ES2367201T3

ES2367201T3 - Sistema de corrección de errores para una etapa de potencia de clase d.

Info

Publication number: ES2367201T3
Application number: ES07859499T
Authority: ES
Inventors: Ole Neis Nielsen
Original assignee: ICEPower AS
Current assignee: ICEPower AS
Priority date: 2006-12-21
Filing date: 2007-12-21
Publication date: 2011-10-31
Anticipated expiration: 2027-12-21
Also published as: KR101354853B1; ATE513361T1; US20100097139A1; US7839211B2; WO2008075318A2; JP5253413B2; WO2008075318A3; JP2010514323A; KR20090091826A; EP2127071A2; CN101563841B; EP2127071B1; CN101563841A

Abstract

Un método para corregir una fuente de no linealidad y ruido introducido en una etapa de potencia por conmutación durante la amplificación de potencia de una señal de referencia modulada por pulsos de un modulador de pulsos, comprendiendo el método: - proporcionar una etapa de salida (49, 55, 65) incorporada en un bucle de control de auto-oscilación analógico para recibir una señal de entrada referenciada por pulsos (42, 51, 61); - generar una señal de retroalimentación desde una etapa de amplificación de potencia por conmutación (49, 55, 65) o después de un filtro de demodulación (66) que sigue a la etapa de amplificación de potencia; - deducir una señal de error comparando la señal de retroalimentación con la señal de referencia (42, 51, 61); estando el método caracterizado por - filtrar la señal de error por un filtro paso bajo (44, 52, 62) para reducir el los armónicos más altos de la portadora. - proporcionar la señal de error filtrada desde el filtro paso bajo (44, 52, 62) a un compensador (46, 54, 64) para generar una alta ganancia de bucle en la banda de audio; - alimentar la salida del compensador (46, 54, 64) a un detector de cruces por cero o comparador (47), proporcionando de este modo una portadora para re-modulación o re-temporización, cuyo detector de cruces por cero o comparador (47) controla la etapa de salida.

Description

Campo Técnico

La presente invención se refiere en general a los sistemas de corrección de errores y a un sistema de conversión de potencia que implementa tal sistema de corrección de errores. Más específicamente, la invención se refiere a un sistema de control referenciado por pulsos para reducir los errores introducidos por la etapa de salida de clase D. La aplicación se dirige a la conversión de potencia de audio digital y a sistemas de conversión de potencia generales DC-DC o DC-AC controlados desde el dominio digital.

Antecedentes de la Invención

Las ventajas de la amplificación de potencia basada en una etapa de potencia por conmutación son bien conocidas. La alta eficacia proporciona varias ventajas, en términos de mínimo peso y volumen, una mayor capacidad de manejo de potencia y fiabilidad mejorada. Los elementos fundamentales en la amplificación de potencia por conmutación son el modulador, la etapa de potencia por conmutación y el filtro de demodulación para reconstituir la señal modulada. La no linealidad de la etapa de potencia de conmutación presenta un impedimento significativo para mantener el funcionamiento del modulador a través de la conversión de potencia posterior por una etapa de potencia por conmutación. Este problema es fundamental e independiente del uso de la modulación analógica como una PWM analógica, o una modulación digital como la conversión digital directa PCM-PWM.

Técnica Anterior

En la técnica anterior, la compensación para el comportamiento no ideal de la etapa de salida en un sistema referenciado por pulsos ha comprendido de forma general:

1) una conversión A/D de la señal de error y la corrección digital de errores, véanse por ejemplo los documentos US-6.373.334, US-2006-034365, US-2006-208794, US-6.504.427. Para esta clase de sistemas, la conversión A/D de la señal de error es complicada y el retardo o el desplazamiento de fase limitarán de forma inherente la ganancia del bucle de corrección. Un sistema de esta clase se ilustra en la figura 1.

