ES2403045T3

ES2403045T3 - Aparato y método para transmitir y recibir una señal de difusión

Info

Publication number: ES2403045T3
Application number: ES09161880T
Authority: ES
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2009-02-11
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2013-05-13
Anticipated expiration: 2029-06-03
Also published as: PL2503724T3; ES2446392T3; PT2222008E; SI2222008T1; DK2503724T3; HRP20130280T1; EP2503725B1; HRP20140110T1; DK2503725T3; CN102308577A; PT2503725E; WO2010093086A1; HRP20131217T1; PL2503725T3; PT2503724E; ES2443840T3; EP2222008A1; EP2222008B1; CN102308577B; EP2503724A1

Abstract

Un transmisor para transmitir datos de difusión a Un transmisor para transmitir datos de difusión a un receptor, el transmisor que comprende: un primeun receptor, el transmisor que comprende: un primer codificador de BCH (702-L1) configurado para codr codificador de BCH (702-L1) configurado para codificar BCH datos de señalización de Capa 1; un priificar BCH datos de señalización de Capa 1; un primer codificador de LDPC (702-L1) configurado para mer codificador de LDPC (702-L1) configurado para codificar LDPC los datos de señalización de Capa 1codificar LDPC los datos de señalización de Capa 1codificados BCH para generar bits 5 de paridad de codificados BCH para generar bits 5 de paridad de LDPC; unos medios de perforación configurados paraLDPC; unos medios de perforación configurados para realizar una perforación en los bits de paridad L realizar una perforación en los bits de paridad LDPC generados;un primer intercalador de bits (703-DPC generados;un primer intercalador de bits (703-L1) configurado para intercalar en bits los datos L1) configurado para intercalar en bits los datos de señalización de Capa 1codificados LDPC sobre lode señalización de Capa 1codificados LDPC sobre los que se realiza la perforación; un primer correlas que se realiza la perforación; un primer correlacionador QAM (704-L1) configurado para demultiplexcionador QAM (704-L1) configurado para demultiplexar los datos de señalización de Capa 1intercaladosar los datos de señalización de Capa 1intercalados en bits en palabras de celda y correlacionar las en bits en palabras de celda y correlacionar las palabras de celda en valores de constelación;un copalabras de celda en valores de constelación;un correlacionador de preámbulo (1007-L1) configurado prrelacionador de preámbulo (1007-L1) configurado para dividir uniformemente un bloque que incluye loara dividir uniformemente un bloque que incluye losvalores de constelación correlacionados corresponsvalores de constelación correlacionados correspondientes a los datos de señalización de Capa 1 en cdientes a los datos de señalización de Capa 1 en cuatro uocho sub-bloques según la información del muatro uocho sub-bloques según la información del modo de intercalado en Tiempo de Capa 1, conocida codo de intercalado en Tiempo de Capa 1, conocida comoinformación del modo TI de L1, la información domoinformación del modo TI de L1, la información del modo TI de L1 que indica una profundidad de intel modo TI de L1 que indica una profundidad de intercalado entiempo; y un intercalador en el tiempo ercalado entiempo; y un intercalador en el tiempo (1008-L1) configurado para intercalar en el tiempo(1008-L1) configurado para intercalar en el tiempo valores de constelación en loscuatro u ocho sub-b valores de constelación en loscuatro u ocho sub-bloques según la información del modo de TI de L1, loques según la información del modo de TI de L1, caracterizado porque el transmisor está configuradcaracterizado porque el transmisor está configurado para procesar los datos de señalización de Capa o para procesar los datos de señalización de Capa 1, endonde los datos de señalización de Capa 1 inc1, endonde los datos de señalización de Capa 1 incluyen información de la longitud de trama, informaluyen información de la longitud de trama, información delIntervalo de Guarda, conocida como información delIntervalo de Guarda, conocida como información de GI, información del inicio de la ranura e ción de GI, información del inicio de la ranura e información de laanchura de la ranura, informacióninformación de laanchura de la ranura, información de la longitud de la trama que corresponde a un n de la longitud de la trama que corresponde a un número de símbolos de datosde carga útil por trama úmero de símbolos de datosde carga útil por trama de señal de difusión, la información de GI que indde señal de difusión, la información de GI que indica un intervalo de guarda de la tramade señal de ica un intervalo de guarda de la tramade señal de difusión, la información del inicio de ranura que difusión, la información del inicio de ranura que indica una posición de inicio de una banda de ranuindica una posición de inicio de una banda de ranura,la información de anchura de ranura que indica ra,la información de anchura de ranura que indica una anchura de la banda de ranura, y en donde las una anchura de la banda de ranura, y en donde las anchuras de bits de la información de inicio de raanchuras de bits de la información de inicio de ranura y la información de anchura de ranura sedeternura y la información de anchura de ranura sedeterminan según un valor de la información de GI. minan según un valor de la información de GI.

Description

Aparato y metodo para transmitir y recibir una seral de difusion.

Antecedentes de la invención

Campo de la invencion

5 La presente invencion se refiere a un metodo para transmitir y recibir una seral y un aparato para transmitir y recibir una seral, y mas particularmente, a un metodo para transmitir y recibir una seral y un aparato para transmitir y recibir una seral, que son capaces de mejorar la eficiencia de transmision de datos.

Descripcion de la tecnica relacionada

Segun se ha desarrollado la tecnologia de difusion digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de

10 alta definicion (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresion y un alto rendimiento de los componentes fisicos, se proporcionara un entorno mejor a los usuarios en el futuro. Un sistema de television digital (DTV) puede recibir una seral de difusion digital y proporcionar una variedad de servicios complementarios a los usuarios asi como una seral de video y una seral de audio. La codificacion y modulacion de canal de estructura de Trama de difusion de video Digital (DVB) del ETSI para un sistema de difusion de television digital terrestre de

15 segunda generacion (DVB-T2), cita de Internet de octubre de 2008 describe una codificacion y modulacion de canal para servicios de television digital. La EP0827312 describe un metodo para cambiar la configuracion de los paquetes de datos.

La Difusion de Video Digital (DVB)-C2 es la tercera especificacion que se une a la familia de DVB de sistemas de transmision de segunda generacion. Desarrollada en 1994, hoy DVB-C esta desplegada en mas de 50 millones de 20 sintonizadores por cable en todo el mundo. En linea con los otros sistemas de DVB de segunda generacion, la DVB-C2 usa una combinacion de codigos de comprobacion de paridad de Baja densidad (LDPC) y BCH. Esta potente correccion de Errores sin canal de retorno (FEC) proporciona una mejora de alrededor de 5 dB de relacion portadora a ruido sobre DVB-C. Esquemas apropiados de intercalado de bits optimizan la robustez general del sistema de FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se llaman Conductos de Capa Fisica (PLP). Uno o mas de estos

25 PLP se multiplexan en un segmento de datos. El intercalado de dos dimensiones (en los dominios del tiempo y de la frecuencia) se aplica a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de los deterioros de rafagas y la interferencia selectiva en frecuencia tal como una entrada de frecuencia unica.

Con el desarrollo de estas tecnologias de difusion digital, aumentaba un requerimiento de un servicio tal como una seral de video y una seral de audio y aumentaba gradualmente el tamaro de los datos deseados por los usuarios o

30 el numero de canales de difusion.

Resumen de la invención

Por consiguiente, la presente invencion se dirige a un metodo para transmitir y recibir una seral y un aparato para transmitir y recibir una seral que obvia sustancialmente uno o mas problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la tecnica relacionada.

35 Un objeto de la presente invencion es proporcionar un metodo para transmitir y recibir una seral y un aparato para transmitir y recibir una seral, que son capaces de mejorar la eficiencia de transmision de datos.

Otro objeto de la presente invencion es proporcionar un metodo para transmitir y recibir una seral y un aparato para transmitir y recibir una seral, que son capaces de mejorar la capacidad de correccion de errores de bits que configuran un servicio.

40 Las ventajas, objetos y rasgos adicionales de la invencion se estableceran en adelante en parte en la descripcion que sigue y en parte llegaran a ser evidentes a aquellos que tienen experiencia habitual en la tecnica tras el examen de lo siguiente. Los objetivos y otras ventajas de la invencion se pueden realizar y alcanzar por la estructura particularmente seralada en la descripcion escrita y las reivindicaciones de esta asi como por los dibujos adjuntos.

Para lograr los objetivos, un primer aspecto de la presente invencion proporciona un transmisor para transmitir datos

45 de difusion a un receptor, el transmisor que comprende: un primer codificador BCH configurado para codificar BCH los datos de seralizacion de Capa 1; un primer codificador de LDPC configurado para codificar LDPC los datos de seralizacion de la Capa 1 codificados BCH para generar al menos un bit de paridad LDPC; medios de perforacion configurados para realizar una perforacion en el bit de paridad LDPC generado; un primer intercalador de bits configurado para intercalar bits de los datos de seralizacion de Capa 1 codificados LDPC y el bit de paridad LDPC

50 perforado; y un primer correlacionador de QAM configurado para demultiplexar los datos de seralizacion de Capa 1 intercalados de bits en palabras de celda y correlacionar las palabras de celda en valores de constelacion, en donde el transmisor esta configurado para procesar los datos de seralizacion de Capa 1, en donde los datos de

seralizacion de Capa 1 incluyen informacion de la longitud de la trama, la informacion de la longitud de la trama que corresponde a un numero de simbolos de datos de carga util por trama de seral de difusion.

Otro aspecto de la presente invencion proporciona un receptor para el procesamiento de datos de difusion, el receptor que comprende: un descorrelacionador de QAM configurado para descorrelacionar los valores de constelacion correspondientes a los datos de seralizacion de Capa 1 en palabras de celda y para multiplexar las palabras de celda descorrelacionadas en los datos de seralizacion de Capa 1; un desintercalador de bits configurado para desintercalar bits de los datos de seralizacion de Capa 1 multiplexada y al menos un bit de paridad LDPC; unos medios de desperforacion configurados para realizar la desperforacion en el bit de paridad LDPC; un decodificador de LDPC configurado para decodificar LDPC los datos de seralizacion de Capa 1 y el bit de paridad LDPC desperforado; y un decodificador de BCH configurado para decodificar BCH los datos de seralizacion de Capa 1 decodificados LDPC y el bit de paridad LDPC desperforado, en donde el receptor esta configurado para procesar datos de seralizacion de Capa 1, incluyendo informacion de la longitud de la trama, la informacion de la longitud de la trama que corresponde a un numero de simbolos de datos de carga util por trama de seral de difusion.

Un aspecto adicional de la invencion proporciona un metodo de procesamiento de datos de difusion, el metodo que comprende: descorrelacionar los valores de constelacion correspondientes a los datos de seralizacion de Capa 1 en palabras de celda; multiplexar las palabras de celda descorrelacionadas en datos de seralizacion de Capa 1; desintercalar bits de los datos de seralizacion de Capa 1 multiplexados y al menos un bit de paridad LDPC; realizar la desperforacion en el bit de paridad LDPC; decodificar LDPC los datos de seralizacion de Capa 1 y el bit de paridad LDPC desperforado; y decodificar BCH los datos de seralizacion de Capa 1 decodificados LDPC y el bit de paridad LDPC desperforado, en donde los datos de seralizacion de Capa 1 incluyen informacion de la longitud de la trama, la informacion de la longitud de la trama que corresponde a un numero de simbolos de datos de carga util por trama de seral de difusion.

Aun un aspecto adicional de la invencion proporciona un metodo de transmision de datos de difusion, el metodo que comprende: codificar BCH los datos de seralizacion de Capa 1; codificar LDPC los datos de seralizacion de Capa 1 codificados BCH para generar al menos un bit de paridad LDPC; realizar la perforacion en el bit de paridad LDPC generado; intercalar bits de los datos de seralizacion de Capa 1 codificados LDPC y el bit de paridad LDPC perforado; y demultiplexar los datos de seralizacion de Capa 1 intercalados con bits en palabras de celda; y correlacionar las palabras de celda a valores de constelacion, en donde los datos de seralizacion de Capa 1 tienen informacion de la longitud de la trama, en donde la informacion de la longitud de la trama corresponde a un numero de simbolos de datos de carga util por trama de seral de difusion.

Una realizacion de la invencion se refiere a un sistema de transmision digital y un metodo de seralizacion de capa fisica. Otra realizacion de la invencion se refiere a una Modulacion de Amplitud en Cuadratura (QAM), especificamente, una combinacion de una QAM modificada usando Codigo Binario Reflejado Gray (BRGC) y una modificacion usando modulacion No uniforme para una modulacion eficiente.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a un patron piloto disperso eficiente y una estructura de preambulo para la estimacion de canal y a una estructura de decodificador para realizar el patron piloto disperso eficiente y la estructura de preambulo en un sistema donde se mejora la eficiencia de espectro usando union de canales.

Especificamente, la realizacion se refiere a una estructura de preambulo para mejorar la ganancia de codificacion mediante aumentando la eficiencia de espectro y un receptor para una decodificacion de manera eficiente. Ademas, se describen patrones piloto dispersos que se pueden usar en la estructura del preambulo, y una estructura del receptor. Usando el patron piloto sugerido, es posible decodificar la seral de L1 transmitida en el preambulo en una posicion de ventana de sintonizador aleatoria, sin usar informacion en la informacion de union de canales.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a seralizacion de L1 optimizada para reducir la sobrecarga de seralizacion en el sistema de union de canales y una estructura de receptor eficiente.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a la estructura de bloque de L1 que puede maximizar la eficiencia de espectro sin perforar, es decir, sin deteriorar el rendimiento.

Una realizacion de la invencion se refiere a una estructura para seralizacion de L1 con una sobrecarga minimizada o una estructura de bloque de L1 adaptativa para la eficiencia de espectro aumentada en un entorno de union de canales. La estructura es capaz de adaptarse a un bloque de L1 que puede variar dependiendo de la estructura de union de canales o del entorno del canal de transmision.

Una realizacion de la invencion se refiere a una estructura de intercalado apropiada para un sistema de union de canales. La estructura de intercalado sugerida puede permitir decodificar un servicio requerido por el usuario en una posicion de ventana de sintonizador aleatoria.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a transmitir informacion de tipos de segmento de datos en una cabecera de FECFRAME en un entorno de union de canales. Los tipos de segmento de datos pueden ser o bien

Codificacion y Modulacion Constante (CCM) o bien Codificacion y Modulacion AdaptativasNCodificacion y Modulacion Variables (ACMNVCM). La sobrecarga de seralizacion de L1 se puede minimizar.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a transmitir parametros de intercalado en tiempo de bloque de L1 en una cabecera de un preambulo. Ademas, se sugiere un mecanismo de proteccion para asegurar la robustez para la seralizacion.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a una estructura de cabecera que puede transmitir informacion del tamaro de L1 de la seralizacion de L1 que se transmite en un preambulo y el parametro de intercalado en tiempo en una forma de L1 previa.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a una estructura de intercalado en tiempo eficiente del bloque de L1.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a un metodo de direccionamiento que puede reducir una sobrecarga de la direccion de PLP en la estructura de seralizacion de L1.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a un intercalador en tiempo que puede tener una profundidad de intercalado completa en un entorno de ruido de rafagas.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a preambulos de intercalado en tiempo que puede tener una profundidad de intercalado completa.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a un desintercalador eficiente que puede reducir la memoria requerida para desintercalar por la mitad a traves de realizar el desintercalado de simbolos usando un almacenamiento temporal unico de 2-D.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a una arquitectura de receptor de un sistema OFDM que usa un segmento de datos.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a metodos de intercalado en tiempo y de desintercalado en tiempo para el preambulo. Intercalando preambulos excluyendo los pilotos, se pueden maximizar los efectos del intercalado en tiempo y en frecuencia y se puede minimizar la memoria requerida para desintercalar.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a campos de seralizacion y la estructura de cabecera de la cabecera de L1 que se transmiten en simbolos de preambulo.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a seralizacion de L1 y un receptor que usa la seralizacion de L1 para una difusion por cable eficiente.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a una seralizacion de L1 eficiente y un receptor que usa la seralizacion de L1 eficiente para una difusion por cable eficiente.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a una seralizacion de L1 mas eficiente y un receptor que usa la seralizacion de L1 mas eficiente para una difusion por cable eficiente.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a un ejemplo de metodos de seralizacion de L1 eficiente y una decodificacion de L1 eficiente por un receptor.

Aun otra realizacion de la invencion se refiere a un patron piloto disperso eficiente y una estructura de preambulo para estimacion de canal y a una estructura de decodificador para realizar el patron piloto disperso y la estructura de preambulo en un sistema donde la eficiencia de espectro se mejora usando union de canales.

Especificamente, la realizacion se refiere a una estructura de preambulo para mejorar la ganancia de codificacion aumentando la eficiencia de espectro y un receptor para una decodificacion de manera eficiente. Ademas, se describen los patrones piloto dispersos que se pueden usar en la estructura de preambulo, y una estructura de receptor. Usando el patron piloto sugerido, es posible decodificar la seral de L1 transmitida en el preambulo en una posicion de ventana de sintonizador aleatoria, sin usar informacion en la informacion de union de canales.

Aun otro ejemplo de la invencion se refiere a un metodo de division de L1 eficiente para intercalado en tiempo de L1.

Descripción de las realizaciones preferidas

Los dibujos anexos, que se incluyen para proporcionar una comprension adicional de la invencion y se incorporan en y constituyen una parte de esta solicitud, ilustran la(s) realizacion(es) de la invencion y junto con la descripcion sirven para explicar el principio de la invencion. En los dibujos:

La Fig. 1 es un ejemplo de modulacion de amplitud en Cuadratura -64 (QAM) usada en el DVB-T europeo. La Fig. 2 es un metodo de Codigo Binario Reflejado Gray (BRGC). La Fig. 3 es una salida cercana a Gaussiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T. La Fig. 4 es la distancia de Hamming entre un par Reflejado en BRGC. La Fig. 5 es las caracteristicas en QAM donde existe un par Reflejado para cada eje I y eje Q. La Fig. 6 es un metodo para modificar la QAM usando un par Reflejado de BRGC. La Fig. 7 es un ejemplo de 64N256N1024N4096-QAM modificada. Las Fig. 8-9 son un ejemplo de 64-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las Fig. 10-11 son un ejemplo de 256-QAM modificada usando un par Reflejado de BRGC. Las Fig. 12-13 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0-511). Las Fig. 14-15 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512-1023). Las Fig. 16-17 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0-511). Las Fig. 18-19 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512-1023). Las Fig. 20-21 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1024-1535). Las Fig. 22-23 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1536-2047). Las Fig. 24-25 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2048-2559). Las Fig. 26-27 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2560-3071). Las Fig. 28-29 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3072-3583). Las Fig. 30-31 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3584-4095). La Fig. 32 es un ejemplo de correlacion de Bits de QAM Modificada donde 256-QAM se modifica usando BRGC. La Fig. 33 es un ejemplo de transformacion de MQAM en una constelacion No uniforme. La Fig. 34 es un ejemplo de un sistema de transmision digital. La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada. La Fig. 36 es una informacion que se puede incluir en Banda Base (BB). La Fig. 37 es un ejemplo de BICM. La Fig. 38 es un ejemplo de un codificador acortadoNperforado. La Fig. 39 es un ejemplo de aplicar varias constelaciones. La Fig. 40 es otro ejemplo de casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. La Fig. 41 es una estructura de trama que comprende un preambulo para la seralizacion de L1 y un simbolo de

datos para los datos de PLP. La Fig. 42 es un ejemplo de formador de tramas. La Fig. 43 es un ejemplo de insercion de piloto (404) mostrado en la Fig. 4. La Fig. 44 es una estructura de SP. La Fig. 45 es una nueva estructura de SP o Patron Piloto (PP) 5'. La Fig. 46 es una estructura de PP5' sugerida. La Fig. 47 es una relacion entre el simbolo de datos y el preambulo.

La Fig. 48 es otra relacion entre el simbolo de datos y el preambulo. La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable. La Fig. 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112. La Fig. 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM. La Fig. 52 es un ejemplo de estructura de preambulo. La Fig. 53 es un ejemplo de decodificacion de Preambulo. La Fig. 54 es un proceso para el disero de preambulo mas optimizado. La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura de preambulo. La Fig. 56 es otro ejemplo de decodificacion de Preambulo. La Fig. 57 es un ejemplo de estructura de Preambulo. La Fig. 58 es un ejemplo de decodificacion de L1. La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analogico. La Fig. 60 es un ejemplo de sistema de receptor digital. La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analogico usado en el receptor. La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador. La Fig. 63 es un ejemplo de analizador sintactico de tramas. La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador de BICM. La Fig. 65 es un ejemplo de decodificacion de LDPC usando acortadoNperforacion. La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida. La Fig. 67 es un ejemplo de tasa de repeticion de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 68 es un ejemplo de tasa de repeticion de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 69 es una nueva tasa de repeticion de bloque de L1 de 7,61 MHz. La Fig. 70 es un ejemplo de seralizacion de L1 que se transmite en una cabecera de trama. La Fig. 71 es el resultado de la simulacion de la Estructura de L1 y del preambulo. La Fig. 72 es un ejemplo de intercalador de simbolos. La Fig. 73 es un ejemplo de una transmision de bloque de L1. La Fig. 74 es otro ejemplo de seralizacion de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 75 es un ejemplo de intercaladoNdesintercalado en frecuencia o tiempo. La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de seralizacion de L1 que se transmite en la cabecera de

FECFRAME en la Insercion de Cabecera de ModCod (307) en el recorrido de los datos del modulo de BICM mostrado en la Fig. 3. La Fig. 77 esta mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. La Fig. 78 esta mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la proteccion de L1 antes mencionada. La Fig. 79 esta mostrando ejemplos de una trama de transmision y una estructura de trama de FEC. La Fig. 80 esta mostrando un ejemplo de seralizacion de L1. La Fig. 81 esta mostrando un ejemplo de seralizacion de L1 previa. La Fig. 82 esta mostrando una estructura de bloque de seralizacion de L1.

La Fig. 83 esta mostrando un intercalado en tiempo de L1. La Fig. 84 esta mostrando un ejemplo para extraccion de informacion de modulacion y codigo. La Fig. 85 esta mostrando otro ejemplo de seralizacion de L1 previa. La Fig. 86 esta mostrando un ejemplo de programacion del bloque de seralizacion de L1 que se transmite en un

preambulo. La Fig. 87 esta mostrando un ejemplo de seralizacion de L1 previa donde se considera un aumento de potencia. La Fig. 88 esta mostrando un ejemplo de seralizacion de L1. La Fig. 89 esta mostrando otro ejemplo de extraccion de informacion de modulacion y codigo. La Fig. 90 esta mostrando otro ejemplo de extraccion informacion de modulacion y codigo. La Fig. 91 esta mostrando un ejemplo de sincronizacion de L1 previa. La Fig. 92 esta mostrando un ejemplo de seralizacion de L1 previa. La Fig. 93 esta mostrando un ejemplo de seralizacion de L1. La Fig. 94 esta mostrando un ejemplo de recorrido de la seralizacion de L1. La Fig. 95 es otro ejemplo de la seralizacion de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 96 es otro ejemplo de la seralizacion de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 97 es otro ejemplo de la seralizacion de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 98 esta mostrando un ejemplo de seralizacion de L1. La Fig. 99 es un ejemplo de intercalador de simbolos. La Fig. 100 esta mostrando un rendimiento de intercalado del intercalador en tiempo de la Fig. 99. La Fig. 101 es un ejemplo de intercalador de simbolos. La Fig. 102 esta mostrando un rendimiento de intercalado del intercalador en tiempo de la Fig. 101. La Fig. 103 es un ejemplo de desintercalador de simbolos. La Fig. 104 es otro ejemplo de intercalado en el tiempo. La Fig. 105 es un resultado de intercalado usando el metodo mostrado en la Fig. 104. La Fig. 106 es un ejemplo del metodo de direccionamiento de la Fig. 105. La Fig. 107 es otro ejemplo de intercalado en el tiempo de L1. La Fig. 108 es un ejemplo de desintercalador de simbolos. La Fig. 109 es otro ejemplo de desintercalador. La Fig. 110 es un ejemplo de desintercalador de simbolos. La Fig. 111 es un ejemplo de direcciones de fila y columna para desintercalado en el tiempo. La Fig. 112 muestra un ejemplo de intercalado general de bloques en un dominio de simbolo de datos donde no se

usan los pilotos. La Fig. 113 es un ejemplo de un transmisor OFDM que usa segmentos de datos. La Fig. 114 es un ejemplo de un receptor OFDM que usa segmentos de datos. La Fig. 115 es un ejemplo de intercalador en el tiempo y un ejemplo de desintercalador en el tiempo. La Fig. 116 es un ejemplo de formacion de simbolos OFDM. La Fig. 117 es un ejemplo de un Intercalador en el Tiempo (TI).

La Fig. 118 es un ejemplo de un Intercalador en el Tiempo (TI).

La Fig. 119 es un ejemplo de una estructura de preambulo en un transmisor y un ejemplo de un proceso en un receptor. La Fig. 120 es un ejemplo de un proceso en un receptor para obtener una L1 XFEC FRAME a partir del preambulo. La Fig. 121 es un ejemplo de una estructura de preambulo en un transmisor y un ejemplo de un proceso en un

receptor. La Fig. 122 es un ejemplo de un Intercalador en el Tiempo (TI). La Fig. 123 es un ejemplo de un transmisor OFDM que usa segmentos de datos. La Fig. 124 es un ejemplo de un receptor OFDM que usa segmentos de datos. La Fig. 125 es un ejemplo de un Intercalador en el Tiempo (TI). La Fig. 126 es un ejemplo de un Desintercalador en el Tiempo (TDI). La Fig. 127 es un ejemplo de un Intercalador en el Tiempo (TI). La Fig. 128 es un ejemplo de flujo de intercalado y desintercalado en el tiempo de preambulo. La Fig. 129 es un parametro de profundidad de Intercalado en el Tiempo en la seralizacion de cabecera de L1. La Fig. 130 es un ejemplo de una seralizacion de cabecera de L1, estructura de L1, y un metodo de relleno. La Fig. 131 es un ejemplo de seralizacion de L1. La Fig. 132 es un ejemplo de dslice ti depth. La Fig. 133 es un ejemplo de dslice type. La Fig. 134 es un ejemplo de plp type. La Fig. 135 es un ejemplo de Plp payload type. La Fig. 136 es un ejemplo de Plp modcod. La Fig. 137 es un ejemplo de GI. La Fig. 138 es un ejemplo de PAPR. La Fig. 139 es un ejemplo de seralizacion de L1. La Fig. 140 es un ejemplo de plp type. La Fig. 141 es un ejemplo de seralizacion de L1. La Fig. 142 es un ejemplo de una seralizacion de cabecera de L1, estructura de L1, y un metodo de relleno. La Fig. 143 es un ejemplo de seralizacion de L1. La Fig. 144 esta mostrando ejemplos de campos de seralizacion de L1. La Fig. 145 es un ejemplo de seralizacion de L1. La Fig. 146 es un ejemplo de plp type. La Fig. 147 es un ejemplo de seralizacion de L1 y seralizacion de L2 para tipos de PLP normales y agrupados. La Fig. 148 es un ejemplo de flujo de accion de decodificacion de L1 y L2 de un receptor de DVB-C2 convencional

con sintonizador unico de 8MHz.

