ES2432343T3

ES2432343T3 - Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal

Info

Publication number: ES2432343T3
Application number: ES11165276T
Authority: ES
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2008-11-12
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2013-12-02
Anticipated expiration: 2029-06-03
Also published as: EP2385668A3; CN102217224A; PL2254298T3; DK2385668T3; CN102217224B; SI2187589T1; EP2385668A2; RU2497294C2; EP2385668B1; PT2254298E; EP2187589B1; EP2254298A1; WO2010055980A1; AU2009314860A1; PT2187589E; ATE542346T1; ES2371387T3; ES2381261T3; EP2187589A1; PL2385668T3

Abstract

Un método de transmisión de una señal de difusión, el método que comprende: realizar una codificación LDPC sobre los datos de Conducto de Capa Física, PLP; realizar una codificación LDPC sobre los datos de preámbulo que incluyen datos de señalización de L1; mapear los datos de PLP codificados LDPC en símbolos de datos de PLP; mapear los datos de preámbulo codificados LDPC en símbolos de preámbulo; insertar selectivamente una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP, en donde la cabecera señala un identificador de los datos de PLP, unos parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP, y un tipo de FEC de los datos de PLP, el tipo de FEC de los datos de PLP que indica un tamaño de los datos de PLP codificados LDPC; formar un segmento de datos que incluye los símbolos de datos de PLP, el segmento de datos que es uno de un primer tipo de segmento de datos y un segundo tipo de segmento de datos, en donde el primer tipo de segmento de datos no tiene la cabecera y el segundo tipo del segmento de datos tiene la cabecera; entrelazar en el tiempo datos del segmento de datos, en donde los símbolos de preámbulo incluyen información sobre si están entrelazados en el tiempo o no los datos del segmento de datos; formar una trama de señal que incluye los símbolos de preámbulo y el segmento de datos; modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y transmitir la trama de señal modulada, en donde los datos de señalización de L1 incluyen un identificador de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos, y unos parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos.

Description

Aparato para transmitir y recibir una señal y método de transmisión y recepción de una señal

Campo de la invención

La presente invención se refiere a un método para la transmisión y recepción de una señal y un aparato para la transmisión y recepción de una señal, y más particularmente, a un método para la transmisión y recepción de una señal y un aparato para la transmisión y recepción de una señal, que son capaces de mejorar la eficiencia de transmisión de datos.

Descripción de la técnica relacionada

Según se ha desarrollado la tecnología de difusión digital, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y el alto rendimiento de hardware, se proporcionará a los usuarios un mejor entorno en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal de difusión digital y proporcionar una variedad de servicios complementarios a los usuarios así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La Difusión de Vídeo Digital (DVB)-C2 es la tercera especificación que se une a la familia de DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, hoy en día DVB-C está desplegada en más de 50 millones de sintonizadores de cable por todo el mundo. En línea con los otros sistemas de segunda generación DVB, DVB-C2 usa una combinación de códigos BCH y de comprobación de paridad de baja densidad (LDPC). Esta potente Corrección de Errores sin Canal de Retorno (FEC) proporciona alrededor de 5 dB de mejora de la relación portadora a ruido sobre DVB-C. Esquemas de entrelazado de bits apropiados optimizan la robustez global del sistema FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se denominan Conductos de Capa Física (PLP). Una o más de estos PLP se multiplexan en un segmento de datos. Se aplica entrelazado bidimensional (en los dominios del tiempo y de la frecuencia) a cada segmento permitiendo al receptor eliminar el impacto de deterioros por ráfagas y la interferencia selectiva de frecuencia tal como el ingreso de frecuencia única.

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital, se aumenta el requisito de un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio y se aumenta de manera gradual el tamaño de los datos deseado por los usuarios o

el número de canales de difusión. El proyecto DVB “Frame structure channel and modulation for a second generation terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)”, Difusión de Vídeo Digital [en línea] junio de 2008 (), describe técnicas de codificación de canal de estructura de trama para sistemas de difusión.

Compendio de la invención

Por consiguiente, la presente invención está dirigida a un método para la transmisión y recepción de una señal y un aparato para la transmisión y recepción de una señal que sustancialmente evitan uno o más problemas debidos a las limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método de transmisión de una señal de difusión, el método que comprende: realizar la codificación LDPC en datos de Conducto de Capa Física, PLP; realizar la codificación LDPC sobre los datos de preámbulo incluyendo los datos de señalización de L1; mapear los datos de PLP codificados LDPC a símbolos de datos de PLP; mapear los datos de preámbulo codificados LDPC a símbolos de preámbulo; insertar selectivamente una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP, en donde la cabecera señala un identificador de los datos de PLP, parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP, y un tipo de FEC de los datos de PLP, el tipo de FEC de los datos de PLP que indica un tamaño de los datos de PLP codificados LDPC; formar un segmento de datos que incluye los símbolos de datos de PLP, el segmento de datos que es uno de un primer tipo de segmento de datos y un segundo tipo de segmento de datos, en donde el primer tipo de segmento de datos no tiene la cabecera y el segundo tipo de segmento de datos tiene la cabecera, datos de entrelazado en el tiempo del segmento de datos, en donde los símbolos de preámbulo incluyen información sobre si están entrelazados en el tiempo o no los datos del segmento de datos; formar una trama de señal que incluye los símbolos de preámbulo y el segmento de datos; modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y transmitir la trama de señal modulada, en donde los datos de señalización de L1 incluyen un identificador de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos, y parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un método de recepción de una señal de difusión, el método que comprende: recibir una señal de difusión, en donde la señal de difusión transporta una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y un segmento de datos, en donde los símbolos de preámbulo incluyen datos de señalización de L1; demodular la señal de difusión mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; obtener la trama de señal a partir de la señales de difusión demodulada; entrelazar en el tiempo datos del segmento de datos a partir de la trama de señal, en donde los símbolos de preámbulo incluyen información sobre si están entrelazados en el tiempo o no los datos del segmento de datos; obtener el segmento de datos incluyendo símbolos de datos de Conducto de Capa Física, PLP, el segmento de datos que es uno de un primer tipo de segmento de datos y un segundo tipo de segmento de datos, en donde el primer tipo de segmento de datos no tiene una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP y el segundo tipo de segmento de datos tiene la cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP; detectar la cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP a partir del segundo tipo de segmento de datos, cuando la cabecera está presente en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP, en donde la cabecera señala un identificador de los datos de PLP, parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP, y un tipo de FEC de los datos de PLP, el tipo de FEC de los datos de PLP que indica un tamaño de los datos de PLP codificados LDPC; demapear los símbolos de preámbulo a datos de preámbulo; demapear los símbolos de datos de PLP a datos de PLP; realizar decodificación LDPC en los datos de preámbulo; y realizar decodificación LDPC sobre los datos de PLP, en donde los datos de señalización de L1 incluyen un identificador de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos y parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un transmisor para la transmisión de una señal de difusión, el transmisor que comprende: un primer codificador para realizar codificación LDPC en los datos de Conducto de Capa Física, PLP; un segundo codificador para realizar codificación LDPC sobre los datos de preámbulo incluyendo los datos de señalización de L1; un primer mapeador para mapear los datos de PLP codificados LDPC a símbolos de datos de PLP; un segundo mapeador para mapear los datos de preámbulo codificados LDPC a símbolos de preámbulo; un insertador de cabecera para insertar selectivamente una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP, en donde la cabecera señala un identificador de los datos de PLP, parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP, y un tipo de FEC de los datos de PLP, el tipo de FEC de los datos de PLP que indica un tamaño de los datos de PLP codificados LDPC; un formador de segmento de datos para formar un segmento de datos que incluye los símbolos de datos de PLP, el segmento de datos que es uno de un primer tipo de segmento de datos y un segundo tipo de segmento de datos, en donde el primer tipo de segmento de datos no tiene la cabecera y el segundo tipo de segmento de datos tiene la cabecera; un entrelazador en el tiempo para entrelazar en el tiempo datos del segmento de datos, en donde los símbolos de preámbulo incluyen información sobre si están entrelazados en el tiempo o no los datos del segmento de datos; un formador de trama para formar una trama de señal que incluye los símbolos de preámbulo y el segmento de datos; un modulador para modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y un transmisor para transmitir la trama de señal modulada, en donde los datos de señalización de L1 incluyen un identificador de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos, y parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un receptor para recibir una señal de difusión, el receptor que comprende: un sintonizador para recibir una señal de difusión, en donde la señal de difusión transporta una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y un segmento de datos, en donde los símbolos de preámbulo incluyen datos de señalización de L1; un demodulador para demodular la señal de difusión mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; un analizador sintáctico de trama para obtener la trama de señal a partir de la señal de difusión demodulada; un desentrelazador en tiempo para desentrelazar en el tiempo datos del segmento de datos a partir de la trama de señal, en donde los símbolos de preámbulo incluyen información sobre si están entrelazados en el tiempo o no los datos del segmento de datos; un analizador sintáctico de segmento de datos que obtiene el segmento de datos incluyendo símbolos de datos de Conducto de Capa Física, PLP, el segmento de datos que es uno de un primer tipo de segmento de datos y un segundo tipo de segmento de datos, en donde el primer tipo del segmento de datos no tiene una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP y el segundo tipo del segmento de datos tiene la cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP; un detector de cabecera para detectar la cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP a partir del segundo tipo de segmento de datos, cuando la cabecera está presente en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP, en donde la cabecera señala un identificador de los datos de PLP, los parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP, y un tipo de FEC de los datos de PLP, el tipo de PLP de los datos de PLP que indica un tamaño de los datos de PLP codificados LDPC; un primer demapeador para demapear los símbolos de preámbulo a datos de preámbulo; un segundo demapeador para demapear los símbolos de datos de PLP a datos de PLP; un primer decodificador para realizar decodificación LDPC sobre los datos de preámbulo; y un segundo decodificador para realizar decodificación LDPC sobre los datos de PLP, en donde los datos de señalización de L1 incluyen un identificador de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos y parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos.

