement-Eingang zum Phasenregister-Oberteil 846 angelegt wird, in Reaktion auf die Summe seiner drei Eingangssignale: das Phasenfehlersignal 198 von dem Zwei-Quadranten-Invers-Tangensfunktionsgenerator 334, den Phasenschätzwert 852 der 16 niedrigstwertigen Bits von dem Phasenregister-Unterteil 844, und das Trägerfrequenzregister-Ausgangssignal 900. Der Phasenaddierer 898 addiert zumindest zwei dieser drei 16-Bit-Binärzahlen 110.000-mal pro Sekunde zusammen, in Reaktion auf ein Taktsignal, welches in der digitalen Echtzeitanzeige 34 von der Echtzeituhr 36 enthalten ist.
Der Phasenaddierer 898 empfängt das Phasenfehlersignal 198 nur in Zeitintervallen, entsprechend der digitalen Echtzeitanzeige 34 von der Echtzeituhr 36, welche ganzzahlige Vielfache von 0,01 Sekunden sind. Wie unter Bezug auf Fig. 11 erläutert ist das Phasenfehlersignal 198 nur in solchen Zeitintervallen verfügbar, und dann nur dann, wenn die Anzeige 348 für die zeitgleiche Signalenergie den Schwellenwert 406 überschreitet, so daß die Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle WAHR ist, was anzeigt, daß eine gültige Phasenfehlermessung möglich war.
Der Phasenaddierer 898 empfängt den Phasenschätzwert 852 der 16 niedrigstwertigen Bits von dem Phasenregister-Unterteil 844 exakt 110.000-mal pro Sekunde, in gleichförmig beabstandeten Zeitintervallen entsprechend der digitalen Echtzeitanzeige 34. Der Phasenaddierer 898 empfängt weiterhin das Trägerfrequenzregister-Ausgangssignal 900 von dem 16-Bit-Frequenzregister 902, exakt 110.000-mal pro Sekunde, in gleichförmig beabstandeten Zeitintervallen entsprechend der digitalen Echtzeitanzeige 34.
Das Trägerfrequenzregister-Ausgangssignal 900 wird ebenfalls an den Echtzeitcomputer 40 als Teil der Phasen- und Verzögerungsmessungen 202 angelegt.
Daher kann 109.900-mal pro Sekunde der Phasenaddierer 898 nur zwei Zahlen empfangen und zusammen addieren, nämlich den Phasenschätzwert 852 der 16 niedrigstwertigen Bits und das Trägerfrequenzregister-Ausgangssignal 900; und 100-mal pro Sekunde kann der Phasenaddierer 898 drei Zahlen empfangen und zusammen addieren, einschließlich des Phasenfehlersignals 198. Mit einer nicht-variablen Rate von 110.000-mal pro Sekunde stellt der Phasenaddierer 898 die 16-Bit-Phasensumme 904 und, falls erforderlich, das Phasenaddierer-Carrysignal 894 oder das Phasenaddierer-Borgesignal 896 zur Verfügung.
Das Phasenaddierer-Carrysignal 894 zeigt an, daß die Addition durch den Phasenaddierer 898 eine Summe erzeugte, die einen Überlauf von 16 Bits aufwies und das Phasenaddierer-Borgesignal 896 zeigt an, daß die Addition eine Summe erzeugte, welche 16 Bits unterschritt.
Die 16-Bit-Phasensumme 904 wird 110.000-mal pro Sekunde erzeugt, und wird jedesmal an das Phasenregister-Unterteil 844 angelegt, um dessen Inhalt zu ersetzen. Die 16-Bit-Phasensumme 904 enthält immer einen Beitrag von dem Phasenschätzwert 852 der 16 niedrigstwertigen Bits und vom Trägerfrequenzregister-Ausgangssignal 900, und kann das Phasenfehlersignal 198 enthalten. Immer wenn das Phasenaddierer-Carrysignal 894 von dem Phasenaddierer 898 erzeugt wird, wird das Phasenregister-Oberteil 846 um eins inkrementiert. Bei jeder Erzeugung des Phasenaddierer-Borgesignals 896 wird das Phasenregister- Oberteil 846 um eins dekrementiert. Wie voranstehend erwähnt wird das Phasenaddierer-Carrysignal 894 ebenfalls an das ODER- Gate 892 angelegt, um das Verzögerungsregister 890 zu inkrementieren und wird das Phasenaddierer-Borgesignal 896 ebenfalls an das ODER-Gate 892 angelegt, um das Verzögerungsregister 842 zu dekrementieren.
Das 16-Bit-Frequenzregister 902 empfängt die Frequenzsumme 906 von dem Frequenzaddierer 908 100-mal pro Sekunde und ersetzt seinen Inhalt durch die Frequenzsumme 906 mit dieser Rate.
Der Frequenzaddierer 908 kann drei 16-Bit-Binärzahl-Eingangs- Signale empfangen, nämlich das Trägerfrequenzregister-Ausgangssignal 900 von dem 16-Bit-Frequenzregister 902; das Phasenfehlersignal 198 von dem Zwei-Quadranten-Invers-Tangensfunktionsgenerator 334; und den Frequenzschätzwert 39 von dem Echtzeitcomputer 40.
Der Einschluß des Phasenfehlersignals 198 in die Eingangswerte für den Frequenzaddierer 908 trägt zur Verbesserung des Dynamikverhaltens der phasenverriegelten Schleife (PLL) bei, die durch den 308-fo-Trägerphasen- und C/A-Code-Verzögerungsfehlerdetektor 190 und das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 gebildet wird, die unter Bezug auf Fig. 6 erläutert wurden. Das Phasenfehlersignal 198 muß ordnungsgemäß skaliert werden, bevor es in den Frequenzaddierer 908 eingegeben wird.
Der Frequenzschätzwert 39 ist in den Eingangswerten für den Frequenzaddierer 908 aus zwei getrennten Zwecken vorgesehen, zur Initialisierung und wegen eines Satellitenverlustes.
Der Frequenzschätzwert 39 ist im Frequenzaddierer 908 während der Initialisierung erforderlich, so daß das Signal von dem GPS-Satelliten 12 geholt werden kann, bevor die phasenverriegelte Schleife mit der Verfolgung der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ begonnen hat. Wie voranstehend in bezug auf Fig. 10 erwähnt, weisen die 0,01-Sekunden-Integratoren 324 und 328 im Korrelator 226 eine effektive Bandbreite von etwa 100 Hertz auf. Das phasengleiche, entwickelte Videosignal 222 und das Quadratur-entwickelte Videosignal 224, die an den Korrelator 226 angelegt werden, müssen daher exakt durch den Zeigerzählerrotator 220 so erzeugt werden, daß das zu integrierende Signal innerhalb des effektiven Bandpasses dieser Integratoren liegt. Mit anderen Worten muß der 308- fo-Trägerphasenschätzwert Φest 192, der gemäß Fig. 7 und Fig. 9 an den Zeigerzählerrotator 220 angelegt wird, exakt die 308-fo-implizit-Trägerfrequenz des Signals vom GPS- Satelliten 12, wie dieses empfangen wird, auf innerhalb etwa 50 Hertz widerspiegeln.
Entsprechend hält der Frequenzschätzwert 39 den 30-Bit-C/A- Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 876, der vom Phasenregister 840 erzeugt wird, und den 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 856, der von dem Verzögerungsregister 842 erzeugt wird, ausreichend exakt, selbst wenn der GPS-Satellit 12 momentan zufällig verdeckt ist. Ein Betrieb auf diese Weise entspricht der Navigation durch Koppeln, nämlich Aufrechterhaltung eines Schätzwertes für die Position auf der Grundlage einer vorher bekannten Position und einer Schätzung der Positionsänderung, ermittelt aus einer angenommenen Änderungsrate der Position, multipliziert mit der abgelaufenen Zeit. Der Frequenzaddierer 908 kann so ausgebildet sein, daß er das Phasenfehlersignal 198 und das Trägerfrequenzregister- Ausgangssignal 900 zusammen addiert, um die Frequenzsumme 906 zu erzeugen, und zwar dann und nur dann, wenn die Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle anzeigt, daß das Phasenfehlersignal 198 verfügbar ist. Zeigt die Anzeige 410 für einen Wert oberhalb der Schwelle an, daß das Phasenfehlersignal 198 nicht verfügbar ist, dann muß der Frequenzschätzwert 39 als Ersatz für das Phasenfehlersignal 198 dienen. Selbst wenn das Phasenfehlersignal 198 verfügbar ist, kann der Frequenzschätzwert 39 von dem Frequenzaddierer 908 dazu verwendet werden, "beim Schätzen zu helfen".
Das Trägerfrequenzregister-Ausgangssignal 900, welches wie erwähnt in dem 16-Bit-Frequenzregister 902 enthalten ist und von diesem erzeugt wird, repräsentiert den Betrag, um welchen das Phasenregister 840 jedesmal, nämlich 110.000-mal pro Sekunde, inkrementiert oder dekrementiert würde, falls es keinen Eingangswert für den Phasenaddierer 898 von dem Phasenfehlersignal 198 gäbe. Daher kann das 16-Bit-Frequenzregister 902 korrekt als Phasenratenregister bezeichnet werden. Wenn die phasenverriegelte Schleife, die durch den 308- fo-Trägerphasen- und C/A-Code-Verzögerungsfehlerdetektor 190 sowie das Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystem 196 gebildet wird, phasenverriegelt ist, dann repräsentiert das Trägerfrequenzregister-Ausgangssignal 900 eine Messung der Frequenz des 308-fo-L1-Band-Zentrumsfrequenzträgers, der implizit in den empfangenen GPS-Signalen 15 enthalten ist.