el documento DE 197 41 794 A1 desvela un dispositivo para la corrección de errores en una señal PWM. El dispositivo comprende una etapa de amplificador de potencia conmutado, la entrada del cual se acopla a la entrada del dispositivo a través de una unidad de retardo de tiempo controlable. La salida de la etapa del amplificador de potencia se combina con la señal de entrada al dispositivo para formar una señal de error, y la señal de error se usa para controlar la unidad de retardo de tiempo controlable. La unidad de retardo de tiempo forma parte de una trayectoria de control de bucle cerrado. Por medio de la unidad de retardo de tiempo controlable, las distorsiones en el dominio del tiempo de la señal de salida PWM, es decir, los cambios no deseados del punto en el tiempo de las pendientes de subida y de bajada de la señal, se corrigen por el retardo de tiempo controlado de las pendientes de subida y de bajada de la señal.

2) La unidad de corrección de borde o de rampa, véase por ejemplo los documentos US-2005-012546, WO9844626. Un sistema de esta clase se ilustra en la figura 2. Para esta clase de sistemas el problema fundamental es que la generación de la rampa introduce ruido y complejidad. Además, en el caso de variar la frecuencia portadora, la ganancia de la corrección de errores se hace inversamente proporcional al índice de modulación reduciendo de este modo la compensación de THD (distorsión armónica total) con un índice de modulación alto. Otro uso es la generación de ruido de fase. Como la unidad de corrección no se ajusta al ancho de pulsos de forma simétrica alrededor de los puntos de muestreo naturales de la señal PWM, el resultado es la adición de ruido de fase cuando se ajusta el ancho de pulso.

Un intento de resolver las limitaciones de corrección de errores o el ruido de fase se propone en la WO2006/051478, WO-200/6079960, US-6.404.280 pero a coste de un aumento de la complejidad.

Debido al enfoque de la regulación lineal, los sistemas de corrección de rampa requieren muchos (por ejemplo de dos a cinco) largas constantes de tiempo para el filtrado de la señal de error. Este filtrado ocupa un gran área de silicio si debe mantenerse un nivel de impedancia adecuado.

Es muy crítico mantener un nivel de impedancia bajo para minimizar el ruido térmico y como el tamaño del condensador en general es inversamente proporcional al nivel de impedancia, los filtros con polos / ceros cerca de la banda de audio junto con un nivel de impedancia bajo requieren un área de silicio grande.

3) El control de amplitud se describe por ejemplo en el documento US2006158245 y se ilustra en la figura 3. Un enfoque diferente de la realización de una unidad de corrección es controlar el voltaje del suministro de potencia, que limita claramente la invención al sistema en el que el suministro de potencia es una parte integrada del amplificador.

Los diferentes sistemas y métodos de la técnica anterior resuelven algunos de los temas anteriores pero no al mismo tiempo y sigue habiendo necesidad de alcanzar un nivel de funcionamiento más alto.

Objetos de la Invención

Es un objeto de la presente invención proporcionar un método y el sistema correspondiente por medio del cual puede conseguirse una implementación en silicio de alta eficacia, la capacidad de aceptar señales PDM de frecuencia variable, alto PSRR, ningún ruido de fase y una región de regulación no limitada. Estos y otros objetos y ventajas se alcanzan de acuerdo con el método y el sistema correspondiente para la presente invención.

Sumario de la Invención

Como es conocido dentro de la técnica los amplificadores de la clase D auto-oscilantes analógicos tienen una ganancia de bucle muy alta para soportar los errores de la etapa de salida y las perturbaciones en los suministros de potencia. Incorporando la etapa de salida dentro de un bucle intencionadamente inestable, se obtienen algunas propiedades muy beneficiosas. En primer lugar, el ancho de banda de la ganancia de bucle es de 5 a 10 veces mayor que para un bucle normal, donde se obedecen los criterios de estabilidad normales. En segundo lugar, todas las constantes de tiempo son también de 5 a 10 veces menores, lo que significa la reducción correspondiente del tamaño del condensador. Éste es un aspecto muy importante cuando se implementan tales sistemas sobre chips de silicio, etc.