La Fig. 149 es un ejemplo de flujo de accion de decodificacion de L1 y L2 de un receptor de DVB-C2 de gama alta con multiples sintonizadores o un sintonizador unico de banda ancha. La Fig. 150 es un ejemplo de una seralizacion de L2 para C2.

La Fig. 151 es un ejemplo de valores de intervalo de guarda.

Descripción de las realizaciones preferidas

Ahora se hara referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invencion, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos anexos. Siempre que sea posible, los mismos numeros de referencia se utilizaran en todos los dibujos para referirse a las mismas partes o similares.

En la siguiente descripcion, el termino "servicio" es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusion que se pueden transmitirNrecibir por el aparato de transmisionNrecepcion de seral.

La modulacion de amplitud en cuadratura (QAM) que usa el Codigo Binario Reflejado Gray (BRGC) se usa como modulacion en un entorno de transmision de difusion donde se usa Modulacion Codificada de Intercalado de Bits (BICM) convencional. La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64-QAM usada en DVB-T europea.

El BRGC se puede hacer usando el metodo mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bits se puede hacer aradiendo un codigo inverso de BRGC (es decir, codigo reflejado) de (n-1) bits a una parte trasera de (n-1) bits, aradiendo ceros a una parte delantera de BRGC de (n-1) bits original, y aradiendo unos a una parte delantera del codigo reflejado. El codigo BRGC hecho mediante este metodo tiene una distancia de Hamming entre codigos adyacentes de uno (1). Ademas, cuando se aplica el BRGC a la QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos que estan mas estrechamente adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos mas estrechamente adyacentes al punto, es dos (2). Tales caracteristicas de las distancias de Hamming entre un punto especifico de la constelacion y otros puntos adyacentes se pueden denominar como regla de correlacion de Gray en QAM.

Para hacer un sistema robusto contra el Ruido Blanco Gaussiano Aditivo (AWGN), la distribucion de las serales transmitidas desde un transmisor se puede hacer cercana a una distribucion Gaussiana. Para ser capaces de hacer eso, se pueden modificar las ubicaciones de los puntos en la constelacion. La Fig. 3 muestra una salida cercana a Gaussiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T. Tal constelacion se puede denominar como QAM No uniforme (NU-QAM).

Para hacer una constelacion de QAM No uniforme, se puede usar una Funcion de Distribucion Acumulativa (CDF) Gaussiana. En el caso de 64, 256, o 1024 QAM, es decir, 2AN AM, la QAM se puede dividir en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF Gaussiana en N secciones de probabilidad identica y permitiendo un punto de seral en cada seccion para representar la seccion, se puede hacer una constelacion que tenga una distribucion Gaussiana. En otras palabras, se puede definir la coordenada xj de la N-PAM no uniforme recientemente definida como sigue:

La Fig. 3 es un ejemplo de transformacion de 64QAM de DVB-T en NU-64QAM usando los metodos anteriores. La Fig. 3 representa un resultado de modificacion de las coordenadas de cada eje I y eje Q usando los metodos anteriores y correlacionando los puntos de la constelacion previos a las coordenadas recientemente definidas. En caso de 32, 128, o 512 QAM, es decir, QAM cruzada, que no es 2AN QAM, modificando adecuadamente Pj, se puede encontrar una nueva coordenada.

Una realizacion de la presente invencion puede modificar la QAM que usa un BRGC usando las caracteristicas del BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre un par Reflejado en BRGC es uno debido a que difiere solamente en un bit que se arade a la parte delantera de cada codigo. La Fig. 5 muestra las caracteristicas en QAM donde existe un par Reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, el par Reflejado existe en cada lado de la linea negra de puntos.

Usando los pares Reflejados que existen en QAM, se puede reducir una potencia media de una constelacion QAM mientras que se mantiene la regla de correlacion de Gray en QAM. En otras palabras, en una constelacion donde una potencia media esta normalizada como 1, se puede aumentar la distancia Euclideana minima en la constelacion. Cuando esta QAM modificada se aplica a los sistemas de difusion o de comunicacion, es posible implementar o bien un sistema mas robusto al ruido que usa la misma energia que un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional pero que usa menos energia.

La Fig. 6 muestra un metodo de modificacion de la QAM usando un par Reflejado de BRGC. La Fig. 6a muestra una constelacion y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar la QAM usando un par Reflejado de BRGC.

Primero, necesita ser encontrado un punto objetivo que tenga la mayor potencia entre los puntos de la constelacion. Los puntos candidatos son puntos donde ese punto objetivo puede moverse y son los puntos colindantes mas cercanos del par reflejado del punto objetivo. Entonces, necesita ser encontrado un punto vacio (es decir, un punto que aun no esta tomado por otros puntos) que tenga la menor potencia entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto objetivo se mueve al punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en la constelacion alcance un minimo mientras que se mantiene la regla de correlacion de Gray.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de 64N256N1024N4096-QAM modificada. Los valores corrrelacionados de Gray corresponden a las Fig. 8 -31 respectivamente. Ademas de estos ejemplos, se pueden realizar otros tipos de QAM modificada que permiten la optimizacion de identica potencia. Esto es debido a que un punto objetivo puede moverse a multiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida se puede aplicar a, no solamente la 64N256N1024N4096-QAM, sino tambien a una QAM cruzada, una QAM de mayor tamaro, o modulaciones que usan otro BRGC distinto de QAM.

La Fig. 32 muestra un ejemplo de correlacion de Bits de QAM Modificada donde 256-QAM se modifica usando un BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran correlaciones de los Bits Mas Significativos (MSB). Los puntos indicados como circulos rellenos representan correlaciones de unos y los puntos indicados como circulos en blanco representan correlaciones de ceros. De la misma manera, cada bit se correlaciona como se muestra en las figuras desde (a) hasta (h) en la Fig. 32, hasta que se correlacionan los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, la QAM Modificada puede permitir una decision de bits usando solamente los ejes I o Q como una QAM convencional, excepto para un bit que esta proximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas caracteristicas, se puede hacer un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Se puede implementar un receptor eficiente comprobando tanto los valores de I como de Q solamente cuando se determina el bit proximo al MSB y calculando solamente I o Q para el resto de bits. Este metodo se puede aplicar a una LLR Aproximada, una LLR Exacta, o una decision Severa.

Usando la QAM Modificada o MQAM, que usa las caracteristicas del BRGC anterior, se puede hacer una constelacion No uniforme o NU-MQAM. En la ecuacion anterior donde se usa una CDF Gaussiana, Pj se puede modificar para adaptar la MQAM. Al igual que la QAM, en MQAM, se pueden considerar dos PAM que tienen eje I y eje Q. No obstante, a diferencia de la QAM donde un numero de puntos que corresponden a un valor de cada eje PAM son identicos, el numero de puntos cambia en MQAM. Si un numero de puntos que corresponde al valor de orden j de la PAM se define como nj en una MQAM donde existen un total de M puntos de la constelacion, entonces Pj se puede definir como sigue:

Usando la Pj recientemente definida, la MQAM se puede transformar en una constelacion No uniforme. Pj se puede definir como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.

La Fig. 33 es un ejemplo de transformacion de una MQAM en una constelacion No uniforme. La NU-MQAM hecha usando estos metodos puede conservar las caracteristicas de los receptores de MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. De esta manera, se puede implementar un receptor eficiente. Ademas, se puede implementar un sistema mas robusto al ruido que la NU-QAM previa. Para un sistema transmision de difusion mas eficiente, es posible hibridar la MQAM y NU-MQAM. En otras palabras, se puede implementar un sistema mas robusto al ruido usando la MQAM para un entorno donde se usa un codigo de correccion de errores con una tasa de codigo alta y usando la NU-MQAM de otro modo. Para tal caso, un transmisor puede permitir a un receptor tener informacion de la tasa de codigo de un codigo de correccion de errores usado actualmente y un tipo de modulacion usado actualmente de manera que el receptor pueda demodular segun la modulacion usada actualmente.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de sistema de transmision digital. Las entradas pueden comprender un numero de flujos MPEG-TS o flujos GSE (Encapsulacion General de Flujos). Un modulo de procesador de entrada 101 puede aradir parametros de transmision al flujo de entrada y realizar la programacion para un modulo de BICM 102. El modulo de BICM 102 puede aradir redundancia e intercalar datos para la correccion de errores del canal de transmision. Un formador de tramas 103 puede construir tramas aradiendo pilotos e informacion de seralizacion de

capa fisica. Un modulador 104 puede realizar una modulacion en los simbolos de entrada en metodos eficientes. Un procesador analogico 105 puede realizar diversos procesos para convertir las serales digitales de entrada en serales analogicas de salida.

La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada se puede transformar mediante el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesaran independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser o bien una trama de TS completa que incluye multiples componentes de servicio

o una trama de TS minima que incluye un componente de servicio (es decir, video o audio). Ademas, cada uno de esos flujos puede ser un flujo GSE que transmite o bien multiples servicios o bien un unico servicio.

El modulo de interfaz de entrada 202-1 puede asignar un numero de bits de entrada igual a la capacidad maxima del campo de datos de una trama en Banda Base (BB). Se puede insertar un relleno para completar la capacidad del bloque de codigo LDPCNBCH. El modulo de sincronizacion de flujo de entrada 203-1 puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o Flujo Generico empaquetado), para garantizar las tasas de bit y el retardo constantes extremo a extremo.

Para permitir que el Flujo de Transporte se recombine sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan mediante los compensadores de retardo 204-1-n considerando los parametros de intercalado de los PLP de datos en un grupo y los PLP comunes correspondientes. Los modulos de eliminacion de paquetes nulos 205-1-n pueden aumentar la eficiencia de transmision eliminando el paquete nulo insertado para un caso de servicio de VBR (tasa variable de bit). Los modulos de codificador de Comprobacion de Redundancia Ciclica (CRC) 206-1-n pueden aradir una paridad de CRC para aumentar la fiabilidad de la transmision de una trama en BB. Los modulos de insercion de cabecera en BB 207-1-n pueden aradir una cabecera de trama en BB a una parte de inicio de una trama en BB. La informacion que se puede incluir en la cabecera en BB se muestra en la Fig. 36.

Un modulo de FusionadorNsegmentador 208 puede realizar la segmentacion de la trama en BB de cada PLP, fusionando las tramas en BB a partir de multiples PLP, y programando cada trama en BB dentro de una trama de transmision. Por lo tanto, el modulo fusionadorNsegmentador 208 puede sacar la informacion de seralizacion de L1 que se refiere a la asignacion del PLP en la trama. Por ultimo, un modulo aleatorizador en BB 209 puede aleatorizar los flujos de bits de entrada para minimizar la correlacion entre los bits dentro de los flujos de bits. Los modulos sombreados en la Fig. 35 son modulos usados cuando el sistema de transmision usa un unico PLP, los otros modulos en la Fig. 35 son modulos usados cuando el dispositivo de transmision usa multiples PLP.

La Fig. 37 muestra un ejemplo de modulo de BICM. La Fig. 37a muestra el recorrido de los datos y la Fig. 37b muestra el recorrido de L1 del modulo de BICM. Un modulo codificador externo 301 y un modulo codificador interno 303 pueden aradir redundancia a los flujos de bits de entrada para la correccion de errores. Un modulo intercalador externo 302 y un modulo intercalador interno 304 pueden intercalar bits para impedir un error de rafaga. El modulo intercalador Externo 302 se puede omitir si la BICM es especificamente para DVB-C2. Un modulo demultiplexor de bits 305 puede controlar la fiabilidad de cada bit sacado desde el modulo intercalador interno 304. Un modulo correlacionador de simbolos 306 puede correlacionar los flujos de bits de entrada en flujos de simbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que usa el BRGC antes mencionado para mejora del rendimiento, una NU-QAM que usa modulacion No uniforme, o una NU-MQAM que usa modulacion No uniforme aplicada al BRGC para mejora del rendimiento. Para construir un sistema que sea mas robusto frente al ruido, se pueden considerar combinaciones de modulaciones que usan MQAM yNo NU-MQAM dependiendo de la tasa de codigo del codigo de correccion de errores y la capacidad de la constelacion. En este momento, el modulo correlacionador de Simbolos 306 puede usar una constelacion apropiada segun la tasa de codigo y la capacidad de la constelacion. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El Caso 1 muestra un ejemplo de uso de NU-MQAM solamente a una tasa de codigo baja para la implementacion simplificada del sistema. El Caso 2 muestra un ejemplo de uso de una constelacion optimizada a cada tasa de codigo. El transmisor puede enviar informacion sobre la tasa de codigo del codigo de correccion de errores y la capacidad de la constelacion al receptor de manera que el receptor pueda usar una constelacion apropiada. La Fig. 40 muestra otro ejemplo de los casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. Ademas de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para optimizar el sistema.

El modulo de insercion de Cabecera de ModCod 307 mostrado en la Fig. 37 puede tomar informacion de realimentacion de codificacion y modulacion Adaptativa (ACM)Ncodificacion y modulacion Variable (VCM) y aradir informacion de parametros usada en la codificacion y la modulacion a un bloque de FEC como cabecera. La cabecera de tipo ModulacionNTasa de codigo (ModCod) puede incluir la siguiente informacion:

*: Tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

*: Tasa de codigo (3 bits)

*: Modulacion (3 bits) - hasta a 64K QAM

* Identificador de PLP (8 bits)

El modulo intercalador de Simbolos 308 puede realizar el intercalado en el dominio de simbolos para obtener efectos de intercalado adicionales. Procesos similares realizados en el recorrido de los datos se pueden realizar en el recorrido de la seralizacion de L1 pero con parametros posiblemente diferentes (301-1 -308-1). En este punto, se puede usar un modulo de codigo acortadoNperforado (303-1) para codigo interno.

La Fig. 38 muestra un ejemplo de codificacion de LDPC que usa acortamientoNperforacion. El proceso de acortamiento se puede realizar en los bloques de entrada que tienen menos bits que un numero requerido de bits para la codificacion de LDPC de tantos bits cero requeridos para la codificacion de LDPC se puedan rellenar (301c). Los flujos de bits de entrada Rellenados con Ceros pueden tener bits de paridad a traves de la codificacion de LDPC (302c). En este momento, para los flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, los ceros se pueden eliminar (303c) y para los flujos de bits de paridad, se puede realizar una perforacion (304c) segun las tasas de codigo. Estos flujos de bits de informacion y flujos de bits de paridad procesados se pueden multiplexar en las secuencias originales y sacar(305c).

La Fig. 41 muestra una estructura de trama que comprende un preambulo para la seralizacion de L1 y un simbolo de datos para los datos de PLP. Se puede ver que el preambulo y los simbolos de datos se generan ciclicamente, usando una trama como unidad. Los simbolos de datos comprenden un PLP de tipo 0 que se transmite usando una modulacionNcodificacion fija y un PLP de tipo 1 que se transmite usando una modulacionNcodificacion variable. Para un PLP de tipo 0, la informacion tal como la modulacion, el tipo de FEC, y la tasa de codigo de FEC se transmiten en el preambulo (ver la Fig. 42 insercion de cabecera de Trama 401). Para un PLP de tipo 1, la informacion correspondiente se puede transmitir en la cabecera del bloque de FEC de un simbolo de datos (ver la Fig. 37 insercion de cabecera de ModCod 307). Mediante la separacion de los tipos de PLP, la sobrecarga de ModCod se puede reducir en un 3-4% de una tasa de transmision total, para un PLP de tipo 0 que se transmite a una tasa de bit fija. En un receptor, para un PLP de modulacionNcodificacion fija de un PLP de tipo 0, el extractor de cabecera de Trama r401 mostrado en la Fig. 63 puede extraer informacion sobre la Modulacion y la tasa de codigo de FEC y proporcionar la informacion extraida a un modulo de decodificacion de BICM. Para un PLP de modulacionNcodificacion variable de un PLP de tipo 1, los modulos de extraccion de ModCod, r307 y r307-1 mostrados en la Fig. 64 pueden extraer y proporcionar los parametros necesarios para la decodificacion de BICM.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un modulo de insercion de cabecera de trama 401 puede formar una trama a partir de los flujos de simbolos de entrada y puede aradir una cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente informacion:

*: Numero de canales unidos (4 bits)

*: Intervalo de guarda (2 bits)

*: PAPR (2 bits)

*: Patron Piloto (2 bits)

*: Identificacion del Sistema Digital (16 bits)

*: Identificacion de trama (16 bits)

*: Longitud de trama (16 bits) - numero de simbolos de Multiplexacion por Division de Frecuencia Ortogonal (OFDM) por trama

*: Longitud de supertrama (16 bits) - numero de tramas por supertrama

*: numero de PLP (8 bits)

*: para cada PLP

identificacion de PLP (8 bits)

Identificador de union de canales (4 bits)

inicio de PLP (9 bits)

tipo de PLP (2 bits) - PLP comun u otros

tipo de carga util de PLP (5 bits)

tipo de MC (1 bit) - modulacion y codificacion fijaNvariable

si el tipo de MC == modulacion y codificacion fija

tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

Tasa de codigo (3 bits)

Modulacion (3 bits) - hasta 64K QAM

fin si;

Numero de canales de ranura (2 bits)

para cada ranura

Inicio de ranura (9 bits)

Anchura de ranura (9 bits)

fin para;

anchura de PLP (9 bits) - numero maximo de bloques de FEC de PLP

tipo de intercalado en el tiempo de PLP (2 bits)

fin para;

* CRC-32 (32 bits)

Se supone un entorno de union de canales para la informacion de L1 transmitida en la cabecera de Trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por lo tanto, informacion tal como el identificador de PLP, el identificador de union de canales, y la direccion de inicio de PLP se requieren para cada canal usado en la union. Una realizacion de esta invencion sugiere transmitir el campo de ModCod en la cabecera de trama de FEC si el tipo de PLP soporta modulacionNcodificacion variable y transmitir el campo de ModCod en la cabecera de Trama si el tipo de PLP soporta modificacionNcodificacion fija para reducir la sobrecarga de seralizacion. Ademas, si existe una banda de Ranura para cada PLP, transmitiendo la direccion de inicio de la Ranura y su anchura, puede llegar a ser innecesario decodificar las portadoras correspondientes en el receptor.

La Fig. 43 muestra un ejemplo de Patron Piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de union de canales. Como se muestra, si las posiciones del SP son coincidentes con las posiciones del piloto de preambulo, puede ocurrir una estructura de piloto irregular.

La Fig. 43a muestra un ejemplo de modulo de insercion de piloto 404 como se muestra en la Fig. 42. Como se representa en la Fig. 43, si se usa una banda de frecuencia unica (por ejemplo, de 8 MHz), el ancho de banda disponible es de 7,61 MHz, pero si se unen multiples bandas de frecuencia, las bandas de guarda se pueden eliminar, de esta manera, la eficiencia de frecuencia puede aumentar extremadamente. La Fig. 43b es un ejemplo de modulo de insercion de preambulo 504 como se muestra en la Fig. 51 que se transmite en la parte delantera de la trama e incluso con union de canales, el preambulo tiene una tasa de repeticion de 7,61 MHz, que es el ancho de banda del bloque de L1. Esta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza el barrido de canal inicial.

Los Patrones Piloto existen tanto para el Preambulo como los Simbolos de Datos. Para el simbolo de datos, se pueden usar patrones piloto dispersos (SP). El Patron Piloto 5 (PP5) y el Patron Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para una interpolacion solamente en frecuencia. El PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1N64 y el PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1N128. Tambien es posible una interpolacion en el tiempo adicional para una mejor estimacion de canal. Los patrones piloto para el preambulo pueden cubrir todas las posiciones de piloto posibles para la adquisicion inicial de canal. Ademas, las posiciones de piloto de preambulo deberian ser coincidentes con las posiciones de SP y se desea un unico patron piloto tanto para el preambulo como para el SP. Los pilotos de preambulo tambien se podrian usar para interpolacion en el tiempo y cada preambulo podria tener un patron piloto identico. Estos requerimientos son importantes para la deteccion C2 en el barrido y necesarios para la estimacion del desplazamiento de frecuencia con correlacion de secuencia de aleatorizacion. En un entorno de union de canales, la coincidencia en las posiciones de piloto tambien se deberia mantener para la union de canales porque la estructura de piloto irregular puede degradar el rendimiento de la interpolacion.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un simbolo OFDM es de 48 y si una distancia y entre los SP correspondientes a una portadora de SP especifica a lo largo del eje de tiempo es de 4, una distancia efectiva x despues de la interpolacion en el tiempo llega a ser de 12. Esto es cuando una fraccion del intervalo de guarda (GI)

es 1N64. Si la fraccion del GI es 1N128, se pueden usar x=24, y=4 y z=96. Si se usa union de canales, las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preambulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones de piloto de preambulo pueden ser coincidentes con todas las posiciones de SP de simbolo de datos. Cuando se usa union de canales, el segmento de datos donde se transmite un servicio, se puede determinar con independencia de la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. No obstante, para reducir la sobrecarga para el direccionamiento del segmento de datos, se puede elegir comenzar la transmision desde la posicion de SP y finalizar en la posicion de SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el modulo de estimacion de canal r501 mostrado en la Fig. 62 puede realizar la interpolacion en el tiempo para obtener los pilotos mostrados en las lineas de puntos en la Fig. 43 y realizar la interpolacion en frecuencia. En este momento, para puntos no continuos de los que se indican los intervalos como 32 en la Fig. 43, se puede implementar o bien realizar interpolaciones en la izquierda y derecha separadamente o bien realizar interpolaciones solamente en un lado luego realizar la interpolacion en el otro lado usando las posiciones de piloto ya interpoladas de las que el intervalo es 12 como un punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, de esta manara, un receptor puede minimizar el consumo de potencia realizando una estimacion de canal y decodificando solamente las subportadoras necesarias.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en el entorno de union de canales o una estructura de SP para mantener la distancia efectiva x como 12 para evitar la estructura de SP irregular mostrada en la Fig. 43 cuando se usa union de canales. La Fig. 44a es una estructura de SP para simbolo de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para un simbolo de preambulo.

Como se muestra, si la distancia de SP se mantiene consistente en el caso de union de canales, no habra ningun problema en la interpolacion en frecuencia pero las posiciones de piloto entre el simbolo de datos y el preambulo no pueden ser coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere estimacion de canal adicional para una estructura de SP irregular, no obstante, las posiciones de SP usadas en union de canales y las posiciones de piloto de preambulo llegan a ser diferentes para cada canal.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura de SP o PP5' para proporcionar una solucion a los dos problemas antes mencionados en el entorno de union de canales. Especificamente, una distancia de piloto de x=16 pueden resolver esos problemas. Para conservar la densidad del piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1N64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1N128. La capacidad de interpolacion solamente en frecuencia aun se puede mantener. Las posiciones de piloto se representan en la Fig. 45 para comparacion con la estructura de PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo Patron SP o estructura de PP5' en un entorno de union de canales. Como se muestra en la figura 46, si se usa o bien un unico canal o bien una union de canales, se puede proporcionar una distancia de piloto efectiva de x=16. Ademas, debido a que las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preambulo, se puede evitar el deterioro de la estimacion de canal causado por la irregularidad de SP o las posiciones de SP no coincidentes. En otras palabras, no existe ninguna posicion de SP irregular para el interpolador en frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preambulo y las posiciones de SP.

Consecuentemente, los nuevos patrones de SP propuestos pueden ser ventajosos porque el unico patron SP se puede usar tanto para el canal unico como unido; no se puede hacer una estructura de piloto irregular, de esta manera es posible una buena estimacion de canal; tanto el preambulo como las posiciones de piloto de SP se pueden mantener coincidentes; la densidad de piloto se puede mantener la misma que para el PP5 y el PP7 respectivamente; y la capacidad de interpolacion solamente de Frecuencia tambien se puede conservar.

Ademas, la estructura de preambulo puede cumplir los requerimientos de manera que las posiciones de piloto de preambulo deberian cubrir todas las posiciones de SP posibles para la adquisicion del canal inicial; el numero maximo de portadoras deberia ser de 3409 (7,61 MHz) para el barrido inicial; se deberian usar exactamente los mismos patrones piloto y secuencia de aleatorizacion para la deteccion C2; y no se requiere un preambulo de deteccion especifico como P1 en T2.

En terminos de relacion con la estructura de trama, la granularidad de posicion del segmento de datos se puede modificar a 16 portadoras mas que 12, de esta manera, puede ocurrir menos sobrecarga de direccionamiento de posicion y no se puede esperar otro problema con respecto a la condicion del segmento de datos, condicion de intervalo Nulo etc.

Por lo tanto, en el modulo de estimacion de canal r501 de la Fig. 62, se pueden usar pilotos en todos los preambulos cuando se realiza una interpolacion en tiempo del SP de simbolo de datos. Por lo tanto, se pueden mejorar la adquisicion de canal y la estimacion de canal en los limites de la trama.

Ahora, con respecto a los requerimientos relacionados con el preambulo y la estructura del piloto, hay consenso en que deberian coincidir las posiciones de pilotos de preambulo y SP con independencia de la union de canales; el numero de portadoras totales en el bloque de L1 deberia ser divisible por la distancia de piloto para evitar una estructura irregular en el borde de la banda; los bloques de L1 se deberian repetir en el dominio de la frecuencia; y los bloques de L1 deberian ser siempre decodificables en una posicion de ventana de sintonizador arbitraria. Requerimientos adicionales serian que los patrones y las posiciones de piloto se deberian repetir en periodos de 8 MHz; el desplazamiento correcto de frecuencia portadora se deberia estimar sin el conocimiento de union de canales; y la decodificacion (reordenamiento) de L1 es imposible antes de que se compense el desplazamiento de frecuencia.