Fig. 14

In Fig. 14 ist ein vereinfachtes, schematisches Signalflußdiagramm dargestellt, um den Betrieb des Endgerätes 23 zu erläutern, einschließlich des Betriebs und der gegenseitigen Verbindungen zwischen den verschiedenen phasen- und verzögerungsverriegelten Schleifen und anderen zugehörigen Rückkopplungssteuerungs- und -meßschleifen innerhalb der Signalverarbeitungsschaltungen.
In diesem schematischen Signalflußdiagramm sind zur Vereinfachung einige Einzelheiten weggelassen, die bei den Diskussionen anderer Figuren beschrieben wurden. Insbesondere wurde einige der Signale, die unter Bezugnahme auf die vorherigen Figuren diskutiert wurden, so beschrieben, daß sie eine analoge Form aufweisen, und andere wurden so beschrieben, daß sie eine digitale Form aufweisen. Einige der Digitalsignale wurden durch unterschiedliche Anzahlen von Bits repräsentiert, und einige der Signale waren komplexe Signale, sowohl mit phasengleichen als auch Quadratur-Teilen, also Real- und Imaginärteilen. In dieser Fig. 14 sind allerdings derartige Einzelheiten nicht gezeigt. Signale werden unter Bezugnahme auf Analog- oder Digitalform, mehrere Teile oder Bits diskutiert.
Weiterhin sind zur Vereinfachung in Fig. 14 nicht mehrere Satelliten-Verfolgungskanäle 32 gezeigt. Der Betrieb eines derartigen Satelliten-Verfolgungskanals 32 wird anhand der Signale von nur einem GPS-Satelliten diskutiert. Es wird darauf hingewiesen, daß parallele Operationen gleichzeitig oder gleichlaufend für die Signale von jedem der mehreren beobachteten GPS-Satelliten durchgeführt werden.
Die Antenne 22 empfängt ein zusammengesetztes Signal aus überlappenden, L-Band-Funkfrequenzsignalen mit verbreitertem Spektrum, und zwar gleichzeitig von mehreren GPS-Satelliten. Das Verbundsignal, welches von der Antenne 22 in den L1- und L2- Frequenzbändern empfangen wird, wird über die Übertragungsleitung 600 an ein Paar von Mischern 602 und 605 angelegt. In dem Mischer 602 werden die L1-Band-Signale durch Mischen mit einem lokal erzeugten, 308-fo-Lokalmodell 604 von einem lokalen Oszillator 606 heruntergewandelt. Es wird darauf hingewiesen, daß sämtliche Oszillatoren und andere zeitkritische Schaltungen und in Fig. 14 gezeigte Vorgänge durch einen einzigen Frequenzstandard, nicht gezeigt, beherrscht werden, ähnlich dem in Fig. 2 gezeigten Frequenzstandard 28.
Das Videofrequenz-Ausgangssignal 608 von dem Mischer 602 wird an den Zählerrotator 610 angelegt, welcher die Phase des Phasenschätzwertess 612 von dem Videofrequenz-Ausgangssignal 608 subtrahiert, um das Ausgangsvideossignal 630 zu erzeugen.
Falls die Frequenz der Zentrumsfrequenzträgerwelle, die nominell bei einer Frequenz von 308 fo liegt, die implizit in den Signalen in der Übertragungsleitung 600 enthalten ist, größer ist als die Frequenz des 308-fo-Lokalmodells 604, dann steigt die Phase des implizit in den Satellit-Signalen enthaltenen Trägers im Verlauf der Zeit schneller an als die Phase des 308 fo-Lokalmodells 604. Die Phase der Zentrumsfrequenzträgerwelle, die implizit in dem Videofrequenz-Ausgangssignal 608 enthalten ist, welches durch den Mischer 602 als das Produkt der Satelliten-Signale und des 30 8-fo-Lokalmodells 604 erzeugt wird, nimmt daher im Verlauf der Zeit zu.
Der Zeiger, welcher das Videofrequenz-Ausgangssignal 608 repräsentiert, dreht sich daher in der positiven, also Richtung im Gegenuhrzeigersinn, in der komplexen Ebene. Die Drehrate in Umdrehungen pro Sekunde ist gleich der Frequenzdifferenz in Hertz zwischen der Frequenz des impliziten Zentrumsfrequenzträgers der Satelliten-Signale und der Frequenz des 308-fo-Lokalmodells 604. Die Dopplerverschiebung der empfangenen Satelliten-Signale, infolge der Relativbewegung zwischen dem Satelliten und der Empfangsantenne 22, stellt gewöhnlich den Hauptgrund für diese Frequenzdifferenz dar. Typischerweise liegt die Dopplerverschiebung des 308-fo-Trägers, der implizit in den empfangenen GPS-Satelliten-Signalen enthalten ist, in der Größenordnung von einigen wenigen Kilohertz. Mit anderen Worten beträgt die Drehrate des Zeigers, welcher das Videofrequenz-Ausgangssignal 608 repräsentiert, einige Tausend Umdrehungen pro Sekunde.
Der Zählerrotator 610 kann so angesehen werden, daß er die Koordinatenachsen der komplexen Ebene so dreht, daß in bezug auf die neuen Drehachsen sich der Signalzeiger nicht so schnell dreht.
Der Phasenschätzwert 612 repräsentiert einen Winkel im Bereich zwischen Null und einem Zyklus, oder 0º bis 360º. Dieser Winkel ist der Momentanwinkel, Modulo einem Zyklus, um welchen die gedrehten Koordinatenachsen, auf welche sich das Ausgangsvideosignal 630 bezieht, in bezug auf die stationären Koordinatenachsen gedreht werden, auf welche sich das Videofrequenz- Ausgangssignal 608 bezieht, und zwar durch den Zählerrotator 610. Der Phasenschätzwert 612 ändert sich zeitlich und kann ansteigen oder absinken.
Der Phasenschätzwert 612 wird in dem Phasenregister 616 aus einer Kombination extern und intern abgeleiteter Information gebildet. Der Begriff "intern abgeleitete Information" bezieht sich auf Information, die von Messungen abgeleitet wird, die innerhalb des Satelliten-Verfolgungskanals 32 durchgeführt werden. Derartige Messungen umfassen die Messungen von Signaleigenschaften zusätzlich zur 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ. Der Begriff "extern abgeleitete Information" bezieht sich auf Information, die von Quellen außerhalb des Satelliten-Verfolgungskanals 32 abgeleitet ist. Extern abgeleitete Information kann a priori-Information umfassen, die von Signalen abgeleitet ist, die an anderen Orten empfangen werden, beispielsweise einer in Fig. 1 gezeigten Küstenstation 18, sowie von Messungen innerhalb anderer Satelliten-Verfolgungskanäle 32 innerhalb desselben Endgerätes 23 von Signalen, die von anderen Satelliten durch die Antenne 22 empfangen werden, abgeleitete Information.
Daher empfängt das Phasenregister 616 eine Phasenrückkopplung 628, welche Information von innerhalb des Satelliten-Verfolgungskanals 32 über den Phasenwert 680 und vom Echtzeitcomputer 40 über die Rateninformation 684 enthält, welche von dem Echtzeitcomputer 40 auf der Grundlage von Information von einer breiten Vielzahl anderer Quellen erzeugt werden kann.
Das Ziel besteht darin, daß sich der Phasenwinkel des Phasenschätzwertes 612 mit möglichst gleicher Rate dreht wie der Phasenwinkel des Videosignalzeigers, welcher das Videofrequenz-Ausgangssignal 608 repräsentiert. Im Idealfall würde sich der Phasenwinkel des Phasenschätzwertes 612 mit derselben Rate drehen wie der Phasenwinkel des Videofrequenz-Ausgangssignals 608, so daß der Phasenwinkel des Ausgangsvideosignals 630 von dem Zählerrotator 610 stationär wäre. Im Idealfall wäre der Wert dieses stationären Phasenwinkels gleich Null. Liegt der Phasenwinkel des Ausgangsvideosignals 630 nahe an Null, so ist der Phasenschätzwert 612 nahe an der Phase, und kann zu deren Messung dienen, des 308-fo- Zentrumsfrequenzträgers von dem ausgewählten Satelliten, der implizit in dem Videofrequenz-Ausgangssignal 608 enthalten ist, also der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ.
Für den Normalbetrieb ist es ausreichend, die Drehrate des Ausgangsvideosignals 630 auf weniger als etwa 50 Umdrehungen pro Sekunde zu verringern. Die Frequenz, also die Zeitableitung des Phasenschätzwertes 612, sollte sich um nicht mehr als 50 Hertz von der Frequenz des 308-fo-Zentrumsfrequenzträgers unterscheiden, der implizit in dem Videofrequenz-Ausgangssignal 608 von dem ausgewählten Satelliten enthalten ist. Wurde die Drehrate erfolgreich auf weniger als etwa 50 Umdrehungen pro Sekunde verringert, so ist es wie nachstehend angegeben möglich, das Signal über ein Zeitintervall von 0,01 Sekunden zu mitteln, ohne daß sich während dieses Intervalls der Zeiger um mehr als den halben Weg um die komplexe Ebene herum dreht. Es ist wünschenswert, das Signal über ein Zeitintervall in der Größenordnung von etwa 0,01 Sekunden zu mitteln, um die Wirkungen von Rauschen und Störungen zu verringern, die vorhanden sein können. Eine Mittlung über etwa 0,01 Sekunden verringert die effektive Bandbreite des Endgerätes 23 auf etwa 100 Hertz, also den Umkehrwert der Integrationszeit. Eine lange Integrationszeit und daher eine enge Bandbreite sind wünschenswert, um Rauschen und dergleichen zu verringern, jedoch darf die Integrationszeit nicht so lang sein, daß der zu integrierende oder zu mittelnde Zeiger sich um mehr als etwa einen halben Zyklus dreht. Dreht sich der Zeiger um einen vollen Zyklus, so ist sein integrierter Wert oder Mittelwert gleich Null.
Die von dem GPS-Satelliten empfangenen Signale sind keine Signale kontinuierlicher Wellen mit sich zeitlich glatt ändernden Phasen. Tatsächlich wird die Phase jeder Orthogonalkomponente eines GPS-Satelliten-Signals sehr schnell zwischen zwei unterschiedlichen Werten hin- und hergeschaltet, die um 180º auseinanderliegen, infolge der Biphasenmodulation, die in dem Satelliten-Sender eingesetzt wird. Diese Schaltrate beträgt etwa 1.000.000-mal pro Sekunde für die sich auf den C/A-Code beziehende Komponente des Satelliten-Signals, und 10.000.000- mal pro Sekunde für die sich auf den P-Code beziehende Komponente, und ist in jedem Fall erheblich schneller als die voranstehend erläuterte Drehrate des Zeigers. Der "momentane" Zeiger, der das Videofrequenz-Ausgangsssignal 608 zu jedem Zeitpunkt repräsentiert, schaltet daher sehr schnell zwischen zwei Punkten auf entgegengesetzten Seiten des Ursprungs der komplexen Ebene um, und diese beiden Punkte, die zwar auf entgegengesetzten Seiten des Ursprungs bleiben, bewegen sich relativ langsam entlang eines Kreises, dessen Zentrum im Ursprung der Ebene liegt.
Die 308-fo-Zentrumsfrequenzträgerwelle, die implizit in den Satelliten-Signalen enthalten ist, kann durch einen sich drehenden, jedoch nicht umschaltenden Zeiger repräsentiert werden, der zu einem der diametral entgegengesetzt drehenden Punkte zeigt. Der Träger eines GPS-Satelliten-Signals wird durch die Modulation in dem Satelliten unterdrückt, da die sich ergebende gemittelte Position des "momentanen" Zeigers exakt in der Mitte zwischen den beiden gegenüberliegenden Punkten liegt, und daher am Ursprung der komplexen Ebene.
Falls keine Unterscheidung zwischen den beiden entgegengesetzten Punkten getroffen werden kann, dann weist der Phasenwinkel dieses unterdrückten, implizit enthaltenen Trägers eine Unsicherheit von 180º auf. Diese Halbzyklus-Unsicherheit kann dadurch ausgeglichen oder ausgeschaltet werden, falls einer der entgegengesetzten Punkte von dem anderen unterschieden werden kann. Eine derartige Unterscheidung kann erfolgen, wenn ein bestimmtes Muster in der Biphasenmodulation bekannt ist, welches zur Identifizierung eines der beiden Phasenpunkte als der Phasenpunkt "Null" dienen kann, im Gegensatz zu dem um 180º versetzten Phasenpunkt. Das Muster der C/A-Code-Funktion, in Kombination mit einem verwandten Muster, beispielsweise dem Rahmensynchronisationsmuster der GPS-Navigationsdatenmodulation, kann hierzu verwendet werden. Selbst eine teilweise Kenntnis derartiger Muster kann dazu ausreichend sein, die beiden Phasenpunkte zu unterscheiden. Ein Beispiel einer ausreichenden Teilkenntnis ist die Kenntnis, daß die C/A-Code-Sequenz ungleiche Anzahlen von Bits "1" und "0" aufweist, in Kombination mit einer Kenntnis eines Fragments der Navigationsdaten oder eines Teilmusters in diesen.
Der Gegenrotator 610 entfernt den größten Anteil der Drehrate oder Winkelgeschwindigkeit des Zeigers, tut jedoch nichts zum Entfernen der sehr schnellen, nämlich 1.000.000-mal pro Sekunde, Schwankung oder des Hin- und Herspringens des momentanen Zeigers zwischen den beiden diametral entgegengesetzten Punkten auf dem Kreis, dessen Zentrum im Ursprung der komplexen Videoebene liegt. Um diese Schwankung zu entfernen wird das empfangene Signal mit der C/A-Code-Nachbildung 634 multipliziert, die in nahezu perfekter Synchronisierung mit den Sprüngen des empfangenen Signals hin- und herspringt.
Die C/A-Code-Nachbildung 634 ist eine Nachbildung oder ein "Modell" der C/A-Code-Komponente der Modulation des Signals, welches von dem ausgewählten Satelliten gesendet wird. Die C/A-Code-Nachbildung 634 wird in dem C/A-Code-Generator 636 erzeugt, und wird in dem Korrelator 632 mit dem Ausgangsvideosignal 630 multipliziert. Der Takt der Erzeugung der C/A-Code- Nachbildung 634 wird durch den Zeitverzögerungsschätzwert τest 696 von dem Verzögerungsregister 672 beherrscht.
Die Zeitverzögerung der C/A-Code-Nachbildung 634 muß ständig nachgestellt werden, um der Zeitverzögerung des von dem Satelliten empfangenen Signals zu folgen. Die Zeitverzögerung der C/A-Code-Nachbildung 634 wird durch den Verzögerungsschätzwert 696 gesteuert, der im Verzögerungsregister 672 enthalten ist und von diesem erzeugt wird.
Wie der Inhalt des Phasenregisters 616 wird auch der Inhalt des Verzögerungsregisters 672 so eingestellt, daß das Satelliten-Signal verfolgt wird, durch eine Kombination extern abgeleiteter Information mit Information, die durch Beobachtung des Satelliten-Signals abgeleitet wird. Während jedoch das Phasenregister 616 so eingestellt wird, daß es der Zentrumsfrequenzträgerphase folgt, die sich auf die Phasenverzögerung des Signals bezieht, wird das Verzögerungsregister 672 so eingestellt, daß es die Gruppenverzögerung des Signals verfolgt.
Getrennte, jedoch miteinander verbundene Register werden für die Phasenverzögerungs- und die Gruppenverzögerungsschätzwerte verwendet, trotz der Tatsache, daß die Phasenverzögerung und die Gruppenverzögerung des Satelliten-Signals praktisch auf gleiche Weise durch eine Änderung des Abstands beeinflußt werden, also durch eine Positionsverschiebung des Satelliten entlang der Beobachtungslinie von der Empfangsantenne 22. Eine Entfernungsänderung dieser Art führt zu einer Änderung der Zeit, die das Signal benötigt, um sich vom Satelliten durch den Raum zum Empfänger auszubreiten.
Ein Grund für die Erzeugung getrennter Schätzwerte für die Phasenverzögerung oder "Phase" und die Gruppenverzögerung oder "Verzögerung" durch getrennte Register liegt darin, daß die Phasenverzögerung und die Gruppenverzögerung des Signals durch die Ausbreitung durch die Ionosphäre der Erde nicht auf gleiche Weise beeinflußt werden. Ein weiterer Grund zur Beibehaltung getrennter Schätzwerte liegt darin, daß eine Mehrwegausbreitung des Signals die Phasenverzögerung und die Gruppenverzögerung unterschiedlich beeinflußt. Ein weiterer Grund liegt darin, daß die Ungenauigkeit bezüglich eines ganzzahligen Zyklus oder eines halben ganzzahligen Zyklus der impliziten Trägerphasenobservablen recht verschieden von jeder Unsicherheit der Gruppenverzögerungsobservablen ist. Ein weiterer Grund besteht darin, daß die beiden Observablen unterschiedliche Offsets aufweisen und daher getrennt behandelt werden sollten.
