ES2342401T3 - Mezclador con realimentacion. - Google Patents
Mezclador con realimentacion. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2342401T3 ES2342401T3 ES04804115T ES04804115T ES2342401T3 ES 2342401 T3 ES2342401 T3 ES 2342401T3 ES 04804115 T ES04804115 T ES 04804115T ES 04804115 T ES04804115 T ES 04804115T ES 2342401 T3 ES2342401 T3 ES 2342401T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- feedback
- mixer
- signal
- radio frequency
- low noise
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
- H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
- H03D7/1491—Arrangements to linearise a transconductance stage of a mixer arrangement
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
- H03D2200/0025—Gain control circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/0043—Bias and operating point
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Saccharide Compounds (AREA)
Abstract
Método para proporcionar realimentación desde un mezclador (106) a un amplificador previo (104) de bajo ruido en un receptor (200) de radiofrecuencia, que comprende: recibir una señal de radiofrecuencia en una entrada del amplificador (104) de bajo ruido, presentando la señal de radiofrecuencia una señal de banda base transportada sobre la misma; generar una señal de un oscilador local; caracterizado por generar una señal trasladada en frecuencia a partir de la señal de radiofrecuencia mediante mezcla, en un mezclador (106), de una señal de salida del amplificador de bajo ruido con la señal del oscilador local para recuperar la señal de banda base; obtener una señal de realimentación a partir de una combinación de señales de salida del mezclador, presentando la señal de realimentación la misma frecuencia que la señal de radiofrecuencia recibida; y proporcionar la señal de realimentación al amplificador previo (104) de bajo ruido en el receptor de radiofrecuencia para controlar un parámetro de transferencia de la combinación del amplificador (104) de bajo ruido y el mezclador (106).
Description
Mezclador con realimentación.
La presente invención se refiere en general a
sistemas de radiocomunicaciones y en particular a sistemas de
radiocomunicaciones con receptores integrados.
En los sistemas de radiocomunicaciones, se usa
un mezclador para convertir en sentido ascendente una señal de
banda base en una señal de frecuencia superior (por ejemplo,
radiofrecuencia (RF)) para facilitar la transmisión. El mezclador
también puede convertir en sentido descendente una señal de alta
frecuencia en banda base para facilitar el procesado de la señal.
Existen varios tipos de mezcladores, incluyendo mezcladores no
balanceados, balanceados simples y dobles, y de cuatro cuadrantes o
Gilbert. Para obtener información general referente a los diversos
tipos de mezcladores, el lector puede remitirse a
"Radio-Frequency Microelectronic Circuits for
Telecommunication Applications", Yannis E. Papananos, ISBN
0-7923-8641-8,
Kluwer Academic Publishers, Boston, 1999.
En la Figura 1 se ilustra un ejemplo de un
mezclador que se utiliza en un receptor típico 100. El receptor 100
es un receptor homodino en el que una señal RF se convierte
directamente en una señal de banda base (por contraposición a un
receptor heterodino en el que la señal RF se convierte en primer
lugar en una o más señales de frecuencia intermedia (IF)). Tal como
puede observarse, el receptor 100 tiene varios componentes
funcionales, que incluyen una antena 102, un amplificador de bajo
ruido (LNA) 104, un mezclador 106, y un oscilador local (LO) 108,
siendo típicamente el LO 108 un oscilador controlado por voltaje
(VCO). Estos componentes son bien conocidos para los expertos en la
materia y no se describirán de forma detallada en el presente
documento. En pocas palabras, la antena 102 recibe y suministra la
señal RF al receptor 100. A continuación, la señal RF es
amplificada por el amplificador 104 de bajo ruido y mezclada por el
mezclador 106 con una señal del LO 108. La acción de mezcla
recupera la señal de banda base de la señal RF, dándose salida a
continuación a dicha señal de banda base en el mezclador 106. En la
mayoría de los casos, el receptor 100 incluye además un
amplificador post-mezclador 110 para amplificar la
señal de banda base y un filtro paso bajo 112 para eliminar
cualquier componente de alta frecuencia de la señal de banda
base.
Un desafío de los sistemas de
radiocomunicaciones actuales ha sido, y continúa siendo, el diseñar
receptores (y transmisores) que puedan satisfacer normativas de
rendimiento cada vez más estrictas al mismo tiempo que teniendo
cabida en cajas en constante disminución. Con este fin, muchos
receptores (y transmisores) de radiocomunicaciones actuales se
implementan en un único circuito integrado de aplicación específica
(ASIC). No obstante, los receptores de radiocomunicaciones
integrados no pueden implementar fácilmente la selectividad de RF
debido a los factores de calidad (Q) tan altos requeridos en los
sistemas de comunicaciones actuales. El factor Q es una relación de
la frecuencia central de un canal con respecto a su extensión
permisible y es una medida de la precisión con la que debe
controlarse la frecuencia del canal. Por ejemplo, un canal en el
Sistema Global para Comunicaciones Móviles (GSM) puede tener una
frecuencia central de 1,8 GHz y puede tener una anchura de 200 kHz.
Esto se corresponde con un factor Q extremadamente elevado de
aproximadamente 9.000. En un chip también resulta difícil de
implementar la selectividad de banda. Por ejemplo, una banda celular
típica puede tener una anchura de unos 50 Mhz y, en una frecuencia
central de 1,8 GHz, se corresponde con un factor Q relativamente
elevado de aproximadamente 36.
Una forma de lograr una suficiente selectividad
de RF es utilizar filtros de ondas acústicas superficiales (SAW).
Los filtros de SAW se usan frecuentemente en aplicaciones de
radiocomunicaciones debido a sus altas características de
rendimiento y bajas pérdidas de inserción. En la mayoría de
receptores, se inserta un filtro de SAW entre la antena y el
amplificador de bajo ruido para suprimir señales fuera de banda.
Para sistemas que no son TDMA (acceso múltiple en el dominio del
tiempo) en los que el receptor y el transmisor funcionan
simultáneamente, con frecuencia también se inserta un filtro de SAW
entre el amplificador de bajo ruido y el primer mezclador de
conversión en sentido descendente. No obstante, la adición de
filtros tiene el inconveniente de aumentar el coste, el tamaño, y
la complejidad del receptor.