La Fig. 47 muestra una relacion entre el simbolo de datos y el preambulo cuando se usan las estructuras de preambulo como se muestra en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque de L1 se puede repetir en periodos de 6 MHz. Para una decodificacion de L1, se deberian encontrar tanto el desplazamiento de frecuencia como el patron de desplazamiento de Preambulo. La decodificacion de L1 no es posible en la posicion arbitraria del sintonizador sin informacion de union de canales y un receptor no puede diferenciar entre el valor de desplazamiento de preambulo y el desplazamiento de frecuencia.

De esta manera, un receptor, especificamente para el extractor de cabecera de Trama r401 mostrado en la Fig. 63 para realizar la decodificacion de seral de L1, necesita que sea obtenida la estructura de union de canales. Debido a que se conoce la cantidad de desplazamiento de preambulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la Fig. 47, el modulo de sincronizacion de tiempoNfrecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de la frecuencia portadora. En base a la estimacion, el recorrido de la seralizacion de L1 (r308-1 -r301-1) en la Fig. 64 puede decodificar la L1.

La Fig. 48 muestra una relacion entre el simbolo de datos y el preambulo cuando se usa la estructura de preambulo como se muestra en la Fig. 55. El bloque de L1 se puede repetir en periodos de 8 MHz. Para la decodificacion de L1, necesita ser encontrado solamente el desplazamiento de frecuencia y puede no ser requerido el conocimiento de la union de canales. El desplazamiento de frecuencia se puede estimar facilmente usando una secuencia conocida de la Secuencia Binaria Pseudo Aleatoria (PRBS). Como se muestra en la Fig. 48, el preambulo y los simbolos de datos estan alineados, de esta manera, puede llegar a ser innecesaria la busqueda de sincronizacion adicional. Por lo tanto, para un receptor, especificamente para el modulo extractor de cabecera de Trama r401 mostrado en la Fig. 63, es posible que necesite ser obtenido solamente el pico de correlacion con la secuencia de aleatorizacion piloto para realizar la decodificacion de seral de L1. El modulo de sincronizacion de tiempoNfrecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de la frecuencia portadora desde la posicion de pico.

La Fig. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

Desde el punto de vista del disero de piloto, el GI actual ya protege en exceso la dispersion de retardo del canal por cable. En el caso peor, rediserar el modelo de canal puede ser una opcion. Para repetir el patron exactamente cada 8 MHz, la distancia de piloto deberia ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 o 56). Una densidad de piloto de z=32 puede aumentar la sobrecarga de piloto, de esta manera, se puede elegir z=56. Una cobertura de retardo ligeramente menor puede no ser importante en un canal por cable. Por ejemplo, puede ser de 8 μs para el PP5' y 4 μs para el PP7' comparado con 9,3 μs (PP5) y 4,7 μs (PP7). Se pueden cubrir retardos significativos por ambos patrones piloto incluso en un caso peor. Para la posicion de piloto de preambulo, no son necesarias mas que todas las posiciones de SP en el simbolo de datos.

Si se puede ignorar el recorrido del retardo de -40 dB, la dispersion del retardo real puede llegar a ser de 2,5 μs, 1N64 GI= 7 μs, o 1N128 GI = 3,5 μs. Esto muestra que el parametro de distancia de piloto, z=56 puede ser un valor lo bastante bueno. Ademas, z=56 puede ser un valor conveniente para la estructuracion del patron piloto que permite la estructura de preambulo mostrada en la Fig. 48.

La Fig. 50 muestra la estructura de piloto disperso que usa z=56, z=112 que esta construida en el modulo de insercion de piloto 404 en la Fig. 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Se podrian insertar portadoras de borde para cerrar el borde.

Como se muestra en la Fig. 50, los pilotos estan alineados a 8 MHz de cada borde de la banda, todas las posiciones de piloto y estructura de piloto se pueden repetir cada 8 MHz. De esta manera, esta estructura puede soportar la estructura de preambulo mostrada en la Fig. 48. Ademas, se puede usar una estructura de piloto comun entre el preambulo y los simbolos de datos. Por lo tanto, el modulo de estimacion de canal r501 en la Fig. 62 puede realizar la estimacion de canal usando interpolacion en el preambulo y los simbolos de datos debido a que no puede ocurrir ningun patron piloto irregular, con independencia de la posicion de la ventana que se decide por las ubicaciones del segmento de datos. En este momento, usar solamente una interpolacion de frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsion de canal a partir de la dispersion de retardo. Si se realiza adicionalmente interpolacion en el tiempo, se puede realizar una estimacion de canal mas precisa.

Por consiguiente, en el nuevo patron piloto propuesto, el patron y la posicion de piloto se pueden repetir en base a un periodo de 8 MHz. Un patron piloto unico se puede usar tanto para el preambulo como los simbolos de datos. La decodificacion de L1 puede ser posible siempre sin el conocimiento de la union de canales. Ademas, el patron piloto propuesto puede no afectar a las partes en comun con T2 porque se puede usar la misma estrategia de piloto del patron piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y puede no ser aumentada la complejidad del receptor significativamente por los patrones piloto modificados. Para una secuencia de aleatorizacion de piloto, el periodo de PRBS puede ser 2047 (secuencia m); la generacion de PRBS se puede reiniciar cada 8 MHz, de los cuales el periodo es 3584; la tasa de repeticion de piloto de 56 puede ser tambien coprincipal con 2047; y puede no esperarse ningun problema de PAPR.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de simbolos de entrada se pueden transformar en el dominio del tiempo por el modulo de IFFT 501. Si es necesario, se puede reducir la relacion de potencia pico a media (PAPR) en el modulo de reduccion de PAPR 502. Para los metodos de PAPR, se puede usar una extension de constelacion Activa (ACE) o una reserva de tono. El modulo de insercion de GI 503 puede copiar una ultima parte del simbolo OFDM efectivo para llenar el intervalo de guarda en forma de prefijo ciclico.

El modulo de insercion de preambulo 504 puede insertar el preambulo en la parte delantera de cada trama transmitida de manera que un receptor pueda detectar la seral digital, la trama y adquirir la adquisicion de desplazamiento de tiempoNfrecuencia. En este momento, la seral de preambulo puede realizar una seralizacion de capa fisica tal como el tamaro de FFT (3 bits) y el tamaro de intervalo de Guarda (3 bits). El modulo de insercion de Preambulo 504 se puede omitir si el modulador es especificamente para DVB-C2.

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preambulo para union de canales, generada en el modulo de insercion de preambulo 504 en la Fig. 51. Un bloque de L1 completo deberia ser "siempre decodificable" en cualquier posicion arbitraria de la ventana de sintonizacion de 7,61 MHz y no deberia ocurrir ninguna perdida de seralizacion de L1 con independencia de la posicion de la ventana de sintonizador. Como se muestra, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en periodos de 6 MHz. El simbolo de datos puede ser de union de canales para cada 8 MHz. Si, para decodificacion de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61 que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el extractor de cabecera de Trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque de L1 desplazado ciclico recibido (Fig. 53) a su forma original. Este reordenamiento es posible debido a que el bloque de L1 se repite para cada bloque de 6MHz. La Fig. 53a se puede reordenar en la Fig. 53b.

La Fig. 54 muestra un proceso para diserar un preambulo mas optimizado. La estructura de preambulo de la Fig. 52 usa solamente 6MHz del ancho de banda total del sintonizador de 7,61 MHz para la decodificacion de L1. En terminos de eficiencia de espectro, el ancho de banda del sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza plenamente. Por lo tanto, puede haber una optimizacion adicional en eficiencia de espectro.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura de preambulo o estructura de simbolos de preambulo para eficiencia de espectro total, generada en el modulo de Insercion de Cabecera de Trama 401 en la Fig. 42. Al igual que el simbolo de datos, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en periodos de 8 MHz. Un bloque de L1 completo es todavia "siempre decodificable" en cualquier posicion de la ventana de sintonizacion arbitraria de 7,61 MHz. Despues de la sintonizacion, los datos de 7,61 MHz se pueden considerar como un codigo perforado virtualmente. Tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para el preambulo como los simbolos de datos y exactamente la misma estructura de piloto tanto para el preambulo como los simbolos de datos puede maximizar la eficiencia de espectro. Se pueden mantener sin cambios otros rasgos tales como la propiedad desplazada ciclica y no enviar el bloque de L1 en caso de ningun segmento de datos. En otras palabras, el ancho de banda de los simbolos de preambulo puede ser identico al ancho de banda de los simbolos de datos o, como se muestra en la Fig. 57, el ancho de banda de los simbolos de preambulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aqui, es de 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador se puede definir como un ancho de banda que corresponde a un numero de portadoras activas totales cuando se usa un unico canal. Es decir, el ancho de banda del simbolo de preambulo puede corresponder al numero de portadoras activas totales (aqui, es de 7,61 MHz).

La Fig. 56 muestra un codigo perforado virtualmente. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque de L1 de 8 MHz se pueden considerar como codificados perforados. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para la decodificacion de L1, el extractor de cabecera de Trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque de L1 recibido, desplazado ciclico en la forma original como se muestra en la Fig. 56. En este momento, la decodificacion de L1 se realiza usando el ancho de banda entero del sintonizador. Una vez que el bloque de L1 se reordena, un espectro del bloque de L1 reordenado puede tener una region en blanco dentro del espectro como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 56 porque un tamaro original del bloque de L1 es de ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la region en blanco se rellena de ceros, o bien despues del desintercalado en el dominio de simbolos mediante el desintercalador en frecuencia r403 en la Fig. 63 o por el desintercalador de simbolos r308-1 en la Fig. 64

o bien despues del desintercalado en el dominio de bits por el descorrelacionador de simbolos r306-1, el multiplexor de bits r305-1, y el desintercalador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que parece estar perforada como se muestra en el lado inferior derecho de la Fig. 56.

Este bloque de L1 se puede decodificar en el modulo de decodificacion perforadoNacortado r303-1 en la Fig. 64. Usando estas estructuras de preambulo, se puede utilizar el ancho de banda entero del sintonizador, de esta manera se pueden aumentar la eficiencia de espectro y la ganancia de codificacion. Ademas, se pueden usar un ancho de banda identico y una estructura de piloto para el preambulo y los simbolos de datos.

Ademas, si el ancho de banda del preambulo o el ancho de banda de los simbolos de preambulo se establece como un ancho de banda de sintonizador como se muestra en la Fig. 58, (es de 7,61 MHz en el ejemplo), se puede obtener un bloque de L1 completo despues de la reordenacion incluso sin perforacion. En otras palabras, para una trama que tiene simbolos de preambulo, en donde los simbolos de preambulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), se puede decir que, el bloque de L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de banda de Radiofrecuencia (RF) de 8MHz.

De esta manera, se pueden maximizar la eficiencia de espectro y el rendimiento de decodificacion de L1. En otras palabras, en un receptor, la decodificacion se puede realizar en el modulo de decodificacion perforadoNacortado r303-1 en la Fig.64, despues de realizar solamente el desintercalado en el dominio de simbolos.

Por consiguiente, la nueva estructura de preambulo propuesta puede ser ventajosa porque es totalmente compatible con el preambulo usado previamente excepto que el ancho de banda es diferente; los bloques de L1 se repiten en periodos de 8 MHz; el bloque de L1 puede ser siempre decodificable con independencia de la posicion de la ventana de sintonizador; se puede usar el ancho de banda completo del sintonizador para la decodificacion de L1; la eficiencia de espectro maxima puede garantizar mas ganancia de codificacion; el bloque de L1 incompleto se puede considerar como codificado perforado; se puede usar la misma y simple estructura de piloto tanto para el preambulo como los datos; y se puede usar un ancho de banda identico tanto para el preambulo como los datos.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analogico. Un modulo DAC 601 puede convertir la entrada de seral digital en seral analogica. Despues el ancho de banda de frecuencia de transmision se convierte ascendentemente

(602) y se puede transmitir la seral filtrada analogica (603).

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema de receptor digital. La seral recibida se convierte en seral digital en un modulo de proceso analogico r105. Un demodulador r104 puede convertir la seral en datos en el dominio de la frecuencia. Un analizador sintactico de tramas r103 puede eliminar los pilotos y las cabeceras y permitir la seleccion de la informacion de servicio que necesita ser decodificada. Un demodulador de BICM r102 puede corregir los errores en el canal de transmision. Un procesador de salida r101 puede restaurar el flujo de servicio y la informacion de temporizacion transmitidos originalmente.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de procesador analogico usado en el receptor. Un modulo SintonizadorNAGC r603 puede seleccionar el ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la seral recibida. Un modulo de conversion descendente r602 puede restaurar la banda base. Un modulo ADC r601 puede convertir la seral analogica en seral digital.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un modulo de deteccion de trama r506 puede detectar el preambulo, comprobar si existe una seral digital correspondiente, y detectar un inicio de una trama. Un modulo de sincronizacion de tiempoNfrecuencia r505 puede realizar la sincronizacion en los dominios del tiempo y de la frecuencia. En este momento, para la sincronizacion en el dominio del tiempo, se puede usar una correlacion del intervalo de guarda. Para la sincronizacion en dominio de la frecuencia, se puede usar la correlacion o se puede estimar el desplazamiento a partir de la informacion de la fase de una subportadora que se transmite en el dominio de la frecuencia. Un modulo de extraccion de preambulo r504 puede extraer el preambulo de la parte delantera de la trama detectada. Un modulo de extraccion de GI r503 puede extraer el intervalo de guarda. Un modulo de FFT r501 puede transformar la seral en el dominio del tiempo en una seral en el dominio de la frecuencia. Un modulo de estimacionNecualizacion de canal r501 puede compensar los errores estimando la distorsion en el canal de transmision usando un simbolo piloto. El modulo de extraccion de Preambulo r504 se puede omitir si el demodulador es especificamente para DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de analizador sintactico de tramas. Un modulo de extraccion de piloto r404 puede extraer un simbolo piloto. Un modulo de desintercalado de frecuencia r403 puede realizar el desintercalado en el dominio de la frecuencia. Un fusionador de simbolos OFDM r402 puede restaurar una trama de datos a partir de los flujos de simbolos transmitidos en simbolos OFDM. Un modulo de extraccion de cabecera de trama r401 puede extraer la seralizacion de capa fisica a partir de la cabecera de cada trama transmitida y eliminar la cabecera. La informacion extraida se puede usar como parametros para los siguientes procesos en el receptor.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador de BICM. La Fig. 64a muestra un recorrido de los datos y la Fig. 64b muestra un recorrido de la seralizacion de L1. Un desintercalador de simbolos r308 puede realizar el

desintercalado en el dominio de simbolos. Un extractor de ModCod r307 puede extraer los parametros de ModCod de la parte delantera de cada trama en BB y hacer que los parametros esten disponibles para los siguientes procesos de decodificacion y demodulacion adaptativaNvariable. Un descorrelacionador de Simbolos r306 puede descorrelacionar los flujos de simbolos de entrada en flujos de Relacion de Probabilidad de Registro (LLR) de bits. Los flujos de LLR de bits de Salida se pueden calcular usando una constelacion usada en un correlacionador de Simbolos 306 del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM antes mencionadas, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit mas cercano del MSB y calculando o bien el eje I o bien el eje Q cuando se calculan el resto de bits, se puede implementar un descorrelacionador de simbolos eficiente. Este metodo se puede aplicar a, por ejemplo, una LLR Aproximada, una LLR exacta, o una decision Severa.

Cuando se usa una constelacion optimizada segun la capacidad de la constelacion y la tasa de codigo del codigo de correccion de errores en el correlacionador de Simbolos 306 del transmisor, el descorrelacionador de Simbolos r306 del receptor puede obtener una constelacion que usa la tasa de codigo y la informacion de la capacidad de la constelacion transmitida desde el transmisor. El multiplexor de bits r305 del receptor puede realizar una funcion inversa del demultiplexor de bits 305 del transmisor. El desintercalador Interno r304 y el desintercalador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas del intercalador interno 304 y el intercalador externo 302 del transmisor, respectivamente para obtener el flujo de bits en su secuencia original. El desintercalador externo r302 se puede omitir si el demodulador de BICM es especificamente para DVB-C2.

El decodificador interno r303 y el decodificador externo r301 del receptor pueden realizar procesos de decodificacion correspondientes al codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmision. Procesos similares a los realizados en el recorrido de los datos se pueden realizar en el recorrido de la seralizacion de L1, pero con diferentes parametros (r308-1 -r301-1). En este punto, como se explico en la parte del preambulo, se puede usar un modulo de codigo acortadoNperforado r303-1 para la decodificacion de seral de L1.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de decodificacion de LDPC que usa acortamientoNperforacion. Un demultiplexor r301a puede sacar separadamente la parte de informacion y la parte de paridad del codigo sistematico a partir de los flujos de bits de entrada. Para la parte de informacion, se puede realizar un relleno de ceros (r302a) segun un numero de flujos de bits de entrada del decodificador de LDPC, para la parte de paridad, los flujos de bits de entrada (r303a) para el decodificador de LDPC se pueden generar desperforando la parte perforada. La decodificacion de LDPC (r304a) se puede realizar sobre flujos de bits generados, se pueden eliminar y sacar (r305a) los ceros en la parte de informacion.

La Fig. 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador en BB r209 puede restaurar los flujos de bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un Divisor r208 puede restaurar las tramas en BB que corresponden a multiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor segun el recorrido del PLP. Para cada recorrido del PLP, un extractor de cabecera en BB r207-1-n puede extraer la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama en BB. Un decodificador de CRC r206-1-n puede realizar la decodificacion de CRC y hacer fiables las tramas en BB disponibles para la seleccion. Unos modulos de insercion de paquetes Nulos r205-1-n pueden restaurar los paquetes nulos que fueron extraidos para una mayor eficiencia de transmision en su ubicacion original. Unos modulos de recuperacion de Retardo r204-1-n pueden restaurar un retardo que existe entre cada recorrido del PLP.

Unos modulos de recuperacion de reloj de salida r203-1-n pueden restaurar la temporizacion original del flujo de servicio a partir de la informacion de temporizacion transmitida desde los modulos de sincronizacion de flujos de entrada 203-1-n. Unos modulos de interfaz de salida r202-1-n pueden restaurar los datos en el paquete de TSNGS a partir de los flujos de bits de entrada que se segmentan en la trama en BB. Unos modulos de proceso posterior de salida r201-1-n pueden restaurar multiples flujos de TSNGS en un flujo de TSNGS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la Fig. 66 representan modulos que se pueden usar cuando se procesa un unico PLP en un momento y el resto de los bloques representan los modulos que se pueden usar cuando se procesan multiples PLP al mismo tiempo.

Los patrones piloto de preambulo se diseraron cuidadosamente para evitar el aumento de la PAPR, de esta manera, necesita ser considerado si la tasa de repeticion de L1 puede aumentar la PAPR. El numero de bits de informacion de L1 varia dinamicamente segun la union de canales, el numero de los PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que el tamaro de bloque de L1 fijo puede introducir una sobrecarga innecesaria; la seralizacion de L1 se deberia proteger mas firmemente que los simbolos de datos; y el intercalado en el tiempo del bloque de L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como la necesidad ruido impulsivo.

Para una tasa de repeticion de bloque de L1 de 8 MHz, como se muestra en la Fig. 67, la eficiencia de espectro completa (26,8% de aumento de BW) se presenta con una perforacion virtual pero la PAPR se puede aumentar dado que el ancho de banda de L1 es el mismo que aquel de los simbolos de datos. Para la tasa de repeticion de 8 MHz,

se puede usar un intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en comun y el mismo patron puede repetirse por si mismo en un periodo de 8 MHz despues del intercalado.

Para una tasa de repeticion de bloque de L1 de 6 MHz, como se muestra en la Fig. 68, se puede presentar una eficiencia de espectro reducida sin perforado virtual. Un problema similar de PAPR que para el caso de 8 MHz puede ocurrir dado que los anchos de banda de L1 y de simbolo de datos comparten LCM=24 MHz. Para la tasa de repeticion de 6 MHz, el intercalado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 se puede usar para las partes en comun y el mismo patron puede repetirse por si mismo en un periodo de 24 MHz despues del intercalado.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repeticion del bloque de L1 de 7,61 MHz o ancho de banda de sintonizador completo. Una eficiencia de espectro completa (26,8% de aumento de BW) se puede obtener sin perforacion virtual. Puede no haber ningun problema de PAPR dado que los anchos de banda de L1 y de simbolos de datos comparten LCM≈ 1704 MHz. Para la tasa de repeticion de 7,61 MHz, se puede usar el intercalado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en comun y el mismo patron puede repetirse por si mismo en periodos de alrededor de 1704 MHz despues del intercalado.

La Fig. 70 es un ejemplo de seralizacion de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada informacion en la seralizacion de L1 se puede transmitir al receptor y se puede usar como un parametro de decodificacion. Especialmente, la informacion se puede usar en el recorrido de la seral de L1 mostrado en la Fig. 64 y los PLP se pueden transmitir en cada segmento de datos. Se puede obtener un aumento de robustez para cada PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un intercalador de simbolos 308-1 como se muestra en el recorrido de la seralizacion de L1 en la Fig. 37 y tambien puede ser un ejemplo de su correspondiente desintercalador de simbolos r308-1 como se muestra en el recorrido de la seralizacion de L1 en la Fig. 64. Los bloques con lineas inclinadas representan bloques de L1 y los bloques solidos representan portadoras de datos. Los bloques de L1 se pueden transmitir no solamente dentro de un unico preambulo, sino que tambien se pueden transmitir dentro de multiples bloques OFDM. Dependiendo de un tamaro del bloque de L1, el tamaro del bloque de intercalado puede variar. En otras palabras, el num L1 sym y la extension de L1 pueden ser diferentes uno de otro. Para minimizar sobrecarga innecesaria, los datos se pueden transmitir dentro del resto de las portadoras de los simbolos OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, se puede garantizar una eficiencia de espectro plena debido a que el ciclo de repeticion del bloque de L1 es aun un ancho de banda de sintonizador completo. En la Fig. 72, los numeros en los bloques con lineas inclinadas representan el orden de los bits dentro de un unico bloque de LDPC.

Por consiguiente, cuando los bits se escriben en una memoria de intercalado en la direccion de las filas segun un indice de simbolo como se muestra en la Fig. 72 y se leen en la direccion de las columnas segun un indice de portadora, se puede obtener un efecto de intercalado de bloque. En otras palabras, un bloque de LDPC se puede intercalar en el dominio del tiempo y el dominio de la frecuencia y entonces se puede transmitir. El num L1 sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, se puede fijar un numero entre 2-4 como un numero de simbolos OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaro de bloque de L1, se puede usar un codigo de LDPC perforadoNacortado que tiene una longitud minima de la palabra de codigo para la proteccion de L1.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmision de bloque de L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de la trama. Como se muestra en la Fig. 73a, los bloques de L1 se pueden extender en el ancho de banda del sintonizador completo o como se muestra en la Fig. 73b, los bloques de L1 se pueden extender parcialmente y el resto de las portadoras se pueden usar para portadora de datos. En cualquier caso, se puede ver que la tasa de repeticion del bloque de L1 puede ser identica a un ancho de banda de sintonizador completo. Ademas, para los simbolos OFDM que usan seralizacion de L1 incluyendo el preambulo, solamente se puede realizar intercalado de simbolos mientras que no se permite una transmision de datos en esos simbolos OFDM. Por consiguiente, para el simbolo OFDM usado para la seralizacion de L1, un receptor puede decodificar la L1 realizando el desintercalado sin decodificacion de datos. En este punto, el bloque de L1 puede transmitir seralizacion de L1 de la trama actual o seralizacion de L1 de una trama posterior. En el lado del receptor, se pueden usar parametros de L1 decodificados a partir del recorrido de decodificacion de seralizacion de L1 mostrado en la Fig. 64 para decodificar el proceso para el recorrido de datos desde el analizador sintactico de tramas de la trama posterior.

En resumen, en un transmisor, el intercalado de los bloques de la region de L1 se puede realizar escribiendo los bloques a una memoria en una direccion de las filas y leyendo los bloques escritos desde la memoria en una direccion de las columnas. En un receptor, el desintercalado de los bloques de la region L1 se puede realizar escribiendo los bloques a una memoria en una direccion de las columnas y leyendo los bloques escritos desde la memoria en una direccion de las filas. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor se pueden intercambiar.

Cuando se realiza una simulacion con suposiciones que se hacen tales como CR=1N2 para proteccion de L1 y para las partes en comun con T2; correlacion de simbolos 16-QAM; densidad de piloto de 6 en el Preambulo; el numero de LDPC corta implica la cantidad requerida de perforacionNacortamiento, se pueden obtener resultados o conclusiones tales como que solamente el preambulo para la transmision de L1 puede no ser suficiente; el numero

de simbolos OFDM depende de la cantidad del tamaro de bloque de L1; la palabra de codigo de LDPC mas corta (por ejemplo, informacion de 192 bits) entre el codigo acortadoNperforado se puede usar para flexibilidad y granularidad fina; y se puede aradir Relleno si se requiere con una sobrecarga insignificante. El resultado se resume en la Fig. 71.

Por consiguiente, para una tasa de repeticion de bloque de L1, un ancho de banda de sintonizador completo sin perforacion virtual puede ser una buena solucion y aun puede no surgir un problema de PAPR con la eficiencia de espectro completa. Para la seralizacion de L1, la estructura de seralizacion eficiente puede permitir una configuracion maxima en un entorno de union de 8 canales, 32 ranuras, 256 segmentos de datos, y 256 PLP. Para la estructura de bloque de L1, se puede implementar una seralizacion de L1 flexible segun el tamaro de bloque de L1. El intercalado en el tiempo se puede realizar para mejorar la robustez para las partes en comun con T2. Menos sobrecarga puede permitir la transmision de datos en el preambulo.

El intercalado de bloque del bloque de L1 se puede realizar para mejorar la robustez. El intercalado se puede realizar con un numero predefinido fijo de simbolos de L1 (num L1 sym) y un numero de portadoras extendido por la L1 como un parametro (L1 span). La misma tecnica se usa para el intercalado de preambulo de P2 en DVB-T2.

