DE68924739T2 - Takt- und Trägerrückgewinnung für TDMA ohne Präambelfolge. - Google Patents

Takt- und Trägerrückgewinnung für TDMA ohne Präambelfolge.

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Description

  • Die Erfindung betrifft Mobilfunksysteme und insbesondere Systeme des Typs mit Zeitaufteilungs-Vielfachzugriff (TDMA = time division multiple access).
  • In Mobilfunksystemen des TDMA-Typs teilen sich mehrere Benutzer einen Träger. Jedem Benutzer ist ein separates Zeitfenster auf diesem Träger Zugewiesen, und jeder überträgt und empfängt kurze Bursts von Datenpaketen, die durch eine Schutzzeit getrennt sind. Ein typischer TDMA-Burst beginnt mit einer Präambel. Die Präambel besteht aus Bit-Takt- und Träger-Rückgewinnungsinformation, Equalizer-Initialisierungsdaten, FEC (forward error correction = Vorwärts-Fehlerkorrektur), Decoder-Synchronisation und erforderlichenfalls weiterem Vorspann. Darauf folgt typischerweise ein Startflag, ein Kontrollfeld, ein Datenfeld, ein CRC (cyclic redundancy check = zyklische Redundanzüberprufung) und ein Endflag. Die Anzahl von Benutzern auf einem Träger ist auf die Anzahl von Fenster begrenzt die dem speziellen Träger zugewiesen sind. Das Problem bei der Verwendung von Takt- und Träger-Trainingssequenzen (Präambeln oder Midambeln) besteht darin, daß sie den Vorspann des Bitrahmens vergrößern und die Übertragungseffizienz verringern.
  • Es besteht Bedarf an einer Minimierung des Bit-Vorspanns des Rahmens unter Beibehaltung eines verläßlichen Datensignals für die fehlerfreie Übertragung.
  • EP-A-0 222 593 beschreibt ein Verfahren zum Erkennen der Taktrate und zur Rückgewinnung des Trägers, das u.a. auf ein QAM-Signal anwendbar ist. Bei diesem Verfahren wird das eingegebene Analogsignal in ein digitales Signal mit freilaufender Taktrate umgewandelt, und die digitalen Daten werden einer Takt-Rückgewinnungsschaltung zum Abschätzen des Taktraten- Phasenfehlers zugeführt. Der Taktraten-Phasenfehler wird über eine bestimmte Anzahl von digitalen Datenworten gemittelt. Gleichzeitig werden die digitalen Daten einem digitalen Interpolationsfilter zugeführt, das ein Schieberegister sowie jeder Stufe des Schieberegisters zugeordnete Multiplizierer zum Falten der durch das Schieberegister durchgetakteten Daten mit einer vorgegebenen Funktion aufweist, so daß die Charakteristik eines Nyquist-Filters erhalten wird. Die diese Funktion definierenden Koeffizienten werden in Übereinstimmung mit dem abgeschätzten Taktraten-Phasenfehler modifiziert, so daß der Taktraten-Phasenfehler korrigiert wird. Die taktphasenkorrigierten Daten werden dann einer Trägerphasen-Abschätzungsschaltung und einer Phasenkorrekturschaltung zugeführt. In der Phasenabschätzungsschaltung wird der Trägerphasenfehler durch Mittelwertbildung über mehrere Datenwörter abgeschätzt und dann vorwärts zu der Phasenkorrekturschaltung weitergeleitet, um eine Phasenkorrektur durchzuführen.
  • Wenn dieses bekannte Verfahren auf ein TDMA-Signal angewandt würde, so würden die Mittelungsprozesse in der Taktrückgewinnungsschaltung und der Phasenabschätzungsschaltung immer noch Takt- und Träger-Trainingspräambeln in jedem TDMA-Burst erfordern.
  • Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, den Rahmen-Vorspann zu minimieren, der auf Takt- und Träger-Trainingssequenzen (Präambeln oder Midambeln) entfällt. Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, den Signalverarbeitungsaufwand zu minimieren, indem die Integrität und Verläßlichkeit des Signals erhalten wird.
  • Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch das in Anspruch 1 angegebene Verfahren und durch die in Anspruch 9 angegebene Schaltung gelöst.
  • Wahlfreie Merkmale der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
    • Zeichnungslegende
  • Spezielle Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der beigefügten Zeichnungen verständlich, in denen zeigen:
  • Fig. 1a eine Darstellung eines typischen TDMA-Rahmens;
  • Fig. 1b eine Darstellung eines TDMA-Rahmens, wie er in der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann;
  • Fig. 2 ein Blockdiagramm eines typischen TDMA-Mobilfunksystems;
  • Fig. 3a ein Blockdiagramm einer ersten Stufe einer Baseband-Verarbeitungsschaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • Fig. 3b ein Blockdiagramm des zweiten Abschnitts der Baseband-Verarbeitungsschaltung nach Figur 3a;
  • Fig. 4 ein Blockdiagramm des Taktphasen-Abschätzers nach Figur 3b; und
  • Fig. 5 ein Blockdiagramm des Trägerphasen-Abschätzers nach Figur 3b.
    • Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
  • In Figur 1 haben wir eine Darstellung eines typischen TDMA-Rahmens gezeigt und insgesamt mit dem Bezugszeichen 10 bezeichnet. Der TDMA-Träger ist in eine Serie aufeinanderfolgender Rahmen 11 und Fenster 12 aufgeteilt. Wie gezeigt ist, besteht jeder Rahmen aus n Fenstern. Jedem Benutzer auf dem Träger sind ein oder mehrere Fenster zugewiesen. Die Übertragung beginnt am Anfang des Fensters und ist vor dem Ende dieses Fensters abgeschlossen. Die Größe und Anzahl hängt natürlich von der Anwendung ab.
  • Ein typischer TDMA-Burst ist von einem benachbarten Burst durch eine Schutzzeit 13 getrennt und beginnt mit einer Präambel 14. Die Präambel besteht aus Bit-Takt- und Träger-Rückgewinnungsinformation, Equalizer-Initialisierungsdaten, FEC (forward error correction = Vorwärts-Fehlerkorrektur), Decoder-Synchronisation und erforderlichenfalls weiterem Vorspann. Hierauf folgen ein Startflag 15, ein Adressenfeld 16, ein Kontrollfeld 17, ein Benutzerdatenfeld 18, ein CRC (cyclic redundancy check = zyklische Redundanzüberprüfung) 19 und ein Endflag 20.
  • In Figur 1b haben wir einen TDMA-Rahmen gezeigt wie er für die Verwendung in der vorliegenden Erfindung vorgeschlagen wird. In dieser Darstellung ist der Vorspann, der sich auf die Takt- und Träger-Trainingspräambeln bezieht, entfernt worden. Nur die Schutzzeit 21 trennt die einzelnen Bursts. Jeder Burst hätte in ähnlicher Weise ein Startflag 22 zu Synchronisationszwecken und könnte aus einem Barker-Code, einem Adressenfeld 23, einem Kontrollfeld 24, einem Benutzerdatenfeld 25, einer CRC 26 und einem Endflag 27 bestehen. Ein Signal mit dieser Darstellung kann zurückgewonnen und demoduliert werden, wie nachfolgend beschrieben wird.
