ES2360236T3 - Circuito de salida equilibrada flotante mejorado. - Google Patents

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Abstract

Circuito de salida equilibrada flotante destinado a una tensión de salida diferencial en respuesta a una tensión de entrada, con una impedancia de salida diferencial relativamente baja y una impedancia de salida en modo común relativamente elevada, que comprende: una primera sección de amplificador de transconductancia (1) para proporcionar un par diferencial de corrientes de salida (i1, i 2) en respuesta a la tensión de entrada, siendo las corrientes (i 1, i 2) sustancialmente iguales en magnitud y opuestas en polaridad, y una sección posterior (9) conectada para generar de este modo una señal de salida en respuesta al par de corrientes de salida del primer amplificador de transconductancia, una configuración (R3, R4) de bucle de realimentación diferencial conectada alrededor de la primera sección de amplificador de tranconductancia (1) para de este modo proporcionar una realimentación negativa diferencial; y una configuración de bucle de realimentación en modo común que comprende una segunda sección de amplificador de transconductancia (8) conectada alrededor de la posterior sección (9) para de este modo añadir respectivamente un par de corrientes (i 3, i 4) de salida sustancialmente coincidentes con la corriente de salida de la primera etapa (1) de transconductancia en respuesta a la señal de salida; en el cual el primer y el segundo amplificadores (1, 8) de transconductancia están diseñados para que la configuración de bucle de realimentación en modo común siga activa cuando la configuración de bucle diferencial se ha inhibido debido al descrestado cuando la tensión de entrada sobrepasa un nivel predefinido.

Description

La presente solicitud se basa en solicitud provisional número de serie nº 60/164.359 presentada el 9 de noviembre de 1999 a nombre de Gary K. Hebert y cuyo título es “An Improved Balanced Floating Point Output Driver IC”.
Campo de la Invención
La presente solicitud se refiere a circuitos de salida equilibradas y flotante, y más específicamente a un circuito de salida equilibrada flotante mejorado que mantiene el control de la corriente de salida en modo común en ambas ramas de salida del circuito, incluso cuando se descresta la salida de tensión diferencial y el circuito está excitando una carga referida a masa.
Antecedentes de la Invención
El equipamiento de audio profesional emplea a menudo circuitos de salida electrónicamente equilibradas destinados a imitar el comportamiento de los transformadores de salida lo mejor posible. Tales circuitos están destinado a aceptar una tensión de salida asimétrica y a producir una tensión de salida diferencial con una baja impedancia de salida diferencial. Se han diseñado, además, para poseer una impedancia de salida en modo común sustancialmente mayor (estando la impedancia de salida en modo común definida como la impedancia de una de las dos ramas de la salida diferencial respecto del potencial de masa o de referencia). Esto permite que la tensión de salida diferencial “flote” con la tensión en modo común de la carga, permitiendo de este modo excitar apropiadamente tanto las cargas equilibradas como las cargas referidas a masa. Este comportamiento es similar al de un transformador de salida, en el cual la impedancia de salida diferencia es determinada por la impedancia fuente que excita el bobinado primario reflejado en el bobinado secundario (salida), mientras que la impedancia de cualquiera de las dos ramas del bobinado secundario a masa es bastante elevada, siendo determinada principalmente por capacitancia parásita a partir del bobinado secundario a masa. Una consecuencia de esta disposición es que las corrientes de salida que salen de las dos ramas de la salida equilibrada son sustancialmente iguales en magnitud y opuestas en polaridad sin tener en cuenta la configuración de carga.
Un circuito ampliamente usado descrito en 1980 (T. Hay “Differential Technology in Recording Consoles and the Impact of Transformerless Circuitry on Grounding Technique”, presentada en la 67th Convention of the Audio Engineering Society, Journal of Audio Engineering Society (Abstracts), vol 28, p 924 (Diciembre de 1980)) se muestra en la figura 1. Acepta una tensión de entada asimétrica vin respecto de masa en el terminal IN. Produce una tensión de salida diferencial (igual a dos veces la tensión de entrada) entre dos nudos OUT+ y OUT- (SALIDA + -). Este circuito consigue los objetivos deseados respecto de las impedancias de salida diferencia y en modo común. En un funcionamiento normal, la impedancia de salida diferencial se determina sustancialmente por la suma de las resistencias de salida RO1 y RO2, ya que la realimentación negativa alrededor de los amplificadores operativos OA1 y OA2 reduce sus impedancias de salida en bucle cerrado interno. RO1 y RO2 se encuentran típicamente entre 10 y 100 ohmios para mantener relativamente baja la impedancia de salida diferencial. La impedancia de salida en modo común es bastante elevada, y puede ser infinita si las relaciones de las resistencias marcadas como R y 2R en el esquema se mantienen con precisión. Se ha de observar que los desequilibrios en estas relaciones de resistencia se pueden reducir, además, la impedancia de salida en modo común si los desequilibrios se encuentran en una dirección, o pueden conducir a una inestabilidad si se encuentran en la otra dirección. Esta condición para la coincidencia precisa de relación de resistencia es un inconveniente para este circuito.