Se puede usar un bloque de L1 de tamaro variable. El tamaro puede ser adaptable a la cantidad de bits de seralizacion de L1, provocando una sobrecarga reducida. La eficiencia espectral completa se puede obtener sin problemas de PAPR. Menos de 7,61 MHz de repeticion puede significar que se pueda enviar mas redundancia pero no se usa. Puede no surgir un problema de PAPR debido a la tasa de repeticion de 7,61 MHz para el bloque de L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de seralizacion de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es diferente de la Fig. 70 porque el campo L1 span que tiene 12 bits esta dividido en dos campos. En otras palabras, el campo L1 span esta divido en una L1 column que tiene 9 bits y una L1 row con 3 bits. La L1 column representa el indice de portadora que extiende la L1. Debido a que segmento de datos comienza y termina cada 12 portadoras, que es la densidad de piloto, los 12 bits de sobrecarga se pueden reducir en 3 bits para alcanzar 9 bits.

La L1 row representa el numero de simbolos OFDM donde se extiende la L1 cuando se aplica el intercalado en el tiempo. Por consiguiente, el intercalado en el tiempo se puede realizar dentro de un area de L1 columns multiplicada por L1 rows. Alternativamente, un tamaro total de bloques de L1 se puede transmitir de manera que la L1 span mostrada en la Fig. 70 se puede usar cuando no se realiza el intercalado en el tiempo. Para tal caso, el tamaro de bloque de L1 es 11.776 x 2 bits en el ejemplo, de esta manera es suficiente 15 bits. Por consiguiente, el campo L1 span puede estar compuesto de 15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de intercaladoNdesintercalado en frecuencia o tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmision entera. La Fig. 75 tambien muestra la union de multiples anchos de banda de 8 MHz. Una trama puede constar de un preambulo que transmite bloques de L1 y un simbolo de datos que transmite datos. Los diferentes tipos de simbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Como se muestra en la Fig. 75, el preambulo transmite bloques de L1 para cada 7,61 MHz.

Para el preambulo, el intercalado en frecuencia o tiempo se realiza dentro de los bloques de L1 y no se realiza entre bloques de L1. Es decir, para el preambulo, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de bloque de L1. Esto permite decodificar los bloques de L1 transmitiendo los bloques de L1 dentro de un ancho de banda de la ventana de sintonizador incluso cuando la ventana de sintonizador se ha movido a una ubicacion aleatoria dentro de un sistema de union de canales.

Para decodificar un simbolo de datos en un ancho de banda de ventana de sintonizador aleatoria, no deberia ocurrir un intercalado entre segmentos de datos. Es decir, para segmentos de datos, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de segmento de datos. Por consiguiente, el intercalado en frecuencia y el intercalado en el tiempo se deberian realizar dentro de un segmento de datos. Por lo tanto, un intercalador de simbolos 308 en un recorrido de los datos de un modulo de BICM del transmisor como se muestra en la Fig. 37 puede realizar el intercalado de simbolos para cada segmento de datos. Un intercalador de simbolos 308-1 en un recorrido de la seral de L1 puede realizar el intercalado de simbolos para cada bloque de L1.

Un intercalador de frecuencia 403 mostrado en la Fig. 42 necesita realizar el intercalado en el preambulo y los simbolos de datos separadamente. Especificamente, para el preambulo, el intercalado en frecuencia se puede realizar para cada bloque de L1 y para un simbolo de datos, el intercalado en frecuencia se puede realizar para cada segmento de datos. En este punto, el intercalado en el tiempo en el recorrido de los datos o el recorrido de la seral de L1 puede no ser realizado considerando el modo de baja latencia.

La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de la seralizacion de L1 que se transmite en una cabecera de FECFRAME en el modulo de Insercion de Cabecera de ModCod 307 en el recorrido de los datos del modulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Como se ve en la Fig. 76, para el bloque de LDPC corta (tamaro = 16200), puede ocurrir una sobrecarga maxima del 3,3% que puede no ser insignificante. En el analisis, se suponen 45 simbolos para la proteccion de FECFRAME y el preambulo es una seralizacion de L1 especifica de trama C2 y la

cabecera de FECFRAME es una seralizacion de L1 especifica de FECFRAME, es decir, Mod, Cod, y el identificador de PLP.

Para reducir la sobrecarga de L1, se pueden considerar planteamientos segun dos tipos de segmento de Datos. Para casos de tipo ACMNVCM y multiples PLP, la trama se puede mantener la misma que para la cabecera de FECFRAME. Para casos de tipo ACMNVCM y PLP unico, el identificador de PLP se puede extraer de la cabecera de FECFRAME, provocando una reduccion de la sobrecarga de hasta un 1,8%. Para casos de tipo CCM y multiples PLP, el campo de ModNCod se puede extraer de la cabecera de FECFRAME, provocando una reduccion de sobrecarga de hasta un 1,5%. Para casos de tipo CCM y PLP unico, no se requiere cabecera de FECFRAME, de esta manera, se puede obtener una reduccion de sobrecarga de hasta un 3,3%.

En una seralizacion de L1 acortada, se puede transmitir o bien la ModNCod (7 bits) o bien el identificador de PLP (8 bits), pero puede ser demasiado corta para obtener cualquier ganancia de codificacion. No obstante, es posible no requerir sincronizacion porque los PLP pueden estar alineados con la trama de la transmision C2; toda ModCod de cada PLP se puede conocer a partir del preambulo; y un simple calculo puede permitir la sincronizacion con la FECFRAME especifica.

La Fig. 77 esta mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. En la Fig. 77, los bloques con lineas inclinadas y el Formador de FECFRAME representan un diagrama de bloques de detalle del modulo de Insercion de Cabecera de ModCod 307 en el recorrido de los datos del modulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Los bloques solidos representan un ejemplo de modulo de codificacion interna 303, intercalador interno 304, demultiplexor de bits 305, y correlacionador de simbolos 306 en el recorrido de los datos del modulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. En este punto, se puede realizar una seralizacion de L1 acortada porque la CCM no requiere un campo de ModNCod y el PLP unico no requiere un identificador de PLP. En esta seral de L1 con un numero de bits reducido, la seral de L1 se puede repetir tres veces en el preambulo y se puede realizar una modulacion BPSK, de esta manera, es posible una seralizacion muy robusta. Finalmente, el modulo de Insercion de Cabecera de ModCod 307 puede insertar la cabecera generada en cada trama de FEC. La Fig. 84 esta mostrando un ejemplo del modulo de extraccion de ModCod r307 en el recorrido de los datos del modulo de demodulacion de BICM mostrado en la Fig. 64.

Como se muestra en la Fig. 84, la cabecera de FECFRAME se puede analizar sintacticamente (r301b), entonces los simbolos que transmiten informacion identica en simbolos repetidos se pueden retardar, alinear, y entonces combinar (combinacion Rake r302b). Finalmente, cuando se realiza una demodulacion BPSK (r303b), el campo de seral de L1 recibida se puede restaurar y este campo de seral de L1 restaurado se puede enviar al controlador del sistema para ser usado como parametros para la decodificacion. La FECFRAME analizada sintacticamente se puede enviar al descorrelacionador de simbolos.

La Fig. 78 esta mostrando un rendimiento de la tasa de error de bit (BER) de la proteccion de L1 antes mencionada. Se puede ver que se obtiene alrededor de 4,8 dB de ganancia de SNR a traves de la repeticion de tres veces. La SNR requerida es de 8,7 dB para una BER=1E-11.

La Fig. 79 esta mostrando ejemplos de tramas de transmision y estructuras de trama FEC. Las estructuras de trama FEC mostradas en el lado superior derecho de la Fig. 79 representan la cabecera de FECFRAME insertada mediante el modulo de Insercion de Cabecera de ModCod 307 en la Fig. 37. Se puede ver que dependiendo de diversas combinaciones de condiciones es decir, tipo de CCM o ACMNVCM y unico o multiples PLP, se puede insertar diferente tamaro de cabeceras. O bien, se puede no insertar una cabecera. Las tramas de transmision formadas segun los tipos de segmento de datos y mostradas en el lado inferior izquierdo de la Fig. 79 se pueden formar por el modulo de insercion de cabecera de Trama 401 del formador de Tramas como se muestra en la Fig. 42 y el modulo fusionadorNsegmentador 208 del procesador de entrada mostrado en la Fig. 35. En este punto, la FECFRAME se puede transmitir segun diferentes tipos de segmento de datos. Usando este metodo, se puede reducir un maximo de un 3,3% de sobrecarga. En el lado superior derecho de la Fig. 79, se muestran cuatro tipos diferentes de estructuras, pero una persona experta en la tecnica entenderia que estos son solamente ejemplos, y cualquiera de estos tipos o sus combinaciones se pueden usar para el segmento de datos.

En el lado receptor, el modulo de extraccion de cabecera de Trama r401 del modulo analizador sintactico de Tramas que se muestra en la Fig. 63 y el modulo de extraccion de ModCod r307 del modulo de demodulacion de BICM mostrado en la Fig. 64 pueden extraer un parametro de campo de ModCod que se requiere para la decodificacion. En este punto, segun los tipos de segmento de datos de transmision se pueden extraer los parametros de trama. Por ejemplo, para el tipo de CCM, los parametros se pueden extraer a partir de la seralizacion de L1 que se transmite en el preambulo y para el tipo de ACMNVCM, los parametros se pueden extraer a partir de la cabecera de FECFRAME.

Como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 79, la estructura de fecframe se puede dividir en dos grupos, en los que el primer grupo es las tres estructuras de trama superiores con cabecera y el segundo es la ultima estructura de trama sin cabecera.

La Fig. 80 esta mostrando un ejemplo de seralizacion de L1 que se puede transmitir dentro del preambulo mediante el modulo de insercion de cabecera de Trama 401 del modulo formador de Tramas mostrado en la Fig. 42. Esta seralizacion de L1 es diferente de la seralizacion de L1 previa en que el tamaro del bloque de L1 se puede transmitir en bits (L1 size, 14 bits); es posible encenderNapagar el intercalado en el tiempo en el segmento de datos (dslice time intrlv, 1 bit); y definiendo el tipo de segmento de datos (dslice type, 1 bit), se reduce la sobrecarga de seralizacion de L1. En este punto, cuando el tipo de segmento de datos es CCM, el campo de ModNCod se puede transmitir dentro del preambulo mas que dentro de la cabecera de FECFRAME (plp mod (3 bits), plp fec type (1 bit), plp cod (3 bits)).

En el lado receptor, el decodificador interno acortadoNperforado r303-1 de la demodulacion de BICM que se muestra en la Fig. 64 puede obtener el primer bloque de LDPC, que tiene un tamaro de bloque de L1 fijo, transmitido dentro del preambulo, a traves de decodificacion. Los numeros y el tamaro del resto de los bloques de LDPC tambien se pueden obtener.

El intercalado en el tiempo se puede usar cuando se necesitan multiples simbolos OFDM para la transmision de L1 o cuando hay un segmento de datos intercalado en el tiempo. Es posible un encendidoNapagado flexible del intercalado en el tiempo con una bandera de intercalado. Para el intercalado en el tiempo del preambulo, se pueden requerir una bandera de intercalado en el tiempo (1 bit) y un numero de simbolos OFDM intercalados (3 bits), de esta manera, se pueden proteger un total de 4 bits de una forma similar a una cabecera de FECFRAME acortada.

La Fig. 81 esta mostrando un ejemplo de seralizacion de L1 previa que se puede realizar en el modulo de Insercion de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de los datos del modulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques con lineas inclinadas y el Formador de Preambulo son ejemplos del modulo de Insercion de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de la seralizacion de L1 del modulo de BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques solidos son ejemplos del modulo de insercion de cabecera de Trama 401 del formador de Tramas como se muestra en la Fig.

42.

Tambien, los bloques solidos pueden ser ejemplos del modulo de codigo interno acortadoNperforado 303-1, intercalador interno 304-1, demultiplexor de bits 305-1, y correlacionador de simbolos 306-1 en el recorrido de la seralizacion de L1 del modulo de BICM mostrado en la Fig. 37.

Como se ve en la Fig. 81, la seral de L1 que se transmite en el preambulo se puede proteger usando codificacion de LDPC acortadaNperforada. Se pueden insertar parametros relacionados en la Cabecera en forma de L1 previa. En este punto, solamente se pueden transmitir los parametros de intercalado en el tiempo en la Cabecera del preambulo. Para asegurar mas robustez, se puede realizar una repeticion cuatro veces. En el lado receptor, para ser capaz de decodificar la seral de L1 que se transmite en el preambulo, el modulo de extraccion de ModCod r307-1 en el recorrido de la seralizacion de L1 de la demodulacion de BICM como se muestra en la Fig. 64 necesita usar el modulo de decodificacion mostrado en la Fig. 84. En este punto, debido a que hay una repeticion cuatro veces a diferencia de la cabecera de FECFRAME de decodificacion anterior, se requiere un proceso de recepcion Rake que sincroniza los simbolos repetidos cuatro veces y que arade los simbolos.

La Fig. 82 muestra una estructura de bloque de seralizacion de L1 que se transmite desde el modulo de insercion de cabecera de Trama 401 del modulo formador de Tramas como se muestra en la Fig. 42. Esta mostrando un caso donde no se usa ningun intercalado en el tiempo en un preambulo. Como se muestra en la Fig. 82, se pueden transmitir diferentes tipos de bloques de LDPC en el orden de las portadoras. Una vez que un simbolo OFDM se forma y transmite entonces se forma y transmite un siguiente simbolo OFDM. Para que el ultimo simbolo OFDM sea transmitido, si hay cualquier portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para la transmision de datos o se puede rellenar de forma ficticia. El ejemplo en la Fig. 82 muestra un preambulo que comprende tres simbolos OFDM. En un lado receptor, para este caso de no intercalado, se puede omitir el desintercalador de simbolos r308-1 en el recorrido de la seralizacion de L1 del demodulador de BICM como se muestra en la Fig. 64.

La Fig. 83 muestra un caso donde se realiza el intercalado en el tiempo de L1. Como se muestra en la Fig. 83, el intercalado de bloque se puede realizar de una manera que forma un simbolo OFDM para indices de portadora identicos formando entonces unos simbolos OFDM para los siguientes indices de portadora. Como en el caso donde no se realiza ningun intercalado, si hay cualquier portadora pendiente, esa portadora se puede usar para la transmision de datos o se puede rellenar de forma ficticia. En un lado receptor, para este caso de no intercalado, el desintercalador de simbolos r308-1 en el recorrido de la seralizacion de L1 del demodulador de BICM mostrado en la Fig. 64 puede realizar el desintercalado de bloques leyendo los bloques de LDPC en orden creciente de los numeros de los bloques de LDPC.

Ademas, puede haber al menos dos tipos de segmentos de datos. El segmento de datos tipo 1 tiene el dslice type = 0 en los campos de seralizacion de L1. Este tipo de segmento de datos no tiene cabecera de XFECFrame y tiene sus valores modNcod en los campos de seralizacion de L1. El segmento de datos tipo 2 tiene el dslice type = 1 en los campos de seralizacion de L1. Este tipo de segmento de datos tiene una cabecera de XFECFrame y tiene sus valores modNcod en la cabecera de XFECFrame.

XFECFrame significa Trama de XFEC (Correccion de Errores sin Canal de Retorno Compleja) y modNcod significa tipo de modulacionNtasa de codigo.

En un receptor, un analizador sintactico de tramas puede formar una trama a partir de las serales demoduladas. La trama tiene simbolos de datos y los simbolos de datos pueden tener un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. Tambien, un receptor puede extraer un campo para indicar si realizar el desintercalado en el tiempo sobre los simbolos de preambulo o no realizar el desintercalado en el tiempo sobre los simbolos de preambulo, a partir de la L1 de los simbolos de preambulo.

En un transmisor, un formador de tramas puede construir una trama. Los simbolos de datos de la trama comprenden un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera XFECFrame. Ademas, un campo para indicar si realizar un intercalado en el tiempo sobre simbolos de preambulo o no realizar un intercalado en el tiempo sobre simbolos de preambulo se puede insertar en la L1 de los simbolos de preambulo.

Por ultimo, para el codigo acortadoNperforado para el modulo de insercion de cabecera de Trama 401 del formador de Tramas mostrado en la Fig. 42, se puede determinar un tamaro minimo de palabra de codigo que puede obtener ganancia de codificacion y se puede transmitir en un primer bloque de LDPC. De esta manera, para el resto de bloques de LDPC los tamaros se pueden obtener a partir de ese tamaro de bloque de L1 transmitido.

La Fig. 85 esta mostrando otro ejemplo de seralizacion de L1 previa que se puede transmitir desde el modulo de Insercion de Cabecera de ModCod 307-1 en el recorrido de la seralizacion de L1 del modulo de BICM mostrado en la Fig. 37. La Fig. 85 es diferente de la Fig. 81 porque se ha modificado el mecanismo de proteccion de parte de la Cabecera. Como se ve en la Fig. 85, la informacion del tamaro de bloque de L1 L1 size (14 bits) no se transmite en el bloque de L1, sino que se transmite en la Cabecera. En la Cabecera, tambien se puede transmitir la informacion de intercalado en el tiempo de 4 bits. Para un total de 18 bits de entrada, el codigo BCH (45, 18) que saca 45 bits se usa y copia para los dos recorridos y finalmente, se correlaciona en QPSK. Para el recorrido Q, se puede realizar un desplazamiento ciclico de 1 bit para ganancia de diversidad y se puede realizar una modulacion de PRBS segun una palabra de sincronizacion. Un total de 45 simbolos QPSK se pueden sacar de estas entradas del recorrido INQ. En este punto, si la profundidad de intercalado en el tiempo se fija como un numero de preambulos que se requiere para transmitir el bloque de L1, L1 span (3 bits) que indica que la profundidad de intercalado en el tiempo puede no necesitar ser transmitida. En otras palabras, solamente se puede transmitir la bandera de encendidoNapagado (1 bit) de intercalado de tiempo. En un lado receptor, comprobando solamente un numero de preambulos transmitidos, sin usar la L1 span, se puede obtener la profundidad de desintercalado en el tiempo.

La Fig. 86 esta mostrando un ejemplo de programacion de bloque de seralizacion de L1 que se transmite en el preambulo. Si un tamaro de informacion de L1 que se puede transmitir en un preambulo es Nmax, cuando el tamaro de L1 es menor que Nmax, un preambulo puede transmitir la informacion. No obstante, cuando el tamaro de L1 es mayor que Nmax, la informacion de L1 se puede dividir igualmente de manera que el sub-bloque de L1 dividido sea menor que Nmax, entonces el sub-bloque de L1 dividido se puede transmitir en un preambulo. En este punto, para una portadora que no se usa debido a que la informacion de L1 es menor que Nmax, no se transmiten datos.

En su lugar, como se muestra en la Fig. 88, la potencia de las portadoras donde se transmite un bloque de L1 se puede aumentar para mantener una potencia total de seral de preambulo igual a la potencia de simbolo de datos. El factor de aumento de potencia se puede variar dependiendo del tamaro de L1 transmitido y un transmisor y un receptor pueden tener un valor establecido de este factor de aumento de potencia. Por ejemplo, si solamente se usan la mitad de las portadoras totales, el factor de aumento de potencia puede ser dos.

La Fig. 87 esta mostrando un ejemplo de seralizacion de L1 previa donde se considera el aumento de potencia. Cuando se compara con la Fig. 85, se puede ver que la potencia del simbolo QPSK se puede aumentar y enviar al formador de preambulo.

La Fig. 89 esta mostrando otro ejemplo de modulo de extraccion de ModCod r307-1 en el recorrido de la seralizacion de L1 del modulo de demodulacion de BICM mostrado en la Fig. 64. A partir del simbolo de preambulo de entrada, la FECFRAME de seralizacion de L1 se puede sacar en el descorrelacionador de simbolos y se puede decodificar solamente parte de la cabecera.

Para el simbolo de cabecera de entrada, se puede realizar una descorrelacion QPSK y se puede obtener un valor de la Relacion de Probabilidad de Registro (LLR). Para el recorrido Q, se puede realizar una demodulacion de PRBS segun la palabra de sincronizacion y se puede realizar un proceso inverso del desplazamiento ciclico de 1 bit para la restauracion.

Estos dos valores de recorrido INQ alineados se pueden combinar y se puede obtener una ganancia de SNR. La salida de la decision severa se puede introducir en el decodificador de BCH. El decodificador de BCH puede restaurar 18 bits de L1 previa a partir de los 45 bits de entrada.

La Fig. 90 esta mostrando una contraparte, el extractor de ModCod de un receptor. Cuando se compara con la Fig. 89, el control de potencia se puede realizar en los simbolos de entrada del descorrelacionador QPSK para restaurar desde el nivel de potencia aumentado por el transmisor a su valor original. En este punto, se puede realizar el control de potencia considerando un numero de portadoras usadas para la seralizacion de L1 en un preambulo y tomando un inverso del factor de aumento de potencia obtenido de un transmisor. El factor de aumento de potencia establece la potencia del preambulo y la potencia de simbolo de datos identicas una con otra.

La Fig. 91 esta mostrando un ejemplo de sincronizacion de L1 previa que se puede realizar en el modulo de extraccion de ModCod r307-1 sobre el recorrido de la seralizacion de L1 del modulo de demodulacion de BICM mostrado en la Fig. 64. Este es un proceso de sincronizacion para obtener una posicion de inicio de la Cabecera en un preambulo. Los simbolos de entrada pueden ser descorrelacionados QPSK entonces para el recorrido Q de salida, se puede realizar un inverso de un desplazamiento ciclico de 1 bit y se puede realizar una alineacion. Dos valores de los recorridos INQ se pueden multiplicar y se pueden demodular los valores modulados por la seralizacion de L1 previa. De esta manera, la salida del multiplicador puede expresar solamente la PRBS que es una palabra de sincronizacion. Cuando la salida se correlaciona con una PRBS de secuencia conocida, se puede obtener un pico de correlacion en la Cabecera. De esta manera, se puede obtener una posicion de inicio de la Cabecera en un preambulo. Si es necesario, el control de potencia que se realiza para restaurar el nivel de potencia original, como se muestra en la Fig. 90, se puede realizar en la entrada del descorrelacionador QPSK.

La Fig. 92 esta mostrando otro ejemplo de campo de cabecera de bloque de L1 que se envia al modulo de Insercion de Cabecera 307-1 en el recorrido de la seralizacion de L1 del modulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. Esta Fig. 92 es diferente de la Fig. 85 porque L1 span que representa la profundidad de intercalado en el tiempo se reduce a 2 bits y los bits reservados se aumentan en 1 bit. Un receptor puede obtener el parametro de intercalado en el tiempo de bloque de L1 a partir de la L1 span transmitida.

La Fig. 93 esta mostrando los procesos de dividir igualmente un bloque de L1 en tantas partes como un numero de preambulos insertando entonces una cabecera en cada uno de los bloques de L1 divididos y luego asignando los bloques de L1 a la cabecera insertada en un preambulo. Esto se puede realizar cuando se realiza un intercalado en el tiempo con un numero de preambulos donde el numero de preambulos es mayor que un numero minimo de preambulos que se requiere para transmitir el bloque de L1. Esto se puede realizar en el bloque de L1 en el recorrido de la seralizacion de L1 del modulo de BICM como se muestra en la Fig. 37. El resto de las portadoras, despues de la transmision de bloques de L1 pueden tener patrones de repeticion ciclicos en lugar de ser rellenadas con ceros.

La Fig. 94 esta mostrando un ejemplo del Descorrelacionador de Simbolos r306-1 del modulo de demodulacion de BICM como se muestra en la Fig. 64. Para un caso donde se repiten los bloques de FEC de L1, como se muestra en la Fig. 93, cada punto de inicio de bloque de FEC de L1 se puede alinear, combinar (r301f), y entonces descorrelacionar QAM (r302f) para obtener ganancia de diversidad y ganancia de SNR. En este punto, el combinador puede incluir procesos de alineacion y aradir cada bloque de FEC de L1 y dividir el bloque de FEC de L1 aradido. Para un caso donde se repite solamente parte del ultimo bloque de FEC como se muestra en la Fig. 93, solamente se puede dividir la parte repetida en tantos como un numero de cabecera de bloque de FEC y la otra parte se puede dividir por un valor que es uno menos que un numero de cabecera de bloque de FEC. En otras palabras, el numero de division corresponde a un numero de portadoras que se arade a cada portadora.

La Fig. 98 esta mostrando otro ejemplo de programacion de bloque de L1. La Fig. 98 es diferente de la Fig. 93 porque, en lugar de realizar el relleno de ceros o la repeticion cuando los bloques de L1 no llenan un simbolo OFDM, el simbolo OFDM se puede llenar con redundancia de paridad realizando menos perforacion sobre el codigo acortadoNperforado en el transmisor. En otras palabras, cuando la perforacion de paridad (304c) se realiza en la Fig. 38, se puede determinar la tasa de codigo efectiva segun la relacion de perforacion, de esta manera, perforando cuantos menos bits tengan que ser rellenados de ceros, se puede disminuir la tasa de codigo efectiva y se puede obtener una mejor ganancia de codificacion. El modulo de desperforacion de Paridad r303a de un receptor que se muestra en la Fig. 65 puede realizar la desperforacion considerando la redundancia de paridad menos perforada. En este punto, debido a que un receptor y un transmisor pueden tener informacion del tamaro de bloque de L1 total, se puede calcular la relacion de perforacion.

La Fig. 95 esta mostrando otro ejemplo de campo de seralizacion de L1. La Fig. 95 es diferente de la Fig. 74 en que, para un caso donde el tipo de segmento de datos es CCM, se puede transmitir una direccion de inicio (21 bits) del PLP. Esto puede permitir a la FECFRAME de cada PLP formar una trama de transmision, sin que la FECFRAME este alineada con una posicion de inicio de una trama de transmision. De esta manera, se puede eliminar la sobrecarga de relleno, que puede ocurrir cuando una anchura de segmento de datos es estrecha. Un receptor, cuando un tipo de segmento de datos es CCM, puede obtener informacion de ModCod desde el preambulo en el recorrido de la seralizacion de L1 del demodulador de BICM como se muestra en la Fig. 64, en lugar de obtenerla de

la cabecera de FECFRAME. Ademas, incluso cuando ocurre un salto de canales en una ubicacion aleatoria de la trama de transmision, se puede realizar la sincronizacion de FECFRAME sin retardo porque la direccion de inicio del PLP ya se puede obtener a partir del preambulo.

