DE60006286T2

DE60006286T2 - Antennenankopplungsysteme und verfahren für sender

Info

Publication number: DE60006286T2
Application number: DE60006286T
Authority: DE
Inventors: W. Paul DENT
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1999-12-14
Filing date: 2000-11-01
Publication date: 2004-08-19
Anticipated expiration: 2020-11-02
Also published as: WO2001045205A2; DE60006286D1; WO2001045205A3; CN1434989A; AU3639901A; ATE253261T1; EP1240686B1; CN1252862C; US6889034B1; EP1240686A2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft Sender und Sendeverfahren, und insbesondere Sender und Sendeverfahren, die mehrfache Funkfrequenzen senden können.
Sender werden weit verbreitet verwendet, um Funkfrequenzkommunikationen zu senden. Insbesondere sendet in Funktelefon-Basisstationen ein Sender im allgemeinen eine Vielzahl von Funkfrequenzen von einer gemeinsamen Antenne. Jeder Funkfrequenz wird ein Funkkanal-Frequenzsignal, das mit einer Informationsmodulation moduliert ist, gesendet.
Unzweckmäßigerweise kann es schwierig sein, eine Vielzahl von Funkkanal-Frequenzsignalen in eine gemeinsame Antenne ohne beträchtliche Dämpfung zu koppeln. Insbesondere werden die Funkkanal-Frequenzsignale im allgemeinen durch eine jeweilige Vielzahl von Leistungsverstärkern verstärkt, und es kann schwierig sein, die Ausgänge der Leistungsverstärker mit einer gemeinsamen Antenne ohne eine beträchtliche Dämpfung zu koppeln. Frequenzselektive Kombinationseinheiten sind zuvor benutzt worden, um benachbarte Kanalverstärker mit der gemeinsamen Antenne zu koppeln. Unzweckmäßigerweise können diese Kombinationseinheiten eine beträchtliche Energie als Wärme verschwenden und/oder können nicht selektiv genug sein, um es zuzulassen, dass benachbarte Kanäle kombiniert werden, außer sie verwenden gekühlte, supraleitende Resonatoren.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung kann Sender und Sendeverfahren bereitstellen, die von einer gemeinsamen Antenne auf einer Vielzahl von Funkfrequenzen eine Vielzahl von Funkkanal-Frequenzsignalen senden, die mit einer jeweiligen Informationsmodulation moduliert sein. Eine Vielzahl von Modulatoren sind bereitgestellt, wobei ein jeweiliger einer jeweiligen der Vielzahl von Funkkanalfrequenzen entspricht. Jeder Modulator erzeugt zumindest ein phasenmoduliertes Treibersignal konstanter Amplitude bei der entsprechenden Funkkanalfrequenz aus der jeweiligen Informationsmodulation derart, dass das zumindest eine phasenmodulierte Treibersignal konstanter Amplitude der Informationsmodulation für die entsprechende Funkfrequenz entspricht. Zumindest ein gesättigter Leistungsverstärker ist für jedes der phasenmodulierten Treibersignale konstanter Amplitude bereitgestellt. Ein jeweiliger gesättigter Leistungsverstärker ist ansprechend auf das phasenmodulierte Treibersignal konstanter Amplitude, um ein entsprechendes verstärktes Ausgangssignal an einem Ausgang davon zu erzeugen. Ein Kopplungsnetz verbindet die Ausgänge der gesättigten Leistungsverstärker seriell, um ein kombiniertes Signal zu erzeugen, das an die gemeinsame Antenne angelegt wird, derart, dass die gemeinsame Antenne die Vielzahl von Funkkanal-Frequenzsignalen abstrahlt, die mit der jeweiligen Informationsmodulation moduliert sind.
In ersten Ausführungsformen ist das zumindest eine phasenmodulierte Treibersignal konstanter Amplitude ein Treibersignal einer einzigen konstanten Hüllkurvenmodulation, wobei die Informationsmodulation eine konstante Hüllkurven-Informationsmodulation ist. Eine Frequenz- und/oder Phasenmodulation einer analogen Sprachmodulation und/oder eine digitale Datenmodulation können bereitgestellt werden. Die analoge Sprachmodulation kann eine analoge Frequenzmodulation (FM) sein, und die digitale Datenmodulation kann eine kontinuierliche Phasenmodulation (CPM) und/oder eine Gaußsche Minimalumtastung (GMSK) sein. Die analoge FM kann dem AMPS-Zellfunktelefonstandard entsprechend, und die GMSK kann dem GSM-Zellfunktelefonstandard entsprechen.
In anderen Ausführungsformen sind zumindest zwei phasenmodulierte Treibersignale konstanter Amplitude bei der entsprechenden Funkkanalfrequenz bereitgestellt, derart, dass die zumindest zwei phasenmodulierten Treibersignale konstanter Amplitude der Informationsmodulation für die entsprechende Funkfrequenz entsprechen. Wieder kann die Informationsmodulation eine analoge Sprachmodulation und/oder eine digitale Datenmodulation sein. Die digitale Datenmodulation ist vorzugsweise eine 8-Phasenumtastung (PSK) und eine π/4-Differentialquadratur-Phasenumtastung (DQPSK). Die DQPSK kann den IS136 oder DAMPS-Zellfunktelefonstandards entsprechen.
In sämtlichen der obigen Ausführungsformen umfasst das Kopplungsnetz vorzugsweise eine Vielzahl von Transformatoren, die jeweils eine Primärseite und eine Sekundärseite aufweisen. Eine jeweilige Primärseite ist mit einem jeweiligen Ausgang eines jeweiligen gesättigten Leistungsverstärkers verbunden. Die Sekundärseiten sind seriell mit der gemeinsamen Antenne gekoppelt. Alternativ kann das Kopplungsnetz eine Vielzahl von Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen umfassen, wobei jede erste und zweite Enden aufweist. Ein jeweiliges erstes Ende ist mit einem jeweiligen Ausgang eines jeweiligen gesättigten Leistungsverstärkers gekoppelt. Die zweiten Enden sind zusammen mit der gemeinsamen Antenne gekoppelt. In noch einer weiteren Alternative kann das Kopplungsnetz eine Vielzahl von diskreten Induktanz-Kapazitätsäquivalenten von Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen umfassen, wobei jedes erste und zweite Enden aufweist. Ein jeweiliges erstes Ende ist mit einem jeweiligen Ausgang eines jeweiligen gesättigten Verstärkers gekoppelt. Die zweiten Enden sind zusammen mit der gemeinsamen Antenne gekoppelt. Die diskreten Induktanz-Kapazitätsäquivalente können durch einen Induktor, der zwischen einem jeweiligen Ausgang eines jeweiligen gesättigten Leistungsverstärkers und der gemeinsamen Antenne verbunden ist, und einen Kondensator, der mit der gemeinsamen Antenne verbunden ist, bereitgestellt werden, um dadurch eine π-Schaltung mit der Ausgangskapazität der gesättigten Leistungsverstärker zu bilden.
Die gesättigten Leistungsverstärker schließen vorzugsweise jeweils bilaterale Verstärkervorrichtungen ein, die einen Strom von einer DC-Energieversorgung ziehen und der DC-Energieversorgung während eines Betriebs Strom zuführen. Die bilateralen Verstärkervorrichtungen können Feldeffekttransistoren, die von einer Source zu einem Drain und von einem Drain zu einer Source leiten, und/oder Bipolartransistoren umfassen, die Rückwärtsleitungsdioden einschließen, die in einer Vorwärtsrichtung über die Bipolartransistoren leiten, und in einer Rückwärtsrichtung über die Rückwärtsleitungsdioden leiten. Der Sender kann mit einer gemeinsamen Antenne kombiniert werden, um eine Funktelefon-Basisstation bereitzustellen. Eine Funktelefon-Basisstation kann benachbarte Frequenzkanäle wie etwa AMPS-Kanäle, die nur 30 kHz voneinander beabstandet sind, senden, was unter Verwendung herkömmlicher Sender schwierig gewesen sein könnte. Darauf bezogene Verfahren können auch bereitgestellt werden.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den Zeichnungen zeigen:
1 graphisch eine Vektoraddition zweier Signale konstanter Hüllkurven;
2 ein Blockdiagramm eines herkömmlichen Leistungsverstärkers unter Verwendung von Quadraturmodulatoren und einem Paar von isolierten Leistungsverstärkern;
3 ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform von Leistungsverstärkern gemäß der US-Patente 5,930,128; 6,097,615 und 6,133,788 und/oder der PCT-Anmeldung EO99/52206, die kollektiv als die Stammanmeldungen bezeichnet werden;
4 ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform von Leistungsverstärkern gemäß der Stammanmeldungen;
5 ein Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform von Leistungsverstärkern der Stammanmeldungen;
6 ein Schaltungsdiagramm von Strom- und Spannungsbeziehungen in einem Leistungsverstärker, der bilaterale Vorrichtungen verwendet;
7 ein Blockdiagramm einer vierten Ausführungsform von Leistungsverstärkern gemäß der Stammanmeldungen;
8 ein Blockdiagramm einer fünften Ausführungsform von Leistungsverstärkern gemäß der Stammanmeldungen;
9 ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform von Sendern gemäß der vorliegenden Erfindung; und
10 ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform von Sendern gemäß der vorliegenden Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die vorliegende Erfindung wird nun vollständiger nachstehend unter Bezugnahme auf die zugehörigen Zeichnungen beschrieben werden, in welchen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung gezeigt sind. Diese Erfindung kann jedoch auf viele unterschiedliche Arten ausgeführt werden, und sollte nicht als einschränkend auf die hierin offenbarten Ausführungsformen angesehen werden; vielmehr sind diese Ausführungsformen bereitgestellt, so dass diese Offenbarung gründlich und vollständig ist, und sie werden Durchschnittsfachleuten vollständig den Umfang der Erfindung vermitteln. Gleiche Bezugszeichen bezeichnen durchgehend gleiche Elemente. Es ist zu verstehen, dass dann, wenn bezeichnet wird, dass ein Element mit einem weiteren Element "verbunden" oder "gekoppelt" ist, es direkt mit dem anderen Element verbunden oder gekoppelt sein kann, oder dass dazwischen liegende Elemente vorhanden sein können. Im Gegensatz dazu sind, wenn ein Element als "direkt verbunden" oder "direkt gekoppelt" mit einem anderen Element bezeichnet wird, keine dazwischen liegenden Elemente vorhanden. Außerdem schließt jede Ausführungsform, die hierin beschrieben und veranschaulicht ist, ihre Ausführungsform eines komplementären Leitfähigkeitstyps ebenso ein.