Será evidente que el comportamiento en modo común del circuito de la figura 1 está gobernado por ambos amplificadores operacionales, OA1 y OA2. Cuando se excita una carga asimétrica, como en la figura 2, la realimentación en modo común combinada obliga a la corriente de salida a ser idéntica y opuesta (lo que supone relaciones de resistencia iguales alrededor de los amplificadores operacionales). Este comportamiento es una de las propiedades más deseables de tales circuitos. Sin embargo, si se aplica una señal de entrada al terminal IN esto hace que la señal de salida en la salida sin conexión a tierra (en este cado, OUT+), sobrepase el máximo permitido por la tensión de fuente de alimentación, se rompen tanto los bucles de realimentación diferencial como en modo común. Como es esperable, la forma de onda de tensión de salida diferencial en la salida OUT+ se “descretaría” en la tensión de salida máxima de los amplificadores operaciones. Su corriente de salida será la tensión de salida dividida por la resistencia de carga. Lo que no es evidente es que, mientras se produce el descrestado, la corriente de salida de la salida OUT- conectada a tierra será bastante alta, típicamente limitada solamente por cualquier circuito protector de limitación de corriente en el amplificador operacional, o por la tensión de salida máxima de los amplificadores operaciones dividida por el valor de la resistencia de salida de 10 a 100 ohmios. Esta corriente debe fluir a través de una trayectoria intermedia a través de la estructura de masa del dispositivo de carga para volver a la etapa de salida, que puede conducir a perturbaciones en la forma de onda de audio que son más audible que un simple descrestado.
Se describe un enfoque alternativo a un circuito de salida equilibrada flotante en 1990 por Chris Strahm en la patente de los Estados Unidos 4.979.218. El circuito de Strahm incluye bucles de realimentación separados para señales de salida diferencia y en modo común. El bucle diferencial se configura para obligar a la tensión de salida diferencial a igualar sustancialmente la tensión de entrada multiplicada por alguna ganancia deseada. Esto abre, al menos, la posibilidad de prevenir el comportamiento de descrestado y las perturbaciones de forma de onda de audio descritas anteriormente. Igualmente, como se describe en la patente de Strahm, las relaciones de resistencia precisas no son necesarias para mantener la estabilidad del circuito.
Aunque no se menciona en la patente de Strahm, con el fin de prevenir una limitación de corriente de una salida conectada a tierra de tal circuito cuando se excita la salida activa en el descrestado de tensión, el bucle de realimentación en modo común debe permanecer activo incluso si el bucle de realimentación diferencial está inhibido. De hecho el dispositivo de circuito integrado fabricado por el cesionario (Audio Teknology Inc) basada en la patente de Strahm se realiza de manera que no preserva la funcionalidad del bucle de realimentación en modo común cuando se rompe el bucle de realimentación diferencial debido al descrestado de tensión en una carga conectada de tierra. Como se muestra en la figura 3, un par diferencial de transistores, Q1 y Q2 aceptan la señal de entrada y la señal de realimentación diferencial. El transistor Q3 proporciona la corriente de cola Icola para el par diferencial. Q3 es controlado por la señal de realimentación en modo común. En este caso, la señal de realimentación en modo común se deriva presentando la suma de las corrientes de salida del dispositivo, como se describe en la patente de Strahm. De este modo, se ajusta la tensión de valida en modo común por realimentación a través de Icola hasta que las dos corrientes de salida del dispositivo sumen casi cero, y que de este modo, sean casi idénticas y opuestas. Cuando se produce el descrestado de tensión en una de las dos tensiones de amplificador, uno de Q1 o Q2 se saturará mientras que la otra se cortará. Si el circuito está excitando una carga referida a masa desde el amplificador de salida que es excitado por el transistor cortado, entonces no hay manera de que Q3 afecte a la tensión de salida y la realimentación en modo común se inhibe. Sin la realimentación en modo común para mantener el control sobre las corrientes de salida, el amplificador de salida conectado a tierra conduce tanto corriente como lo permiten otros aspectos del diseño del amplificador, tal como la limitación protectora de corriente.
Otro ejemplo de un amplificador de transconductancia operacional totalmente diferencial que comprende control de realimentación diferencial en modo común se ofrece en el documento US 549 1447.