Die 308-fo-implizit-Trägerphasenobservable Φ weist unter den Observablen die höchste Genauigkeit auf. Ihre entsprechende Entfernungsgenauigkeit liegt in der Größenordnung von 1 Zentimeter fo weniger, im wesentlichen deswegen, da die Wellenlänge der 308-fo-implizit-Trägerwelle so kurz ist, etwa 19 Zentimeter, und deswegen, da von der Mehrwegausbreitung und von Rauschen herrührende Fehler üblicherweise ein kleiner Bruchteil, typischerweise etwa 1/20-stel, der relevanten Wellenlänge sind. Die Genauigkeit der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ ist auch im zeitlichen Sinn am höchsten. Diese Phase kann exakt auf der Grundlage einer Signalintegration oder Mittlung von nur 0,01 Sekunden exakt gemessen werden. Verhältnismäßig schnelle, statistische Bewegungen der Empfangsantenne 22 verhindern daher nicht eine exakte Messung, und eine sich schnell ändernde Position kann als Funktion der Zeit mit hervorragender zeitlicher Auflösung und ebenso mit hervorragender räumlicher Auflösung bestimmt werden.
Der Hauptnachteil der 308-fo-Trägerphasenobservablen besteht darin, teilweise deswegen, da die Wellenlänge so kurz ist, daß die unvermeidliche Unsicherheit bezüglich einer ganzzahligen Wellenlänge in der Interpretation der Phase schwer aufzulösen ist, daß der beobachtete Wert der 308-fo-Trägerphase einen Offset mit unbekanntem Betrag aufweist, möglicherweise von enormer Größe. Dieser Offset muß bestimmt werden, wenn die Leistung dieser Observablen vollständig genutzt werden soll. Solange Beobachtungen kontinuierlich oder in der Wirkung kontinuierlich durchgeführt werden, kann die zeitliche Änderung der Phase verfolgt werden, so daß die kontinuierlichen Beobachtungsreihen nur einen konstanten, additiven Offset enthalten. Daher ist für die Ermittlung des Offsets potentiell ein langer Zeitraum zulässig.
Der Offset in den Zeitreihen der 308-fo-Trägerphasenbeobachtungen kann durch ein Verfahren oder eine Kombination von Verfahren bestimmt werden. Ein Verfahren nutzt die Tatsache, daß die partielle Ableitung einer Phasenobservablen in bezug auf eine Positionskoordinate, einen Taktsynchronisierungsparameter, einen Satelliten-Umlaufparameter, oder auf irgendeinen der meisten anderen Parameter, die unbekannt sein können, jedoch bestimmt werden müssen, sich zeitlich infolge der Bewegung des Satelliten über den Himmel ändert.
Zwar ändern sich diese partiellen Ableitungen zeitlich, welche die Empfindlichkeiten der Observablen aufalle anderen unbekannten Variablen widerspiegeln, jedoch bleibt die partielle Ableitung der Observablen in bezug auf den additiven Offset konstant, nämlich gleich eins. Daher kann ein Satz gekoppelter Gleichungen gelöst werden, welche diese sämtlichen Unbekannten mit den Beobachtungen in den Reihen der Beobachtungszeiten verknüpfen, um eine eindeutige Lösung oder eine Lösung nach der Methode der minimalisierten Fehlerquadrate zu erhalten, welche die Lösung für den Offset von den Lösungen für die anderen Variablen trennt.
Obwohl diese generelle Vorgehensweise für die Bestimmung der sich zeitlich ändernden Position eines sich bewegenden Schiffes eingesetzt werden kann, ist zusätzliche Information erforderlich, um das Offset-Problem zu lösen. Wäre keine zusätzliche Information verfügbar, dann gäbe es für jeden Zeitpunkt eine oder mehrere zusätzliche, unabhängige, sich auf die Position beziehende Unbekannte. Durch das zusätzliche Vorhandensein eines unbekannten Offsets können mehr unbekannte als bekannte Größen vorhanden sein, und daher wäre eine eindeutige Lösung unmöglich. Ist jedoch eine ausreichende Anzahl an Satelliten vorhanden, die gleichzeitig über einen ausreichend langen Zeitraum beobachtet werden, und gibt es eine ausreichende Kontinuität sowohl der Beobachtungsreihen als auch der Positionsreihen oder dem Trajektorie, so kann eine nützliche Lösung immer noch für den Satz relevanter Offsets erfolgen, gleichzeitig mit einem Satz von Variablen, welche die Trajektorie repräsentieren.
Ein weiteres Verfahren zur Bestimmung des Offsets in den Zeitreihen der 308-fo-Trägerphasenbeobachtungen besteht in der Verwendung von Beobachtungen irgendeiner anderen Observablen. Dieses Verfahren läßt sich einzeln oder in Kombination mit dem voranstehend geschilderten Verfahren einsetzen. Die andere Observable kann die Phase eines weiteren impliziten Trägers einer unterschiedlichen Frequenz sein. Ist die zweite Trägerfrequenz ausreichend niedrig, dann kann ihre Wellenlänge groß genug sein, so daß ihre Unsicherheit, ganzzahlig oder halbzahlig, gelöst werden kann, beispielsweise durch Verwendung einer a priori-Positionsinformation. Liegt die zweite Trägerfrequenz nahe an der Frequenz von 308-fo-, dann kann es möglich sein, die ganzzahlige Unsicherheit aufzulösen, die mit der Schwebungsfrequenz zwischen den beiden Trägerfrequenzen zusammenhängt. Die letztgenannte Schwebungsfrequenz- Vorgehensweise gleicht dem Verfahren der "breiten Straßen", welches bei der Navigation mit dem Omega-System verwendet wird.
Ein wesentliches Problem bei der Verwendung irgendeiner anderen Trägerphasenobservablen zur Auflösung der Offset-Unsicherheit besteht darin, daß die neue Observable ihre eigenen Schwierigkeiten bezüglich Offset und Unsicherheit aufweist. Ist die effektive Wellenlänge, die der zweiten Trägerphasenobservablen zugeordnet ist, die entweder direkt verwendet wird, oder indirekt wie im Schwebungsfrequenzfall, sehr groß, dann kann die Unsicherheit bezüglich der ganzzahligen Wellenlänge einfach aufzulösen sein, aber aufgrund derselben Tatsache ist die Genauigkeit der sich ergebenden Positionsbestimmung schlecht. Die Positionsbestimmung ist deswegen schlecht, da im allgemeinen die Ungenauigkeit proportional zur Wellenlänge zunimmt.
Wenn im Gegensatz hierzu die effektive Wellenlänge, die der zweiten Trägerphasenobservablen zugeordnet ist, die entweder direkt oder indirekt wie im Falle einer Schwebungsfrequenzwellenlänge benutzt wird, sehr klein ist, dann ist die potentielle Genauigkeit entsprechend sehr hoch; unglücklicherweise kann es jedoch auftreten, daß dieses Potential nicht genutzt werden kann, da es unmöglich ist, die Unsicherheit bezüglich ganzzahliger Vielfacher aufzulösen.
Daher wird in der bevorzugten Ausführungsform eine sich von einer Trägerphasenobservable unterscheidende Observable dazu benutzt, den Offset bei der Trägerphasenbeobachtung zu ermitteln. Bei der bevorzugten Ausführungsform wird die C/A-Code- Gruppenverzögerungsobservable τ für diesen Zweck verwendet. Die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ ist eine Gruppenverzögerungsobservable. Da der C/A-Code eine periodische Funktion mit einer Periode von 1 Millisekunde ist, weist die sogenannte "Code-Phase", welche die Verzögerung darstellt, die in Code-Perioden Modulo 1 gemessen wird, eine potentielle Unsicherheit von 300 Kilometern auf, nämlich der Entfernung, die ein Signal in 1 Millisekunde zurücklegt. Derartig weit auseinanderliegende Unsicherheiten können einfach mit Hilfe sehr grober a priori-Positionsinformation gelöst werden. Diese Unsicherheit ist auch durch die Verwendung der 50-Bitpro- Sekunde-Navigationsdatenmodulation des GPS-Signals auflösbar, entweder durch Dekodieren der Navigationsnachricht, oder durch Messung der Phase des 25-Hertz-Trägers, welcher dieser Modulation zugeordnet ist. Diese Verfahren zum Auflösen der Unsicherheit bezüglich eines ganzzahligen Vielfachens einer Millisekunde können kombiniert werden.
Die Genauigkeit der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ ist begrenzt, hauptsächlich durch Rausch- und Mehrwegeffekte, typisch auf einen Wert von etwa 15 Metern. Dies ist der Genauigkeitsgrad, der mit einer verhältnismäßig kurzen Signalintegrationszeit oder -mittlungszeit erhalten werden kann, in der Größenordnung von 1 Sekunde oder weniger. Dieser Genauigkeitsgrad bezieht sich auf die Bandbreite der C/A-Code-Modulation und wird durch diese beherrscht, welche in der Größenordnung von 1 Megahertz liegt. Hierbei ist anzumerken, daß eine Wellenlänge bei 1 Megahertz 300 Meter beträgt, und daß 15 Meter 1/20-stel von 300 Metern sind.
Die Rausch- und Mehrwegeffekte, welche den Hauptanteil des Fehlers bei einer "momentanen", also über 1 Sekunde gemittelten Messung der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ hervorrufen, sind verhältnismäßig groß, weisen jedoch gewöhnlich keinen wesentlichen Offset auf, in dem Sinn, daß der Fehler dadurch auf einen relativ kleinen Wert verringert werden kann, daß eine Beobachtungsreihe über einen langen Zeitraum gemittelt wird. Größen, die sich auf die Beobachtungen beziehen, beispielsweise Reihen momentaner Positionsermittlungen, wobei jede derartige Ermittlung von C/A-Code-Beobachtungen mehrerer Satelliten zu einem Zeitpunkt abgeleitet wird, können ebenfalls zeitlich gemittelt werden. Allerdings leidet eine derartige Vorgehensweise an der Schwierigkeit, daß die gewünschte Positionsinformation sich zeitlich ändern kann, und daß es gewünscht sein kann, die Position sofort zu ermitteln, nicht auf der Grundlage einer langen Zeitmittlung. Eine konventionelle Zeitmittlung würde nicht akzeptierbare Daten ergeben, die sich auf die mittlere Position des Schiffes 10 während des Integrationszeitraums beziehen, nicht auf dessen aktuelle Position.
Bei der bevorzugten Ausführungsform werden Messungen der C/A- Code- Gruppenverzögerungsobservablen τ zur Positionsbestimmung verwendet, und ein Langzeitmittelwert wird auf solche Weise durchgeführt, daß schwankende Fehler in diesen Beobachtungen verringert oder herausgemittelt werden. Allerdings werden die C/A-Code-Verzögerungsmessungen nicht einfach direkt zeitlich gemittelt, da sich die Position der Empfangsantenne 22 im Verlauf der Zeit ändern kann, und es nicht gewünscht ist, die Positionsinformation zu mitteln.
Statt dessen bestimmt man die Differenz zwischen der 308-foimplizit-Trägerphasenobservablen Φ und der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ für denselben Satelliten zum selben Zeitpunkt, und diese Differenz als Funktion der Zeit wird zeitlich gemittelt. Bevor die Differenz festgestellt wird, müssen selbstverständlich beide Observablen durch dieselben Einheiten ausgedrückt werden, beispielsweise Zeitverzögerung oder entsprechende Entfernung. Eine Bewegung der Antenne 22 oder des Satelliten führt nicht dazu, daß sich diese Differenz ändert, abgesehen von dem Ausmaß, daß eine Bewegung dazu führen kann, daß Fehler wie beispielsweise Mehrwegeffekte schwanken. Auf diese Weise wird der Offset der Differenz zwischen der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ und der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ für jeden Satelliten ermittelt, ohne jegliche ungewünschte Mittlung der sich zeitlich ändernden Information bezüglich der Position.
Da die Reihe der C/A-Code-Verzögerungsbeobachtungen keinen wesentlichen Offset aufweist, beträgt das Ergebnis der zeitlichen Mittlung der Differenz zwischen der 308-fo-implizit- Trägerphasenobservablen Φ und der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ gerade den Offset der 308-fo-implizit- Trägerphasenobservablen Φ. Nach dieser Ermittlung wird dieser Offset von der ursprünglichen Reihe der Beobachtungen der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ subtrahiert, um eine "neue" Reihe von Beobachtungen der 308-fo-implizit- Trägerphasenobservablen Φ zu erhalten, welche keinen wesentlichen Offset aufweisen, und dennoch ihre ursprüngliche, hervorragende Genauigkeit beibehalten, sowohl bezüglich der Position als auch bezüglich der Zeit.
Die Ionosphäre allerdings vergrößert die Gruppenverzögerung und verringert die Phasenverzögerung von Signalen, die von einem Satelliten empfangen werden, wenn beide Verzögerungen so definiert sind, daß eine Verschiebung des Satelliten entlang der Beobachtungslinie zur Empfangsantenne gleiche Änderungen mit gleichem Vorzeichen in beiden Observablen hervorrufen würde. Wenn daher die Differenz zwischen der 308-foimplizit-Trägerphasenobservablen Φ, welche eine Phasenverzögerungsobservable ist, und der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ genommen wird, welche eine Gruppenverzögerungsobservable ist, so gleichen sich die Wirkungen der Ionosphäre nicht aus. Tatsächlich addieren sie sich, wodurch der Effekt verdoppelt wird.
Zur Ausschaltung der Wirkung der Ionosphäreneffekte können gleichzeitige Beobachtungen der Phasen anderer Trägerwellen durchgeführt werden, die implizit in den empfangenen GPS-Signalen enthalten sind. Bei der bevorzugten Ausführungsform sind die anderen Trägerwellen, die teilweise deswegen beobachtet werden, um Ionosphärenfehler bei der Positionsbestimmung auszuschalten, Wellen mit Frequenzen gleich fo. Ein derartiger fo-Träger ist implizit in den Signalen enthalten, die von jedem Satelliten in dem L1-Band empfangen werden, und einer ist implizit in den L2-Band-Signalen enthalten, die von jedem Satelliten empfangen werden. Die Phasen dieser Träger zeigen die Gruppenverzögerungen der Signale in den beiden Bändern an. Diese beiden Gruppenverzögerungen, und daher die jeweiligen fo-Trägerphasen, werden auf gleiche Weise durch eine Positionsverschiebung des Satelliten entlang der Beobachtungslinie von der Empfangsantenne 22 beeinflußt, also durch eine Änderung der Zeit, die das Signal zur Ausbreitung durch den Raum benötigt. Allerdings werden sie durch die Ionosphäre nicht auf gleiche Weise beeinflußt.
Die Gruppenverzögerung, welche durch die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ angezeigt wird, welche von einer Signalkomponente in dem L1-Band abgeleitet wird, und die Gruppenverzögerung, welche durch die L1-Band-implizit-fo-Träger phasenobservablen ψL1 angezeigt wird, werden von den Signalen in demselben Band abgeleitet und weisen gleiche Beiträge von der Ionosphäre auf. Allerdings ist die Gruppenverzögerung, welche durch die L2-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservable ψL2 angezeigt wird, um einen Faktor von (77/60)² größer, nämlich um das Quadrat des Verhältnisses der beiden Bandzentrumsfrequenzen. Die Differenz zwischen den Gruppenverzögerungen in den beiden Bändern infolge der Ionosphäre beträgt daher das (2329/3600)-fache der Gruppenverzögerung in dem L1- Band.
Der Beitrag der Ionosphäre zur Gruppenverzögerung in dem L1- Band wird dadurch ermittelt, daß die Differenz zwischen den fo-Phasenmessungen in dem L2-Band und dem L1-Band mit (3600/ 2329) multipliziert wird. Die fo-Trägerphase wird dadurch in eine Gruppenverzögerung umgewandelt, daß einfach die Phase durch die Trägerfrequenz dividiert wird, welche für jedes Band dieselbe ist.
