DK170318B1

DK170318B1 - FM-modtager med samt fremgangsmåde til forbedret modtagelse af Rayleigh-fadede signaler

Info

Publication number: DK170318B1
Application number: DK632287A
Authority: DK
Inventors: Bruce Charles Eastmond
Original assignee: Motorola Inc
Priority date: 1986-04-03
Filing date: 1987-12-02
Publication date: 1995-07-31
Also published as: DE3686421T2; NO874915L; DK632287D0; FI88089C; DK632287A; KR880701492A; AU596134B2; NO170376C; AU6623186A; JP2784514B2; EP0298959B1; US4893347A; US4893349A; DE3686421D1; SG28380G; FI884273A7; NO170376B; ATE79495T1; KR950012945B1; JPH01500788A

Description

DK 170318 B1

Den foreliggende opfindelse angår en forbedring af FM-modtagere og mere specielt forbedring af lydkvaliteten ved reduktion af den lydforstyrrelse, som opstår, når indgangssignalet har et minimumsniveau forårsaget af Rayleigh-fading hos de modtagne signaler. Denne opfindelse er specielt effektiv for FM-systemer, som anvender maksimale frekvensdeviationer mindre end 5 5,0 kHz.

Opfindelsen angår også en fremgangsmåde til forbedret modtagelse af Rayleigh-fadede signaler.

10 For at man kan værdsætte denne opfindelse, bør begrebet Rayleigh-fading ligge klart. Rayleigh-fading refererer til hurtige variationer i størrelse og/eller fase af det modtagne signal. Et Rayleigh-fadet signal udretter mest skade for en lytter, når størrelsen af en variation er stor nok til at forårsage en væsentlig, øjeblikkelig formindskelse i signal/støjforholdet. Dette fører til, at lytteren hører en overdøvende støjbyge eller "POP". Et almindeligt eksempel på Rayleigh-15 fading opstår, når en bruger af mobilradio kører på en motorvej og modtager et signal, som har hurtige og betydelige fluktuationer af feltstyrken. Sådanne fluktuationer kan forårsages af, at køretøjet passerer forholdsvis nærliggende genstande såsom ledningsmaster eller bygninger, som resulterer i feltstyrkevariationer ved køretøjets mobilantenne.

20 De uønskede lydeffekter, som skyldes Rayleigh-fading, får større skadeeffekt, efterhånden som maksimalt udsendt deviation aftager, og bærebølgens frekvens vokser. Deviationen er en faktor, som har indflydelse på signal/støjforholdet. For at opnå et givet udgangssignal af lyd vil større lavfrekvensforstærkning være nødvendig i et system med mindre maksimal deviation.

Fordi denne større forstærkning også forstærker den uønskede støjbyge, bliver støjsmældet 25 (pop-et) højere i forhold til den ønskede lyd i et system, som har mindre deviation, og den udgør derfor også en større forstyrrelse. Eftersom bølgelængden aftager, når frekvensen stiger, vil mobilradiomodtageren, som opererer ved højere frekvens, komme ud for et større antal nulværdier af signalet. Derfor er det mere almindeligt med hyppige lydsmæld ("POPS") ved høje frekvenser. Eftersom det tilgængelige frekvensspektrum er begrænset, og behovet for 30 kanaler til radiokommunikation stadig vokser, er det klart ønskeligt med en bedre udnyttelse af de nuværende kommunikationskanaler. En måde at øge antallet af kanaler er at dele de eksisterende kanalbåndbredder for at skaffe flere smalbåndskanaler. Fx, dersom en eksisterende 25 kHz kanal blev delt i to, ville der opstå to 12,5 kHz kanaler. Selvfølgelig vil smallere kanaler kræve, at de overførte signaler optager mindre båndbredde. Nedsættelsen af maksimalde-35 viationen fra 5 kHz til 2,5 kHz i et FM-system er en måde at reducere båndbredden til det overførte signal på for at skabe flere kommunikationskanaler. Nye kommunikationskanaler bliver tilgængelige ved højere frekvenser. Sandsynligheden for at få systemer med mindre DK 170318 B1 2 deviation, og som benytter sig af højere frekvenser, gør lyd"pop"-problemet knyttet til Rayleigh-fading til et betydeligt problem.

Et formål med den foreliggende opfindelse er at minimere støjbygeproblemerne, som er knyttet 5 til et Rayleigh-fadet signal i en FM-modtager.

Dette opnås ifølge opfindelsen ved en FM-modtager som anvist i den indledende del af krav 1, og som er særegen ved det i den kendetegnende del af krav 1 angivne, henholdsvis en fremgangsmåde som anvist i den indledende del af krav 8, og som er særegen ved det i den kende-10 tegnende del af krav 8 angivne.

Denne opfindelse er specielt, men ikke udelukkende tilpasset til at minimere støjsmæld (pops), som skyldes Rayleigh-fading i et FM-system, som udnytter en maksimal frekvensdeviation mindre end 5 kHz.