Breve descripción de los dibujos
La figura 1 es un dibujo esquemático de un circuito de la técnica anterior que usa realimentación positiva y negativa para emular una fuente de tensión flotante;
La figura 2 muestra un dibujo esquemático de un circuito de la técnica anterior de la figura 1 conectado para excitar una carga asimétrica;
La figura 3 muestra un dibujo esquemático de un circuito de la técnica anterior para llevar a cabo un bucle de realimentación en modo común;
La figura 4 muestra un dibujo esquemático de un circuito mejorado que usa bucles separados de realimentación diferencial y en modo común para emular una fuente de tensión flotante y controla la corriente de salida en modo común en condiciones de descrestado mientras se excita una carga referida a masa.
La figura 5 muestra un dibujo esquemático de los amplificadores de transconductancia preferidos usados en el circuito de la figura 4;
La figura 6 muestra un dibujo esquemático del amplificador de transconductancia de entrada diferencial y salida doble mostrado en el figura 5 modificado para incluir una etapa de ganancia adicional;
La figura 7 muestra un dibujo esquemático que ilustra una modificación adicional para minimizar la tensión de salida en modo común; y
La figura 8 muestra un dibujo esquemático que ilustra otra modificación para minimizar la tensión de salida en modo común.
Descripción detallada de los dibujos
La figura 4 muestra un dibujo esquemático de una realización de un circuito mejorado que usa bucles separado de realimentación diferencial y en modo común para emular una fuente de tensión flotante y controla la corriente de salida en modo común en condiciones de descrestado mientras se excita una carga referida a masa. Como se muestra, el amplificador de transconductancia 1 es un circuito que acepta una tensión de entrada diferencial y emite como salidas del mismo un par de corrientes de salida diferencial de manera que:
imagen1
este amplificador de transconductancia, junto con los amplificadores 2 y 3 de tensión de alta ganancia de inversión
idéntica, los amplificador 4 y 5 intermedios idénticos, y los condensadores 6 y 7 de compensación idénticos forman un amplificador operacional totalmente diferencial en dos etapas. Las resistencias R1 y R2 se conectan a partir de los terminales In+ y In- de tensión de entrada, respectivamente a los terminales de no-inversión del amplificador 1 de transconductancia. Las resistencias R1 y R2 se conectan a partir de las salidas de los amplificadores intermedios 4 y 5, respectivamente, a las entradas de no-inversión y de inversión del amplificador 1 de transconductancia, respectivamente, para proporcionar realimentación negativa. Mientras la ganancia directa proporcionada por el amplificador 1 de transconductancia y los amplificadores 2 y 3 de tensión es grande comparada con la ganancia deseada de bucle cerrado, la ganancia Acld de bucle cerrado diferencial será sustancialmente:
imagen1
Preferiblemente, R1 = R2 y R3 = R4, de manera que la ganancia de bucle cerrado diferencia será:
imagen1
En una realización preferida R1 = R2 = 5 k y R3 = R4 = 10. Se ha de observar que bien el terminal IN+ o IN- se puede conectar a tierra, y la señal de entrada se conecta de una manera asimétrica, sin pérdida de funcionalidad.
El amplificador 8 de transconductancia es un circuito que acepta una tensión de entrada diferencial y emite como salida del mismo un par de corrientes i3 e i4 de salida coincidentes de manera que:
imagen1
Estas corriente i3 e i4 de salida se suman respectivamente con las corriente i2 e i2 de salida del amplificador 1 de transconductancia. Obsérvese que las corrientes i3 e i4 de salida del amplificador 8 de transconductancia harán que tanto tensiones de salida Vout+ y Vout-) se desplacen en la misma dirección, mientras que las corriente i1 e i2 de salida del amplificador de transconductancia harán que las dos tensiones de salida (Vout+ y Vout- se desplacen en direcciones opuestas.
Las resistencias R9 y R10 se usan para detectar las corrientes individuales de salida, y son preferiblemente de igual valor entre aproximadamente 10 y aproximadamente 100 ohmios con el fin de mantener baja la impedancia de salida diferencial, aunque los valores puede encontrarse fuera de este intervalo. Las resistencias R11 y R12 sirven para establecer una carga mínima en modo común para el circuito, y se encuentran preferiblemente entre aproximadamente 1 y aproximadamente 100, aunque los valores pueden encontrarse fuera de este intervalo. Las resistencias R5 y R8 forman un puente usado para detectar la corriente de salida de modo común. Preferiblemente, R5 = R6 y R7 = R8. en este cado v3 en la unión de R5 y R6 será:
imagen1
y la tensión v4 en la unión de R7 y R8 será:
imagen1
Obsérvese que las corrientes a través de R9 y R10 son:
y,
imagen1
la tensión de entrada al amplificador de transconductancia 8 será: Suponiendo que R9 y R10 sean iguales, esta tensión es:
imagen1
imagen1
que es proporcional a la corriente de salida en modo común,
imagen1
La gran ganancia proporcionada por la combinación del amplificador 8 de transconductancia y los amplificadores 2 y 3 de tensión tenderá a minimizar la tensión diferencial en las entradas del amplificador de transconductancia por realimentación negativa. Esto tenderá entonces a minimizar la corriente de salida en modo común, dejando solamente corrientes diferenciales (iguales y opuestas).