Die Differenz zwischen den L2- und den L1-Band-fo-Phasenmessungen weist eine halbzahlige Unsicherheit auf, welche aufgelöst werden soll. Diese Unsicherheit läßt sich einfach auflösen, da der Abstand der Entfernungen entsprechenden Unsicherheiten groß ist, nämlich die Hälfte der Wellenlänge bei einer Frequenz von fo, eine Wellenlänge bei 2 fo oder etwa 30 Meter.
Wie voranstehend erwähnt ist die Differenz zwischen der L2- Band-implizit-fo-Trägerphasenobservablen ψL2 und der L1- Band-implizit-fo-Trägerphasenobservablen ψL1 gegenüber der Ionosphäre empfindlich, jedoch unempfindlich bezüglich der Position des Schiffes 10. Der Effekt der Ionosphäre auf diese Differenzobservable ist a priori als weniger als etwa 15 Meter bekannt, oder weniger als ein halber Zyklus der Phase. Daher gibt es in der Praxis keine signifikante Unsicherheit in der Differenz folgender Größen (L2-Band-implizit-fo- Trägerphasenobservable ψL2) - (L1-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservable ψL1). Der Wert des halbzahligen Offsets beträgt Null.
Wie voranstehend erwähnt ist die Wirkung der Ionosphäre auf die 308-fo-L1-Band-Zentrumsfrequenzträgerphasenverzögerung gleich der Wirkung auf die L1-Band-Gruppenverzögerung und dieser entgegengesetzt. Daher kann die Wirkung der Ionosphäre auf die "fundamentalen" 308-fo-Trägerphasenobservationen festgestellt und entfernt werden.
Selbst wenn man die Ionosphäre nicht berücksichtigen müßte, würden die L1- und L2-Band-fo-Trägerphasenbeobachtungen in nützlicher Weise zur Positionsermittlung beitragen, da jede eine Gruppenverzögerungsmessung darstellt, die zum Zwecke der Ermittlung des Offsets der 308-fo-Trägerphasenbeobachtungen mit Hilfe der voranstehend beschriebenen Differenzbildungs- und Mittelwertbildungsvorgehensweisen in bezug auf die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservationen nützlich ist. Tatsächlich kann jede fo-Trägerphasenbeobachtung exakter sein als die C/A-Code-Gruppenverzögerungsbeobachtung, da die Satelliten-Signalbandbreite, die zu jeder fo-Trägerphasenbeobachtung beiträgt, in der Größenordnung von 2 fo liegt.
Wie voranstehend erläutert variiert die äquivalente Positionsungenauigkeit einer Gruppenverzögerungsmessung umgekehrt proportional zur Bandbreite des Signals, welches zur Gruppenverzögerungsmessung beiträgt. Die Bandbreite, 2 fo, die zu den fo-Trägerphasenmessungen beiträgt, beträgt das 10-fache der Bandbreite von 1 Megahertz, welche bei der C/A-Code-Gruppenverzögerungsbeobachtung mitwirkt.
Ein weiterer Vorteil der 10-mal größeren Bandbreite der fo- Trägerphasenbeobachtungen besteht darin, daß diese Beobachtungen aus diesem Grunde unempfindlich auf Mehrfachweg-Störungen von reflektierten Signalen sind, deren überschüssige Ausbreitungsweglänge, in bezug auf jene des direkt empfangenen Signals, größer als etwa 30 Meter ist, wobei die effektive Wellenlänge der Bandbreite von 2 fo entspricht. Im Gegensatz hierzu sind die C/A-Code-Verzögerungsmessungen empfindlich auf reflektierte Signale, mit übermäßigen Weglängen von bis zu etwa 300 Metern, wobei die effektive Wellenlänge der Bandbreite von etwa 1 Megahertz entspricht. Daher helfen die fo-Trägerphasenmessungen wesentlich dabei, die Wirkungen der Mehrfachweg-Störungen auf die Positionsermittlung zu verringern, insbesondere bei einem Schiff 10, bei welchem sich die Antenne 22 oben an einem Mast mit einer Höhe in der Größenordnung von 30 Metern befinden kann.
Die fo-Trägerphasenmessungen können wie voranstehend erläutert dazu verwendet werden, den Offset in den 308-fo-Trägerphasenmessungen zu ermitteln, ob nun die C/A-Code-Verzögerungsmessungen verwendet werden oder nicht, und ob nun die verzögerungsverriegelte Schleife, welche den Korrelator 632 und den C/A-Code-Generator 636 umfaßt, durch die Wirkung der Verzögerungsfehlersignale 688 und 692 verriegelt ist oder nicht. Wie voranstehend erläutert erfordert es die Funktion des Korreiators 632, der normalerweise dafür nötig ist, genaue 308-fo-Trägerphasenmessungen von dem Korrelator 632 und dem Phasenregister 616 zu erhalten, daß der Verzögerungsschätzwert 696 von dem Verzögerungsregister 672 innerhalb von weniger als einem Stück des C/A-Codes exakt ist. Allerdings sollte in diesem Zusammenhang berücksichtigt werden, daß diese Stückbreite etwa 300 Metern Weglänge entspricht, und daß eine Positionsinformation, die innerhalb der erforderlichen 300 Meter exakt ist, wie voranstehend erläutert, aus anderen Quellen erhalten werden könnte.
Der Satelliten-Verfolgungskanal 32 enthält eine Einrichtung zur Erzeugung von Messungen der fo-Trägerphasen in bezug auf einen Schätzwert, der von dem Verzögerungsregister 672 erzeugt wird. Diese Messungen von fo-Trägerphasen werden dem Echtzeitcomputer 40 zugeführt, in welchem eine Verfolgung mit geschlossener Schleife durchgeführt wird, durch Ausführung eines gespeicherten Programms entsprechend Standardverfahren, die im Stand der Technik wohl bekannt sind. Vorzugsweise wird die Verfolgung mit geschlossenen Schleifen der fo-Trägerphasen in dem Echtzeitcomputer 40 durchgeführt, statt durch spezielle Hardware in dem Satelliten-Verfolgungskanal 32, da sich diese Phasen so langsam ändern.
Ein weiterer Grund dafür, daß es wünschenswert ist, getrennte Schätzwerte für die Phasenverzögerung oder "Phase", und für die Gruppenverzdgerung oder "Verzögerung" mit getrennten Phasen- und Verzögerungsregistern zu erzeugen besteht darin, daß aus einer Vielzahl möglicher Gründe eine gültige Messung einer Observablen, jedoch nicht der anderen, zu einem gegebenen Zeitpunkt möglich sein kann. Die Phasen- und Verzögerungsregister 616 und 672 weisen die Fähigkeit des "Freilaufs" oder Koppelns auf, selbst in Abwesenheit von Rateninformation von dem Echtzeitcomputer 40, infolge der Wirkung des Phasenaddierers 898 und des Trägerfrequenz- oder 16-Bit-Frequenzregisters 902, gezeigt in Fig. 13.
Wie voranstehend erläutert versuchen die phasenverriegelten Schleifen und die verzögerungsverriegelten Schleifen in dem Endgerät 23 im allgemeinen eine Verfolgung von Trägerphasen und C/A-Code-Verzögerungen mit Hilfe einer Fehlererfassungs- und Rückkopplungssteuerung. Jede Schleife ist in dem Sinne, daß ihr Ausgangssignal den anderen Schleifen helfen kann, und auch in dem Sinne, daß ihr von den Ausgangssignalen der anderen Schleifen geholfen werden kann, an die anderen Schleifen gekoppelt. Diese Kopplung kann in dem Satelliten-Verfolgungskanal 32 und ebenso in dem Echtzeitcomputer 40 vorgesehen sein, welcher Schätzwerte 38 dem Satelliten-Verfolgungskanal 32 zuführt und in Reaktion hierauf Messungen 42 empfängt. Diese Kopplung kann sich über das Endgerät 23 hinaus erstrecken, beispielsweise bis zum Datenverarbeitungszentrum 20, welches wie unter Bezug auf Fig. 1 erläutert Daten mit dem Endgerät 23 durch die Datenverbindung 21 austauscht.
Die Erzeugung exakter Schätzwerte für die Phasen- und Verzögerungsobservablen kann durch eine externe Informationseingabe 44 von Schiffpositions- und Geschwindigkeitsinformation 50 unterstützt werden, wie unter Bezugnahme auf Fig. 2 erläutert. Die Schiffspositions- und Geschwindigkeitsinformation 50 kann sowohl Translations- als auch Rotationsinformation aufweisen, und kann nicht nur Schätzwerte für den Translations- und Rotationszustand des Schiffes umfassen, sondern auch statistische Information, die sich auf diesen Zustand bezieht, beispielsweise Wind- und Seebedingungen. Die statistische Information kann dazu verwendet werden, die dynamische Verfolgungsleistung einer Schleife zu optimieren. Rotationsinformation kann Information bezüglich des Rollens, Stampfens und Gierens des Schiffes umfassen. Derartige Information kann in dem Echtzeitcomputer 40 mit Information bezüglich der Richtungen der Satelliten kombiniert werden, um eine Verdeckung der Beobachtungslinie zu einem Satelliten vorherzusagen oder abzuschätzen, und/oder das Vorhandensein einer Reflexion des Signals von dem Satelliten durch einen Teil des Schiffes 10 oder die Meeresoberfläche.
Kehrt man nun zu den Einzelheiten des Betriebs der Verfolgungsschleifen in dem Satelliten-Verfolgungskanal 32 des Endgerätes 23 zurück, so wird darauf hingewiesen, daß zwar der Betrieb jeder Schleife durch Eingangswerte von anderen Quellen unterstützt werden kann, jedoch jede Schleife auch autonom arbeiten kann. Beispielsweise kann die C/A-Code-Verzögerungsverfolgungsschleife in dem Satelliten-Verfolgungskanal 32 so arbeiten, daß sie eine Verzögerungsverriegelung aufrechterhält, unabhängig davon, ob irgendeine zugehörige Phasenverfolgungsschleife verriegelt ist. Wie voranstehend erläutert muß die "Dreh"-Winkelrate des Phasenschätzwertes 612, die in dem Zählerrotator 610 verwendet wird, innerhalb von plus oder minus etwa 50 Hertz der Zeigerdrehrate des empfangenen Signals liegen, damit eine konstruktive Integration des Signals im Korrelator 632 erfolgen kann, welche einen Teil der Verzögerungsverfolgungsschleife bildet. Allerdings kann eine ausreichend exakte Drehrate bequem aus externer Information berechnet werden, ohne eine Phasenverriegelung zu erfordern.
Entsprechend kann eine Phasenverfolgungsschleife so arbeiten, daß sie eine Phasenverriegelung aufrechterhält, ob nun eine zugehörige verzögerungsverriegelte Schleife verriegelt ist oder nicht. Selbst in Zuständen einer "offenen Schleife", oder unverriegelten Zuständen, können Phasen- und Verzögerungsschätzwerte mit ausreichender Genauigkeit mit Hilfe unterstützender Informationseingaben von internen und externen Quellen aufrechterhalten werden, wie voranstehend bereits erläutert.
Jede Rückkopplungsschleife ist weiterhin mit Einrichtungen versehen, um zu erkennen, welche ihrer mehreren Informationseingangswerte vermutlich gültig ist und daher verwendet werden soll. In einigen Fällen erfolgt die Gültigkeitsentscheidung am besten durch den Echtzeitcomputer 40, auf der Grundlage des Einsatzes von Kriterien für "Vernünftigkeit" und gegenseitige Konsistenz auf die mehreren verfügbaren Eingangswerte. Allerdings werden Gültigkeitsentscheidungen auch innerhalb des Satelliten-Verfolgungskanals 32 durchgeführt. Beispielsweise kann der Korrelator 632 einen Komparator enthalten, etwa die in Fig. 10 gezeigte zeitgleiche Signalenergieanzeige 348, bei welcher die empfangene Signalstärke alle 0,01 Sekunden mit einem berechneten Schwellenwert verglichen wird. Nur wenn das Signal die Schwelle überschreitet, wird ein Phasenfehlersignal, welches vom Korrelator 632 erzeugt wird, an das Phasenregister 616 angelegt, um den darin enthaltenen Phasenschätzwert entsprechend einzustellen.
Der Inhalt des Verzögerungsregisters 672 ist durch direkte Eingabe eines berechneten Wertes für die Verzögerung von dem Echtzeitcomputer 40 einstellbar, wie in Fig. 2 gezeigt, und ebenso durch die Rückkopplungssteuerwirkung der Verzögerungsfehlersignale 668 und 670, die von dem Korrelator 632 erzeugt und an das Verzögerungsregister 672 zurückgeführt werden. Der Inhalt des Verzögerungsregisters 672 wird ebenfalls eingestellt durch die Inkrementier- bzw. Dekrementier-Signale 620 bzw. 622 von dem Phasenregister 616. Diese Inkrementierungs- und Dekrementierungs-Signale können einen exakten Verzögerungsschätzwert im Verzögerungsregister 672 selbst in Abwesenheit der Verzögerungsfehler-Rückkopplungssignale 668 und 670 aufrechterhalten. Wie voranstehend erwähnt empfängt das Phasenregister 616 selbst dauernd Einstellwerte, die sowohl von externer Information als auch von Messungen des empfangenen Signals abgeleitet werden.
Das Ausgangs-Videosignal 630 vom Zählerrotator 610 wird an den Korrelator 632 angelegt, in welchem es an Mischer 638, 640 und 642 angelegt wird, zur Multiplikation oder Kreuzkorrelation mit der C/A-Code-Nachbildung 634, die von dem C/A- Code-Generator 636 erzeugt wird. Die C/A-Code-Nachbildung 634 wird direkt dem Mischer 642 und dann dem Mischer 640 zugeführt, nachdem sie zeitlich verzögert wurde, und zwar um einen Betrag, welcher gleich der halben Breite eines C/A- Code-Stückes ist.
Der C/A-Code ist der Satelliten-spezifische, pseudostatistische Binärcode, auf dessen Grundlage der momentane Zeiger, welcher das GPS-Satelliten-Signal repräsentiert, zwischen den beiden Punkten auf dem Kreis hin- und hergeschaltet wird, die um 1800 auseinander liegen. Der Code ist binär, so daß also die Phase zwischen nur zwei Werten hin- und herschaltet, und das zeitliche Muster der Hin- und Herschaltung ist periodisch mit einer Periode von 1 Millisekunde. Dies kann man so ausdrücken, daß der Code eine binäre Funktion repräsentiert, die einen Wert von Null aufweist, wenn sich der momentane Signalzeiger in einer Position befindet, und einen Wert von Eins, wenn sich der Zeiger in der anderen Position befindet.
Die Funktion ist eine periodische Funktion der Zeit mit einer Periode von 1 Millisekunde.
Während der Periode von 1 Millisekunde schaltet die C/A-Code- Funktion hin und zurück an Zeiten, und zwar nur an solchen Zeiten, welche ganzzahlige Vielfache von 1/1023 einer Millisekunde sind. Jedes der Intervalle zwischen diesen Zeiten, d. h. jedes 1023-stel einer Millisekunde, ist als ein "Stück" des Codes oder ein "Code-Stück" bekannt. In der Verzögerungsschaltung 644 wird die C/A-Code-Nachbildung 634 um die Hälfte eines Stücks verzögert, um die um ein halbes Stück verzögerte Version 646 zu erhalten, die an den Mischer 640 zur Korrelation mit dem Ausgangs-Videosignal 630 angelegt wird. Das Ausgangssignal des Mischers 640 wird 0,01 Sekunden lang durch den Integrator 674 integriert und an den Arcus-Tangensgenerator 678 angelegt, welcher das Phasensignal 680 erzeugt, ein Maß für die Phase des Ausgangs-Videosignals 630, wobei die schnelle biphasische Umschaltung von dem Signal entfernt wurde, und das Signal über 0,01 Sekunden gemittelt wurde. Das Phasensignal 680 ist das Ausgangssignal des zeitgleichen Korrelationskanals und wird an den Summierer 632 zusammen mit dem Ratenschätzwert 684 von dem Echtzeitcomputer 40 angelegt.
Der Kanal des Korrelators, welcher den Mischer 640, den Integrator 674 und den Arcus-Tangensgenerator 678 aufweist, wird als der zeitgleiche Kanal bezeichnet, da die um ein halbes Stück verzögerte Nachbildung 646, die mit dem Ausgangs-Videosignal 630 in diesem Kanal korreliert ist, "zeitgleich" sein soll, so daß die um ein halbes Stück verzögerte Nachbildung 646 synchron mit dem gewünschten Satelliten-Signal, welches in dem Ausgangs-Videosignal 630 enthalten ist, hin- und herschaltet. Die anderen beiden der drei gleichen Kanäle des Korrelators werden der "frühe" Kanal und der "späte" Kanal genannt, da die C/A-Code-Nachbildungen 634 und 650 früher bzw.