Por otra parte, el problema que pretenden
resolver los filtros adicionales es suprimir suficientemente señales
fuera de banda no deseadas de manera que estas señales no
insensibilicen el receptor o provoquen una distorsión excesiva que
pueda obstaculizar la sensibilidad del receptor. No obstante, la
insensibilización y la distorsión habitualmente se vuelven
significativas solamente cuando el nivel de potencia en la entrada
del amplificador de bajo ruido se aproxima al punto de compresión
del receptor. El punto de compresión del receptor es una figura de
mérito que indica cuánta potencia de la señal puede manejar el
receptor antes de que la ganancia del mismo comience a verse
afectada. Dicho punto se considera en general como el punto en el
que la ganancia del receptor se reduce en 1 dB como consecuencia de
un aumento en la potencia de entrada. La razón por la que se ve
afectada la ganancia es debido a que, más allá de un cierto punto,
la salida del receptor se satura y aumentos adicionales de la
potencia de entrada no darán como resultado aumentos
correspondientes de la potencia de salida. Mediante un aumento
significativo del punto de compresión del receptor se pueden reducir
la insensibilización y la distorsión. Como consecuencia, puede ser
posible evitar algunos o la totalidad de los filtros de SAW
adicionales.
Por consiguiente, se necesita una forma de
mejorar la selectividad de RF en un receptor integrado usando pocos
o ningún componente adicional, tales como los filtros de SAW antes
mencionados. En particular, se necesita una forma de aumentar el
punto de compresión del receptor, consiguiéndose de este modo que el
receptor resulte menos susceptible a efectos de insensibilización y
distorsión que pueden obstaculizar la sensibilidad del
receptor.
El documento US 2002/0163981 da a conocer una
red de condensadores conmutados para sintonización y conversión en
sentido descendente. Se filtra una señal de entrada para eliminar
solapamientos y una red de condensadores conmutados submuestrea
esta señal para proporcionar una señal casi de banda base,
convertida en sentido descendente. Un amplificador ajusta la
amplitud de esta señal para adaptarla a un digitalizador. La salida
digitalizada se convierte en señales de primera fase y segunda
fase, que a continuación se filtran y diezman para reducir
adicionalmente la velocidad de muestreo. Las señales de primera y
segunda fase convertidas en sentido descendente, en lugar de
señales de frecuencia superior, controlan la función de ganancia
para el amplificador. La red de condensadores conmutados
proporciona tanto la sintonización como la conversión en sentido
descendente de la señal deseada a una frecuencia inferior para un
posterior procesado.
La presente invención se refiere a un método y
un sistema para aumentar el punto de compresión de un receptor
obteniendo una señal de realimentación a partir de señales de salida
de un mezclador. La señal de realimentación evita que el receptor
entre en compresión al producirse señales fuera de banda o
bloqueantes intensas, al mismo tiempo que se potencia la ganancia
del receptor en la frecuencia deseada. La frecuencia deseada
coincide con la señal del LO y por lo tanto resulta particularmente
aplicable para, entre otros, receptores homodinos, en los que la
selectividad se puede lograr con una banda bastante estrecha. Como
la selectividad está asociada al LO, se puede lograr un receptor
sintonizable con capacidad de selectividad en una amplia gama de
frecuencias de entrada.
En general, en un aspecto, la invención se
refiere a un método según la reivindicación 1 para proporcionar la
realimentación desde un mezclador a un amplificador previo en un
receptor. El método comprende recibir una señal de radiofrecuencia
en el receptor de radiofrecuencia y generar una señal trasladada en
frecuencia a partir de la señal de radiofrecuencia. El método
comprende además obtener una señal de realimentación a partir de
una combinación de señales de salida del mezclador, presentando la
señal de realimentación la misma frecuencia que la señal de
radiofrecuencia. A continuación, la señal de realimentación se
suministra al amplificador previo en el receptor.
En general, en otro aspecto, la invención se
refiere a un receptor de radiofrecuencia según la reivindicación
10, que tiene una realimentación por mezclador. El receptor de
radiofrecuencia comprende un amplificador de bajo ruido configurado
para recibir una señal de radiofrecuencia, presentando la señal de
radiofrecuencia una señal de banda base transportada sobre ella. El
receptor de radiofrecuencia comprende además un mezclador
configurado para mezclar la señal de radiofrecuencia con una señal
de un oscilador local con el fin de recuperar la señal de banda
base. Una red de realimentación conecta el mezclador al amplificador
de bajo ruido y proporciona una señal de realimentación al
amplificador de bajo ruido, en donde la señal de realimentación
tiene la misma frecuencia que la señal de radiofrecuencia.
Debe subrayarse que la expresión comprende/que
comprende, cuando se usa en esta memoria descriptiva, se considera
que especifica la presencia de características, números enteros,
etapas, o componentes mencionados, pero no excluye la presencia o
adición de otra u otras características, números enteros, etapas,
componentes, o grupos de los mismos.
Se puede entender mejor la invención en
referencia a la siguiente descripción detallada cuando la misma se
considera conjuntamente con los dibujos adjuntos, en los que:
la Figura 1, previamente descrita, es un
diagrama de bloques de un receptor de la técnica anterior;
la Figura 2 es un diagrama de bloques de un
receptor ilustrativo según realizaciones de la invención;
la Figura 3 es un diagrama de un circuito que
muestra una parte de un mezclador;
la Figura 4 es un diagrama de un circuito que
muestra una red ilustrativa que se puede usar para combinar las
salidas de un mezclador según realizaciones de la invención;
la Figura 5 es un diagrama de un circuito que
muestra una parte de un receptor ilustrativo que tiene una red de
alimentación según realizaciones de la invención;
la Figura 6 es un diagrama de un circuito que
muestra una parte de un receptor ilustrativo que tiene un
amplificador de bajo ruido, de base común, con realimentación en
paralelo, según realizaciones de la invención;
la Figura 7 es un diagrama de un circuito que
muestra una parte de un receptor ilustrativo que tiene un
amplificador de bajo ruido, de base común, con realimentación
paralelo en fase y en cuadratura, según realizaciones de la
invención;
la Figura 8 es un diagrama de un circuito que
muestra una parte de un receptor ilustrativo que tiene un
amplificador diferencial de bajo ruido, de base común, con
realimentación en paralelo de un mezclador, según realizaciones de
la invención;
la Figura 9 es un diagrama de un circuito que
muestra una parte de un receptor ilustrativo que tiene un
amplificador de bajo ruido, de emisor común, con realimentación por
mezclador de doble bucle, según realizaciones de la invención;
y
la Figura 10 es un diagrama de un circuito que
muestra una parte de un receptor ilustrativo que tiene un
amplificador de bajo ruido, de emisor común, con una realimentación
por mezclador de orden superior, según realizaciones de la
invención.