Ambos amplificadores de transconductancia se deben destinar a tener una máxima corriente de salida posible que se consigue cuando la tensión de entrada sobrepasa un nivel predefinido. Esto es una consecuencia natural de las aplicaciones preferidas, como se ilustrará más adelante). Con el fin de garantizar que el bucle de realimentación en modo común permanecerá activa cuando el bucle diferencial se haya inhibido debido al descrestado, las corriente máximas de salida del amplificador 8 de transconductancia han de ser mayores que las corrientes máximas de salida del amplificador 1 de transconductancia. A modo de ejemplo, se supone que R11 es un cortocircuito, de manera que R12 sirva como carga referida a masa, y que la tensión de entrada vin sea suficientemente positiva para excitar v2 a la máxima tensión positiva posible permitida por las fuentes de alimentación del circuito. La trayectoria de realimentación negativa por R4 está ahora interrumpida, ya que la tensión v2 ya no responde a ningún cambio en la tensión de entrada. En tales condiciones, i1 e i2 se encontrarán en sus posibles valores máximos (en direcciones opuestas). La corriente i1 tenderá a excitar la tensión v1 negativa, y si se deja sin verificar, hará que una gran corriente fluya a través de la resistencia R9 de bajo valor. Sin embargo, si el amplificador 8 de transconductancia tiene suficiente capacidad de corriente de salida para reducir el valor máximo de i1, entonces el bucle de realimentación en modo común actuará para minimizar la corriente de salida en modo común. En estas condiciones, i4 será sustancialmente igual a –i1, e iout-será sustancialmente igual a iou+.
Es evidente que las etapas de salida 9 y 10, que consisten en los amplificados 2 y 3 de tensión, las etapas intermedias 4 y 5 y los condensadores de compensación 6 y 7 pueden adoptar muchas formas preferidas sin salirse del alcance de la invención. A título de ejemplo, cuando se utilizan transistores bipolares, los amplificadores 2 y 3 de tensión pueden consistir en los amplificadores emisores comunes de carga de fuente de corriente, y los amplificadores intermedios 4 y 5 pueden consistir en amplificadores complementarios colectores comunes. Otros dispositivos, tales como transistores MOS, se podrían sustituir también sin funcionalidad esencial. Igualmente, las resistencias R3 y R4 de realimentación diferencial se podrían alternativamente conectar directamente a los terminales OUT+ y OUT-, en lugar de a las salidas de los amplificadores 4 y 5 intermedios. Tal disposición daría como resultado una menor impedancia de salida diferencial, pero requeriría una compensación de frecuencia más elaborada con el fin de mantener la estabilidad en las cargas capacitivas.
Una realización preferida del amplificador 1 de transconductancia se muestra en la figura 5. Esta estructura comprende un par diferencial de transistores, Q1 y Q2, las fuentes de corriente I1, I2 e I3 y opcionalmente las resistencias opcionales R13 y R14 de degeneración de emisor de igual valor. La entrada diferencial al amplificador de transconductancia se aplica a las bases de Q1 y Q2. Las corrientes de salida diferencia se toman a partir de los colectores Q1 y Q2. Preferiblemente, los valores de las fuentes I2 e I3 son cada una iguales a la mita de la fuente de corriente I1. En este caso, la corriente máxima disponible en una de las dos direcciones de los colectores Q1 y Q2 es igual a I1/2. La transconductancia de la tensión entre las bases de Q1 y Q2 a uno de los dos de los colectores Q1 o Q2 es:
imagen1
Una realización preferida del amplificador de transconductancia 8 se muestra también en la figura 5. Comprende los transistores Q3 y Q8, la fuente de corriente I4, y los emisores opcionales de degeneración de emisor R15 a R17. Preferiblemente, el transistor Q3 tiene un área emisora dos veces superior a la de Q4 y Q5. Igualmente, si se incluye, la resistencia R7 de degeneración de emisor de valor es la mitad del valor de las resistencias R15 y R16 de valores idénticos. De este modo, sin tensión diferencial aplicada entre la base de los transistores Q3 y las bases comunes de los transistores Q4 y Q5, Q3 se usará a una corriente de colector igual a I4/2, y los transistores Q4 y Q5 se usarán a corriente de colector igual a I4/4. Asimismo, el transistor Q6 tiene un área emisora dos veces superior a la de los transistores Q7 y Q8. De este modo, ignorando la corriente de base, la corriente de colector de Q6 será especular a los colectores de Q7 y Q8 con una ganancia de 0,5, de manera que cada uno sea funcione a una corriente de colector igual a la mitad de la corriente de colector de Q6. La tensión de entrada diferencial en el amplificador de transconductancia 8 se aplica entre la base del transistor Q6 y las bases comunes de los transistores Q4 y Q5. Las corrientes de salida idénticas se toman de los colectores de Q7 y Q8. La transconductancia de la tensión de entrada diferencial d cualquiera de las dos salidas de corriente idénticas será:
imagen1
La corriente de salida máxima disponible en cualquiera de las dos direcciones de los colectores Q4 y Q5 es igual a la mitad del valor de la fuente de corriente I4. De este modo, como se ha descrito anteriormente, la fuente de corriente I4 debería ser de mayor valor que la fuente de corriente I1 con el fin de garantizar que el bucle de realimentación en modo común seguirá activo después de inhabilitar el bucle de realimentación diferencial por descrestado.
