DE60000577T2

DE60000577T2 - Nichtlinearer generator zum erzeugen von verzerrungen

Info

Publication number: DE60000577T2
Application number: DE60000577T
Authority: DE
Inventors: Shutong Zhou
Original assignee: General Instrument Corp
Current assignee: Arris Technology Inc
Priority date: 1999-04-01
Filing date: 2000-03-29
Publication date: 2003-05-15
Anticipated expiration: 2020-03-30
Also published as: ES2182796T3; EP1166434A1; DE60000454T2; TW497329B; AU4049300A; US6570430B1; WO2000060735A1; CN1196254C; DE60000454D1; KR20020036940A; CN1359558A; CA2368585A1; EP1166436A1; CA2368422A1; HK1046070A1; CN1345479A; KR20010110476A; ATE224117T1; DE60000577D1; TW488129B

Description

Bereich der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf Kommunikationssysteme, die Verstärkungsvorrichtungen verwenden. Insbesondere betrifft die Erfindung einen nichtlinearen Vorverzerrungs- oder Nachverzerrungsgenerator zum Koppeln in Reihe mit einem Verstärker, einem optischen Empfänger oder Laser, um das durch die Signalverarbeitung erzeugte Signal dritter Ordnung zu minimieren.

Beschreibung verwandter Techniken

Verstärker werden vielfach für vielerlei Arten von Kommunikationsanwendungen verwendet. Obwohl Verstärker vorzugsweise innerhalb ihres linearen Betriebsbereichs gehalten werden, wurde es zunehmend notwendig, den Betrieb auf Hochleistungs- und Hochfrequenzbetriebsregionen auszudehnen. Typischerweise ist die Ausgangsleistung eines Verstärkers durch die Nichtlinearität der aktiven Vorrichtungen, einschließlich Bipolartransistoren und FETs, begrenzt. Diese Nichtlinearitäten resultieren in Verzerrungen, die sich auf das Signal, das verstärkt wird, aufprägen. Das Reduzieren der nichtlinearen Verzerrungen eines Verstärkers resultiert in einer gesteigerten Ausgangsleistung, einem gesteigerten Dynamikbereich des Systems und des Träger-Rausch-Verhältnisses. Entsprechend ist das Minimieren von Verzerrungen und das Erreichen eines linearen Frequenzgangs für einen effizienteren Verstärkerbetrieb entscheidend.
Außerdem können innerhalb eines Kreises verwendete Laser- oder optische Detektoren ebenfalls Verzerrungen einführen. Es ist vorzuziehen, alle diese Arten von Verzerrungen zu minimieren oder eliminieren.
Das Minimieren von Verzerrung ist besonders wichtig, wenn eine Reihe von Verstärkern entlang einem Signalübertragungspfad hintereinandergeschaltet werden, wie zum Beispiel eine Reihe von RF- Verstärkern in einem CATV-Übertragungssystem. Verteilt über ein CATV- Übertragungssystem sind RF-Verstärker angeordnet, die die übertragenen Signale periodisch verstärken, um einer Kabelabschwächung und einer Schwächung, die durch passive CATV-Komponenten, wie zum Beispiel Signalverteiler und Entzerrer, verursacht wird, entgegenzuwirken. Die RF- Verstärker werden auch verwendet, um das gewünschte Träger-Rausch- Verhältnis aufrechtzuerhalten. Aufgrund der Anzahl von RF-Verstärkern, die in einem gegebenen CATV-Übertragungssystem verwendet werden, muss jeder RF-Verstärker eine minimale Verschlechterung des übertragenen Signals bereitstellen.
Viele Verstärker sind einem umfangreichen Bereich von Betriebsumgebungstemperaturen ausgesetzt. Diese Temperaturunterschiede können negative Auswirkungen auf die Betriebseigenschaften bestimmter elektronischer Komponenten innerhalb des Verstärkers haben und dadurch zusätzliche Verzerrungen induzieren. Ein Temperaturbereich von -40ºC bis +85ºC ist für viele Verstärkeranwendungen in einer Kommunikationsumgebung nicht ungewöhnlich. Um eine gleichbleibende Leistung über die Betriebsbandbreite zu gewährleisten und resultierende Verzerrungen zu minimieren, muss ein Verstärker für einen umfangreichen Bereich von Betriebsumgebungstemperaturen konzipiert werden.
Die durch einen Verstärker erzeugten Verzerrungen, denen vorrangig Bedeutung zukommt, sind harmonische Intermodulation und Verzerrungen zweiter (gerader) und dritter (ungerader) Ordnung. Mit den Verstärkerdesigns des Stands der Technik wurde versucht, die Auswirkungen von Verzerrungen gerader Ordnung, wie zum Beispiel Störprodukte zweiter Ordnung(CSO = composite second order)- Verzerrungen, zu verbessern, indem Gegentaktverstärker-Topologien verwendet wurden, da die maximale Annullierung zweiter Ordnung auftritt, wenn ein gleiches Amplituden- und 180º-Phasen-Verhältnis über die gesamte Bandbreite aufrechterhalten wird. Dies wird durch einen gleichen Zugewinn in beiden Gegentakthälften erreicht, indem die Betriebsdaten der aktiven Vorrichtungen auf Gleichheit überprüft werden. Verzerrung ungerader Ordnung ist jedoch nur schwer zu beheben.
