EP0629059A1

EP0629059A1 - Système de transmission numérique à étalement de spectre obtenu par codage pseudo-aléatoire basse fréquence de l'information utile et procédé d'étalement et de compression de spectre utilisé un tel système

Info

Publication number: EP0629059A1
Application number: EP94401282A
Authority: EP
Inventors: Philippe Sehier; Dominique Deprey
Original assignee: Alcatel Telspace SA
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 1993-06-09
Filing date: 1994-06-08
Publication date: 1994-12-14
Anticipated expiration: 2014-06-08
Also published as: ES2162846T3; US5546423A; EP0629059B1; FR2706704A1; FR2706704B1; DE69428155D1; CA2125444A1

Abstract

Système et méthode pour combiner, au niveau d'un émetteur, chaque bloc d'un signal numérique à transmettre avec un échantillon issu d'un générateur pseudo-aléatoire fonctionnant à basse-fréquence. Les résultats des différentes combinaisons sont convertis en séquences orthogonales ou quasi-orthogonales, modulées et transmises au récepteur. Le récepteur effectue une démodulation du signal reçu et combine chaque séquence avec un échantillon identique à celui utilisé pour le codage basse-fréquence au niveau de l'émetteur pour reconstituer les différents blocs.

Permet de réaliser un étalement de spectre basse-fréquence d'un signal à transmettre.

Description

Le domaine de l'invention est celui des modems de transmission de signaux numériques et notamment celui des modems à étalement de spectre. Plus précisément, la présente invention concerne un système de transmission à étalement de spectre entre un émetteur et un récepteur de signaux numériques où l'étalement de spectre est obtenu par codage pseudo-aléatoire de l'information utile à transmettre. L'invention s'applique notamment dans les télécommunications hertziennes dans le domaine militaire.
Dans le domaine militaire, une opération d'étalement de spectre est généralement utilisée en ECCM (Electronic Counter-CounterMeasures) et consiste à multiplier le signal utile à transmettre par un code, appelé code ou séquence d'étalement, issu d'un générateur pseudo-aléatoire dont la fréquence du signal d'horloge est beaucoup plus importante que la fréquence maximale du signal utile. Le nombre de bits d'information utile transmis par Hz est donc très faible.
La figure 1 représente un chronogramme permettant de comprendre le principe de l'étalement de spectre par une séquence d'étalement.
Un signal utile SAT à transmettre, ici codé sur deux niveaux +1 et -1 suivant un codage NRZ, est multiplié par une séquence d'étalement cyclique SE, également codée sur deux niveaux. Le signal résultant de la multiplication est le signal ST transmis de l'émetteur vers un récepteur après modulation. Le support de transmission du signal ST modulé est généralement constitué par une liaison hertzienne. A la réception, après démodulation, la multiplication du signal reçu ST avec la même séquence d'étalement SE (même phase et même fréquence) permet de reconstituer le signal utile SAT.
La transmission à étalement de spectre par séquence directe est habituellement utilisée pour conférer au signal transmis une meilleure discrétion, une résistance aux brouillages ECM (Electronic CounterMeasures) et une résistance aux évanouissements sélectifs (fading).
On définit par gain d'étalement le rapport entre le temps chip et le temps bit, le temps chip correspondant à la durée d'un bit de la séquence d'étalement et le temps bit à celui du signal utile. Plus ce gain d'étalement est élevé, plus le signal transmis est apte à être transmis discrètement et donc à résister aux dispositifs ECM destinés à le détecter et, éventuellement, à le brouiller. Une étape essentielle de l'analyse ECM consiste à déterminer l'aléa d'étalement du signal capté car cette étape permet de pénétrer le contenu informationnel du signal capté, c'est à dire de reconstituer le signal utile.
Le principal inconvénient de l'étalement de spectre par séquence directe est que le générateur de la séquence directe doit fonctionner à la fréquence d'émission de chips, soit à une fréquence de l'ordre de plusieurs MHz. Il est donc nécessaire d'implanter ce générateur dans un ASIC, ce qui augmente la complexité hardware et le coût du développement du matériel.
La présente invention a notamment pour objectif de pallier cet inconvénient.
Plus précisément, un des objectifs de l'invention est de fournir un système de transmission d'un signal numérique, où un étalement de spectre est mis en oeuvre, ce système ne nécessitant pas de générateur d'aléa fonctionnant à la fréquence chip. Il est dès lors plus simple à réaliser et moins coûteux, tout en permettant un important étalement du spectre du signal utile destiné à résister aux dispositifs ECM.
Un autre objectif de l'invention est de fournir un tel système où l'étalement de spectre est réalisé à partir de séquences orthogonales, par exemple à l'aide de séquences de type M-séquences (aussi appelées séquences de longueur maximale ou de Hadamard), bien connues dans le domaine de la transmission de signaux numériques.
Un objectif complémentaire est de fournir un procédé de transmission de signaux numériques à étalement de spectre où l'étalement est réalisé à la fréquence bit et non pas à la fréquence chip.
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaîtront par la suite, sont atteints grâce à un système de transmission d'un signal numérique entre un émetteur et un récepteur, caractérisé en ce que :