A continuación se ofrece una descripción
detallada de la invención en referencia a los dibujos, en los que
se mantienen las referencias numéricas para los elementos iguales o
similares. Debe observarse que los transistores mostrados en los
dibujos están destinados a presentar una naturaleza general y no
indican una preferencia por un tipo particular de transistor. De
modo similar, las ecuaciones proporcionadas en el presente documento
están destinadas a presentar una naturaleza general y no indican
una preferencia por un tipo específico de transistor.
Adicionalmente, todos los resistores descritos en el presente
documento también pueden ser de alguna otra forma de impedancia tal
como capacitiva (C), resistiva (R), inductiva (L), RC, RL, y
similares. En general, la invención se puede implementar con
cualquier tipo adecuado de transistor (por ejemplo, transistores de
unión bipolar (BJT), transistores de efecto de campo de tipo
metal-óxido-semiconductor (MOSFET), etcétera),
usando cualquier mecanismo de realimentación adecuado (por ejemplo,
capacitivo, resistivo, inductivo, RC, RL, etcétera), y usando
cualquier esquema de polarización adecuado (por ejemplo, fuente de
corriente, bootstrap, resistores, LC, etcétera).
Realizaciones de la invención proporcionan un
receptor que tiene un punto de compresión significativamente
mejorado. La mejora en el punto de compresión del receptor se logra
proporcionando una realimentación entre el mezclador y el
amplificador de bajo ruido. El mezclador, que puede ser un mezclador
convencional, tiene una salida que incluye una vía de paso alto y
una vía de paso bajo. La vía de paso bajo se alimenta a la parte de
banda base del receptor (es decir, la circuitería de IF). La vía de
paso alto, según realizaciones de la invención, se alimenta de
vuelta al amplificador de bajo ruido. Esta realimentación reduce la
oscilación de la señal vista por los dispositivos dentro del bucle
de realimentación del receptor y, como consecuencia, aumenta el
punto de compresión para señales fuera de banda (sacrificando
ganancia de circuito para estas señales).
La realimentación provoca que la combinación del
amplificador de bajo ruido y el mezclador se comporte de forma muy
similar a un amplificador operacional. Específicamente, la señal de
salida del amplificador de bajo ruido quedará limitada por recorte
en el mezclador, aunque la oscilación de salida no cambiará
radicalmente por la realimentación. La salida del mezclador se
carga típicamente con un filtro y, por lo tanto, habitualmente no
se recortará, ni siquiera al producirse señales fuera de banda
intensas, ya que las mismas no desarrollarán una oscilación de
voltaje grande (siempre que la corriente de polarización sea
suficientemente alta). En cambio, en el caso sin realimentación, el
punto de compresión quedará limitado por la etapa de entrada
(amplificador) con independencia del punto de compresión de salida
del mezclador. Mediante la adición de realimentación desde la
salida del mezclador a la etapa de entrada del receptor, es posible
diseñar la red de realimentación de tal manera que se limite su
contribución al ruido (es decir, poca realimentación local en la
etapa de entrada) mientras que el punto de compresión quedará
fijado por la capacidad (es decir, recorte) de la corriente de
salida del mezclador. Una disposición de este tipo proporciona más
flexibilidad para los diseñadores de circuitos.
La realimentación de doble bucle (es decir, la
combinación de realimentación de mezclador y realimentación
convencional) posibilita también el control de, por ejemplo, la
impedancia de entrada de la combinación de mezclador amplificador
de bajo ruido, lo cual también resultaría útil en la reducción del
número de componentes de adaptación. Por ejemplo, en general, un
bloque amplificador se puede describir con cuatro parámetros de
transferencia: 1/A_{v}, 1/A_{i}, 1/G_{m}, y 1/R_{m}, en
donde A_{v}, A_{i}, G_{m}, y R_{m} son respectivamente la
ganancia de voltaje, la ganancia de corriente, la transconductancia
y la transresistencia. Aplicando un bucle de realimentación al
amplificador, se puede controlar un parámetro de transferencia (por
ejemplo, la ganancia de voltaje). Aplicando dos bucles, se pueden
controlar dos parámetros de transferencia. Cuando se controlan las
ganancias tanto de voltaje como de corriente, la impedancia de
entrada quedará definida por su relación y se logra una impedancia
de entrada fija, bien controlada. Por simplicidad, en este ejemplo
se han usado valores reales (por ejemplo, conductancia), pero, en la
práctica, los parámetros pueden adoptar valores complejos
dependientes de la frecuencia. (Véase, por ejemplo, "Design of
High-Performance Negative-Feedback
Amplifiers", de Nordholt, Ernst H., Elsevier, 1983, ISBN
0-444-42140-8; y
"Analog Electronic Circuit Design", de Davidse, Jan, Prentice
Hall, 1991, ISBN
0-13-035346-9).
Además, en algunas realizaciones, la etapa de
salida del mezclador se puede constituir en un amplificador de
clase AB (es decir, un amplificador en el que el ángulo de
conducción es mayor que \pi, aunque menor que 2\pi),
aumentándose vastamente de este modo su capacidad de control de
corriente sin incrementar el consumo medio de potencia en
condiciones normales (de modo muy similar a la etapa de salida en
los amplificadores operacionales). (Para obtener más información
referente a los amplificadores de clase AB véase la referencia
anterior de Davidse, Jan). Para un rendimiento óptimo debería usarse
una ganancia de bucle razonablemente alta.
La Figura 2 ilustra un diagrama de bloques de un
receptor 200 que tiene una realimentación por mezclador según los
aspectos que da a conocer la invención. Tal como puede observarse,
el receptor 200 tiene una realimentación 202 desde el mezclador 106
al amplificador 104 de bajo ruido. La finalidad de la realimentación
202 es evitar que la cadena del receptor entre en compresión al
producirse señales bloqueantes más intensas, al mismo tiempo que se
potencia la ganancia en la frecuencia deseada. A título explicativo,
la realimentación se ha usado tradicionalmente en aplicaciones de
baja frecuencia en las que no tiene lugar ninguna traslación (es
decir, mezcla) de frecuencia de la señal. En estas aplicaciones,
las señales de entrada y salida, por lo menos para los bloques
rodeados por el bucle de realimentación, tienen la misma frecuencia.