Verzerrungseigenschaften ungerader Ordnung eines Verstärkers manifestieren sich als Intermodulation (X-Mod) und zusammengesetzte Dreitakt(CTB = composite triple beat)-Verzerrungen auf dem Signal, das verstärkt wird. X-Mod tritt auf, wenn die übertragenen modulierten Inhalte eines Kanals einen Nachbarkanal oder Nicht-Nachbarkanal stören und ein Teil davon werden. CTB resultiert aus der Kombination dreier Trägerfrequenzen, die in der Nähe eines jeden Trägers vorkommen, da die Träger typischerweise mit gleichem Abstand über die Frequenzbandbreite angeordnet sind. Von den beiden wahrgenommenen Verzerrungen wird CTB problematischer, wenn die Anzahl von Kanälen in einem gegebenen CATV-System erhöht wird. Während sich die X-Mod-Verzerrung ebenfalls verhältnismäßig zur Anzahl der Kanäle erhöht, ist die Möglichkeit von CTB aufgrund der erhöhten Anzahl von erhältlichen Kombinationen aus der Gesamtzahl von übertragenen Kanälen dramatischer. Mit steigender Anzahl von von einem Kommunikationssystem übertragenen Kanälen, oder Kanälen, die sich nahe nebeneinander befinden, wird die Verzerrung ungerader Ordnung zu einem beschränkenden Faktor für Verstärkerleistung.
Es gibt drei grundlegende Wege, durch eine nichtlineare Vorrichtung (NLD = non-linear device) erzeugte Verzerrung zu korrigieren: 1) Reduzieren des Signalleistungspegels; 2) Verwenden einer Vorwärtsregelungstechnik; und 3) Verwenden einer Vorverzerrungs- oder Nachverzerrungstechnik. Das erste Verfahren reduziert den Signalleistungspegel, so dass die NLD in ihrer linearen Region operiert. Im Fall eines RF-Verstärkers resultiert dies jedoch in einem sehr hohen Energieverbrauch für geringe RF-Ausgangsleistung.
Das zweite Verfahren ist die Vorwärtsregelungstechnik. Wird diese Technik verwendet, wird das Eingangssignal des Hauptverstärkungskreises abgetastet und mit dem Ausgangssignal verglichen, um den Unterschied zwischen den Signalen zu bestimmen. Aus diesem Unterschied wird die Verzerrungskomponente abgeleitet. Diese Verzerrungskomponente wird dann durch einen Hilfsverstärkungskreis verstärkt und mit der Ausgabe des Hauptverstärkungskreises kombiniert, so dass sich die beiden Verzerrungskomponenten gegenseitig annullieren. Obwohl dies die Verzerrungscharakteristiken des Verstärkers verbessert, ist der Energieverbrauch des Hilfsverstärkungskreises mit dem Verbrauch des Hauptverstärkungskreises vergleichbar. Diese Schaltungsanordnung ist zudem komplex und äußerst temperaturempfindlich.
Das dritte Verfahren ist die Vorverzerrungs- oder Nachverzerrungstechnik. Abhängig davon, ob das Ausgleichs- Verzerrungssignal vor oder nach der nichtlinearen Vorrichtung erzeugt wird, wird der jeweilige Begriff Vorverzerrung oder Nachverzerrung verwendet. Bei dieser Technik wird ein Verzerrungssignal mit gleicher Amplitude aber entgegengesetzter Phase in Bezug auf die von dem Verstärkerkreis erzeugte Verzerrungskomponente geschätzt und erzeugt. Dies wird verwendet, um die Verzerrung beim Eingang (bei Vorverzerrung) in den Verstärker oder beim Ausgang (bei Nachverzerrung) aus dem Verstärker zu annullieren, wodurch die Betriebsdaten des Verstärkers verbessert werden.
Eines dieser Verzerrungsdesigns, wie in U.S. Patent Nr. 5,703,530 offenbart und in Fig. 1 gezeigt, verlässt sich auf ein traditionelles π- Abschwächungsnetzwerk und eine Laufzeitleitung zur Verstärkungskompensation; sowie ein Diodenpaar, das mit einer Laufzeitleitung zur Verzerrung und Phasenkompensation gekoppelt ist. Dieser Kreis erzeugt eine Verzerrung mit gleicher Amplitude aber entgegengesetzter Phase in Bezug auf die von dem Verstärker eingeführte Verzerrung. Grafische Darstellungen der Verzerrungen, die von dem Verzerrungsgenerator beigetragen werden, und der Verzerrungen, die sich durch den Verstärker manifestieren, sind in Fig. 2 und 3 gezeigt. Wie gezeigt, kompensiert das Verzerrungssignal die von dem Verstärker erzeugten Verzerrungen. Die Verwendung von Laufzeitleitungen auf diese Weise ist hierbei unpraktisch, da Laufzeitleitungen physisch groß sind, schwer anzupassen sind und die Ergebnisse über einen umfangreichen Frequenzbereich widersprüchlich sind. Hinzu kommt, dass sowohl Amplituden- als auch Phaseninformationen für eine korrekte Kompensation erforderlich sind. Das '530 Patent legt auch dar, dass das darin offenbarte System für bestimmte Anwendungen, wie zum Beispiel für Vorverzerrung bei CATV-RF-Verstärkern, aufgrund der äußerst hohen Verluste, die durch den Verzerrungskreis eingebracht werden, nicht ideal ist.