Según realizaciones adicionales que se pueden considerar solas o en combinación:

-: los símbolos de datos de preámbulo se dividen en al menos un bloque de capa 1 (L1), y el ancho de banda del bloque de L1 es 7,61 MHz, y/o,

-: los bloques de L1 tienen información de señalización de L1 para el segmento de datos y la información de señalización de L1 tiene información del ID del segmento de datos que identifica el segmento de datos, y/o

-: la cabecera tiene información del ID de PLP y los parámetros de ModCod (Modulación y Codificación).

Breve descripción de los dibujos

Los dibujos anexos, que se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y se incorporan en y constituyen una parte de esta solicitud, ilustran una realización(realizaciones) de la invención y junto con la descripción sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

La Fig. 1 es un ejemplo de modulación de amplitud en cuadratura (QAM) de 64 estados usada en la DVB-T europea.

La Fig. 2 es un método del Código Binario Reflejado de Gray (BRGC).

La Fig. 3 es una salida próxima a Gaussiana modificando la 64 QAM que se usa en DVB-T.

La Fig. 4 es la distancia de Hamming entre el Par reflejado en BRGC.

La Fig. 5 son las características en QAM donde existe un Par reflejado para cada eje I y eje Q.

La Fig. 6 es un método de modificación de QAM usando un Par reflejado de BRGC.

La Fig. 7 es un ejemplo de 64/256/1024/1024 QAM modificada.

Las Fig. 8-9 son un ejemplo de 64 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC.

Las Fig. 10-11 son un ejemplo de 256 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC.

Las Fig. 12-13 son un ejemplo de 1024 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0 ~ 511).

Las Fig. 14-15 son un ejemplo de 1024 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512 ~ 1023).

Las Fig. 16-17 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0 ~ 511).

Las Fig. 18-19 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (512 ~ 1023).

Las Fig. 20-21 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1024 ~ 1535).

Las Fig. 22-23 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (1536 ~ 2047).

Las Fig. 24-25 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2048 ~2559).

Las Fig. 26-27 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (2560 ~3071).

Las Fig. 28-29 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3072 ~3583).

Las Fig. 30-31 son un ejemplo de 4096 QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (3584 ~4095).

La Fig. 32 es un ejemplo de mapeo de bit de QAM modificada donde se modifica 256 QAM usando BRGC.

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una Constelación no uniforme.

La Fig. 34 es un ejemplo de sistema de transmisión digital.

La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada.

La Fig. 36 es una información que se puede incluir en Banda base (BB).

La Fig. 37 es un ejemplo de BICM.

La Fig. 38 es un ejemplo de codificador acortado/perforado.

La Fig. 39 es un ejemplo de aplicación de diversas constelaciones.

La Fig. 40 es otro ejemplo de casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales.

La Fig. 41 es una estructura de trama que comprende un preámbulo para señalización de L1 y un símbolo de datos

para datos de PLP. La Fig. 42 es un ejemplo de formador de trama. La Fig. 43 es un ejemplo de inserción de piloto (404) mostrada en la Fig. 4. La Fig. 44 es una estructura de SP. La Fig. 45 es una nueva estructura de SP o Patrón Piloto (PP) 5'. La Fig. 46 es una estructura de PP5' sugerida.