La invención usa tales sistemas analógicos que por reordenamiento pueden aceptar una señal codificada por pulsos en lugar de una señal banda base no modulada como entrada.

Como ahora se usa una señal referenciada por pulsos, el bucle de control de oscilación se enganchará sobre una portadora entrante y el comportamiento inestable del propio bucle se oculta por la portadora. La portadora de entrada se transferirá a través del sistema con sólo un pequeño retardo.

Una tarea no trivial es para posibilitar que tales sistemas analógicos acepten una señal referenciadas por pulsos sin un ancho de banda excesivo y requisitos de la velocidad máxima de respuesta que se realiza sobre por ejemplo amplificadores operacionales.

De acuerdo con la invención, un modo propuesto para resolver esto es usando una realización de inversión, lo que significa que es posible generar una señal de error filtrada totalmente por componentes pasivos. La señal de error en este caso se deduce sumando la señal de salida con la señal de referencia y a continuación filtrando en paso bajo, todo por medios pasivos. Es particularmente importante en este punto posibilitar el uso de componentes pasivos ya que los componentes activos no pueden manejar el contenido de alta frecuencia de la salida y las señales de referencia.

La presente invención puede implementarse con retroalimentación tanto antes como después del filtro de demodulación.

Es conveniente que el sistema de control de referencia por pulsos comprenda los siguientes elementos fundamentales:

(1): Un terminal de entrada que recibe una señal modulada por pulsos.

(2): una retroalimentación (tal como una retroalimentación de estado) con compensación.

(3): Un bloque de diferencia para generar una señal de error y un compensador / filtro para conformar esta señal de error.

De acuerdo con un primer aspecto de la presente invención se proporciona un método de corrección para una fuente de no linealidad y de ruido introducidos en una etapa de amplificación de potencia por conmutación durante la amplificación de potencia de una señal de referencia modulada por pulsos a partir de un modulador de pulsos, que comprende:

-proporcionar una etapa de salida incorporada en un bucle de control auto-oscilante analógico para recibir una señal de entrada referenciada por pulsos;

-generar una señal de retroalimentación a partir de la etapa de amplificación de potencia por conmutación o después del filtro de demodulación posterior;

-deducir una señal de error comparando la señal de retroalimentación con la señal de referencia; -filtrar la señal de error por un filtro paso bajo para reducir los armónicos más altos de la portadora;

-proporcionar la señal de error filtrada a partir del filtro paso bajo a un compensador para generar una alta ganancia de bucle en la banda de audio;

-alimentar la salida del compensador a un detector de cruces por cero o comparador, proporcionando de este modo una portadora para la re-modulación o re-temporización, cuyo detector de cruces por cero o comparador controla la etapa de salida.

En el método de acuerdo con la invención, el bucle se diseña para controlarse auto-oscilando a una frecuencia similar o más alta que la portadora de la señal referenciada por pulsos y el bucle se define como la trayectoria de señal que rodea la etapa de salida con o sin la etapa de demodulación. La naturaleza de la auto-oscilación se define de modo que tiene polos localizados en la mitad derecha del plano-s. La auto-oscilación puede controlarse alternativamente por el uso de la histéresis. Esta definición cubre todas las estructuras del filtro: cascadas y bloques de compensación de alto orden y también todas las características de bucle que tiene polos en el semiplano derecho del plano-s o histéresis.