U.S. Patent Nr. 5,523,716 offenbart ein weiteres Beispiel eines Verzerrungskompensationsdesigns; wobei sich dieses Design auf Satellitenkommunikationssysteme bezieht. Aufgrund des betrieblichen Hochleistungsbereichs des in dem '716 Patent offenbarten Satellitensystems betreibt das empfangene RF-Signal das Diodenpaar und es ist daher entsprechend keine Vorspannungsschaltung erforderlich. Aufgrund des äußerst niedrigen Signalpegels für CATV- Anwendungen und aufgrund der viel niedrigeren Betriebsfrequenzen würde ein solches Design in einer CATV-Umgebung nicht effektiv funktionieren.
Ein Reihen-Vorverzerrungsdesign, wie es in U.S. Patent Nr. 5,798,854 offenbart ist, stellt eine Kompensation für NLDs bereit, indem ein vorverzerrtes Signal mit gleicher Amplitude aber entgegengesetzter Phase auf die von der NLD produzierte Verzerrung angewendet wird. Die darin offenbarte Schaltungsanordnung passt jedoch nicht zur NLD. Hinzu kommt, dass das '854 Patent ein Design präsentiert, das typisch für den Stand der Technik ist, indem eine Hochwiderstandsvorspannung für die Dioden verwendet wird. Dies wird die Effizienz der Korrektur reduzieren und die Temperaturauswirkungen auf den Kreis erhöhen.
Entsprechend besteht Bedarf an einem einfachen Verzerrungsgenerator, der der durch eine NLD erzeugten Verzerrung entgegenwirkt. Der Kreis sollte keine zusätzliche Signalverzögerung einführen und sollte über eine umfangreiche Frequenzbandbreite und einen umfangreichen Umgebungstemperaturbereich funktionieren.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung ist ein Reihen-Vorverzerrungs- oder Nachverzerrungsgenerator zum Koppeln in Reihe mit einer NLD, um ein Ausgangssignal mit nützlicher Amplitude, aber niedrigem Störprodukt zweiter Ordnung, niedrigem zusammengesetztem Dreitakt und niedrigen Intermodulationsverzerrungen zu produzieren. Der Verzerrungsgenerator besteht aus einem sofortgesteuerten nichtlinearen Abschwächer, der den nichtlinearen Stromfluss durch ein Paar Dioden nutzt, um die richtige Menge an Signalabschwächung über die gesamte Frequenzbandbreite bereitzustellen. Die Verzerrungsgenerator-Schaltanordnung wird immer mit der NLD abgepasst, wodurch eine Frequenzreaktion gewährleistet wird, die vorhersagbar und vorbestimmt ist. Der Verzerrungsgenerator beinhaltet auch einen Temperaturkompensationskreis, um ein beständiges Funktionieren über einen umfangreichen Temperaturbereich hinweg zu gewährleisten.
Entsprechend ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, einen temperaturkompensierten Verzerrungsgenerator bereitzustellen, der Verzerrungen durch Störprodukte zweiter Ordnung, Intermodulation und zusammengesetzte Dreitakt-Verzerrungen, wie sie durch eine NLD wie zum Beispiel einen RF-Verstärker, eine Laserdiode oder einen Photodetektor manifestiert werden, minimiert.
Andere Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden dem Fachmann bei Durchsicht einer ausführlichen Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform ersichtlich.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein schematisches Diagramm eines Verzerrungsgenerators des Stands der Technik.
Fig. 2 ist eine kombinierte grafische Darstellung der Auswirkung des Verwendens der Ausgaben des in Fig. 1 gezeigten Verzerrungsgenerators des Stands der Technik mit einem RF-Verstärker.
Fig. 3 ist eine kombinierte grafische Darstellung der Auswirkung des Verwendens der Ausgaben des in Fig. 1 gezeigten Verzerrungsgenerators des Stands der Technik mit einem RF-Verstärker.
Fig. 4 ist ein schematisches Diagramm eines π-Abschwächers.
Fig. 5 ist ein Signaldiagramm des nichtlinearen Diodenstroms, der von der Eingangsspannung verursacht wird.
Fig. 6 ist ein schematisches Diagramm der bevorzugten Ausführungsform des Verzerrungsgenerators der vorliegenden Erfindung.
Fig. 7 ist ein schematisches Diagramm des Temperaturkompensationskreises.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die Zeichnungsfiguren beschrieben, in denen gleiche Bezugszahlen durchweg gleiche Elemente darstellen. Obwohl die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung der einfacheren Erklärung halber als mit einem RF-Verstärker gekoppelt beschrieben wird, ist es für den Fachmann offensichtlich, dass solch ein Verzerrungsgenerator auch verwendet werden könnte, um Verzerrung in Lasersendern, optischen Detektoren und anderen elektronischen Komponenten, die über einen umfangreichen Frequenzbereich hinweg funktionieren, zu kompensieren. Diese Beschreibung soll nicht beschränkend, sondern vielmehr erläuternd sein.