* l'émetteur comporte successivement :
- - des moyens de codage recevant ce signal numérique et fournissant, pour chaque bloc de k bits du signal numérique, un échantillon codé prenant une valeur entière comprise dans l'intervalle [0, N-1], chaque valeur entière étant représentative des k bits du bloc dont elle est issue ;
- - des moyens de combinaison des échantillons codés avec des échantillons issus d'un générateur d'aléas de phase pseudo-aléatoire, les moyens de combinaison fournissant un entier compris dans l'intervalle [0, M-1] pour chaque combinaison d'un échantillon codé et d'un échantillon d'aléa de phase issu du générateur d'aléas de phase, M étant supérieur à N ;
- - des moyens de génération de signaux fournissant, pour chaque entier compris dans l'intervalle [0, M-1], une suite de q nombres entiers correspondant à cet entier, les différentes suites étant orthogonales ou quasi-orthogonales entre elles ;
- - des moyens d'émission des suites de q nombres entiers à l'attention du récepteur, les moyens d'émission comprenant un modulateur à décalage de phase dont le nombre d'états est égal à M ;
* le récepteur comporte successivement :
- - des moyens de réception restituant les suites de q nombres entiers ;
- - des moyens de traitement recevant d'une part les suites de q nombres entiers des moyens de réception et d'autre part des échantillons d'aléas de phase issus d'un générateur d'aléa de phase synchronisé avec le générateur d'aléas de phase de l'émetteur, les moyens de traitement assurant une démodulation des suites de q nombres entiers et effectuant une opération inverse de celle des moyens de combinaison pour restituer les échantillons codés ;
- - des moyens de décodage restituant le signal numérique à partir des échantillons fournis par les moyens de traitement.

Les M suites de q nombres entiers sont préférentiellement constituées de séquences de Hadamard.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre illustratif et non limitatif, et des dessins annexés dans lesquels :

- la figure 1 représente un chronogramme permettant de comprendre le principe de l'étalement de spectre par une séquence d'étalement ;
- la figure 2 est un schéma synoptique d'un émetteur du système de transmission de la présente invention ;
- la figure 3 est un schéma synoptique d'un récepteur des signaux numériques transmis par l'émetteur de la figure 2.

La figure 1 a été décrite précédemment en référence à l'état de la technique.
En se référant à la figure 2, le signal numérique à transmettre SN est appliqué, ici par l'intermédiaire d'un accès série, à des moyens de codage 21 qui fournissent, pour chaque bloc de k bits du signal SN, un échantillon codé E_c prenant une valeur entière comprise dans l'ensemble {0,..., N-1}, chaque valeur entière étant représentative des k bits du bloc correspondant. Les moyens de codage 21 peuvent par exemple être constitués par un simple convertisseur binaire-décimal et le débit sortant des moyens de codage est alors kfois plus faible que le débit entrant.
Les moyens de codage 21 peuvent éventuellement également effectuer un entrelacement des bits du signal SN.
Les échantillons codés E_c sont appliqués à des moyens de combinaison 22 de ces échantillons avec des échantillons E_a issus d'un générateur 23 pseudo-aléatoire, qui sera par la suite appelé générateur d'aléas de phase. De façon générale, les moyens de combinaison 22 comprennent un algorithme de transformation qui transforme chaque échantillon codé E_c en un entier s compris dans l'ensemble {0,..., M-1}, avec M entier supérieur à N. On a :
où f est une fonction quelconque prenant ses valeurs dans {0,..., M-1} et E_a un échantillon d'aléa de phase.
Les moyens de combinaison 22 peuvent par exemple être constitués par un simple additionneur modulo M, tel que représenté et fournissant:

M
où ^e désigne l'addition modulo M pouvant aussi s'écrire :
Cette addition modulo M, mise à part le fait qu'elle peut être mise en oeuvre par un algorithme très simple à implanter, procure des performances optimales de résistance au brouillage ECM.
Chaque entier s est ensuite fourni à des moyens 24 de génération de signaux fournissant, pour chaque entiers, une suite SQ de q échantillons correspondante, chaque échantillon q étant un entier. Les moyens 24 de génération de signaux transforment chaque entier s en une suite SQ, cette transformation étant bi-univoque, c'est à dire qu'à un entier s donné correspond une seule suite SQ et réciproquement.
On peut écrire :

où bs est un entier compris entre 0 et L-1.
Le générateur de signaux peut par exemple être constitué par une table de transcodage. On se reportera utilement au brevet français n°2.337.465 au nom de COMPAGNIE IBM FRANCE TM qui décrit des séquences dites CAZAC qui sont des séquences pseudo-aléatoires périodiques de nombres complexes qui ont une fonction d'autocorrélation périodique dont seul le premier coefficient est non nul et dont tous les nombres complexes ont une amplitude constante. La génération de telles séquences peut être généralisée pour obtenir des séquences constituées de nombres entiers, ces séquences étant orthogonales entre elles, c'est à dire présentant des propriétés d'autocorrélation optimales. On peut également mentionner les séquences de Gold qui sont quasi-orthogonales, comme celles de Kasami, ou celles appelées polyphases.
Dans un mode de réalisation préférentiel, les moyens 24 génèrent des suites SQ sensiblement orthogonales entre elles. A titre d'exemple, les moyens 24 de génération de signaux peuvent transformer chaque entier s en une suite SQ de q bits (échantillons prenant chacun une valeur dans {0,1}) selon le tableau 1 ci-dessous.
Dans cette configuration, M=8 et q=7. Chaque suite de q bits est issue par décalages circulaires d'une séquence de longueur maximale de longueur 7, à l'exclusion de la première suite toujours constituée de zéros. Ces suites présentent des propriétés de quasi-orthogonalité, c'est à dire que pour deux suites différentes et quelconques, la somme des OU-EXCLUSIF de chaque terme est égale à 4.
Il est possible de généraliser ce principe de génération de signaux SQ quasi-orthogonaux pour tout M puissance de 2. Pour cela, après avoir déterminé une séquence de longueur maximale de période M-1 (par une des méthodes bien connues dans le domaine du traitement numérique de signaux), les M suites de M-1 bits sont obtenues par décalages circulaires de la séquence initiale, à l'exception de la première toujours constituée de zéros.
Une autre classe de suites utilisables, parfaitement orthogonales, est celle constituée par des séquences de Hadamard. Un exemple de telles séquences est illustré dans le tableau 2, pour des échantillons également constitués par des bits.
La longueur de ces suites ou séquences est de 8.
La description précédente fait apparaître que chaque bloc de k bits du signal SN a été transformé en une suite SQ correspondante, chaque suite SQ comportant une composante pseudo-aléatoire. L'information utile est codée dans cette suite SQ et les différentes suites sont orthogonales ou quasi-orthogonales entre elles. Dès lors que M et q sont grands devant k ou devant N, on comprend que cette opération de codage a consisté à augmenter de façon importante le nombre d'échantillons à transmettre et qu'on a donc réalisé un étalement du spectre du signal utile SN à l'aide d'aléas fournis à basse fréquence.
Le principal avantage de l'invention réside justement dans ce codage qui est réalisé à la fréquence bit et non pas à la fréquence chip (où l'étalement de spectre est réalisé par séquence directe). La fréquence de travail des moyens décrits jusqu'ici peut ainsi être très faible, de l'ordre de 16 Kbits, à comparer avec 10 Mchips dans le cas d'un étalement de spectre par séquence directe.
Il est à signaler que les échantillons peuvent prendre des valeurs plus importantes, en fonction de la modulation utilisée dans des moyens d'émission 25 auxquels sont fournis les suites SQ.
Ces moyens d'émission 25 fournissent un signal STR transmis à l'attention du récepteur. Ils peuvent être de type quelconque, analogique ou numérique.
Dans le mode de réalisation représenté, les moyens d'émission 25 sont de type numérique et comportent un modulateur à décalage de phase 28. Ce modulateur 28 est par exemple de type MPSK (Multiple Phase Shift Keying) où M correspond ici au nombre de valeurs possibles des échantillons q des suites SQ et donc au nombre d'états de phase du signal modulé STR. Il est par exemple possible d'effectuer une modulation BPSK si les suites SQ sont exclusivement constituées de bits, une modulation QPSK si les entiers des suites SQ sont chacun compris dans l'ensemble {0, 1, 2, 3}, et une modulation 64-PSK si les entiers des suites SQ sont chacun compris dans l'ensemble {0, 1, ..., 63}. Le modulateur 28 à décalage de phase peut également être de type QAM. Il fournit un signal modulé noté SM.
Les moyens d'émission 25 peuvent également comporter des moyens 26 d'étalement de spectre par séquence d'étalement. La séquence d'étalement SE est générée par un générateurde séquence d'étalement 27. Dans le mode de réalisation représenté, on suppose que les bits des suites SQ prennent leurs valeurs dans {0,1} et que les chips de la séquence d'étalement SE prennent également leurs valeurs dans {0,1}. Chaque échantillon b^s _i produit par les moyens 24 de génération de signaux est additionné modulo L à G aléas e, appartenant à l'ensemble {0, 1, ..., L-1} et issus du générateur 27, où G représente le gain d'étalement par séquence directe. L'augmentation de débit occasionné par ce traitement est égal à G. Dans le cas d'un étalement de spectre par séquence directe, c'est donc le signal de sortie des moyens 26, noté SQE, qui est appliqué au modulateur 28.
Chaque échantillon a d'une suite SQE prend sa valeur dans {0, 1, ..., L-1}. Dans le cas où aucun étalement par séquence directe est mis en oeuvre, G = 1 et e_s = 0, c'est à dire que cet opérateur est transparent.
Le signal STR émis à l'attention du récepteur est de la forme:

où g est la fonction de mapping réalisée par le modulateur 28, Ts le temps symbole et h_e(t-iTs) le filtrage émission. A titre d'exemple:

- en modulation BPSK, L = 2 et on a g(0) = -1 et g(1) = 1

Dans ce cas la relation 1 s'écrit:

avec a_i= 0 ou 1

- en modulation QPSK, L = 4 et
- 9(0) = 1, g(1) ⁼
- g(2) = -1 et g(3) =
- en modulation 8PSK, L = 8 et g(k) = e^2jkπ/8

De façon générale, en modulation MPSK, L=_M et g(k)=2^jkπ/M.
On notera que la fonction de mapping g du modulateur doit respecter la relation:

lorsqu'un étalement par séquence directe est mis en oeuvre (G > 1).
La réponse impulsionnelle h_e du filtre émission est supposée telle que:

et

pour k *- 0 (critère de Nyquist).
Les moyens 26 d'étalement de spectre par séquence directe sont bien entendu optionnels dans l'invention et sont pour cela représentés en traits discontinus.
Les moyens d'émission 25 peuvent également comprendre des moyens 29, 30 d'évasion de fréquence, également optionnels et donc représentés en traits discontinus, aptes à modifier la fréquence porteuse du signal transmis au récepteur. L'évasion de fréquence consiste à changer fréquemment de fréquence porteuse afin d'élargir encore le spectre du signal transmis au récepteur. Le signal modulé SM, en bande de base ou en fréquence intermédiaire, est appliqué à un multiplieur 29 recevant un signal de fréquence porteuse d'un générateur 30.
On constate que le générateur d'aléas de phase 23 permet un codage basse-fréquence du signal à transmettre et permet de modifier de manière pseudo-aléatoire la phase du signal transmis lorsque la modulation est de type MPSK. On peut ainsi considérer que le générateur 23 et les moyens de combinaison 22 assurent une fonction d'évasion de phase réalisée en basse-fréquence. Une modulation d'amplitude, également pseudo-aléatoire, du signal à transmettre vient se combiner avec cette évasion de phase lorsque la modulation est de type QAM (modification de la phase et de l'amplitude du signal transmis). C'est ainsi que le système de transmission de l'invention permet d'obtenir une résistance importante aux brouillages ECM.
Le signal de sortie STR des moyens d'émission 28 est transmis par voie hertzienne au récepteur 31 dont le schéma synoptique est donné à la figure 3.
Le récepteur 31 reçoit un signal STRr correspondant au signal STR bruité par le milieu de transmission. Il comporte des moyens de réception généralement référencés par 40 restituant les suites SQ de q nombres entiers, notées SQr au niveau du récepteur. Les moyens de réception 40 comprennent ici des moyens 32 de suppression de la fréquence porteuse pilotés par un oscillateur local 33. Les moyens 32 comprennent classiquement deux mélangeurs commandés par des signaux d'horloge en quadrature et on obtient en sortie de ces moyens deux signaux en quadrature. Lorsqu'une évasion de fréquence est utilisée au niveau de l'émetteur 20, l'oscillateur local 33 fonctionne en synchronisme avec celui de l'émetteur, référencé 30. Cette synchronisation peut être obtenue par des moyens connus. Le signal de sortie des moyens 32 est noté SMret correspond au signal SM de l'émetteur.