15

Fra US-A-4,466,129 kendes kredsløb til at reducere ekstern støj, dvs. udefra kommende støjimpulser, der skyldes elektriske maskiner, tordenvejr og lignende, i en SSB-modtager.

Kredsløbet anvender automatisk forstærkningskontrol (AGC) til at normalisere udgangssignalet fra en mellemfrekvensomhylningskurvedetektor. AGC-tidskonstanten vælges således, at for-20 stærkningskontrollen reagerer på ændringer i den gennemsnitlige mellemfrekvenssignalampli-tude, men stort set ikke på stigninger i det modtagne signalniveau frembragt af impulsstøj. En impulsdetektor, der er forbundet med omhylningskurvedetektorens udgang, frembringer en styresignalimpuls af en forudbestemt amplitude til dæmpning af en støjimpuls i mellemfrekvenstrinnet, dvs. inden lavfrekvenstrinnet.

25

Den foreliggende opfindelse minimerer støjsmæld opstået ved Rayleigh-fading, dvs. i modtagerens demodulator, ved at bruge en styrbar dæmpeenhed i serie med lavfre-kvens(lyd)udgangen, dvs. mellem diskriminatoren og højttaleren. Dæmpningsgraden bliver styret af et styresignal, som modsvarer størrelsen af det modtagne signal, når signalniveauet 30 ligger underet vist klippeniveau, og som er en konstant, når størrelsen af det modtagne signal er over dette klippeniveau. Betydelig Rayleigh-fading vil bringe signalniveauet under klippeniveauet. Dette vil forårsage forøget dæmpning, da amplituden af det modtagne signal aftager under klippeniveauet. Den forøgede dæmpning resulterer i lavere audioudgangssignal og vil på den måde reducere effekten af støjbygen, som blev skabt ved reduktionen af det modtagne , 35 signal. Et passende valg af klippeniveau har vist sig at være 5-20 dB under gennemsnitsstørrelsen af det modtagne signal.

DK 170318 Bl 3

Fortrinsvis indeholder styresignalet et andet delsignal, som kun bliver udnyttet under modtageforhold, hvor man har et lavt signal/støjforhold. Dette delsignal bliver afledt ved detektering af maksimalværdier alene af de højfrekvente signalkomponenter i enten det forstærkede mellemfrekvenssignal eller i udgangssignalet fra diskriminatoren, som skyldes støj, således at maksi-5 malværdidetekteringen ikke reagerer på ønskede audiofrekvenser. Eftersom amplituden af sådanne høje frekvenser er små, undtagen ved signalforhold, som repræsenterer tærskelværdier, vil man normalt ikke få bidrag fra dette tillægssignal, undtagen ved sådanne tærskel-sig-nalforhold, hvor det forstærker styresignalet for at frembringe en ekstra dæmpeeffekt. Denne tillægsdæmpning bidrager til forståeligheden af marginale signaler ved tærskelforhold ved at 10 reducere den mest fremtrædende støjkomponent.

Opfindelsen skal i det følgende forklares nærmere i forbindelse med tegningen, hvor fig. 1 er et blokskema, som illustrerer en forbedret FM-modtager ifølge opfindelsen, 15 fig. 2 et blokskema af en alternativ udførelsesform af en forbedret modtager ifølge opfindelsen, fig. 3 et diagram, som viser gennemsnitligt tone/støjforhold i forhold til bærebølgens niveau for en FM-modtager ifølge opfindelsen og for en konventionel FM-modtager, fig. 4 et diagram, som viser udgangssignalet fra klipperen som funktion af signalstørrelsen 20 for udførelsesformen i fig. 1, fig. 5 et diagram som illustrerer graden af dæmpning som funktion af signalstørrelsen i udførelsesformerne i fig. 1 og 2, fig. 6 et diagram, som viser udgangssignalet fra klipperen som funktion af signalstørrelsen i udførelsesformen vist i fig. 2, 25 fig. 7 et blokskema af en anden udførelsesform af den foreliggende opfindelse, som anvender en indikator for modtaget signalstyrke (RSSI) signal, fig. 8 et diagram, som viser bølgeformer, som er knyttet til udførelsesformen vist i fig. 7, fig. 9 et skematisk diagram, som illustrerer udvalgte dele af opfindelsen som vist i fig. 7, fig. 10 en logaritmisk til lineær omformer, som bliver brugt i en modificeret udførelsesform af 30 opfindelsen som vist i fig. 7, fig. 11 et blokskema af en FM-sender, hvor der er brugt kompressor, fig. 12 en FM-modtager for modtagelse af et komprimeret signal, og fig. 13 et delvis blokskema for en FM-modtager for modtagelse af et komprimeret signal, som indeholder støjreduktion ifølge den foreliggende opfindelse.

35

Fig. 1 viser en forbedret FM-modtager i overensstemmelse med den foreliggende opfindelse.