La Fig. 47 es una relación entre un preámbulo y un símbolo de datos. La Fig. 48 es otra relación entre un preámbulo y un símbolo de datos. La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable. La Fig. 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112. La Fig. 51 es un ejemplo de modulador basado en OFDM. La Fig. 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 53 es un ejemplo de Decodificación de preámbulo. La Fig. 54 es un proceso para el diseño de un preámbulo más optimizado. La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo La Fig. 56 es otro ejemplo de Decodificación de preámbulo. La Fig. 57 es un ejemplo de Estructura de preámbulo. La Fig. 58 es un ejemplo de decodificación de L1. La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analógico. La Fig. 60 es un ejemplo de sistema de receptor digital. La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador. La Fig. 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de trama. La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador BICM. La Fig. 65 es un ejemplo de decodificación LDPC usando acortamiento/perforación. La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida. La Fig. 67 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 68 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz. La Fig. 69 es una nueva tasa de repetición de bloque de L1 de 7,61 MHz. La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en una cabecera de trama. La Fig. 71 es el resultado de una simulación de estructura de L1 y de preámbulo. La Fig. 72 es un ejemplo de entrelazador de símbolo. La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 75 es un ejemplo de entrelazado/desentrelazado en frecuencia o tiempo. La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de señalización de L1 que se transmite en una cabecera de

FECFRAME en el Insertador de Cabecera de ModCod (307) en la trayectoria de datos del módulo BICM mostrado

en la Fig. 3.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 mencionada anteriormente.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de una estructura de trama FEC y de trama de transmisión.

La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1.

La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 previa.

La Fig. 82 está mostrando una estructura de bloque de señalización de L1.

La Fig. 83 está mostrando un entrelazado en tiempo de L1.

La Fig. 84 está mostrando un ejemplo de extracción de información de modulación y código.

Descripción de las realizaciones preferidas

Ahora se hará referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos anexos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia a lo largo de los dibujos para referirse a partes iguales o similares.

En la siguiente descripción, el término "servicio" es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusión que se pueden transmitir/recibir por el aparato de transmisión/recepción de señal.

La modulación de amplitud en cuadratura (QAM) que usa el Código Binario Reflejado de Gray (BRGC) se usa como modulación en un entorno de transmisión de difusión donde se usa Modulación Codificada Entrelazada de Bit (BICM). La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64 QAM usada en la DVB-T europea.

El BRGC se puede hacer usando el método mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bits se puede hacer añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, código reflejado) a una parte trasera de (n-1) bits, añadiendo ceros a una parte delantera del BRGC de (n-1) bits original, y añadiendo unos a una parte delantera del código reflejado. El código BRGC hecho mediante este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando el BRGC se aplica a la QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos más cercanamente adyacentes al punto, es uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más cercanamente adyacentes al punto, es dos (2). Tales características de distancias de Hamming entre un punto de constelación específico y otros puntos adyacentes se pueden doblar según la regla de mapeo de Gray en QAM.

Para hacer un sistema robusto frente al Ruido Blanco Gaussiano Aditivo (AWGN), la distribución de señales transmitidas desde un transmisor se puede hacer cerca de una distribución Gaussiana. Para poder hacer eso, se pueden modificar las ubicaciones de los puntos en la constelación. La Fig. 3 muestra una salida cercana a Gaussiana modificando la 64 QAM usada en DVB-T. Tal constelación se puede doblar como QAM no uniforme (NU-QAM).

Para hacer una constelación de QAM no uniforme, se puede usar una Función de Distribución Acumulativa Gaussiana (CDF). En el caso de 64, 256, o 1024 QAM, es decir, 2^N AM, la QAM se puede dividir en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF Gaussiana en N secciones de idéntica probabilidad y permitiendo que un punto de señal en cada sección represente la sección, se puede hacer una constelación que tiene una distribución Gaussiana. En otras palabras, la coordenada xj de la N-PAM no uniforme recién definida se puede definir como sigue:

La Fig. 3 es un ejemplo de transformación de 64 QAM de DVB-T en NU-64 QAM usando los métodos anteriores. La Fig. 3 representa el resultado de modificar las coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y mapear los puntos de la constelación previos a las coordenadas recién definidas. En el caso de 32, 128, o 512 QAM, es decir, QAM cruzada, que no es QAM 2^N, modificando Pj apropiadamente, se puede encontrar una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar la QAM usando BRGC usando características de BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre un Par reflejado en BRGC es uno debido a que difiere solamente en un bit que se añade a la parte delantera de cada código. La Fig. 5 muestra las características en QAM donde existe un Par reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, el Par reflejado existe a cada lado de la línea de puntos negra.

Usando los Pares reflejados existentes en QAM, se puede reducir la potencia media de una constelación QAM mientras se mantiene la regla de mapeo de Gray en QAM. En otras palabras, en una constelación donde una potencia media está normalizada como 1, se puede aumentar la distancia Euclidiana mínima en la constelación. Cuando se aplica esta QAM modificada a sistemas de comunicación o difusión, es posible implementar o bien un sistema más robusto frente al ruido usando la misma energía que un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional pero que usa menos energía.

La Fig. 6 muestra un método de modificación de QAM usando un Par reflejado de BRGC. La Fig. 6a muestra una constelación y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar QAM usando el Par reflejado de BRGC. En

primer lugar, necesita ser encontrado un punto objetivo que tiene la mayor potencia entre los puntos de la constelación. Los puntos candidatos son puntos donde ese punto objetivo puede moverse y son los puntos colindantes más cercanos del par reflejado del punto objetivo. Entonces, necesita ser encontrado un punto vacío (es decir, un punto que todavía no ha sido tomado por otros puntos) que tiene la menor potencia entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto objetivo y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto objetivo se mueve al punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en la constelación alcanza un mínimo mientras se mantiene la regla de mapeo de Gray.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096 QAM modificada. Los valores mapeados de Gray corresponden a las Fig. 8~31 respectivamente. Además de estos ejemplos, se pueden realizar otros tipos de QAM modificada que permitan idéntica optimización de potencia. Esto es debido a que un punto objetivo puede moverse a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida se puede aplicar no solamente a la 64/256/1024/4096 QAM, sino también a QAM cruzada, una QAM de mayor tamaño, o modulaciones que usan otro BRGC distinto de QAM.

La Fig. 32 muestra un ejemplo de mapeo de bit de QAM modificada donde 256 QAM se modifica usando BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran el mapeo de los Bits Más Significativos (MSB). Los puntos designados como círculos rellenos representan mapeos de unos y los puntos indicados como círculos en blanco representan mapeos de ceros. De la misma manera, cada bit se mapea como se muestra en las figuras desde (a) hasta (h) en la Fig. 32, hasta que se mapean los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, la QAM modificada puede permitir la decisión de bit usando solamente los ejes I o Q como QAM convencional, excepto para un bit que se está próximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas características, se puede hacer un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Se puede implementar un receptor eficiente comprobando tanto los valores I como Q solamente cuando se determina el bit próximo al MSB y calculando solamente I o Q para el resto de bits. Este método se puede aplicar a LLR aproximada, LLR exacta o Decisión firme.

Usando la QAM modificada o MQAM, que usa las características del BRGC anterior, se puede hacer una Constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior en la que se usa una CDF Gaussiana, se puede modificar Pj para adaptarse a MQAM. Al igual que QAM, en MQAM, se pueden considerar dos PAM que tienen eje I y eje Q. Sin embargo, a diferencia de QAM donde unos puntos correspondientes a un valor de cada eje PAM son idénticos, el número de puntos cambia en MQAM. Si un número de puntos que corresponden a un valor de orden j de PAM se define como nj en una MQAM donde existen un total de M puntos de la constelación, entonces Pj se puede definir como sigue:

Usando el Pj recién definido, MQAM se puede transformar en una Constelación no uniforme. Pj puede definirse como sigue para el ejemplo de 256-MQAM.