Die vorliegende Erfindung wird unter Bezugnahme auf Fig. 4 beschrieben, in der ein π-Abschwächernetzwerk 20 gezeigt wird. Das Netzwerk 20 besteht aus einer ausgewählten Konfiguration von Widerständen Z&sub1;, R&sub1;, R&sub2;, R&sub3;, Z&sub0;, Rp. Die Signalquelle wird bei Signaleingang 30 eingegeben, und die Ausgabe des Abschwächernetzwerkes 20 kann über Ausgang 95 gesehen werden. Z&sub1; ist die Quelle interner Impedanz, die der Systemimpedanz Z&sub0;, die über Ausgang 95 gesehen werden kann, entsprechen sollte. In einer Ausführungsform der Erfindung zur Verwendung mit einem CATV-System, entsprechen die Impedanzwerte Z&sub1; und Z&sub0; 75 Ohm. Drei der Widerstände R&sub1;, R&sub2;, R&sub3; bilden eine π- Abschwächerkonfiguration. Vorzugsweise entsprechen die Werte (Y) der Widerstände R&sub2; und R&sub3; einander und sind im Wesentlichen größer als der Wert (X) des Widerstands R&sub1;. Widerstand Rp ist parallel mit Widerstand R&sub1; verbunden.
Fachmänner erkennen klar, wenn die folgende Voraussetzung erfüllt ist:
X = 2Z&sub0;²Y/(Y² - Y&sub0;²) Gleichung (1)
das Abschwächernetzwerk 20 wird beim Eingang und Ausgang von Gleichstrom auf sehr hohe Frequenzen angepasst. Für ein Beispiel des Abschwächers beträgt, wenn X = 7,5 und Y = 1,5 K, die Leistungsabschwächung A für dieses Abschwächernetzwerk 20:
Unter der Voraussetzung, dass Z&sub0; < < Y (wie es der Fall ist, wenn X = 7,5 und Y = 1,5 K):
A &sim; (2Z&sub0;/(2Z&sub0; + X))² Gleichung (3)
A(dB) = 10 Ig A Gleichung (4)
Wenn X = 7,5 und Y = 1,5 k, A (dB) 0,42 dB. Dies bedeutet, dass das Abschwächernetzwerk 20 sehr geringe Einfügungsdämpfung und einen guten Frequenzverlauf aufweist. Wenn X eine geringe Variation aufgrund der in Fig. 4 gezeigten Parallele Rp aus Gleichung (3) aufweist
Aus Gleichung (6):
Zum Beispiel, wenn Rp = 375 Ohm ist, dann ist:
Gleichung (8) zeigt, dass wenn Rp (375 Ohm) parallel mit R&sub1; (7,5 Ohm) ist, die Abschwächung auf 0,00868 dB reduziert wird. Diese Menge an Abschwächungswechsel wird für nichtlineare Kompensation für einen Verstärker benötigt. Dieses Beispiel zeigt auch, dass, wenn der Wert von Rp > > R&sub1; (d. h., wenn Rp 50 mal größer ist als R&sub1;), das Hinzufügen eines mit R&sub1; parallelen Rp fast keine Auswirkung auf die Impedanzanpassung hat und der Spannungsabfall aufgrund von Rp hauptsächlich durch den Wert von R&sub1; bestimmt wird.
Wird jedoch ein linearer Widerstand Rp in dem Abschwächernetzwerk 20 verwendet, wird kein Verzerrungssignal produziert. Das gezeigte Abschwächernetzwerk 20 ist eine lineare Vorrichtung. Damit ein Verzerrungskreis effektiv funktionieren kann, werden Dioden verwendet, um einen nichtlinearen Widerstand zu erzeugen. Vorzugsweise werden Schottky-Dioden verwendet. Bei geringem Strom ist der Diodenstrom exponential proportional zu der Spannung über der Diode. So können Dioden als ein nichtlinearer Widerstand verwendet werden. Für nichtlineare Anwendungen, kann die Abschwächungsmenge folgendermaßen kalkuliert werden:
Wobei Ip der Stromfluss durch Rp (der nichtlineare Widerstand) ist. I&sub1; ist der Stromfluss durch R&sub1;. Gleichung 9 gibt die Beziehung des Abschwächungswechsels aufgrund des Stromwechsels in Ip an. Diese Gleichung ist über einen breiten Frequenzbereich hinweg akkurat. Die Beziehung zwischen der Delta-Abschwächung und einem Stromwechsel gilt auch dann noch, wenn der Widerstand ein nichtlinearer Widerstand ist. Entsprechend stellt Gleichung 9 eine gute Schätzung bereit, wieviel nichtlinearer Strom zur Vorverzerrung oder Nachverzerrung erforderlich ist.
Mit Bezug auf Fig. 5 verändert sich der Ausgangsstrom, wenn sich die Eingangsspannungssinuswelle von V&sub1; zu V&sub2; zu V&sub3; verändert, jeweils von I&sub1; zu I&sub2; zu I&sub3;. Der verwendete nichtlineare Strom für eine Korrektur dritter Ordnung ist:
I nichtlinear &sim; I1 - 2 I2 + I3 Gleichung (10)
Aus Gleichung 9 ist der benötigte nichtlineare Strom:
Nur nichtlinearer Strom wird für Vorverzerrungs- oder Nachverzerrungszwecke nützlich sein. Gleichung 11 kann in folgender Form neu geschrieben werden:
Entsprechend ist I nichtlinear eff. in Gleichung 12 der effektive nichtlineare Strom, der zu dem in Fig. 6 gezeigten Ausgangs-Port 114 fließt. I Ausgang in Gleichung 12 ist der gesamte Strom, der zu Ausgangs- Port 114 fließt. Gleichung 13 zeigt, dass nur ein geringer Anteil des nichtlinearen Diodenstroms effektiv zur Korrektur verwendet wird.
Das π-Abschwächernetzwerk 20 weist eine niedrige Einführungsdämpfung auf und der Spannungsabfall der Eingangsspannung auf R&sub1; (in Fig. 4 gezeigt) ist proportional zur Eingangsspannung. Diese Spannung kann verwendet werden, um ein Diodenpaar anzutreiben, um nichtlinearen Strom zu produzieren. Der nichtlineare Stromfluss in den Dioden wird bewirken, dass ein Abschwächer weniger Abschwächung bei größeren RF-Amplituden bereitstellt (d. h. wenn das Eingangssignal eine höhere Leistung aufweist). Dies kann dazu verwendet werden, für die durch die Verstärkung bewirkte Signalkompression zu kompensieren. Aufgrund des relativ hohen Werts des nichtlinearen Widerstands der Diode, bleibt die Anpassung des Abschwächernetzwerks fast unverändert. Diese Anpassung wird nicht einmal durch Temperatur verändert. Hinzu kommt, dass eine Frequenzreaktion über Multioktavenfrequenzbänder günstig ist.