En antenne 10 kobler signalet til båndpasfilteret 12, som kobler det filtrerede signal til blanderen 14. Udgangen fra lokaloscillatoren 16 forsyner den anden indgang til blandetrinet 14, som DK 170318 B1 4 har sin udgang koblet via båndpasfilteret 18 til mellemfrekvensforstærkeren 20. Forstærkningen i forstærkeren 20 bliver kontrolleret ved hjælp af en indgang 22. Udgangen på forstærkeren 20 bliver koblet gennem et båndpasfilter 24 til en forstærker 25, som yderligere forstærker og begrænser signalet, før det bliver koblet til diskriminatoren 26. Det ubehandlede grund-5 bånd-audiosignal 28 fra diskriminatoren kan benyttes til at forsyne et squelchsignal til en konventionel squelchkreds eller en udgang til en demodulator for et digitalt signal, og det forsyner også dæmpeenheden 30 med et indgangssignal. Udgangen fra dæmperen leverer stemmesignalet, som kan kobles til en højttaler 32. Det vil være klart for en fagmand, at udgangssignalet fra dæmperen også kan forstærkes af en audioforstærker (ikke vist) i stedet for at drive 10 højttaleren 32 direkte.

Udgangen på båndpasfilteret 24 er også koblet til en forstærker 34, som fortrinsvis får reguleret sin forstærkning ved en indgang 36. Udgangssignalet fra forstærkeren 34 er koblet til en lineær omhylningskurvedetektor 38, som detekterer maksimalværdien af sit indgangssignal. Ud-15 gangen 40 på detektoren er koblet til et lavpasfilter 42, som har sin udgang koblet til forstærkere 44 og 46. Disse forstærkere fungerer som sammenligningskredse og giver udgangssignal, når indgangssignalet fra lavpasfilteret overskrider VR1 henholdsvis VR2. Udgangssignalet fra forstærkeren 46 tjener som indgangssignal 36 for at reducere forstærkningen i forstærkeren 34. Udgangen fra forstærkeren 44 skaffer indgangssignalet 22 for at regulere forstærkningen i for-20 stærkeren 20.

Udgangssignalet 40 fra omhylningskurvedetektoren 38 er også koblet til en klippekreds 48, som har et bestemt spændingsniveau, hvor klipning begynder, således at klippekredsens udgangssignal, som er koblet til et summeringsnetværk 50, er begrænset til en forudbestemt værdi, 25 selv om indgangssignalet fortsætter med at vokse. Udgangssignalet 40 er også koblet til et højpasfilter 52, som filtrerer signalet og kobler det til forstærkeren 54, som forstærker signalet og sender et indgangssignal til omhylningskurvedetektoren 56. Detektoren detekterer omhyl-ningskurven til signalet, som kommer fra forstærkeren 54. Udgangssignalet fra detektoren bliver glattet ud af et lavpasfilter 58, som kan bestå af en RC-tidskonstantkreds, som har sin 30 udgang koblet til en indgang på summationsnetværket 50. Udgangen fra summationsnetværket 50 sørger for et indgangssignal til dæmpertrinet 60, som dæmper størrelsen af audiosigna-let I overensstemmelse med styresignalet, som kommer fra netværket 50. Udgangssignalet fra trinet 60 er koblet til indgangen på dæmpertrinet 62, som også får sin dæmpning styret i overensstemmelse med et indgangssignal, som kommer fra klippekredsen 48. Udgangssignalet fra 35 trinet 62 udgør audioudgangssignalet.

Det vil klart fremgå for fagfolk, at elementerne 10-28 er standard FM-modtagekredse med undtagelse af, at mellemfrekvensforstærkningen i forstærkeren 20 bliver styret af en automatisk DK 170318 B1 5 forstærkningskontrol (AGC)-kreds. AGC-kredsen består af elementerne 34, 38, 42, 44, 46 og 20. Formålet med AGC-kredsen er at styre forstærkningerne til forstærkerne 34 og 20 ved hjælp af udgangssignalet fra forstærkerne 46 og 44 og at holde forstærkerne 34 og 20 i et lineært driftsområde for alle størrelser af indgangssignalet.

5

Fig. 4 viser overføringskarakteristikken for klippekredsen 48 med den helt optrukne linie 66. Responskurven 66 har et såkaldt "knæ" 68, således at udgangssignalet fra klippekredsen har et konstant niveau for værdier af indgangssignalet, som ligger over dette knæ.

10 Klippevirkningen, som fås af klippekredsen 48, er vigtig for den foreliggende opfindelse. Punktet vist ved referencenummer 70 i fig. 4 repræsenterer arbejdspunktet for klipperen for et foretrukket forudbestemt begrænserniveau såsom ved 15 dB. Tidskonstanten for lavpasfilteret 42 er således, at AGC-styresignalerne 22 og 36 ikke har tilstrækkelig hurtig respons til at følge en typisk Rayleigh-fade. Formålet med AGC-signalet er at følge den gennemsnitlige størrelse af 15 indgangssignalet for derved at styre forstærkningen for langsomme variationer af signalet med meget længere varighed end Rayleigh-fade-variationer. Derfor kunne en tidskonstant knyttet til filteret 42 være af størrelsesorden 1s for UHF-radiosystemer, hvor Rayleigh-fadevariationer har en tidsvarighed på kun nogle få millisekunder. Betydningen af arbejdspunktet 70 som vist i fig.