Vor einem Beschreiben der vorliegenden Erfindung werden Verstärkungssysteme und Verfahren gemäß der Stammanmeldungen beschrieben werden. Dann werden Antennenkopplungssysteme und Verfahren für Sender gemäß der vorliegenden Anmeldung im Detail beschrieben werden.
Lineare Verstärkungssysteme und Verfahren
1 zeigt, wie ein Vektor einer variierenden Amplitude durch ein Addieren zweier Vektoren einer konstanten Amplitude mit einer korrekten relativen Phase konstruiert werden kann, wie zuerst von Chireix in seinem 1935-Papier mit dem Titel High Power Outphasing Modulation, Proc. IRE, Bd. 23, Nr. 11 (1935), Seiten 1370–1392, vorgeschlagen. Der innere Kreis zeigt eine maximale Amplitude für einen Leistungsverstärker an, und der äußere Kreis zeigt eine maximale Empfang für zwei gleiche Leistungsverstärker an. Wie gezeigt ist die gewünschte Amplitude A(t) und die gewünschte Phase ist ϕ(t). Dies kann unter Verwendung erster Inphasen- und Quadratursignale I1 und Q1 und zweiter Inphasen- und Quadratursignale I2 und Q2 erhalten werden, wobei I1 = COS(ϕ – α), Q1 = SIN(ϕ – α), I2 = COS(ϕ + α), und Q2 = (ϕ + α), wobei α = Arcos(A/2).
Zu dieser Zeit hatte Chireix nicht den Vorteil einer modernen digitalen Signalverarbeitungstechnologie, um exakt die beiden außerphasigen Signale zu erzeugen. Eine moderne Implementierung unter Verwendung zweiter Quadraturmodulatoren 202, 204, die durch digital synthetisierte Vektorwellenformen I1, Q1, I2, Q2 getrieben sind, und eines Quadraturoszillators 206 ist in 2 gezeigt.
Der Ausgang der beiden Leistungsverstärker 212, 214, die jeweils beispielsweise ein Klasse-C-Verstärker einer Leistung Pmax/2 sind, können unter Verwendung eines Hybriden oder –3 dB direktionellen Kopplers 220 (Kopplungsfaktor "k" = 0,7071) addiert werden. Ein Hybrid- oder direktioneller Koppler 220 erzeugt effektiv ein Summen- und ein Differenzsignal. Ein Abschließen des Differenzanschlusses und des Summenanschlusses mit gleichen Impedanzen ergibt eine Isolation zwischen den beiden Leistungsverstärkern, so dass eine Energie (Spannung oder Strom) von einem den anderen nicht erreicht. Das Summensignal steigt auf Pmax an, wenn beide Verstärker in Phase getrieben werden, und fällt auf Null, wenn sie 180 Grad außer Phase getrieben werden. Dazwischen beträgt die Leistung Pmax cos²(α), wobei "α" die relative Phase ist. Der Differenzausgang ist Pmax sin²(α), und die Summe der Ausgänge ist somit Pmax.
Wenn der gewünschte Ausgang P(t) weniger als Pmax ist, kommt die Differenz Pmax – P(t) aus dem Differenzanschluss heraus und geht normalerweise verloren. Die mittlere Effizienz kann in diesem Fall schlechter als der theoretische Wert für Klasse-B von π/4 oder 78,5 gesehen werden, da der Batteriestrom nicht heruntergeht, wenn der Ausgang weniger als Pmax beträgt. Andererseits besteht eine Möglichkeit, dass Verstärker einer konstanten Hüllkurve praktisch mit einer höheren Effizienz (bei Pmax) als Verstärker mit einer linearen Anforderung aufgebaut werden können, so dass in der Praxis ein Vorteil erhalten werden kann. Jedoch könnte, auch wenn eine Klasse-C-Effizienz von 100 erhalten werden könnte, die Anordnung nur 50% Effizienz mit einem Spitzen-zu-Mittelwert-Leistungsverhältnis von 3 dB und 25% mit einem Spitzen-zu-Mittelwertverhältnis von 6 dB ergeben.
Um die Effizienz zu verbessern, schlug der betreffende Erfinder in den U.S.-Patenten Nrn. 5,568,088; 5,574,967; 5,631,604; und 5,638,024, die sämtlich mit Waste Energy Control and Management in Power Amplifiers betitelt sind, vor, die Energie wiederzugewinnen, die normalerweise an dem Differenzanschluss des Ausgangskopplers dissipiert wird. Ein Verbrauchsenergie-Wiedergewinnungs-Gleichrichter 222 wird verwendet, um die dissipierte Energie gleichzurichten und den Gleichstrom zurück zu der Batterie zu führen. Es ist bekannt, dass sehr effiziente Gleichrichter auch bei Mikrowellenfrequenzen ausgeführt werden können, wie eine Forschung bezüglich drahtloser Leistungsübertragung unter Verwendung von Mikrowellen gezeigt hat.
Für digitale Modulationssignale ist bekannt, dass die Anzahl unterschiedlicher I- und Q-Wellenformen, die über ein Datenbitintervall benötigt werden, auf zwei hoch einer kleinen Anzahl von Bits, die das gegenwärtige Bit umgeben, beschränkt werden kann, weil Datenbits, die weiter von gegenwärtigen Bilddaten entfernt werden, einen vernachlässigbaren Effekt aufweisen. Somit können die Wellenformen I1, Q1, I2 und Q2 für sämtliche zwei hoch N Kombinationen von nahegelegenen Bits vorberechnet und in einem Speicher gespeichert, und wieder aufgerufen werden, falls nötig. Auf diese Weise kann die Erfordernis, Arc-Cosinus in Echtzeit zu berechnen, vermieden werden.
Unter Bezugnahme auf 3 ist ein Leistungsverstärker 300 gemäß der Stammanmeldungen beschrieben. Der Leistungsverstärker 300 verstärkt ein AC-Eingangssignal 332 einer variierenden Amplitude und einer variierenden Phase, um eine verstärkte Ausgangssignalspannung und einen Ausgangsstrom in einer Lastimpedanz R_L 326 unter Verwendung einer DC-Energieversorgung VCC 328 zu erzeugen. Es wird verstanden werden, dass die Lastimpedanz 326 eine Antenne sein kann, und die DC-Energieversorgung 328 eine Batterie sein kann.
Weiter unter Bezugnahme auf 3 schließt der Leistungsverstärker 300 eine Konvertierungseinrichtung 330 zum Konvertieren des AC-Eingangssignals 332 in ein erstes Signal 306, das eine konstante Amplitude und einen ersten Phasenwinkel aufweist, und in ein zweites Signal 308 ein, das eine konstante Amplitude und einen zweiten Phasenwinkel aufweist. Die Konvertierungseinrichtung 330 kann durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) 334 gebildet werden, der I1-, Q1-, I2- und Q2-Signale erzeugt. Erste und zweite Quadraturmodulatoren 302 bzw. 304 sind ansprechend auf einen Quadraturoszillator 310 und auf die Inphasen- und Quadratur-Signale I1, Q1, I2, Q2, um das erste Signal 306 und das zweite Signal 308 zu erzeugen. Die Auslegung und der Betrieb der Konvertierungseinrichtung 330 und die einzelnen Komponenten davon sind Durchschnittsfachleuten wohl bekannt und müssen hierin nicht weiter beschrieben werden.
Weiter unter Bezugnahme auf 3 verstärkt ein erster Verstärker 312 das erste Signal 306, um eine erste Ausgangssignalspannung S1 (316) bei einer konstanten Spannungsamplitude zu erzeugen. Wie im Detail untenstehend beschrieben werden wird, schließt der erste Verstärker 312 vorzugsweise bilaterale Verstärkervorrichtungen ein, die einen Strom von der DC-Energieversorgung ziehen, aber die der DC-Energieversorgung auch einen Strom zuführen. Dementsprechend ist die Verbindung zwischen dem ersten Verstärker 312 und der DC-Energieversorgung 328 gezeigt, bidirektional zu sein.
Weiter unter Bezugnahme auf 3 verstärkt ein zweiter Verstärker 314 das zweite Signal 308, um eine zweite Ausgangssignalspannung einer konstanten Spannungsamplitude S2 (318) zu erzeugen. Wie obenstehend beschrieben wurde, schließt der zweite Verstärker 314 auch bilaterale Verstärkervorrichtungen ein, die einen Strom von der DC-Energieversorgung ziehen und der DC-Energieversorgung einen Strom zuführen. Die Verstärker 312 und 314 können Klasse-C-Leistungsverstärker sein, obwohl andere Klassen von Leistungsverstärkern auch verwendet werden können.