Como las frecuencias son iguales, los receptores se pueden diseñar
más fácilmente para presentar un punto de compresión (y una
linealidad) que supere el punto de compresión de un sistema sin
realimentación.
No obstante, para sistemas con traslación de
frecuencia tales como el mostrado en la Figura 2, las frecuencias
de las señales de entrada y salida del bucle de realimentación no
son iguales. Como consecuencia, la señal de realimentación (es
decir, de error) no se puede obtener simplemente como una versión
reducida en escala de la señal de salida, ya que la señal de salida
puede incluir componentes de dos o más frecuencias diferentes. Por
lo tanto, según los aspectos que da a conocer la invención, la señal
de realimentación se obtiene, en cambio, en términos de la
frecuencia de la señal de entrada.
La Figura 3 muestra un mezclador balanceado
doble 300 en el que M1 a M4 indican transistores que forman un
núcleo del mezclador, O_{1} a O_{4} representan
corrientes de salida del mezclador,
I_{1}-I_{2} representan corrientes de
entrada, y S_{1}-S_{2} representan
señales del LO. Las corrientes de salida O_{1} a
O_{4} se pueden expresar de la manera siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
en donde I_{0} representa
la corriente de polarización del mezclador, I_{1} e
I_{2} representan la corriente de la señal de entrada más
la corriente de polarización del mezclador
(I_{1}+I_{2}=2I_{0}), i_{s} representa la
corriente de la señal del mezclador, \omega_{i} representa la
frecuencia de la señal de entrada, y las corrientes de la señal de
entrada I_{1} e I_{2} y la señal del LO S_{1} y
S_{2} se pueden expresar respectivamente
como
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
S_{1}=1-S_{2}. Después de una
sustitución y una simplificación apropiadas, las Ecuaciones (1) a
(4) se pueden reescribir como:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
En la mayoría de los receptores, la salida de
banda base O_{BB} se obtiene como una combinación lineal
de las corrientes de salida en las Ecuaciones (5) a (8), de la
manera siguiente:
en donde el término
\Delta\omega se corresponde con una señal convertida en sentido
descendente y el término 2\omega_{0} se corresponde con una
señal convertida en sentido ascendente, que se puede eliminar
fácilmente con un filtro, ya que típicamente \Delta\omega y
2\omega_{0} están separadas ampliamente en
frecuencia.
Obsérvese en la Ecuación (9) que existe una
ausencia total de cualquier término de frecuencia de señal de
entrada. Como consecuencia, la salida de banda base tradicional
O_{BB} del mezclador no es viable como señal de
realimentación hacia el amplificador de bajo ruido. No obstante,
combinando en cierta manera las corrientes de salida del mezclador
expresadas en la Ecuaciones (5) a (8), la salida del mezclador se
puede obtener en términos de la frecuencia de la señal de entrada,
de la manera siguiente:
en donde O_{RF} es la
salida RF del mezclador. Obsérvese la presencia del término de la
frecuencia de la señal de entrada \omega_{i} en la Ecuación
(10). De este modo, combinando las corrientes de salida del
mezclador según aspectos dados a conocer por la invención, la salida
del mezclador se puede obtener como una función de la frecuencia de
la señal de entrada \omega_{i}. Y como \Delta\omega y
\omega_{i} típicamente están separadas ampliamente en
frecuencia, se pueden generar tanto O_{BB} como
O_{RF}.
Una forma de combinar las corrientes de salida
del mezclador para lograr el resultado anterior es usando, por
ejemplo, una red pasiva simple. La Figura 4 ilustra una red pasiva
ilustrativa 400 que se puede usar para generar la salida RF,
O_{RF}, del mezclador. La red 400 incluye resistores R1 a
R4 y condensadores C1 a C4, todos ellos interconectados tal como se
muestra. Aplicando técnicas de análisis de circuitos bien conocidas,
se puede mostrar que la Ecuación (10) se puede implementar mediante
derivación con una conexión entre C1 y C2, y C3 y C4 para obtener
la salida RF O_{RF} del mezclador.
En la Figura 5 se muestra un ejemplo de cómo se
puede implementar la red pasiva 400 en un mezclador, en donde, para
facilitar su ilustración, se han omitido la polarización y otros
detalles.
La Figura 5 ilustra un mezclador balanceado
simple 500 típico que se ha modificado según los aspectos que da a
conocer la presente invención. Obsérvese que, aunque se muestra un
mezclador balanceado simple, un experto en la materia puede ampliar
fácilmente los conceptos del presente documento para incluir
mezcladores balanceados dobles, mezcladores de cuatro cuadrantes, y
otros tipos de mezcladores.
El mezclador balanceado simple 500 incluye
transistores Q1 y Q2 que forman conjuntamente el núcleo de
mezclador, y transistores Qx y Qy que forman conjuntamente el
amplificador de bajo ruido. Entre los colectores de Q1 y Q2 y la
fuente de alimentación Vcc están conectados los resistores R1 y R2.
Los resistores R1 y R2 son resistores de salida y se corresponden
con los resistores R1 y R2 de la Figura 4. Entre los colectores de
Q1 y Q2 y el emisor de Qx están conectados los condensadores C1 y
C2. Los condensadores C1 y C2 se corresponden con los condensadores
C1 y C2 de la Figura 4 y forman conjuntamente una realimentación 502
por mezclador. V_{BB} es una salida de banda base del
mezclador, V_{LO} es una señal del LO, y V_{RF} es
una entrada RF a un amplificador de bajo ruido.
Durante el funcionamiento, la corriente
i_{s} de la señal del mezclador se aproximará
asintóticamente:
cuando aumente la ganancia de
bucle. A medida que i_{s} haga esto, el punto de compresión
comenzará a ser controlado por recorte en la corriente
i_{s} de la señal del mezclador y no por ninguna no
linealidad de un dispositivo de entrada. De este modo, resulta
posible desacoplar el punto de compresión con respecto al
funcionamiento del dispositivo de entrada. Como, en frecuencias
elevadas (por ejemplo, RF), los condensadores de realimentación C1
y C2 se aproximarán a cortocircuitos, la salida de banda base
presentará un componente de modo común igual a V_{RF}, la
cual es manejable para la mayoría de requisitos de bloqueo. En
algunas realizaciones, para obtener un rendimiento mejorado se
puede implementar un filtrado paso bajo adicional de
V_{BB}.