De acuerdo con un segundo aspecto de la presente invención se proporciona un sistema de corrección para una fuente de no linealidad y el ruido introducidos en una etapa de amplificación de potencia por conmutación durante la amplificación de potencia de una señal de referencia modulada por pulsos a partir de un modulador de pulsos, que comprende:

-una etapa de salida incorporada en un bucle de control de auto-oscilación analógico capaz de recibir una señal de entrada referenciada por pulsos;

-un medio para la generación de una señal de retroalimentación a partir de la salida de una etapa de amplificación de potencia de conmutación a partir de la salida de un filtro de demodulación posterior;

-un medio para deducir una señal de error comparando la señal de retroalimentación con la señal de referencia;

-un medio para filtrar la señal de error por un filtro paso bajo para reducir los armónicos más altos de la portadora;

-un compensador para generar un bucle de ganancia elevada en la banda de audio, recibiendo el compensador la señal de error filtrada;

-un detector de cruces por cero o comparador

-medios para alimentar la salida del compensador a un detector de cruces por cero o comparador, proporcionando de este modo una portadora para una re-modulación o re-temporización, cuyo detector de cruces por cero o comparador controla la etapa de salida.

El concepto inventivo comprende diversas realizaciones relativas a la implementación real de la función de control dentro de la unidad de corrección. La invención comprende diversas realizaciones ventajosas concernientes a la conversión de potencia digital-analógica mejorada adecuada para la amplificación de potencia de audio.

De acuerdo con la invención se proporciona fundamentalmente un nuevo método de control para una amplificación mejorada de una señal de entrada modulada por pulsos. El intervalo de aplicación es extremadamente amplio ya que la invención puede usarse con cualquier entrada modulada por pulsos, modulada en el dominio analógico o digital, y para alimentar cualquier carga, donde se necesite una señal de potencia pulsada de calidad controlable. Por último, el principio de la invención puede proporcionar una reproducción perfecta de la señal de referencia pulsada, de modo que la salida es un producto de la entrada y una constante independiente sobre cualesquiera perturbaciones que se introducen durante la conversión de potencia.

Un aspecto importante de la presente invención es una alta frecuencia de auto-oscilación y por consiguiente un gran ancho de banda de control. La frecuencia de auto-oscilación puede, de acuerdo con la invención ser al menos hasta diez veces la frecuencia de la portadora de entrada y puede alcanzarse un alto grado de supresión de errores por medio de una implementación simple del circuito de acuerdo con la invención como se ejemplifica por las diversas realizaciones de la invención descritas en la siguiente descripción detallada.

Breve Descripción de los Dibujos

La invención se entenderá mejor con referencia a la siguiente descripción detallada de las realizaciones preferidas de la invención en conjunción con las figuras, en las que:

la Fig. 1 muestra un diagrama de bloques que ilustra el principio de un amplificador de potencia de la técnica anterior con bucle de control;

la Fig. 2 muestra esquemáticamente un método de la técnica anterior de conversión de potencia en base a la modulación de pulsos digital;

la Fig. 3 muestra un circuito de la técnica anterior;

la Fig. 4 muestra una representación esquemática de un modelo general de la presente invención;

la Fig. 5 muestra un diagrama de bloques de una realización de la invención que comprende un sistema con retroalimentación antes del filtro de demodulación;

la Fig. 6 muestra un diagrama de bloques de una realización de la invención que comprende un sistema con retroalimentación después del filtro de demodulación;

la Fig. 7 muestra una realización, donde se ha insertado el retardo 76 en lugar del filtrado de alta frecuencia de la señal de error; y

la Fig. 8 muestra otra realización, donde la auto-oscilación se controla por un bucle de histéresis, por lo tanto la cantidad de histéresis controlará la frecuencia de auto-oscilación.

Descripción Detallada de las Realizaciones Preferidas

Con referencia a la figura 1 se muestra un diagrama de bloques que ilustra el principio de un amplificador de potencia de la técnica anterior con bucle de control.

Refiriéndonos a la figura 2 se muestra esquemáticamente un método de conversión de potencia de la técnica anterior en base a la modulación de pulsos digital;

Refiriéndonos a la figura 3 se muestra otro ejemplo de un circuito de la técnica anterior.