später hin- und herschalten als die "zeitgleiche", um ein halbes Stück verzögerte Nachbildung 646. Der Hauptzweck der frühen und späten Kanäle besteht darin, die Feststellung eines Fehlers in dem Verzögerungsschätzwert 696 zu ermöglichen.
Die um ein halbes Stück verzögerte Nachbildung 646 wird um ein halbes Stück in der Verzögerungsschaltung 648 verzögert, um so die um ein volles Stück verzögerte Nachbildung 650 zu erzeugen, die an den Mischer 638 angelegt wird. Daher wird in den Mischern 638, 640 und 642 das Ausgangs-Videosignal 630 mit derselben Code-Sequenz korreliert, abgesehen von den Differenzen um ein halbes Stück bezüglich der Verzögerung. Der Mischer 638 erzeugt das Mischer-Ausgangssignal 652, welches vom Integrator 654 0,01 Sekunden integriert wird, bevor es dem Quadrierer 656 zugeführt wird. Entsprechende Operationen werden mit dem Ausgangssignal des Mischers 642 durch den Integrator 660 und den Quadrierer 662 durchgeführt.
Wenn die Verzögerung der Schaltfunktion, die in dem C/A-Code- Generator 636 erzeugt wird, nachdem sie um ein halbes Stück in der Verzögerungsschaltung 644 verzögert wurde, exakt zu jener des Ausgangs-Videosignals 630 paßt, oder wenn mit anderen Worten die um ein halbes Stück verzögerte Nachbildung 646 synchron zum Ausgangs-Videosignal 630 umschwingt oder hin- und herschaltet, dann ist das späte Korrelations-Ausgangssignal 658 im wesentlichen gleich dem frühen Korrelations- Ausgangssignal 664. Daher ergeben die frühen und die späten Kanäle des Korrelators 632 gleiche Ausgangssignale, abgesehen selbstverständlich von einer geringfügigen Schwankung infolge von Rauschen.
Das späte Korrelations-Ausgangssignal 658 zeigt die Signalenergie an, die durch die Kreuzkorrelation zwischen dem Ausgangs-Videosignal 630 und der um ein volles Stück verzögerten Nachbildung 650 während jeder Integrationsperiode von 0,01 Sekunden ermittelt wird. Entsprechend zeigt das frühe Korrelations-Ausgangssignal 664 die Signalenergie an, die durch die Kreuzkorrelation zwischen dem Ausgangs-Videosignal 630 und der C/A-Code-Nachbildung 634 erfaßt wird. Wenn das Ausgangs-Videosignal 630 eine Phasenumschaltung gleichzeitig mit der "zeitgleichen", um ein halbes Stück verzögerten Nachbildung 646 durchführt, dann ergibt die Korrelation mit der um ein volles Stück verzögerten Nachbildung 650 und die Korrelation mit der C/A-Code-Nachbildung 634 denselben Wert.
Wenn andererseits das empfangene Signal etwas früher ankommt, so ist das frühe Korrelations-Ausgangssignal 664 größer als das späte Korrelations-Ausgangssignal 658. Ob der lokal erzeugte Code zu früh oder zu spät erzeugt wird, in bezug auf das empfangene Signal, wird ermittelt durch den Vergleich des späten Korrelations-Ausgangssignals 658 mit dem frühen Korrelations-Ausgangssignal 664 in dem Komparator 666. Die Ausgangssignale 668 und 670 des Komparators 666 zeigen an, ob der früher Korrelatorkanal oder der späte Korrelatorkanal ein höheres Ausgangssignal aufwies. Daher zeigen die Ausgangssignale 668 und 670 des Komparators 666 an, ob die C/A-Code- Nachbildung 634 von dem C/A-Code-Generator 636 früher oder später erzeugt werden sollte, um die zeitgleiche, um ein halbes Stück verzögerte Nachbildung 646 an das Signal im Ausgangs-Videosignal 630 anzupassen.
Ergibt die späte Korrelation ein höheres Ausgangssignal, so daß der lokal erzeugte Code als zu früh erscheint, und daher verzögert werden sollte, um ihn in Ausrichtung mit dem empfangenen Signal zu bringen, so ist das Komparator-Ausgangssignal 668 "wahr". Das Komparator-Ausgangssignal 668 wird an das Verzögerungsregister 672 angelegt und führt dazu, daß der Verzögerungsschätzwert 696, der in dem Verzögerungsregister 672 enthalten ist und durch dieses erzeugt wird, und an den C/A- Code-Generator 636 angelegt wird, um die Verzögerung der Code- Erzeugung zu steuern, erhöht wird.
Eine Erhöhung des Wertes für den Verzögerungsschätzwert 696 führt dazu, daß die C/A-Code-Nachbildung 634 früher erzeugt wird, nicht später, wie man ansonsten aus der Bezeichnung "Verzögerung" schließen könnte. Das Verzögerungsregister 672 wird als das "Verzögerungs"-Register bezeichnet, um seine Funktion von der Funktion des Phasenregisters 616 zu unterscheiden. Durch Rückkopplungssteuerung wird der Inhalt des Verzögerungsregisters 672 dazu veranlaßt, die Gruppenverzögerung der C/A-Code-Komponente des empfangenen Satelliten-Signals zu verfolgen. Der Begriff "Gruppenverzögerung", der allgemein in der Physik sowie in der Radiointerferometrie in der Erdvermessung und der Astronomie verwendet wird, gibt den negativen Wert der Ableitung der Phase des Signals in bezug auf die Frequenz an. "Gruppenverzögerung" ist auch als "Hüllenverzögerung" sowie als "Modulationsverzögerung" in der Elektrotechnik und in der Kommunikationstechnik bekannt. Kommt ein Signal später an, so ist seine Gruppenverzögerung erhöht. Gruppenverzögerungsobservable werden manchmal als "Pseudoentfernung" bezeichnet.
Man sollte weiterhin im Gedächtnis behalten, daß einige Observable, die "Phasen" genannt werden, beispielsweise die C/A- Code-Phase und die fo-Trägerphase, grundsätzlich Gruppenverzögerungsobservable sind; dagegen können einige Observable, die ab und zu als "Verzögerung" bezeichnet werden, grundsätzlich Phasenverzögerungsobservable sein.
Wenn bei der bevorzugten Ausführungsform das Satelliten-Signal früher ankommt, so ist seine Gruppenverzögerung vergrößert, jedoch nimmt der Verzögerungsschätzwert 696 ab, und daher ebenfalls der Phasenschätzwert 612, der in dem Phasenregister 616 enthalten ist und durch dieses erzeugt wird. Die Vorzeichen der Inhalte des Verzögerungsschätzwerts 696 und des Verzögerungsregisters 672 sind so definiert, daß beide Inhalte sich in derselben Richtung in Reaktion auf eine Änderung der Entfernung zwischen dem Satelliten und der Antenne 22 ändern. Bewegt sich der Satellit näher, also nimmt die Entfernung des Satelliten ab, dann sollten sowohl der Phasenschätzwert als auch der Verzögerungsschätzwert zunehmen.
Spezielle Überlegungen müssen bezüglich der besonderen Effekte der Ionosphäre auf die Ausbreitung von Funksignalen durchgeführt werden. Bei den Frequenzen in den GPS-L1- und -L2- Bändern wirkt die Ionosphäre so, daß sie die anscheinende Entfernung des Satelliten vergrößert, die durch die C/A-Code- Gruppenverzögerungsobservable τ angezeigt wird, welche durch das Verzögerungsregister 672 in Zusammenarbeit mit dem Korrelator 632 verfolgt wird. Gleichzeitig arbeitet jedoch dieselbe Ionosphäre so, daß sie die anscheinende Entfernung des Satelliten verringert, die durch die 308-fo-implizit-Trägerphasenobservable Φ angezeigt wird, die durch das Phasenregister 616 in Zusammenarbeit mit dem Korrelator 632 verfolgt wird. Daher geben die 308-fo-implizit-Trägerphasenobservable Φ und die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ widersprechende Anzeigen der anscheinenden Änderung der Entfernung vom Satelliten zum Empfänger, die durch die Ionosphäre hervorgerufen wird.
Eine Erhöhung der Ionosphärendichte veranlaßt daher eine Erhöhung des Phasenschätzwertes 612, als ob sich der Satellit näher bewegt hätte, und dieselbe Erhöhung der Ionosphärendichte verursacht eine Verringerung der L1-Band-implizitfo-Trägerphasenobservablen ψL1 und der L2-Band-implizitfo-Trägerphasenobservablen ψL2. Diese Phasenobservablen beziehen sich auf die Gruppenverzögerungen, nicht die Phasenverzögerungen, der in den L1- und L2-Bändern empfangenen Signale.
Die Gruppenverzögerung für jedes Band, und daher die Phasenverschiebung des fo-Trägers, der implizit in den in jedem Band empfangenen Signalen enthalten ist, ist umgekehrt proportional zum Quadrat der Zentrumsfrequenz jedes Bandes. Ein vorgegebener Betrag der Ionisierung entlang dem Weg durch die obere Atmosphäre zwischen dem Satelliten und dem Empfänger verursacht daher eine Verringerung der Phase des L1-fo- Trägers, die gleich dem (77/60)²fachen der Verringerung der Phase der L2-fo-Trägerphase ist. Beide fo-Trägerphasen werden verringert, wogegen die Zentrumsfrequenz-implizit- Trägerphase in jedem Band, also die 308-fo-Trägerphase für das L1-Band, vergrößert wird.
Eine weitere, ins einzelne gehende Diskussion von Fig. 14 ergibt, daß dann, wenn das lokal erzeugte Code-Modell eine zu geringe Verzögerung zu haben scheint, oder früher umschaltet als das Satellitensignal im Ausgangs-Videosignal 630, das Ausgangs-Signal 686 wahr wäre und dazu führen würde, daß der Inhalt des Verzögerungsregisters 672 verringert würde. Daher bildet der Korrelator 632 zusammen mit dem Verzögerungsregister 672 eine geschlossene Rückkopplungsschleife, welche eine Zahl im Verzögerungsregister 672 aufrechterhält, welche die Variationen der Phasenumschaltverzögerung des empfangenen Signals verfolgt und daher eine Messung oder eine Schätzung der Verzögerung im Ausgangs-Videosignal 630 darstellt.
Wie voranstehend erläutert weist die C/A-Code-Funktion 1023 Stücke auf. In dem frühen und späten Kanal des Korrelators 632 wurden nur zwei mögliche Verzögerungen des Codes, die um ein Stück beabstandet sind, mit dem Signal korreliert. Wenn die Verzögerung des Signals von jener verschieden ist, die in dem Verzögerungsregister 672 enthalten ist, um mehr als ein Stück, so ergibt selbstverständlich weder der späte Kanal, der durch den Mischer 638, den Integrator 654 und den Quadrierer 656 gebildet wird, noch der frühe Kanal, der durch den Mischer 642, den Integrator 660 und den Quadrierer 662 gebildet wird, eine signifikante Korrelation. Diese Situation, in welcher kein Korrelatorkanal eine signifikante Korrelation ergibt, kann während der Initialisierung auftreten, wenn der Anfangswert des Verzögerungsregisters 672 nicht ausreichend mit der momentanen Signalverzögerung übereinstimmt. Wenn in keinem der Korrelatorkanäle eine ausreichende Leistung ermittelt wird, dann muß das Verzögerungsregister 672 zu jedem Zeitpunkt geringfügig inkrementiert werden, bis sämtliche 1023 möglichen Stückverzögerungen versucht wurden, oder bis sich eine Korrelation mit dem Signal ergibt.
Die verzögerungsverriegelte Schleife, die soeben beschrieben wurde, ergibt eine Messung der Zeitverzögerung des Phasenumschaltmusters des empfangenen Signals. Eine weitere interessierende Messung ist, wie voranstehend beschrieben, eine Messung des Phasenwinkels des empfangenen Signalzeigers zu bestimmten Zeiten. Diese Messung wird auf analoge Weise mittels Rückkopplung durchgeführt, um so zu veranlassen, daß der Inhalt des Phasenregisters 616 der Phase des Signalzeigers in dem Videofrequenz-Ausgangssignal 608 folgt. Das Phasenregister 616 enthält eine "echte" Zahl, mit einem Bruchteilszyklusanteil und einem ganzzahligen oder mit einem Vorzeichen versehenen ganzzahligen Zahlenanteil. Der Bruchteilszyklusteil wird kontinuierlich aktualisiert, und kleine Phaseninkremente, die erheblich kleiner sind als ein voller Zyklus oder eine volle Drehung des Zeigers, werden zum Bruchteilszyklusanteil des Phasenregisters mit einer Rate von 110.000-mal pro Sekunde hinzu addiert. Eine Phasenrückkopplung 628 wird an das Phasenregister 616 angelegt und stellt die Summe dar, die durch den Summierer 682 gebildet wird, nämlich des Phasensignals 680 und des sich auf die Rate beziehenden Bruchteilszkluswertes 684 von dem Echtzeitcomputer 40. Selbst in Abwesenheit eines Phasenfehlers führt der sich auf eine Rate beziehende Bruchteilszykluswert 684 dazu, daß sich der Inhalt des Phasenregisters 616 zeitlich ändert. Der sich auf eine Rate beziehende Bruchteilszykluswert 684 kann aus einer Kombination eines Wertes, der in einem nicht dargestellten Ratenregister enthalten ist, welches in dem Satelliten-Verfolgungskanal 32 vorgesehen ist, und eines Wertes von dem Echtzeitcomputer 40 abgeleitet werden.
Der sich auf einer Rate beziehende Bruchteilszykluswert 684 wird 110.000-mal pro Sekunde addiert, und wird entsprechend der Information bezüglich der Umlaufbahn des Satelliten und der Positionen und Bewegungen der Empfangsantenne und des Satelliten und weiterhin aus dem Phasensignal 680 berechnet. Der Betrag, welcher in den Bruchteilszyklus-Unterteil 614 des Phasenregisters 616 110.000-mal pro Sekunde addiert wird, ist einfach gleich der erwarteten Frequenzverschiebung des empfangenen Signals in Hertz infolge der Dopplerverschiebung, und infolge anderer Gründe, geteilt durch 110.000.
Das Phasenregister 616 ist so aufgebaut, daß es zwei Teile aufweist, einen Bruchteilszyklus-Unterteil 614, welcher sämtliche Bits der binären Phasennummer bis einschließlich zum Viertelzyklusbit aufweist, und den Ganzzyklus-Oberteil 618, welcher die signifikanteren Bits der Zahl enthält.
Wenn der untere Teil der Phasennummer einen ganzzahligen Wert erreicht und überschreitet, erzeugt der Bruchteilszyklus- Unterteil 614 des Phasenregisters 616 ein Carrysignal 620, welches veranlaßt, daß der Ganzzyklus-Oberteil 618 um eins inkrementiert wird. Ist die erwartete Frequenzverschiebung des empfangenen Signals negativ, dann sind die Beträge, die 110.000-mal pro Sekunde in den Bruchteilszyklus-Unterteil 614 hinzu addiert werden, negativ, und in diesem Fall kann der untere Anteil der Zahl abnehmen, bis er einen halbzahligen Wert erreicht und überschreitet.
In diesem Fall wird das Borgesignal 622 erzeugt und an den Ganzzyklus-Oberteil 618 des Phasenregisters 616 angelegt, und führt dazu, daß dessen Inhalt um eins verringert wird. Der Gesamtwert der Phase, der in dem Phasenregister 616 enthalten ist, wird durch die Phasenzahl 626 angezeigt, welche die Summe des Bruchteilzyklus-Unterteils 614 und des Ganzzyklus- Oberteils 618 darstellt, die durch den Summierer 624 gebildet wird.
Das höchstwertige Bit des Bruchteilszyklus-Unterteils 614, zusammen mit dem niedrigstwertigen Bit des Gesamtzyklus-Oberteils 618 des Phasenregisters 616 bildet den Phasenschätzwert 612, Modulo einen Zyklus und mit einer Auflösung oder Quantisierung von einem Viertelzyklus, wodurch das Videofrequenz- Ausgangssignal 608 in dem Zählerrotator 610 im Gegenuhrzeigersinn gedreht wird. Es ist nicht erforderlich, daß der Zählerrotator 610 den ganzzahligen Anteil des Phasenschätzwerts empfängt, und der Quantisierungsfehler, der mit der groben Auflösung des Phasenschätzwerts 612 von einem Viertelzyklus zusammenhängt, wird in der Wirkung ausgemittelt, da sich die Phase schnell und ungleichförmig ändert. Man hofft, daß die Rate, mit welcher der Inhalt des Phasenregisters zunimmt oder abnimmt, an jene der Komponente des ausgewählten Satelliten im Videofrequenz-Ausgangssignal 608 in der Größe innerhalb von weniger als 50 Umdrehungen pro Sekunde angepaßt ist. Ist diese Bedingung tatsächlich erfüllt, dann dreht sich der Winkel des Zeigers in 0,01 Sekunden um nicht mehr als eine halbe Umdrehung, und das Signal überlebt die Integration in den Integratoren 654, 660 und 674.