  • Figur 2 ist ein Blockdiagramm eines typischen Empfängers, der in Mobilfunksystemen verwendet wird, und der einen Eingangs/Ausgangs-Abschnitt (Front-End) und eine Baseband-Verarbeitungsschaltung umfassen würde. Das Front-End ist allgemein mit dem Bezugszeichen 30 und die Baseband-Verarbeitungsschaltung mit dem Bezugszeichen 31 bezeichnet. Das Front-End 30 besteht im wesentlichen aus einer Empfangs- und Sendeantenne 32, die an einen Duplexer oder Sende/Empfangs-Schalter 33 angeschlossen ist. Das empfangene Signal tritt zunächst in einen Bandpaßfilter 34 ein, um eine gewisse zusätzliche Sender-Bildzurückweisung in dem Empfänger zu erreichen. Das gefilterte Signal wird dann durch einen typischen rauscharmen Verstärker 35 weitergeleitet, bevor es durch einen Mischer 36 auf ein IF (Zwischenfequenzsignal) hinteruntertransformiert wird. In der IF-Verarbeitungsstufe 37 wird das Signal gefiltert, um einige unerwünschte, außerhalb des Bandes liegende Signale zu entfernen, und es wird verstärkt, bevor es durch einen Quadraturmischer (Quad-Mixer) 38 auf das Basisband (Baseband) heruntertransformiert wird. An diesem Punkt werden zwei Baseband-Quadraturkomponenten zurückgewonnen, nämlich das I-Phasensignal und das Q-Phasensignal, die in der Schaltung 31 verarbeitet werden.
  • Im Sendeteil werden die I- und Q-Signale zunächst gefiltert, um außerhalb des Bandes liegende Frequenzen zu entfernen (nicht gezeigt), bevor sie durch den Modulator 39 hochtransformiert werden. Der Mischer 36 und der Modulator 39 sind durch Synthetisierer 40 und 41 auf dieselbe Bezugsfrequenz frequenzverriegelt. Diese Synthetisierer können aus einem dielektrischen Resonator VCO als RF-Signalquelle bestehen, der durch einen Synthetisierer-IC in einer phasengekoppelten Schleife gesteuert wird. Der Q-Kanal wird mit dem 90º-Phasen-RF-Träger gemischt, während der 1-Kanal mit dem RF-Träger in Phase gemischt wird. Die Ausgangssignale des RF-Mischers werden kombiniert, und die erhaltene Wellenform wird dem Leistungsverstärker 42 zugeführt. Ein PIN-Dioden-Dämpfer (nicht gezeigt) kann dazu verwendet werden, den Sendeleistungspegel im Leistungsverstärker 42 zu steuern. Das Ausgangssignal des Leistungsverstärkers wird dem Duplexer oder Sende/Empfangs-Schalter 33 zugeführt, der dazu dient, die Sende- und Empfangssignale an der Antennenklemme zu kombinieren.
  • In Figur 3a haben wir die erste Stufe der in Figur 2 gezeigten Baseband-Verarbeitungsschaltung gezeigt. Die beiden Quadratursignale, nämlich I und Q, die von dem Quadraturmischer 38 in Figur 2 zurückgewonnen wurden, können dann verstärkt werden, bevor sie durch Filter 43 bzw. 44 einer Tiefpaßfilterung unterzogen werden, um Hochfrequenzen zu entfernen, die eine verfälschende Verzerrung verursachen können. Die betreffenden Signale werden dann durch A/D-Wandler 45 und 46 digital aufgenommen. Die digitalen Baseband-Signale 47 und 48 werden dann durch Kanalfilter 49 bzw. 50 digital gefiltert, um die geforderte Kanaltrennung zu erreichen und Energie außerhalb des Bandes sowie Zeicheninterferenz zu entfernen. Ein konstanter Signalpegel wird mit Hilfe automatischer Verstärkungssteuerschaltungen 51 und 52 aufrechterhalten. Ein adaptiver Steigungs-Equalizer 53 kann dazu verwendet werden, ein relativ konstantes Frequenz/Leistungs-Ansprechverhalten über die Bandbreite des Kanals zu erhalten, um die Leistungsfähigkeit zu verbessern.