Refiriéndonos a la figura 4 se muestra una realización de un sistema de acuerdo con la presente invención, donde se muestra un sistema general que usa retroalimentación antes o después del filtro de demodulación. En primer lugar, el PCM se convierte a una señal codificada por pulsos 41. La señal codificada por pulsos puede ser de muchas clases, pero por conveniencia se denominará como PWM en este punto. La siguiente etapa consiste en la generación de una señal de referencia 42, donde se genera una señal PWM con una amplitud estable. Esta a menudo se denomina como un convertidor D/A de un bit. Un método beneficioso es invertir la señal de salida ya que la generación de la señal de error es ahora una función de suma 43 en lugar de una función de diferencia. Esto es muy importante para la implementación práctica ya que la suma 43 y el filtrado 44 pueden hacerse por medios pasivos (resistencias y condensadores). Estos componentes son prácticamente ideales desde el punto de vista del audio. De este modo, de acuerdo con las realizaciones preferidas de la invención la señal de retroalimentación se invierte y preferiblemente esta puede alcanzarse por la inversión de la señal de salida realizada en la etapa de salida. Esta operación es una operación puramente lógica que no produce un aumento de la THD (distorsión armónica total) o ruido. La señal de error ahora se filtra en un grado en el que pueden usarse los amplificadores operacionales normales, por ejemplo con una velocidad máxima de respuesta = 3V/μs y Fbw = 10MHz. La señal de error filtrada se alimenta ahora dentro del compensador 46, que puede formarse por un simple integrador con un ancho de banda muy grande, típicamente varias veces la frecuencia portadora. A continuación sigue el cuantizador o el comparador 47, que controla la etapa de salida 48. La realización de la compensación de retroalimentación 45 realmente depende de si el punto de retroalimentación está antes o después del filtro de demodulación. En el caso de que esté antes del filtro de demodulación, la compensación de retroalimentación típicamente no será dependiente de la frecuencia y sólo determina la ganancia. En el caso de que la retroalimentación esté después del filtro, el retraso de fase del filtro debe compensarse para mantener una alta frecuencia de auto-oscilación. Esto podría realizarse por ejemplo por compensación de carga.

La Fig. 5 muestra un sistema de acuerdo con una realización específica de la invención usando retroalimentación antes del filtro de demodulación 66 (véase la figura 66). El sistema comprende el filtro paso bajo 52 para filtrar la señal de error proporcionada por el medio sumador 43. La señal de salida del filtro paso bajo se compensa por medio de un integrador 54 antes de proporcionarse al comparador 47 que controla la etapa de salida (conmutador de potencia) 55. Como se ha mencionado anteriormente en conexión con la figura 4, la trayectoria de retroalimentación no es dependiente de la frecuencia en esta realización, la trayectoria de retroalimentación sólo comprende el bloque funcional 53 1/ganancia.

La Fig. 6 muestra un sistema de acuerdo con una realización específica alternativa de la invención que usa retroalimentación después del filtro de demodulación 66. En esta realización, la trayectoria de retroalimentación comprende un bloque funcional dependiente de la frecuencia 63 diseñado para compensar el retardo de fase del filtro de demodulación 66 como se ha mencionado anteriormente. También se usa la red de compensación alternativa 64 en esta realización.

La frecuencia de auto-oscilación estará dentro de un cierto intervalo de frecuencias y básicamente es beneficioso tener una frecuencia de auto-oscilación tan alta como sea posible. Sin embargo, hay un riesgo de que la sincronización se pierda si la portadora es considerablemente más baja que la frecuencia de auto-oscilación. Esto mostrará transiciones extra en comparación con el pulso de referencia. Por lo tanto, cuando se diseñan tales sistemas, la frecuencia de auto-oscilación debería ser preferiblemente de 0,5 a 4 veces la frecuencia portadora.

La auto-oscilación (como se define por ejemplo por los polos localizados en la mitad derecha del plano-s) puede controlarse de varias formas.

La Figura 7 muestra una realización alternativa cuando se ha insertado un retardo 76 en lugar de un filtrado de alta frecuencia (es decir, los filtros paso bajo 52 y 62) de la señal de error. El retardo 76 puede insertarse en cualquier parte en el bucle, y tendrá el mismo efecto.