Mit Bezug auf Fig. 6 wird die bevorzugte Ausführungsform des Abschwächers 100 für sowohl Vorverzerrung als auch Nachverzerrung gezeigt. Der Abschwächer 100 der vorliegenden Erfindung beinhaltet einige zusätzliche Komponenten, die einen traditionellen π-Abschwächer modifizieren, um eine bedeutend verbesserte Leistung über einen umfangreichen Frequenz- und Temperaturbereich zu erreichen. Der Abschwächer 100 weist einen Eingangs-Port 101, einen Ausgangs-Port 114 und einen Vorspannungssteuerpunkt 116 auf. Der Abschwächer 100 kann in einer Vorverzerrungskonfiguration mit einem Verstärker oder in einer Nachverzerrungskonfiguration verwendet werden. Bei einer Vorverzerrungskonfiguration ist der Ausgangs-Port 114 mit dem Eingang eines Verstärkers verbunden. Bei der Nachverzerrungskonfiguration, wie in Fig. 6 gezeigt, wird ein Ausgangssignal, das durch einen Verstärker erzeugt wird; auf den Eingangs-Port 101 angewendet. Der Abschwächer 100 beinhaltet Widerstände 105, 106, 107, 108, 112; Kondensatoren 102, 103, 104, 111, 113, 115; Dioden 109, 110 und einen Induktor 117.
Bei den meisten Anwendungen des Stands der Technik wird ein Induktor als ein Phasensteuerungselement verwendet, um die Korrektursignalphase zu verändern. In der vorliegenden Erfindung wird der Induktor 117 jedoch in Serie mit dem Widerstand 108 verwendet, um einen Parallelresonanzkreis mit dem vorgespannten Diodenkondensator zu bilden. Der induktive Widerstand annulliert den spezifischen kapazitiven Widerstand der Dioden. Bei der Resonanzfrequenz wird die Kapazität der Dioden 109, 110 durch den Induktor 117 kompensiert, so dass die Impedanz zwischen den Punkten 118 und 119 nurmehr widerstandsfähig sein wird, und wie folgt kalkuliert werden kann:
R Impedanz zwischen 118, 119 = L/(C·R); Gleichung (14)
wobei L der induktive Widerstand von 117 in Henry; C die gesamte vorgespannte Kapazität in Farad; und R der Widerstand 108 in Ohm ist. Indem L und C sorgfältig gesteuert werden, kann man das Folgende erhalten:
R Impedanz zwischen 118, 119 = R Gleichung (15)
Dies bedeutet, dass der kapazitive Effekt völlig annulliert wurde und eine ideale, rein widerstandsfähige Belastung über einen äußerst umfangreichen Frequenzbereich erreicht wurde.
Bei Systemen des Stands der Technik ist die mit den Dioden assoziierte Kapazität nicht berücksichtigt worden. Bei Vorverzerrungsanwendungen sind Shottky-Dioden vorgespannt, was in einer erhöhten Kapazität resultiert. Wenn ein RF-Signal über die Dioden eingegangen ist, erhöht sich die durchschnittliche Kapazität. Selbst bei einer Vorspannung von 0 Volt, sollte der durch die Kapazität der Dioden eingeführte komplexe Scheinwiderstand nicht ignoriert werden, da die Kapazität parallel mit dem PN-Übergangsbereich der Dioden den Gesamtspannungsabfall auf den Dioden reduzieren wird, und so den nichtlinearen Strom reduziert, der durch die Dioden und die Gesamtkorrekturauswirkung produziert wird. Während der Kompensierung für die mit den Dioden 109, 110 assoziierten Kapazität, schwingt der Induktor 117 mit der Kapazität der Dioden 109, 110 bei höheren RF-Frequenzen mit und dehnt so die Gesamtfrequenzreaktion des Kreises aus.
Die Funktion der Widerstände 105, 106, 107, 108, 112 und der Kondensatoren 102, 103, 104, 111, 113, 115 und des induktiven Widerstands 117 besteht darin, ein modifiziertes π- Abschwächungsnetzwerk im Vergleich zu dem in Fig. 4 gezeigten π- Abschwächungsnetzwerk 20 zu bilden. Die Kondensatoren 102, 103, 104, 111, 113 und 115 werden auch zum Gleichstromblockieren und zur Wechselstromkopplung verwendet. Von einem Wechselstromstandpunkt aus gesehen, ist die parallele Kombination der Widerstände 105 und 106 funktional äquivalent zu Widerstand R&sub2; aus Fig. 4. Vorzugsweise sollten die Werte der Widerstände 105 und 106 so ausgewählt werden, dass die Parallelkombination äquivalent zum Widerstandswert des Widerstands 112 (d. h. ((R&sub1;&sub0;&sub5;·R&sub1;&sub0;&sub6;)/(R&sub1;&sub0;&sub5; + R&sub1;&sub0;&sub6;)) = R&sub1;&sub1;&sub2;) ist. Widerstand 108 ist funktional äquivalent zu Widerstand R, aus Fig. 4; und die serielle Kombination des Widerstands 112 und Kondensators 111 ist funktional äquivalent zu Widerstand R&sub3; aus Fig. 4. Der Wert des Widerstands 107 hat keine Auswirkung auf die RF-Signalabschwächung.