  • In Figur 3b haben wir die zweite Stufe der Baseband-Verarbeitungsschaltung aus Figur 2 gezeigt. Die zweite Stufe sorgt für die Takt- und Trägerrückgewinnung des Rahmens. Wie erwähnt wurde, ist kein Vorspann für Takt- und Träger-Trainingspräambeln vorgesehen. Stattdessen werden die Baseband- Quadratursignalkomponenten als aufgenommene Daten in Verzögerungspuffern gespeichert, während die Takt- und Trägerphase abgeschätzt werden. Es ergeben sich Vorteile, wenn das gesamte Fenster gespeichert wird. Ein für n Fenster pro Rahmen ausgelegter Empfänger hat ein Zeitintervall gleich der Rahmendauer dividiert durch n für die Verarbeitung jedes Fensters. Hierdurch kann es der Signalverarbeitungsschaltung ermöglicht werden, mit einer kleineren Taktrate zu arbeiten, was vorteilhaft sein kann. Außerdem kann die Verarbeitung nichtkausal sein. Mittelwertbildung kann vorwärts und rückwärts erfolgen.
  • Diese Stufe umfaßt einen ersten Verzögerungspuffer 54 zum Speichern der digitalisierten Empfangsdaten, einen Taktphasen-Abschätzer 55, der einen Schätzwert für den Taktphasenfehler an eine Dateninterpolationsschaltung 56 liefert. Ein Verzögerungspuffer 57 schafft zusätzliche Zeit für die Verarbeitung der takt-zurückgewonnenen Daten am Trägerphasen-Verstärkungs- Abschätzer 58, der einen Schätzwert für den Trägerphasen/Verstärkungs- Fehler an eine Korrekturschaltung 59 liefert, deren Ausgang mit einer Entscheidungsschaltung 60 verbunden ist.
  • In Figur 4 haben wir ein Blockdiagramm einer Ausführung des Taktphasenfehler-Abschätzers aus Figur 3b gezeigt. In dieser Ausführungsform wird der Takt mit Hilfe einer Costas-Schleife zurückgewonnen, die auf die gefilterten Baseband-Signale auf einer oder beiden Achsen angewandt wird. Dieser Takt hat eine harmonische Beziehung zur Baudrate fs/n, wobei fs die Baudrate und n größer oder gleich 1 ist. Schaltungen 62 und 63 dienen zur Verarbeitung der aufgenommenen I- und Q-Basebandsignale mit dem Bezugstaktsignal 64 über Halbierungsschaltungen 65 und 66. Die Real- und Imaginärkomponenten x bzw. y für jede Achse werden mit Hilfe von Tiefpaßfiltern 67, 68 bzw. 69, 70 gefiltert. Die Ergebnisse werden mit Hilfe von Quadrierschaltungen 71 und 72 quadriert, um die 180º-Phasenvieldeutigkeit zu beseitigen. Die resultierenden Real- und Imaginärsignale von jeder Achse werden dann zur Verbesserung der Genauigkeit bei 73 und 74 summiert und dann bei 75 über den Burst gemittelt und an der kartesisch/polar-Umwandlungsschaltung 76 weiterverarbeitet, um den geschätzten Taktphasenfehler zu ergeben. Eine Ausführungsform der Schaltung 70 ist eine in einem ROM implementierte Nachschlagtabellenschaltung, in der das Eingangssignal Adresseninformation und das Ausgangssignal ein Satz von Koeffizienten für einen Finit-Impuls-Filter ist. Diese Koeffizienten werden in der Schaltung 56, der Dateninterpolationsschaltung. in einem FIR-Filter (finite impulse response) zur Rückgewinnung einer Sequenz von I- und Q-Aufnahmedaten mit der korrekten Taktphase verwendet. Das Rahmenstart-Bezugssignal wird hier zum Initiieren des Taktrückgewinnungsprozesses verwendet. Der abgeschätzte Taktphasenfehler wird in Verbindung mit der in Figur 3b gezeigten Taktinterpolationsschaltung 56 dazu verwendet, die korrekt getakteten Daten aus den im Verzögerungspuffer 54 gespeicherten Aufnahmedaten zu interpolieren. Die Ergebnisse sind T/n-beabstandete Aufnahmedaten für die I- und Q-Achsen, wobei n größer oder gleich 1 ist. Diese Aufnahmedaten werden einer Entscheidungsschaltung 60 zugeführt, deren Ausgangssignal die demodulierten Daten sind. Die demodulierten Daten werden auch in die Rahmenerkennungsschaltung 61 eingegeben, die ein Rahmenstart-Bezugssignal für den gesamten Prozeß liefert. Die Entscheidungsschaltung könnte ein einfacher Schwellenwertdetektor auf den I- und Q-Achsen oder ein adaptiver Equalizer (Entscheidungs- Rückkopplung, Viterbi, etc.) sein. Für den Fachmann ist verstandlich, daß die Eingangs- und Ausgangs-Übertragungsraten der Taktrückgewinnungsschaltung nicht notwendigerweise identisch sein müssen.