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una Constelación no uniforme. La NU-MQAM realizada usando estos métodos puede conservar características de receptores MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. De esta manera, se puede implementar un receptor eficiente. Además, se puede implementar un sistema más robusto frente al ruido que el NU-QAM previo. Para un sistema de transmisión de difusión más eficiente, es posible hibridar MQAM y NU-MQAM. En otras palabras, se puede implementar un sistema más robusto frente al ruido usando MQAM para un entorno donde se usa un código de corrección de errores con tasa de código alta y usando NU-MQAM de otro modo. Para tal caso, un transmisor puede permitir a un receptor tener información de tasa de código de un código de corrección de errores usado actualmente y un tipo de modulación usado actualmente de manera que el receptor pueda demodular según la modulación usada actualmente.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender varios flujos de MPEG-TS o flujos de GSE (Encapsulación de Flujo General). Un módulo de procesador de entrada 101 puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la programación para un módulo BICM 102. El módulo BICM 102 puede añadir datos de entrelazado y redundancia para la corrección de error de canal de transmisión. Un formador de tramas 103 puede formar tramas añadiendo información de señalización de capa física y pilotos. Un modulador 104 puede realizar una modulación sobre símbolos de entrada en métodos eficientes. Un procesador analógico 105 puede realizar varios procesos para convertir las señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo de MPEG-TS o GSE de entrada se puede transformar mediante el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser o bien una trama de TS completa que incluye múltiples componentes de servicio

o bien una trama de TS mínima que incluye un componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de esos flujos puede ser un flujo de GSE que transmite o bien servicios múltiples o bien un único servicio.

El módulo de interfaz de entrada 202-1 puede asignar un número de bits de entrada igual a la capacidad de campo de datos máxima de una trama en Banda Base (BB). Se puede insertar un rellenado para completar la capacidad de bloque de código LDPC/BCH. El módulo sincronizador de flujo de entrada 203-1 puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o Flujo Genérico empaquetado), a fin de garantizar un retardo y tasas de bit constantes de extremo a extremo.

A fin de permitir la recombinación de Flujo de Transporte sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan mediante compensadores de retardo 204-1~n que consideran parámetros de entrelazado de los PLP de datos en un grupo y el PLP común correspondiente. Los módulos de borrado de paquetes nulos 205-1~n pueden aumentar la eficiencia de transmisión eliminando paquetes nulos insertados para un caso de servicio de VBR (tasa de bit variable). Los módulos de codificador de Comprobación de Redundancia Cíclica (CRC) 206-1~n pueden añadir paridad CRC para aumentar la fiabilidad de transmisión de la trama en BB. Los módulos de inserción de cabecera en BB 207-1~n pueden añadir una cabecera de trama en BB en una parte de comienzo de la trama en BB. La información que se puede incluir en la cabecera en BB se muestra en la Fig. 36.

Un módulo de fusionador/segmentador 208 puede realizar una segmentación de trama en BB desde cada PLP, fusionando tramas en BB de múltiples PLP, y programando cada trama en BB dentro de una trama de transmisión. Por lo tanto, el módulo de fusionador/segmentador 208 puede sacar información de señalización de L1 que se refiere a asignación de PLP en la trama. Por último, un módulo de aleatorizador en BB 209 puede aleatorizar los flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre los bits dentro de los flujos de bits. Los módulos sombreados en la Fig. 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa un único PLP, los otros módulos en la Fig. 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La Fig. 37 muestra un ejemplo de módulo BICM. La Fig. 37a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 37b muestra una trayectoria de L1 de módulo BICM. Un módulo de codificador externo 301 y un módulo de codificador interno 303 pueden añadir redundancia a los flujos de bits de entrada para corrección de errores. Un módulo de entrelazador externo 302 y un módulo de entrelazador interno 304 pueden entrelazar bits para impedir un error en ráfaga. El Módulo de entrelazador externo 302 se puede omitir si el BICM es específicamente para DVB-C2. Un módulo de demultiplexor de bit 305 puede controlar la fiabilidad de cada salida de bit del módulo de entrelazador interno 304. Un módulo de mapeador de símbolo 306 puede mapear flujos de bits de entrada en flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera de una QAM convencional, una MQAM que use el BRGC mencionado anteriormente para mejora de rendimiento, una NU-QAM que use modulación no uniforme, o una NU-MQAM que use modulación no uniforme aplicada a BRGC para mejora de rendimiento. Para construir un sistema que sea más robusto frente al ruido, se pueden considerar combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de error y la capacidad de la constelación. En este momento, el módulo de mapeador de símbolo 306 puede usar una constelación apropiada según la tasa de código y la capacidad de la constelación. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El caso 1 muestra un ejemplo de uso de solamente NU-MQAM a baja tasa de código para una implementación del sistema simplificada. El caso 2 muestra un ejemplo de uso de una constelación optimizada a cada tasa de código. El transmisor puede enviar información acerca de la tasa de código del código de corrección de error y la capacidad de la constelación al receptor de manera que el receptor pueda usar una constelación apropiada. La Fig. 40 muestra otro ejemplo de casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para la optimización del sistema.

El módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 mostrado en la Fig. 37 puede tomar información de realimentación de codificación y modulación adaptativa (ACM)/codificación y modulación variable (VCM) y añadir información de parámetro usada en la codificación y modulación a un bloque de FEC como cabecera. El tipo de modulación/cabecera de tasa de código (ModCod) puede incluir la siguiente información:

*: Tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

*: Tasa de código (3 bits)

*: Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM

*: Identificador de PLP (8 bits)

El módulo de entrelazador de símbolo 308 puede realizar un entrelazado en el dominio de símbolo para obtener efectos de entrelazado adicionales. Procesos similares realizados en la trayectoria de datos se pueden realizar sobre la trayectoria de señalización de L1 pero con parámetros (301-1 ~ 308-1) posiblemente diferentes. En este punto, se puede usar un módulo de código acortado/perforado (303-1) para código interno.

La Fig. 38 muestra un ejemplo de codificación LDPC usando acortamiento/perforación. El proceso de acortamiento se puede realizar en bloques de entrada que tienen menos bits que un número de bits requerido para codificación LDPC ya que se pueden rellenar muchos bits cero requeridos para la codificación LDPC (301c). Los flujos de bits de entrada rellenados con ceros pueden tener bits de paridad a través de la codificación LDPC (302c). En este momento, para flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, se pueden eliminar los ceros (303c) y para los flujos de bits de paridad, se puede realizar perforación (304c) según las tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesados se pueden multiplexar en las secuencias originales y sacarse (305c).

