DE3851208T2

DE3851208T2 - Schnelle Bezugserfassung und Phasenfehlerkompensierung in einem Datenfunkübertragungssystem.

Info

Publication number: DE3851208T2
Application number: DE3851208T
Authority: DE
Inventors: David Edward Borth; Gerald Paul Labedz
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1987-12-04
Filing date: 1988-10-17
Publication date: 1995-03-09
Anticipated expiration: 2008-10-18
Also published as: ATE110503T1; EP0318684A3; EP0318684B1; JPH022725A; FI884940L; DE3851208D1; JP2904493B2; FI884940A0; FI95524C; CA1295755C; ES2058207T3; FI95524B; US4847869A; EP0318684A2

Description

Hintergrund der Erfindung

Diese Erfindung betrifft Mehrphasen-Datenübertragung im allgemeinen und im besonderen Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff-Funksysteme (TDMA) mit Mehrphasenmodulation, bei denen eine schnelle Phasenerfassung wichtig ist. Diese Erfindung steht in Beziehung zu den Europäischen Patentanmeldungen EP318685 "Phase Coherent TDMA Quadrature Receiver for Multipath Fading Channels" und EP318686 "TDMA Radio System Employing BPSK- Synchronisation for QPSK Signals Subject to Ramdom Phase Variation and Multipath Fading", des Anmelders, die jeweils David E. Borth et al. als Erfinder benennen, mit dem gleichen Datum wie die vorliegende Erfindung eingereicht wurden und einen verwandten Erfindungsgegenstand beinhalten.
Bei einem TDMA-Funksystem, oder ganz allgemein bei jedem Kommunikationssystem, wo die schnelle Erfassung und eine hohe Datenrate von großer Wichtigkeit sind, wird ein Empfänger benötigt, um kurze Datenbündel von einem oder mehreren Sendern, jedes in seinem eigenen Zeitkanal, zu empfangen. Für jeden Zeitkanal muß ein Empfänger, der einen kohärenten Demodulator verwendet, eine Phasenreferenz schnell erfassen, um die in diesem Zeitkanal gesendeten Daten richtig zu decodieren. Typischerweise sendet jeder Sender zu diesem Zweck eine Erfassungssequenz (Präambel), die den Daten des Zeitkanals vorausgeht. Wenn kohärente Demodulationsverfahren verwendet werden, gewinnt der Empfänger typischerweise die gesendete Trägerphase aus einer Träger-Regenerierungsschaltung irgendeiner Art zurück.
Ein übliches Mehrphasen-Datenmodulationsverfahren ist die Quadratur- Phasenumtastung (QPSK), bei der eine Hälfte der zu sendenden Daten auf einen Träger mit 0º (und 180º) Phase (I-Kanal) moduliert und eine Hälfte auf einem Quadraturträger (Q-Kanal) mit 90º (und 270º) gesendet wird. Dieses Signal kann über einen Funkkanal mit einer zufälligen und stark veränderlichen Verschiebung in der Phase übertragen werden. Beim Empfang muß eine Referenz hergestellt werden, um den I- und Q- Kanal zu Identifizieren, so daß die Daten richtig wiedergewonnen werden können. Frühere Verfahren haben beim Trennen der Phasen des I- und Q-Kanals Erfassungssequenzen benutzt, die im allgemeinen im I- und Q-Kanal verschieden oder unabhängig waren. Es ist auch bekannt, z. B. aus WC-A-8504999, daß die Phase des Lokaloszillators des Empfängers verändert werden kann, um den durch den Funkkanalweg eingebrachten Phasenversatz zu korrigieren. Wenn Hochgeschwindigkeits-TDMA-Übertragungen über veränderliche Funkkanäle ins Auge gefaßt werden, ist jedoch ein schnelleres Erfassungsverfahren erwünscht.
Erfindungsgemäß werden ein digitaler Funkempfänger, wie in Anspruch 1 definiert, ein Demodulator, wie in Anspruch 4 definiert, und ein Demodulationsverfahren in einem digitalen Funkempfänger, wie in Anspruch 6 definiert, zur Verfügung gestellt.
Die Erfindung überwindet einige der Nachteile bei Anordnungen des Standes der Technik, indem eine schnelle Phasenerfassung zu Verfügung gestellt wird, und eine sofortige Korrektur der Phase des lokalen Referenzoszillators wird vermieden.
Die Synchronisations-Präambel kann in nur einem der Quadratur-Modulationskanäle übertragen werden.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Übertragungssystems, das Quadratur-Digitalübertragung und -empfang verwendet.
Fig. 2A und 2B sind zusammen ein Blockschaltbild eines TDMA-Empfängers, der QPSK-Signale empfangen kann.
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild eines TDMA-Empfängers, der die vorliegende Erfindung vorteilhaft verwendet, um den durch den Funkkanal eingebrachten Phasenfehler zu kompensieren.
Fig. 4 ist ein Zeitdiagramm, das die Beziehung der Korrelationsermittlung und der Korrektursignale im Empfänger von Fig. 3 darstellt.
Fig. 5A und 5B sind ein Flußdiagramm des Prozesses, der in der bevorzugten Ausführung verwendet wird, um die Korrelation, das Größenhalten, die Entscheidung und Zeitsteuerung und die algebraischen Funktionen des Empfängers von Fig. 3 zu verwirklichen.
Fig. 6 ist ein Registerplan, der in der Korrelationsfunktion von Fig. 5A verwendet wird.