Das Ausgangs-Videosignal 630 wird mit der "prompten", um ein halbes Stück verzögerten Nachbildung 646 im Mischer 640 gemischt, und im Integrator 674 integriert. Der Phasenwinkel 680 wird dadurch berechnet, daß der Arcus-Tangens des Imaginärteils, geteilt durch den Realteil, des komplexen Signals 676 in dem Arcus-Tangensgenerator 678 berechnet wird. Der Phasenfehler 680 wird als ein Phasenfehler-Rückkopplungssignal an den Summierer 682 angelegt, welcher die Phasenrückkopplung 628 erzeugt, die als kleines Inkrement 110.000-mal pro Sekunde an das Phasenregister 616 angelegt wird.
Durch diesen Phasenrückkopplungsweg wird der Inhalt des Phasenregisters 616 je nach Erfordernis erhöht oder verringert, um den Phasenschätzwert, der in dem Phasenregister 616 enthalten ist, in Ausrichtung mit dem Zeiger des momentan empfangenen Signals zu bringen. Dreht sich der Zeiger des empfangenen Signals vorwärts und/oder rückwärts, so wird der Winkel des Zeigers kontinuierlich durch das Phasenregister 616 verfolgt, und es werden auch sämtliche Umläufe des Zeigers um die komplexe Ebene gezählt, und zwar innerhalb des Gesamtzyklus-Oberteils 618 des Phasenregisters 616.
Die 308-fo-Trägerphase des empfangenen Signals stellt ein sehr exaktes und sehr schnelles Maß für die Entfernung oder die Weglänge von dem Satelliten zum Empfänger dar. Jede Erhöhung der Weglänge spiegelt sich unmittelbar, innerhalb von etwa 0,01 Sekunden, in einer Verringerung des Inhalts des Phasenregisters 616 wider. Für jede Bewegung des Satelliten um eine 308-fo-Trägerwellenlänge ändert sich die Phase des empfangenen Trägersignals um einen Zyklus der Phase, und der Inhalt des Phasenregisters 616 ändert sich um eine Einheit.
Selbstverständlich werden auch Bruchteile einer Wellenlänge der Bewegung festgestellt.
Die Phasenzahl 626 ist daher eine Anzeige oder Messung der Entfernung zum Satelliten, trotz des voranstehend erläuterten Offsets. Die Phase in Zyklen ist daher gleich der Entfernung in Wellenlängen plus ein Offset. Der Offset tritt infolge der unvermeidbaren Tatsache auf, daß dann, wenn die Vorrichtung zuerst in Betrieb genommen wird, der korrekte Anfangswert der Phasenzahl 626 nicht bekannt ist. Sämtliche Änderungen der empfangenen Signalphase werden wahrheitsgetreu durch Änderungen dieser Zahl widergespiegelt, jedoch ist der Anfangswert willkürlich oder bedeutungslos.
Obwohl die Phase als Messung der Entfernung vom Satelliten zum Empfänger einen Offset aufweist, bleibt der Offset über die gesamte Zeit konstant, in welcher das Satelliten-Signal durch das Phasenregister 616 verfolgt wird, es sei denn, daß eine Unterbrechung der Verfolgung auftritt. Während einer derartigen Unterbrechung kann die Anzahl der Zyklen der Phase, die empfangen worden wäre, falls das Signal nicht unterbrochen worden wäre, nicht korrekt bekannt sein, oder kann nicht korrekt geschätzt werden, so daß nach der Unterbrechung der Inhalt des Phasenregisters 616 einen unterschiedlichen Offset aufweisen kann. Allerdings muß die Differenz des Offsets eine ganzzahlige Anzahl von Zyklen sein. Ist die Unterbrechung kurz, so besteht eine gute Chance dafür, daß diese ganzzahlige Änderung gleich Null ist, da die Inkremente, 110.000-mal pro Sekunde, der Phasenrückkopplung 628, die während der Unterbrechung empfangen wurden, einen Anstieg des Phasenschätzwertes mit einer Rate durchgeführt haben können, die sehr nahe an der aktuellen Phasenrate des Signals liegt. Mit anderen Worten führt das Phasenregister 616 einen Freilauf oder ein Koppeln durch, auf exakte Weise, wobei der Fehler um weniger als einen Zyklus ansteigt, wenn die Zeitdauer des Ausfalls kurz ist.
Um die Wahrscheinlichkeit zu minimalisieren, daß sich der Phasen-Offset ändert, wird der sich auf die Rate beziehende Bruchteilszykluswert 684, der an den Summierer 682 angelegt wird, zu jeder Zeit aus der besten momentanen Information bezüglich der Bewegung des Satelliten und des Schiffes 10 und daher der Dopplerverschiebung und anderer Verschiebungen berechnet, welche das empfangene Signal aufweisen könnte. Während einer kurzen Unterbrechung des Signals stellen diese Inkremente des Summierers 682 sehr exakte Vorhersagungen der Inkremente dar, welche das Phasenregister 616 tatsächlich haben sollte, um die Phasenausrichtung des Phasenregisters 616 zum empfangenen Signal aufrechtzuerhalten.
Die verzögerungsverriegelte Schleife, die durch den Korrelator 632 und das Verzögerungsregister 672 gebildet wird, ergibt eine Anzeige oder Messung der Entfernung zur Satelliten- Antenne 22, da Änderungen der Entfernung sich nicht nur in dem Phasenregister 616 widerspiegeln, sondern auch in dem Verzögerungsregister 672. Bewegt sich der Satellit weiter weg, so wird die Signalausbreitungszeit erhöht, und die Phasenschwankungen kommen später an. Diese Verspätung wird sofort durch eine Erhöhung des späten Korrelations-Ausgangssignals 658 ermittelt, oder dadurch angezeigt, daß das späte Korrelations-Ausgangssignal 658 größer wird als das frühe Korrelations-Ausgangssignal 664. Solange diese Ungleichheit besteht, würde der Komparator 666 veranlassen, daß das Verzögerungsregister 672 erhöht oder verringert wird, bis schließlich der Verzögerungsschätzwert 696 veranlaßt hat, daß der Code, der durch den C/A-Code-Generator 636 erzeugt werden soll, mit der korrekten Verzögerung erzeugt wird. Allerdings wird darauf hingewiesen, daß das Verzögerungsregister 672 ebenfalls Inkrementierungs- oder Dekrementierungs-Eingangssignale über das Carrysignal 620 oder das Borgesignal 622 von dem Phasenregister 616 empfangen hätte, und daß in Abwesenheit irgendwelcher Effekte wie beispielsweise der Ionosphären-Dispersion, welche dazu führen, daß sich die Gruppenverzögerung anders ändert als die Phasenverzögerung, die Signale 620 und 622 von sich aus eine korrekte Schätzung der Verzögerung in dem Verzögerungsregister 672 aufrechterhalten hätten.
Wie voranstehend erläutert ist es möglich, die Position direkt aus der Phasenzahl 626 des Phasenregisters 616 zu bestimmen. Es ist ebenfalls möglich, die Position durch die C/A-Code- Verzögerungsmessung 698 des Verzögerungsregisters 672 zu bestimmen. Wie bereits erwähnt besteht ein Vorteil der Phasenzahl 626 darin, daß sie sehr exakt ist: selbst eine sehr geringe Bewegung in der Größenordnung eines Zentimeters kann erfaßt werden, da die Wellenlänge des Signals etwa 19 Zentimeter beträgt, so daß eine Bewegung um 1 Zentimeter eine Phasenänderung um 1/20-stel eines Zyklus hervorrufen würde, was festgestellt werden kann.
Allerdings weisen diese Phasenmessungen, wie ebenfalls voranstehend erläutert wurde, einen Offset um einen unbekannten Betrag auf, wogegen die C/A-Code-Verzögerungsmessungen 698 von dem Verzögerungsregister 672 nicht an einem derartigen Offset leiden.
Wie voranstehend erläutert werden die L1-Band-implizit-fo- Trägerphasenobservable ψL1 und die L2-Band-implizit-fo- Trägerphasenobservable ψL2, die implizit in den GPS-Signalen 15 enthalten sind, gemessen, und deren Differenz wird dazu verwendet, die Effekte der Ionosphäre aus den Messungen der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ und der C/A- Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ zu bestimmen und zu entfernen. Der codelose Zweiband-Phasendetektor 751, der in Fig. 14 gezeigt ist, gibt Messungen der L1-Band-implizit-fo- Trägerphasenobservablen ψL1 und der L2-Band-implizit-fo- Trägerphasenobservablen ψL2.
Wie voranstehend erläutert werden die GPS-Signale 15 von dem GPS-Satelliten 12 von der Antenne 22 empfangen und über die Übertragungsleitung 600 an den Mischer 602 angelegt, zur Korrelation mit dem 308-fo-Lokalmodell 604 von dem Lokaloszillator 606, um das Videofrequenz-Ausgangssignal 608 zu erzeugen. Zusätzlich werden die Signale in der Übertragungsleitung 600 auch an den Mischer 605 angelegt, zur Korrelation mit dem 240-fo-Lokalmodell 724 von dem L2-Band-Lokaloszillator 726, um das L2-Band-Videoausgangssignal 722 zu erzeugen. Das Videofrequenz-Ausgangssignal 608 und das L2-Band-Videoausgangssignal 722 stellen äquivalente Korrelationsprodukte dar, abgesehen davon, daß sie mit Nachbildungen von L1- bzw. L2-Band- Zentrumsfrequenzträgern korreliert wurden.
Der codelose Zweiband-Phasendetektor 751 empfängt das Videofrequenz-Ausgangssignal 608 und das L2-Band-Videoausgangssignal 722 von dem Mischer 602 bzw. 605. Der Mischer 605 ist wie der Mischer 602 und führt eine Herunterwandlung des L2-Band- Anteils der Übertragungsleitung 600 zum Videofrequenzband durch, durch Mischen der Übertragungsleitung 600 mit dem 240- fo-Lokalmodell 724 von dem L2-Band-Lokaloszillator 726.
Innerhalb des codelosen Zweiband-Phasendetektors 751 wird das Videofrequenz-Ausgangssignal 608 an die L1-Band-fo- Trägerrekonstruktionsvorrichtung 728 angelegt, welche das L1-rekonstruierte Trägerverbundsignal 738 erzeugt. Das L2- Band-Videoausgangssignal 722 wird an die L2-Band-fo-Trägerrekonstruktionsvorrichtung 750 angelegt, welche das L2-rekonstruierte Trägerverbundsignal 756 erzeugt. Die L1-Band-fo-Trägerrekonstruktionsvorrichtung 728 und die L2-Band-fo-Trägerrekonstruktionsvorrichtung 750 sind exakt gleich, wobei der einzige Unterschied darin besteht, daß eine ein Eingangssignal empfängt und ein Ausgangssignal erzeugt, welche sich auf in dem L1-Band empfangene Signale beziehen, und die andere ein Eingangssignal empfängt und ein Ausgangssignal erzeugt, welche in Beziehung zu in dem L2-Band empfangenen Signalen stehen.
Das L1-rekonstruierte Trägerverbundsignal 738 wird an den Zeigerzählerrotator 740 angelegt, um das Ausgangssignal 744 zu erzeugen, welches 100 Sekunden lang durch den 100-Sekunden-Integrator 746 integriert wird. Das Ausgangssignal des 100-Sekunden-Integrators 746 wird an den Arcus-Tangensgenerator 748 angelegt, welcher die L1-fo-Restphasenmessung 718 erzeugt.
Entsprechend wird das L2-rekonstruierte Trägerverbundsignal 756 an den Zeigerzählerrotator 758 angelegt, dessen Ausgangssignal 100 Sekunden lang durch den 100-Sekunden-Integrator 760 integriert wird. Das Ausgangssignal des 100-Sekunden-Integrators 760 wird an den Arcus-Tangensgenerator 762 angelegt, dessen Ausgangssignal die L2-fo-Restphasenmessung 720 darstellt.
Das L1-rekonstruierte Trägerverbundsignal 738 von der L1-Bandfo-Trägerrekonstruktionsvorrichtung 728 ist ein Verbundsignal aus Signalkomponenten kontinuierlicher Wellen mit Frequenzen nahe 2 fo. In dem L1-rekonstruierten Trägerverbundsignal 738 repräsentiert eine kontinuierliche Wellenkomponente die rekonstruierte Trägerwelle, die implizit in den Signalen enthalten ist, die von jedem Satelliten in dem L1-Band empfangen werden. Die Frequenz jeder kontinuierlichen Welle, oder rekonstruierten Trägerkomponente, ist exakt das Doppelte jener des jeweiligen fo-Trägers der implizit in den empfangenen Signalen enthalten ist. Die Phase jedes rekonstruierten Trägers ist ebenfalls verdoppelt. Die Frequenz jedes rekonstruierten Trägers ist gegenüber 2 fo versetzt, hauptsächlich infolge der Dopplerverschiebung des empfangenen Signals des Satelliten, und zwar um einen Betrag, der zeitabhängig zwischen plus und minus 30 Hertz variiert.
Die rekonstruierte Trägerkomponente von dem bestimmten Satelliten, welchem der Satelliten-Verfolgungskanal 32 zugeordnet wurde, wird von dem L1-rekonstruierten Trägerverbundsignal 738 durch den Phasenzählerrotator 740 und den 100-Sekunden- Integrator 746 ausgewählt. Die Grundlage für diese Auswahl wird durch den fo-Trägerphasenschätzwert 742 zur Verfügung gestellt, der von dem Verzögerungsregister 672 erzeugt und an den Zeigerzählerrotator 740 angelegt wird. Die Frequenz, d. h. die Zeitableitung des fo-Trägerphasenschätzwertes 742, liegt extrem nahe, innerhalb von weniger als etwa 0,005 Hertz, an der Frequenz der rekonstruierten Trägerkomponente von dem ausgewählten Satelliten innerhalb des L1-rekonstruierten Trägerverbundsignals 738. Der Zähler, welcher die rekonstruierte Trägerkomponente repräsentiert, die sich auf den ausgewählten Satelliten bezieht, im Ausgangssignal 744 von dem Zeigerzählerrotator 740, dreht sich daher um weniger als einen halben Zyklus während des Zeitraums von 100 Sekunden jeder Integration, die durch den 100-Sekunden-Integrator 746 durchgeführt wird. Die rekonstruierte Trägerkomponente für den Satelliten, welchem der Satelliten-Verfolgungskanal 32 zugeordnet ist, sammelt sich daher kohärent während der Integration an, was die rekonstruierten Komponenten für sämtliche anderen Satelliten jedoch nicht tun. Die rekonstruierten Trägerkomponenten von anderen Satelliten sammeln sich nicht kohärent an, so daß sie sich also während der Integration, die durch den 100-Sekunden-Integrator 746 durchgeführt wird, zu Null herausmitteln, da ihre Zeigerkomponenten im Ausgangssignal 744 von dem Zeigerzählerrotator 740 sich um einen Zyklus oder mehrere Zyklen während der Integrationszeit von 100 Sekunden drehen. Die Zeiger der anderen Satelliten drehen sich, da ihre rekonstruierten Trägerfrequenzen im allgemeinen nicht innerhalb von 0,01 Hertz gleich der Frequenz des fo-Trägerphasenschätzwertes 742 sind.
Nach der Beendigung jeder Integration von 100 Sekunden erzeugt daher der Arcus-Tangensgenerator 748 die L1-fo-Restphasenmessung 718, welche die Vier-Quadranten-Invers-Tangens-Funktion des Ausgangssignals des 100-Sekunden-Integrators 746 darstellt. Die L1-fo-Restphasenmessung 718 stellt daher eine exakte Messung der L1-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservablen ψL1 für den ausgewählten Satelliten in bezug auf den fo-Trägerphasenschätzwert 742 dar.
Der fo-Trägerphasenschätzwert 742 wird an beide Zeigerzählerrotatoren 740 angelegt, die sonst auf dieselbe Weise bei L1- bzw. L2-Band-Signalen arbeiten.
Entsprechend bearbeitet der 100-Sekunden-Integrator 760 und der Arcus-Tangensgenerator 762 die L2-Band-Signale von dem Zeigerzählerrotator 758, um die L2-fo-Restphasenmessung 720 zu erzeugen, auf dieselbe Weise wie der 100-Sekunden-Integrator 746 und der Arcus-Tangensgenerator 748 die L1-Band-Signale von dem Zeigerzählerrotator 740 bearbeiten, um die L1-fo- Restphasenmessung 718 zu erzeugen, welche eine exakte Messung der L2-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservablen ψL2 darstellt, und zwar für den ausgewählten Satelliten in bezug auf den fo-Trägerphasenschätzwert 742.
Der Satelliten-Verfolgungskanal 32 stellt die C/A-Code- Verzögerungsmessung 698, die Phasenzahl 626, die L1-fo-Restphasenmessung 718 und die L2-fo-Restphasenmessung 720 für die Observablen-Kombinationsvorrichtung 701 zur Verfügung, die nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 15 beschrieben wird.