En una realización de la invención tal como la mostrada e la figura 5 cuando el bucle de realimentación diferencial se ha roto debido al descrestado de tensión de salida, cualquiera de los dos transistores Q7 y Q8 están absorbiendo corrientes de colector iguales a al menos I1/2, o los transistores Q4 y Q5 están alimentando corrientes de colector iguales a al menos I1/2. En estas condiciones de absorción, un desequilibrio de corriente igual al valor de la fuente de corriente I1 existirá entre la corriente de colector de Q3 y la suma de las corrientes de colector de Q4 y Q5. Este desequilibrio de corriente causará una tensión de equilibrio (además de ser causada por desequilibrios aleatorios de transistores y resistencias) en las entradas del amplificador de transconductancia R8 igual a I1/gm2. Esta tensión de equilibrio de entrada adicional degradará la coincidencia de las magnitudes de las corrientes el as resistencias R9 y R10 en las condiciones anteriormente mencionadas. Si esta degradación de prestación es inaceptable, se puede añadir una etapa de ganancia adicional al amplificador 8 de transconductancia como se ilustra en la figura 6. El par de transistores diferencial Q9 y Q10, los transistores R18 y R19 de degeneración de emisor idénticos, los transistores Q11 y Q12) especulares de corriente, y la fuente I5 de corriente constituyen un amplificador diferencial con una salida de corriente asimétrica. La tensión de entrada al amplificador 8 de transconductancia se aplica entre las bases de Q9 y Q10. La corriente de salida de los colectores de Q12 y Q10 se aplica a la base de Q5 del amplificador de transconductancia de entrada diferencial y salida doble anteriormente descrito. Las bases comunes de Q3 y Q4 se unen a una fuente de tensión de polarización apropiada, preferiblemente suficientemente inferior a Vcc para garantizar un funcionamiento apropiado de la fuente de corriente I4 y los transistores Q3 a Q5. Las corrientes de salida doble se toman de los colectores de Q7 y Q8 descritos anteriormente. Con esta modificación al amplificador 8 de transconductancia de salida doble, la tensión de polarización adicional creada entre la base de Q5 y las bases comunes de Q3 y Q1, cuando el bucle de realimentación diferencial se inhibe debido al descrestado, se reduce por la ganancia de la etapa 11 del amplificador diferencial. Esto da como resultado un pequeño cambio en la tensión de polarización de entrada en las bases de Q9 y
Q10.
Se ha de entender que las funciones de los circuitos anteriores se pueden aplicar de diferentes maneras sin salirse del alcance de la invención. Por ejemplo, los espejos de corriente compuestos por Q6 a Q8 y Q11 a Q12 podrían ser cualquiera de un número de espejos de corriente mejorados conocidos en la técnica tal como el espejo de corriente de Wilson. El espejo de corriente en cascada o el espejo de corriente aumentada de seguidor de emisor. Además, cada espejo podría tener resistencias de degeneración de emisor añadidas para incrementar la impedancia de salida. Además, las entradas diferenciales de los amplificadores de transconductancia 1 y 8 podrían tener circuitos intermedios seguidores, y/o circuitería de cancelación de corriente de polarización añadida para minimizar la corriente de polarización de entrada. Como se ha mencionado anteriormente, todos los circuitos se podrían aplicar con una tecnología de transistores diferentes, tal como los transistores MOS.