Le signal SMr est appliqué à des moyens 34 de compression de spectre destinés à supprimer l'étalement par séquence directe éventuellement effectué au niveau de l'émetteur 20. Des moyens de compression de spectre sont notamment décrits dans "Digital Communications" de J.G. PROAKIS, McGraw-Hill ^TM chapitre 8. Ceux représentés à la figure 3 comprennent un échantillonneur 35 commandé à la fréquence chip Fc suivi d'un module 36 de compression de spectre. Le module 36 comporte un multiplieur complexe 37 suivi d'un sommateur 38. Le multiplieur 37 reçoit une séquence directe SE d'un générateur 39, cette séquence directe SE étant identique à celle générée par le générateur 27 de l'émetteur 20. Le calage de phase de ces deux séquences directes est obtenu par des moyens connus.
Le sommateur 38 calcule, pour chaque bloc de G échantillons r_k consécutifs issus du multiplieur 37, la somme suivante:
où e_sk est la valeur du chip à l'instant k de la séquence directe SE et ^* désigne le complexe conjugué. Cette sommation permet de supprimer l'étalement spectral par séquence directe.
Chaque somme U_k correspond donc à un échantillon α_i du signal STR transmis au récepteur. En sortie du module 36, on dispose donc de suites SQr identiques aux suites SQ issues des moyens 24 de génération de signaux de l'émetteur 20.
Ces suites SQr sont appliquées à des moyens 45 de traitement qui ont pour fonction de réaliser une démodulation du signal reçu et de supprimer l'aléa de phase E_a introduit au niveau de l'émetteur 20 par le générateur d'aléas 23.
Dans le mode de réalisation représenté, les moyens 45 de traitement comprennent des moyens 41 de corrélation qui calculent, pour chaque bloc de Q sommes U successives, la valeur suivante:

pour s = 0 à M-1.
Les moyens 41 de corrélation reçoivent pour cela un signal de référence SR constitué par les différentes suites SQ pouvant être générées au niveau de l'émetteur 20, c'est à dire celles par exemple représentées dans les tableaux 1 ou 2. L'intérêt de générer des séquences orthogonales ou quasi-orthogonales à l'aide du générateur 24 de la figure 2 (et non pas des séquences quelconques) est qu'il est aisé de détecter une corrélation de ces signaux.
Les corrélations calculées fournissent des sommes C⁰ à C^M-1 qui correspondent chacune à un des entiers issus des moyens de combinaison 22 de l'émetteur 20. Ces sommes sont appliquées à un démultiplexeur 42 recevant d'un générateur 43 un signal E_a identique à celui généré par le générateur 23 de l'émetteur, et en phase avec celui-ci.
Le démultiplexeur 42 sélectionne N sommes C^S parmi M en fonction de la valeur de l'aléa E_a. De façon générale, le démultiplexeur42 assure une fonction inverse f^-1 pour supprimer l'aléa de phase introduit en basse fréquence à l'émission.
A titre d'exemple, si les moyens de combinaison 22 produisent:

le démultiplexeur 42 fournit en sortie les signaux:

pour i = 0 à N-1 et E_a appartenant à l'ensemble {0, 1, ..., M-1}. Le démultiplexeur42 sélectionne ainsi les échantillons C^S en fonction de l'aléa E_a.
Chaque échantillon d_i correspond donc à un échantillon E_c de l'émetteur. Ces échantillons d_i sont ensuite appliqués à des moyens 44 de décodage effectuant une opération inverse de celle des moyens de codage 21 de l'émetteur 20. Ils peuvent en outre réaliser un désentrelacement des échantillons décodés si les moyens de codage réalisent un entrelacement des échantillons codés. Le signal de sortie SNr des moyens de décodage 44 correspond alors au signal numérique SN de l'émetteur.
Bien entendu, d'autres modes de réalisation des moyens 45 de traitement sont envisageables. Il est par exemple possible de ne calculer que les échantillons d_i selon la relation:
Ce calcul direct permet de ne pas utiliser d'algorithme de corrélation rapide et donc de simplifier la réalisation pratique du récepteur. Seules les corrélations utiles sont alors calculées. Les moyens de traitement 45 comprennent alors uniquement des moyens de corrélation tels que 41, recevant le signal E_a.
La présente invention s'applique par exemple aux systèmes de transmission où des codes correcteurs d'erreur sont utilisés et où un alphabet de signaux orthogonaux de taille très importante, supérieure à l'alphabet utilisé par le code correcteur d'erreurs, est disponible. Les éléments de l'alphabet non utilisés par le code peuvent être utilisés pour le codage pseudo-aléatoire basse-fréquence du signal à transmettre, permettant ainsi d'améliorer à faible coût la robustesse du système vis à vis de l'interception.

Claims

1. Système de transmission d'un signal numérique (SN) entre un émetteur (20) et un récepteur (31), caractérisé en ce que :

* ledit émetteur (20) comporte successivement :

- des moyens (21) de codage recevant ledit signal numérique (SN) et fournissant, pour chaque bloc de k bits dudit signal numérique (SN), un échantillon codé (Ec) prenant une valeur entière comprise dans l'intervalle [0, N-1], chaque valeur entière (Ec) étant représentative des k bits du bloc dont elle est issue ;

- des moyens (22) de combinaison desdits échantillons codés (Ec) avec des échantillons (Ea) issus d'un générateur (23) d'aléas de phase pseudo-aléatoire, lesdits moyens (22) de combinaison fournissant un entier (s) compris dans l'intervalle [0, M-1] pour chaque combinaison d'un échantillon codé (Ec) et d'un échantillon (Ea) d'aléa de phase issu dudit générateur (23) d'aléas de phase, M étant supérieur à N;

- des moyens (24) de génération de signaux fournissant, pour chaque entier (s) compris dans l'intervalle [0, M-1], une suite (SQ) de q nombres entiers correspondant à cet entier (s), les différentes suites (SQ) étant orthogonales ou quasi-orthogonales entre elles ;

- des moyens (25) d'émission desdites suites (SQ) de q nombres entiers à l'attention dudit récepteur (31), lesdits moyens (25) d'émission comprenant un modulateur à décalage de phase dont le nombre d'états est égal à M ;

* ledit récepteur (31) comporte successivement :

- des moyens de réception (40) restituant lesdites suites (SQr) de q nombres entiers ;

- des moyens de traitement (45) recevant d'une part lesdites suites (SQr) de q nombres entiers desdits moyens de réception (40) et d'autre part des échantillons (Ea) d'aléas de phase issus d'un générateur (43) d'aléa de phase synchronisé avec ledit générateur (23) d'aléas de phase dudit émetteur (20), lesdits moyens de traitement (45) assurant une démodulation desdites suites (SQr) de q nombres entiers et effectuant une opération inverse de celle desdits moyens (22) de combinaison pour restituer lesdits échantillons codés (d_i) ;

- des moyens (44) de décodage restituant ledit signal numérique (SNr) à partir desdits échantillons fournis par lesdits moyens de traitement (45).