4 er, at en Rayleigh-fade af betydelig størrelse vil medføre, at klippekredsens udgangssignal 20 kommer under knæet 68 for en del af fade-variationens varighed, og derfor øge dæmpningen ved dæmperen 30 i løbet af denne tid.

Fig. 5 viser dæmpningen frembragt af dæmperen 30 som en funktion af udgangssignalet fra klippekredsen 48. Hvert dæmpetrin kan bestå af en operationstranskonduktansforstærker 25 såsom CA3280E. Kurven 72 viser, at dæmpekarakteristikken har et knæ 74, som svarer til knæet 68. For klippeindgangssignaler større end værdien ved knæet 74 er dæmpningen konstant. Ved klippeudgangssignaler under knæet 74 er dæmpningen omvendt proportional med kvadratet af udgangssignalet fra klipperen, dvs. at dæmpningen stiger stærkere end i et lineært forhold, når udgangssignalet fra klipperen aftager. Denne karakteristik skyldes de to kaskade-30 koblede dæmpetrin 60 og 62, som hvert får deres dæmpning styret af klippekredsens udgangssignal. Arbejdspunktet 70 i fig. 4 svarer til arbejdspunktet 76 i fig. 5. Derfor vil der, i løbet af en fade når arbejdspunktet kommer under knæet 68 på kurven 66 og til venstre for knæet 74 på kurven 72, opnås stigende dæmpning, som kvæler eller reducerer audioforstærk-ningen for derved at minimere støjbyger eller "pops" fremkaldt af Rayleigh-fade-variationen.

35

Dersom dæmperen 30 kun havde haft et enkelt dæmpetrin, ville dæmperkarakteristikken til venstre for knæet 74 have været lineær. Selv om et sådant enkelt dæmpetrin ville sørge for en reduktion af audiofrekvenser i løbet af en Rayleigh-fade, vil dæmpning, som stiger i en hur- DK 170318 B1 6 tigere takt end lineært, sørge for en større grad af stumkobiing. Det er indlysende for fagfolk, at flere end to dæmpetrin eller en dæmper med styrbar overføringskarakteristik kunne være anvendt til at skaffe en endnu større grad af dæmpning under et givet knæ. Det skønnes imidlertid, at en fuldstændig stumkobling af lyden under en Rayleigh-fade vii blive opfattet som 5 en lige så stor skadevirkning for lytteren som en støjbyge. Derfor vil en empirisk fastlæggelse af den bedste dæmpningstakt blive valgt på basis af en subjektiv vurdering af audioudgangs-signalet.

I smalbånds FM-systemer, dvs. med mindre end 5 kHz deviation, er det ønskeligt, at der ved 10 tærskelværdier eller lavt signai/støjforhold bliver sørget for tillægsdæmpning. Elementerne 52-58 udgør et værktøj for dette. Højpasfilteret 52 slipper igennem høje frekvenser eller støj over audioområdet, som bliver forstærket af forstærkeren 54 før amplitudedetektering i detektoren 56. Det bemærkes, at mængden og tilstedeværelsen af den højfrekvente støj stiger hurtigt nær tærskelværdibetingelserne. Tidskonstanten 58 er fortrinsvis valgt således, at den er af 15 størrelsesorden nogle få millisekunder, således at hurtige fluktuationer med hensyn til støjindholdet kan blive fulgt op.

Dæmpningen bliver foretaget ved hjælp af dæmpetrinet 60. Denne type dæmpning virker for meget lave niveauer af det modtagne signal, såsom tilnærmet 12 dB SINAD (forholdet mellem 20 signal plus støj plus forvrængning og støj plus forvrængning) eller mindre, fordi moderate eller høje signalniveauer har mindre indhold af højfrekvent støj. Dette øger mulighederne for en lytter, der prøver at forstå lavniveausignaler, ved at anvende audiodæmpning, som sporer hurtigt varierende støjniveauer i modsætning til et gennemsnitligt signalniveau.

25 Fig. 3 er et diagram, som visuelt illustrerer en forbedret audiorespons opnået med den foreliggende opfindelse ved forekomsten af Rayieigh-fading i de modtagne signaler. Diagrammet viser gennemsnitligt tone/støjforhold som funktion af relativt bærebølgeniveau for en konventionel fuldbegraenser FM-modtager med kurve 78 og for en FM-modtager, som gør brug af ideerne i den foreliggende opfindelse, i kurve 80. Knæet på kurve 78 indtræffer ved et gennem-30 snitligt tone/støjforhold på tilnærmet 20 og ved et relativt bærebølgeniveau på tilnærmet 22 dB. Knæet på kurve 80 indtræffer en anelse oven for et tone/støjforhold på 36 og ved et relativt bærebølgeniveau på tilnærmet 35 dB. For relative bærebølgeniveauer på tilnærmet 15 dB og mindre vil en modtager ifølge den foreliggende opfindelse have et tone/støjforhold tilnærmet 8 dB bedre end en konventionel modtager. Ved et relativt bærebølgeniveau på 40 dB og mere 35 vil en modtager ifølge opfindelsen have et gennemsnitligt tone/støjforhold på tilnærmet 16 dB større end for en konventionel radio.