En referencia a la figura 4, siempre existirá alguna tensión de polarización de entrada finita en las entradas diferenciales del amplificador 8 de transconductancia debido a los desequilibrios de transistores y resistencias. Algunas tensiones de polarización causarán una corriente de polarización en modo común que fluye en las resistencias R9 y R10 igual a la tensión de polarización de entrada dividida por el valor de resistencia de R9 y R10. Estas corrientes se convertirán entonces en una tensión de polarización en modo común a través de R11 y R12 (y cualquier resistencia de carga externa). Como R9 y R10 son preferiblemente de valor bajo, como se ha mencionado anteriormente, y R11 y R12 son preferiblemente de valor superior, una pequeña tensión de polarización de entrada en la entrada al amplificador 8 de transconductancia puede dar como resultado una tensión de polarización de salida en modo común sustancialmente mayor en los terminales OUT+ y OUT-. La figura 7 ilustra un procedimiento preferido para minimizar este efecto.
En la figura 7, el condensador C1 se inserta entre la unión de las resistencias R7 y R8 y la entrada de inversión del amplificador de transconductancia 8. La resistencia R20 se añade a partir de la entrada del amplificador 8 de transconductancia a tierra. R20 se elige preferiblemente para ser de un valor suficiente grande para no cargar significativamente R7 y R8, preferiblemente, aunque no necesariamente de 1 M o mayor si R5 a R8 están todos alrededor de o dentro de un pequeño intervalo de 10 M. C1 se elige de manera que el filtro de paso alto formado por C1 y R20 tiene una frecuencia polar sustancialmente menor a las frecuencias operativas de interés. Por ejemplo, un valor de 100 nF para C1 y 1 M para R20 dará como resultado una frecuencia polar fphp de:
imagen1
que está muy por debajo de la banda de interés para aplicaciones de audio. De este modo, en la banda de audio, el bucle de realimentación en modo común minimizará la corriente de salida en modo común, forzando corriente iguales y opuestas en R9 y R10. En CC, el bucle de realimentación en modo común tenderá a forzar la unión de R5 y R6 (y de este modo la tensión de salida en modo común) al potencial de masa., más o menos cualquier tensión de polarización de entrada en las entradas del amplificador 8 de transconductancia.
Una de las aplicaciones principales para circuitos de salida equilibrado flotantes en la industrial del audio profesional es excitar señales de audio en cables de hasta 3047 metros de largo. Tales cables representan una carga reactiva sobre el circuito, con frecuencias resonantes que pueden coincidir con la frecuencia de ganancia unidad del bucle de realimentación en modo común. Tales resonancias pueden cuasar picos en la transmisión en bucle que comprometerán la estabilidad del bucle. El bucle de realimentación en modo común se puede aislar de estos efectos de carga con la adición de C2, también mostrado en la figura 7. C2 se eligen preferiblemente para que el filtro de paso bajo que forma con la combinación en paralelo de R7 y R8 es sustancialmente superior a las frecuencias operativas de interés, pero por debajo de la frecuencia de corte de ganancia unidad del bucle de realimentación en modo común. en una realización preferida, con R3 a R8 todos iguales a aproximadamente 10 , C2 es igual a aproximadamente 10 pF. Esto da como resultado una frecuencia polar de:
imagen1
que está muy por encima de la banda de audio. De este modo, el bucle de realimentación en modo común seguirá minimizando la corriente de salida en modo común, mientras que a frecuencias sustancialmente inferiores a 3 MHz derivará la entrada de inversión del amplificador 8 de transconductancia a masa, aislándolo de los picos de respuesta debidos a cargas resonantes.
La figura 8 ilustra un procedimiento alternativo y preferido para minimizar la tensión de salida en modo común. El condensador C3 se inserta entre el terminal OUT- y la resistencia R7. Asimismo, el condensador C4 se inserta entre el terminal OUT+ y la resistencia R8. La resistencia R21 se añade a partir de la unión de C3 y R7 a masa, y la resistencia R22 se añade a partir de la unión de C4 y R8 a masa. En una aplicación de esta realización preferido, C3 y C4 son cada uno aproximadamente 10 µF, y R21 y R22 son cada uno aproximadamente k. Como el circuito mostrado en la figura 7, este circuito minimizará la corriente de salida en modo común en la banda de audio, pero forzará la tensión de salida en modo común al potencial de masa en CC. El circuito de la figura 8 mantendrá una coincidencia superior entre las magnitudes de corriente de salida cuando se excita una carga referida a masa comparada con el circuito de la figura 7. Esto es debido a la ausencia de cualquier carga sobre R7 y R8. sin embargo, esto se realiza a costa de un condensador adicional y una resistencia adicional.
La realización y las prácticas descritas en esta memoria se han presentado a título de ilustración y en modo alguno en modo de limitación, y varias modificaciones, combinaciones y sustituciones se pueden efectuar por el experto en la técnica sin salirse del alcance de esta invención en sus aspectos más amplios y que se establecen en las reivindicaciones anexas.