Weiter unter Bezugnahme auf 3 koppelt ein Koppler 320 die ersten und zweiten Verstärker 312 und 314 miteinander und an die Lastimpedanz 326 derart, dass die Spannung oder der Strom in dem ersten Verstärker linear auf die Spannung oder den Strom in dem zweiten Verstärker bezogen werden. Der Koppler 320 kann sich von einem Richtungskoppler abheben, der in einer herkömmlichen Chireix-Schaltung verwendet wurde. Insbesondere isoliert der Koppler die ersten und zweiten Verstärker nicht voneinander. Vielmehr koppelt er die ersten und zweiten Verstärker interaktiv miteinander, so dass jeder die Lastleitung des anderen beeinflusst.
In 3 umfasst der Koppler 320 einen ersten Transformator 322 und einen zweiten Transformator 324. Ihre jeweiligen Sekundärseiten 322b und 324b sind über eine Lastimpedanz 326 seriell gekoppelt. Ihre jeweiligen Primärseiten 322a und 324a sind mit den Ausgängen 316 und 318 der ersten und zweiten Verstärker 312 bzw. 314 gekoppelt. Dementsprechend erzeugt die Summe der ersten und zweiten Ausgangssignalspannungen S1 und S2 die verstärkte Ausgangssignalspannung über der Lastimpedanz 326 und erzeugt auch den Ausgangsstrom über die Lastimpedanz. Ein Verstärkerstrom, der linear auf den Ausgangsstrom bezogen ist, fließt in den bilateralen Verstärkervorrichtungen sowohl der ersten als auch der zweiten Verstärker 312 und 314.
Die Transformatoren 322 und 324 erleichtern die Serienkopplung von Ausgängen, die relativ zu Masse vorliegen. Die Serienkopplung kann sicherstellen, dass der gleiche Strom, gleich dem Laststrom oder einem skalierten Wert davon, in den Ausgangsschaltungen beider Verstärker 312 und 314 fließt.
Durch ein Weglassen des Ausgangskopplers der 2, der die beiden Verstärker voneinander isolierte, wird nun zugelassen, dass die Verstärker einander beeinflussen und miteinander wechselwirken. Insbesondere wird, wenn die beiden Verstärker außer Phase getrieben werden, so dass das Ausgangssignal S1 gleich –S2 ist, die Summe ihrer Ausgänge in die Lastimpedanz RL Null sein, und es wird kein Laststrom vorhanden sein. Deswegen wird der Strom, der in die Verstärkervorrichtungen fließt, aufgrund der Serienverbindung auch Null sein, was sicherstellt, dass beide Verstärkerströme und der Laststrom die gleichen sind. Wenn kein Strom in die Verstärkervorrichtung fließt, wird der Strom, der von der DC-Versorgungsspannung Vcc aufgenommen wird, auch Null sein. Somit kann im Gegensatz zu den gekoppelten Leistungsverstärkern der 2, die einen konstanten Betrag einer Energie von der Versorgung verbrauchen, auch wenn die augenblicklichte Lastleistung Null ist, die Anordnung der 3 ihren Stromverbrauch verringern, wenn die augenblickliche Ausgangsleistung verringert wird.
Unter Bezugnahme nun auf 4 ist eine zweite Ausführungsform von Leistungsverstärkern gemäß der Stammanmeldungen gezeigt. Wie in 4 gezeigt, ist ein Leistungsverstärker 400 ähnlich zu einem Leistungsverstärker 300 der 3. Jedoch ist der interaktive Koppler 320', der die ersten und zweiten Verstärker 312 und 314 mit der Lastimpedanz 326 koppelt, durch erste und zweite Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 422 bzw. 422 ausgeführt. Die Lastimpedanz schließt einen Eingangsknoten 440 ein, und die ersten und zweiten Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen 422 und 424 sind vorzugsweise mit dem Eingangsknoten 440 gekoppelt.
Wie in 4 veranschaulicht, kann eine Serienverbindung bei Mikrowellenfrequenzen praktischer durch eine parallele Verbindung um einer Viertelwelle entfernt unter Verwendung der beiden Viertelwellenleitungen 422 und 424 erreicht werden. Wenn die Ausgänge der beiden Viertelwellenleitungen parallelisiert sind, wird erzwungen, dass die Ausgangsspannungen die gleichen (Vo) an dem Eingangsknoten 440 sind. Dies erzwingt es, dass die Ströme die gleiche Viertelwelle an den Leistungsverstärkern 312 und 314 weg sind, wenn die Leitungen von gleicher Impedanz sind, was die gleichen Bedingungen wie in der Serienverbindung der 3 schafft. Wenn die Übertragungsleitungen von unterschiedlicher Impedanz 201, 202 sind, wird erzwungen, dass die Leistungsverstärker-Ausgangsströme I1 und I2 in dem umgekehrten Verhältnis der Impedanzen skaliert werden.
Die Leistungsverstärker erzeugen in idealer Weise eine Ausgangsschwingung von Vcc an ihren Enden ihrer Viertelwellenleitungen. Da die Spannungen an diesem Ende die gleichen sind, sollten die Ströme an dem anderen Ende eine Viertelwelle entfernt mit gleichen Leitungen gleich sein. Mit ungleichen Leitungsimpedanzen werden die Ströme jeweils Vcc/Zo1 und Vcc/Zo2 an der Verbindung der Leitungen sein. Der gesamte Ausgangsstrom ist somit Io = Vcc(1/Zo1 + 1/Zo2) oder 2Vcc/Zo für gleiche Leitungen.
Wenn die Leistungsverstärker Ströme Vcc EXP(jα) und Vcc EXP(–jα) relativer Phase erzeugen, dann ist der gesamte Ausgangsstrom:
unter der Annahme von Leitungen gleicher Impedanz Zo.
Die Spannung Vo ist somit gegeben durch:
Dies zwingt die Leistungsverstärkerströme wiederum
zu sein, was zeigt, dass der Spitzenstrom in jedem Leistungsverstärker um Cos(α) verringert werden kann, was in dem Fall einer Hybridkopplung nicht auftreten kann. Wenn α = 90 Grad, sind die Leistungsverstärker gegenphasig, die Ausgangssignale Vo, Io sind Null, aber ebenso der Leistungsverstärkerstrom, obwohl sie auf eine volle Vcc-Ausgangsschwingung getrieben werden. Es ist so, als ob die Lastimpedanz auf unendlich erhöht worden wäre. Somit wird, indem α (in dem DSP-Code) moduliert wird, die effektive Lastimpedanz, die von den Leistungsverstärkern gesehen wird, auch moduliert, so dass sie nur die augenblicklich gewünschte Ausgangsleistung erzeugen.
Um eine maximale Effizienz zu erhalten, ist es wünschenswert, harmonische Ströme, die in den Leistungsverstärker-Ausgangsschaltungen fließen, zu vermeiden. Dies kann unter Verwendung einer Serienresonanzschaltung seriell zu dem Leistungsverstärker-Ausgangsanschluss erhalten werden, um der Fundamentalen eine niedrige Impedanz und Harmonischen eine hohe Impedanz vorzugeben, jedoch kann eine einzelne Shunt-Resonanzschaltung 550 stattdessen eine Viertelwelle weg an dem Knoten der beiden Viertelwellenleitungen verbunden werden, wie in einem Verstärker 500 in der 5 gezeigt. Der Shunt-Resonator erzwingt es, dass die Spannungswellenform an der Verbindungsstelle der Leitungen (Knoten 440) sinusförmig ist, und erzwingt es deswegen, dass eine Viertelwelle weg der Strom an den Leistungsverstärkervorrichtungen sinusförmig ist.
Wie oben beschrieben, schließen die ersten und zweiten Verstärker 312 und 314 jeweils vorzugsweise bilaterale Verstärkervorrichtungen ein, die einen Strom von der DC-Energieversorgung 326 ziehen und der DC-Energieversorgung einen Strom zuführen. Dementsprechend fließt während eines Teils des Signalzyklus des RC-Eingangssignals 323 ein Strom von den ersten und zweiten Verstärkern in die DC-Energieversorgung, um Energie zu der DC-Energieversorgung zurückzubringen. 6 veranschaulicht einen Leistungsverstärker, der bilaterale Verstärkervorrichtungen gemäß der Stammanmeldungen einschließt.
Wie in 6 gezeigt, schließt der Leistungsverstärker 312 einen Feldeffekttransistor 602 vom P-Typ und einen Feldeffekttransistor 604 vom N-Typ ein, die jeweils zwischen positiven und negativen Energieversorgungen 328a bzw. 328b gekoppelt sind. Ein Eingangssignal 332 ist mit dem Feldeffekttransistor 602 vom P-Typ und dem Feldeffekttransistor 604 vom N-Typ gekoppelt. Diese Feldeffekttransistoren erzeugen ein Ausgangssignal, das der Viertelwellenlängenleitung 422 bereitgestellt wird. Ähnliche Betrachtungen treffen auf den zweiten Verstärker 314 zu.