  • Figur 5 ist ein Blockdiagramm einer Implementierung des Trägerphasen und -stärkenabschätzers aus Figur 3b. Die Trägermessung umfaßt das Erheben der I- und Q-Baseband-Aufnahmedaten in die m-te Potenz für m-PSK-Modulation in der Schaltung 77, um der Vier-Quadranten-Trägerphasenvieldeutigkeit Rechnung zu tragen. Die Signale können dann in der Schaltung 78 umgewandelt werden, um eine Polarkoordinate zu bilden, bevor sie in der Schaltung 79 gemittelt werden, die einen Schätzwert 80 für die Trägerphase und einen Schätzwert 81 für die Stärke (Magnitude) des Trägers liefert. Diese werden der Schaltung 59 in Figur 3b zugeführt, um Symbole wieder zu ihren richtigen Positionen zurückzubringen. Für den Fachmann ist verständlich, daß eine Stärkekorrektur nicht erforderlich wäre, wenn in diesem Fall eine AGC-Schaltung verwendet würde.

Claims (10)

1. Verfahren zum Erkennen der Taktrate und Rückgewinnen des Trägers in einem TDMA-Signal in Abwesenheit von Takt- und Träger-Trainingspräambeln, mit den Schritten:
a) Speichern von digital aufgenommenen Baseband-Quadraturkomponenten (I, Q) des TDMA-Signals für eine vorgegebene Zeit,
b) Abschätzen des Taktraten-Phasenfehlers der Baseband-Quadraturkomponenten,
c) Korrigieren der Taktphase der Baseband-Komponenten anhand des abgeschätzen Taktphasenfehlers durch Interpolation über die digital aufgenommenen Baseband-Quadraturkomponenten,
d) Abschätzen des Träger-Phasenfehlers der taktphasenkorrigierten Baseband-Quadraturkomponenten,
e) Korrigieren der Trägerphase der taktphasenkorrigierten Baseband-Quadraturkomponenten entsprechend dem abgeschätzen Phasenfehler und
f) Weiterleiten der korrigierten Takt- und Trägersignale an eine Entscheidungsschaltung 60 zur Erzeugung demodulierter Daten und einer Rahmenerkennungsschaltung 61 zur Erzeugung eines Rahmenstart-Bezugssignals.
2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Takt-Phasenfehler abgeschätzt wird durch Anwenden einer Costas-Schleife auf die Baseband-Komponenten zur Rückgewinnung der korrekten Taktinformation, mit:
Filtern der Real- und Imaginärteile jeder Baseband-Komponente,
Quadrieren der Real- und Imaginärteile zur Beseitigung der Phasenvieldeutigkeit, Summieren der resultierenden Real- und Imaginärteile von jeder Baseband-Komponente und
Mittelwertbildung zur Erzeugung des Schätzwertes für den Takt-Phasenfehler.