La Figura 8 muestra otra realización alternativa más, donde la auto-oscilación está controlada por un bucle de histéresis 89. La cantidad de histéresis controlará ahora la frecuencia de auto-oscilación.

Una realización preferida de la invención es particular en que la re-temporización de pulsos está basada en el uso de un modulador de auto-oscilación analógico como la unidad de corrección de errores. Este modulador analógico debe designarse de tal modo que pueda aceptar una entrada referenciada por pulsos.

Una realización preferida de la invención comprende una generación pasiva de la señal de error por medio de simples resistencias y condensadores. Esto puede reducir enormemente los requisitos de ancho de banda y de la velocidad máxima de respuesta de los amplificadores operacionales usados en el siguiente bloque compensador. Una velocidad máxima de respuesta de sólo 2-4 V / μs se consigue con un pequeño condensador de 30 pF total para un canal y consiguiendo aún un intervalo dinámico de más de 100 dB.

De acuerdo con una realización preferida de la invención, la frecuencia de corte superior del filtro de bucle da como resultado un sistema de auto-oscilación con una mayor supresión de errores que la de un sistema de control normal, donde se obedecen los criterios normales de estabilidad. La naturaleza de la auto-oscilación del sistema, sin embargo, no dará como resultado una portadora diferente (frecuencia portadora), ya que el sistema de acuerdo con la invención se enganchará a la portadora / referencia del pulso de entrada. La frecuencia de auto-oscilación natural de la invención debería ser preferiblemente más alta que la frecuencia portadora de entrada, aunque este no es necesariamente el caso.

El hecho de que no se necesite obedecer los criterios de estabilidad normales posibilita la implementación de un sistema de control de altas prestaciones usando constantes de tiempo cortas en comparación con la técnica anterior. Esto es muy beneficioso para la implementación en silicio, ya que el área de los condensadores puede minimizarse sin tener que comprometer el nivel de impedancia de la señal que asegura una contribución baja del ruido térmico.

Una realización preferida de la invención usa pre-filtrado pasivo de paso bajo de la señal de error por medio de una simple red RC. Esto facilitará los requisitos de ancho de banda del amplificador operacional utilizado para proporcionar la ganancia del bucle principal. Este enfoque es posible, como criterios de estabilidad normales que no tienen que obedecerse.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método para corregir una fuente de no linealidad y ruido introducido en una etapa de potencia por conmutación durante la amplificación de potencia de una señal de referencia modulada por pulsos de un modulador de pulsos, comprendiendo el método:

-proporcionar una etapa de salida (49, 55, 65) incorporada en un bucle de control de auto-oscilación analógico para recibir una señal de entrada referenciada por pulsos (42, 51, 61);

-generar una señal de retroalimentación desde una etapa de amplificación de potencia por conmutación (49, 55, 65) o después de un filtro de demodulación (66) que sigue a la etapa de amplificación de potencia;

-deducir una señal de error comparando la señal de retroalimentación con la señal de referencia (42, 51, 61); estando el método caracterizado por

-filtrar la señal de error por un filtro paso bajo (44, 52, 62) para reducir el los armónicos más altos de la portadora.

-proporcionar la señal de error filtrada desde el filtro paso bajo (44, 52, 62) a un compensador (46, 54, 64) para generar una alta ganancia de bucle en la banda de audio;

-alimentar la salida del compensador (46, 54, 64) a un detector de cruces por cero o comparador (47), proporcionando de este modo una portadora para re-modulación o re-temporización, cuyo detector de cruces por cero o comparador (47) controla la etapa de salida.
2. Un método para corregir una fuente de no linealidad y ruido introducido en una etapa de amplificación de potencia por conmutación durante la amplificación de potencia de una señal de referencia modulada por pulsos a partir de un modulador de pulsos, comprendiendo el método:

-proporcionar una etapa de potencia (77, 87) incorporada en un bucle de control de auto-oscilación analógico capaz de recibir una señal de entrada referenciada por pulsos (71, 81);

-generar una señal de retroalimentación desde la etapa de amplificación de potencia por conmutación (77, 87)

o después del filtro de demodulación (66) que sigue a la etapa de amplificación de potencia;

-deducir una señal de error comparando la señal de retroalimentación con la señal de referencia (71, 81);

estando el método caracterizado por

-proporcionar la señal de error a un compensador (73, 83), para generar una alta ganancia de bucle en la banda de audio;

-alimentar la salida del compensador (73, 83) a un detector de cruces por cero o comparador (74, 86), proporcionando de este modo una portadora para la re-modulación o re-temporización, cuyo detector de cruces por cero o el comparador (74, 86) controla la etapa de salida;

-introducir un bucle de histéresis (89) desde la salida de la etapa de salida (87) a la entrada del detector de cruces por cero o comparador (86), por lo tanto la auto-oscilación se controla por el uso de histéresis, o un retardo de tiempo (76) entre la salida del detector de cruces por cero o comparador (86) y la entrada de la etapa de salida (87), por lo que se controla la auto-oscilación por el retardo de tiempo.
3.

El método de acuerdo con la reivindicación 1 ó 2, en el que dicho bucle de control está diseñado para ser auto-oscilante a una frecuencia similar o mayor que la portadora de la señal referenciada por pulsos (42, 51, 61, 71, 81) y donde el bucle está definido como una trayectoria de señal que rodea la etapa de salida (49, 55, 65, 77, 87) con o sin la etapa de demodulación (66) y donde la naturaleza de la auto-oscilación se define de modo que tiene polos en la mitad derecha del plano-s.
4.

Un método de corrección de errores de acuerdo con la reivindicación 1, en el que dicho filtro paso bajo está caracterizado por proporcionar un ancho de banda extendido resultante en una auto-oscilación controlada.
5.

El método de acuerdo con la reinvindicación1, 2 ó 3, en el que el bucle de auto-oscilación se engancha a una frecuencia portadora entrante.
6.

El método de acuerdo con la reivindicación 1, en el que dicho filtro paso bajo (44, 52, 62) es pasivo.
7.

El método de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones precedentes, en el que la característica de auto

oscilación se define por un bucle que tiene polos en el semiplano derecho del plano s y donde dichos polos pueden colocarse por medio de filtros pasivos o activos, medios de retardos o medios de histéresis.
8.

El método de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que dicha compensación se realiza por medios de integración (54, 73, 83) que tienen una función de transferencia de la forma HC(s) = (ks + c) / s, donde k y c son constantes.
9.

El método de acuerdo con la reinvindicación1, 3 ó 4, en el que dicho filtro paso bajo (44, 52, 62) tiene una función de transferencia de la forma HF(s) = 1 / [(s + a) (s + b)].
10.

El método de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que la señal de retroalimentación

(1) proporcionada al medio de suma (43, 72, 82) está invertida con relación a la señal de salida desde la etapa de amplificación de potencia (49, 55, 65, 77, 87) o desde la etapa de demodulación (66).
11. Un sistema de corrección para una fuente de no linealidad y ruido introducidos en una etapa de amplificación de potencia por conmutación durante la amplificación de potencia de una señal de referencia modulada por pulsos desde un modulador de pulsos, que comprende:

-una etapa de salida (49, 55, 65) incorporada en un bucle de control analógico de auto-oscilación capaz de recibir una señal de entrada referenciada por pulsos (42, 51, 61);

-un medio para generar una señal de retroalimentación desde la salida de una etapa de amplificación de potencia por conmutación (49, 55, 65) o desde la salida de un filtro de demodulación posterior (66);