La Fig. 41 muestra una estructura de trama que comprende un preámbulo para señalización de L1 y un símbolo de datos para datos de PLP. Se puede ver que el preámbulo y los símbolos de datos se generan cíclicamente, usando una trama como unidad. Los símbolos de datos comprenden el tipo 0 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación fija y el tipo 1 de PLP que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para el tipo 0 de PLP, información tal como modulación, tipo de FEC y tasa de código FEC se transmite en el preámbulo (ver la Fig. 42 de inserción de cabecera de trama 401). Para el tipo 1 de PLP, la información correspondiente se puede transmitir en la cabecera de bloque de FEC de un símbolo de datos (ver la Fig. 37 de inserción de cabecera de ModCod 307). Mediante la separación de tipos de PLP, se puede reducir la sobrecarga de ModCod en un 3~4% de una tasa de transmisión total, para el tipo 0 de PLP que se transmite a una tasa de transmisión de bits fija. En un receptor, para PLP de modulación/codificación fija de tipo 0 de PLP, el eliminador de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 puede extraer información sobre Modulación y tasa de código FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de decodificación BICM. Para PLP de modulación/codificación variable de tipo 1 de PLP, los módulos de extracción de ModCod, r307 y r307-1 mostrados en la Fig. 64 pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para decodificación BICM.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo de inserción de cabecera de trama 401 puede formar una trama a partir de los flujos de símbolo de entrada y puede añadir una cabecera de trama en la parte delantera de cada trama de transmisión. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

*: Número de canales unidos (4 bits)

*: Intervalo de seguridad (2 bits)

*: PAPR (2 bits)

*: Patrón piloto (2 bits)

*: Identificación de sistema digital (16 bits)

*: Identificación de trama (16 bits)

*: Longitud de trama (16 bits) - número de símbolos de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal (OFDM) por trama

*: Longitud de supertrama (16 bits) - número de tramas por supertrama

*: número de PLP (8 bits)

*: para cada PLP

identificación de PLP (8 bits)

id de unión de canales (4 bits)

inicio de PLP (9 bits)

tipo de PLP (2 bits) - PLP común u otros

tipo de carga útil de PLP (5 bits)

tipo de MC (1 bit) - modulación y codificación fija/variable

si tipo de MC == modulación y codificación fija

tipo de FEC (1 bit) - LDPC larga o corta

tasa de código (3 bits)

Modulación (3 bits) - hasta 64K QAM

fin si;

Número de canales de ranura (2 bits)

para cada ranura

Inicio de ranura (9 bits)

Anchura de ranura (9 bits)

fin para;

Anchura de PLP (9 bits) - número máximo de bloques FEC de PLP

Tipo de entrelazado en el tiempo de PLP (2 bits)

fin para;

* CRC-32 (32 bits)

El entorno de unión de canales se supone para la información de L1 transmitida en la cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por lo tanto, información tal como un identificador de PLP, identificador de unión de canales, y dirección de inicio de PLP se requieren para cada canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo de ModCod en la cabecera de trama FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo de ModCod en la cabecera de trama si el tipo de PLP soporta modulación/codificación fija para reducir la sobrecarga de señalización. Además, si existe una Banda de ranura para cada PLP, transmitiendo la dirección de inicio de la Ranura y su anchura, puede llegar a ser innecesario decodificar las portadoras correspondientes en el receptor.

La Fig. 43 muestra un ejemplo de patrón piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canales. Como se muestra, si las posiciones de SP son coincidentes con posiciones piloto de preámbulo, puede darse una estructura piloto irregular.

La Fig. 43a muestra un ejemplo de módulo de inserción de piloto 404 como se muestra en la Fig. 42. Como se representa en la Fig. 43, si se usa una banda de frecuencia única (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es 7,61 MHz, pero si se unen múltiples bandas de frecuencia, se pueden eliminar las bandas de seguridad, de esta manera, la eficiencia de frecuencia puede aumentar en gran medida. La Fig. 43b es un ejemplo de módulo de inserción de preámbulo 504 como se muestra en la Fig. 51 que se transmite en la parte delantera de la trama e incluso con unión de canales, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho debanda del bloque de L1. Ésta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza exploración de canal inicial.

Los patrones piloto existen tanto para el Preámbulo como los símbolos de datos. Para el símbolo de datos, se pueden usar patrones piloto dispersos (SP). El patrón piloto 5 (PP5) y el patrón piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para interpolación de solamente en frecuencia. El PP5 tiene x=12, y=4, z=48 para GI=1/64 y el PP7 tiene x=24, y=4, z=96 para GI=1/128. La interpolación de tiempo adicional también es posible para una mejor estimación de canal. Los patrones piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posiciones piloto posibles para la adquisición inicial de canal. Además, las posiciones piloto de preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones de SP y se desea un patrón piloto único tanto para el preámbulo como el SP. Los pilotos de preámbulo también se podrían usar para interpolación de tiempo y todo preámbulo podría tener un patrón piloto idéntico. Estos requisitos son importantes para la detección C2 en la exploración y necesarios para la estimación de desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de aleatorización. En un entorno de unión de canales, la coincidencia en las posiciones piloto se debería mantener también para la unión de canales debido a que la estructura piloto irregular puede degradar el rendimiento de interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es 48 y si una distancia y entre SP correspondientes a un portador SP específico a lo largo del eje de tiempo es 4, una distancia x efectiva después de la interpolación de tiempo llega a ser 12. Esto es cuando una fracción de intervalo de seguridad (GI) es 1/64. Si la fracción de GI es 1/128, se puede usar x=24, y=4 y z=96. Si se usa la unión de canales, las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones piloto de preámbulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones piloto de preámbulo pueden ser coincidentes con todas las posiciones SP del símbolo de datos. Cuando se usa la unión de canales, el segmento de datos donde se transmite un servicio, se puede determinar con independencia de la granularidad del ancho de banda de 8 MHz. Sin embargo, para reducir la sobrecarga para direccionar el segmento de datos, se puede elegir una transmisión que empieza en la posición SP y que termina en la posición de SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo de estimación de canal r501 mostrado en la Fig. 62 puede realizar una interpolación de tiempo para obtener los pilotos mostrados con líneas de puntos en la Fig. 43 y realizar una interpolación de frecuencia. En este momento, para puntos no continuos cuyos intervalos se designan como 32 en la Fig. 43, se puede implementar o bien realizar interpolaciones en la izquierda y la derecha separadamente o bien realizar interpolaciones solamente en lado luego realizar la interpolación en el otro lado usando las posiciones piloto ya interpoladas cuyo intervalo es 12 como un punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, de esta manera, un receptor puede minimizar el consumo de potencia realizando una estimación de canal y decodificando solamente las subportadoras necesarias.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo de PP5 aplicado en un entorno de unión de canales o una estructura de SP para mantener la distancia efectiva x como 12 para evitar una estructura de SP irregular mostrada en la Fig. 43 cuando se usa unión de canales. La Fig. 44a es una estructura de SP para símbolo de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para símbolo de preámbulo.