Die andere Funktion für die Widerstände 105, 106 und 107 besteht darin, eine bedeutende Gleichstromvorspannung an die Dioden 109, 110 zu liefern. Die Dioden 109, 110 werden erst in Serie verbunden; und die serielle Kombination wird parallel mit dem Widerstand 107 verbunden. Da Widerstand 107 einen geringen Widerstandswert aufweist und parallel mit den Dioden 109, 110 ist, wird der Spannungsabfall über den Dioden 109, 110 primär durch den Widerstand des Widerstands 107 bestimmt. Ist der Gleichstromfluss bei dem Widerstand 107 wesentlich höher als der Stromfluss in den Dioden 109, 110, wird der Gleichstromspannungsabfall über den Dioden 109, 110 sehr stabil sein und gegenüber der An- oder Abwesenheit eines Signals beim Eingangs-Port 101 unempfindlich sein.
Die integrierten Funktionen der Signalabschwächung und Diodenvorspannungslieferung vermeiden jegliche parasitären Auswirkungen aufgrund der Einführung zusätzlicher Vorspannungsschaltungsanordnungen. Dies erlaubt eine Hochfrequenzreaktion und eine günstige Anpassung der Impedanz.
Aus einer Gleichstromperspektive gesehen, stellt der Widerstand 107, parallel mit den Kondensatoren 103 und 104 einen dissipativen Kreis für die Kondensatoren 103, 104 bereit. Deshalb wird der Widerstand 107 die akkumulierte elektrische Ladung der verbundenen Kondensatoren 103, 104 in jedem Wechselstromzyklus entladen.
Diode 109 ist mit dem Widerstand 108 durch den Kondensator 104 verbunden, während Diode 110 mit dem Widerstand 108 durch den Kondensator 103 verbunden ist. Diode 109 ist für die RF- Verzerrungskorrektur während des negativen Teils des Wechselstromzykluses verantwortlich, während Diode 110 dieselbe Funktion während der positiven Hälfte des Wechselstromzykluses übernimmt. Der nichtlineare Strom der Diode 109 lädt den Kondensator 104 und der nichtlineare Strom der Diode 110 lädt den Kondensator 103. Aufgrund der Konfiguration des Kreises weist die auf den Kondensatoren 103 und 104 erzeugte Spannung denselben Wert aber unterschiedliche Zeichen auf. Der geringe Widerstand des mit den Kondensatoren 103, 104 verbundenen Widerstands 107 entlädt die akkumulierte elektrische Ladung während jedes Wechselstromzykluses. Infolgedessen kommt es zu keinem zusätzlichen Gleichstromspannungsabfall über den Kondensatoren 103, 104 aufgrund der Eingangs-RF-Signale. Dies erlaubt der Diode 109, 110 den größtmöglichen nichtlinearen Strom für die Korrektur bereitzustellen.
Die vorliegende Erfindung weist einige einzigartige Vorteile gegenüber dem Stand der Technik auf. Aufgrund seiner symmetrischen Struktur erzeugt der Abschwächer 100 nur Verzerrung ungerader Ordnung. Daher setzt der Kreis die Leistung zweiter Ordnung der NLD nicht herab. Der Abschwächer 100 verwendet auch zwei niedrige Reihenwiderstände 107, 108. Widerstand 107 verbessert die Korrektureffizienz bedeutend. Der Widerstand 108 stellt eine Verzerrungskorrektur mit geringer Einfügungsdämpfung bereit. Aufgrund des Designs des Abschwächers 100 lädt der Spannungsabfall über dem Widerstand 108 die Dioden 109, 110 vollständig, sogar bei nichtlinearer Betätigung der Dioden 109, 110. Infolgedessen wird ein maximaler nichtlinearer Strom zur Korrektur verwendet. Das vorliegende Abschwächerdesign verwendet den niedrigen Reihenwiderstand 108 in Serie mit dem Induktor 117, um für die Kapazität der Dioden 109, 110 zu kompensieren. So kann der Kreis über einen umfangreichen Frequenzbereich hinaus funktionieren. Dieses Korrekturkreisdesign ist flexibel und kann an verschiedene Arten von RF- Hybriden mit verschiedenen Verzerrungscharakteristiken angepasst werden. Hinzu kommt, dass der Kreis über einen umfangreichen Frequenzbereich hinaus immer zu seiner Eingangs- und Ausgangsseite passt.
Schließlich geht ein richtiges Einphasen der Verzerrungssignale mit dem Design einher, wodurch eine zusätzliche Phasenkreisanordnung und Laufzeitleitungen vermieden werden. Dies erlaubt ein Kreisdesign, das weitaus weniger komplex und daher kompakt und robust ist.
Tabelle 1 stellt eine Auflistung der in Fig. 6 gezeigten Komponenten bereit. Für den Fachmann auf dem Gebiet ist jedoch klar ersichtlich, dass die in Tabelle 1 gezeigten Werte lediglich der Veranschaulichung dienen und die Erfindung nicht begrenzen sollen. Beispielsweise kann der Wert des Widerstands 108 von ungefähr 2 Ω bis 30 Ω reichen. Ähnlich kann der Wert des Widerstand 107 von ungefähr 100 Ω bis 3000 Ω reichen. TABELLE 1