DK 170318 B1 7

Kurven i fig. 3 repræsenterer en modtager med 2,5 kHz maksimal deviation målt ved 1,5 kHz maksimal deviation med 1 kHz audiotonemodulation. Simuleret Rayleigh-fading med en maksimal Dopplerfrekvens på tilnærmet 54 Hz blev anvendt til at simulere den fading, som man kan opleve med et køretøj, som kører med tilnærmet 65 km/time, medens det modtager et 5 signal på 900 MHz.

Kurverne præsenteret i fig. 3 er kun tænkt som en synlig repræsentation af den forbedrede audiorespons, som man opnår ved at udnytte den foreliggende opfindelse. Selv om fig. 3 illustrerer fordelene ved den foreliggende opfindelse, er det vanskeligt fuldt ud at fremstille den 10 subjektive forbedring i lydkvalitet og lytterkomfort, som kan opnås ved den foreliggende opfindelse, alene ved visuelle hjælpemidler.

Fig. 2 illustrerer en FM-modtager, hvor ideen i den foreliggende opfindelse er realiseret med en anden udførelsesform. Det bør bemærkes, at mange af de samme elementer, som der er 15 refereret til i fig. 1, også er til stede i diagrammet vist i fig. 2.

Udførelsesformen i fig. 2 illustrerer, at der kan føjes tillægskredse 82 til en konventionel FM-modtager for at opnå de forbedrede resultater ved den foreliggende opfindelse. Der anvendes et enkelt dæmpetrin 84 i stedet for de to trin 60 og 62 som vist i fig. 1. En detektor med kva-20 dratisk respons 86 benyttes i stedet for den lineære detektor 38. Detektoren 86 har en kvadratisk overføringskarakteristik i stedet for en lineær. Fx kan en passende forspændt diode blive anvendt som detektor 86. Det generelle formål med detektoren 86 er det samme som for detektoren 38, dvs. den følger omhylningskurven for det forstærkede indgangssignal med den undtagelse, at den har en kvadratisk overføringskarakteristik.

25

Fig. 6 illustrerer udgangssignalet fra klipperen 48 som udført i kredsene 82 som funktion af signalstørrelsen. Det bør bemærkes, at neden for knæet 88 på kurve 90 er responsen en kvadratisk respons, som repræsenterer udgangssignalet fra detektoren 86. Oven for indgangsspændingen til klipperen, som svarer til knæet 88, er udgangssignalet fra klipperen konstant.

30 Punkt 92 som vist på kurve 90 repræsenterer drift med et foretrukket klippeniveau såsom 15 dB. I løbet af en Rayleigh-fade, hvor den modtagne signalstørrelse et øjeblik bliver mindre end klippeniveauet, vil klipperens udgangssignal mindskes. Dæmpetrinet 84 reagerer på denne forandring i niveau ved at øge dæmpningen og derved mindske audioforstærkningen i løbet af Rayleigh-faden for at minimere den skadelige støjbyge. For moderate og stærke signalforhold 35 vil modtageren vist i fig. 2 virke hovedsagelig som den i fig. 1 viste. I denne udførelsesform har detektoren 86 kvadratisk karakteristik i stedet for de to kaskadekoblede trin 60 og 62 i udførelsesformen, som er vist i fig. 1. Selv om modtageren i fig. 2 ikke udviser audiodæmp- DK 170318 B1 8 ning på grund af modtaget lavt signalniveau nær tærskelforhold, vil det være klart, at elementerne 50, 52,54,56 og 58 også kunne anvendes i udførelsesformen, som er vist i fig. 2.

Lavpasfilteret 42 og forstærkerne 46 og 44 afleder AGC-signaler, som er koblet til indgangene 5 36 og 22 på forstærkerne 34 og 20 for at holde forstærkerne i et lineært område for forskellige gennemsnitlige niveauer af indgangssignalet. Tidskonstanten, som er knyttet til denne AGC-virkning, er væsentlig længere end varigheden af en Rayleigh-fade, tilnærmet 1 sekund.