Wenn α zwischen 0 und 90 Grad ist, ist der sinusförmige Strom in den Leistungsverstärkervorrichtungen nicht in Phase zu dem Ein- und Ausschalten der Vorrichtungen, wie in 6 veranschaulicht. Wie auch in 6 gezeigt, ist der mittlere Strom von den Energieversorgungen um einen weiteren Faktor von cos(α) relativ zu dem Spitzenstrom Ipk verringert. Da sich Ipk auch mit cos(α) verringert, verringert sich der Netto-Zufuhrstrom wie cos²(α), was der gleiche Faktor ist, um welchen die Ausgangsenergie durch ein Modulieren von α verringert ist. Die Zufuhrleistung und die Lastleistung steuern deswegen nach, wobei die gleiche theoretische Effizienz aufrechterhalten wird, wenn sie zurückgefahren sind, wie wenn sie dies nicht sind. Dies beruht auf der Verwendung bilateraler Leistungsverstärkervorrichtungen, die einen Strom in der Rückwärtsrichtung während eines Teils des Eingangssignalzyklus durchleiten können, wobei Energie zu der Batterie zurückgebracht wird.
Dass die theoretische Effizienz unter Verwendung idealer bilateraler Vorrichtungen 100% ist, kann in dem Kontext einer einpolig abgeschlossenen Gegentaktausgangsstufe verstanden werden, wie in 6 gezeigt. In einem Bereich "a" von 0 bis (π – α) fließt der Strom von –Vcc/2 in die Last, während die Vorrichtung vom N-Typ an ist, was sie herunterzieht. Dies führt Energie von der –Vcc/2-Quelle 328b zu der Last. In einem Bereich "b" ist der Strom noch negativ, aber die Vorrichtung vom P-Typ ist an. Das bedeutet, dass Strom und Energie zurück zu der +Vcc/2-Quelle 328a fließen. In einem Bereich "c" fließt ein Strom von der Vcc/2-Quelle 328a zu der Last, während die Vorrichtung vom P-Typ an ist, und in einem Bereich "d" ist der Strom noch negativ, wenn die Vorrichtung vom N-Typ angeht, was Strom und Energie zurück zu der –Vcc/2-Quelle 328b sendet. Die mittleren Ströme sind somit:
von jeder der –Vcc/2- und +Vcc/2-Versorgungen, was um den Faktor cos(α) verglichen mit einem In-Phasenstrom verringert ist.
In 6 sind die mittleren Zufuhrströme von den geteilten Versorgungen –Vcc/2 und +Vcc/2 berechnet, Ipk/π zu sein, wenn α = 0. Die Gesamtleistung von beiden Versorgungen ist deswegen: Ipk Vcc/π. (1)
Die Rechteck-Spannungsschwingung an dem einpolig abgeschlossenen Leistungsverstärkerausgang ist Vcc/2 bis I-Vcc/2, d. h. Vcc/2-Spitzenwert, so dass der Strom an dem Ende einer Viertelwellenleitung einer Impedanz Zo eine Rechteckwelle eines Spitzenstroms von +/–Vcc/2Zo sein muss. Die Fundamentalkomponente einer Rechteckwelle ist π/4 mal der Spitzenwert, so dass der Fundamentalstrom, der den Resonator der 5 treibt, ist:
Der Strom induziert eine Spitzenlastspannung von:
Die Lastenergie ist somit ½ × Spitzenstrom × Spitzenspannung:
Die Gleichung (3) gibt die sinusförmige Spannungsschwingung an dem Resonator an dem Ende der Viertelwellenleitung. Somit wird der Strom an dem Ende der Leistungsverstärkervorrichtung der Leitung durch Zo geteilt, d. h.:
Indem Ipk aus Gleichung (5) in Gleichung (1) substituiert wird, ergibt sich die gesamte DC-Eingangsleistung als:
welche die gleiche ist wie Gleichung (4), was zeigt, dass die Effizienz 100% beträgt.
Es ist altbekannt, dass ein Schaltmodusinverter mit einer verlustlosen Filterung, um eine Rechteckwelle in einen Sinuswellenausgang zu konvertieren, eine theoretische 100%-Effizienz ergibt. Jedoch wird in der Anordnung der 3 bis 6, die in den Leistungsverstärker der 7 gekapselt ist, die Effizienz auch für Signale einer variierenden Amplitude aufrechterhalten, oder wenn der Sender auf weniger als einen vollen Ausgang zurückgefahren wird. In 7 kann ein Verstärker 700 Schaltungsmodus (Klasse-D)-Leistungsverstärker verwenden. Die Last 326 kann eine Antenne sein. Somit ist die vorliegende Erfindung, die keine theoretischen Begrenzungen hinsichtlich der Effizienz aufweist, ein besserer Startpunkt als Leistungsverstärker nach dem Stand der Technik, deren theoretische Effizienz bereits auf weniger als 100% auch mit idealen Vorrichtungen begrenzt ist.
Die Stammanmeldungen verwenden Einrichtungen wie etwa einen digitalen Signalprozessor (DSP) 334, um ein komplexes Modulationssignal, das eine variierende Amplitude und eine variierende Phase aufweist, in zwei Modulationssignale zu konvertieren, die eine konstante Amplitude und unterschiedlich variierende Phasen aufweisen. Eine Einrichtung, um zwei Signale zu erzeugen, die durch jeweilige Phasenmodulationssignale moduliert sind, wird dann eingesetzt. Eine Einrichtung ist in 2 veranschaulicht worden, nämlich die Verwendung zweier Quadraturmodulatoren 302, 304, die jeweils durch den Kosinus und Sinus ihrer jeweiligen Phasenmodulationssignale getrieben werden. Eine andere Technik ist in 8 gezeigt, bei der zwei Frequenzsynthetisierer, wobei jeder in der Phase modulierbar ist, wie etwa modulierbare fraktionale N-Synthetisierer 802 und 804 verwendet werden. Ein modulierbarer fraktionaler N-Synthetisierer umfasst einen Akkumulator, dessen Wert die Phase eines Oszillators 812, 814 bestimmt, die von dem Synthetisierer gesteuert wird. Normalerweise läuft in einem fraktionalen N-Synthetisierer der Akkumulator kontinuierlich (mit Umgriff) durch eine wiederholte Addition eines Schleifenwerts hoch, was einen Frequenzversatz bereitstellt. Um die Phase zu ändern, kann der Akkumulator zusätzlich durch ein einmaliges Addieren nur eines Werts gleich der Änderung einer gewünschten Phase hochgesetzt werden. Diese Anordnung ist in 8 gezeigt.
Unter Verwendung zweier separater fraktionaler N-Synthetisierer 802, 804 kann die kumulative Natur der addierten Delta-Phasenwerte außer Tritt geraten. In der Praxis legt deswegen die Erfordernis, eine Synchronisation aufrechtzuerhalten, es nahe, dass die beiden Synthetisierer auf einem einzigen Chip kombiniert werden sollten. Außerdem kann der Typ eines Synthetisierers, der als ein "reziproker fraktionaler N" bezeichnet wird, der von dem betreffenden Erfinder in der U.S.-Anmeldung, Nr. 08/957,173, eingereicht am 24. Oktober 1997 mit dem Titel Digital Frequency Synthesis by Sequential Fraction Approximations, erteilt an den Anmelder der vorliegenden Anmeldung, vorteilhaft sein, da er den Referenzteiler moduliert, der durch eine feste Referenzfrequenz gesteuert wird, der dann einfacher zu synchronisieren ist, wenn zwei modulierte Synthetisierer erforderlich sind.
Eine weitere, direkt phasenmodulierbare Synthetisierertechnik ist der direkte digitale Synthetisierer oder DDS, in welchem ein Akkumulator den Wert von (ωt + ϕ) kontinuierlich moduliert und den signifikantesten Teil einer Sinuswelle unter Verwendung einer Sinus-Nachschlagtabelle konvertiert. Jedwedes andere herkömmliche Verfahren eines Erzeugens von phasenmodulierten Signalen kann auch mit den Stammanmeldungen verwendet werden.
Antennenkopplungssysteme und Verfahren für Sender
Antennenkopplungssysteme und Verfahren für Sender gemäß der vorliegenden Erfindung werden nun beschrieben werden. Zuerst wird eine Übersicht bereitgestellt werden. Dann wird eine detaillierte Beschreibung unter Verwendung der 9–10 bereitgestellt werden.
Sender und Sendeverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung senden von einer gemeinsamen Antenne bei einer Vielzahl von Funkfrequenzen eine Vielzahl von Funkkanal-Frequenzsignalen, die mit einer jeweiligen Informationsmodulation moduliert sind. Eine Vielzahl von Modulatoren ist bereitgestellt, wobei ein jeweiliger einer jeweiligen der Vielzahl von Funkkanalfrequenzen entspricht. Jeder Modulator erzeugt zumindest ein phasenmoduliertes Treibersignal konstanter Amplitude bei der entsprechenden Funkkanalfrequenz aus der jeweiligen Informationsmodulation derart, dass zumindest ein phasenmoduliertes Treibersignal konstanter Amplitude der Informationsmodulation für die entsprechende Funkfrequenz entspricht. Zumindest ein gesättigter Leistungsverstärker ist für jedes des zumindest einen phasenmodulierten Treibersignals konstanter Amplitude bereitgestellt. Der zumindest eine gesättigte Leistungsverstärker ist auf das entsprechende phasenmodulierte Treibersignal konstanter Amplitude ansprechend, um ein entsprechendes verstärktes Ausgangssignal an einen Ausgang davon zu erzeugen. Schließlich verbindet ein Kopplungsnetz die Ausgänge der gesättigten Leistungsverstärker seriell, um ein kombiniertes Signal zu erzeugen, das an die gemeinsame Antenne angelegt wird. Die gemeinsame Antenne strahlt somit die Vielzahl von Funkkanal-Frequenzsignalen ab, die mit der jeweiligen Informationsmodulation moduliert sind.