Claims (20)

  1. REIVINDICACIONES
    1.-Circuito de salida equilibrada flotante destinado a una tensión de salida diferencial en respuesta a una tensión de entrada, con una impedancia de salida diferencial relativamente baja y una impedancia de salida en modo común relativamente elevada, que comprende:
    una primera sección de amplificador de transconductancia (1) para proporcionar un par diferencial de corrientes de salida (i1, i2) en respuesta a la tensión de entrada, siendo las corrientes (i1, i2) sustancialmente iguales en magnitud y opuestas en polaridad, y una sección posterior (9) conectada para generar de este modo una señal de salida en respuesta al par de corrientes de salida del primer amplificador de transconductancia,
    una configuración (R3, R4) de bucle de realimentación diferencial conectada alrededor de la primera sección de amplificador de tranconductancia (1) para de este modo proporcionar una realimentación negativa diferencial; y
    una configuración de bucle de realimentación en modo común que comprende una segunda sección de amplificador de transconductancia (8) conectada alrededor de la posterior sección (9) para de este modo añadir respectivamente un par de corrientes (i3, i4) de salida sustancialmente coincidentes con la corriente de salida de la primera etapa (1) de transconductancia en respuesta a la señal de salida;
    en el cual el primer y el segundo amplificadores (1, 8) de transconductancia están diseñados para que la configuración de bucle de realimentación en modo común siga activa cuando la configuración de bucle diferencial se ha inhibido debido al descrestado cuando la tensión de entrada sobrepasa un nivel predefinido.
  2. 2.-Circuito según la reivindicación 1 en el cual la posterior sección comprende una sección intermedia (9) conectada para generar una tensión diferencial intermedia (V1, V2) en respuesta al par de corrientes de salida (i1, i2), del primer amplificador de transconductancia (1), incluyendo, además, el circuito una sección de salida (R9, R10) para generar una tensión de salida diferencial (Vout) en respuesta a la tensión diferencial intermedia (V1, V2).
  3. 3.-Circuito según la reivindicación 2 en el cual la configuración (R3, R4) de bucle de realimentación diferencial se conecta alrededor de la primera sección (1) de amplificador de transconductancia y la sección intermedia (9) para proporcionar realimentación negativa diferencial en respuesta a la tensión diferencial intermedia (V1, V2); y la segunda sección (8) de amplificador de transconductancia se conecta alrededor de la sección intermedia (9) para añadir respectivamente un par de corrientes (i3, i4) sustancialmente coincidentes a las corrientes (i1, i2) de salida de la primera etapa (1) de amplificador de transconductancia en respuesta a la corriente en modo común.
  4. 4.-Circuito según la reivindicación 2 o 3 que incluye, además, un amplificador operativo totalmente diferencial que comprende el primer amplificador de transconductancia (1) y la sección intermedia (9).
  5. 5.-Circuito según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 4, en el cual las magnitudes de las corrientes de salida máximas del segundo amplificador (8) de transconductancia son superiores a las magnitudes de las corrientes de salida máximas del primer amplificador (1) de transconductancia.
  6. 6.-Circuito según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, que comprende, además, una entrada (R1, R2) acoplada al primer amplificador (1) de transconductancia configurada para recibir una tensión de entrada diferencial (Vin).
  7. 7.-Circuito según cualquiera de las 1 a 4, que comprende una entrada (R1, R2) acoplada al primer amplificador (1) de transconductancia configurada para recibir una tensión de entrada asimétrica.
  8. 8.-Circuito según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 7, en el cual la configuración de bucle de realimentación en modo común incluye una sección (R9, R10) de detección de corrientes que está configurada para detectar la corriente de salida de modo común y aplicar un voltaje proporcional a dicha corriente de salida de modo común a las entradas de dicho amplificador de transconductancia de sección (8).
  9. 9.-Un circuito según la reivindicación 8, donde la sección (R9, R10) de detección de corrientes incluye un par de resistencias de salida idénticas (R9, R10) en serie con dichas dos salidas de la sección intermedia (9), y un puente de cuatro resistencias (R5, R6, R7, R8) configurado para producir una tensión de salida proporcional a la suma de las corrientes en dichas resistencias de salida idénticas (R9, R10).
  10. 10.-Circuito según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, que incluye, además, un desacoplador para desacoplar el puente de resistencias (R5, R6, R7, R8) de las cargas reactivas conectadas a la salida del circuito a altas frecuencias.
  11. 11.-Circuito según la reivindicación 10, en el cual el desacoplador incluye un condensador (C2) que conecta una salida del puente (R5, R6, R7, R8) a masa.