Como se muestra, si la distancia SP se mantiene consistente en caso de unión de canales, no habrá problemas en la interpolación de frecuencia pero las posiciones piloto entre el símbolo de datos y el preámbulo pueden no ser coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere una estimación de canal adicional para una estructura de SP irregular, sin embargo, las posiciones SP usadas en unión de canales y las posiciones piloto de preámbulo llegan a ser diferentes para cada canal.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura de SP o PP5' para proporcionar una solución a los dos problemas antes mencionados en un entorno de unión de canales. Específicamente, una distancia piloto de x=16 puede resolver esos problemas. Para conservar la densidad piloto o para mantener la misma sobrecarga, un PP5' puede tener x=16, y=3, z=48 para GI=1/64 y un PP7' puede tener x=16, y=6, z=96 para GI=1/128. La capacidad de interpolación solamente en frecuencia todavía se puede mantener. Las posiciones piloto se representan en la Fig. 45 para comparación con la estructura de PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo patrón SP o estructura de PP5' en un entorno de unión de canales. Como se muestra en la figura 46, si se usa o bien un canal único o bien unión de canales, se puede proporcionar una distancia piloto efectiva x=16. Además, debido a que las posiciones SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones piloto de preámbulo, se puede evitar el deterioro de la estimación de canal causado por la irregularidad de SP o las posiciones SP no coincidentes. En otras palabras, la posición SP no irregular existe para el interpolador de frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones SP.

En consecuencia, los nuevos patrones SP propuestos pueden ser ventajosos porque se puede usar un patrón SP único tanto para un canal tanto único como unido; no se puede causar ninguna estructura piloto irregular, de esta manera es posible una buena estimación de canal; tanto las posiciones SP piloto como de preámbulo se pueden mantener coincidentes; la densidad piloto se puede mantener igual que para PP5 y PP7 respectivamente; y también se puede conservar la capacidad de interpolación solamente de frecuencia.

Además, la estructura de preámbulo puede cumplir los requisitos de manera que las posiciones piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones SP posibles para la adquisición de canal inicial; el número máximo de portadoras debería ser 3409 (7,61 MHz) para la exploración inicial; se deberían usar exactamente los mismos patrones piloto y secuencia de aleatorización para la detección C2; y no se requiere ningún preámbulo específico de detección como P1 en T2.

En términos de relación con la estructura de trama, se puede modificar la granularidad de posición de segmento de datos a 16 portadoras en lugar de 12, de esta manera, puede darse menos sobrecarga de direccionamiento de posición y no se esperan otros problemas con respecto a la condición de segmento de datos, la condición de ranura nula, etc.

Por lo tanto, en el módulo de estimación de canal r501 de la Fig. 62, los pilotos en cada preámbulo se pueden usar cuando se realiza interpolación de tiempo de SP del símbolo de datos. Por lo tanto, se puede mejorar la adquisición de canal y estimación de canal en los límites de trama.

Ahora, con respecto a los requisitos relacionados con el preámbulo y la estructura piloto, hay consenso en que las posiciones de pilotos de preámbulo y SP deberían coincidir con independencia de la unión de canales; el número de portadoras totales en el bloque de L1 debería ser divisible por la distancia piloto para evitar una estructura irregular en el borde de banda; los bloques de L1 se deberían repetir en el dominio de la frecuencia; y los bloques de L1 deberían siempre ser decodificables en una posición de ventana de sintonizador arbitraria. Requisitos adicionales serían que las posiciones y patrones piloto se deberían repetir en periodos de 8 MHz; el desplazamiento de frecuencia de portadora correcto se debería estimar sin conocimiento de la unión de canales; y la decodificación de L1 (reordenación) es imposible antes que se compense el desplazamiento de frecuencia.

La Fig. 47 muestra una relación entre un símbolo de datos y un preámbulo cuando se usan las estructuras de preámbulo como se muestran en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque L1 se puede repetir en periodos de 6 MHz. Para la decodificación de L1, se debería encontrar tanto el desplazamiento de frecuencia como el patrón de cambio de preámbulo. La decodificación de L1 no es posible en una posición de sintonizador arbitraria sin información de la unión de canales y un receptor no puede diferenciar entre un valor de cambio de preámbulo y un desplazamiento de frecuencia.

De esta manera, necesita ser obtenido un receptor, específicamente para el eliminador de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 para realizar una estructura de unión de canales, de decodificación de señal L1. Debido a que es conocida la cantidad de cambio de preámbulo esperada en dos regiones sombreadas verticalmente en la Fig. 47, el módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de portadora. Basado en la estimación, la trayectoria de señalización de L1 (r308-1 ~ r301-1) en la Fig. 64 puede decodificar la L1.

La Fig. 48 muestra una relación entre un símbolo de datos y un preámbulo cuando se usa la estructura de preámbulo como se muestra en la Fig. 55. El bloque de L1 se puede repetir en periodos de 8 MHz. Para decodificación de L1, solamente necesita ser encontrado el desplazamiento de frecuencia y puede no ser requerido el conocimiento de la unión de canales. El desplazamiento de frecuencia se puede estimar fácilmente usando una secuencia conocida de la Secuencia Binaria Pseudoaleatoria (PRBS). Como se muestra la Fig. 48, los símbolos de datos y el preámbulo están alineados, de esta manera, puede llegar a ser innecesario buscar una sincronización adicional. Por lo tanto, para un receptor, específicamente para el módulo eliminador de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63, es posible que solamente necesite ser obtenido el pico de correlación con secuencia de aleatorización piloto para realizar la decodificación de señal de L1. El módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia de portadora desde la posición pico.

La Fig. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

Desde el punto de vista de diseño del piloto, el GI actual ya sobreprotege la dispersión de retardo del canal por cable. En el caso peor, rediseñar el modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z=32 o 56). Una densidad piloto de z=32 puede aumentar la sobrecarga del piloto, de esta manera, se puede elegir z=56. Una cobertura de retardo ligeramente

Js

menor puede no ser importante en un canal por cable. Por ejemplo, puede ser 8 para PP5' y 4 Js para PP7'

comparado con 9,3 Js (PP5) y 4,7 Js (PP7). Se pueden cubrir retardos significativos por ambos patrones piloto incluso en el caso peor. Para la posición de piloto de preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones SP en un símbolo de datos.

Si se puede ignorar la trayectoria de retardo de -40 dB, la dispersión de retardo real puede llegar a ser 2,5 Js , 1/64

GI = 7 Js , o 1/128 GI = 3,5 Js . Esto muestra que el parámetro de distancia piloto, z=56 puede ser un valor suficientemente bueno. Además, z=56 puede ser un valor conveniente para estructurar el patrón piloto que permite la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48.

La Fig. 50 muestra una estructura de piloto dispersa que usa z=56 y z=112 que se construye en el módulo de inserción de pilotos 404 en la Fig. 42. Se proponen PP5' (x=14, y=4, z=56) y PP7' (x=28, y=4, z=112). Se podrían insertar portadoras de borde para cerrar el borde.