Unter Bezugnahme nun auf 9 werden erste Ausführungsformen der Sender und Sendeverfahren der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. Wie in 9 gezeigt, setzen Sender 900 eine Vielzahl von Modulatoren konstanter Hüllkurve 902a ... 902n ein, wobei ein jeweiliger einer jeweiligen der Vielzahl von Funkkanalfrequenzen ω₁ ... ω_n entspricht. Jeder Modulator 902a ... 902n erzeugt ein Treibersignal 906a ... 906n konstanter Hüllkurve bei der entsprechenden Funkkanalfrequenz ω₁ ... ω_n aus der jeweiligen Modulationsinformation M₁ ... M_n.
Noch unter Bezugnahme auf 9 ist ein gesättigter Leistungsverstärker 912a ... 912n für jedes der Treibersignale 906a ... 906n einer konstanten Hüllkurvenmodulation bereitgestellt, um ein entsprechendes verstärktes Ausgangssignal 916a ... 916n an einem Ausgang davon zu erzeugen. Ein Kopplungsnetz 920 ist auch bereitgestellt, dass die Ausgänge der gesättigten Leistungsverstärker 912a ... 912n seriell verbindet, um ein kombiniertes Signal 938 zu erzeugen, das an die gemeinsame Antenne 326 angelegt wird. Die gemeinsame Antenne 326 strahlt deswegen die Vielzahl von Funkkanal-Frequenzsignalen ab, die mit der jeweiligen Informationsmodulation M₁ ... M_n moduliert sind.
Wie in 9 gezeigt, schließt das Kopplungsnetz 920 eine Vielzahl von Transformatoren 922a ... 922n ein, die jeweils eine Primärseite 932a ... 932n und eine Sekundärseite 936a ... 936n aufweisen. Eine jeweilige Primärseite 932a ... 932n ist mit einem jeweiligen Ausgang eines jeweiligen gesättigten Leistungsverstärkers 912a ... 912n gekoppelt. Die Sekundärseiten 936a ... 936n sind seriell mit der gemeinsame Antenne 326 verbunden. Es ist zu verstehen, dass das Kopplungsnetz 920 der 9 ähnlich zu dem Kopplungsnetz 320 der 3 sein kann. Vorzugsweise fließt das gleiche Stromspektrum in den Ausgangs-Leistungsverstärkervorrichtungen sämtlicher der Verstärker 912a ... 912n aufgrund der Serienverbindung. Jeder Verstärker 912a ... 912n verstärkt vorzugsweise ein Signal bei einer unterschiedlichen Funkträgerfrequenz ω₁ ... ω_n, die mit einer unterschiedlichen Informationsmodulation M₁ ... M_n Hüllkurvenmoduliert ist.
Unter Bezugnahme nun auf 10 wird eine zweite Ausführungsform von Sendern und Sendeverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben werden. In Sendern 1000 sind zumindest zwei gesättigte Leistungsverstärker 1012a ... 1012n und 1014a ... 1014n für jedes Informationsmodulationssignal 1042a ... 1042n bereitgestellt. Ein Modulator 1002a ... 1002n moduliert die entsprechende Informationsmodulation 1042a ... 1042n auf eine Trägerfrequenz ω₁ ... ω_n, um zumindest zwei phasenmodulierte Treibersignale 1006a ... 1006n und 1008a ... 1008n konstanter Amplitude bei der entsprechenden Funkkanalfrequenz ω₁ ... ω_n zu erzeugen. Somit entsprechen die zumindest zwei phasenmodulierten Treibersignale 1006a ... 1006n und 1008a ... 1008n konstanter Amplitude der Informationsmodulation für die entsprechende Funkfrequenz. Das Kopplungsnetz 1020 schließt einen ersten Transformator 1022a ... 1022n für jeden der ersten gesättigten Leistungsverstärker 1012a ... 1012n und einen zweiten Transformator 1024a ... 1024n für die zweiten Leistungsverstärker 1014a ... 1014n ein. Eine jeweilige primäre Seite 1032a ... 1032n und 1034a ... 1034n ist mit einem jeweiligen Ausgang 1016a ... 1016n und 1018a ... 1018n eines jeweiligen Leistungsverstärkers 1012a ... 1012n und 1014a ... 1014n gekoppelt. Die Sekundärseiten 1036a ... 1036n und 1038a ... 1038n sind seriell mit der gemeinsamen Antenne 326 gekoppelt.
Somit sind die Funkfrequenz-Leistungsverstärker in 10 gruppiert, um Gruppen von zumindest zwei Leistungsverstärkern 1012 und 1014 pro Gruppe zu bilden. Jeder Leistungsverstärker 1012 und 1014 in der gleichen Gruppe verstärkt Signal 1006, 1008 konstanter Amplitude der gleichen Funkträgerfrequenz ω, das aber in der Phase separat moduliert ist, derart, dass die Kombination der verstärkten Signale ein gewünschtes Amplituden- und phasenmoduliertes Signal bei einer Funkkanalfrequenz ω erzeugt, die für jede Gruppe unterschiedlich sein kann, das mit einem Informationsstrom 1042 moduliert ist, der auch für jede Gruppe unterschiedlich sein kann.
Wie oben beschrieben wurde, setzen die Verstärker vorzugsweise bilaterale Leistungsvorrichtungen wie etwa Feldeffekttransistoren, die von einer Source zu einem Drain und von einem Drain zu einer Source leiten, und/oder bipolare Transistoren ein, die Rückwärtsleitungsdioden einschließen, die in einer Vorwärtsrichtung über die bipolaren Transistoren und in einer Rückwärtsrichtung über die Rückwärtsleitungsdioden leiten. Somit kann, wenn der augenblickliche Stromwellenformwert von entgegengesetzten Vorzeichen zu dem augenblicklichen Ausgangsspannungswert irgendeines Verstärkers ist, der Strom effektiv rückwärts durch die Vorrichtung zu der Energieversorgung fließen. Verluste in einer Leistungskonversionseffizienz können dadurch verringert werden. Diese Technik kann auch eine Intermodulation verglichen mit der Verwendung eines Mehrfachträger (linearen) Verstärkers zum Verstärken mehrfacher Signale gemeinsam verringern.
Andere Ausführungsformen von Kopplungsnetzen können auch verwendet werden, wie bereits beschrieben wurde. Insbesondere sind in den 9 und 10 die Ausgänge der Verstärker 912, 1012 und 1014 isoliert (gefloated) unter Verwendung von Transformatoren, und die Sekundärseiten der Transformatoren sind in Serie zueinander mit der Lastimpedanz 326 (Antenne) verbunden. Jedoch können, wie oben in Verbindung mit 4 beschrieben wurde, die Verstärkerausgänge über eine Viertelwellenlängen-Übertragungsleitung 422, 424 verbunden werden, die jeweils erste und zweite Enden aufweist. Ein jeweiliges erstes Ende ist mit einem jeweiligen Ausgang eines jeweiligen gesättigten Leistungsverstärkers verbunden. Die zweiten Enden sind zusammen an einer Verbindungsstelle 440 gekoppelt, die mit der gemeinsamen Antenne 326 gekoppelt ist.
Wie oben in Verbindung mit 4 beschrieben wurde, kann eine parallele Verbindung an der gemeinsamen Verbindungsstelle 440 äquivalent zu einer Serienverbindung eine Viertelwellenlänge weg von der gemeinsamen Verbindungsstelle 440 sein. Andere Ausführungsformen von Kopplungsnetzen können eine Vielzahl von diskreten Induktanz-Kapazitätsäquivalenten von Viertelwellenlängenleitungen verwenden. Jedes diskrete Induktanz-Kapazitätsäquivalent kann einen Induktor, der zwischen einem jeweiligen Ausgang eines jeweiligen gesättigten Leistungsverstärkers und der gemeinsamen Verbindungsstelle 440 verbunden ist, und einen Kondensator umfassen, der mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt verbunden ist, um dadurch eine π-Schaltung mit der Ausgangskapazität des gesättigten Leistungsverstärkers zu bilden. Ein harmonisches Filtern kann auch bereitgestellt werden, wie es bei 5 beschrieben wurde, beispielsweise unter Verwendung einer Shunt-Resonanzschaltung 550.
Die vorliegende Erfindung kann ein Mehrfachkoppeln von Sendern zulassen, die auf benachbarten Frequenzkanälen arbeiten, wie etwa AMPS-Kanälen, die nur 30 kHz voneinander beabstandet sind. Ein derartiges Koppeln kann zuvor ohne Verwendung von Mehrfachkopplern, die auf gekühlten supraleitenden Materialien basiert waren, schwierig gewesen sein.
Weitere Betriebsdetails der Sender und Sendeverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung werden nun beschrieben werden. Zuerst werden Sender und Sendeverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung jenen gegenübergestellt werden, die in 3 gezeigt sind. In 3 sind zwei Leistungsverstärker 312 und 314 in Serie mit der Last 326 gekoppelt. Es ist gezeigt, dass jeder der Verstärker ein Treibersignal 316, 318 empfängt, das als ein Treibersignal einer konstanten Hüllkurve variierender Phase offenbart ist, das von einem jeweiligen Quadraturmodulator 302, 304, der ein komplexes Basisbandsignal (I1, Q1) bzw. (I2, Q2) auf die Funkträgerfrequenzsignale Kosinus (wt) und Sinus (wt) moduliert. In 3 waren (I1, Q1) und (I2, Q2) vorzugsweise jeweils komplexe Basisbandsignale mit der Eigenschaft, dass I1² + Q1² = I2² + Q2² = KONSTANT.