Fig. 15

In Fig. 15 sind zwei Ausführungsformen der Observablen-Kombinationsvorrichtung 701 gezeigt. In Fig. 15A ist eine vereinfachte Ausführungsform der Observablen-Kombinationsvorrichtung 701 gezeigt, um die Beschreibung von deren Betrieb zu erleichtern. Die alternative Ausführungsform der Observablen-Kombinationsvorrichtung 701, die in Fig. 15B gezeigt ist, wird durch ein Kalman-Filter entsprechend im Stand der Technik wohlbekannter Vorgehensweisen gebildet. Die in Fig. 15B gezeigte Ausführungsform ist deswegen vorteilhaft, da sie einen stärkeren Gebrauch vom Informationsgehalt der Observablen macht.
Bei der in Fig. 15A gezeigten Ausführungsform empfängt die Observablen-Kombinationsvorrichtung 701 eine Messung der C/A- Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ, beispielsweise den 30-Bit-C/A-Code-Gruppenverzögerungsschätzwert τest 876 von dem in Fig. 13 gezeigten Verzögerungsregister 842, oder die C/A-Code-Verzögerungsmessung 698 von dem in Fig. 14 gezeigten Verzögerungsregister 672; eine Messung der 308-fo-implizit- Trägerphasenobservablen Φ, beispielsweise den 48-Bit-Binär- 308-fo-Trägerphasenschätzwert Φest 856 von dem in Fig. 13 gezeigten Phasenregister 840 oder die Phasenzahl 626 von dem in Fig. 14 gezeigten Phasenregister 616; eine Messung der L1-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservablen ψL1, beispielsweise die L1-fo-Trägerphasenmessung 210 von dem in Fig. 6 gezeigten L1-Band-fo-Trägerphasendetektor 206 oder die L1-fo-Restphasenmessung 718 von dem codelosen Doppelband-Phasendetektor 751 von Fig. 14; und eine Messung der L2-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservablen ψL2, beispielsweise die L2-fo-Trägerphasenmessung 212 von dem in Fig. 6 gezeigten L2-Band-fo-Trägerphasendetektor 200, oder die L2-fo-Restphasenmessung 720 von dem in Fig. 14 gezeigten codelosen Doppelband-Phasendetektor 751.
Wie voranstehend erläutert ist die Messung der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ eindeutig. Dies bedeutet, daß die Unsicherheit einer ganzzahligen Millisekunde, welche potentiell eine C/A-Code-Verzögerungsmessung beeinflussen kann, gelöst wurde, beispielsweise wie voranstehend in bezug auf das Verzögerungsregister 842 und den in Fig. 13 gezeigten Gruppenverzögerungs-Anfangswert 37 erläutert. In diesem Sinn ist daher die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ nicht mit einem wesentlichen Offset versehen. Allerdings wird sie durch statistische Schwankungen mit einem Mittelwert nahe an Null in der Größenordnung von 15 Metern beeinflußt, infolge von Rausch- und Mehrfachwegstörungen, und durch einen Fehler, der typischerweise in der Größenordnung von 0 bis 30 Meter liegt, infolge einer Brechung in der Ionosphäre entlang dem Signalausbreitungsweg von dem GPS-Satelliten 12 zur Antenne 22.
Da der Beitrag der Ionosphäre zur Messung der C/A-Code-Gruppenverzögerungsoberservablen τ nur ein Vorzeichen aufweisen kann, läßt sich tatsächlich die Aussage vertreten, daß die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ tatsächlich einen Offset aufweist. Andererseits könnte eine Korrektur eines Erwartungswertes für den Ionosphäreneffekt an die Messung der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ angelegt werden, beispielsweise durch einen Schätzwert aus externer Information, die in dem Echtzeitcomputer 40 verwendet wird, oder durch eine andere, nicht dargestellte Einrichtung, so daß der nicht korrigierte, übrigbleibende Effekt einen Mittelwert von Null bei statistischer Betrachtungsweise aufwiese. Verfahren zur Erzeugung eines Erwartungswertes für den Ionosphäreneffekt auf eine C/A-Code-Verzögerungsmessung sind bekannt. Tatsächlich umfassen die GPS-Sende-Navigationsdaten solche Daten, aus welchen ein derartiger Wert erzeugt werden kann. Allerdings sind diese Daten im allgemeinen nicht sehr genau, und sie können nicht verfügbar sein. Daher ist es wünschenswert, den Ionosphäreneffekt zu erfassen und dadurch zu entfernen, daß als Grundlage die beobachteten Phasen- und/oder Verzögerungseigenschaften der Signale verwendet werden, die von einem Satelliten empfangen werden.
Wie unter Bezug auf Fig. 14 erläutert stellt die Messung der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ eine mit Offset versehene Messung der Entfernung mit einer Unsicherheit eines ganzzahligen oder halben ganzzahligen Zyklus dar, entsprechend einer Unsicherheit einer ganzzahligen oder halben ganzzahligen Wellenlänge, die schwierig aufzulösen ist. Allerdings stellt die Messung der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ einen sehr genauen Indikator für Entfernungsänderungen dar. Die Messung der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ umfaßt nur sehr geringe Rausch- und Mehrwegfehler, verglichen mit der Messung der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ. Allerdings weist der Fehler bei der Messung der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ infolge der Atmosphäre exakt dieselbe Größe auf wie der Fehler bei der Messung der C/A-Code-Gruppenverzögerungsoberservablen τ infolge der Ionosphäre, wenn beide Messungen in äquivalenten Einheiten ausgedrückt werden, beispielsweise in Entfernungseinheiten. Dieser Fehler liegt typischerweise in der Größenordnung einer Entfernung von 5 bis 30 Metern.
Wie voranstehend erläutert sind bei der bevorzugten Ausführungsform die Vorzeichen der Messung sowohl der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ als auch der 308- fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ so definiert, daß eine Verschiebung des Satelliten entlang der Beobachtungslinie in Richtung auf die Antenne 22 einen Anstieg bei jeder dieser Messungen hervorruft. Daher wiesen die Wirkungen der Ionosphäre bei diesen Messungen entgegengesetzte Vorzeichen auf. Daher könnten die Ionosphärenwirkungen auf die Ausbreitung von GPS-Signalen 15 typischerweise in der Größenordnung einer äquivalenten Entfernung von 20 Meter liegen, was bei einer Messung der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ als eine Erhöhung der Gruppenverzögerung erscheinen würde, wogegen dieselbe Wirkung bei einer Messung der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ als eine Verringerung der Phasenverzögerung erscheinen würde.
Wie beispielsweise in Fig. 14 gezeigt ist, sind auch die Vorzeichen der L1-fo-Restphasenmessung 718 und der L2-fo- Restphasenmessung 720 so definiert, daß jede dieser Messungen ebenfalls zunehmen würde, falls sich der Satellit mehr in die Nähe bewegte, wobei momentan angenommen wird, daß sich der fo-Trägerphasenschätzwert 742 nicht geändert hat. Da diese Subträger- Phasenmessungen tatsächlich Gruppenverzögerungsmessungen statt Phasenverzögerungsmessungen sind, würden derartige Änderungen dasselbe Vorzeichen aufweisen wie die Änderungen der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ (was bedeutet, daß sie als erhöhte Werte auftauchen würden), statt das Vorzeichen der Änderungen der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ aufzuweisen. Selbstverständlich besteht die übliche Reaktion des fo-Trägerphasenschätzwerts 742 auf eine Bewegung des Satelliten entlang der Beobachtungslinie darin, daß der Wert ansteigt, so daß normalerweise sich weder die L1-fo-Restphasenmessung 718 noch die L2-fo-Restphasenmessung 720 ändern würde.
Wie aus Fig. 15A hervorgeht, wird die Messung der C/A-Code- Gruppenverzögerungsobservablen τ an den Skalierwandler 920 angelegt, welcher die C/A-Code-Gruppenverzögerungsoberservable τ in der numerischen Darstellung akzeptiert, in welcher sie erzeugt wurde, und den Verzögerungsbereich 922 erzeugt, welcher eine Zahl ist, der die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ in Einheiten der Entfernung repräsentiert.
Die Messung der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ wird an den Skalierwandler 924 angelegt, welcher die Messung der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ in der numerischen Darstellung akzeptiert, in welcher sie erzeugt wurde, und den Phasenbereich 926 erzeugt, welcher eine Zahl ist, welche die 308-fo-implizit-Trägerphasenobservable Φ in denselben Entfernungseinheiten darstellt wie die Verzögerungsentfernung 922.
Entsprechend werden die Messungen der L1-Band-implizit-fo- Trägerphasenobservablen ψL1 und der L2-Band-implizit-fo- Trägerphasenobservablen ψL2 an einen Skalierwandler 928 bzw. 932 angelegt, welche die L1-Restentfernung 930 bzw. die L2-Restentfernung 934 erzeugen, in denselben Entfernungseinheiten wie die Phasenentfernung 926 und die Verzögerungsentfernung 922.
Die Phasenentfernung 926 und die Verzögerungsentfernung 922 werden an die L1-Entfernungs-Subtraktionsvorrichtung 936 angelegt, welche die Verzögerungsentfernung 922 von der Phasenentfernung 926 subtrahiert, um die L1-Entfernungsdifferenz 938 zu erzeugen, welche wiederum an die Mittlungsvorrichtung 940 angelegt wird. Die Mittlungsvorrichtung 940 erzeugt den Offset-Schätzwert 942 als Mittelwert der L1- Entfernungsdifferenz 938 über einen Zeitraum. Der Zweck dieser zeitlichen Mittlung liegt darin, die Schwankungen der L1-Entfernungsdifferenz 938 auszumitteln oder auszuintegrieren, welche infolge von Rausch- und Mehrwegfehlern auftreten, so daß der Offset-Schätzwert 942 eine gute Schätzung des Offsets darstellt, der in der Phasenentfernung 926 vorhanden ist. Die Länge der Mittlungsperiode kann der gesamte Zeitraum sein, über welchen kontinuierliche Beobachtungen verfügbar sind.
Andererseits kann es vorzuziehen sein, eine kürzere Mittlungszeit zu verwenden, beispielsweise um die maximal mögliche Zeitdauer zu begrenzen, in welcher die nicht mit einem Offset versehene, exakte Entfernung 936 durch einen zufälligen "Zyklusschlupf" beeinträchtigt werden könnte, oder durch eine stufenförmige Änderung des Offsets der Phasenzahl 626, infolge eines momentanen Ausfalls der Phasenverfolgung in dem Satelliten-Verfolgungskanal 32.
Die Phasenentfernung 926 und der Offset-Schätzwert 942 werden an den Offset-Subtrahierer 944 angelegt, welcher den Offset- Schätzwert 942 von der Phasenentfernung 926 subtrahiert, um die exakte, keinen Offset aufweisende Entfernung 935 zu erzeugen, welche daher eine Messung der Entfernung darstellt, welche die räumliche und zeitliche Exaktheit der Phasenentfernung 926 aufweist, und die Freiheit von einer Unsicherheit oder einem Offset der Verzögerungsentfernung 922. Es wird darauf hingewiesen, daß sowohl die Phasenentfernung 926 als auch die Verzögerungsentfernung 922 zur exakten Entfernung 946 ohne Offset beitragen.
In gewissem Sinne kann man sagen, daß das Endgerät 23 Positionsinformation von Beobachtungen der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen T unter Zuhilfenahme von Beobachtungen der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ ableitet. In anderem, ebenso gültigem Sinn läßt sich sagen, daß das Endgerät 23 Positionsinformation von Beobachtungen der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ unter Zuhilfenahme von Beobachtungen der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ ableitet. Tatsächlich empfängt das Endgerät 23 Positionsinformation aus einer Mehrfachkombination der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ und der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ, sowohl während der Messung als nach der Messung im Satelliten-Verfolgungskanal 32. Innerhalb des in Fig. 6 gezeigten Phasen- und Gruppenverzögerungsregister-Subsystems 196, und wie man auch aus der gegenseitigen Verschaltung des Phasenregisters 616 und des Verzögerungsregisters 672 in Fig. 14 ersehen kann, werden die 308-fo-implizit- Trägerphasenobservable Φ und die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservable τ interaktiv innerhalb des Satelliten-Verfolgungskanals 32 gemessen. Jede Messung der einen hilft der Messung der anderen. Diese Wechselwirkung während der Messung der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ und der C/A-Code- Gruppenverzögerungsobservablen τ ist anders als die Wechselwirkung während der Kombination dieser Observablen nach der Messung und hiervon abtrennbar, die in dem codelosen Doppelband-Phasendetektor 751 durchgeführt wird.
Tatsächlich läßt sich diese interaktive Erfassung als Messung einer neuen und unterschiedlichen Observablen ansehen, nämlich der Gruppen-Phasenverzögerungsobservablen. Messungen der Gruppen-Phasenverzögerungsobservablen, die wie voranstehend gezeigt kombiniert werden, bestimmen eine neue Art der Bereichsentfernung zwischen dem Satelliten und dem Empfänger. Das Verfahren kann als eine "Makrobereichs"-Messung bezeichnet werden, und der so gemessene Bereich kann als eine "Makrobereichs"-Entfernung bezeichnet werden.
Nur die Änderung, und nicht der Mittelwert oder die konstante Komponente des Phasenbereichs 926 während des Beobachtungszeitraums trägt zum exakten Abstand 946 ohne Offset bei. Die mittlere oder konstante Komponente des exakten Bereichs 946 ohne Offset wird durch den Verzögerungsabstand 922 bestimmt. Daher kann man sagen, daß das Endgerät 23 Positionsinformation von Beobachtungen der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ ableitet.
Die Messung der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ, die an die Offset-Subtrahiervorrichtung 944 angelegt wird, erhöht allerdings die Messung der Phasenentfernung 926 durch Entfernung von deren Offset, welcher dann, falls er nicht entfernt würde, einen Fehler darstellen würde. Der exakte Abstand 946 ohne Offset, welcher das Ausgangssignal der Offset- Subtraktionsvorrichtung 944 darstellt, ist die Phasenentfernung 926 mit verringertem Offset-Fehler. Die Verzögerungsentfernung 922 trägt zur Vergrößerung der Phasenentfernung 926 dadurch bei, daß sie dabei hilft, dessen Offset-Fehler zu verringern. Daher kann man ebenfalls sagen, daß das Endgerät 23 Positionsinformation von Messungen der 308-fo-implizit- Trägerphasenobservablen Φ unter Zuhilfenahme von Messungen der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ ableitet.
Der exakte Bereich 946 ohne Offset wird durch Ionosphärenfehler infolge der Ionosphärenfehler beeinträchtigt, die sowohl in dem Verzögerungsabstand 922 als auch in dem Phasenabstand 926 enthalten sind. Um die exakte Entfernung 946 ohne Offset zu korrigieren, wird diese wie nachstehend erläutert mit einer Korrektur kombiniert, welche von der L1-Restentfernung 930 und der L2-Restentfernung 934 abgeleitet wird.
Die L1-Restentfernung 930 und die L2-Restentfernung 934 werden an die L1-L2-Substrahiervorrichtung 948 angelegt, welche die L2-Restentfernung 934 von der L1-Restentfernung 930 subtrahiert, um die L1-L2-Differenz 950 zu erzeugen, welche die Differenz der Ionosphärenverzögerungen der GPS-Signale mißt, die in den beiden Bändern empfangen werden. Die L1-L2-Differenz 950 wird zeitlich gemittelt oder gefiltert in der L1-L2- Differenzmittlungsvorrichtung 952, um den Ionosphärenschätzwert 954 zu erzeugen, welcher einen geglätteten Schätzwert für die Wirkung der Ionosphäre auf die Signale darstellt. Der Grund für die Mittlung oder Filterung, die in der L1-L2-Differenzmittlungsvorrichtung 952 durchgeführt wird, besteht in der Verbesserung des Schätzwertes durch Glätten jeglicher schneller Schwankungen, die infolge von Rauschen oder Mehrwegstörungen und dergleichen in der L1-Restentfernung 930 oder der L2-Restentfernung 934 auftreten können. Normalerweise sind derartige Schwankungen schneller als tatsächliche Schwankungen der Ionosphäre.
Allerdings kann sich die charakteristische Zeitskala von auf Mehrfachwege zurückgehenden Schwankungen ändern, abhängig von Umgebungsfaktoren wie beispielsweise der Antennenhöhe, der horizontalen Entfernung zu einem Reflektor, Meeresbedingungen, Schiffsgeschwindigkeit, usw. Daher sollte die Mittlungszeit oder die Filtereigenschaften, die in der L1-L2-Differenzmittlungsvorrichtung 952 verwendet werden, an die momentane Situation angepaßt werden. Schnellere Änderungen der Relativposition der Antenne 22 und möglicher Reflektoren wie beispielsweise der Meeresoberfläche, und ebenso schnelle Änderungen der Position der Antenne 22 in bezug auf den Satelliten, die beispielsweise durch rauhe See hervorgerufen werden, verringern die Kohärenz von Mehrwegfehlern und lassen Integrationsperioden zu, welche so kurz wie beispielsweise eine Minute sind. Weniger schnelle Änderungen können längere Integrationsperioden in der Größenordnung von mehreren Minuten erfordern. Bestimmte Ionosphärenänderungen, die als Ionosphärenausbreitungsstörungen bekannt sind, sind quasi-periodisch mit Quasi-Perioden in der Größenordnung von einer halben Stunde bis zu einer Dreiviertelstunde. Die Länge der Integrationsperioden sollte daher typischerweise weniger als 10 Minuten betragen.
Der Ionosphärenschätzwert 954 wird dadurch skaliert, daß er mit einem Faktor von 3600/2329 in der Skaliervorrichtung 956 multipliziert wird. Das Produkt dieser Operation stellt den L1-Ionosphärenschätzwert 958 dar, welcher einen Schätzwert für den Beitrag der Ionosphäre zur exakten Entfernung 946 ohne Offset darstellt. Der L1-Ionosphärenschätzwert 958 wird von der exakten Entfernung 946 ohne Offset durch die Ionosphären- Subtaktionsvorrichtung 960 subtrahiert, um die Vakuumentfernung 962 zu erzeugen, in welcher die Wirkung der Ionosphäre auf die exakte Entfernung 946 ohne Offset im wesentlichen entfernt wurde, wobei die Vakuumentfernung 962 übrig bleibt, welche die zeitliche und den größten Anteil der räumlichen Exaktheit der Phasenentfernung 926 aufrechterhält, und die Freiheit von einer Unsicherheit oder einem Offset der Verzögerungsentfernung 922.
In Fig. 15B ist die alternative Ausführungsform der Observablen-Kombinationsvorrichtung 701 dargestellt. Diese Ausführungsform wird in Übereinstimmung mit wohlbekannten Vorgehensweisen aus einem konventionellen Kalman-Filter gebildet, oder einer sequentiellen Schätzvorrichtung für minimalisierte Fehlerquadrate.
Wie in Fig. 15B gezeigt empfängt das Kalman-Filter 703 in der Kombinationsvorrichtung 701 Messungen der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ, der 308-fo-implizit-Trägerphasenobservablen Φ, der L1-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservablen ψL1, und der L2-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservablen ψL2 von sämtlichen Satelliten-Verfolgungskanälen 32, und zugehörige Zeitnacheilungsinformation, wie beispielsweise die digitale Echtzeitanzeige 34 von der in Fig. 2 gezeigten Echtzeituhr 36. Weiterhin empfängt das Kalman-Filter 703 externe Information 707, welche Umlaufbahn- und Zeitkorrekturinformation 46 umfassen kann, Phasen- und Verzögerungsbeobachtungen von Küstenstationen 48, und Schiffspositions- und Geschwindigkeitsinformation 50, wie in Fig. 2 gezeigt ist.
In dem Kalman-Filter 703 liegen die bevorzugten Werte für die Standardabweichungen der Eingabemeßfehler, ausgedrückt in Abstandseinheiten, in der Größenordnung von 10 Metern für die C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ, von 1 Meter für die L1-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservablen ψL1, und die L2-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservablen ψL2, und von 3 Millimetern für die 308-fo-implizit-Trägerphasenobservable Φ.
Das Kalman-Filter 703 erzeugt Positionsinformation 705, welche die momentanen Schätzwerte umfassen kann, und die geschätzten Kovarianzen der zugeordneten Schätzfehler, und zwar der Variablen, die in der ersten Spalte der in Fig. 15C gezeigten Tabelle aufgeführt sind. Die Variablen und zugehörige Information, die in Fig. 15C gezeigt sind, sind typisch für solche Werte, die zur Bestimmung der Position eines Schiffes mittlerer Größe geeignet sind, beispielsweise eines seismographischen Überwachungsschiffes, wobei das Endgerät 23 des Schiffes mit einer Uhr ausgerüstet ist, die durch einen Frequenzstandard des kommerziell erhältlichen Rubidium-Dampf- Typs gesteuert wird.
In dem Kalman-Filter 703 wird jede Schätzvariable durch einen Gauss-Markov-Prozeß erster Ordnung modelliert, durch einen integrierten Gauss-Markov-Prozeß, oder durch die Summe von jeweils zweien dieser Prozesse. Wie Fachleuten auf dem Gebiet der Filterung und Schätzwertbildung bekannt ist, ist die Auto-Kovarianz eines Gauss-Markov-Prozesses erster Ordnung eine Exponential-Funktion der Zeitnacheilung, und kann bequemerweise durch zwei Parameter gekennzeichnet werden: die Quadratwurzel der Varianz für eine Nacheilung von Null, SIGMA; und die 1/e Verzögerungs- oder Korrelationszeit, T. Bevorzugte Werte für diese beiden Modell-Parameter sind für jede Variable in der zweiten und dritten Spalte der in Fig. 15C dargestellten Tabelle gezeigt. Es wird darauf hingewiesen, daß in einigen Fällen die bevorzugte Korrelationszeit T erheblich länger ist als jeder mögliche Beobachtungszeitraum. In derartigen Fällen gleicht der Gauss-Markov-Prozeß einem Monte-Carlo-Prozeß.
Es wird darauf hingewiesen, daß unterschiedliche Sätze von Zustands-Variablen, Modellen- und/oder statistischen Parametrisierungen in anderen Situationen geeigneter sein können. Der in der Tabelle dargestellte Satz ist nahezu ein Minimalsatz in der Hinsicht, daß eine kompliziertere Parametrisierung wünschenswert sein könnte. Beispielsweise könnte die welleninduzierte Bewegung des Schiffes 10 mit Hilfe gedämpfter harmonischer Oszillatoren modelliert werden. Es kann ebenfalls erwünscht sein, Variablen einzuführen, welche die Satelliten-Umlaufbahn und Uhrparameter darstellen.
Die ersten drei Variablen, Breite, Länge und Höhe, beschreiben die mittlere Kurzzeitposition der Antenne 22, wobei die welleninduzierte Bewegung entfernt ist. Die nächsten beiden Variablen sind die zeitlichen Ableitungen der Breite bzw. Höhe. Die Breite-und die Höhe des Schiffes 10 werden nur durch die Integrale der jeweiligen Ableitungsprozesse modelliert, die in der Tabelle angegeben sind. Die Höhe des Schiffes 10 wird einfach durch den Prozeß erster Ordnung mit den Eigenschaften modelliert, der nach "Höhe" aufgelistet ist.
Die momentane Position der Antenne 22 wird durch die Summen der Kurzzeitmittelwerte der Breiten-, Längen- und Höhen-Variablen beschrieben, plus den jeweiligen Offsets delta-Breite, delta-Länge, und delta-Höhe. Es kann wünschenswert sein, derartige "delta" oder Positions-Offset-Variable einzuführen, um die welleninduzierte Bewegung des Schiffes 10 zu modellieren. Selbstverständlich neigen diese Offset-Variablen dazu, jede Kurzzeitbewegung der Antenne 22 zu verfolgen oder zu absorbieren.
Der Epochen-Fehler der Echtzeituhr 36 als Funktion der Zeit wird durch die Summe des "Uhr-Epochen"-Prozesses und des Integrals des "Uhr-Raten"-Prozesses modelliert, die in der Tabelle angegeben sind.
Der Offset für die 308-fo-implizit-Trägerphasenobservable Φ für jeden beobachteten Satelliten wird explizit modelliert, durch ein Verfahren, welches einer sehr langsamen Monte-Carlo- Vorgehensweise entspricht.
Der Ionosphären-Entfernungseffekt in der 308-fo-implizit- Trägerphasenobservablen Φ und der C/A-Code-Gruppenverzögerungsobservablen τ wird auf Standardweise modelliert, als das Produkt eines lokalen "Zenith"-Wertes und eines vom Zenith- Winkel abhängigen "Abbildungsfaktors", welcher eine Funktion des lokalen Zenith-Winkels jedes Satelliten darstellt. Die Gauss-Markov-Parameter, die in der Tabelle angegeben sind, beziehen sich auf den Zenith-Wert.
Wie voranstehend erläutert kann die a priori-Unsicherheit des Ionosphären-Parameters so gering sein, daß es nicht erforderlich ist, Offset-Parameter zu schätzen, die sich auf die L1-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservable ψL1 und die L2-Band-implizit-fo-Trägerphasenobservable ψL2 beziehen. Allerdings können Offset-Parameter für diese Observablen für jeden Satelliten in dem Satz geschätzter Zustandsvariablen enthalten sein. Sehr schnell nach der Beendigung von Beobachtungen eines bestimmten Satelliten sollten die Schätzwerte für diese Offsets zu den korrekten halbzahligen Werten konvergieren, normalerweise gegen Null. Wurde eine derartige Konvergenz erzielt, so kann ein Offset-Parameter von dem variablen Satz entfernt werden, und auf den geeigneten halbzahligen Wert festgesetzt werden.
Das Kalman-Filter 703 umfaßt vorzugsweise eine Einrichtung zur Überwachung der Gültigkeit seiner Eingangsdaten. Zyklusschlupf bei der Phasenverfolgung, welcher als halbzahlige oder ganzzahlige Stufenänderungen in den Phasenmessungen auftritt, kann durch bekannte Verfahren festgestellt werden. Die Effektivwerte der Differenzen zwischen den beobachteten und den durch ein Modell berechneten Werten der Observablen können ebenfalls gegenüber a priori-Annahmen überwacht und gegen diese geprüft werden. Jede einzelne Beobachtung, die sich um mehr als ein geringes Mehrfaches des geeigneten Effektivwertes unterscheidet, sollte zurückgewiesen werden.