Beschreibung der bevorzugten Ausführung

Fig. 1 zeigt ein Funkfrequenzsystem, das ein Datensignal von einem Sender 101 zu einem Empfänger 103 übermittelt. Bei der bevorzugten Ausführung wird Quadratur-Phasenumtastung (QPSK) verwendet, um den Durchsatz des Kanals zu erhöhen, obwohl eine andere mehrdimensionale Signalisierung gleichwertig verwendet werden kann. Außerdem wird bei der vorliegenden Erfindung das bekannte Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff-(TDMA)Verfahren zur Aufteilung begrenzter Kanalressourcen unter einer großen Benutzerzahl angewandt. Jedem Benutzer wird ein kurzer Zeitabschnitt (ein Zeitkanal) zugewiesen, währenddessen er eine Nachricht senden oder empfangen kann. Die Vorteile eines solchen TDMA-Verfahrens gegenüber anderen Verfahren (z. B. Frequenzmultiplex-Mehrfachzugriff FDMA) sind: a) für Vollduplex-übertragungen ist kein Duplexer erforderlich, b) einer Übertragung mit veränderlicher Datenrate kann durch die Benutzung mehrfacher benachbarter Zeitkanäle entgegengekommen werden, c) ein gemeinsamer HF-Leistungsverstärker kann benutzt werden, um die mehrfachen Kanäle mit jedem Leistungspegel ohne die Verbindungsverluste oder Intermodulations-Verzerrungen, die bei FDMA vorhanden sind, zu verstärken, und d) eine Fähigkeit zum Abtasten anderer "Kanäle" (Zeitkanäle) kann bereitgestellt werden, ohne getrennte Empfänger zu erfordern.
Die vorliegende Erfindung kann in einem digitalen Funksystem benutzt werden, das TDMA-Nachrichtenübertragung bei einer relativ hohen Datenrate (200 kBps bis 2 MBps) verwendet, oder allgemeiner, wenn die Änderungsgeschwindigkeit der Kanaleigenschaften langsamer ist als die Dauer des Zeitkanals. Der Funkkanal (bezeichnet mit h(t)) für städtische, vorstädtische und ländliche Umgebungen unterliegt einer Laufzeitverzögerung, die der Entfernung zwischen dem Empfänger 103 und dem Sender 101 proportional ist. Außerdem wird durch Reflexionen des Funksignals eine zufällige und veränderliche Laufzeitverzögerung in den Funkkanal eingebracht. Die Gesamtverzögerung zeigt sich als ein Phasenfehler zwischen dem gesendeten Signal x(t) und dem empfangenen Signal y(t).
Die vorliegende Erfindung ist auf das Trennen des Phasenfehlers und das Kompensieren dieses Fehlers am Datendetektor während eines Zeitkanals gerichtet. Dies wird erreicht, indem eine Erfassungs-Synchronisationssequenz während eines Zeitkanals (bevorzugt am Beginn eines Zeitkanals) als ein BPSK-Signal mit einer vorbestimmten Phase relativ zu den QPSK-Daten in dem Zeitkanal gesendet wird. Bei der bevorzugten Ausführung wird die Erfassungs-Synchronisationssequenz nur auf dem I- Vektor des quadraturmodulierten Kanals übertragen. Eine Übertragung auf dem Q-Vektor des quadraturmodulierten Kanals wäre gleichermäßen wirkungsvoll.
Fig. 2A und 2B sind ein Blockschaltbild eines TDMA-Empfängers, der verwendet werden kann, um QPSK-Signale zu empfangen, und der TDMA- Quadratur-Phasenumtastdaten wiedergewinnen kann. Dieser Empfänger wird weiter in EP 0343189 des vorliegenden Zessionärs "TDMA Communications System with Adaptive Equalization", eingereicht stellvertretend für David E. Borth, beschrieben und durch Bezugnahme hierin eingeschlossen. Hier werden die digitalen Signalausgänge der A/D-Wandler 209 und 211 werden an den Inphase-(I)Zeitkanalkorrelator 213 und den Quadratur- (Q) Korrelator 215 sowie an deren jeweilige Signalpuffer 217 und 219 angelegt. Der I-Korrelator 213 führt eine Korrelationsfunktion zwischen allen empfangenen Bits des Eingangssignals und einem vorgeladenen Synchronisationswort (I Sync Wort) aus, das dem Inphase- Zeitkanal-Synchronisationswort entspricht.
Der Ausgang des I-Korrelators 213 ist ein digitaler Bitstrom, der die Abtastung-für-Abtastung-Korrelation der empfangenen Daten mit der gespeicherten Synchronisationswortreplik für den Zeitkanal darstellt. Die Korrelationsfunktion zeigt eine Spitze, wenn sich das I-Syncwort in den empfangenen Abtastdaten befindet. In gleicher Weise führt der Q-Korrelator 215 eine Korrelationsfunktion zwischen dem vorgespeicherten Quadratur-Q-Syncwort vom Speicher 221 und dem abgetasteten Quadratur- (Q) Eingang aus.