Das Ergebnis eines Kombinierens der beiden Leistungsverstärker in Serie mit der Last war, ein Signal zu erzeugen, das sowohl in der Amplitude als auch in der Phase durch ein komplexes Basisbandsignal (I1 + I2, Q1 + Q2), aber noch bei dem Signal-Funkträgerfrequenzkanal der Frequenz "ω" moduliert ist. Im Gegensatz dazu kann die vorliegende Erfindung ein Blockdiagramm ähnlich der 3 verwenden, um modulierte Funkkanal-Frequenzsignale auf unterschiedlichen Kanalfrequenzen ω₁ ... ω_n über eine gemeinsame Antenne getrennt zu senden. Der Effizienzverlust, der der Verwendung herkömmlicher Kombinierer inhärent ist, kann dadurch verringert werden.
Somit kann in 9 zumindest einer der Quadraturmodulatoren als ein ein Seitenband-Aufwärtskonvertierer betrachtet werden, und das zugeordnete (I, Q) Modulationssignal ist dann nicht mehr ein komplexes Basisbandsignal, sondern vielmehr ein komplex moduliertes Zwischenfrequenzsignal bei einer Mittenfrequenz von ω_IF, was die Differenzfrequenz zwischen der lokalen Oszillatorfrequenz "ω" des Quadraturmodulators und der gewünschten Funkkanalfrequenz ist. Jeder der jeweiligen Leistungsverstärker wird mit seinem eigenen, mit konstanter Hüllkurve modulierten Signal getrieben.
In einer zellulären drahtlosen Telefonbasisstation der 9 kann jeder Leistungsverstärker ein mit konstanter Amplitude moduliertes zelluläres Signal auf einem unterschiedlichen Funkfrequenzkanal für eine Übertragung zu jeweiligen tragbaren drahtlosen Telefonen verstärken. Beispiele von zellulären Telefonmodulationen konstanter Amplitude sind die analoge Frequenzmodulation des U.S.-AMPS-Systems oder die Gaußsche Minimalumtastung (GMSK)-Modulation des digitalen zellulären Systems, das als GSM bekannt ist, das eine Form einer kontinuierlichen Phasenmodulation oder CPM ist. Andere Formen einer CPM können verwendet werden. In 9 ist die Anzahl unterschiedlicher Funkfrequenzkanäle M₁ ... M_n, die über die gleiche Antenne 326 gesendet werden können, im allgemeinen gleich Eins pro Leistungsverstärker 912a ... 912n.
Aufgrund der Serienkopplung der Verstärker 912a ... 912n mit der Last (d. h. der Antenne) fließt der Strom in der Last, der die Summe der Ströme sämtlicher der unterschiedlichen Funkfrequenzen ist, in jede der Verstärkerausgangsschaltungen. Die Verstärker 912a ... 912n sind vorzugsweise Gegentaktverstärker, die jeweils zumindest zwei bilaterale Verstärkervorrichtungen verwenden, die beispielsweise den Ausgangsanschluss des Verstärkers abwechselnd mit einer positiven und einer negativen DC-Energiequelle verbinden, wobei der Wechsel vorzugsweise bei der Funkkanalfrequenz auftritt, wie sie durch das Eingangs-Treibersignal bestimmt wird. Da der Strom der Ausgangsvorrichtung die Summe vieler Signale bei unterschiedlichen Kanalfrequenzen ist, kann der Nettostrom zu einer Zeit negativ sein, zu der ein bestimmter Verstärker seinen Ausgangsanschluss mit der positiven Versorgung verbindet, so dass Strom rückwärts über die Vorrichtung zu der positiven Versorgung fließt. In gleicher Weise kann der Nettostrom zu einer Zeit positiv sein, zu der ein bestimmter Verstärker seinen Ausgangsanschluss mit der negativen Versorgung verbunden hat, womit ein Strom und eine Energie zu der negativen Versorgung zurückgegeben wird. Dieses Prinzip eines Zulassens, dass ein Strom und somit eine Energie zu der Versorgung zurückgebracht wird, wenn die augenblickliche Richtung des Nettstroms entgegengesetzt zu jener des bestimmten Signals ist, das von dem bestimmten Verstärker verstärkt wird, kann den Effizienzverlust verringern, der im allgemeinen mit linearen, Mehrfachträgerverstärkern, die mit einem Zurückfahren betrieben werden, um eine unerwünschte Intermodulation zu vermeiden, einhergeht. Dieses Prinzip kann auch eine Intermodulation vermeiden, da der Nettoausgangsstrom im allgemeinen linear proportional zu der Nettosumme der separat modulierten Signale ist.
Ein erster Modulator 902a einer konstanten Hüllkurve weist einen Eingang für ein erstes Modulationssignal wie etwa ein Sprach- oder digitales Datensignal M₁ und einen Eingang zum Bestimmen der Funkkanalfrequenz ω₁ auf. Der Modulator 902a erzeugt ein Ausgangssignal 906a einer konstanten Hüllkurve, das verbunden ist, um den Eingang des gesättigten Verstärkers 912a zu treiben.
Die Kombination eines Modulators 902 und eines gesättigten Verstärkers 912 wird "n" mal wiederholt, wobei "n" vorzugsweise die Anzahl von Funkkanälen ist, die mit Informationsströmen zu modulieren sind. Der letzte Modulator ist ein Block 902n und der letzte Sende-Leistungsverstärker ist ein Block 912n. Die Ausgänge der "n" Leistungsverstärker 916a, 916n sind effektiv seriell verbunden, beispielsweise durch die Verwendung der veranschaulichten Transformatoren 922a ... 922n. Dies Transformatoren weisen eine primäre Wicklung 932a ... 932n, die mit dem jeweiligen Verstärkerausgang 916a ... 916n verbunden ist, und eine Sekundärwicklung 936a ... 936n auf. Die Sekundärwicklungen sind in Serie und mit der Lastimpedanz 326 verbunden, womit sichergestellt ist, dass die Summe der Verstärkerausgangsspannungen an die Last 326 angelegt wird. Der Laststrom ist somit gleich der Summenspannung, geteilt durch die Lastimpedanz. Die Lastimpedanz ist vorzugsweise bei Harmonischen des Funkfrequenzbands hoch, was durch die Verwendung eines Filters für harmonische Unterdrückung ( 5) verbessert werden kann, um eine Abstrahlung unerwünschter Harmonischer zu vermeiden. Die Lastimpedanz der Fundamentalfrequenzen der gewünschten Funkkanäle ist vorzugsweise reell, d. h. rein resistiv und nicht reaktiv. Anders als bei Verstärkern nach dem Stand der Technik kann die vorliegende Erfindung gegenüber einer Lastimpedanz-Fehlanpassung bei der Fundamentalbetriebsfrequenz in hohem Maße beständig sein. Diese Fehlanpassung kann den Effekt eines Modifizierens des Betrags einer Leistung aufweisen, die bei der gewünschten Frequenz erzeugt wird, aber muss nicht eine Linearität und eine Effizienz verschlechtern.
Wie zuvor in den Stammanmeldungen offenbart wurde, kann die Transformator-Serienkopplung der 9 durch eine parallele Verbindung ein Viertel einer Wellenlänge weg von dem Verstärker unter Verwendung geeigneter Viertelwellen-Übertragungsleitung oder ihrer diskreten Induktor-Kondensator (L-C)-Äquivalente ersetzt werden. Eine C-L-C-π-Schaltung kann beispielsweise ausgelegt sein, äquivalent zu einer Viertelwellenleitung zu sein, wobei das "C" an einem Ende die Leistungsverstärkervorrichtung-Ausgangskapazität absorbiert, und die Summe C's des parallel-verbundenen Endes in einen einzigen Kondensator kombiniert werden.
Es ist oben beschrieben worden, dass Ausführungsformen der 9 zum Senden von "n" mit konstanter Hüllkurve modulierten Signalen von der gleichen Antenne geeignet sind, was etwa in AMPS oder GSM-zellulären Telefonbasisstationen gewünscht sein kann. Zelluläre Basisstationen unter Verwendung anderer Standards können eine Nicht-Konstantamplituden- oder "lineare"-Modulation einsetzen, wobei das gewünschte Sendesignal sowohl in der Phase als auch in der Amplitude variiert, um ein Übersprechen in benachbarte Kanäle besser zurückzuhalten. Beispielsweise verwendet der U.S.-Digitalzellenstandard, der als DAMPS oder IS136 bekannt ist, eine lineare Modulation, die als π/4-DQPSK bezeichnet wird. In den AMPS und DAMPS-Standards, und auch in GSM kann es nicht notwendig sein, benachbarte Kanalsender mit der gleichen Antenne zu koppeln. Tatsächlich kann dies schwierig gewesen sein, da herkömmliche Techniken, um mehrfache Sender mit der gleichen Antenne zu koppeln, allgemein entweder dissipative Kombinierer verwenden, die den Großteil der Sendeleistung als Wärme verschwenden können, oder Frequenzselektivkombinierer, die allgemein nicht ausreichend frequenzselektiv waren, um benachbarte Kanäle zu kombinieren, außer wenn sie unter Verwendung gekühlter, supraleitender Resonatoren aufgebaut sind. Deswegen wurden Frequenzzuordnungspläne allgemein verwendet, die ein Verwenden benachbarter Kanäle in der gleichen Zelle vermieden, wie auch den gleichen Kanal in benachbarten Zellen vermieden, was somit eine Störung zwischen benachbarten Zellen vermeidet.