Como la Ecuación (11) es válida para ganancias
de bucle razonablemente altas (por ejemplo, por encima de entre 10
y 20 dB), teniendo en cuenta la Ecuación (9), la salida de banda
base V_{BB} se puede escribir como:
en donde R_{BB} es la
carga de baja frecuencia en la salida del mezclador (que puede ser
de una impedancia mucho mayor que la carga de alta frecuencia). El
factor
es un resultado del proceso de
traslación de frecuencia, pero, por otro lado, la salida de banda
base V_{BB} es proporcional a la señal de entrada (menos
el desplazamiento de frecuencia
deseado).
Una ventaja de la anterior disposición del
mezclador es que el ancho de banda de V_{BB} está limitado
principalmente por el rango de sintonización del LO (por ejemplo, un
VCO) y la adaptación de entrada del amplificador de bajo ruido. La
selectividad es aproximadamente igual a la ganancia de banda base,
o
para la configuración de la Figura
5 antes de que se considere cualquier otro filtrado. Para otras
configuraciones se pueden desarrollar expresiones similares. Otra
ventaja es que el mezclador se puede implementar en su totalidad
como un circuito integrado (es decir, no se requieren componentes
que no sean
ASIC).
A continuación se ofrecen implementaciones
ilustrativas de otros tipos de mezcladores que se pueden usar según
realizaciones de la invención. Aquellos con conocimientos habituales
en la materia reconocerán las ventajas y beneficios de estas
diversas implementaciones ilustrativas. La Figura 6, por ejemplo,
ilustra un amplificador de bajo ruido, de base común, con un
mezclador 600 de realimentación en paralelo que es similar al
mezclador de la Figura 5, excepto que los condensadores C1 y C2 de
realimentación están conectados al colector del transistor Qx.
La Figura 7 ilustra un mezclador 700 a título de
ejemplo según realizaciones de la invención, implementado usando un
amplificador de bajo ruido, de base común, con realimentación en
paralelo en fase y en cuadratura. El mezclador 700 de la Figura 7
es similar al mezclador 600 de la Figura 6, excepto que la señal del
oscilador local V_{LO} se aplica a las entradas tanto en
fase (Q1 y Q2) como en cuadratura (Q3 y Q4) del mezclador. En la
Figura 7, los resistores R3 y R4 de realimentación así como los
condensadores C3 y C4 realizan funciones similares a las de sus
homólogos R1 y R2 y C1 y C2.
La Figura 8 ilustra un mezclador 800 a título de
ejemplo según realizaciones de la invención, implementado usando un
amplificador diferencial de bajo ruido, de base común, con
realimentación en paralelo por mezclador. Tal como puede
observarse, el mezclador 800 de la Figura 8 es una versión
balanceada del mezclador 600 de la Figura 6 (en donde los
subíndices "a" y "b" indican las dos vías balanceadas),
con un amplificador balanceado de bajo ruido y un mezclador
balanceado doble. En este caso, la expresión balanceado doble se
refiere a que tanto la entrada de RF como la salida de banda base
están balanceadas, por contraposición al mezclador 600 de la Figura
6, que tiene un mezclador balanceado simple con una entrada de RF y
una salida de banda base balanceada.
La Figura 9 ilustra un mezclador 900 a título de
ejemplo según realizaciones de la invención, implementado usando un
amplificador de bajo ruido, de emisor común, con realimentación por
mezclador de bucle doble. Tal como puede observarse, el mezclador
de la Figura 9 incluye un amplificador de bajo ruido compuesto por
Qx, Qz, y Qy junto con un núcleo de mezclador balanceado simple Q1
y Q2. El mezclador 900 tiene dos bucles de realimentación, fijando
C1 y C2 y Re la ganancia de voltaje, y fijando Rf y R3 la ganancia
de corriente. Como consecuencia, la impedancia de entrada del
mezclador 900 quedará definida por los dos bucles cuando las
ganancias de bucle sean elevadas. Suponiendo unas ganancias de
bucle elevadas, para frecuencias de RF se puede obtener una
aproximación de la impedancia de entrada como
Z_{in}=Re(1+Rf/R3).
La Figura 10 ilustra un mezclador 1000 a título
de ejemplo según realizaciones de la invención, implementado usando
un amplificador de bajo ruido, de emisor común, con una
realimentación por mezclador de orden superior. En la Figura 10, el
resistor R3 y el condensador C3 añaden otro polo paso alto a la red
de realimentación, haciendo que la pendiente de corte resulte más
brusca. Es decir, la atenuación de la señal cambia más rápidamente
con la frecuencia. De modo similar, los resistores R4 y R5 y los
condensadores C4 y C5 añaden otro polo paso bajo a la salida de
banda base para incrementar la supresión de la señal de RF en la
salida del mezclador. De este modo, usando una realimentación por
mezclador de orden superior, se puede lograr una selectividad
mejor. Sin embargo, puede existir cierta limitación debido a
restricciones de estabilidad y, por lo tanto, se debe tener cuidado
cuando se usa esta implementación.
Además de las realizaciones anteriores, también
son posibles otras combinaciones de estructuras de realimentación,
incluyendo estructuras de realimentación multibucle con una mezcla
de realimentación pre-mezclador y
post-mezclador. Además, también se pueden usar
tanto redes de primer orden como redes de orden superior. Y aunque
se han descrito realizaciones de la invención con respecto a un
receptor integrado, los aspectos dados a conocer por la presente
invención también se pueden aplicar fácilmente a receptores no
integrados.
De este modo, aunque se han ilustrado y descrito
realizaciones y aplicaciones particulares de la presente invención,
debe entenderse que la invención no se limita a la construcción y
composiciones precisas dadas a conocer en el presente documento, y
que en las mismas se pueden aplicar modificaciones y variaciones sin
desviarse con respecto al alcance de la invención según se define
en las reivindicaciones adjuntas.