Fig. 7 illustrerer en anden udførelsesform af den foreliggende opfindelse benyttet i en konventionel FM-modtager. Diskriminatoren 26, dæmperen 30 og højttaleren 32 opererer på samme 10 måde som tidligere beskrevet i forbindelse med fig. 1. En indikator for modtaget signalstyrke (RSSI) er tilkoblet ved terminalen 100 og er koblet gennem kondensatoren 102 til en variabel tærskelklipper 104. Genereringen af RSSI-signaler er velkendt. Fx genererer FM-modtagere brugt i mobiltelefonapparater et RSSI-signal. RSSI-signalet er fortrinsvis proportionalt med den matematiske logaritme af størrelsen af det modtagne signal for at komprimere store variationer 15 i signalniveau til et mindre variationsområde af RSSI-signaler.

En DC-forspænding VR3 bliver adderet til det AC-koblede RSSI-signal gennem modstanden 106. Størrelsen afspændingen VR3 bestemmer tærskelniveauet, hvor klipperen 104 begynder at klippe. RC-tidskonstanten for modstanden 106 og kondensatoren 102 er valgt således, at 20 kun de relativt hurtige Rayleigh-fades, som bliver reflekteret i RSSI-signalet, bliver koblet til klipperen 104. Virkemåden for klipperen 104 vil blive yderligere beskrevet nedenfor.

En kreds 108 modtager et støjsignal på terminalen 110 og sørger for en udgangsspænding V^, som er proportional med amplituden på den støj, som bliver modtaget. Det ubehandlede audi-25 oudgangssignal 28 fra diskriminatoren 26 kan udnyttes som støjkilde. Kredsen 108 inkluderer et højpasfilter 112, en omhylningskurvedetektor 114, et lavpasfilter 118 og en forstærker 116. Omhylningskurvedetektoren og forstærkeren er forspændt af en referencespænding BR4. Højpasfilteret 112 frafiltrerer audiofrekvenser og videresender højere frekvenser. Disse signaler med højere frekvens får deres omhylningskurve detekteret af detektoren 114, som får sit 30 udgangssignal lavpasfiltreret af filteret 118 og forstærket af forstærkeren 116. Spændingen VR4 sørger for en reference, som svarer til den størrelse, hvor støjsignaler vil blive detekteret og forstærket af detektoren 114 og forstærkeren 116. Et udgangssignal Vjg fra kredsen 108 afgives kun ved dårlige signal/støjforhold. Formålet med udgangssignalet er at sørge for tillægsdæmpning af audioudgangssignalet ved lave signalniveauer. Denne virkning resulterer i 35 en mere behagelig lyd, eftersom audiomeldingen vokser svagere i forhold til støjniveauet.

Fig. 8 er et blandingsdiagram, som viser tre bølgeformer: Reference DC niveau VR3, bølgeform 120 som svarer til størrelsen af det modtagne signal som bestemt af RSSI, og bølgeform DK 170318 B1 9

Vq (vist med fuld streg) fra klipperen 104, som styrer graden af dæmpning, som besørges af dæmperen 30. Det bør forstås, at bølgeformen Vq er superpositioneret over dele af bølgeformen 120. Delene af bølgeformen 120, som falder sammen med signalet Vq, illustrerer nulværdier ved Rayleigh-fading, som har tilstrækkelig størrelse til at forårsage, at dæmpningen 5 bliver iværksat af dæmperen 30, Forspændingen VR3 bliver fortrinsvis valgt således, at Ray-leigh-fades med et niveau 5-10 dB under gennemsnitsstørrelsen af det modtagne signal vil forårsage dæmpning af audioudgangssignalet. Størrelsen, som fremkalder dæmpning, bliver illustreret grafisk i fig. 8. Delen af bølgeformen 120 oven for bølgeformen Vq repræsenterer signalniveauet over dæmpetærsklen, tærsklen som svarer til den rette, vandrette liniedel af 10 bølgeformen Vq.

Skemaet i fig. 9 viser en speciel udførelsesform af kredsen 108 og klipperen 104. Forstærkerne 122 og 124 og de tilknyttede kondensatorer og modstande udgør højpasfilteret 112. Forstærkeren 126 og dioden 128 udgør omhylningskurvedetektoren 114. Modstanden 130 og 15 kondensatoren 132 udgør lavpasfilteret 118.

Den variable klippekreds 104 består af en forstærker 134, hvor udgangssignalet bliver klippet af dioden 136. Styresignalet Vjsj bliver adderet gennem modstanden 138 til udgangssignalet Vq for at fremkalde en tillægsdæmpning ved forhold med lavt signalniveau.

20

En konventionel FM-modtager kan indlemme den foreliggende opfindelse som vist i fig. 7-9 uden modifikationer af de øvrige modtagerkredse. Fx er der ikke nogen krav om automatisk forstærkningskontrol af mellemfrekvensforstærkerne. Denne udførelsesform af den foreliggende opfindelse kan således let monteres i allerede eksisterende FM-modtagere.