Tal como se muestra en la Fig. 50, los pilotos están alineados a 8 MHz de cada borde de la banda, cada posición piloto y estructura piloto se puede repetir cada 8 MHz. De esta manera, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48. Además, se puede usar una estructura piloto común entre símbolos de datos y preámbulo. Por lo tanto, el módulo de estimación de canal r501 en la Fig. 62 puede realizar una estimación de canal usando interpolación en los símbolos de datos y preámbulo debido a que no puede darse ningún patrón piloto irregular, con independencia de la posición de ventana que se decide mediante las ubicaciones del segmento de datos. En este momento, usar solamente interpolación de frecuencia puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal a partir de la dispersión de retardo. Si adicionalmente se realiza interpolación de tiempo, se puede realizar una estimación de canal más precisa.

En consecuencia, en el nuevo patrón piloto propuesto, se pueden repetir la posición piloto y el patrón en base a un periodo de 8 MHz. Se puede usar un único patrón piloto tanto para símbolos de datos como de preámbulo. La decodificación de L1 puede ser siempre posible sin conocimiento de la unión de canales. Además, el patrón piloto propuesto puede no afectar a las partes en común con T2 debido a que se puede usar la misma estrategia de piloto del patrón piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones piloto diferentes; y puede no ser aumentada la complejidad de receptor significativa por patrones piloto modificados. Para una secuencia de aleatorización piloto, el periodo de PRBS puede ser 2047 (secuencia m); la generación de PRBS se puede reiniciar cada 8 MHz, de los que el periodo es 3584; la tasa de repetición piloto de 56 también puede ser coprima con 2047; y se puede no esperar un problema de PAPR.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolo de entrada se pueden transformar en el dominio del tiempo por el módulo de IFFT 501. Si es necesario, se puede reducir la relación de potencia pico a promedio (PAPR) en el módulo de reducción PAPR 502. Para métodos PAPR, se puede usar una reserva de tono o extensión de constelación activa (ACE). El módulo de inserción de GI 503 puede copiar una última parte de un símbolo OFDM efectivo para rellenar el intervalo de seguridad en forma de prefijo cíclico.

El módulo de inserción de preámbulo 504 puede insertar un preámbulo en la parte delantera de cada trama transmitida de manera que un receptor pueda detectar una señal digital, trama y adquirir una adquisición de desplazamiento de tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede realizar señalización de capa física tal como tamaño de FFT (3 bits) y tamaño de intervalo de seguridad (3 bits). El módulo de inserción de preámbulo 504 se puede omitir si el modulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para unión de canales, generada en el módulo de inserción de preámbulo 504 en la Fig. 51. Un bloque de L1 completo debería ser "siempre decodificable" en cualquier posición de ventana de sintonización de 7,61 MHz arbitraria y no debería darse pérdida de señalización de L1 con independencia de la posición de ventana de sintonizador. Como se muestra, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de la frecuencia en periodos de 6 MHz. El símbolo de datos puede ser de canales unidos cada 8 MHz. Si, para decodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61 que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el eliminador de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reordenar el bloque de L1 con cambio cíclico recibido (Fig. 53) a su forma original. Esta reordenación es posible debido a que el bloque de L1 se repite para cada bloque de 6 MHz. La Fig. 53a se puede reordenar en la Fig. 53b.

La Fig. 54 muestra un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la Fig. 52 usa solamente 6 MHz del ancho de banda de sintonizador total de 7,61 MHz para la decodificación de L1. En términos de eficiencia espectral, el ancho de banda del sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza completamente. Por lo tanto, puede haber una optimización adicional en la eficiencia espectral.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o estructura de símbolos de preámbulo para la eficiencia espectral total, que se genera en el módulo de inserción de cabecera de trama 401 en la Fig. 42. Al igual que el símbolo de datos, los bloques L1 se pueden repetir en dominio de la frecuencia en periodos de 8 MHz. Un bloque de L1 completo es todavía "siempre decodificable" en cualquier posición de ventana de sintonizador de 7,61 MHz arbitraria. Después de la sintonización, los datos de 7,61 MHz se pueden considerar como un código perforado virtualmente. Teniendo exactamente el mismo ancho de banda tanto para los símbolos datos como de preámbulo y exactamente la misma estructura piloto tanto para los símbolos datos como de preámbulo se puede maximizar la eficiencia espectral. Se pueden mantener sin cambios otros rasgos tales como la propiedad de cambio cíclico y no enviar el bloque de L1 en caso de que no haya segmentos de datos. En otras palabras, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de símbolos de datos o, tal como se muestra en la Fig. 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aquí, es 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador se puede definir como un ancho de banda que corresponde a un número de portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (aquí, es 7,61 MHz).

La Fig. 56 muestra un código perforado virtualmente. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque de L1 de 8 MHz se pueden considerar como de código perforado. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para decodificación de L1, el eliminador de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reordenar el bloque de L1 con cambio cíclico, recibido en su forma original tal como se muestra en la Fig. 56. En este momento, se realiza una decodificación de L1 usando el ancho de banda entero del sintonizador. Una vez que se reordena el bloque de L1, un espectro del bloque de L1 reordenado puede tener una región en blanco dentro del espectro tal como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 56 debido a que un tamaño original del bloque L1 es un ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la región en blanco se rellena con ceros, o bien después del desentrelazado en dominio de símbolo por el desentrelazador en frecuencia r403 en la Fig. 63 o por el desentrelazador de símbolo r308-1 en la Fig. 64 o bien después de desentrelazar en dominio de bits por el demapeador de símbolo r306-1, el multiplexor de bit r305-1 y el desentrelazador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que parece estar perforada tal como se muestra en el lado inferior derecho de la Fig. 56.

Este bloque de L1 se puede decodificar en el módulo de decodificación perforada/acortada r303-1 en la Fig. 64. Usando esta estructura de preámbulo, se puede utilizar el ancho de banda entero del sintonizador, de esta manera se puede aumentar la eficiencia espectral y la ganancia de codificación. Además, se puede usar una estructura piloto y ancho de banda idénticos para los símbolos de preámbulo y datos.

Además, si el ancho de banda del preámbulo o el ancho de banda de símbolos de preámbulo se fija como un ancho de banda del sintonizador como se muestra en la Fig. 58, (es de 7,61 MHz en el ejemplo), se puede obtener un bloque de L1 completo después de la reordenación incluso sin perforación. En otras palabras, para una trama que tiene símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), se puede decir, que el bloque de L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de una banda de radiofrecuencia (RF) de 8 MHz.

De esta manera, se puede maximizar la eficiencia espectral y el rendimiento de decodificación de L1. En otras palabras, en un receptor, la decodificación se puede realizar en el módulo de decodificación perforada/acortada r303-1 en la Fig. 64, después de realizar solamente desentrelazado en el dominio de símbolo.

En consecuencia, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa porque es completamente compatible con el preámbulo usado previamente excepto en que el ancho de banda es diferente; los bloques L1 se repiten en periodos de 8 MHz; el bloque de L1 puede ser siempre decodificable con independencia de la posición de ventana de sintonizador; se puede usar un ancho de banda de sintonizador total para decodificación de L1; una eficiencia espectral máxima puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque de L1 incompleto se puede considerar como codificado perforado; se puede usar una estructura piloto simple e igual tanto para el preámbulo como los datos; y se puede usar un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como los datos.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo DAC 601 puede convertir una entrada de señal digital en una señal analógica. Después de la transmisión el ancho de banda de frecuencia se convierte de manera ascendente (602) y se puede transmitir la señal filtrada analógica (603).