Fortschritte in der Signalverarbeitung haben jedoch die Möglichkeit verbessert, den gleichen Kanal in benachbarten Zellen zu verwenden, und somit können sämtliche Kanäle theoretisch in sämtlichen Zellen verwendet werden, mit daraus folgenden Zunahmen in der Systemkapazität. Eine derartige Technik, die den gleichen Kanal in sämtlichen Zellen verwendet, ob zwar mit hinterfragbaren Kapazitätsverbesserungen, ist das CDMA-System der ersten Generation, das als IS95 bekannt ist. Eine der Schwierigkeiten eines Verwendens sämtlicher Frequenzkanäle in sämtlichen Zellen ist das Antennen-Mehrfachkopplungsproblem, wobei eine Lösung dafür in dem U.S.-Patent Nr. 5,584,057 an den betreffenden Erfinder mit dem Titel Use of Diversity Transmission to Relax Adjacent Channel Requirements in Mobile Telephone Systems, erteilt an den Anmelder der vorliegenden Erfindung, offenbart war. Dieses Patent beschreibt ein Koppeln von geraden Kanälen mit einer ersten Antenne und ungeraden Kanälen mit einer zweiten Antenne in der gleichen Zelle, was somit die Frequenzbeabstandung der Kanäle, die mit der gleichen Antenne gekoppelt sind, verdoppelt. Eine Kanalbeabstandung von 30 kHz, wie sie in AMPS und DAMPS verwendet wird, kann jedoch ein Verdoppeln der Kanalbeabstandung unzureichend sein, um ein effizientes Mehrfachkoppeln unter Verwendung herkömmlicher Kombinierer zuzulassen. Deswegen können, trotz Fortschritten in der Signalverarbeitung wie etwa eine Störungsauslöschung und/oder verbundene Demodulationstechniken, eine viel engere Wiederverwendung des gleichen Frequenzkanals zulassen können, die Vorteile durch die Unfähigkeit eingeschränkt sein, benachbarte Kanäle mit der gleichen Antenne zu koppeln.
Dieses Problem kann auch in dem Kontext von Systemen des GSM-Typs auftreten, die unter Verwendung eines begrenzten Betrags eines Spektrums aufgebaut sein, wie etwa nur drei 200 kHz-breiten Kanälen, was auch in dem Typ von Frequenzzuordnungen beschränkt sein kann, unter Verwendung herkömmlicher Antennen-Mehrfachkoppler betrachtet werden können. Außerdem schließt eine zukünftige Evolution von GSM, um höhere Datenraten zu senden, wobei die Verbesserung als "EDLE" bezeichnet wird, eine Verwendung einer 8-PSK-Modulation einer nicht konstanten Hüllkurve ein. Somit können die zweiten Ausführungsformen der Erfindung, wie sie in 10 beschrieben sind, für Systeme wie etwa IS95, GSM/EDGE und DAMPS eingesetzt werden, die lineare Nicht-Konstantamplituden-Modulationswellenformen verwenden. EDGE setzt ein lineares 8-Phasensignal (8-PSK) ein, wobei der Ausdruck "linear" impliziert, dass die Übergänge zwischen aufeinanderfolgenden 8-PSK-Symbolen nicht einer Trajektorie einer konstanten Amplitude folgen, sondern vielmehr einer Spektralband-begrenzten Trajektorie. Andere altbekannte Modulationen, die sowohl die Amplitude als auch die Phase verwenden, um eine Information zu übermitteln, sind Mehrfachpegel-Quadratur-Amplitudenmodulationen wie etwa 16QAM, 64QAM, 256QAM und so weiter.
Die in 10 gezeigte zweite Ausführungsform umfasst effektiv mehrfache Verstärkergruppen, wobei jede Verstärkergruppe zumindest zwei gekoppelte Verstärker 1012a ... 1012n und 1014a ... 1014n konstanter Amplitude umfasst, und wobei jede Verstärkergruppe auf ihrer eigenen Trägerfrequenz ω₁–ω_n arbeitet. Sämtliche Verstärker werden dann in Serie an ihren Ausgängen verbunden.
10 kann betrachtet werden, das sie einen ersten linearen Sender zeigt, der einen Modulator 1002, ein Paar von Verstärkern 1012 und 1014 und ein Paar von Transformatoren 1022 und 1024 umfasst, die einen Eingang eines Datensignals für eine Übertragung D1 und ein moduliertes und verstärktes Ausgangssignal S, das bei einer Funkträgerfrequenz ω zentriert ist, aufweisen. Der lineare Verstärker kann n-mal wiederholt werden. Die Ausgangssignale sämtlicher "n" Blöcke sind in Serie und mit der Last 326 verbunden, so dass die Last die Summe der jeweiligen Ausgangssignale S1 + S2 + S3 ... + Sn empfängt.
Ein jeweiliger Modulator 1002, in welchem das jeweilige Datensignal eingegeben wird, erzeugt Treibersignale für jede einer Gruppe von zumindest zwei Verstärkern 1012 und 1014, deren Ausgänge effektiv in Serie verbunden sind, wie durch die Verwendung der Transformatoren 1022 und 1024 veranschaulicht. Die Treibersignale für sämtliche Verstärker, die durch die Modulatoren erzeugt werden, sind vorzugsweise Treibersignale einer konstanten Hüllkurve, die sich nur in der Phase unterscheiden, wobei die Phasendifferenzen derart gewählt sind, dass die resultierende Summe sowohl eine gewünschte augenblickliche Phase als auch eine gewünschte augenblickliche Amplitude aufweisen. Der Modulator 1 der 1002a erzeugt beispielsweise ein Signal (I1, Q1)epx(jω₁t) einer konstanten Hüllkurve und ein zweites Signal (I2, Q2)exp(jω₁t) einer konstanten Hüllkurve, so dass die resultierende Summe (I1 + I2, Q1 + Q2)exp(jω₁t) das gewünschte, bei der Trägerfrequenz ω₁ amplituden- und phasenmoduliertes Signal ist. Ein weiterer Demodulator, zum Beispiel der Demodulator "n" 1002n erzeugt von Dn weitere zwei Signale (I_n–1, Q_n–1)exp(jω_nt) und (I_n, Q_n)exp(jω_nt) konstanter Hüllkurve, deren Summe (I_n–1 + I_n, Q_n–1 + Q_n)exp(jω_nt) das gewünschte Modulationssignal bei der Trägerfrequenz ω_n ist.
In den Stammanmeldungen wurde gezeigt, dass eine Verbesserung bei der Erzeugung linear modulierter Signale durch ein Kombinieren von Signalen konstanter Hüllkurve erreicht werden kann, wenn die Anzahl der kombinierten Signale größer als zwei ist, und ein besonders einfacher Fall ist es, vier Signale zu kombinieren. Somit kann einer der Sender der 10 einen derartigen Sender umfassen, der durch ein Kombinieren von zumindest zwei Signalen konstanter Hüllkurve und vorzugsweise durch ein Kombinieren von vier Signalen konstanter Hüllkurve gekennzeichnet ist.
Zusammenfassend kann die vorliegende Erfindung die Effizienz Vorteile der seriengekoppelten Senderleistungsverstärkerkonfigurationen auf Anwendungen ausweiten, die mehrere Sender verwenden, die auf unterschiedlichen Funkkanälen arbeiten, um die gleiche Antenne zu teilen, wie etwa eine Funktelefon-Basisstation. Andere Einzelträgersender können unter Verwendung der vorliegenden Erfindung kombiniert werden, um einen Mehrfachträgersender zu erzeugen, etwa die Quadraturleistungs-Digital-zu-Analog-Konvertertechniken der U.S.-Patentanmeldung Nr. 09/208,912, eingereicht am 10. Dezember 1998 mit dem Titel Systems and Methods for Converting a Stream of Complex Numbers Into a Modulated Radio Power Signal, an den betreffenden Erfinder et al.; und der U.S.-Patentanmeldung Nr. 09/216,466, eingereicht am 18. Dezember 1998 mit dem Titel Systems and Methods for Converting a Stream of Complex Numbers Into An Amplitude and Phase-Modulated Radio Power Signal an Holden et al., wobei beide dem Anmelder der vorliegenden Anmeldung übertragen sind.