25

Det foretrækkes, at dæmperen 30 i udførelsesformen, som er illustreret i fig. 7, har den samme dæmpningskarakteristik som beskrevet tidligere. Det vil sige, at dæmpningen, som bliver fremkaldt, når det modtagne signal falder under den forudbestemte tærskel, er fortrinsvis større end 1 dB med dæmpning for en reduktion på 1 dB i signalstyrken; en dæmpestigning på 2 dB 30 for et fald i signalstyrken på 1 dB har vist sig at være tilfredsstillende. Med de to dæmpetrin 60 og 62 i serie ville et signal Vq, som svarede til en lineær forandring af modtaget signalstyrke, fremkalde 2:1 dæmpning, hvis det antages, at hvert dæmpetrin bidrager med 1 dB dæmpning.

Men dersom RSSI-signalet svarer til en logaritmisk variation af den modtagne signalstyrke, forandrer graden af dæmpning sig efter signalstyrken. En forandring af dæmpningen på til-35 nærmet 2:1 kan opnås på trods af den logaritmiske respons til RSSI-signalet ved at træffe et passende valg af forspænding VR3.

DK 170318 B1 10

Fig. 10 illustrerer en logaritmisk til lineær omformer 140, som kan udnyttes ved udførelsesformen ifølge den foreliggende opfindelse som vist i fig. 7 ved at forbinde udgangen af klippekredsen 104 til dens indgang og kobling af dens udgang til dæmperen 30. Ved at sørge foren logaritmisk til lineær omformning af signalet Vq og ved at drive klipperen 104 og dæmperen 30 5 i et lineært område vil et logaritmisk RSSI-signal blive kompenseret af omformeren 140, således at styresignalet til dæmperen 30 er hovedsagelig lineært afhængig af modtaget signalstyrke. Således kan en dæmpningsvariation i forhold til en variation i modtaget signalstyrke på 2:1 (i løbet af fading neden for den forudbestemte tærskel) blive nøjagtig opnået. Det vil også være klart for fagfolk, at andre forhold mellem dæmpning og modtaget signalstyrke kan opnås 10 ved at variere styresignalet, som tilføres til dæmperen 30. Alternativt kunne flere dæmpetrin i serie anvendes foruden dæmperen 60 og 62 for at opnå forskellige dæmpningsforhold.

Fig. 11 og 12 illustrerer en typisk sender henholdsvis modtager, hvor "stavelseskompression" anvendes til at forbedre det effektive signal/støjforhold. I et kommunikationssystem, som ud-15 nytter stavelseskompression, bliver amplituden af stemmesignalet på indgangen komprimeret af en sammenpresser 142 i senderen, og modtageren udnytter en ekspansionskreds 144 til at ekspandere signalet tilbage til sin oprindelige karakteristik. Meget af forbedringen ved kompressionen i FM-kommunikationssystemer skyldes ekspansionen, som bliver foretaget i modtageren. Ekspansionskredsens forstærkning stiger i løbet af audioomhylningskurvens minima.

20 Dette skaber en forbedring i det gennemsnitlige signal/støjforhold for et signal, som har fluktuationer i amplituden, såsom tale, når man antager, at amplituden til et støjsignal er mindre end amplituden til det ønskede modtagne signal. I løbet af en Rayleigh-fade, som skaber en støjbyge med en amplitude større end det ønskede signal, vil ekspansionskredsen i modtageren søge at følge den stigende støjamplitude og øge forstærkningen af støjsignalet. På denne 25 måde vil ekspansionskredsen gøre det samme ved en fading som ved et stemmesignal og således producere et uønsket audioudgangssignal. Dette problem bliver specielt tydelig ved forsøg på at modtage et signal, som har en forholdsvis lille signalstyrke. Under sådanne forhold skaber en Rayleigh-fade et støjsignal på udgangen fra FM-modtageren, som har en større amplitude end det ønskede signal. Dette støjsignal får ekspansionskredsen til at øge for-30 stærkningen for derved at forstærke støjbygen og skabe et audioudgangssignal, som lyder værre end et system, som ikke har kompression.

Delblokdiagrammet af modtageren, som er vist i fig. 13, viser, at de tidligere udførelsesformer af den foreliggende opfindelse repræsenteret ved støjreduktonsblokken 146 kan blive sat ind 35 mellem en konventionel diskriminator 26 og kredsene 148, som er dele af den sædvanlige kredsudrustning i et system med kompression. Det var ikke uden videre indlysende, at kombinationen af støjreduktionskredsene 146 i en FM-modtager, som udnytter en ekspansionskreds 144, ville give en forbedret modtagelse. Selv om støjreduktionskredsene 146 vil reducere DK 170318 B1 11 støjen i en konventionel modtager ved at reducere størrelsen af støjbygerne, blev det antaget, at det at bruge den sammen med en ekspansionskreds kunne resultere i et uønsket system, hvor ekspansionskredsen ville følge det reducerede niveau skabt af støjreduktionskredsene i løbet af en fading og introducere uønsket amplitudefluktuation i det modtagne signal.

5

Aktuel testning af støjreduktionskredsene 146 i en modtager med kompression har vist, at den samlede modtager ikke reagerer uønsket som forudsagt. Varigheden, hvor støjreduktionskredsene foretager audiodæmpning på grund af Rayleigh-fading, er kortere end den sædvanlige tidskonstant tilknyttet ekspansionskredsen 144.