-un medio (43) para deducir una señal de error comparando la señal de retroalimentación con la señal de referencia (42, 51, 61);

estando el sistema caracterizado por

-un medio (44, 52, 62) para filtrar la señal de error por un filtro paso bajo para reducir los armónicos más altos de la portadora;

-un compensador (46, 54, 64) para generar alta ganancia de bucle en la banda de audio, recibiendo el compensador (46, 54, 64) la señal de error filtrada;

-un detector de cruces por cero o comparador (47);

-un medio para alimentar la salida desde dicho compensador (46, 54, 64) a dicho detector de cruces por cero

o comparador (47), proporcionando de este modo una portadora para la re-modulación o re-temporización, cuyo detector de cruces por cero o comparador (47) controla la etapa de salida (49, 55, 65, 77, 87).
12.

El sistema de acuerdo con la reivindicación 11, que comprende además un filtro de demodulación (66) conectado a la salida de la etapa de amplificación de potencia por conmutación (49, 55, 65).
13.

El sistema de acuerdo con la reivindicación 12, en el que la trayectoria de retroalimentación es desde la salida de dicho filtro de demodulación (66).
14.

Un sistema de corrección para una fuente de no linealidad y ruido introducido en una etapa de amplificación de potencia por conmutación durante la amplificación de potencia de una señal de referencia modulada por pulsos desde un modulador de pulsos, que comprende:

-una etapa de salida (77, 87) incorporada en un bucle de control de auto-oscilación analógico capaz de recibir una señal de entrada referenciada por pulsos (71, 81);

-un medio (75, 84) para generar una señal de retroalimentación desde la salida de una etapa de amplificación de potencia por conmutación (77, 87) o desde la salida de un filtro de demodulación posterior (66);

-un medio (72, 82) para deducir una señal de error comparando la señal de retroalimentación con la señal de referencia (71, 81);

estando el sistema caracterizado por

-un compensador (73, 83) para generar un bucle de alta ganancia en la banda de audio, recibiendo el compensador (73, 83) la señal de error:

-un detector de cruces por cero o comparador (74, 86); -un medio para alimentar la salida desde dicho compensador (73, 83) a dicho detector de cruces por cero o comparador (74, 86), proporcionando de este modo una portadora para la re-modulación o re-temporización, cuyo detector de cruces por cero o comparador (74, 86) controla la etapa de salida (77, 87);

-un medio de retardo (76) introducido entre la salida del detector de cruces por cero o comparador (74) y la entrada de la etapa de salida (87), o un bucle de histéresis introducido en dicho bucle de retroalimentación entre la salida de la etapa de salida (87) y la entrada del detector de cruces por cero o comparador (86).
15.

Un sistema de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones anteriores de 11 a 14, en el que dicha compensación se realiza por un medio de integración (54, 73, 83) que tiene una función de transferencia de la forma HC(s) = (ks + c) / s, donde k y c son constantes.
16.

Un sistema de acuerdo con las reivindicaciones 11, 12, 13 ó 15, en el que dicho filtro paso bajo (44, 52, 62) tiene una función de transferencia HF(s) = 1 / [(s + a)(s + b)].
17.

Un sistema de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones anteriores 11, 12, 13, 15 ó 16, en el que dicho filtro paso bajo es pasivo.
18.

Un sistema de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones anteriores de 11 a 17, en el que la señal de retroalimentación (1) proporcionada al medio de suma (43, 72, 82) está invertida en relación con la señal de salida desde la etapa de amplificación de potencia (49, 55, 65, 77, 87) o desde la etapa de demodulación (66).
19.

El sistema de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones anteriores de 11 a 18, en el que los pulsos desde la salida de la etapa de amplificación de potencia por conmutación (49, 55, 65, 77, 87) controlan una carga.
20.

El sistema de acuerdo con la reivindicación 19, en el que dicha carga incluye un altavoz.
21.

El sistema de acuerdo con cualquiera de las reivindicaciones anteriores de 11 a 20, en el que el sistema se incorpora dentro de un amplificador de potencia.