La Fig. 96 esta mostrando otro ejemplo de campos de seralizacion de L1 que puede reducir la sobrecarga de direccionamiento de PLP.

La Fig. 97 esta mostrando el numero de simbolos QAM que corresponde a una FECFRAME dependiendo de los tipos de modulacion. En este punto, un maximo comun divisor de simbolo QAM es 135, de esta manera, se puede reducir una sobrecarga de log2(135):7 bits. De esta manera, la Fig. 96 es diferente de la Fig. 95 porque se puede reducir un numero de bits del campo de PLP start de 21 bits a 14 bits. Este es un resultado de considerar 135 simbolos como un unico grupo y direccionar el grupo. Un receptor puede obtener un indice de portadora OFDM donde el PLP comienza en una trama de transmision despues de obtener el valor del campo PLP start y multiplicarlo por 135.

La Fig. 99 y la Fig. 101 muestran ejemplos de intercalador de simbolos 308 que se puede intercalar en el tiempo simbolos de datos que se envian desde el modulo de Insercion de Cabecera de ModCod 307 en el recorrido de los datos del modulo de BICM como se muestra en la Fig. 37.

La Fig. 99 es un ejemplo de intercalador de Bloques que puede operar sobre una base de segmento de datos. El valor de la fila significa un numero de celdas de carga util en cuatro de los simbolos OFDM dentro de un segmento de datos. El intercalado sobre la base de simbolos OFDM puede no ser posible debido a que el numero de celdas puede cambiar entre celdas OFDM adyacentes. El valor de la columna K significa una profundidad de intercalado en el tiempo, que puede ser de 1, 2, 4, 8, o 16... La seralizacion de K para cada segmento de datos se puede realizar dentro de la seralizacion de L1. El intercalador en frecuencia 403 que se muestra en la Fig. 42 se puede realizar anterior al intercalador en tiempo 308 que se muestra en la Fig. 37.

La Fig. 100 muestra un rendimiento de intercalado del intercalador en tiempo que se muestra en la Fig. 99. Se supone que un valor de columna es de 2, un valor de fila es de 8, una anchura de segmento de datos es de 12 celdas de datos, y que no esta ningun piloto continuo en el segmento de datos. La figura superior de la Fig. 100 es una estructura de simbolo OFDM cuando no se realiza el intercalado en el tiempo y la figura inferior de la Fig. 100 es una estructura de simbolo OFDM cuando se realiza el intercalado en el tiempo. Las celdas negras representan pilotos dispersos y las celdas que no son negras representan celdas de datos. El mismo tipo de celdas de datos representa un simbolo OFDM. En la Fig. 100, las celdas de datos que corresponden a un unico simbolo OFDM se intercalan dentro de dos simbolos. Se usa una memoria de intercalado que corresponde a ocho simbolos OFDM pero la profundidad de intercalado corresponde solamente a dos simbolos OFDM, de esta manera, no se obtiene una profundidad de intercalado completa.

La Fig. 101 se sugiere para lograr una profundidad de intercalado completa. En la Fig. 101, las celdas negras representan pilotos dispersos y las celdas que no son negras representan celdas de datos. El intercalador en el tiempo que se muestra en la Fig. 101 se puede implementar en forma de intercalador de bloque y puede intercalar segmentos de datos. En la Fig. 101, un numero de columna, K representa una anchura de segmento de datos, un numero de fila, N representa la profundidad de intercalado en el tiempo y el valor, K puede ser valores aleatorios, es decir, K=1, 2, 3,. El proceso de intercalado incluye escribir la celda de datos de una manera de columna trenzada y leer en una direccion de columna, excluyendo las posiciones de piloto. Es decir, se puede decir que el intercalado se realiza de una forma fila-columna trenzada.

Ademas, en un transmisor, las celdas que se leen de una manera de columna trenzada de la memoria de intercalado corresponden a un unico simbolo OFDM y las posiciones de piloto de los simbolos OFDM se pueden mantener mientras se intercalan las celdas.

Tambien, en un receptor, las celdas que se leen de una manera de columna trenzada de la memoria de desintercalado corresponden a un unico simbolo OFDM y las posiciones de piloto de los simbolos OFDM se pueden mantener mientras que se desintercalan en el tiempo las celdas.

La Fig. 102 muestra el rendimiento de intercalado en el tiempo de la Fig. 101. Para comparacion con la Fig. 99, se supone que el numero de filas es de 8, la anchura de segmento de datos es de 12 celdas de datos, y que no esta ningun piloto continuo en el segmento de datos. En la Fig. 102, las celdas de datos que corresponden a un unico simbolo OFDM se intercalan en ocho simbolos OFDM. Como se muestra en la Fig. 102, se usa una memoria de intercalado que corresponde a ocho simbolos OFDM y la profundidad de intercalado resultante que corresponde a ocho simbolos OFDM, de esta manera, se obtiene una profundidad de intercalado completa.

El intercalador en el tiempo que se muestra en la Fig. 101 puede ser ventajoso porque se puede obtener una profundidad de intercalado completa usando una memoria identica; la profundidad de intercalado puede ser flexible, a diferencia de la Fig. 99; por consiguiente, una longitud de trama de transmision puede ser flexible tambien, es decir, las filas no necesitan ser multiplos de cuatro. Adicionalmente, el intercalador en el tiempo usado para el

segmento de datos, puede ser identico al metodo de intercalado usado para el preambulo y tambien puede tener partes en comun con un sistema de transmision digital que usa OFDM general. Especificamente, el intercalador en el tiempo 308 que se muestra en la Fig. 37 se puede usar antes de que se use el intercalador en frecuencia 403 que se muestra en la Fig. 42. Con respecto a una complejidad del receptor, puede no ser requerida ninguna memoria adicional distinta de la logica de control de direccion adicional que puede requerir una complejidad muy pequera.

La Fig. 103 muestra un desintercalador de simbolos r308 correspondiente en un receptor. Se puede realizar el desintercalado despues de recibir una salida del modulo de Extraccion de Cabecera de Trama r401. En los procesos de desintercalado, comparado con la Fig. 99, se invierten los procesos de escritura y lectura de intercalado de bloques. Usando informacion de posicion de piloto, el desintercalador en tiempo puede realizar un desintercalado virtual no escribiendo o leyendo desde una posicion de piloto en la memoria de intercalado y escribiendo o leyendo desde una posicion de celda de datos en la memoria del intercalador. La informacion desintercalada se puede sacar en el modulo de Extraccion de ModCod r307.

La Fig. 104 muestra otro ejemplo del intercalado en el tiempo. Se puede realizar la escritura en direccion diagonal y la lectura fila por fila. Como en la Fig. 101, el intercalado se realiza teniendo en cuenta las posiciones de piloto. La lectura y la escritura no se realizan para las posiciones de piloto pero se accede a la memoria de intercalado considerando solamente las posiciones de celda de datos.

La Fig. 105 muestra un resultado de intercalado usando el metodo mostrado en la Fig. 104. Cuando se compara con la Fig. 102, las celdas con los mismos patrones estan dispersas no solamente en el dominio del tiempo, sino tambien en el dominio de la frecuencia. En otras palabras, se puede obtener la profundidad de intercalado completa tanto en los dominios del tiempo como de la frecuencia.

La Fig. 108 muestra un desintercalador de simbolos r308 de un receptor correspondiente. La salida del modulo de Extraccion de Cabecera de Trama r401 se puede desintercalar. Cuando se compara con la Fig. 99, el desintercalado ha conmutado el orden de lectura y escritura. El desintercalador en tiempo puede usar la informacion de posicion de piloto para realizar el desintercalado virtual de manera que no se realiza ninguna lectura o escritura en las posiciones de piloto pero de manera que se pueda realizar la lectura o escritura solamente en las posiciones de celda de datos. Los datos desintercalados se pueden sacar en el modulo de Extraccion de ModCod r307.

La Fig. 106 muestra un ejemplo del metodo de direccionamiento de la Fig. 105. NT significa profundidad de intercalado en el tiempo y ND significa anchura de segmento de datos. Se supone que un valor de fila, N es de 8, una anchura de segmento de datos es de 12 celdas de datos, y los pilotos no continuos estan en segmentos de datos. La Fig. 106 representa un metodo de generacion de direcciones para escribir datos en una memoria de intercalado en el tiempo, cuando un transmisor realiza el intercalado en el tiempo. El direccionamiento comienza a partir de una primera direccion con la Direccion de Fila (RA) = 0 y la Direccion de Columna (CA) = 0. En cada aparicion de direccionamiento, RA y CA se aumentan. Para la RA, se puede realizar una operacion de modulo con los simbolos OFDM usados en el intercalador en tiempo. Para la CA, se puede realizar una operacion de modulo con un numero de portadoras que corresponde a una anchura de segmento de datos. La RA se puede aumentar en 1 cuando las portadoras que corresponden a un segmento de datos se escriben en una memoria. Se puede realizar la escritura en una memoria solamente cuando una ubicacion de la direccion actual no es una ubicacion de un piloto. Si la ubicacion de la direccion actual es una ubicacion de un piloto, solamente se puede aumentar el valor de la direccion.

En la Fig. 106, un numero de columna, K representa la anchura de segmento de datos, un numero de la fila, N representa la profundidad de intercalado en el tiempo y el valor, K puede ser unos valores aleatorios, es decir, K=1, 2, 3,. El proceso de intercalado puede incluir escribir celdas de datos de una manera de columna trenzada y leer en una direccion de la columna, excluyendo las posiciones de piloto. En otras palabras, la memoria de intercalado virtual puede incluir posiciones de piloto pero las posiciones piloto se pueden excluir en el intercalado real.

La Fig. 109 muestra el desintercalado, un proceso inverso del intercalado en el tiempo como se muestra en la Fig.

104. La escritura fila por fila y la lectura en direccion diagonal pueden restaurar las celdas en secuencias originales.

El metodo de direccionamiento usado en un transmisor se puede usar en un receptor. El receptor puede escribir los datos recibidos en una memoria de desintercalador en tiempo fila por fila y puede leer los datos escritos usando los valores de direccion generados y la informacion de ubicacion del piloto que se pueden generar de una manera similar con aquella de un transmisor. Como una manera alternativa, los valores de direccion generados y la informacion de piloto que fue usada para escribir se puede usar para leer fila por fila.

Estos metodos se pueden aplicar en un preambulo que transmite la L1. Debido a que cada simbolo OFDM que comprende el preambulo puede tener pilotos en ubicaciones identicas, se pueden realizar o bien intercalando con referencia a los valores de direccion teniendo en cuenta las ubicaciones de pilotos o bien intercalando con referencia a los valores de direccion sin tener en cuenta las ubicaciones de pilotos. Para el caso de referirse a valores de direccion sin tener en cuenta las ubicaciones de pilotos, el transmisor almacena los datos en una memoria de intercalado en el tiempo cada vez. Para tal caso, un tamaro de memoria requerido para realizar los preambulos de

intercaladoNdesintercalado en un receptor o un transmisor llega a ser identico a un numero de celdas de carga util existentes en los simbolos OFDM usados para el intercalado en el tiempo.

La Fig. 107 es otro ejemplo de intercalado en el tiempo de L1. En este ejemplo, el intercalado en el tiempo puede situar las portadoras a todos los simbolos OFDM mientras que las portadoras se situarian todas en un unico simbolo OFDM si no se realizo ningun intercalado en el tiempo. Por ejemplo, para los datos situados en un primer simbolo OFDM, la primera portadora del primer simbolo OFDM se situara en su ubicacion original. La segunda portadora del primer simbolo OFDM se situara en un segundo indice de portadora del segundo simbolo OFDM. En otras palabras, la portadora de datos de orden i que se situa en el simbolo OFDM de orden n se situara en un indice de portadora de orden i del simbolo OFDM de orden N mod (i � n), donde i = 0, 1, 2 ..., numero de portadora-1, n = 0, 1, 2,., N-1, y N es un numero de simbolos OFDM usado en el intercalado en el tiempo de L1. En este metodo de intercalado en el tiempo de L1, se puede decir que el intercalado para todos los simbolos OFDM se realiza de una manera trenzada como se muestra en la Fig. 107. Incluso aunque las posiciones de piloto no se ilustran en la Fig. 107, como se menciono anteriormente, se puede aplicar el intercalado a todos los simbolos OFDM incluyendo los simbolos de piloto. Es decir, se puede decir que el intercalado se puede realizar para todos los simbolos OFDM sin considerar las posiciones de piloto o con independencia de si los simbolos OFDM son simbolos de piloto o no.

Si un tamaro de un bloque de LDPC usado en L1 es menor que un tamaro de un unico simbolo OFDM, las restantes portadoras pueden tener copias de partes del bloque de LDPC o se pueden rellenar con ceros. En este punto, se puede realizar un mismo intercalado en el tiempo como anteriormente. Del mismo modo, en la Fig. 107, un receptor puede realizar el desintercalado almacenando todos los bloques usados en el intercalado en el tiempo de L1 en una memoria y leyendo los bloques en el orden en el que se han intercalado, es decir, en el orden de los numeros escritos en los bloques de la Fig. 107.

Cuando se usa un intercalador de bloques que se muestra en la Fig. 106, se usan dos almacenadores temporales. Especificamente, mientras que un almacenador temporal esta almacenando simbolos de entrada, se pueden leer previamente los simbolos de entrada desde el otro almacenador temporal. Una vez que se realizan estos procesos para un bloque de intercalado de simbolos, el desintercalado se puede realizar conmutando el orden de lectura y de escritura, para evitar un conflicto de acceso a memoria. Este desintercalado de estilo "tenis de mesa" puede tener una logica de generacion de direcciones simple. No obstante, se puede aumentar la complejidad de los componentes fisicos cuando se usan dos almacenadores temporales de intercalado de simbolos.

La Fig. 110 muestra un ejemplo de un desintercalador de simbolos r308 o r308-1 que se muestra en la Fig. 64. Esta realizacion de la invencion propuesta puede usar solamente un unico almacenador temporal para realizar el desintercalado. Una vez que se genera un valor de direccion por la logica de generacion de direcciones, el valor de direccion se puede sacar de la memoria del almacenador temporal y se puede realizar una operacion de colocacion almacenando un simbolo que se introduce en la misma direccion. Mediante estos procesos, se puede evitar un conflicto de acceso a memoria mientras se lee y escribe. Ademas, el desintercalado de simbolo se puede realizar usando solamente un unico almacenador temporal. Los parametros se pueden definir para explicar esta regla de generacion de direcciones. Como se muestra en la Fig. 106, se puede definir un numero de filas de una memoria de desintercalado como la profundidad de intercalado en el tiempo, D y se puede definir un numero de columnas de la memoria de desintercalado como la anchura de segmento de datos, W. Entonces el generador de direcciones puede generar las siguientes direcciones.

la muestra de orden i en el bloque de orden j, incluyendo el piloto

i = 0, 1, 2, ....., N-1;

N = D*W;

Ci,j = i mod W;

Tw = ((Ci,j mod D)*j) mod D;

Ri,j = ((i divW) � Tw) mod D;

Li,j(1) = Ri,j*W � Cij; O bien Li,j(2) = Ci,j*D � Ri,j;

Las direcciones incluyen posiciones de piloto, de esta manera, se suponen los simbolos de entrada para incluir las posiciones de piloto. Si los simbolos de entrada que incluyen solamente los simbolos de datos necesitan ser procesados, se puede requerir una logica de control adicional que salta las direcciones correspondientes. En este punto, i representa un indice de simbolos de entrada, j representa un indice de bloque de intercalado de entrada, y N=D*W representa una longitud del bloque de intercalado. La operacion Mod representa la operacion de modulo que saca el resto despues de la division. La operacion Div representa la operacion de division que saca el cociente despues de la division. Ri,j y Ci,j representan la direccion de la fila y la direccion de la columna de la entrada de simbolo de orden i del bloque de intercalado de orden j, respectivamente. Tw representa el valor de trenzado de columna para las direcciones donde se situan los simbolos. En otras palabras, cada columna se puede considerar como un almacenador temporal donde se realiza un trenzado independiente segun los valores de Tw. Li,j representa una direccion cuando se implementa un unico almacenador temporal en una memoria secuencial de una dimension, no en dos dimensiones. Li,j puede tener valores de 0 a (N-1). Son posibles dos metodos diferentes. Li,j (1) se usa cuando la matriz de la memoria se conecta fila por fila y Li,j (2) se usa cuando la matriz de la memoria se conecta columna por columna.

La Fig. 111 muestra un ejemplo de direcciones de fila y columna para el desintercalado en el tiempo cuando D es 8 y W es 12. � empieza desde j = 0 y para cada valor de j, una primera fila puede representar la direccion de la fila y una segunda fila puede representar la direccion de la columna. La Fig. 111 muestra solamente las direcciones de los primeros 24 simbolos. Cada indice de columna puede ser identico al indice del simbolo de entrada i.

La Fig. 113 muestra un ejemplo de un transmisor OFDM que usa un segmento de datos. Como se muestra en la Fig. 113, el transmisor puede comprender un recorrido del PLP de datos, un recorrido de la seralizacion de L1, un formador de tramas, y una parte de modulacion OFDM. El recorrido del PLP de datos se indica mediante bloques con lineas horizontales y lineas verticales. El recorrido de la seralizacion de L1 se indica mediante bloques con lineas inclinadas. Los modulos del proceso de entrada 701-0, 701-N, 701-K, y 701-M pueden comprender bloques y secuencias del modulo de interfaz de entrada 202-1, el modulo de sincronizacion de flujo de entrada 203-1, el modulo de compensacion de retardo 204-1, el modulo de eliminacion de paquetes nulos 205-1, el codificador de CRC 206-1, el modulo de insercion de cabecera en BB 207-1, y aleatorizador en BB 209 realizados para cada PLP como se muestra en la Fig. 35. Los modulos de FEC 702-0, 702-N, 702-K, y 702-M pueden comprender bloques y secuencias del codificador externo 301 y del codificador interno 303 como se muestra en la Fig. 37. Unos modulos de FEC 702-L1 usados en el recorrido de L1 pueden comprender bloques y secuencias del codificador externo 301-1 y un codificador interno acortadoNperforado 303-1 como se muestra en la Fig. 37. El modulo de seral de L1 700-L1 puede generar la informacion de L1 requerida para comprender una trama.

Los modulos de intercalado de bits 703-0, 703-N, 703-K, y 703-M pueden comprender bloques y secuencias del intercalador interno 304 y el demutiplexor de bits 305 como se muestra en la Fig. 37. El intercalador de bits 703-L1 usado en el recorrido de la L1 puede comprender bloques y secuencias del intercalador interno 304-1 y del demultiplexor de bits 305-1 como se muestra en la Fig. 37. Los modulos de correlacionador de simbolos 704-0, 704-N, 704-K, y 704-M pueden realizar funciones identicas a las funciones del correlacionador de simbolos 306 mostrado en la Fig. 37. El modulo correlacionador de simbolos 704-L1 usado en el recorrido de la L1 puede realizar funciones identicas a las funciones del correlacionador de simbolos 306-1 mostrado en la Fig. 37. Los modulos de cabecera de FEC 705-0, 705-N, 705-K, y 705-M pueden realizar funciones identicas a las funciones del modulo de insercion de Cabeceras de ModCod 307 mostrado en la Fig. 37. El modulo de cabecera de FEC 705-L1 para el recorrido de la L1 puede realizar funciones identicas a las funciones del modulo de insercion de Cabecera de ModCod 307-1 mostrado en la Fig. 37.

Los modulos de correlacionador de segmento de datos 706-0 y 706-K pueden programar los bloques de FEC a los segmentos de datos correspondientes y pueden transmitir los bloques de FEC programados, donde los bloques de FEC corresponden a los PLP que se asignan a cada segmento de datos. El bloque de correlacionador de preambulo 707-L1 puede programar los bloques de FEC de seralizacion de L1 a los preambulos. Los bloques de FEC de seralizacion de L1 se transmiten en preambulos. Los modulos de intercalador en el tiempo 708-0 y 708-K pueden realizar funciones identicas a las funciones del intercalador de simbolos 308 mostrado en la Fig. 37 que pueden intercalar segmentos de datos. El intercalador en tiempo 708-L1 usado en el recorrido de la L1 puede realizar funciones identicas a las funciones del intercalador de simbolos 308-1 mostrado en la Fig. 37.

Alternativamente, el intercalador en tiempo 708-L1 usado en el recorrido de la L1 puede realizar funciones identicas al intercalador de simbolos 308-1 mostrado en la Fig. 37, pero solamente sobre los simbolos de preambulo.

Los intercaladores en frecuencia 709-0 y 709-K pueden realizar intercalado en frecuencia en los segmentos de datos. El intercalador en frecuencia 709-L1 usado en el recorrido de la L1 puede realizar el intercalado de frecuencia segun el ancho de banda del preambulo.

El modulo de generacion de pilotos 710 puede generar pilotos que son adecuados para un piloto continuo (CP), piloto disperso (SP), borde de segmento de datos, y preambulo. Se puede construir una trama (711) a partir de la programacion del segmento de datos, preambulo, y piloto. Los bloques del modulo de IFFT 712 y el modulo de

insercion de GI 713 pueden realizar funciones identicas a las funciones de los bloques del modulo de IFFT 501 y el modulo de insercion de GI 503 mostrados en la Fig. 51, respectivamente. Por ultimo, el modulo de DAC 714 puede convertir las serales digitales en serales analogicas y las serales convertidas se pueden transmitir.

La Fig. 114 muestra un ejemplo de un receptor OFDM que usa un segmento de datos. En la Fig. 114, el sintonizador r700 puede realizar las funciones del modulo sintonizadorNAGC r603 y las funciones del modulo de conversion descendente r602 mostrado en la Fig. 61. El ADC r701 puede convertir las serales analogicas recibidas en serales digitales. El modulo de sincronizacion de tiempoNfrecuencia r702 puede realizar funciones identicas a las funciones del modulo de sincronizacion de tiempoNfrecuencia r505 mostrado en la Fig. 62. El modulo de deteccion de tramas r703 puede realizar funciones identicas a las funciones del modulo de deteccion de tramas r506 mostrado en la Fig.

62.

En este punto, despues de que se realice la sincronizacion de tiempoNfrecuencia, la sincronizacion se puede mejorar usando un preambulo en cada trama que se envia desde el modulo de deteccion de tramas r703 durante el proceso de seguimiento.

El modulo de eliminacion de GI r704 y el modulo de FFT r705 pueden realizar funciones identicas a las funciones del modulo de eliminacion de GI r503 y el modulo de FFT r502 mostrados en la Fig. 62, respectivamente.

El modulo de estimacion de canal r706 y modulo de Ecualizacion de canal r707 pueden realizar una parte de la estimacion de canal y una parte de la ecualizacion de canal del modulo de EstNEc de canal r501 como se muestra en la Fig. 62. El analizador de tramas r708 puede sacar un segmento de datos y un preambulo donde se transmiten los servicios seleccionados por un usuario. Los bloques indicados por lineas inclinadas procesan un preambulo. Los bloques indicados por lineas horizontales que pueden incluir el PLP comun, procesan los segmentos de datos. El desintercalador en frecuencia r709-L1 usado en el recorrido de la L1 puede realizar el desintercalado en frecuencia dentro del ancho de banda del preambulo. El desintercalador en frecuencia r709 usado en el recorrido del segmento de datos puede realizar el desintercalado en frecuencia dentro del segmento de datos. El decodificador de cabecera de FEC r712-L1, el desintercalador en tiempo r710-L1, y descorrelacionador de simbolos r713-L1 usados en el recorrido de la L1 pueden realizar funciones identicas a las funciones del modulo de extraccion de ModCod r307-1, el desintercalador de simbolos r308-1, y el descorrelacionador de simbolos r306-1 mostrados en la Fig. 64.

El desintercalador de bits r714-L1 puede comprender bloques y secuencias de demultiplexor de bits r305-1 y el desintercalador interno r304-1 como se muestra en la Fig. 64. El decodificador de FEC r715-L1 puede comprender bloques y secuencias del codificador interno acortadoNperforado r303-1 y un decodificador externo r301-1 mostrado en la Fig. 64. En este punto, la salida del recorrido de la L1 puede ser informacion de seralizacion de L1 y se puede enviar a un controlador del sistema para restaurar los datos de PLP que se transmiten en segmentos de datos.

El desintercalador en tiempo r710 usado en el recorrido del segmento de datos puede realizar funciones identicas a las funciones del desintercalador de simbolos r308 mostrado en la Fig. 64. El analizador sintactico de segmentos de datos r711 puede sacar un PLP seleccionado por el usuario a partir de los segmentos de datos y, si es necesario, un PLP comun asociado con el PLP seleccionado por el usuario. Los decodificadores de cabecera de FEC r712-C y r712-K pueden realizar funciones identicas a las funciones del modulo de extraccion de ModCod r307 mostrado en la Fig. 64. Los descorrelacionadores de simbolos r713-C y r713-K pueden realizar funciones identicas a las funciones del descorrelacionador de simbolos r306 mostrado en la Fig. 64.

El desintercalador de bits r714-C y r714-K puede comprender bloques y secuencias del demultiplexor de bits r305 y el desintercalador interno r304 como se muestra en la Fig. 64. Los decodificadores de FEC r715-C y r715-K pueden comprender bloques y secuencias del decodificador interno r303 y del decodificador externo r301 como se muestra en la Fig. 64. Por ultimo, los modulos de proceso de salida r716-C y r716-K pueden comprender bloques y secuencias del desaleatorizador en BB r209, el modulo de eliminacion de cabecera en BB r207-1, el decodificador de CRC r206-1, el modulo de insercion de paquetes nulos r205-1, el recuperador de retardos r204-1, el recuperador de reloj de salida r203-1, y una interfaz de salida r202-1 que se realizan para cada PLP en la Fig. 35. Si se usa un PLP comun, se pueden transmitir el PLP comun y el PLP de datos asociados con el PLP comun a un recombinador de TS y se pueden transformar en un PLP seleccionado por el usuario.