10

Fx er en typisk tidskonstant på tilnærmet 20 millisekunder tilknyttet en ekspansionskreds væsentlig længere end det typiske tidsinterval for audiodæmpning opstået som respons fra støjreduktionskredsene 146 ifølge den foreliggende opfindelse. Derfor vil ekspansionskredsen ikke følge med i de kortvarige reduktioner i audioniveauet forårsaget af støjreduktionskredsene 15 146, og derfor indfører ekspansionskredsen ikke uønskede amplitudefluktuationer i det mod tagne signal.

Indbygning af støjreduktionskredsene 146 ifølge den foreliggende opfindelse i et smalbånds FM-system, som udnytter kompression, medfører en betydelig forbedring i kvaliteten på mod-20 tagne lydsignaler ved alle signalniveauer. Forbedringen, som opstår ved denne kombination, er mest tydelig ved relativt svage signalniveauer, hvor sædvanlige FM-modtagere med kompression har en tendens til yderligere at hæve de støjbyger, som opstår ved Rayleigh-fading.

Claims

1. En FM-modtager med forbedret audiorespons på modtagne signaler, som indeholder Ray-leigh-fading, hvilken modtager omfatter en diskriminator (26) til omsætning af det modtagne

2. Modtager ifølge krav 1, kendetegnet ved, at det forudbestemte niveau befinder sig 15 inden for området 5-20 dB, fortrinsvis inden for området 10-15 dB.

3. Modtager ifølge krav 1, kendetegnet ved, at gennemsnitssignalet svarer til tidsgennemsnittet af det modtagne signal for et tidsinterval væsentlig længere end tidsvarigheden af en Rayleigh-fade. 20

4. Modtager ifølge krav 1, kendetegnet ved, at afhængighedsfunktionen består i, at audiodæmpningen øges i et forhold X/Y større end 1, hvor X er forandringen i dæmpning, og Y er den tilsvarende forandring i amplituden på det modtagne signal, således at dæmpningen øges mere end nedgangen i amplitude for et modtaget signal i løbet af en Rayleigh-fade. 25

5. Modtager ifølge krav 1, kendetegnet ved, at organet (38) til generering af styresignalet genererer styresignalet således, at det forandrer sig hurtigere end amplituden for det modtagne signal.

5 FM-signal til et audiosignal og organer til at frembringe et gennemsnitssignal, som svarer til den gennemsnitlige størrelse af det modtagne signal, kendetegnet ved yderligere at omfatte organer (38) til at generere et styresignal, som svarer til amplituden af det modtagne signal, organer (48) til at klippe styresignalet, således at styresignalet er hovedsagelig en konstant for modtagne signaler over et forudbestemt niveau under gennemsnitssignalet, og 10 således at styresignalet under dette forudbestemte niveau vil mindskes, efterhånden som det modtagne signal mindskes, samt organer (30) til at dæmpe audiosignalet i en invers afhængighed af det klippede styresignal.

6. Modtager ifølge krav 4, kendetegnet ved, at organet (30) til dæmpning består af mindst to kaskadekoblede dæmpekredse (60,62), som hver får deres dæmpning styret af det klippede styresignal, eller mindst en dæmpekreds (84), hvor dæmpningsgraden bliver styret af det klippede styresignal.

7. Modtager ifølge krav 1, kendetegnet ved, at der findes yderligere midler koblet til organet (30) for dæmpning, som sørger for en tillægsdæmpning, som er proportional med de •f højfrekvente støjkomponenter tilknyttet det modtagne signal, således at der bliver sørget for tillægsdæmpning for modtagne signaler nær støjtærsklen for modtageren. DK 170318 B1 13

8. Fremgangsmåde til forbedring af audioresponsen for en FM-modtager ved modtagelse af signaler med Rayleigh-fading og omfattende omsætning af det modtagne FM-signal til et audiosignal, frembringelse af et gennemsnitssignal som svarer til den gennemsnitlige størrelse af det modtagne signal, kendetegnet ved endvidere at omfatte følgende trin: frembrin- 5 gelse af et styresignal, som svarer til amplituden af det modtagne signal, klipning af styresignalet, således at styresignalet er hovedsagelig en konstant for modtagne signaler over et forudbestemt niveau under gennemsnitssignalet, og således at styresignalet under dette forudbestemte niveau mindskes, efterhånden som det modtagne signal mindskes, og dæmpning af audiosignalet i en invers afhængighed af det klippede styresignal. 10

9. Fremgangsmåde ifølge krav 8, kendetegnet ved, at der indføres et yderligere trin med tillægsdæmpning som respons på højfrekvenskomponenter over audiofrekvenserne i det modtagne signal, således at der bliver sørget for tillægsdæmpning, når det modtagne signal kommer nær modtagerens støjtærskel. 15