3. Verfahren nach Anspruch 2, bei dem der Taktphasen-Schätzwert dazu verwendet wird, über die gespeicherten Aufnahmedaten zu interpolieren, um die taktphasenkorrigierten Quadraturkomponenten zu erzeugen.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem die Trägerphase abgeschätzt wird durch Anwenden einer komplexen Multiplikation zur vierten Potenz auf die taktphasenkorrigierten Baseband-Quadraturkomponenten und
das resultierende Signal über einen Takt-Burst gemittelt wird, um den Schätzwert für die Trägerphase zu liefern.
5. Verfahren nach Anspruch 4, bei dem die Trägerphase zurückgewonnen wird durch Verwendung des Trägerphasen-Schätzwertes zum Zurückstellen der Aufnahmedaten auf die wahre I- und Q-Position.
6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, mit den weiteren Schritten:
g) Abschätzen des Magnitudenfehlers der taktphasenkorrigierten Baseband- Quadraturkomponenten und
h) Korrigieren der Träger-Magnitude der taktphasenkorrigierten Baseband- Quadraturkomponenten anhand des geschätzten Magnitudenfehlers.
7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem Magnitudenfehler abgeschätzt wird durch Anwenden einer komplexen Multiplikation zur vierten Potenz auf die taktphasenkorrigierten Baseband-Quadraturkomponenten und
das resultierte Signal über einen Takt-Burst gemittelt wird, um den Magnituden-Schätzwert zu bilden.
8. Verfahren nach Anspruch 7, bei dem die Träger-Magnitude zurückgewonnen wird durch Verwendung des Magnituden-Schätzwertes zum Zurückstellen der Aufnahmedaten auf die wahre I- und Q-Position.
9. Schaltung zum Erkennen der Taktrate und Zurückgewinnen des Trägers in einem TDMA-Signal in Abwesenheit von Takt- und Träger-Trainingspräambeln, nach dem Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, mit
- einem ersten Verzögerungspuffer (54) zum Speichern digital aufgenommener Baseband-Quadraturkomponenten (I, Q) des TDMA-Signals für eine vorgegebene Zeit,
- einer ersten Abschätzschaltung (55) zum Empfang der Baseband-Quadraturkomponenten zum Abschätzen des Taktraten-Phasenfehlers der Baseband- Quadraturkomponenten,
- einer Dateninterpolationseinrichtung (56) zum Korrigieren der Taktphase der Baseband-Quadraturkomponenten anhand des abgeschätzten Taktphasenfehlers durch Interpolation über die digital aufgenommenen Baseband- Quadraturkomponenten,
- einem zweiten Verzögerungspuffer (57) zum Speichern der von der Dateninterpolationseinrichtung erhaltenen taktphasenkorrigierten Baseband- Quadraturkomponenten,
- einer zweiten Abschätzschaltung (58) zum Abschätzen des Trägerphasenfehlers der gespeicherten taktphasenkorrigierten Baseband-Quadraturkomponenten,
- einer auf das Ausgangssignal der zweiten Abschätzschaltung ansprechenden Korrekturschaltung (59) zur Korrektur der Trägerphase der taktphasenkorrigierten Baseband-Quadraturkomponenten, die in dem zweiten Verzögerungspuffer (57) gespeichert sind, entsprechend dem abgeschätzten Phasenfehler,
- einer Entscheidungsschaltung (60) zum Umwandeln der von der Korrekturschaltung (59) empfangenen Signale in demodulierte Daten und
- einer an die Entscheidungseinrichtung angeschlossenen Rahmen-Erkennungsschaltung (61) zum Liefern eines Rahmenstart-Bezugssignals.
10. Schaltung nach Anspruch 9, bei der die zweite Abschätzschaltung (58) dazu eingerichtet ist, weiterhin den Magnitudenfehler der taktphasenkorrigierten Baseband-Quadraturkomponenten abzuschätzen, und die Korrekturschaltung (59) dazu eingerichtet ist, weiterhin die Magnitude der taktphasenkorrigierten Baseband-Quadraturkomponenten entsprechend dem geschätzten Magnitudenfehler zu korrigieren.
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