Se deberia seralar a partir de la Fig. 114, que en un receptor, los bloques en el recorrido de la L1 no estan simetricamente secuenciados a un transmisor en contraposicion al recorrido de los datos donde los bloques se situan simetricamente o en secuencia opuesta de un transmisor. En otras palabras, para el recorrido de los datos, se situan el desintercalador en Frecuencia r709, el desintercalador en tiempo r710, el analizador sintactico de segmentos de Datos r711, y el decodificador de cabecera de FEC r712-C y r712-K. No obstante, para el recorrido de la L1, se situan el desintercalador en Frecuencia r709-L1, el decodificador de cabecera de FEC r712-L1, y el desintercalador en tiempo r710-L1.

La Fig. 112 muestra un ejemplo de intercalado general de bloques en un dominio de simbolos de datos donde no se usan pilotos. Como se ve a partir de la Fig. 112a, la memoria de intercalado se puede llenar sin pilotos negros. Para formar una memoria rectangular, se pueden utilizar celdas de relleno si es necesario. En la Fig. 112a, las celdas de

relleno se indican como celdas con lineas inclinadas. En el ejemplo, debido a que un piloto continuo puede solaparse con un tipo de patron piloto disperso, se requieren un total de tres celdas de relleno durante cuatro de la duracion de simbolos OFDM. Finalmente, en la Fig. 112b se muestran los contenidos de la memoria intercalada.

Como en la Fig. 112a, se puede realizar o bien escribir fila por fila y realizar trenzado de columna; o bien escribir de una manera trenzada desde el principio. La salida del intercalador puede comprender leer fila por fila desde la memoria. Los datos de salida que se han leido se pueden situar como se muestra en la Fig. 112c cuando se considera una transmision OFDM. En este momento, por simplicidad, se puede ignorar el intercalado en frecuencia. Como se ve en la Fig. 112, la diversidad de frecuencia no es tan alta como aquella de la Fig. 106, pero se mantiene en un nivel similar. Por encima de todo, puede ser ventajoso porque se puede optimizar la memoria requerida para realizar el intercalado y el desintercalado. En el ejemplo, el tamaro de la memoria se puede reducir desde W * D a (W-1) * D. Segun la anchura del segmento de datos llega a ser mas grande, el tamaro de la memoria se puede reducir mas.

Para las entradas del desintercalador en tiempo, un receptor deberia restaurar los contenidos del almacenador temporal de memoria en forma de la figura del medio de la Fig. 112 mientras que se consideran las celdas de relleno. Basicamente, los simbolos OFDM se pueden leer simbolo por simbolo y se pueden guardar fila por fila. El destrenzado correspondiente al trenzado de columna entonces se puede realizar. La salida del desintercalador se puede sacar en forma de lectura fila por fila desde la memoria de la Fig. 112a. De esta forma, cuando se compara con el metodo mostrado en la Fig. 106, se puede minimizar la sobrecarga de piloto, y por consiguiente se puede minimizar la memoria de intercaladoNdesintercalado.

La Fig. 115 muestra un intercalado en el tiempo (Fig. 115a) y un desintercalado en el tiempo (Fig. 115b).

La Fig. 115a muestra un ejemplo de un intercalador en tiempo 708-L1 para el recorrido de la L1 de la Fig. 113. Como se muestra en la Fig. 115a, el intercalado en el tiempo para el preambulo donde se transmite la L1, puede incluir celdas de datos de L1 de intercalado, excluyendo los pilotos que normalmente se transmiten en el preambulo. El metodo de intercalado puede incluir escribir los datos de entrada en una direccion diagonal (lineas continuas) y leer los datos fila por fila (lineas discontinuas), usando metodos identicos a los que se muestran en referencia a la Fig.

106.

La Fig. 115b muestra un ejemplo de un desintercalador en tiempo r712-L1 en el recorrido de la L1 como se muestra en la Fig. 114. Como se muestra en la Fig. 115b, para un preambulo donde se transmite la L1, se puede realizar el desintercalado de la celda de datos de L1, excluyendo los pilotos que se transmiten regularmente en el preambulo. El metodo de desintercalado puede ser identico al metodo que se muestra en la Fig. 109 donde los datos de entrada se escriben fila por fila (lineas continuas) y se leen en una direccion diagonal (lineas discontinuas). Los datos de entrada no incluyen ningun piloto, por consiguiente, los datos de salida tienen celdas de datos de L1 que no incluyen tampoco un piloto. Cuando un receptor usa un unico almacenador temporal en un desintercalador en tiempo para el preambulo, se puede usar la estructura del generador de direcciones que tiene una memoria desintercaladora como se muestra en la Fig. 110.

El desintercalado (r712-L1) se puede realizar usando las operaciones de direccion como sigue:

la muestra de orden i en el bloque de orden j, incluyendo el piloto

i = 0, 1, 2, ....., N-1;

N = D*W;

Ci,j = i mod W;

Tw = ((Ci,j mod D)*j) mod D;

Ri,j = ((i divW) � Tw) mod D;

Li,j(1) = Ri,j*W � Cij; O bien Li,j(2) = Ci,j*D � Ri,j;

En las operaciones anteriores, una longitud de una fila, W es la longitud de una fila de una memoria de intercalado como se muestra en la Fig. 115. La longitud de la columna, D es una profundidad de intercalado en el tiempo del preambulo, que es un numero de simbolos OFDM que se requiere para transmitir los preambulos.

La Fig. 116 muestra un ejemplo de formacion de simbolos OFDM mediante pilotos de programacion y preambulos de entrada a partir del formador de tramas 711 como se muestra en la Fig. 113. Las celdas en blanco forman una cabecera de L1 que es una seral de salida del modulo de cabecera de FEC 705-L1 en el recorrido de la L1, como se muestra en la Fig. 113. Las celdas grises representan los pilotos continuos para el preambulo que se generan por el modulo de generacion de pilotos 710 como se muestra en la Fig. 113. Las celdas con patrones representan las celdas de seralizacion de L1 que son una seral de salida del correlacionador de preambulos 707-L1 como se muestra en la Fig. 113. La Fig. 116a representa simbolos OFDM cuando el intercalado en el tiempo esta apagado y la Fig. 116b representa simbolos OFDM cuando el intercalado en el tiempo esta encendido. La cabecera de L1 se puede excluir del intercalado en el tiempo porque la cabecera de L1 transmite una longitud de campo de seralizacion de L1 y una informacion de bandera de intercalado en el tiempo encendidaNapagada. Ello es porque la cabecera de L1 se arade antes del intercalado en el tiempo. Como ya se menciono, el intercalado en el tiempo se realiza excluyendo las celdas de piloto. El resto de las celdas de datos de L1 se pueden intercalar como se muestra en la Fig. 115, entonces se pueden asignar a subportadoras OFDM.

La Fig. 117 muestra un ejemplo de Intercaladores en Tiempo 708-0 -708-K que pueden intercalar simbolos de datos que se envian desde los Correlacionadores de Segmentos de Datos 706-0 - 706-K en el recorrido de los datos de un transmisor OFDM usando un segmento de datos mostrado en la Fig. 113. El intercalado en el tiempo se puede realizar para cada segmento de datos. Los simbolos intercalados en el tiempo se pueden sacar en los Intercaladores de Frecuencia 709-0 -709-K.

La Fig. 117 tambien muestra un ejemplo de un intercalador en tiempo simple que usa un unico almacenador temporal. La Fig. 117a muestra una estructura de simbolos OFDM antes del intercalado en el Tiempo. Los bloques con los mismos patrones representan el mismo tipo de simbolos OFDM. La Fig. 117b y la Fig. 117c muestran estructuras de simbolos OFDM despues del intercalado en el tiempo. El metodo de intercalado en el tiempo se puede dividir en Tipo 1 y Tipo 2. Cada tipo se puede realizar alternativamente para simbolos pares y simbolos impares. Un receptor puede realizar el desintercalado en consecuencia. Una de las razones de usar alternativamente el tipo 1 y el tipo 2 es reducir la memoria requerida en un receptor usando un unico almacenador temporal durante el desintercalado en el tiempo.

La Fig. 117b muestra un intercalado en el tiempo que usa un intercalado tipo 1. Los simbolos de entrada se pueden escribir en una direccion diagonal hacia abajo y se pueden leer en una direccion de la fila. La Fig. 117c muestra un intercalado en el tiempo que usa un intercalado tipo 2. Los simbolos de entrada se pueden escribir en una direccion diagonal hacia arriba y se pueden leer en una direccion de la fila. La diferencia entre el tipo 1 y tipo 2 es si una direccion de escritura del simbolo de entrada es hacia arriba o hacia abajo. Los dos metodos son diferentes en la manera de escribir los simbolos, no obstante los dos metodos son identicos en terminos de presentar profundidad de intercalado en el tiempo completa y diversidad de frecuencia completa. No obstante, usar estos metodos puede causar un problema durante una sincronizacion en un receptor debido al uso de dos esquemas de intercalado.

Puede haber dos posibles soluciones. La primera solucion puede ser la seralizacion de 1 bit de un tipo de intercalado de un primer bloque intercalador que llega primero despues de cada preambulo, a traves de la seralizacion de L1 del preambulo. Este metodo es realizar un intercalado correcto a traves de la seralizacion. La segunda solucion puede ser formar una trama que tenga una longitud de un numero par de bloques de intercalado. Usando este metodo, un primer bloque de intercalado de cada trama puede tener un tipo identico, de esta manera, se puede resolver el problema de sincronizacion de bloque de intercalado. Por ejemplo, el problema de sincronizacion se puede resolver aplicando el intercalado de tipo 1 a un primer bloque de intercalado y aplicando secuencialmente a los siguientes bloques de intercalado dentro de cada trama, luego finalizando un ultimo bloque de intercalado de cada trama con intercalado de tipo 2. Este metodo requiere a una trama estar compuesta de dos bloques de intercalado pero puede ser ventajoso porque no se requiere seralizacion adicional como en el primer metodo.

La Fig. 122 muestra una estructura de un desintercalador en Tiempo r710 de un receptor mostrado en la Fig. 114. El desintercalado en el tiempo se puede realizar en las salidas del desintercalador en Frecuencia r709. El desintercalador en tiempo de la Fig. 122 representa un esquema de desintercalado que es un proceso inverso de un intercalado en el tiempo mostrado en la Fig. 117. El desintercalado, comparado con la Fig. 117, tendra una manera contraria en la lectura y la escritura. En otras palabras, el desintercalador de tipo 1 puede escribir los simbolos de entrada en una direccion de fila y puede leer los simbolos escritos en una direccion diagonal hacia abajo. El desintercalador de tipo 2 puede escribir los simbolos de entrada en una direccion diagonal hacia abajo y puede leer los simbolos escritos en una direccion de la fila. Estos metodos pueden permitir escribir los simbolos recibidos donde se leen previamente los simbolos haciendo una direccion de escritura de simbolos del desintercalador de tipo 2 identica a una direccion de lectura de simbolos del desintercalador de tipo 1. De esta manera, un receptor puede realizar un desintercalado usando un unico almacenador temporal. Ademas, se puede realizar una implementacion

simple debido a los metodos de desintercalado de tipo 1 y tipo 2 que se realizan o bien escribiendo y leyendo simbolos en una direccion diagonal o bien en una direccion de la fila.

No obstante, el uso de estos metodos puede causar un problema en la sincronizacion en un receptor debido al uso de dos esquemas de intercalado. Por ejemplo, el desintercalado de tipo 1 de simbolos intercalados de una manera tipo 2 puede causar deterioro en el rendimiento. Puede haber dos posibles soluciones. La primera solucion puede ser determinar un tipo de un bloque de intercalado que llega despues de un preambulo, usando 1 bit de un tipo de intercalado de una parte de seralizacion de L1 transmitida. La segunda solucion puede ser realizar el desintercalado usando un tipo segun un primer bloque de intercalado dentro de una trama, si un numero de bloques de intercalado dentro de una trama es un numero par. El simbolo desintercalado se puede sacar en un Analizador Sintactico de Segmentos de Datos r711.

La Fig. 118 muestra una logica de generacion de direcciones que es identica a una logica de generacion de direcciones de un unico almacenador temporal, cuando un intercalador de bloques usa dos almacenadores temporales de memoria como en la Fig. 106. La logica de generacion de direcciones puede realizar funciones identicas que las funciones mostradas en la Fig. 106. Definiendo una profundidad de intercalado en el tiempo D como un numero de filas de una memoria de desintercalado y definiendo una anchura de segmento de datos W como un numero de columna, las direcciones mostradas en la Fig. 118 se pueden generar mediante un generador de direcciones. Las direcciones pueden incluir posiciones de piloto. Para intercalar en el tiempo los simbolos de entrada que incluyen solamente los simbolos de datos, se puede requerir una logica de control que pueda saltarse direcciones. Las direcciones usadas en los preambulos de intercalado pueden no requerir posiciones de piloto y el intercalado se puede realizar usando bloques de L1. La i representa un indice de un simbolo de entrada, N=D*W representa una longitud de bloque de intercalado. Ri y Ci representan una direccion de fila y una direccion de columna de un simbolo de entrada de orden i, respectivamente. Tw representa un valor de trenzado de columna o parametro de trenzado a partir de una direccion donde se situa un simbolo. Li representa las direcciones cuando se implementa una memoria de una dimension que tiene un unico almacenador temporal. Los valores de Li pueden ser de 0 a (N-1). En esta memoria unidimensional, son posibles al menos dos metodos. Li (1) esta acoplando una matriz de memoria fila por fila y Li (2) esta acoplando una matriz de memoria columna por columna. Un receptor puede usar la logica de generacion de direcciones en la lectura de los simbolos durante un desintercalado.

La Fig. 119 muestra otro ejemplo de un preambulo. Para un caso cuando se usa un simbolo OFDM que tiene un tamaro de 4K-FFT en un ancho de banda de 7,61MHz y una sexta portadora dentro de un simbolo OFDM y las portadoras en ambos extremos se usan como pilotos, un numero de portadoras que se pueden usar en la seralizacion de L1 se puede suponer que es 2840. Cuando estan unidos multiples canales, pueden existir multiples anchos de banda de preambulo. El numero de portadoras puede cambiar dependiendo de un tipo de pilotos a ser usado, un tamaro de FFT, un numero de canales unidos, y otros factores. Si un tamaro de una L1 XFEC FRAME que incluye una L1 header (H) que va a ser asignada a un unico simbolo OFDM y bloque de FEC de L1 (L1 FEC1) es menor que un unico simbolo OFDM (5w-a-1), la L1 XFEC FRAME que incluye la L1 header se puede repetir para completar una parte restante del unico simbolo OFDM (5w-a-2). Esto es similar a la estructura de preambulo de la Fig. 93. Para un receptor para recibir un segmento de datos que se situa en un cierto ancho de banda de canales unidos, se puede situar una ventana de sintonizador del receptor en un cierto ancho de banda.

Si una ventana de sintonizador de un receptor se situa como 5w-a-3 de la Fig. 119, puede ocurrir un resultado incorrecto durante la fusion de las L1 XFEC FRAME repetidas. El caso 1 de la Fig. 119 puede ser tal ejemplo. Un receptor encuentra la L1 Header (H) para situar una posicion de inicio de una L1 Header (H) dentro de una ventana de sintonizador, pero la L1 Header encontrada puede ser una cabecera de una L1 XFEC FRAME incompleta (5wa-4). La informacion de seralizacion de L1 no se puede obtener correctamente si una longitud de la L1 XFEC FRAME se obtiene en base a esa L1 Header y el resto de la parte (5w-a-5) se arade a una posicion inicial de esa L1 Header. Para impedir tal caso, un receptor puede necesitar operaciones adicionales para encontrar una cabecera de una L1 XFEC FRAME completa. La Fig. 120 muestra tales operaciones. En el ejemplo, para encontrar una cabecera de una L1 XFEC FRAME completa, si existe una L1 XFEC FRAME incompleta en un preambulo, un receptor puede usar al menos dos L1 Headers para encontrar una ubicacion de inicio de la L1 Header para fusionar la L1 XFEC FRAME. Primero, un receptor puede encontrar la L1 Header a partir de un simbolo OFDM de preambulo (5w-b-1). Entonces usando una longitud de una L1 XFEC FRAME dentro de la L1 Header encontrada, el receptor puede comprobar si toda L1 XFEC FRAME dentro de un simbolo OFDM actual es un bloque completo (5w-b-2). Si no es asi, el receptor puede encontrar otra L1 Header a partir del simbolo de preambulo actual (5w-b-3). A partir de una distancia calculada entre una L1 Header recien encontrada y una L1 Header previa, se puede determinar si una cierta L1 XFEC FRAME es un bloque completo (5w-b-4). Entonces, se puede usar una L1 Header de una L1 XFEC FRAME completa como un punto de inicio para la fusion. Usando el punto de inicio, la L1 XFEC FRAME se puede fusionar (5w-b-5). Usando estos procesos, se puede esperar el caso 2 o la fusion correcta mostrada en la Fig. 119 en un receptor. Estos procesos se pueden realizar en el Decodificador de Cabecera de FEC r712-L1 en el recorrido de la seral L1 de la Fig. 114.

La Fig. 121 es un ejemplo de una estructura de preambulo que puede eliminar las operaciones adicionales antes mencionadas en un receptor. A diferencia de la estructura de preambulo previa, cuando se rellena una parte restante

de un simbolo OFDM, solamente se puede llenar repetidamente la L1 FEC1 de una L1 XFEC FRAME, excluyendo la L1 Header (H) (5w-c-2). En este sentido, cuando un receptor encuentra una posicion de inicio de una L1 Header

(H) para fusionar la L1 XFEC FRAME, se puede encontrar la L1 Header de solamente una L1 XFEC FRAME completa (5w-c-4), de esta manera, sin operaciones adicionales, la L1 XFEC FRAME se puede fusionar usando la el L1 Header encontrada. Por lo tanto, los procesos tales como 5w-b-2, 5w-b-3, y 5w-4-b mostrados en la Fig. 120 se pueden eliminar en un receptor. Estos procesos y los procesos contrarios de los procesos se pueden realizar en el Decodificador de Cabecera de FEC r712-L1 en el recorrido de la seral de L1 de un receptor de la Fig. 114 y en la cabecera de FEC 705-L1 en el recorrido de la seral de L1 de un transmisor de la Fig. 113.

El desintercalador en tiempo r712-L1 en el recorrido de la L1 de un receptor de la Fig. 114 puede desintercalar las celdas de bloque de L1 o las celdas con patrones, excluyendo otras celdas tales como la cabecera del preambulo y las celdas de piloto. Las celdas del bloque de L1 estan representadas por las celdas con patrones como se muestra en la Fig. 116. La Fig. 123 muestra otro ejemplo de un transmisor OFDM que usa segmentos de datos. Este transmisor puede tener una estructura identica y puede realizar una funcion identica a la del transmisor de la Fig. 113, excepto los bloques aradidos y modificados. El correlacionador de preambulo 1007-L1 puede correlacionar bloques de L1 y cabeceras de bloques de L1 que son salidas de la cabecera de FEC 705-L1 en simbolos de preambulo usados en una trama de transmision. Especificamente, la cabecera de bloque de L1 se puede repetir para cada preambulo y el bloque de L1 se puede dividir tanto como un numero de preambulos usados. El intercalador en tiempo 1008-L1 puede intercalar los bloques de L1 que se dividen en preambulos. En este punto, la cabecera de bloque de L1 se puede o bien incluir en el intercalado o bien no incluir en el intercalado. Si la cabecera de bloque de L1 se incluye o no puede no cambiar una estructura de seral de una cabecera de bloque de L1 pero puede cambiar un orden de intercalado y transmision de los bloques de L1. El modulo de repeticion de L1 XFEC 1015-L1 puede repetir los bloques de L1 XFEC intercalados en tiempo dentro de un ancho de banda del preambulo. En este punto, la cabecera de bloque de L1 se puede o bien repetir dentro de un preambulo o bien no repetirse dentro de un preambulo.

La Fig. 124 muestra otro ejemplo de un receptor OFDM que usa segmentos de datos. Este receptor tiene una estructura identica y puede realizar una funcion identica al receptor de la Fig. 114, excepto los bloques aradidos y modificados. El decodificador de cabecera de FEC r1012-L1 puede sincronizar las cabeceras de L1 dentro de un preambulo. Si se repiten las cabeceras de L1, las cabeceras de L1 se pueden combinar para obtener una ganancia de SNR. Entonces, el decodificador de cabecera de FEC r712-L1 de la Fig. 114 puede realizar una decodificacion de FEC. El proceso de sincronizacion puede dar una ubicacion de una cabecera correlacionando la palabra de sincronizacion de una cabecera y los preambulos. Para desplazamientos de frecuencia de multiplo de un entero, se puede determinar un intervalo de correlacion a partir del direccionamiento circular.

El combinador de L1 XFEC r1017-L1 puede combinar bloques de L1 XFEC para obtener una ganancia de SNR, cuando los bloques de L1 divididos se reciben dentro de un preambulo. El desintercalador en tiempo r1010-L1 puede desintercalar en el tiempo los bloques de L1 dentro de un preambulo. Dependiendo de si las cabeceras de bloque de L1 se intercalan en el tiempo o no en un transmisor, las cabeceras de bloque de L1 se pueden desintercalar en un receptor en consecuencia. Un orden de desintercalado de los bloques de L1 se puede cambiar dependiendo de si las cabeceras de bloques de L1 se intercalan en el tiempo o no en un transmisor. Por ejemplo, cuando el intercalado en el tiempo esta ENCENDIDO como en la Fig. 116, una ubicacion de la celda numero 33 que es una primera celda de bloque de L1 dentro de un primer preambulo, puede cambiar. En otras palabras, cuando las cabeceras de bloque de L1 no se incluyen en un intercalado, se recibira una seral intercalada que tiene las ubicaciones de las celdas como se muestra en la Fig. 116. Si las cabeceras de bloque de L1 se incluyen en un intercalado, la ubicacion de la celda numero 33 necesita ser cambiada para desintercalar las celdas que estan intercaladas diagonalmente, usando una primera celda de una primera cabecera de bloque de L1 dentro de un primer preambulo como referencia. El fusionador de L1 FEC r1018-L1 puede fundir los bloques de L1 que estan divididos en muchos preambulos en un unico bloque de L1 para la decodificacion de FEC.

Con 1 bit adicional, el campo PLP type de los campos de seralizacion de L1 que se transmiten en un preambulo puede tener los siguientes valores.

PLP type = 00 (PLP comun)

PLP type = 01 (PLP de datos normal)

PLP type = 10 (PLP de datos demultiplexados)

PLP type = 11 (reservado)

Un PLP de datos normal representa un PLP de datos cuando se transmite un unico servicio en un unico segmento de datos. Un PLP de datos demultiplexado representa un PLP de datos cuando se demultiplexa un unico servicio en multiples segmentos de datos. Cuando un usuario cambia de servicio, si la seralizacion de L1 y la seralizacion de L2 se almacenan en un receptor, se puede eliminar la espera de una informacion de seralizacion de L1 dentro de una proxima trama. Por lo tanto, un receptor puede cambiar los servicios de manera eficiente y un usuario puede

tener el beneficio de menos retardo durante un cambio de servicio. La Fig. 128 muestra las estructuras de seral del bloque de L1 que se transmite en un preambulo, para el flujo de intercalado en el tiempo y el flujo de desintercalado en el tiempo. Como se ve en la Fig. 128, se puede realizar el intercalado y el desintercalado no sobre un ancho de banda de preambulo entero, sino sobre un bloque de L1 dividido.

La Fig. 129 es un ejemplo de un campo de intercalado en el tiempo de L1 de los campos de seralizacion de L1, procesado por el modulo de cabecera de FEC 705-L1 en el recorrido de la L1 mostrado en la Fig. 123. Como se muestra en la Fig. 129, se pueden usar un bit o dos bits para el parametro de intercalado en el tiempo. Si se usa un bit, el intercalado no se realiza cuando el valor del bit es 0 y se puede realizar el intercalado que tiene una profundidad de simbolos OFDM usados en los simbolos de preambulo cuando el valor del bit es 1. Si se usan dos bits, se realiza el intercalado con profundidad de intercalado de 0 o no intercalado cuando el valor de los bits es 00 y el intercalado que tiene una profundidad de los simbolos OFDM usados en los simbolos del preambulo se puede realizar cuando el valor de los bits es de 01. El intercalado que tiene una profundidad de cuatro simbolos OFDM se puede realizar cuando el valor de los bits es de 10. El intercalado que tiene la profundidad de ocho simbolos OFDM se puede realizar cuando el valor de los bits es de 11.

Un receptor, especificamente, el decodificador de cabecera de FEC r1012-L1 en el recorrido de la L1 mostrado en la Fig. 124 puede extraer los parametros de Intercalado en el Tiempo (TI) mostrados en la Fig. 129. Usando los parametros, el desintercalador en Tiempo r1010-L1 puede realizar el desintercalado segun la profundidad de intercalado. Los parametros que se transmiten en la cabecera de L1 son el tamaro de la informacion de L1 (15bits), el parametro de intercalado en el tiempo (maximo 2 bits) y la CRC (maximo 2 bits). Si se usa un codigo Reed-Muller RM (16, 32) para codificar el campo de seralizacion de cabecera de L1, debido a que los bits que se pueden transmitir son 16 bits, no existe un numero suficiente de bits. La Fig. 130 muestra un ejemplo de campo de seralizacion de L1 que se puede usar para tal caso y un metodo de relleno.

La Fig. 130 muestra procesos realizados en el modulo de cabecera de FEC 705-L1 en el recorrido de la L1 de la Fig.

123. En la Fig. 130a, L1( ) en la columna de campos de seralizacion representa el tamaro de L1 y TI( ) representa el tamaro para los parametros de intercalado en el tiempo. Para el primer caso o cuando se transmiten el tamaro de L1 (15 bits) y TI (1 bit), puede no ser necesario un relleno adicional y se puede obtener un rendimiento de decodificacion sustancial de la cabecera de L1, no obstante, debido a que se transmite informacion de si realizar o no un intercalado en el tiempo, para un bloque de L1 corto, no se puede obtener un efecto de intercalado.