Die Ausgänge der Korrelatoren 213 und 215 werden an die Quadrierungsblöcke 223 bzw. 225 angelegt. Die Quadrierungsblock-Ausgangssignale stellen die quadrierten Werte der getrennten I- und Q-Korrelationsvorgänge dar. Diese Quadrierungsblock-Ausgänge werden dann an einen Summierungsblock 227 angelegt. Die I- und Q-Korrelationssignale werden summiert, um ein quadriertes Hüllsignal zu bilden, das die Summe der Quadrate des Korrelationssignals darstellt. Die quadrierte Umhüllung des Korrelationssignals macht eine explizite Ermittlung der Phasenmehrdeutigkeit unnötig. Daher stellt, ohne eine Mehrdeutigkeit aufzulösen, ein Signalausgang mit großer Amplitude von dem Summierungsblock 227 einen möglichen Startpunkt für einen einzelnen Zeitkanal dar.
Der Ausgang von Summierungsblock 227 wird dann zu dem Zeitkanaldetektor 229 geführt, wo das summierte Korrelationssignal mit einem vorbestimmten Schwellwert verglichen wird. Dieser Schwellwert stellt einen minimal erlaubten Korrelationswert dar, der einen ermittelten Zeitkanal darstellen würde. Wenn der summierte Ausgang größer als der Schwellwert ist, wird ein Zeitkanal-Erkennungssignal erzeugt und an die Systemtaktsteuereinheit 231 angelegt.
Die Taktsteuereinheit 231 arbeitet als eine Phasenregelschleife (PLL), die eine stabile Taktreferenz benutzt, um das Zeitkanal-Erkennungssignal für gültig zu erklären und ein bestätigtes Erkennungsausgangssignal zu liefern. Das bestätigte Zeitkanal-Erkennungssignal wird an das UND-Gatter 233 zusammen mit einem Bittaktausgang angelegt. Das kombinierte Zeitkanal-Erkennungs/Bittaktsignal wird dann zu den I- und Q-Signalpuffern 217 und 219 geführt, und die Datensignale werden unter Verwendung des kombinierten Zeitkanal-Erkennungs/Bittaktsignals in die Signalpuffer 217 und 219 eingetaktet.
Bei der in Fig. 2A und 2B gezeigten Ausführung wird ein herkömmlicher Basisband-Synchronentscheidungs-Rückkopplungsausgleicher (DFE) 234 für die Datensignal-Rückgewinnung verwendet. Der DFE 234 besteht hauptsächlich aus zwei Teilen: einem Vorwärtslinear-Transversalfilter 235 und einem Rückkopplungslinear-Transversalfilter 237. Das Vorwärtsfilter 235 versucht, den statistischen Fehler (MSE) infolge der Intersymbol- Interferenz (151) zu minimieren, während das Rückkopplungsfilter 237 versucht, die 151 infolge der zuvor ermittelten Symbole zu entfernen.
Die Struktur des Entscheidungsrückkopplungs-Ausgleichers 234 wird mindestens einmal für jeden Zeitkanal während des Empfangs des Ausgleicher-Synchronisationswortes angepaßt, um die Auswirkungen des zeitvariierenden Mehrwegprofils auszugleichen. Die Anpassung besteht aus dem Minimieren der MSE-Differenzen zwischen dem empfangenen Synchronisationswort, das im Empfänger gespeichert wird. Der ausgeglichene und quantisierte komplexe Datenausgang von dem Quantisierer 238 wird an den Multiplexer 239 zum 2 : 1 Zusammenmultiplexen mit dem Datentakt angelegt und als ein Ausgangsdatenwort ausgegeben.
Zurück zu Fig. 1. In einem QPSK-Kommunikationssystem kann ein übertragenes Signal x(t) ausgedrückt werden als:
x(t) = a(t)cosωct+b(t)sinωct (1)
wo a(t) und b(t) die Inphase- und Quadratur-Informationssignale und ωc die Trägerfrequenz des QPSK-Signals in rad/s sind.
Das Signal, das in den Empfänger 103 eingegeben wird, unterliegt dem Impulsverhalten des Kanals und ist gegeben durch:
y(t) = x(t) · h(t).
Die empfangene QPSK-Übertragung y(t) besitzt einen Phasenversatz γ in bezug auf die Referenzfrequenz des Lokaloszillators 105 von cos(ωct). Bei der in der bevorzugten Ausführung verwendeten Datenrate ist der Phasenversatz γ während eines TDMA-Zeitkanals im wesentlichen konstant. (Obwohl die Antenne mit den Mischern 107 und 111 verbunden dargestellt ist, ist wahrscheinlich, daß eine weitere Signalverarbeitung für Funksignale höherer Frequenz erforderlich sein wird. Wenn eine Abwärts-Umsetzung auf eine Zwischenfrequenz benutzt wird, kann die Ausgangsfrequenz des Lokaloszillators anders sein).
Daher
y(t) = a(t)cos(ωc(t)+γ)+b(t)sin(wc(t)+g) (2)
Die Ausgänge der Mischer 107 und 111 werden an die Tiefpaßfilter 109 und 113 angelegt, die wiederum die gefilterten Signale an die schnelle A/D-Umsetzungsschaltung 114 anlegen. Die digitale Darstellung der Zwischenfrequenz-Analogsignale wird anschließend an eine Verarbeitung 115 und eine Datensignalrückgewinnung 117 angelegt.
Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild der bevorzugten Ausführung der Erfindung. Der A/D-Wandler 114 wird von zwei herkömmlichen Vierbit-A/D- Wandlern 309 und 311 gebildet. Diese A/D-Wandler arbeiten mit einer Rate von vier Abtastungen pro Bitintervall, wobei jeder eine Zahlenfolge erzeugt, die die Wellenformen der gefilterten unkompensierten Quadratur-Datensignale darstellt.
Am Ausgang des A/D-Wandlers 309 kann die Ausgangszahlenfolge LPI(t) bei der abgetasteten Rate vereinfacht und dargestellt werden durch:
LPI(t) = (1/2a(t)cosγ+(1/2)b(t)sinγ (3)
und am Ausgang des A/D-Wandlers 311 kann die Ausgangszahlenfolge LPQ (t) dargestellt werden durch die Gleichung:
LPQ(t) =-(1/2)a(t)sinγ+(1/2)b(t)cosγ (4)
In der bevorzugten Ausführung der Erfindung ist die Erfassungs-Synchronisationssequenz aT(t) für jeden Zeitkanal eine bekannte Serie von Datenbits, die als mit guten aperiodischen Autokorrelationseigenschaften versehen ausgewählt wird, z. B. eine der Barker-Sequenzen. Der Sender 101 von Fig. 1 sendet zu Beginn des Zeitkanals für diesen Empfänger:
x'(t) = aT(t)cosωc(t) (5)
Bei einer Ausführung der Erfindung wird daher aT(t) auf einer einzigen Phase, oder Vektor, des Quadratursignals gesendet (b(t) ist abwesend). Die empfangene und verarbeitete Zahlenfolge LPI'(t) entspricht daher der von Gleichung (6), und LPQ'(t) entspricht der von Gleichung (7). Es ist daher zu sehen, daß die unbekannte Phasenverschiebung γ dem Empfänger nach Empfang der Synchronisationssequenz zur Verfügung steht. Das zu lösende Problem ist dann die Extraktion und Kompensation von γ.
LPI'(t) = (1/2)aT(t)cosγ (6)
LPQ'(t) =-(1/2)aT(t)sinγ (7)
Bei dem Empfänger von Fig. 3 können die zwei Korrelatoren 313 und 315 jeweils programmierbare Korrelatoren mit Digitalausgang sein, z. B. IMS A100 Cascadable Signal Processor, erhältlich von Inmos Corp., Colorado Springs, Colorado. Es ist jedoch wünschenswert, die Korrelationsfunktion zusammen mit Entscheidung und Zeitsteuerung, Größenhaltung und algebraischen Operationen in einem anwendungsspezifischen digitalen Signalprozessor zu implementieren, der die Signalverarbeitungsfunktion 115 ausführt. Bei dem vorliegenden TDMA-Empfänger, der einen einzelnen Zeitkanal empfängt, initialisiert die Entscheidungs- und Zeitsteuerfunktion 318 vor dem Zeitkanal die Korrelatoren 313 und 315 mit einer normalisierten lokalen Replik der Erfassungssequenz aT(t) des Zeitkanals. (Andere Einrichtungen zum Eingeben von aT(t), einschließlich festverdrahteter Verfahren können auch verwendet werden, ohne den Umfang der vorliegenden Erfindung zu beschränken). Jeder Korrelator korreliert seine jeweilige Eingangszahlenfolge gegen die lokale Replik und erzeugt eine laufende Kette mit Vorzeichen versehener digitaler Korrelationswerte, die mit der gleichen Rate wie die Abtastrate hervortreten. Die Ausgänge der Korrelatoren CI(t) und CQ(t), erzeugt während des Empfangs der Erfassungssequenz, können wie in Fig. 4 gezeigt aussehen. (Das Zeitdiagramm von Fig. 4 zeigt die Beziehung des Ausgangs CI(t) des Korrelators 313, des Ausgangs CQ(t) des Korrelators 315, des Ausgangs HI(t) des Größenhalters 320, des Ausgangs HQ (t) des Größenhalters 322 und einen Zeitkanal einer TDMA-Nachricht). Diese Ausgänge der Korrelatoren 313 und 315 speisen die Größenhaltefunktionen 320 und 322 und die Entscheidungs- und Zeitsteuerfunktion 318, die die Spitzenwerthaltefunktionen in 320 und 322 steuert.
Die Spitzenwerthaltefunktionen 320 und 322 können mit einem Mikroprozessor und zugehörigem Speicher (z. B. ein MC68HC11 von Motorola, Inc.) ausgeführt werden oder Teil eines anwendungsspezifischen digitalen Signalprozessors sein, um den in Fig. 5A und und 5B gezeigten Prozeß auszuführen.
Der Signalausgang vom Korrelator 313, CI(t), wird in Fig. 4 dargestellt und kann allgemein ausgedrückt werden als:
worin r(t) eine Synchronisationssequenz und T eine inkrementierende Abtastperiode ist, die jedem Korrelationszyklus des Korrelators 315 entspricht. Wenn r(t) = aT(t), durch Entwurf, und wenn LPI'(t) = (1/2)aT(t-T)cosγ, erreicht der Signalausgang CI(t) vom Korrelator 313 einen großen positiven oder negativen Wert, wenn die inkrementierende Abtastperiode (T) die vorbestimmte lokale Synchronisationssequenz aT(t) und das Eingangssignal LPI'(t) dazu bringt, zu korrelieren. Bei Korrelation ist daher:
worin J der Spitzenautokorrelationswert ist.
Desgleichen ist der Signalausgang CQ(t) vom Korrelator 315 in Fig. 4 dargestellt und kann allgemein ausgedrückt werden als:
Wenn LPQ'(t) = -(1/2)aT(t-T)sinγ, erreicht der Signalausgang CQ(t) vom Korrelator 315 einen großen positiven oder negativen Wert, wenn die Inkrementierende Abtastperiode (T) die vorbestimmte lokale Synchronisationssequenz aT(t) und das Eingangssignal LPQ'(t) dazu bringt, zu korrelieren. Bei Korrelation ist daher:
Die Korrelationsausgänge CI(t) und CQ(t) veranlassen bei dem Inkrement der Korrelation die Größenhaltefunktionen (320 bzw. 322) die Größe und das Vorzeichen der Korrelationsausgänge anzunehmen. Da die CI(t) und CQ(t) bei Korrelation ihre maximale Größe erreicht haben, ist dies die Größe, die für die verbleibende Dauer des Zeitkanals gehalten wird. Die gehaltenen Ausgänge von den Größenhaltefunktionen 320 und 322 sind dann wie in Fig. 4 gezeigt:
HI(t) = (1/2)Jcosγ (12)
und
HQ(t) = -(1/2)Jsinγ (13)
Die Größenhaltefunktionen werden anschließend nach dem Zeitkanal durch die Entscheidungs- und Zeitsteuerfunktion 318 rückgesetzt. Bei der bevorzugten Ausführung wird die Entscheidungs- und Zeitsteuerfunktion 318 mit einem anwendungsspezifischen digitalen Signalprozessor realisiert, obwohl ein herkömmlicher Mikroprozessor (z. B. ein MC68020 von Motorola, Inc.) und ein zugehöriger Speicher und Zeitteiler verwendet werden kann. Die Entscheidungs- und Zeitsteuerfunktion 318 kann veranlassen, daß die vorbestimmte Synchronisationssequenz vor dem zu demodulierenden gewünschten Zeitkanal an die Korrelatoren 313 und 315 angelegt wird. Das TDMA-Rahmen-Timing wird durch die Datensignal-Wiedergewinnungsschaltung 117 bestimmt, die einen herkömmlichen Rahmungsalgorithmus benutzt, um die Zeitkanalerfassung zu bestätigen und aufrechtzuerhalten. Die Korrelatoren 313 und 315 korrelieren jeder die gespeicherte Erfassungssequenz gegen die letzten 32 empfangenen A/D- Abtastungen und führen für jeden neuen Abtastwert eine weitere vollständige Korrelation aus.
Für den Rest des Zeitkanals wird das Signal HI(t), der gehaltene Ausgang der Größenhalteschaltung 320, in den Vervielfacher 340 eingegeben (der in der bevorzugten Ausführung Teil eines anwendungsspezifischen digitalen Signalprozessors ist, aber ein herkömmlicher Vierbit- Vervielfacher sein kann), wo es mit dem gefilterten Wert LPI(t) multipliziert wird, wobei ein Ausgang K(t) entsteht, definiert durch:
K(t) = [(1/2)Jcosγ][(1/2)a(t)cosγ+(1/2)b(t)sinγ]
= (1/4)Ja(t)cos²γ+(1/4)Jb(t)sinγcosγ (14)
Desgleichen wird HI(t) in den Vervielfacher 344 (ein ähnlicher Vierbit mal Vierbit Vervielfacher) eingegeben, wo es mit den gefilterten Daten LPQ(t) multipliziert wird, wobei ein Ausgang L(t) entsteht, definiert durch:
L(t) = [(1/2)Jcosγ][-(1/2)a(t)sinγ+(1/2)b(t)cosγ]
=-(1/4)Ja(t)sinγcosγ+(1/4)Jb(t)cos²γ (15)
Das gehaltene Ausgangssignal der Größenhalteschaltung 322, HQ(t), wird in den Vervielfacher 348 eingegeben, wo es mit LPI(t) multipliziert wird, um den Ausgang M(t) zu erzeugen:
M(t) = [-(1/2)Jsinγ][(1/2)a(t)cosγ+(1/2)b(t)sinγ]
=-(1/4)Ja(t)cosγsinγ-(1/4)Jb(t)sin²γ (16)
Und das Signal HQ(t) wird in den Vervielfacher 352 eingegeben, wo es mit LPQ(t) multipliziert wird, um den Ausgang N(t) zu erzeugen:
N(t) = [-(1/2)Jsinγ][-(1/2)a(t)sinγ+(1/2)b(t)cosγ]
= (1/4)Ja(t)sin²γ-(1/4)Jb(t)sinγcosγ (17)
Die Ausgänge K(t) und N(t) werden in einen herkömmlichen Paralleladdierer 360 eingegeben, der K(t) + N(t) algebraisch addiert. Die Glieder (sinγ cosγ) heben sich auf, und die quadrierten Glieder ergeben eins. Der Ausgang des Addierers 360 ist daher:
(1/4)Ja(t) = I-Kanaldaten (18)
Die Ausgänge L(t) und M(t) werden in einen herkömmlichen Paralleladdierer 364 eingegeben, der L(t) - M(t) algebraisch addiert. Die Glieder (sinγ cosγ) heben sich auf, und die quadrierten Glieder ergeben eins. Der Ausgang des Addierers 364 Ist daher:
(1/4)Jb(t) = Q-Kanaldaten (19)
Solange die gehaltenen Signale HI(t) und HQ(t) die benötigte Kompensation für die Phasenverschiebung des Funkkanals darstellen, werden I-Kanaldaten und die Q-Kanaldaten wiedergewonnen. In einem TDMA- System, wo die Dauer des gewünschten Zeitkanals gegenüber der Änderungsrate der Funkkanalphase kurz ist, werden die Signale HI(t) und HQ(t) genau die benötigte Kompensation während des Zeitkanalintervalls darstellen. Es sollte klar sein, daß jeder Zeitkanal ein spezifisches HI(t) und HQ(t) erhält, die durch die funkkanalbedingte Phasenänderung in dem zu Beginn jedes Zeitkanals gesendeten Erfassungssignal bestimmt werden.
Wenn außerdem die Biphasen-Erfassungssequenz in einer Phase anders als die von I (oder Q) gesendet wird, kann sie kompensiert werden, solange ihr Phasenwinkel Z bekannt ist. Die Ausgänge von den Korrelatoren 313 und 315 können verzögerte Versionen von LPI(t) bzw. LPQ(t) sein, was eine Zeitdauer zwischen dem Auftreten der Korrelation und der Datenpräsenz an den Vervielfachern zur verfeinerten Berechnung der Kompensationsvektoren CHI(t) und CHQ(t) erlaubt, gegeben durch:
CHI(t) = (1/2)Jcos(γ-z)
CHQ(t) =-(1/2)Jsin(γ-z).