Wie zuvor beschrieben, verwendet der Abschwächer 100 den von den Dioden 109, 110 erzeugten nichtlinearen Strom zum Kompensieren der durch eine NLD verursachte Verzerrung zweiter und dritter Ordnung. Wie gezeigt, besteht der Abschwächer 100 aus Kapazität, Widerstand und zwei Dioden. Die Dioden sind die einzigen Komponenten, die empfindlich auf Temperaturveränderungen sind, und die einzigen Komponenten, die während des Betriebs über einen umfangreichen Temperaturbereich hinaus eine Korrektur erfordern. Es gibt drei Faktoren, die berücksichtigt werden müssen, wenn der Abschwächer 100 über einen umfangreichen Temperaturbereich hinaus betrieben wird:
1) Der diodenbetreibende Strom wird sich verändern, wenn die Vorspannung konstant bleibt, während sich die Umgebungstemperatur verändert. Unter derselben Eingangsspannungsschwankung beim Eingangs-Port 101 und derselben Vorspannung wird mehr nichtlinearer Diodenstrom erzeugt, während die Umgebungstemperatur steigt.
2) Wenn die Umgebungstemperatur steigt, wird die Diode weniger nichtlinearen Korrekturstrom für dieselbe Eingangssignalspannung und denselben Diodenvorstrom erzeugen.
3) NLDs weisen typischerweise mit steigender Umgebungstemperatur mehr Verzerrung auf. Entsprechend ist ein höherer nichtlinearer Diodenstrom für die Korrektur der größeren Verzerrung erforderlich.
Alle vom Abschwächer 100 wahrgenommenen Temperaturauswirkungen hängen mit der Vorspannung zusammen. Einige Auswirkungen sind additiv, während andere subtraktiv sind. Das Ergebnis ist jedoch, dass es für eine gegebene Temperatur eine optimale Vorspannung gibt, um die richtige Korrekturausgabe zu erzeugen. Die richtige Korrekturtemperatur wird erzielt, wenn es eine vorbestimmte Veränderung der Vorspannung gegenüber der Temperatur gibt.
Mit Bezug auf Fig. 7 wird die bevorzugte Ausführungsform des Temperaturkompensationskreises 200 gezeigt. Der Temperaturkompensationskreis 200 steuert die Vorspannung der Dioden 109, 110 (in Fig. 6 gezeigt) für eine optimale Kompensation der Verzerrung. Wie gezeigt, besteht der Temperaturkompensationskreis 200 aus zwei Transistoren 206, 213; einem Kondensator 216; neun Widerständen 201, 202; 203, 204, 207, 209, 210, 214, 215; zwei Dioden 205, 208; und einem negativen Temperaturkoeffizientthermistor 211.
Der negative Temperaturkoeffizientthermistor 211 ist parallel mit dem Widerstand 210 gekoppelt, um einen temperaturlinearisierten Widerstand zu bilden, der mit einer Temperaturveränderung korreliert. Der PNP- Transistor 206 stellt durch seinen Kollektor eine konstante Stromquelle für die linearisierte Widerstandskombination 210, 211 bereit. Der durch den PNP-Transistor 206 bereitgestellte konstante Strom induziert, während sich die Temperatur verändert, eine linearisierte Spannungsveränderung über der Widerstandskombination 210, 211. Indem der Wert des variablen Widerstands 202 eingestellt wird, kann die Menge an durch den PNP-Transistor 206 fließenden konstantem Strom verändert werden. Daher kann die Spannungsschwankung über der Temperatur verändert werden. Der konstante Strom fließt auch durch den variablen Widerstand 209; wodurch ein konstanter Spannungsabfall erzeugt wird, der als Ausgangsbiaspunkt für eine Vorspannungseinstellung verwendet wird. Indem der Widerstand der Widerstände 202 und 209 selektiv eingestellt wird, kann jegliche Kombination einer Spannungsschwankung und Ausgangsvorspannung erhalten werden. Ein NPN-Transistor 213, der ein Emitterfolgertransistor ist, stellt die Steuervorspannung von Leitung 217 durch Leitung 116 an den Abschwächer 100 bereit, wie in Fig. 7 gezeigt. Die beiden Dioden 205 und 208 werden verwendet, um für die Übergangsspannung der beiden Transistoren 206, 213, die sich mit der Temperatur verändern, zu kompensieren.
Tabelle 2 stellt eine Auflistung der in Fig. 7 gezeigten Komponenten bereit. Für den Fachmann auf dem Gebiet ist jedoch klar ersichtlich, dass die in Tabelle 2 gezeigten Werte lediglich beispielhaft sind und die Erfindung nicht begrenzen sollen. TABELLE 2
Es sollte ersichtlich sein, dass die vorliegende Erfindung ein direktes, spannungsgesteuertes, nichtlineares Abschwächerdesign zusammen mit einer Vorspannungslieferung zur optimalen nichtlinearen Korrektureffizienz und Vorspannungstemperaturstabilität bereitstellt. Selbst wenn nicht der hierin offenbarte Temperaturkompensationskreis 200 verwendet wird, stellt die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine adäquate Verzerrungskorrektur über einen weitreichenden Temperaturbereich hinaus bereit. Wird der Temperaturkompensationskreis 200 verwendet, können die Verzerrungskompensationsergebnisse weiter verbessert werden. Entsprechend muss zwischen der Leistung des kompensierenden Kreises und der Komplexität des Kreises abgewogen werden.