Claims

Sender (900; 1000), der von einer gemeinsamen Antenne (326) bei einer Vielzahl von Funkfrequenzen (ω₁, ..., ω_n) eine Vielzahl von Funkkanalfrequenzsignalen sendet, die mit einer jeweiligen Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, .., 1042n) moduliert sind, wobei der Sender (900; 1000) umfasst: eine Vielzahl von Modulatoren (902a, ..., 902n; 1002a, ..., 1002n), wobei jeweils einer einen jeweiligen der Vielzahl von Funkkanalfrequenzen (ω₁, ..., ω_n) entspricht, wobei jeder Modulator (902a, ..., 902n; 1002a, ..., 906n) zumindest ein phasenmoduliertes Treibersignal (906a, ..., 906n) konstanter Amplitude bei der entsprechenden Funkkanalfrequenz (ω₁, ..., ω_n) aus der jeweiligen Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) derart erzeugt, dass das zumindest ein phasenmoduliertes Treibersignal (906a, ..., 906n) konstanter Amplitude der Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) für die entsprechende Funkfrequenz (ω₁, ..., ω_n) entspricht; zumindest einen gesättigten Leistungsverstärker (912a, ..., 912n; 1012a, ..., 1012n, 1014a, ..., 1014n) für jedes des zumindest einen phasenmodulierten Treibersignals (906a, ..., 906n) konstanter Amplitude, der ansprechend auf das entsprechende phasenmodulierte Treibersignal (906a, ..., 906n) konstanter Amplitude ist, um ein entsprechendes verstärktes Ausgangssignal (916a, ..., 916n) an einem Ausgang davon zu erzeugen; und ein Kopplungsnetz (920; 1020), das die Ausgänge der gesättigten Leistungsverstärker (912a, ..., 912n; 1012a, ..., 1012n, 1014a, ..., 1014n) seriell verbindet, um ein kombiniertes Signal (938) zu erzeugen, das an die gemeinsame Antenne (326) angelegt wird, derart, dass die gemeinsame Antenne (326) die Vielzahl von Funkkanalfrequenzsignalen abstrahlt, die mit der jeweiligen Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) moduliert sind.
Sender (900; 1000) nach Anspruch 1, wobei das zumindest eine phasenmodulierte Treibersignal (906a, ..., 906n) konstanter Amplitude aus zumindest zwei phasenmodulierten Treibersignalen (1006a, ..., 1006n, 1008a, 1008n) konstanter Amplitude bei der entsprechenden Funkkanalfrequenz (ω₁, ..., ω_n) besteht, derart, dass die zumindest zwei phasenmodulierten Treibersignale (1006a, ..., 1006n, 1008a, ..., 1008n) konstanter Amplitude der Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, .., 1042n) für die jeweilige Funkfrequenz (ω₁, ..., ω_n) entsprechen.
Sender (900; 100) nach Anspruch 1, wobei das Kopplungsnetz (920; 1020) eine Vielzahl von Transformatoren (922a, ..., 922n; 1022a, ..., 1022n, 1024a, ..., 1024n) umfasst, wobei jeder eine Primärseite (932a, ..., 932n; 1032a, ..., 1032n, 1034a, ..., 1034n) und eine Sekundärseite (936a, ..., 932n; 1036a, ..., 1036n, 1038a, ..., 1038n) aufweist, wobei eine jeweilige Primärseite (932a, ..., 932n; 1032a, ..., 1032n, 1034a, ..., 1034n) mit einem jeweiligen Ausgang (1016a, ..., 1016n, 1018a, ..., 1018n) eines jeweiligen gesättigten Leistungsverstärkers (912a, ..., 912n; 1012a, ..., 1012n, 1014a, ..., 1014n) gekoppelt ist, wobei die Sekundärseiten (936a, ..., 936n; 1036a, ..., 1036n, 1038a, ..., 1038n) seriell mit der gemeinsamen Antenne (326) gekoppelt sind.
Sender (900; 1000) nach Anspruch 1, wobei das Kopplungsnetz (920; 1020) eine Vielzahl von Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen (422, 424), umfasst, die jeweils erste und zweite Enden aufweisen, wobei ein jeweiliges erstes Ende mit einem jeweiligen Ausgang eines jeweiligen gesättigten Leistungsverstärkers (912a, ..., 912n; 1012a, ..., 1012n, 1014a, ..., 1014n) gekoppelt ist, wobei die zweiten Enden zusammen mit der gemeinsamen Antenne (326) gekoppelt sind.
Sender (900; 1000) nach Anspruch 1, wobei das Kopplungsnetz eine Vielzahl diskreter Induktanz-Kapazitätsäquivalente von Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen umfasst, die jeweils erste und zweiten Enden aufweisen, wobei ein jeweiliges erstes Ende mit einem jeweiligen Ausgang eines jeweiligen gesättigten Leistungsverstärkers (912a, ..., 912n; 1012a, ..., 1012n, 1014a, ..., 1014n) gekoppelt ist, wobei die zweiten Enden zusammen mit der gemeinsamen Antenne (326) gekoppelt sind.
Sender (900; 1000) nach Anspruch 5, wobei die Vielzahl der diskreten Induktanz-Kapazitätsäquivalente von Viertelwellenlängen-Übertragungsleitungen jeweils einen Induktor, der zwischen einem jeweiligen Ausgang eines jeweiligen gesättigten Leistungsverstärkers (912a, ..., 912n; 1012a, ..., 1012n, 1014a, ..., 1014n) und der gemeinsamen Antenne (326) verbunden ist, und einen Kondensator umfasst, der mit der gemeinsamen Antenne (326) verbunden ist, um dadurch eine π-Schaltung mit der Ausgangskapazität der gesättigten Leistungsverstärker (912a, ..., 912n; 1012a, ..., 1012n, 1014a, ..., 1014n) zu bilden.
Sender (900; 1000) nach Anspruch 1, wobei die gesättigten Leistungsverstärker (912a, ..., 912n; 1012a, ..., 1012n, 1014a, ..., 1014n) jeweils bilaterale Verstärkervorrichtungen einschließen, die während eines Betriebs einen Strom aus einer DC-Energieversorgung ziehen und der DC-Energieversorgung einen Strom zuführen.
Sender (900; 1000) nach Anspruch 7, wobei die bilateralen Verstärkervorrichtungen zumindest entweder Feldeffekttransistoren, die von einer Source zu einem Drain und von einem Drain zu einer Source leiten, oder Bipolartransistoren, die Rückwärtsleitungsdioden einschließen, die in einer Vorwärtsrichtung über die bipolaren Transistoren und in einer Rückwärtsrichtung über die Rückwärtsleitungsdioden leiten, umfassen.
Sender (900; 1000) nach Anspruch 1 in Kombination mit der gemeinsamen Antenne (326), um eine Funktelefon-Basisstation bereitzustellen.
Verfahren zum Senden von einer gemeinsamen Antenne (326) bei einer Vielzahl von Funkfrequenzen (ω₁, ..., ω_n) einer Vielzahl von Funkkanalfrequenzsignalen, die mit einer jeweiligen Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) moduliert werden, wobei das Verfahren umfasst: Erzeugen von zumindest einem phasenmodulierten Treibersignal konstanter Amplitude bei einer entsprechenden Funkkanalfrequenz (ω₁, ..., ω_n) aus der jeweiligen Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) derart, dass zumindest ein phasenmoduliertes Treibersignal (906a, ..., 906n) konstanter Amplitude der Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) für die jeweilige Funkfrequenz (ω₁, ..., ω_n) entspricht; getrenntes Verstärken jedes des zumindest einen phasenmodulierten Treibersignals (906a, ..., 906n) konstanter Amplitude, um eine entsprechende Vielzahl verstärkter Ausgangssignale (916a, ..., 916n) zu erzeugen; und serielles Koppeln der Vielzahl verstärkter Ausgangssignale (916a, ..., 916n), um ein kombiniertes Signal (938) zu erzeugen, das an die gemeinsame Antenne (326) angelegt wird, derart, dass die gemeinsame Antenne die Vielzahl von Funkkanalfrequenzsignalen abstrahlt, die mit der jeweiligen Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) moduliert sind.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das zumindest eine phasenmodulierte Treibersignal (906a, ..., 906n) konstanter Amplitude ein einziges Modulationstreibersignal einer konstanten Einhüllenden ist, und wobei die Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) eine Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) einer konstanten Einhüllenden ist.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) der konstanten Einhüllenden zumindest entweder eine Frequenz- oder eine Phasenmodulation ist.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei die Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) zumindest entweder eine analoge Sprachmodulation oder eine digitale Datenmodulation ist.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei die analoge Sprachmodulation eine analoge Frequenzmodulation (FM) ist.
Verfahren nach Anspruch 13, wobei die digitale Datenmodulation zumindest entweder eine kontinuierliche Phasenmodulation (CPM) oder eine Gauß'sche Minimalumtastung (GMSK, Gaussian Minimum Shift Keying) ist.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die analoge FM den AMPS-zellulären Funktelefonstandard erfüllt.
Verfahren nach Anspruch 15, wobei die GMSK-Digitaldatenmodulation den GSM-zellulären Funktelefonstandard erfüllt.
Verfahren nach Anspruch 10, wobei das zumindest eine phasenmodulierte Treibersignal (906a, ..., 906n) konstanter Amplitude zumindest aus zwei phasenmodulierten Treibersignalen (1006a, ..., 1006n, 1008a, ..., 1008n) konstanter Amplitude bei der entsprechenden Funkkanalfrequenz (ω₁, ..., ω_n) besteht, derart, dass die zumindest zwei phasenmodulierten Treibersignale (1006a, ..., 1006n, 1008a, ..., 1008n) konstanter Amplitude der Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) für die entsprechende Funkfrequenz (ω₁, ..., ω_n) entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei die Informationsmodulation (M₁, ..., M_n; 1042a, ..., 1042n) zumindest entweder eine analoge Sprachmodulation oder eine digitale Datenmodulation ist.
Verfahren nach Anspruch 19, wobei die digitale Datenmodulation zumindest entweder eine lineare 8-Phasenumtastung (PSK, Phase Steift Keying) oder eine π/4-Differentialquadratur-Phasenumtastung (DQPSK, Differential Quadrature Phase Steift Keying) ist.
Verfahren nach Anspruch 20, wobei die DQPSK zumindest entweder die IS-136 oder die DAMPS-zellulären Funkstandards erfüllt.