Claims

1. Verfahren zum Herleiten von Positionsinformation aus einem Signal mit Dopplerverschiebung, Spektrumerweiterung und Trägerunterdrückung (15), das von einem die Erde umkreisenden Satellit (12-14) empfangen (22, 24) wird,

wobei das Signal eine erste Komponente mit Spektrumerweiterung und Trägerunterdrückung enthält, die durch einen ersten spektrumerweiternden Code moduliert ist, der bekannt ist, und eine zweite Komponente mit Spektrumerweiterung und Trägerunterdrückung enthält, die nicht durch den ersten Code moduliert ist, sondern durch einen zweiten spektrumerweiternden Code moduliert ist, der eine Codesequenz hat, die unbekannt sein kann,

wobei das Verfahren die Herleitung von Positionsinformation durch Korrelation (226, 632) des ersten bekannten Codes (228, 634) mit der ersten Komponente umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren umfaßt:

(a) Selektion (146, 148, 730, 752) der zweiten Komponente;

(b) Rekonstruktion eines Trägers (150, 728, 750) aus der zweiten Komponente unabhängig von der Codesequenz des zweiten Codes;

(c) Herleitung eines Schätzwertes (204, 742) der Dopplerverschiebung des Trägers aus der Korrelation des ersten Codes;

(d) Verwendung (740, 758) des Schätzwertes zur Bestimmung der Phase des Trägers (206-212, 718, 720); und

(e) Verbesserung der Positionsinformation durch Kombination der Phase damit (701).

2. Verfahren nach Anspruch 1, das die Selektion der zweiten Komponente mittels eines Filters (146, 148) umfaßt, der an das Spektrum des zweiten Codes angepaßt ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, das die Rekonstruktion (150) des Trägers durch Verdopplung der Phase der Komponente umfaßt.

4. Verfahren nach Anspruch 3, wobei die Phasenverdopplung durch Korrelation der Komponente mit sich selbst ausgeführt wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die Komponente mit sich selbst korreliert wird, indem sie in eine Vielzahl von Anteilen (142, 144) unterteilt wird, und einer dieser Anteile mit einem anderen Anteil gemischt wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, wobei die Anteile Spektralanteile sind.

7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei die Spektralanteile Nebenbande sind.

8. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, das die Selektion einer Vielzahl von Signalkomponenten (142, 144), die durch den zweiten Code moduliert sind, sowie die Rekonstruktion des Trägers durch Korrelation (150) einer der Vielzahl von Signalkomponenten mit einer anderen umfaßt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei die Vielzahl von Signalkomponenten verschiedene Spektralkomponenten sind.

10. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 9, das die Selektion einer Vielzahl von Signalkomponenten umfaßt, die jeweils durch den zweiten Code moduliert sind;

Rekonstruktion einer Vielzahl von Trägern aus der Vielzahl von Signalkomponenten unabhängig vom zweiten Code;

Schätzen der Phase jedes der Vielzahl von Trägern; und

Kombinieren der Phasenschätzwerte der Vielzahl von Trägern zur Verbesserung der Positionsinformation.

11. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Satellit einer einer Vielzahl von Satelliten ist, die gleichzeitig Signale mit einander überlagernden, erweiterten Spektren senden.

12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei der Satellit ein Satellit des NAVSTAR-GPS ist.

13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei der erste Code ein C/A-Code des NAVSTAR-GPS ist.

14. Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, wobei der zweite Code ein P-Code des NAVSTAR-GPS ist.

15. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei Information über den zweiten Code nicht zugänglich ist, und das Verfahren die Herleitung verbesserter Positionsinformation aus der Signalkomponente trotz der Nichtzugänglichkeit ermöglicht.

16. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Phase verwendet wird, um den ionosphärischen Fehler in der Positionsinformation zu verringern.

17. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Phase verwendet wird, um den Vielwegfehler in der Positionsinformation zu verringern.

18. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Phase verwendet wird, um den systematischen Fehler in der Positionsinformation zu verringern.

19. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Phase verwendet wird, um Zweideutigkeit in der Positionsinformation zu verringern.

20. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Positionsinformation einen Schätzwert der Entfernung von dem Satelliten zu einem Punkt enthält, an dem das Signal empfangen wird.

21. Verfahren nach Anspruch 20, das umfaßt:

Schätzen der Phasenlaufzeit des Signals;

Schätzen der Gruppenlaufzeit des Signals; und

Kombinieren der Phasen- und der Gruppenlaufzeitschätzwerte zur Herleitung des Entfernungsschätzwertes.

22. Verfahren nach Anspruch 21, wobei der Punkt sich bewegt und die Kombination von Phasen- und Gruppenlaufzeitschätzwerten zeitlich gemittelt wird, um einen Schätzwert der momentanen Entfernung herzuleiten.

23. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Träger ein Hilfsträger ist und die Phase für Modulationsverzögerung steht.

24. Vorrichtung zum Herleiten von Positionsinformation aus einem Signal (15) mit Dopplerverschiebung, Spektrumerweiterung und Trägerunterdrückung, das von einem die Erde umkreisenden Satelliten (12-14) empfangen (22, 24) wird, wobei das Signal eine erste Komponente mit Spektrumerweiterung und Trägerunterdrückung enthält, die durch einen ersten spektrumerweiternden Code moduliert ist, der bekannt ist, und eine zweite Komponente mit Spektrumerweiterung und Trägerunterdrückung enthält, die nicht durch den ersten Code moduliert ist, sondern durch einen zweiten spektrumerweiternden Code moduliert ist, der eine Codesequenz hat, die unbekannt sein kann;

wobei die Vorrichtung Einrichtungen (226, 632) zur Korrelation des ersten Codes zum Einsatz beim Herleiten einer Positionsinformation durch Korrelation des ersten bekannten Codes (228, 634) mit der ersten Komponente umfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung umfaßt:

(a) Selektionseinrichtungen (146, 148, 730, 752), die auf das Signal zur Selektion der zweiten Komponente ansprechen;

(b) Rekonstruktionseinrichtungen (150, 728, 750), die auf die zweite Komponente ansprechen und unabhängig von der Codesequenz des zweiten Codes einen Träger daraus rekonstruieren;

(c) Doppler-Schätzeinrichtungen (632, 616, 672), die auf die Einrichtungen zum Korrelieren des ersten Codes ansprechen und einen Schätzwert (204, 742) der Dopplerverschiebung des Trägers herleiten;

(d) Phasenbestimmungseinrichtungen (740, 758), die auf den Schätzwert ansprechen und die Phase des Trägers bestimmen (206-212, 751, 718, 720); und

(e) eine Einrichtung (701) zur Kombination der Phase mit der Positionsinformation zur Verbesserung der Positionsinformation.

25. Vorrichtung nach Anspruch 24, die Filtereinrichtungen (146, 148) umfaßt, die auf das Signal ansprechen, an das Spektrum des zweiten Codes angepaßt sind und der Selektion der Signalkomponente dienen.

26. Vorrichtung nach Anspruch 24 oder 25, die eine Phasenverdopplungseinrichtung (150) umfaßt, die auf die Signalkomponente anspricht und den Träger dur-n Verdopplung der Phase der Komponente rekonstruiert.

27. Vorrichtung nach Anspruch 26, wobei die Phasenverdopplungseinrichtung eine Autokorrelationseinrichtung zur Korrelation der Komponente mit sich selbst umfaßt.

28. Vorrichtung nach Anspruch 27, wobei die Autokorrelationseinrichtung eine Einrichtung zum Unterteilen der Komponente in eine Vielzahl von Anteilen (142, 144) sowie eine Einrichtung zum Mischen des einen Anteils mit dem anderen Anteil umfaßt.

29. Vorrichtung nach Anspruch 28, wobei die Anteile Spektralanteile sind.

30. Vorrichtung nach Anspruch 29, wobei die Spektralanteile Nebenbande sind.

31. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 24 bis 26, die eine Einrichtung zur Selektion einer Vielzahl von Signalkomponenten umfaßt, die von dem zweiten Code moduliert sind, sowie eine Einrichtung zur Rekonstruktion des Trägers durch Korrelation einer der Vielzahl von Signalkomponenten mit einer anderen.

32. Vorrichtung nach Anspruch 31, wobei die Vielzahl von Signalkomponenten unterschiedliche Spektralkomponenten sind.

33. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 24 bis 30, die umfaßt

Einrichtungen zur Selektion einer Vielzahl von Signalkomponenten, die jeweils durch den zweiten Code moduliert sind;

Einrichtungen zur Rekonstruktion einer Vielzahl von Trägern aus der Vielzahl von Signalkomponenten unabhängig von dem zweiten Code; und

Einrichtungen zum Schätzen der Phase jedes der Vielzahl von Trägern; und

Einrichtungen zur Kombination der Phasenschätzwerte der Vielzahl von Trägern zur Verbesserung der Positionsinformation.

34. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 24 bis 33, wobei der Satellit einer aus einer Vielzahl von Satelliten ist, die gleichzeitig Signale mit einander überlagernden, erweiterten Spektren senden.

35. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 24 bis 34, wobei der Satellit ein Satellit des NAVSTAR-GPS ist.

36. Vorrichtung nach Anspruch 35, wobei der erste Code ein C/A-Code des NAVSTAR-GPS ist.

37. Vorrichtung nach Anspruch 35 oder 36, wobei der zweite Code ein P-Code des NAVSTAR-GPS ist.

38. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 24 bis 37, wobei Information über den zweiten Code nicht zugänglich ist, und die Vorrichtung die Herleitung verbesserter Positioninformation aus der Signalkomponente trotz der Nichtzugänglichkeit ermöglicht.

39. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 24 bis 38, die Einrichtungen zum Verwenden der Phase zur Verringerung des ionosphärischen Fehlers in der Positionsinformation umfaßt.

40. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 24 bis 39, die Einrichtungen zur Verwendung der Phase zur Verringerung des Vielwegfehlers in der Positionsinformation umfaßt.

41. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 24 bis 40, die Einrichtungen zur Verwendung der Phase zur Veringerung des systematischen Fehlers in der Positionsinformation umfaßt.

42. Vorrichtung nach Anspruch 24 bis 41, die Einrichtungen zur Verwendung der Phase zur Verringerung von Zweideutigkeit in der Positionsinformation umfaßt.

43. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 24 bis 42, die Einrichtungen zum Schätzen der Entfernung von dem Satelliten zu einem Punkt umfaßt, an dem das Signal empfangen wird.

44. Vorrichtung nach Anspruch 43, die des weiteren umfaßt:

Einrichtungen zum Schätzen der Phasenlaufzeit des Signals;

Einrichtungen zum Schätzen der Gruppenlaufzeit des Signals; und

eine Kombinationseinrichtung zur Kombination der Phasen- und Gruppenlaufzeitschätzwerte zur Herleitung des Entfernungsschätzwertes.

45. Vorrichtung nach Anspruch 44, wobei sich der Punkt bewegt, und die Kombinationseinrichtung Einrichtungen zur Zeitmittlung umfaßt, um einen Schätzwert der momentanen Entfernung zu dem sich bewegenden Punkt herzuleiten.

46. Vorrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, wobei der Träger ein Hilfsträger ist und die Phase für Modulationsverzögerung steht.