Para el segundo caso o cuando el tamaro de L1 se reduce a 1N8 de su tamaro original, llega a ser posible transmitir informacion con numeros de bits tales como L1 (12 bits), TI (2 bits) y CRC (2 bits). De esta manera, para el segundo caso, se pueden esperar el mejor rendimiento de decodificacion de L1 y el efecto de intercalado en el tiempo. No obstante, el segundo caso requiere un proceso de relleno adicional para hacer el tamaro de L1 un multiplo de ocho si el tamaro de L1 no es un multiplo de ocho. La Fig. 130b representa el metodo de relleno que se puede realizar en la seral de L1 (700-L1) de la Fig. 123. Esto muestra que el relleno se situa despues del bloque de L1 y cubre con la codificacion de CRC. Por consiguiente, en un receptor, el modulo de BCHNLDPC de decodificacion de FEC r715-L1 en el recorrido de la L1 de la Fig. 124 puede realizar la decodificacion de FEC, entonces si no hay error cuando se comprueba el campo de CRC, se puede realizar un analisis sintactico de bits segun el campo de seralizacion de L1, entonces se requiere un proceso que define el resto de bits como relleno o CRC32 y que excluye el resto de bits de los parametros.

Para el tercer caso o cuando el tamaro de L1 se expresa como un numero de celdas correlacionadas QAM, no un numero de bits, se puede reducir el numero de bits. Para el cuarto caso, el tamaro de L1 se expresa no como un tamaro de un bloque de L1 entero, sino como un tamaro de L1 por cada simbolo OFDM. De esta manera, para que un receptor obtenga un tamaro de un bloque de L1 entero, necesita ser realizada una multiplicacion del tamaro del bloque de L1 en un unico simbolo OFDM por un numero de simbolos OFDM usados en el preambulo. En este caso, el tamaro de L1 real necesita excluir el relleno.

Para el quinto caso, expresando el bloque de L1 no como un numero de bits sino como un numero de celdas correlacionadas QAM, es posible mas reduccion en bits. Para los casos tercero a quinto, se muestran los parametros CRC, TI, y un numero de bits de relleno necesarios. Para un caso donde se expresa el tamaro de bloque de L1 como un numero de celdas, para que un receptor obtenga el tamaro de L1 en bits, el receptor necesita multiplicar un numero de bits donde solamente se transmiten celdas por un tamaro de L1 recibido. Ademas, necesita ser excluido un numero de bits de relleno.

El ultimo caso muestra un aumento del numero total de bits a 32 bits usando dos bloques de codigo RM en la cabecera. El total de campos de CRC llega a ser de cuatro bits debido a que cada bloque de codigo RM necesita dos bits del campo de CRC. Un receptor o un decodificador de cabecera de FEC r1012-L1 en el recorrido de la L1 de la Fig. 124, necesitan obtener los parametros necesarios realizando la decodificacion de FEC sobre un total de dos bloques de FEC. Usando los parametros obtenidos, un receptor, especificamente el desintercalador en tiempo r1010-L1 en el recorrido de L1 de la Fig. 124, puede determinar si realizar o no el desintercalado y puede obtener una profundidad de desintercalado, si el desintercalado se determina que sea realizado. Ademas, el modulo de

BCHNLDPC de decodificacion de FEC r715-L1 puede obtener la longitud del bloque de LDPC requerida para realizar la decodificacion de FEC y los parametros de acortadoNperforacion. Los campos de relleno innecesarios requeridos para enviar la seral de L1 a un controlador del sistema se pueden eliminar.

La Fig. 125 muestra un ejemplo de un Intercalado en el Tiempo (TI) del segmento de datos. El proceso de TI supone que todas las posiciones de piloto son conocidas. El TI puede sacar solamente las celdas de datos, excluyendo los pilotos. Conocer las posiciones de piloto permite corregir el numero de celdas de salida para cada simbolo OFDM. Ademas, el TI se puede implementar mediante un unico almacenador temporal en un receptor.

La Fig. 126 muestra un ejemplo de una implementacion eficiente de Desintercalador en el Tiempo en un receptor. La Fig. 126a muestra cuatro esquemas de desintercalado diferentes segun una realizacion de la presente invencion. La Fig. 126b muestra un unico almacenador temporal que realiza el desintercalado. La Fig. 126c muestra un esquema ejemplar para dirigir los bloques de L1 en una matriz de 2D o una secuencia de 1D.

Como se muestra en la Fig. 126a-c, usando un algoritmo de almacenador temporal unico puede ser mas eficiente la implementacion del desintercalador en tiempo. El algoritmo se puede caracterizar leyendo las celdas de salida desde la memoria primero, entonces escribir las celdas de entrada donde se leen las celdas de salida. El direccionamiento diagonal se puede considerar como un direccionamiento circular en cada columna.

Mas especificamente, con referencia a la Fig. 126a, estos cuatro metodos de escritura y lectura aplican secuencialmente a las tramas C2 que se reciben en un receptor. La primera trama recibida en un receptor se escribe en la memoria del desintercalador en la Fig. 126c en el camino para bloque de orden 0 en la Fig. 126a y se lee en el camino para el bloque 1�. La segunda trama recibida se escribe en la memoria del desintercalador en la Fig. 126b en el camino para el bloque 1� y se lee para el bloque 2�. La tercera trama recibida se escribe en la memoria del desintercalador en la Fig. 126b en el camino para el bloque 2� y se lee en el camino para que el bloque 3�. La cuarta trama recibida se escribe en la memoria del desintercalador en la Fig.126b en el camino para el bloque 3� y se lee en el camino para el bloque de orden 0, y asi sucesivamente. Es decir, los metodos de escritura y lectura en la Fig. 126a se pueden aplicar secuencial y ciclicamente a las tramas C2 que se reciben secuencialmente.

El proceso de intercalado en el Tiempo (TI) se puede realizar en los preambulos como se muestra en la Fig. 127. Las posiciones de piloto son periodicas y facilmente eliminadas y no es necesario el intercalado para la cabecera de bloque de L1. Esto es porque la cabecera del preambulo transporta parametros de TI y tanto el intercalado como el no intercalado tienen los mismos resultados debido a la repeticion. De esta manera, solamente se intercalan las celdas de seralizacion de L1. Se puede aplicar el unico almacenador temporal usado en el TI del segmento de datos.

La Fig.128 muestra el Flujo de IntercaladoNDesintercalado en el Tiempo del preambulo. El intercalado se puede realizar dentro de un bloque de L1, en lugar del preambulo entero. En un transmisor, como se muestra en la Fig.

128a, el bloque de L1 se puede codificar entonces se puede realizar un intercalado dentro del bloque de L1

, y el bloque de L1 intercalado se puede repetir dentro de un preambulo. En un receptor, como se muestra en la

Fig. 128b, a partir de un preambulo recibido , el bloque de L1 se puede combinar o sincronizar y se puede

obtener un unico periodo de bloque de L1 , y el bloque de L1 combinado se puede desintercalar .

La Fig. 129 muestra unos parametros de profundidad de intercalado en el Tiempo en la seralizacion de cabecera de L1. Para la estructura de cabecera de L1, RM (16, 32) tiene una capacidad de 16 bits. Un maximo de 2 bits de CRC puede mejorar el rendimiento de la BER de RM. Los campos de seralizacion requeridos de la cabecera de L1 son L1 info size (15 bits) que puede requerir un maximo de 5 simbolos OFDM y TI depth (2 bits o 1 bit). No obstante, un total de 18 o 19 bits exceden la capacidad de la cabecera de L1.

La Fig.131 muestra un ejemplo de una seralizacion L1 transmitida en una cabecera de trama. La informacion de seralizacion L1 se puede usar como los parametros de decodificacion en el receptor. Especialmente, los modulos en el recorrido de la seral L1 de la Fig.124 pueden realizar la decodificacion de seralizacion de L1 y los modulos en el recorrido del PLP de la Fig.124 pueden usar parametros, de esta manera, se pueden decodificar los servicios. Un receptor puede obtener los parametros de la seralizacion de L1 a partir de las serales del recorrido de la L1 que se decodifica segun un orden de cada campo y la longitud de campo. Los siguientes explican el significado de cada campo y su uso. Se puede modificar un nombre de cada campo, un numero de bits para cada campo, o un ejemplo de cada campo.

Num chbon: Este campo indica un numero de canales usados en una union de canales. Usando este campo, un receptor puede obtener un ancho de banda total de los canales usados. Un canal puede tener 6MHz, 7MHz, 8MHz, u otros valores de ancho de banda.

Num dslice: Este campo indica un numero de segmentos de datos existentes en una union de canales. Despues de decodificar la seralizacion de L1, un receptor accede a un bucle donde esta contenida la informacion de los segmentos de datos, para obtener informacion del segmento de datos. Usando este campo, un receptor puede obtener un tamaro del bucle para la decodificacion.

Num notch: Este campo indica una serie de bandas de ranura existentes en una union de canales. Despues de decodificar la seralizacion de L1, un receptor accede a un bucle donde esta contenida la informacion de la banda de ranura, para obtener informacion de la banda de ranura. Usando este campo, un receptor puede obtener un tamaro del bucle para la decodificacion.

Para cada segmento de datos, dslice id, dslice start, dslice width, dslice ti depth, dslice type, dslice pwr allocation, y la informacion de PLP se pueden transmitir en un preambulo de una cabecera de trama. El segmento de datos se puede considerar como un ancho de banda especifico que contiene uno o mas PLP. Los servicios se pueden transmitir en los PLP. Un receptor necesita acceder a un segmento de datos que contiene un PLP especifico, para decodificar un servicio.

Dslice id: Este campo se puede usar para identificacion del segmento de datos. Cada segmento de datos en un canal unido puede tener un valor unico. Cuando un receptor accede a uno de los PLP para decodificar servicios, este campo se puede usar por el receptor para diferenciar un segmento de datos donde se situa el PLP, a partir de otros segmentos de datos.

Dslice start: Este campo indica una ubicacion de inicio de un segmento de datos dentro de un canal unido. Usando este campo, un receptor puede obtener una frecuencia donde comienza el segmento de datos. Ademas, la sintonizacion para acceder a un segmento de datos se puede realizar usando este campo.

Dslice width: Este campo indica un ancho de banda de un segmento de datos. Usando este campo, un receptor puede obtener un tamaro de un segmento de datos. Especialmente, este campo se puede usar en el intercalado en el tiempo para permitir la decodificacion. �unto con el campo dslice start, un receptor puede determinar que frecuencia decodificar a partir de las serales de RF recibidas. Este proceso se puede realizar en el Sintonizador r700 de la Fig.124. Una informacion tal como dslice start y dslice width se puede usar como una seral de control del Sintonizador r700.

Dslice ti depth: Este campo indica la profundidad del intercalador en tiempo usado en los segmentos de datos de intercalado en el tiempo. �unto con dslice width, un receptor puede obtener una anchura y una profundidad de un desintercalador en tiempo y puede realizar el desintercalado en tiempo. La Fig.132 muestra un ejemplo de un dslice ti depth. En el ejemplo, 1, 4, 8, o 16 de los simbolos OFDM se usan en el intercalado en el tiempo. Esto se realiza en el desintercalador en tiempo r710 de la Fig.124. Dslice width y dslice ti depth se pueden usar como seral de control.

Dslice type: Este campo indica el tipo de un segmento de datos. El segmento de datos de tipo 1 tiene un unico PLP dentro del mismo y el PLP es una CCM (codificacion y modulacion constante) aplicada. El segmento de datos de tipo 2 representa todos los otros tipos de segmentos de datos. Usando este campo, un receptor puede realizar la decodificacion segun el PLP. Un PLP de tipo 1 no tiene cabecera de FECFRAME, de esta manera un receptor no busca la cabecera de FECFRAME. Para el tipo 2, un receptor busca la cabecera de FECFRAME del PLP para obtener informacion de MODCOD. La Fig.133 muestra un ejemplo de dslice type. Usando este campo, el analizador sintactico de segmento de datos r711 de la Fig.124 puede controlar los decodificadores de cabecera de FEC r712-c,

k.

Dslice pwr allocation: Este campo indica una potencia de un segmento de datos. Cada segmento de datos puede tener una potencia diferente de otros segmentos de datos. Es para la adaptacion de enlace en un sistema por cable. Un receptor puede usar este campo para controlar la potencia del segmento de datos recibido. El Sintonizador r700 de la Fig.124 puede ajustar la ganancia de seral usando este campo.

Num plp: Este campo indica un numero de PLP en un segmento de datos. Despues de decodificar la seralizacion de L1, un receptor accede a un bucle que incluye informacion del PLP. Usando este campo un receptor puede obtener un tamaro del bucle y decodificar los PLP.

Para cada PLP, plp id, plp type, reprocesamiento PSINSI, plp payload type, plp modcod, y plp start addr se pueden transmitir en una cabecera de trama (preambulo). Cada PLP puede transmitir uno o mas flujos o paquetes tales como TS y GSE. Un receptor puede obtener servicios decodificando los PLP donde se transmiten los servicios.

Plp id: Este campo es un identificador de PLP y tiene un valor unico para cada PLP en un canal unido. Usando este campo, un receptor puede acceder a un PLP donde existe un servicio a decodificar. Este campo puede servir a un proposito identico con el plp id transmitido en una cabecera de FECFRAME. Los decodificadores de Cabecera de FEC r712-c, k de la Fig.124 pueden acceder a un PLP necesario usando este campo.

Plp type: Este campo indica si un tipo de PLP es un PLP comun o un PLP de datos. Usando este campo, un receptor puede encontrar un PLP comun y puede obtener la informacion requerida para decodificar un paquete de TS del PLP comun. Ademas, el receptor puede decodificar un paquete de TS dentro de un PLP de datos. La Fig.134 muestra un ejemplo de plp type.

Reprocesamiento PSINSI: Este campo indica si una PSINSI de una seral recibida se vuelve a procesar o no. Usando este campo, un receptor puede determinar si se refiere a la PSINSI de un servicio especifico a partir de un servicio de transmitido. Si un receptor no puede referirse a una PSINSI de un servicio especifico a partir de un servicio de transmision, la PSINSI que se puede referir mediante un servicio especifico se puede transmitir a traves de un PLP comun, por ejemplo. Usando esta informacion, un receptor puede decodificar servicios.

Plp payload type: Este campo indica el tipo de datos de carga util que transmite el PLP. Un receptor puede usar este campo antes de decodificar datos dentro de los PLP. Si un receptor no puede decodificar el tipo especifico de datos, se puede impedir decodificar un PLP que contiene ese tipo de datos especifico. La Fig.135 muestra un ejemplo de plp payload type. Si un segmento de datos tiene un unico PLP y una CCM se aplica al segmento de datos, es decir, el segmento de datos de tipo 1, los campos tales como plp modcod y plp start addr se pueden transmitir adicionalmente.

Plp modcod: Este campo indica el tipo de modulacion y la tasa de codigo de FEC usados en el PLP. Usando este campo, un receptor puede realizar demodulacion QAM y Decodificacion de FEC. La Fig.136 muestra un ejemplo de plp modcod. Esos valores mostrados en la Fig.136 se pueden usar en la modcod que se transmite en una cabecera de una FECFRAME. Los Descorrelacionadores de simbolos r713-c, k y modulo BCHNLDPC de Decodificacion de FEC r715-c, k de la Fig.124 pueden usar este campo para decodificacion.

Plp start addr: Este campo indica donde una primera FECFRAME de un PLP aparece en una trama de transmision. Usando este campo, un receptor puede obtener una ubicacion de inicio de FECFRAME y realizar la decodificacion de FEC. Usando este campo, el Analizador Sintactico de segmento de datos r711 de la Fig.124 puede sincronizar las FECFRAME para los PLP de tipo 1. Para cada banda de ranura, una informacion tal como notch start y notch width se puede transmitir en una cabecera de trama (preambulo).

Notch start: Este campo indica una ubicacion de inicio de una banda de ranura. Notch width: Este campo indica una anchura de una banda de ranura. Usando notch start y notch width, un receptor puede obtener una ubicacion y un tamaro de una banda de ranura dentro de un canal unido. Ademas, se puede obtener una ubicacion de sintonizacion para una correcta decodificacion de servicios y se puede comprobar la existencia de un servicio dentro de un cierto ancho de banda. El Sintonizador r700 de la Fig.124 puede realizar la sintonizacion usando esta informacion.

GI: Este campo indica la informacion del intervalo de guarda usada en un sistema. Un receptor puede obtener informacion del intervalo de guarda usando este campo. El modulo de Sincronizacion de TiempoNFrecuencia r702 y el modulo de eliminacion de GI r704 de la Fig.124 pueden usar este campo. La Fig.137 muestra un ejemplo.

Num data symbols: Este campo indica un numero de simbolos OFDM de datos, excepto el preambulo, usado en una trama. Una longitud de trama de transmision se puede definir mediante este campo. Usando este campo, un receptor puede predecir una ubicacion de un preambulo siguiente, de esta manera, este campo se puede usar para decodificar la seralizacion de L1. El Analizador Sintactico de Tramas r708 de la Fig.124 puede usar este campo y predecir los simbolos OFDM que son preambulo y enviar una seral al recorrido de la decodificacion del preambulo.

Num c2 frames: Este campo indica un numero de tramas existentes en una supertrama. Usando este campo, un receptor puede obtener un limite de una supertrama y se puede predecir la informacion repetida para cada supertrama.

Frame idx: Este campo es un indice de trama y se reinicia para cada supertrama. Usando este campo, un receptor puede obtener un numero de trama actual y encontrar una ubicacion de la trama actual dentro de una supertrama. Usando este campo, el analizador sintactico de Tramas r708 de la Fig.124 puede averiguar cuantas tramas estan delante de una trama actual en una supertrama. �unto con num c2 frames, se puede predecir un cambio que ocurre en una seralizacion de L1 y se puede controlar la decodificacion de L1.

PAPR: Este campo indica si se usa o no una reserva de tono para reducir una PAPR. Usando este campo, el receptor puede procesar en consecuencia. La Fig.138 muestra un ejemplo. Por ejemplo, si se usa una reserva de tono, un receptor puede excluir portadoras usadas en una reserva de tono, a partir de la decodificacion. Especificamente, el analizador sintactico de segmentos de Datos r711 de la Fig.124 puede usar este campo para excluir las portadoras de la decodificacion.

Reservado: Este campo es de bits adicionales reservados para uso futuro.

La Fig.139 muestra otro ejemplo de seralizacion de L1 transmitida en una cabecera de trama. En la Fig.139, una informacion aradida adicionalmente a la Fig.131 puede hacer mas eficiente decodificar el servicio por un receptor. Los campos siguientes explican solo la informacion adicional. Los otros campos son los mismos que la Fig.131.

Network id: Este campo indica una red a donde pertenece la seral transmitida. Usando este campo, el receptor puede averiguar una red actual. Cuando un receptor sintoniza otra red para encontrar un servicio en la red, el receptor puede procesar mas rapido porque usar solamente la decodificacion de L1 es suficiente para tomar la decision de si la red sintonizada es una red de deseada o no.

C2 system id: Este campo identifica un sistema a donde pertenece una seral transmitida. Usando este campo, un receptor puede averiguar el sistema actual. Cuando un receptor sintoniza otro sistema para encontrar un servicio en el sistema, el receptor puede procesar mas rapido porque usar solamente la decodificacion de L1 es suficiente para tomar la decision de si el sistema sintonizado es un sistema deseado o no.

C2 signal start frequency: Este campo indica una frecuencia de inicio de canales unidos. C2 signal stop frequency: Este campo indica una frecuencia final de los canales unidos. Usando c2 signal start frequeny y c2 signal stop frequency, los anchos de banda de RF de todos los segmentos de datos se pueden encontrar mediante la decodificacion de L1 de cierto ancho de banda dentro de los canales unidos. Ademas, este campo se puede usar para obtener una cantidad de desplazamiento de frecuencia requerida en la sincronizacion de las L1 XFEC FRAME. El combinador de XFEC de L1 r1017-L1 de la Fig.124 puede usar este campo. Ademas, cuando un receptor recibe segmentos de datos ubicados en ambos extremos de un canal unido, este campo se puede usar para sintonizar con una frecuencia apropiada. El Sintonizador r700 de la Fig.124 puede usar esta informacion.

Plp type: Este campo indica si un PLP es un PLP comun, un PLP de datos normal, o una PLP datos agrupados. Usando este campo, un receptor puede identificar un PLP comun y puede obtener la informacion requerida para la decodificacion del paquete de TS a partir del PLP comun, entonces puede decodificar un paquete de TS dentro de un PLP de datos agrupados. La Fig.140 muestra un ejemplo de este campo. Un PLP de datos normal es un PLP de datos que no tiene un PLP comun. En este caso, un receptor no necesita encontrar un PLP comun. El PLP comun o PLP agrupado pueden transmitir informacion tal como plp group id. Para los otros tipos de PLP, es posible una transmision mas eficiente porque no necesita ser transmitida ninguna informacion adicional.

Plp group id: Este campo indica un grupo a donde un PLP actual pertenece. El PLP de datos agrupados puede transmitir parametros de TS comunes usando un PLP comun. Usando este campo, si un PLP decodificado actualmente es un PLP agrupado, un receptor puede encontrar un PLP comun necesario, obtener los parametros requeridos para el paquete de TS del PLP agrupado, y formar un paquete de TS completo.

Reserved 1Nreserved 2Nreserved 3: Estos campos son bits adicionales reservados para uso futuro para un bucle de segmento de datos, un bucle de PLP, y una trama de transmision, respectivamente.

La Fig. 141 muestra otro ejemplo de seralizacion de L1 transmitida en una cabecera de trama. Comparado con la Fig. 139, se puede transmitir informacion mas optimizada, de esta manera, puede ocurrir menor sobrecarga de seralizacion. Por consiguiente, un receptor puede decodificar los servicios eficientemente. Especialmente, los modulos en el recorrido de la seral de L1 de la Fig. 124 puede realizar la decodificacion de seralizacion de L1 y los modulos en el recorrido del PLP de la Fig. 124 pueden usar parametros, de esta manera, se pueden decodificar los servicios. Un receptor puede obtener parametros de seralizacion de L1 a partir de las serales del recorrido de L1 que se decodifican segun un orden de cada campo y la longitud del campo. Se puede modificar un nombre de cada campo, un numero de bits para cada campo, o un ejemplo de cada campo. Las descripciones de los campos excepto dslice width son identicas a las descripciones de los campos antes mencionadas. Una funcion de dslice width segun un ejemplo es como sigue.

Dslice width: Este campo indica un ancho de banda de un segmento de datos. Usando este campo, un receptor puede obtener un tamaro de un segmento de datos. Especialmente, este campo se puede usar en desintercalado en tiempo para permitir la decodificacion. �unto con el campo dslice start, un receptor puede determinar que frecuencia decodificar a partir de las serales de RF recibidas. Este proceso se puede realizar en el Sintonizador r700 de la Fig. 124. Una informacion tal como dslice start y dslice width se puede usar como una seral de control del Sintonizador r700. En este punto, la anchura de un segmento de datos se puede extender hasta 64MHz usando 12 bits para este campo de dslice width. Usando este campo, un receptor puede determinar si un sintonizador disponible actualmente puede decodificar el segmento de datos actual. Si una anchura de un segmento de datos es mayor que un ancho de banda de un sintonizador legado de un receptor, para decodificar tal segmento de datos, un receptor puede usar o bien al menos dos sintonizadores legados o bien un sintonizador con un ancho de banda lo bastante grande. En el ejemplo, una granularidad de los valores usados en dslice start, dslice width, notch start, y notch width puede ser de 12 portadoras (celdas) OFDM. En otras palabras, un receptor puede encontrar una ubicacion de una celda OFDM real multiplicando los valores transmitidos por 12. En el ejemplo, para una granularidad de Plp start addr, se puede usar una portadora (celda) OFDM. En otras palabras, un receptor puede averiguar cuantos simbolos OFDM y celdas OFDM estan delante de una ubicacion de inicio de un PLP dentro de un

simbolo OFDM. Dslice start y dslice width se pueden usar para este proposito. El Analizador Sintactico de segmento de Datos r711 de la Fig. 124 puede realizar tal proceso.

La Fig. 142 muestra un ejemplo de procesos en el modulo de cabecera de FEC 705-L1 en el recorrido de la L1 de la Fig. 123. La Fig. 142a muestra la estructura de cabecera de FEC y la Fig. 142b muestra ejemplos de la profundidad de TI explicada en la Fig. 129. Se puede transmitir un total de 16 bits en la cabecera de FEC de un recorrido de la L1. Se pueden asignar catorce bits para el L1 info size. Si el L1 info size tiene un valor que es la mitad de la longitud del bloque de L1 transmitido realmente, un receptor puede multiplicar el L1 info size recibido por dos y obtener la longitud real del bloque de L1 e iniciar la decodificacion de L1. Esta longitud obtenida del bloque de L1 es una longitud que incluye el relleno.

Para el bloque de L1 que se determina que no tiene error aunque compruebe CRC, un receptor puede considerar el resto de bits despues de la decodificacion de L1 como relleno. Los dos ultimos bits, igual que en metodos previos, se pueden usar para indicar la profundidad de intercalado en tiempo de los preambulos. El correlacionador de preambulo 1007-L1 de la Fig. 123 puede determinar los simbolos OFDM requeridos para transmitir los bloques de L1. Posteriormente, el intercalador en tiempo 1008-L1 de la Fig. 123 puede realizar el intercalado en el tiempo. Usando la informacion de profundidad de intercalado en el tiempo y el L1 info size, un receptor puede averiguar que tamaro del bloque de L1 se transmite en cuantos simbolos OFDM. La combinacion, fusion, y el desintercalado en tiempo de los bloques de L1 se puede realizar en el combinador de XFEC de L1 1017-L1, Fusionador L1 FEC 1018-L1, y desintercalador en Tiempo 1010-L1 de la Fig. 124, respectivamente.

En un receptor en la Fig. 124, se puede obtener una longitud de un bloque de XFEC de L1 dentro de un simbolo OFDM dividiendo una longitud del bloque de L1 total por un numero de simbolos OFDM usados en un preambulo. El numero de simbolos OFDM se puede obtener a partir de un valor definido en ti depth. El combinador de XFEC de L1 1017-L1 de un receptor puede obtener el bloque de XFEC de L1. Entonces, se puede realizar el desintercalado en el Tiempo 1010-L1 usando la ti depth. Finalmente, se pueden fusionar los bloques de XFEC de L1 para obtener un bloque de FEC de L1. Despues del Fusionador de L1 FEC 1018-L1, Desintercalador de bits r714-L1, y decodificador LDPCNBCH r715-L1, se puede obtener el bloque de L1. El L1 info size se puede multiplicar por dos, el bloque de L1 se puede comprobar CRC, y se puede decodificar la L1. Se puede omitir el relleno innecesario.