  12. 12.-Circuito según la reivindicación 11, en el cual dicha tensión proporcional a dichas corrientes de salida en modo común está acoplada en corriente alterna a dicho puente de resistencias (R5, R6, R7, R8) con un par de condensadores (C3, C4) y un par de resistencias (R21, R22) a masa.
  13. 13.-Circuito según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el cual dicho amplificador (1) de transconductancia comprende un par diferencial de transistores (Q1, Q2) con una fuente de corriente emisora (L1) y una carga de fuente de corriente (I2, I3) para cada colector de dicho par diferencial de transistores (Q1, Q2).
  14. 14.-Circuito según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el cual la configuración de bucle de realimentación en modo común incluye una sección (R9, R10) de detección de corriente que está configurada para detectar la corriente de salida en modo común y aplicar una tensión proporcional a dicha corriente de salida en modo común a las entradas de dicho segundo amplificador (8) de transconductancia, y el segundo amplificador (8) de transconductancia comprende una configuración de transistor diferencial que tiene un primer y un segundo transistores (Q3, Q5) cuyas bases están conectadas para que la tensión aplicada desde la sección de detección de corriente, y un tercer transistor (Q4) conectado a su base ligada a la base del segundo transistor, y los colectores del segundo y el tercer transistores (Q4, Q5) estando acoplados respectivamente a la salida del segundo amplificador (8) de transconductancia.
  15. 15.-Circuito según la reivindicación 14, en el cual el área emisora del primer transmisor (Q3) es el doble del área emisora de cada uno del segundo y tercer transistores (Q5, Q4) .
  16. 16.-Circuito según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el cual dicha tensión proporcional a dichas corriente de salida en modo común se acopla en corriente alterna a dicho amplificador de transconductancia de entrada diferencial y salida doble (8), para de este modo minimizar el efecto de cualquier tensión de polarización aplicada a la entrada del segundo amplificador (8) de transconductancia.
  17. 17.-Circuito según la reivindicación 16, en el cual dicha tensión proporcional a dichas corrientes de salida en modo común está conectada en corriente alterna a la entrada del segundo amplificador (8) de transconductancia.
  18. 18.-Procedimiento de configuración de un circuito de salida equilibrada flotante destinado proporcionar a una tensión de salida diferencial en respuesta a una tensión de entrada, con una impedancia de salida diferencial relativamente baja y una impedancia de salida en modo común relativamente elevada, que comprende:
    proporcionar un par diferencial de corrientes de salida (i1, i2) en respuesta a la tensión de entrada (Vin), mediante una primera sección (1) de amplificador de transconductancia, siendo las corrientes (i1, i2) sustancialmente iguales en magnitud y opuestas en polaridad,
    generar una señal de salida en respuesta al par de corrientes de salida (i1, i2) del primer amplificador (1) de transconductancia mediante una sección posterior (9) ;conectada para generar de este modo;
    proporcionar una realimentación negativa diferencial mediante una configuración (R3, R4) de bucle de realimentación diferencial conectada alrededor de la primera sección de amplificador de transconductancia;
    añadir respectivamente un par de corrientes (i3, i4) de salida sustancialmente coincidentes a la corriente de salida de la primera etapa (1) de transconductancia mediante una configuración de bucle de realimentación en modo común que comprende una segunda sección (8) de transconductancia conectada alrededor de la posterior sección (9) en respuesta a la señal de salida;
    en el cual el primer y el segundo amplificadores (1, 8) de transconductancia están diseñados para que la configuración de bucle de realimentación en modo común siga activa cuando la configuración de bucle diferencial se ha inhibido debido al descrestado cuando la tensión de entrada sobrepasa un nivel predefinido.
  19. 19.-Procedimiento según la reivindicación 18, en el cual la primera sección de amplificador de transconductancia proporciona el par diferencial de corrientes de salida en respuesta a la tensión de entrada, siendo las corrientes sustancialmente iguales en magnitud y opuestas en polaridad; y la posterior sección se conecta para generar una tensión diferencial intermedia en respuesta al par de corrientes de salida del primer amplificador de transconductancia, estando el circuito, además, conectado y configurado para comprende una sección de salida para generar una tensión de salida diferencial en respuesta a la tensión diferencial intermedia.
  20. 20.-Procedimiento según la reivindicación 18 o 19, en el cual la configuración de bucle de realimentación diferencial se conecta alrededor de la primera sección de amplificador de transconductancia y la sección intermedia para de este modo proporcionar realimentación negativa diferencial en respuesta a la tensión diferencial intermedia; y la segunda sección de amplificador de transconductancia se conecta alrededor de la sección intermedia de manera a añadir respectivamente un par de corrientes sustancialmente coincidentes a las corrientes de salida de la primera etapa de amplificador de transconductancia en respuesta a la corriente en modo común.
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