2. Système selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdites M suites (SQ) de q nombres entiers sont des séquences de Hadamard.

3. Système selon l'une des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que lesdits moyens (25) d'émission comprennent des moyens (26, 27) d'étalement de spectre par séquence d'étalement (SE) et en ce que lesdits moyens de réception (40) comprennent des moyens de compression de spectre (34) fonctionnant en synchronisme avec lesdits moyens (26, 27) d'étalement de spectre desdits moyens d'émission (25).

4. Système selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que lesdits moyens d'émission (25) comprennent des moyens (29, 30) d'évasion de fréquence aptes à modifier la fréquence porteuse dudit signal transmis audit récepteur (30) et en ce que lesdits moyens de réception (40) comprennent des moyens (32, 33) assurant une fonction inverse de celle desdits moyens (29, 30) d'évasion de fréquence, aptes à supprimer ladite évasion de fréquence introduite audit émetteur (20).

5. Système selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que lesdits moyens de codage (21) effectuent également un entrelacement des bits dudit signal numérique (SN) et en ce que lesdits moyens de décodage (44) effectuent également un désentrelacement des échantillons décodés (d_i).

6. Système selon l'une des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que lesdits moyens de combinaison (22) dudit émetteur (20) fournissent, pour chaque échantillon codé (Ec), un entier (s) égal à:

où:

- s est ledit entier fourni par lesdits moyens de combinaison (22);

- E_c est ledit échantillon codé;

- E_a est un échantillon d'aléa de phase issu dudit générateur (23) d'aléas de phase dudit émetteur (20);

^- M ⊕ désigne l'addition modulo M, avec M entier; et en ce que lesdits moyens de suppression dudit aléa de phase dudit récepteur (30) fournissent, pour chaque suite (SQe) de q bits issue desdits moyens de traitement, un entier (d_;) égal à :

où E_a est un échantillon d'aléa de phase issu dudit générateur (43) d'aléas de phase dudit récepteur (31).

7. Procédé de transmission à étalement de spectre d'un signal numérique entre un émetteur (20) et un récepteur (30), caractérisé en ce qu'il consiste à :

* au niveau dudit émetteur (20) :

- générer, pour chaque bloc de k bits dudit signal numérique, un échantillon codé (Ec) prenant une valeur entière comprise dans l'intervalle [0, N-1], chaque valeur entière étant représentative des k bits du bloc correspondant ;

- combiner lesdits échantillons codés (Ec) avec des échantillons d'aléa de phase (Ea) pour générer un entier (S) compris dans l'intervalle [0, M-1] pour chaque combinaison d'un échantillon codé (Ec) et d'un échantillon d'aléa de phase (Ea), M étant supérieur à N ;

- générer pour chaque entier (s) compris dans l'intervalle [0, M-1], une suite (SQ) de q nombres entiers correspondante, selon une transformation univoque, les différentes suites (SQ) étant orthogonales ou quasi-orthogonales entre elles ;

- transmettre lesdites suites (SQ) de q nombres entiers audit récepteur (30) ;

* au niveau dudit récepteur (30) :

- reconstituer lesdites suites (SQr) de q nombres entiers à partir du signal reçu dudit émetteur (20) et générer, pour chaque suite (SQr) de q nombres entiers reconstituée, un entier selon une transformation inverse de celle réalisée au niveau dudit émetteur (20) ;

- combiner chaque entier généré avec un échantillon d'aléa de phase (Ea) identique à celui ayant permis d'obtenir cet entier au niveau dudit émetteur (20), de manière à restituer l'échantillon codé (d_;) correspondant, ladite combinaison supprimant ainsi ledit aléa de phase (E_a) ;

- décoder chaque échantillon codé (d_;) de manière à restituer ledit signal numérique (SNr).

8. Procédé selon la revendication 7, caractérisé en ce que lesdites suites (SQ) de q nombres entiers sont des séquences de Hadamard.