La Fig. 143 muestra otro ejemplo de seralizacion de L1 transmitida en una cabecera de trama. Comparado con la Fig. 141, se modifican los numeros de bits para algunos campos y se araden algunos campos para mejorar una eficiencia de la decodificacion de servicios por un receptor. Especialmente, los modulos en el recorrido de la seral de L1 de la Fig. 124 pueden realizar la decodificacion de seralizacion de L1 y los modulos en el recorrido del PLP de la Fig. 124 pueden usar parametros, de esta manera, se pueden decodificar los servicios. Un receptor puede obtener parametros de la seralizacion de L1 a partir de las serales del recorrido de la L1 que se decodifican segun un orden de cada campo y la longitud del campo. Se puede modificar un nombre de cada campo, un numero de bits para cada campo, o un ejemplo de cada campo. Excepto los campos modificados de las figuras previas, las descripciones de los campos son identicas a las descripciones de los campos antes mencionados. RESERVED 1, RESERVED 2, RESERVED 3, y RESERVED 4 son campos reservados para uso futuro. En el ejemplo, PLP START puede indicar informacion identica con la plp start addr antes mencionada.

El L1 PART2 CHANGE COUNTER indica un numero de tramas desde la primera trama a una trama que tiene un cambio en cualquiera de la informacion de seralizacion de L1, excluyendo un cambio en el PLP START, a partir de las tramas previas. Usando este campo, un receptor puede saltarse una decodificacion de L1 para cada trama para obtener informacion de L1. En otras palabras, usando el valor del L1 PART2 CHANGE COUNTER, un receptor puede determinar que trama tiene un cambio en la informacion de L1 a partir de las tramas previas, de esta manera, no se realiza decodificacion de L1 para las tramas antes de que ocurra una trama con un cambio en L1, entonces la decodificacion de L1 se puede realizar para la trama que tiene un cambio en L1. De esta manera, se pueden saltar las operaciones innecesarias. Usando este campo, un receptor puede evitar la operacion de decodificacion de L1 redundante. Este valor tambien se puede calcular por un recetor con informacion de L1 ya decodificada.

Si el L1 PART2 CHANGE COUNTER es 0, significa que no ha habido un cambio en la L1 durante al menos 256 (2A8, 8 es un numero de bits usados para el L1 PART2 CHANGE COUNTER) tramas. En este uno de los mejores casos, un receptor necesita decodificar la L1 solamente cada 51 segundos. Este proceso se puede realizar en el Analizador Sintactico de Tramas r708 de la Fig. 124. El Analizador Sintactico de Tramas puede determinar si el preambulo actual tiene un cambio en L1 y puede controlar los procesos posteriores en el recorrido de la seral de L1. Un receptor puede calcular el PLP START para una trama especifica a partir del PLP START y PLP MODCOD ya obtenidos, sin realizar decodificacion de L1 para obtener el PLP START.

La Fig. 144 muestra ejemplos de los campos en la Fig. 143. Los bloques de un receptor pueden realizar procesos segun los valores indicados por los campos en los ejemplos.

La Fig. 145 muestra otro ejemplo de seralizacion de L1 transmitida en una cabecera de trama. Comparado con la Fig. 143, se modifican algunos campos y se araden algunos campos para mejorar una eficiencia de decodificacion de servicios por un receptor. Especialmente, los modulos en el recorrido de la seral de L1 de la Fig. 124 pueden

realizar la decodificacion de seralizacion de L1 y los modulos en el recorrido del PLP de la Fig. 124 pueden usar los parametros, de esta manera, se pueden decodificar los servicios. Un receptor puede obtener parametros de seralizacion de L1 a partir de las serales del recorrido de la L1 que se decodifican segun un orden de cada campo y la longitud del campo. Se puede modificar un nombre de cada campo, un numero de bits para cada campo, o un ejemplo de cada campo. Excepto los campos modificados de las figuras previas, las descripciones de los campos son identicas a las descripciones de los campos antes mencionadas.

Las descripciones de DSLICE START, DSLICE WIDTH, NOTCH START, y NOTCH WIDTH son identicas a las descripciones previas. No obstante, se puede minimizar la sobrecarga de seralizacion seralizando los campos con un minimo numero de bits segun el modo de GI. La informacion de L1 se puede obtener a partir del recorrido de la seral de L1 de un receptor de la Fig. 124. Un controlador de sistema puede determinar un numero de bits usado para cada campo segun el valor de GI obtenido y puede leer los campos en consecuencia. El valor de GI necesita ser transmitido antes que otros valores.

En lugar de DSLICE START y DSLICE WIDTH, se pueden transmitir 12 bits de posicion de sintonizacion que indica una ubicacion optimizada para obtener un segmento de datos y 11 bits de valor de desplazamiento desde una posicion de sintonizacion para indicar una anchura de un segmento de datos. Especialmente, usando 11 bits de valor de desplazamiento, se pueden seralizar los segmentos de datos que ocupan un maximo de 8 canales unidos y un receptor que puede recibir tales segmentos de datos puede operar adecuadamente. Un sintonizador r700 de un receptor de la Fig. 124 puede determinar el ancho de banda de RF usando una posicion de sintonizacion y puede obtener una anchura de un segmento de datos usando el valor de desplazamiento, para servir un mismo proposito que la DSLICE WIDTH antes mencionada.

DSLICE CONST FLAG es un campo para indicar si una configuracion de un segmento de datos especifico se mantiene como una constante. Usando este campo obtenido a partir de una L1 de un cierto ancho de banda, un receptor puede determinar si un segmento de datos especifico tiene una configuracion constante, entonces el receptor puede recibir los PLP del segmento de datos especifico sin decodificacion de L1 adicional. Este tipo de proceso puede ser util para recibir un segmento de datos que esta situado en un ancho de banda donde no esta disponible una decodificacion de L1.

DSLICE NOTCH FLAG es un campo o una bandera para indicar las bandas de ranura en ambos bordes de un segmento de datos especifico. El Bit Mas Significativo (MSB) se puede usar como un indicador para la banda de ranura colindante a un ancho de banda bajo y el Bit Menos Significativo (LSB) se puede usar como un indicador para la banda de ranura colindante a un ancho de banda alta. Usando el campo, cuando un receptor decodifica un segmento de datos especifico, el receptor puede tener en cuenta una banda de ranura averiguando los cambios en las portadoras activas causados por pilotos continuos colindantes en ambos extremos de una banda de ranura. Esta informacion tambien se puede obtener a partir de la informacion de ranura transmitida en NOTCH START y NOTCH WIDTH. El Desintercalador en Tiempo r710 de un receptor de la Fig. 124 puede usar la informacion para encontrar la ubicacion de las portadoras activas y enviar los datos que corresponden solamente a las portadoras activas, a un analizador sintactico de segmento de datos.

Para el PLP T�PE, se arade un bit adicional a la Fig. 143. La Fig. 146 muestra un ejemplo del PLP T�PE de la Fig.

145. Se puede transmitir un valor que indica un PLP de datos agrupados. Un flujo de TS grande que tiene una tasa de datos alta se puede multiplexar en multiples PLP. El PLP de datos agrupados se puede usar para indicar los PLP donde se transmiten los flujos multiplexados. Para un receptor legado que es incapaz de decodificar un PLP especifico, este campo puede impedir al receptor acceder al PLP, de esta manera, se puede impedir un posible malfuncionamiento.

Aun como un metodo alternativo, si se usa la dslice width antes mencionada, junto con el campo dslice start y la informacion de ranura, un receptor puede determinar que frecuencia decodificar a partir de las serales de RF recibidas. Este proceso se puede realizar en el Sintonizador r700 de la Fig. 124. Informacion tal como dslice start, dslice width, notch start, y notch width se puede usar como seral de control del Sintonizador r700. De esta manera, puede llegar a ser posible obtener un segmento de datos y sintonizar simultaneamente a una banda de RF donde no existen problemas de decodificacion de L1, evitando la ranura.

Con respecto a la seralizacion de L1 de la Fig. 145, la Fig. 147 muestra una relacion entre la seralizacion de L1 y la seralizacion de L2 cuando un PLP es de tipo agrupado. Ademas, la Fig. 147 tambien muestra una accion que se puede tomar por un receptor para tal caso. El TS1 se puede correlacionar en el PLP37 a traves de c2dsd de L2. Este TS1 corresponde a un PLP normal de L1, de esta manera, se puede decodificar el PLP por un receptor normal (sintonizador unico de 8MHz) y un receptor de gama alta (sintonizador multiple o sintonizador de banda ancha (�8MHz)). El TS2 y TS3 se correlacionan en el PLP39 y el PLP44 respectivamente, a traves de c2dsd. Estos corresponden al PLP agrupado de L1, de esta manera, estos PLP se pueden decodificar por un receptor de gama alta (sintonizador multiple o sintonizador de banda ancha (�8MHz)) pero no por un receptor normal (sintonizador unico de 8MHz). En consecuencia, segun la informacion de L1, un receptor puede comprobar si se recibe o no el TS correspondiente.

La Fig. 148 y la Fig. 149 son diagramas de flujo que describen las acciones de decodificacion de L1 y decodificacion de L2 para tipo de PLP agrupado y tipo de PLP normal en un receptor normal y un receptor de gama alta, respectivamente. La Fig. 150 muestra un ejemplo de estructura y sintaxis de c2 delivery system descriptor para seralizacion de L2 mientras que tiene en cuenta la Fig. 145. Este descriptor puede correlacionar el TS id en el plp id como se muestra en la Fig. 147. La informacion de la agrupacion se puede procesar en la L1, de esta manera, necesita no ser seralizada en L2. Las variables mostradas en la Fig. 150 se describen como sigue.

Plp id: Este campo de 8 bits unicamente identifica un PLP de datos dentro de un Sistema C2.

C2 system id: Este campo de 16 bits unicamente identifica un sistema C2. La parte restante de este descriptor, inmediatamente siguiente al campo C2 system id esta presente solamente una vez por sistema C2, debido a que los parametros son aplicables unicamente a todos los segmentos de datos transportados sobre un Sistema C2 particular. Una presencia o ausencia de esa parte se puede derivar a partir del campo de longitud del descriptor. En la ausencia de la parte restante, esta longitud es igual a 0x07, de otro modo se asigna un valor mayor.

C2 System tuning frequency: Este campo de 32 bits indica un valor de frecuencia. La gama de codificacion puede ser de minimo 1 Hz (0x00000001) hasta un maximo de 4.294.967.295 Hz (0xFFFFFFFF). Este campo de datos puede dar una frecuencia de sintonizacion, donde se transmite un Preambulo completo dentro de la ventana de sintonizacion. Generalmente la C2 System tuning frequency es la frecuencia central de un C2 System, pero puede desviarse de la frecuencia central en caso de que existan ranuras en esta area.

Active OFDM symbol duration: Este campo de 3 bits indica una duracion del simbolo OFDM activo. Un ejemplo se muestra en la Fig. 151.

Guard interval: Este campo de 3 bits indica un intervalo de guarda. Un ejemplo se muestra en la Fig. 152.

En los ejemplos previos de intercaladoNdesintercalado en el tiempo de L1, para casos cuando la TI DEPTH es �10� u �11�, el correlacionador de Preambulo 1007-L1 de la Fig. 123 puede dividir uniformemente el bloque de L1 original en cuatro u ocho sub-bloques. No obstante, si un tamaro del sub-bloque es menor que un tamaro minimo requerido para realizar una codificacion de FEC, la codificacion de FEC no se puede realizar adecuadamente. Una solucion posible puede ser establecer un umbral. Si un tamaro de un bloque de L1 es menor que un umbral establecido, el bloque de L1 se puede repetir durante cuatro u ocho veces para casos cuando la TI DEPTH es �10� u �11�. Si un tamaro de un bloque de L1 es mayor que un umbral establecido, el bloque de L1 se puede dividir uniformemente en cuatro u ocho sub-bloques. El umbral se puede fijar como cuatro u ocho veces de un tamaro minimo requerido para realizar una codificacion de FEC.

Ademas, el establecer la TI DEPTH como �10� u �11� es para casos cuando no se obtiene un efecto de intercalado en tiempo debido a un tamaro de bloque de L1 pequero. De esta manera, se puede definir el umbral como un tamaro de bits de informacion que se puede transmitir por un unico simbolo de preambulo. Por ejemplo, si se supone una codificacion de FEC de L1 identica con la DVB-T2, un umbral sera de 4.772 bits.

Para casos cuando la TI DEPTH es �10� u �11�, usar la informacion del tamaro de L1, la profundidad de TI, y un valor umbral compartido entre un transmisor y un receptor, los modulos de un receptor, desde el decodificador de cabecera de FEC r1012-L1 al Fusionador de L1 FEC r1018-L1 de la Fig. 124 pueden determinar un tamaro del subbloque de L1, combinando, y fusionando los sub-bloques de L1 que se transmiten en un simbolo OFDM de un preambulo.

Si un tamaro de L1 es menor que un valor umbral, el Fusionador de L1 FEC r1018-L1 de la Fig. 124 no necesita fusionar los sub-bloques divididos debido a que el bloque de L1 original se transmite repetidamente segun una TI DEPTH en cuatro u ocho simbolos OFDM. No obstante, si un tamaro de L1 es mayor que un valor umbral, debido a un numero de simbolos que es mas que un numero de simbolo OFDM requeridos para transmitir se usa el bloque de L1, el decodificador de cabecera de FEC r1012-L1 de la Fig. 124 puede obtener un tamaro de un subbloque usando la TI DEPTH. Entonces, el combinador de L1 FEC r1017-L1 puede combinar los bloques de FEC de L1 y el desintercalador en tiempo r1010-L1 puede realizar el desintercalado. Finalmente, el fusionador de L1 FEC r1018-L1 puede fusionar los bloques de L1 FEC para restaurar el bloque de L1 original.

Usando los metodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar un transmisor, receptor, y estructura digitales eficientes de seralizacion de capa fisica.

Transmitiendo informacion de ModCod en cada cabecera de trama en BB que es necesaria para la ACMNVCM y transmitiendo el resto de la seralizacion de capa fisica en una cabecera de trama, se puede minimizar la sobrecarga de seralizacion.

Se puede implementar una QAM modificada para una transmision de energia mas eficiente o un sistema de difusion digital mas robusto al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

Se puede implementar una QAM No uniforme Mejorada para una transmision de energia mas eficiente o un sistema de difusion digital mas robusto al ruido. Tambien se describe un metodo de uso de tasa de codigo de codigo de correccion de errores de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

El metodo de seralizacion de L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3-4% minimizando la sobrecarga de seralizacion durante la union de canales.

Sera evidente para aquellos expertos en la tecnica que se pueden hacer diversas modificaciones y variaciones en la presente invencion sin apartarse de la invencion.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un transmisor para transmitir datos de difusion a un receptor, el transmisor que comprende:

un primer codificador de BCH (702-L1) configurado para codificar BCH datos de seralizacion de Capa 1;

un primer codificador de LDPC (702-L1) configurado para codificar LDPC los datos de seralizacion de Capa 1 5 codificados BCH para generar bits de paridad de LDPC;

unos medios de perforacion configurados para realizar una perforacion en los bits de paridad LDPC generados;

un primer intercalador de bits (703-L1) configurado para intercalar en bits los datos de seralizacion de Capa 1 codificados LDPC sobre los que se realiza la perforacion;

un primer correlacionador QAM (704-L1) configurado para demultiplexar los datos de seralizacion de Capa 1 10 intercalados en bits en palabras de celda y correlacionar las palabras de celda en valores de constelacion;

un correlacionador de preambulo (1007-L1) configurado para dividir uniformemente un bloque que incluye los valores de constelacion correlacionados correspondientes a los datos de seralizacion de Capa 1 en cuatro u ocho sub-bloques segun la informacion del modo de intercalado en Tiempo de Capa 1, conocida como informacion del modo TI de L1, la informacion del modo TI de L1 que indica una profundidad de intercalado en

15 tiempo; y

un intercalador en el tiempo (1008-L1) configurado para intercalar en el tiempo valores de constelacion en los cuatro u ocho sub-bloques segun la informacion del modo de TI de L1,

caracterizado porque el transmisor esta configurado para procesar los datos de seralizacion de Capa 1, en donde los datos de seralizacion de Capa 1 incluyen informacion de la longitud de trama, informacion del

20 Intervalo de Guarda, conocida como informacion de GI, informacion del inicio de la ranura e informacion de la anchura de la ranura, informacion de la longitud de la trama que corresponde a un numero de simbolos de datos de carga util por trama de seral de difusion, la informacion de GI que indica un intervalo de guarda de la trama de seral de difusion, la informacion del inicio de ranura que indica una posicion de inicio de una banda de ranura, la informacion de anchura de ranura que indica una anchura de la banda de ranura, y

25 en donde las anchuras de bits de la informacion de inicio de ranura y la informacion de anchura de ranura se determinan segun un valor de la informacion de GI.
2. El transmisor de la reivindicacion 1, que ademas comprende:

un segundo codificador de BCH (702-0) configurado para codificar BCH datos de Conducto de Capa Fisica, conocidos como datos de PLP para generar unos datos protegidos de errores;

30 un segundo codificador de LDPC (702-0) configurado para codificar LDPC los datos de PLP codificados BCH;

un segundo intercalador de bits (703-0) configurado para intercalar en bits los datos de PLP codificados LDPC;

un segundo correlacionador QAM (704-0) configurado para demultiplexar los datos de PLP intercalados en palabras de celda y correlacionar las palabras de celda a valores de constelacion;

un correlacionador en el tiempo (708-0) configurado para intercalar en el tiempo los valores de constelacion; y

35 un intercalador en frecuencia (709-0) configurado para intercalar en frecuencia los valores intercalados en el tiempo.
3. El transmisor de la reivindicacion 1 o 2, en donde el bloque se divide uniformemente en los cuatro sub-bloques cuando un valor de la informacion del modo de TI de L1 corresponde a �10� y en donde el bloque se divide uniformemente en los ocho sub-bloques cuando el valor de la informacion del modo de TI de L1 corresponde a �11�.

40 4. Un receptor para procesar datos de difusion, el receptor que comprende:

un desintercalador en tiempo (r1010-L1) configurado para desintercalar en el tiempo los valores de constelacion en cuatro u ocho sub-bloques y para sacar un bloque que incluye los valores de constelacion desintercalados en el tiempo segun la informacion del modo de Intercalado en Tiempo de Capa L1, conocida como informacion del modo de TI de L1, la informacion del modo de TI de L1 que indica una profundidad de intercalado en el tiempo;

45 un descorrelacionador QAM (r713-L1) configurado para descorrelacionar los valores de constelacion que corresponden a datos de seralizacion de Capa 1 en el bloque en palabras de celda y multiplexar las palabras de celda descorrelacionadas en datos de seralizacion de Capa 1;

un desintercalador de bits (r714-L1) configurado para desintercalar en bits los datos de seralizacion de Capa 1 multiplexados y los bits de paridad de LDPC;

unos medios de desperforacion configurados para realizar la desperforacion sobre los bits de paridad de LDPC;

un decodificador de LDPC (r715-L1) configurado para decodificar LDPC los datos de seralizacion de Capa 1 en 5 base a los bits de paridad LDPC desperforados; y

un decodificador BCH (r715-L1) configurado para decodificar BCH los datos de seralizacion de Capa 1 decodificados LDPC,

caracterizado porque el receptor esta configurado para procesar los datos de seralizacion de Capa 1 que incluyen informacion de la longitud de la trama, informacion de Intervalo de Guarda, conocida como informacion

10 de GI, informacion del inicio de ranura e informacion de anchura de ranura, informacion de la longitud de la trama que corresponde a un numero de simbolos de datos de carga util por trama de seral de difusion, la informacion de GI que indica un intervalo de guarda de la trama de seral de difusion, la informacion del inicio de ranura que indica una posicion de inicio de una banda de ranura, la informacion de anchura de ranura que indica una anchura de la banda de ranura, y

15 en donde las anchuras de bits de la informacion de inicio de ranura y la informacion de anchura de ranura se determinan segun un valor de la informacion de GI.
5. El receptor de la reivindicacion 4, que ademas comprende:

un desintercalador en frecuencia (r709) configurado para desintercalar en frecuencia valores de constelacion que corresponden a datos de Conducto de Capa Fisica, conocidos como datos de PLP;

20 un desintercalador en tiempo (r710) configurado para desintercalar en tiempo los valores de constelacion desintercalados en frecuencia;

un descorrelacionador QAM (r713-C) configurado para descorrelacionar los valores de constelacion desintercalados en el tiempo en palabras de celda y multiplexar las palabras de celda descorrelacionadas a datos de PLP;

25 un desintercalador de bits (r714-C) configurado para desintercalar en bits los datos de PLP multiplexados;

un decodificador de LDPC (r715-C) configurado para decodificar LDPC los datos de PLP desintercalados en bits; y

un decodificador de BCH (r715-C) configurado para decodificar BCH los datos de PLP decodificados LDPC.
6. El receptor de la reivindicacion 4 o 5, en donde el bloque incluye valores de constelacion en los cuatro sub

30 bloques cuando un valor de la informacion del modo de TI de L1 corresponde a �10� y en donde el bloque incluye valores de constelacion en los ocho sub-bloques cuando el valor de la informacion del modo de TI de L1 corresponde a �11�.
7. Un metodo para procesar datos de difusion en un receptor, el metodo que comprende:

desintercalar en tiempo valores de constelacion en cuatro u ocho sub-bloques y sacar un bloque que incluye los

35 valores de constelacion desintercalados en tiempo segun la informacion del modo de Intercalado en Tiempo de Capa 1, conocida como informacion del modo de TI de L1, la informacion de modo de TI de L1 que indica una profundidad de intercalado en tiempo;

descorrelacionador los valores de constelacion que corresponden a los datos de seralizacion de Capa 1 en el bloque en palabras de celda;

40 multiplexar las palabras de celda descorrelacionadas en datos de seralizacion de Capa 1;

desintercalar en bits los datos de seralizacion de Capa 1 multiplexados y los bits de paridad LDPC;

realizar la desperforacion sobre los bits de paridad LDPC;

decodificar LDPC los datos de seralizacion de Capa 1 en base a los bits de paridad LDPC desperforados; y

decodificar BCH los datos de seralizacion de Capa 1 decodificados LDPC,

45 caracterizado porque los datos de seralizacion de Capa 1 incluyen informacion de la longitud de trama, informacion de Intervalo de Guarda, conocida como informacion de GI, informacion del inicio de ranura e

informacion de anchura de ranura, informacion de la longitud de la trama que corresponde a un numero de simbolos de datos de carga util por trama de seral de difusion, la informacion de GI que indica un intervalo de guarda de la trama de seral de difusion, la informacion del inicio de ranura que indica una posicion de inicio de una banda de ranura, la informacion de anchura de ranura que indica una anchura de la banda de ranura, y

5 en donde las anchuras de bits de la informacion de inicio de ranura y la informacion de anchura de ranura se determinan segun un valor de la informacion de GI.
8. El metodo de la reivindicacion 7, que ademas comprende: desintercalar en frecuencia valores de constelacion que corresponden a datos de Conducto de Capa Fisica, conocidos como datos de PLP;

10 desintercalar en tiempo los valores de constelacion desintercalados en frecuencia; descorrelacionador los valores de constelacion desintercalados en palabras de celda; multiplexar las palabras de celda descorrelacionadas a datos de PLP; desintercalar en bits los datos de PLP multiplexados; decodificar LDPC los datos de PLP desintercalados en bits; y

15 decodificar BCH los datos de PLP decodificados LDPC.
9. El metodo de la reivindicacion 7 u 8, en donde el bloque incluye valores de constelacion en los cuatro subbloques cuando un valor de la informacion del modo de TI de L1 corresponde a �10� y en donde el bloque incluye valores de constelacion en los ocho sub-bloques cuando el valor de la informacion del modo de TI de L1 corresponde a �11�.

20 10. Un metodo para transmitir datos de difusion en un transmisor, el metodo que comprende:

codificar BCH datos de seralizacion de Capa 1;

codificar LDPC los datos de seralizacion de Capa 1 codificados BCH para generar bits de paridad de LDPC;

realizar una perforacion sobre los bits de paridad LDPC generados;

intercalar en bits los datos de seralizacion de Capa 1 codificados LDPC sobre los que se realiza la perforacion;

25 demultiplexar los datos de seralizacion de Capa 1 intercalados en bits en palabras de celda; y

correlacionar las palabras de celda en valores de constelacion; y

dividir uniformemente un bloque que incluye los valores de constelacion correlacionados que corresponden a los datos de seralizacion de Capa 1 en cuatro u ocho sub-bloques y desintercalar en tiempo los valores de constelacion en los cuatro u ocho sub-bloques divididos segun la informacion del modo de Intercalado en Tiempo

30 de Capa 1, conocida como la informacion del modo TI de L1, en donde la informacion del modo de TI de L1 indica una profundidad de intercalado en tiempo,

caracterizado porque los datos de seralizacion de Capa 1 incluyen informacion de la longitud de trama, informacion del GI, informacion del inicio de la ranura e informacion de la anchura de la ranura, la informacion de la longitud de la trama que corresponde a un numero de simbolos de datos de carga util por trama de seral de

35 difusion, la informacion de GI que indica un intervalo de guarda de la trama de seral de difusion, la informacion del inicio de ranura que indica una posicion de inicio de una banda de ranura, la informacion de anchura de ranura que indica una anchura de la banda de ranura, y en donde las anchuras de bits de la informacion de inicio de ranura y la informacion de anchura de ranura se determinan segun un valor de la informacion de GI.
11. El metodo de la reivindicacion 10, que ademas comprende:

40 codificar BCH los datos de Conducto de Capa Fisica, conocidos como datos de PLP para generar unos datos protegidos de errores; codificar LDPC los datos de PLP codificados BCH; intercalar en bits los datos de PLP codificados LDPC; demultiplexar los datos de PLP intercalados en palabras de celda;

correlacionar las palabras de celda a valores de constelacion; intercalar en tiempo los valores de constelacion; e intercalar en frecuencia los valores intercalados en tiempo.
12. El metodo de la reivindicacion 10 u 11, en donde el bloque se divide uniformemente en los cuatro sub-bloques cuando un valor de la informacion del modo de TI de L1 corresponde a �10� y en donde el bloque se divide uniformemente en los ocho sub-bloques cuando el valor de la informacion del modo de TI de L1 corresponde a �11�.