Fig. 5A und 5B zeigen in Form eines Flußdiagramms eine bevorzugte Implementierung der Korrelatoren 313 und 315, der Größenhaltefunktionen 320 und 322, der Entscheidungs- und Zeitsteuerfunktion 318, der Vervielfacher 340, 344, 348 und 352 sowie der Addierer 360 und 364. Eine solche Implementierung wird bei der bevorzugten Ausführung im Steuerprogramm eines anwendungsspezifischen digitalen Signalprozessors verwirklicht. Der Prozeß wird am Ende des TDMA-Zeitkanals initialisiert, wie konventionell durch die Datensignal-Wiedergewinnungsschaltung 117 ermittelt. Die Initialisierung setzt hauptsächlich die Größenhaltefunktionen 320 und 322 auf null zurück und lädt die lokale Kopie der Synchronisationssequenz aT(t) In die Korrelatoren 313 und 315 zurück.
Bei einer Unterbrechung tastet der Prozeß bei Schritt 501 die Ausgänge von A/D 309 und A/D 311 ab. Es ist zu beachten, daß die Analog/Digital-Umsetzung und Abtastung von LPI(t) und LPQ(t) eine Granulierung des zeitvariierenden Signals einbringt, die durch die numerische Genauigkeit der digitalen Darstellung während eines Abtastintervalls begrenzt wird. Wenn die Signale in einem digitalen Signalprozessor (oder einem allgemeinen Prozessor) verarbeitet werden, ist es üblich, das Zeitbereichssignal als eine i-te Abtastung des Signals darzustellen, wo der Abtastwert eine einzelne Genauigkeit hat. Bei der bevorzugten Ausführung wird jeder Abtastwert durch ein 8-Bit Byte dargestellt und:
LPI(t) LPI(i) LPQ(t) LPQ(i)
CI(t) CI(i) CQ(t) C(i)
HI(t) HI(i) HQ(t) H(i)
K(t) K(i) L(t) L(i)
M(t) M(i) N(t) N(i)
aT(t) Ref(i).
Jeder Abtastwert LPI(i) und LPQ(i) wird In 8-Bit Bytes in den in Fig. 6 gezeigten Registern gespeichert. Wenn eine neue Abtastung vorliegt, wird die älteste Abtastung aus den Registern herausgeschoben und ist verloren. In Fig. 5A und 5B werden bei 503 die ältesten Abtastungen herausgeschoben, bei 505 wird jede andere Abtastung um ein Byte verschoben, und bei 507 werden die neueste Abtastung von LPI(i) und LPQ(i) hineingeschoben. Dies ist eine wirksame Veränderung in T. Die Korrelatorausgänge CI(i) und CQ(i) werden bei 511 bevor die Korrelationsberechnungen vorgenommen werden auf null gesetzt. (Die in einem digitalen Signalprozessor vorgenommenen Berechnungen sind gleichwertig mit denen, die in einem einzelnen Korrelator, wie dem IMS A100 Cascadable Signal Prozessor, vorgenommen werden). Jede Korrelationsberechnung erfolgt durch Multiplizieren des Inhalts des j-ten Registers mit dem Inhalt des entsprechenden j-ten Referenzregisters und Summieren der Produkte von j=1 bis j=P. Wie vorher beschrieben, erscheint der Spitzenausgang von CI(i) und CQ(i) bei Korrelation.
Der Größenhaltungsprozeß wird durch Vergleichen der Größe von CI(i) mit der gehaltenen Größe Hz(i), bei 513, und Gleichsetzen von HI(i) mit dem aktuellen i-ten Wert von CI(i) (Größe und Vorzeichen), bei 515, wenn die Prüfung von Schritt 513 positiv ist, realisiert. Ein ähnlicher Test ermittelt bei 517, ob die Größe von CG(i) die Größe von HQ(i) übersteigt, und bei 519 wird Ho(i) dem aktuellen i-ten Wert von CQ(i) gleichgesetzt, wenn CQ(i) größer als HQ(i) ist.
Die I-Daten und Q-Daten werden ohne den Phasenfehler y von den algebraischen Berechnungen von Schritt 521 (für I-Daten) und Schritt 523 (für Q-Daten) wiedergewonnen. Der Prozeß erwartet dann die nächste Unterbrechung.
Zusammenfassend ist somit die Einrichtung zum Erlangen einer schnellen Phasenreferenz für QPSK- und andere mehrphasig modulierte Signale in einem Funksystem dargelegt und beschrieben worden. Eine Erfassungssequenz wird auf einer Phase des Mehrphasensignals gesendet und von einem Empfänger empfangen, nachdem sie der durch den Funkkanal eingebrachten, unerwünschten zufälligen Phasenveränderung ausgesetzt war. In dem Empfänger wird das empfangene Signal in Quadratursignale (oder N-Phasensignale mit geeigneten Phasenwinkeln) zerlegt und an Synchronisations-Korrelatoren angelegt, die Ausgangssignale erzeugen, die sich auf die beste Korrelation zwischen den Quadratur-Eingangssignalen und einer vorbestimmten Replik der Synchronisationssequenz beziehen. Die Ausgangssignale werden für die Dauer eines TDMA-Zeitkanals gehalten und mit dem empfangenen Signal und seiner Quadratur multipliziert, um die korrigierten I- und Q-Kanaldaten zu erhalten. Indem eine einzelne Ausführung der Erfindung dargelegt und beschrieben worden ist, versteht sich daher, daß die Erfindung nicht darauf beschränkt ist, da von den Fachleuten in der Technik Modifikationen vorgenommen werden können. Es ist daher beabsichtigt, die vorliegende Erfindung und alle Modifikationen durch die Ansprüche der vorliegenden Erfindung abzudecken.