Claims

1. Ein externer Verzerrungssteuerstromkreis zur Verwendung in einem CATV-System zur selektiven Abschwächung eines CATV-Signals, bestehend aus:

einem Signaleingangs-Port (101);

einem mit dem Eingangs-Port gekoppelten nichtlinearen Stromkreis, bestehend aus:

einem modifizierten π-Abschwächernetzwerk, das aus ersten und zweiten parallel gekoppelten Widerständen (105, 106) besteht; wobei die ersten und zweiten Widerstände (105, 106) in Serie mit einem dritten Widerstand (108), einem ersten Induktor (117) und einem vierten Widerstand (112) gekoppelt sind;

ersten und zweiten Dioden (109, 110), wobei jede parallel mit der Serienkopplung des dritten Widerstands (108) und dem ersten Induktor (117) gekoppelt ist;

einem fünften Widerstand (107), der direkt an beide Dioden (109, 110) gekoppelt ist; und

einem Ausgangs-Port (114) zur Ausgabe des selektiv abgeschwächten Signals von dem nichtlinearen Stromkreis;

wobei der erste, zweite und fünfte Widerstand (105, 106, 107) eine Gleichstromvorspannung über die Dioden (109, 110) bereitstellt.

2. Verzerrungssteuerstromkreis gemäß Anspruch 1, der weiterhin eine Temperaturkompensations-Schaltung (200) zur selektiven Anpassung der Gleichstromvorspannung als Reaktion auf eine Veränderung der Umgebungstemperatur einschließt.

3. Verzerrungssteuerstromkreis gemäß Anspruch 1, wobei der dritte Widerstand (108) und der erste Induktor (117) eine Spannung erzeugen, die proportional zum Eingangssignal ist; wobei diese proportionale Spannung einen nichtlinearen Strom durch mindestens eine der Dioden (109, 110) produziert, wodurch ein nichtlinearer Widerstand zum selektiven Abschwächen des Signals kreiert wird.

4. Verzerrungssteuerstromkreis gemäß Anspruch 2, wobei die Temperaturkompensations-Schaltung aus Folgendem besteht:

einem Konstant-Stromquellentransistor (206);

einem zweiten Transistor (213), der zur Ausgabe der Gleichstromvorspannung mit dem Ausgang des Stromquellentransistors gekoppelt ist;

einem linearisierten Widerstandsstromkreis, der einen mit einem zweiten Widerstand (210) parallel gekoppelten Thermistor (211) aufweist; und

einem variablen Widerstand (209), der den Stromquellentransistor mit dem linearisierten Widerstandsstromkreis koppelt;

wobei der linearisierte Widerstandsstromkreis mit einer Veränderung der Umgebungstemperatur korreliert.

5. Verzerrungssteuerstromkreis gemäß Anspruch 1, wobei der nichtlineare Stromkreis eine selektive Abschwächung des Signals auf Basis der Signalamplitude bereitstellt; wobei für größere Signalamplituden weniger Abschwächung bereitgestellt wird und für kleinere Signalamplituden mehr Abschwächung bereitgestellt wird.