Claims (25)
1. Método para proporcionar realimentación desde
un mezclador (106) a un amplificador previo (104) de bajo ruido en
un receptor (200) de radiofrecuencia, que comprende:
recibir una señal de radiofrecuencia en una
entrada del amplificador (104) de bajo ruido, presentando la señal
de radiofrecuencia una señal de banda base transportada sobre la
misma;
generar una señal de un oscilador local;
caracterizado por
generar una señal trasladada en frecuencia a
partir de la señal de radiofrecuencia mediante mezcla, en un
mezclador (106), de una señal de salida del amplificador de bajo
ruido con la señal del oscilador local para recuperar la señal de
banda base;
obtener una señal de realimentación a partir de
una combinación de señales de salida del mezclador, presentando la
señal de realimentación la misma frecuencia que la señal de
radiofrecuencia recibida; y
proporcionar la señal de realimentación al
amplificador previo (104) de bajo ruido en el receptor de
radiofrecuencia para controlar un parámetro de transferencia de la
combinación del amplificador (104) de bajo ruido y el mezclador
(106).
\vskip1.000000\baselineskip
2. Método según la reivindicación 1, en el que
la señal de realimentación se obtiene a partir de una red (202) de
realimentación conectada al mezclador (106), incluyendo la red (202)
de realimentación elementos selectivos en cuanto a frecuencia
capaces de separar la señal de realimentación a partir de una salida
del mezclador (106).
3. Método según la reivindicación 2, en el que
la red (202) de realimentación es una red de primer orden.
4. Método según la reivindicación 2, en el que
la red (202) de realimentación es una red de orden superior.
5. Método según la reivindicación 2, en el que
la red (202) de realimentación usa una realimentación de bucle
único.
6. Método según la reivindicación 2, en el que
la red (202) de realimentación usa múltiples bucles de
realimentación, y por lo menos un bucle de realimentación
proporciona la señal de realimentación al amplificador previo (104)
de bajo ruido.
7. Método según la reivindicación 1, en el que
el mezclador (106) es un mezclador balanceado simple.
8. Método según la reivindicación 1, en el que
el mezclador (106) es un mezclador balanceado doble.
9. Método según la reivindicación 1, en el que
el mezclador (106) es un mezclador en cuadratura.
10. Receptor (200) de radiofrecuencia que tiene
una realimentación por mezclador, comprendiendo el receptor de
radiofrecuencia:
un amplificador;
un mezclador (106); y
un oscilador local (108) configurado para
suministrar una señal de oscilador local al mezclador;
caracterizado porque
el amplificador es un amplificador (104) de bajo
ruido configurado para recibir una señal de radiofrecuencia,
presentando la señal de radiofrecuencia una señal de banda base
transportada sobre la misma;
el mezclador (106) está configurado para mezclar
una señal de salida del amplificador (104) de bajo ruido con la
señal del oscilador local con el fin de recuperar la señal de banda
base; y
el receptor de radiofrecuencia comprende
además
una red (202) de realimentación que conecta el
mezclador al amplificador (104) de bajo ruido, en donde la red
(202) de realimentación comprende una red (400) configurada para
combinar salidas del mezclador (106) con el fin de generar una
señal de realimentación, en donde la señal de realimentación tiene
la misma frecuencia que la señal de radiofrecuencia recibida, y la
red (202) de realimentación está dispuesta para proporcionar la
señal de realimentación al amplificador (104) de bajo ruido con el
fin de controlar un parámetro de transferencia de la combinación
del amplificador (104) de bajo ruido y el mezclador (106).
11. Receptor de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que la red (202) de realimentación incluye
elementos selectivos en cuanto a frecuencia capaces de separar la
señal de realimentación a partir de una salida del mezclador
(106).
12. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que la red (202) de realimentación es una
red de primer orden.
13. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que la red (202) de realimentación es una
red de orden superior.
14. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que la red (202) de realimentación
comprende una realimentación de bucle único.
15. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que la red (202) de realimentación
comprende múltiples bucles de realimentación, y por lo menos un
bucle de realimentación proporciona la señal de realimentación al
amplificador de bajo ruido.
16. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que el mezclador (106) es un mezclador
balanceado simple.
17. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que el mezclador (106) es un mezclador
balanceado doble.
18. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que el mezclador (106) es un mezclador en
cuadratura.
19. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que el receptor (200) de radiofrecuencia
está integrado en un único circuito integrado de aplicación
específica (ASIC).
20. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que el receptor (200) de radiofrecuencia
está implementado usando un amplificador de bajo ruido, de base
común, con realimentación en paralelo, y la red de realimentación
está conectada a un emisor del amplificador de bajo ruido.
21. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que el receptor (200) de radiofrecuencia
está implementado usando un amplificador de bajo ruido, de base
común, con realimentación en paralelo, y la red de realimentación
está conectada a un colector del amplificador de bajo ruido.
22. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que el receptor (200) de radiofrecuencia
está implementado usando un amplificador de bajo ruido, de base
común, con realimentación paralelo en fase y en cuadratura, y la
señal del oscilador local se aplica a entradas en fase y en
cuadratura del mezclador.
23. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que el receptor (200) de radiofrecuencia
está implementado usando un amplificador diferencial de bajo ruido,
de base común, con realimentación en paralelo por mezclador.
24. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que el receptor (200) de radiofrecuencia
está implementado usando un amplificador de bajo ruido, de emisor
común, con realimentación por mezclador, de bucle doble.