Claims

1. Digitaler Funkempfänger, der ein mehrphasenmoduliertes Zeitmultiplexdatensignal demoduliert, wobei ein erster Teil des mehrphasenmodulierten Datensignals für ein vorbestimmtes Synchronisationssignal reserviert ist und ein zweiter Teil des mehrphasenmodulierten Datensignals für eine Nachricht reserviert ist, wobei der Empfänger gekennzeichnet ist durch:

eine Einrichtung, die einen Referenzsignalerzeuger (105) mit festen Quadraturphasen während der Demodulation des Datensignals umfaßt, um das mehrphasenmodulierte Datensignal in ein erstes und zweites Zwischendatensignal zu zerlegen, wobei jedes Zwischendatensignal einen vorbestimmten Synchronisationssignalteil und einen Nachrichtenteil umfaßt;

eine Einrichtung (115), um ein vorbestimmtes Synchronisationssignal aus dem ersten und zweiten Zwischendatensignal zu ermitteln, und

eine Einrichtung, ansprechend auf die Ermittlungseinrichtung, um eine Phasendifferenz zwischen einem Ausgang des Referenzsignalerzeugers und dem mehrphasenmodulierten Datensignal zu berechnen und die berechnete Phasendifferenz von dem ersten und zweiten Zwischendatensignal-Nachrichtenteil zu entfernen (115).

2. Digitaler Funkempfänger nach Anspruch 1, bei dem die Ermittlungseinrichtung weiter gekennzeichnet ist durch:

eine erste Einrichtung zum Korrelieren (313) des vorbestimmten Synchronisationssignals von dem ersten Zwischendatensignal mit einem lokalen vorbestimmten Synchronisationssignal und zum Erzeugen eines ersten Korrelationsausgangssignals;

eine zweite Einrichtung zum Korrelieren (315) des vorbestimmten Synchronisationssignals von dem zweiten Zwischendatensignal mit dem lokalen vorbestimmten Synchronisationssignal und zum Erzeugen eines zweiten Korrelationsausgangssignals, und

eine Einrichtung zum Halten (320) des Spitzengrößenwertes mit Vorzeichen des ersten Korrelationsausgangssignals und Erzeugen eines ersten gehaltenen Größensignals und Halten (322) des Spitzengrößenwertes mit Vorzeichen des zweiten Korrelationsausgangssignals und Erzeugen eines zweiten gehaltenen Größensignals.

3. Digitaler Funkempfänger nach Anspruch 2, bei dem die Einrichtung zum Berechnen einer Phasendifferenz und Entfernen der berechneten Phasendifferenz weiter gekennzeichnet ist durch:

eine erste Einrichtung (340) zum Multiplizieren des ersten gehaltenen Größensignals mit dem ersten Zwischendatensignal;

eine zweite Einrichtung (352) zum Multiplizieren des zweiten gehaltenen Größensignals mit dem zweiten Zwischendatensignal;

eine Einrichtung zum Summieren (360) eines Ausgangs von der ersten multiplizierenden Einrichtung mit einem Ausgang von der zweiten multiplizierenden Einrichtung;

eine dritte Einrichtung (344) zum Multiplizieren des ersten gehaltenen Größensignals mit dem zweiten Zwischendatensignal;

eine vierte Einrichtung (348) zum Multiplizieren des zweiten gehaltenen Größensignals mit dem ersten Zwischendatensignal, und

eine Einrichtung zum Summieren (364) der Differenz eines Ausgangs von der dritten Einrichtung zum Multiplizieren und eines Ausgangs von der vierten Einrichtung zum Multiplizieren.

4. Demodulator in einem digitalen Funkempfänger, der einen TDMA-quadraturphasenumtast-(QPSK)-modulierten Datensignalzeitkanal empfängt, wobei ein erster Teil des QPSK-modulierten Datensignalzeitkanals für ein vorbestimmtes Synchronisationssignal reserviert ist und ein zweiter Teil des QPSK-modulierten Datensignalzeitkanals für eine Nachricht reserviert ist, wobei der Empfänger gekennzeichnet ist durch:

einen Referenzsignalerzeuger mit fester Quadraturphase, um den QPSK- modulierten Datensignalzeitkanal in ein erstes und zweites Quadratur- Zwischendatensignal zu zerlegen, wobei jedes Zwischendatensignal einen vorbestimmten Synchronisationssignalteil und einen Nachrichtenteil umfaßt, wobei der Demodulator umfaßt:

eine erste Einrichtung zum Korrelieren (313) eines vorbestimmten Synchronisationssignals von dem ersten Zwischendatensignal mit einem lokalen vorbestimmten Synchronisationssignal und zum Erzeugen eines ersten Korrelationsausgangssignals;

eine zweite Einrichtung zum Korrelieren (315) eines vorbestimmten Synchronisationssignals von dem zweiten Zwischendatensignal mit dem lokalen vorbestimmten Synchronisationssignal und zum Erzeugen eines zweiten Korrelationsausgangssignals;

eine Einrichtung zum Halten (320) des Spitzengrößenwertes des ersten Korrelationsausgangssignals für die Dauer eines TDMA-Zeitkanals und Erzeugen eines ersten gehaltenen Größensignals;

eine Einrichtung zum Halten (322) des Spitzengrößenwertes des zweiten Korrelationsausgangssignals für die Dauer eines TDMA-Zeitkanals und Erzeugen eines zweiten gehaltenen Größensignals.

5. Demodulator nach Anspruch 4, weiter gekennzeichnet durch:

6. Verfahren zur Demodulation in einem digitalen Funkempfänger, der ein mehrphasenmoduliertes Zeitmultiplexdatensignal empfängt, wobei ein erster Teil des mehrphasenmodulierten Datensignals für ein vorbestimmtes Synchronisationssignal reserviert ist und ein zweiter Teil des mehrphasenmodulierten Datensignals für eine Nachricht reserviert ist, wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch die Schritte:

Zerlegen des mehrphasenmodulierten Datensignals in ein erstes und zweites Zwischendatensignal mit einem Referenzsignal (105) mit festen Quadraturphasen während der Demodulation des Datensignals, wobei jedes Zwischendatensignal einen vorbestimmten Synchronisationssignalteil und einen Nachrichtenteil umfaßt;

Ermitteln (115) eines vorbestimmten Synchronisationssignals aus dem ersten und zweiten Zwischendatensignal;

Berechnen, als Reaktion auf die Ermittlung des vorbestimmten Synchronisationssignals, einer Phasendifferenz zwischen dem Referenzsignal und dem mehrphasenmodulierten Datensignal, und

Entfernen (115) der berechneten Phasendifferenz von dem ersten und zweiten Zwischendatensignal-Nachrichtenteil.

7. Verfahren gemäß dem Verfahren von Anspruch 6, bei dem der Ermittlungsschritt weiter gekennzeichnet ist durch die Schritte:

Korrelieren (313) des vorbestimmten Synchronisationssignals von dem ersten Zwischendatensignal mit einem lokalen vorbestimmten Synchronisationssignal und Erzeugen eines ersten Korrelationsausgangssignals;

Korrelieren (315) des vorbestimmten Synchronisationssignals von dem zweiten Zwischendatensignal mit dem lokalen vorbestimmten Synchronisationssignal und Erzeugen eines zweiten Korrelationsausgangssignals, und

Halten (320) des Spitzengrößenwertes des ersten Korrelationsausgangssignals und Erzeugen eines ersten gehaltenen Größensignals und Halten (322) des Spitzengrößenwertes des zweiten Korrelationsausgangssignals und Erzeugen eines zweiten gehaltenen Größensignals.

8. Verfahren gemäß dem Verfahren von Anspruch 7, bei dem die Schritte zum Berechnen einer Phasendifferenz und zum Entfernen der berechneten Phasendifferenz weiter gekennzeichnet sind durch die Schritte:

Multiplizieren (340) des ersten gehaltenen Größensignals mit dem ersten Zwischendatensignal;

Multiplizieren (352) des zweiten gehaltenen Größensignals mit dem zweiten Zwischendatensignal;

Summieren (360) des Produkts des ersten gehaltenen Größensignals und des ersten Zwischendatensignals mit dem Produkt des zweiten gehaltenen Größensignals und des zweiten Zwischendatensignals;

Multiplizieren (344) des ersten gehaltenen Größensignals mit dem zweiten Zwischendatensignal;

Multiplizieren (348) des zweiten gehaltenen Größensignals mit dem ersten Zwischendatensignal, und

Summieren (364) der Differenz des Produkts des ersten gehaltenen Größensignals und des zweiten Zwischendatensignals mit dem Produkt des zweiten gehaltenen Größensignals und des ersten Zwischendatensignals.

9. Verfahren zur Demodulation nach Anspruch 7, in einem digitalen Funkempfänger, der einen TDMA-quadraturphasenumtast-(QPSK)-modulierten Datensignalzeitkanal empfängt, wobei ein erster Teil des QPSK-modulierten Datensignalzeitkanals für ein vorbestimmtes Synchronisationssignal reserviert ist und ein zweiter Teil des QPSK-modulierten Datensignalzeitkanals für eine Nachricht reserviert ist, wobei der Empfänger ein Referenzsignal besitzt, um den QPSK-modulierten Datensignalzeitkanal in ein erstes und zweites Quadratur-Zwischendatensignal zu zerlegen, wobei jedes Zwischendatensignal einen vorbestimmten Synchronisationssignalteil und einen Nachrichtenteil umfaßt, wobei das Verfahren zur Demodulation gekennzeichnet ist durch die Schritte:

Halten des Spitzengrößenwertes des ersten Korrelationsausgangssignals für die Dauer eines TDMA-Zeitkanals und Erzeugen eines ersten gehaltenen Größensignals;

Halten des Spitzengrößenwertes des zweiten Korrelationsausgangssignals für die Dauer eines TDMA-Zeitkanals und Erzeugen eines zweiten gehaltenen Größensignals.