25. Receptor (200) de radiofrecuencia según la
reivindicación 10, en el que el receptor (200) de radiofrecuencia
está implementado usando un amplificador de bajo ruido, de emisor
común, con una realimentación por mezclador, de orden superior.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US10/746,330 US7672659B2 (en) | 2002-04-04 | 2003-12-23 | Mixer with feedback |
| US746330 | 2003-12-23 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2342401T3 true ES2342401T3 (es) | 2010-07-06 |
Family
ID=34739061
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES04804115T Expired - Lifetime ES2342401T3 (es) | 2003-12-23 | 2004-12-21 | Mezclador con realimentacion. |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US7672659B2 (es) |
| EP (1) | EP1698048B1 (es) |
| JP (1) | JP4705041B2 (es) |
| AT (1) | ATE460768T1 (es) |
| DE (1) | DE602004025977D1 (es) |
| ES (1) | ES2342401T3 (es) |
| WO (1) | WO2005064786A2 (es) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7672659B2 (en) * | 2002-04-04 | 2010-03-02 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Mixer with feedback |
| US8816750B2 (en) | 2002-07-17 | 2014-08-26 | Broadcom Corporation | High frequency mixer with tunable dynamic range |
| US20060079194A1 (en) * | 2003-12-23 | 2006-04-13 | Tobias Tired | Communications receiver method and apparatus |
| DE602004008898T2 (de) * | 2004-07-06 | 2008-06-26 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Funkempfänger-Eingangsstufe und Verfahren zur Unterdrückung von Aussenbandstörung |
| US7587224B2 (en) * | 2005-12-21 | 2009-09-08 | Broadcom Corporation | Reconfigurable topology for receiver front ends |
| US7764124B2 (en) * | 2006-09-26 | 2010-07-27 | Project Ft, Inc. | Broadband low noise amplifier |
| FR2936115B1 (fr) * | 2008-09-18 | 2010-10-01 | St Microelectronics Sa | Amplificateur-melangeur pour chaine de reception radiofrequence. |
| JP4991915B2 (ja) * | 2010-07-05 | 2012-08-08 | 株式会社東芝 | 周波数変換回路、信号処理回路及び受信機 |
| WO2015196160A1 (en) | 2014-06-19 | 2015-12-23 | Project Ft, Inc. | Memoryless active device which traps even harmonic signals |
| FR3026250A1 (fr) | 2014-09-19 | 2016-03-25 | St Microelectronics Sa | Dispositif electronique pour une chaine de reception de signaux radiofrequence, comprenant un etage amplificateur transconducteur a faible bruit |
| US11380481B2 (en) * | 2020-01-10 | 2022-07-05 | Realtek Semiconductor Corp. | Radio transmitter with transmit signal strength indicator and method thereof |
Family Cites Families (51)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US1543A (en) * | 1840-04-08 | Improvement in the modes of constructing combined plows | ||
| US2001A (en) * | 1841-03-12 | Sawmill | ||
| US3689752A (en) * | 1970-04-13 | 1972-09-05 | Tektronix Inc | Four-quadrant multiplier circuit |
| US3864751A (en) | 1973-10-04 | 1975-02-04 | Ibm | Induced bias magnetoresistive read transducer |
| JPS5643809A (en) * | 1979-09-19 | 1981-04-22 | Hitachi Ltd | Automatic gain controller |
| US4639806A (en) | 1983-09-09 | 1987-01-27 | Sharp Kabushiki Kaisha | Thin film magnetic head having a magnetized ferromagnetic film on the MR element |
| US4663685A (en) | 1985-08-15 | 1987-05-05 | International Business Machines | Magnetoresistive read transducer having patterned longitudinal bias |
| JP2628742B2 (ja) | 1989-03-10 | 1997-07-09 | 株式会社日立製作所 | 電磁式燃料噴射弁 |
| EP0401771B1 (de) | 1989-06-09 | 1995-09-20 | TEMIC TELEFUNKEN microelectronic GmbH | Schaltungsanordnung zur Frequenzumsetzung |
| JPH03214932A (ja) * | 1990-01-19 | 1991-09-20 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信装置 |
| GB9017418D0 (en) | 1990-08-08 | 1990-09-19 | Gen Electric Co Plc | Half frequency mixer |
| US5155724A (en) | 1990-09-26 | 1992-10-13 | Rockwell International Corporation | Dual mode diplexer/multiplexer |
| EP0501827B1 (en) | 1991-03-01 | 1996-04-17 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Multiplying circuit |
| US5625307A (en) * | 1992-03-03 | 1997-04-29 | Anadigics, Inc. | Low cost monolithic gallium arsenide upconverter chip |
| US5410743A (en) | 1993-06-14 | 1995-04-25 | Motorola, Inc. | Active image separation mixer |
| DE4332161A1 (de) * | 1993-09-22 | 1995-03-23 | Thomson Brandt Gmbh | Hochfrequenzempfänger |
| GB9320068D0 (en) * | 1993-09-29 | 1993-11-17 | Sgs Thomson Microelectronics | Demodulation of fm audio carrier |
| US5570056A (en) | 1995-06-07 | 1996-10-29 | Pacific Communication Sciences, Inc. | Bipolar analog multipliers for low voltage applications |
| US5589791A (en) | 1995-06-09 | 1996-12-31 | Analog Devices, Inc. | Variable gain mixer having improved linearity and lower switching noise |
| DE19523433C2 (de) | 1995-06-28 | 1998-04-23 | Telefunken Microelectron | Schaltungsanordnung zur Frequenzumsetzung |
| FR2746228A1 (fr) | 1996-03-13 | 1997-09-19 | Philips Electronics Nv | Dispositif semiconducteur incluant un melangeur en anneau |
| US5898912A (en) | 1996-07-01 | 1999-04-27 | Motorola, Inc. | Direct current (DC) offset compensation method and apparatus |
| US5859558A (en) | 1997-04-11 | 1999-01-12 | Raytheon Company | Low voltage analog front end |
| US5872446A (en) | 1997-08-12 | 1999-02-16 | International Business Machines Corporation | Low voltage CMOS analog multiplier with extended input dynamic range |
| US6037825A (en) | 1997-11-04 | 2000-03-14 | Nortel Networks Corporation | Tree mixer operable in class A, B or AB |
| US6054889A (en) | 1997-11-11 | 2000-04-25 | Trw Inc. | Mixer with improved linear range |
| FI107657B (fi) | 1998-03-11 | 2001-09-14 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kytkentä differentiaalisen aktiivikomponentin impedanssin säätämiseksi |
| DE19819092C2 (de) | 1998-04-29 | 2001-02-01 | Cell Gmbh Q | Empfänger für hochfrequente, vektormodulierte Signale |
| US6140849A (en) * | 1998-08-07 | 2000-10-31 | Trask; Christopher | Active double-balanced mixer with embedded linearization amplifiers |
| GB2341502B (en) | 1998-09-08 | 2003-01-22 | Mitel Semiconductor Ltd | Image reject mixer circuit arrangements |
| US6226509B1 (en) | 1998-09-15 | 2001-05-01 | Nortel Networks Limited | Image reject mixer, circuit, and method for image rejection |
| JP3204233B2 (ja) | 1998-11-30 | 2001-09-04 | 日本電気株式会社 | 周波数−電圧変換回路と受信機および周波数−電圧変換特性の制御方法 |
| GB2348345B (en) | 1999-01-25 | 2004-04-14 | Nec Corp | Demodulator and demodulation method for demodulating quadrature modulation signals |
| US7072636B2 (en) | 1999-03-25 | 2006-07-04 | Zenith Electronics Corporation | Printed circuit doubly balanced mixer for upconverter |
| GB2334163B (en) | 1999-06-10 | 2001-02-21 | Mitel Semiconductor Ltd | Variable transconductance amplifier |
| US6393267B1 (en) * | 1999-07-07 | 2002-05-21 | Christopher Trask | Lossless feedback double-balance active mixers |
| JP3386019B2 (ja) | 1999-10-27 | 2003-03-10 | 日本電気株式会社 | ミキサ回路 |
| US6255889B1 (en) * | 1999-11-09 | 2001-07-03 | Nokia Networks Oy | Mixer using four quadrant multiplier with reactive feedback elements |
| FI108584B (fi) | 2000-03-24 | 2002-02-15 | Nokia Corp | Menetelmä välitaajuussignaalin muodostamiseksi sekoittimessa ja sekoitin |
| JP3510556B2 (ja) | 2000-03-30 | 2004-03-29 | Ｎｅｃ化合物デバイス株式会社 | イメージリジェクションミキサ及びそれを用いた受信機 |
| FR2807896A1 (fr) | 2000-04-18 | 2001-10-19 | Koninkl Philips Electronics Nv | Convertisseur de frequence faible bruit a forte rejection de frequence image |
| JP2001344559A (ja) * | 2000-05-30 | 2001-12-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | アナログ乗算回路および可変利得増幅回路 |
| US6456142B1 (en) * | 2000-11-28 | 2002-09-24 | Analog Devices, Inc. | Circuit having dual feedback multipliers |
| JP3713206B2 (ja) * | 2001-01-23 | 2005-11-09 | 株式会社ケンウッド | 自動利得制御回路 |
| ATE543260T1 (de) * | 2001-05-01 | 2012-02-15 | Panasonic Corp North America | Frequenzumsetzer unter verwendung von unterabtastung |
| US6670901B2 (en) * | 2001-07-31 | 2003-12-30 | Motorola, Inc. | Dynamic range on demand receiver and method of varying same |
| FR2833429B1 (fr) * | 2001-12-06 | 2004-07-02 | St Microelectronics Sa | Procede de controle du gain d'un syntonisateur de frequences, et syntonisateur correspondant, en particulier pour la reception de signaux de television numerique terrestre |
| US6961552B2 (en) * | 2002-03-25 | 2005-11-01 | Broadcom Corporation | LNA gain adjustment for intermodulation interference reduction |
| JP3933953B2 (ja) * | 2002-02-08 | 2007-06-20 | パイオニア株式会社 | 複数の局部発振周波数を用いる受信機のａｇｃ回路 |
| US7054609B2 (en) * | 2002-04-04 | 2006-05-30 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Linearity improvement of Gilbert mixers |
| US7672659B2 (en) * | 2002-04-04 | 2010-03-02 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Mixer with feedback |
-
2003
- 2003-12-23 US US10/746,330 patent/US7672659B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-12-21 JP JP2006546028A patent/JP4705041B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2004-12-21 EP EP04804115A patent/EP1698048B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2004-12-21 ES ES04804115T patent/ES2342401T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2004-12-21 WO PCT/EP2004/014517 patent/WO2005064786A2/en not_active Ceased
- 2004-12-21 AT AT04804115T patent/ATE460768T1/de not_active IP Right Cessation
- 2004-12-21 DE DE602004025977T patent/DE602004025977D1/de not_active Expired - Lifetime
-
2010
- 2010-01-12 US US12/685,873 patent/US20100112972A1/en not_active Abandoned
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| WO2005064786A2 (en) | 2005-07-14 |
| WO2005064786A3 (en) | 2005-08-11 |
| JP4705041B2 (ja) | 2011-06-22 |
| US20100112972A1 (en) | 2010-05-06 |
| US7672659B2 (en) | 2010-03-02 |
| DE602004025977D1 (de) | 2010-04-22 |
| JP2007515905A (ja) | 2007-06-14 |
| US20040176064A1 (en) | 2004-09-09 |
| EP1698048B1 (en) | 2010-03-10 |
| ATE460768T1 (de) | 2010-03-15 |
| EP1698048A2 (en) | 2006-09-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7355476B2 (en) | Input stage for an amplifier | |
| Stetzler et al. | A 2.7-4.5 V single chip GSM transceiver RF integrated circuit | |
| CN1841922B (zh) | 半导体集成电路 | |
| US7106095B2 (en) | Circuit for compensating for the declination of balanced impedance elements and a frequency mixer | |
| US20100112972A1 (en) | Mixer with Feedback | |
| US6970683B2 (en) | PLL circuit and radio communication terminal apparatus using the same | |
| US8346198B2 (en) | Low noise amplifier for a radio receiver | |
| US20070164826A1 (en) | Gain controllable low noise amplifier and wireless communication receiver having the same | |
| JP2004166204A (ja) | 周波数変換器および無線送受信機 | |
| US7340232B2 (en) | Receiving system and semiconductor integrated circuit device for processing wireless communication signal | |
| CN100542017C (zh) | 信号处理电路和使用该信号处理电路的通信设备 | |
| KR100677146B1 (ko) | Ｉ／ｑ 직교 복조기 | |
| US7002396B2 (en) | Frequency converter | |
| JP2005184409A (ja) | 通信用半導体集積回路およびそれを搭載した電子部品 | |
| JP3412399B2 (ja) | 偶高調波ミクサ、直交ミクサ、イメージリジェクションミクサ、２重平衡形ミクサ、受信装置、送信装置および位相同期発振器 | |
| US7511557B2 (en) | Quadrature mixer circuit and RF communication semiconductor integrated circuit | |
| JP2557949B2 (ja) | イメージキャンセルミクサ | |
| JP4223347B2 (ja) | 周波数変換器並びに受信機及び送信機 | |
| US20090170464A1 (en) | Enhanced Mixer Device | |
| JP3142857B2 (ja) | 電圧制御発振器 | |
| WO2006032932A1 (en) | Rf input stage for low noise amplifier or mixer | |
| Wai et al. | Design and Simulation of Down Conversion Mixer for Front-end Portion of Satellite Receiver | |
| JP2012080234A (ja) | 水晶発振回路 | |
| JP2004193779A (ja) | ミクサ、受信装置及び送信装置 | |
| WO2003001691A1 (fr) | Recepteur et composant composite |