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema de receptor digital. La señal recibida se convierte en una señal digital en un módulo de proceso analógico r105. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en el dominio de la frecuencia. Un analizador sintáctico de trama r103 puede eliminar pilotos y cabeceras y permitir la selección de información de servicio que necesita se decodificada. Un demodulador BICM r102 puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador de salida r101 puede restaurar la información de temporización y el flujo de servicio transmitido originalmente.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. Un módulo de sintonizador/AGC r603 puede seleccionar un ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la señal recibida. Un módulo de conversión descendente r602 puede restaurar la banda base. Un módulo ADC r601 puede convertir la señal analógica en señal digital.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo de detección de trama r506 puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente, y detectar un inicio de una trama. Un módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 puede realizar una sincronización en los dominios del tiempo y de la frecuencia. En este momento, para la sincronización en el dominio del tiempo, se puede usar una correlación de intervalo de seguridad. Para la sincronización en el dominio de la frecuencia, se puede usar una correlación o se puede estimar un desplazamiento a partir de información de fase de una subportadora que se transmite en el dominio de la frecuencia. Un módulo de eliminación de preámbulo r504 puede eliminar el preámbulo de la parte delantera de la trama detectada. Un módulo de eliminación de GI r503 puede eliminar el intervalo de seguridad. Un módulo FFT r501 puede transformar la señal en el dominio del tiempo en una señal en el dominio de la frecuencia. Un módulo de estimación/ecualización de canal r501 puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando un símbolo piloto. El módulo de eliminación de preámbulo r504 se puede omitir si el demodulador es específicamente para DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de trama. Un módulo de eliminación de piloto r404 puede eliminar un símbolo piloto. Un módulo de desentrelazado en frecuencia r403 puede realizar desentrelazado en el dominio de la frecuencia. Un fusionador de símbolo OFDM r402 puede restaurar la trama de datos a partir de flujos de símbolos transmitidos en símbolos OFDM. Un módulo de eliminación de cabecera de trama r401puede extraer señalización de capa física de la cabecera de cada trama y eliminar la cabecera. La información extraída se puede usar como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador BICM. La Fig. 64a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 64b muestra una trayectoria de señalización de L1. Un desentrelazador de símbolo r308 puede realizar un desentrelazado en el dominio de símbolo. Un extractor de ModCod r307 puede extraer parámetros de ModCod de la parte delantera de cada trama en BB y poner a disposición los parámetros para los siguientes procesos de decodificación y demodulación adaptativa/ variable. Un demapeador de símbolo r306 puede demapear flujos de símbolo de entrada en flujos de Razón de Verosimilitud Logarítmica (LLR) de bits. Los flujos de LLR de bits de salida se pueden calcular usando una constelación usada en un mapeador de símbolo 306 del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM mencionada anteriormente, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más próximo del MSB y calculando o bien el eje I o bien el eje Q cuando se calcula el resto de bits, se puede implementar un demapeador de símbolo eficiente. Este método se puede aplicar a, por ejemplo, LLR aproximada, LLR exacta y Decisión firme.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de la constelación y la tasa de código del código de corrección de error en el mapeador de símbolo 306 del transmisor, el demapeador de símbolo r306 del receptor puede obtener una constelación usando la información de la capacidad de la constelación y tasa de código transmitida desde el transmisor. El multiplexor de bit r305 del receptor puede realizar una función inversa del demultiplexor de bit 305 del transmisor. El desentrelazador interno r304 y el desentrelazador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas del entrelazador interno 304 y el entrelazador externo 302 del transmisor, respectivamente para obtener el flujo de datos en su secuencia original. El desentrelazador externo r302 se puede omitir si el demodulador BICM es específicamente para DVB-C2.

El decodificador interno r303 y el decodificador externo r301 del receptor pueden realizar procesos de decodificación correspondientes para el codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, respectivamente, para corregir errores en el canal de transmisión. Se pueden realizar procesos similares a los realizados en la trayectoria de datos en la trayectoria de señalización de L1, pero con diferentes parámetros (r308-1 ~ r301-1). En este punto, como se explicó en la parte del preámbulo, se puede usar un módulo de código acortado/perforado r303-1 para la decodificación de señal de L1.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de decodificación LDPC usando acortamiento/perforación. Un demultiplexor r301a puede sacar por separado una parte de paridad y parte de información de un código sistemático de flujos de bits de entrada. Para la parte de información, se puede realizar un rellenado con ceros (r302a) según un número de flujos de bits de entrada del decodificador LDPC, para la parte de paridad, se pueden generar flujos de bits de entrada para (r303a) el decodificador LDPC desperforando la parte perforada. La decodificación LDPC (r304a) se puede realizar sobre flujos de bits generados, y los ceros en la parte de información se pueden eliminar y sacar (r305a).

La Fig. 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador en BB r209 puede restaurar flujos de bits (209) aleatorizados en el transmisor. Un divisor r208 puede restaurar tramas en BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según la trayectoria de PLP. Para cada trayectoria de PLP, un eliminador de cabecera en BB r207-1~n pueden eliminar la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama en BB. Un decodificador de CRC r206-1~n puede realizar una decodificación CRC y poner a disposición las tramas en BB fiables para la selección. Unos módulos de inserción de paquetes nulos r2051~n pueden restaurar los paquetes nulos que se eliminaron para una mayor eficiencia de transmisión en su ubicación original. Unos módulos de recuperación de retardo r204-1~n pueden restablecer un retardo que existe entre cada trayectoria de PLP.

Unos módulos de recuperación de reloj de salida r203-1~n pueden restaurar la temporización original del flujo de servicio a partir de la información de temporización transmitida desde los módulos de sincronización de flujo de entrada 203-1~n. Unos módulos de interfaz de salida r202-1~n pueden restaurar datos en un paquete de TS/GS a partir de los flujos de bits de entrada que están segmentados en la trama en BB. Unos módulos de procesado posterior de salida r201-1~n pueden restaurar múltiples flujos de TS/GS en un flujo de TS/GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la Fig. 66 representan módulos que se pueden usar cuando se procesa un único PLP de una vez y el resto de bloques representan módulos que se pueden usar cuando se procesan múltiples PLP al mismo tiempo.

Los patrones piloto de preámbulo se diseñaron cuidadosamente para evitar un aumento de PAPR, de esta manera, necesita ser considerado si la tasa de repetición de L1 puede aumentar la PAPR. El número de bits de información de L1 varía dinámicamente según la unión de canales, el número de PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que un tamaño de bloque de L1 fijo puede introducir una sobrecarga innecesaria; una señalización de L1 se debería proteger más intensamente que los símbolos de datos; y un entrelazado en tiempo de bloque de L1 puede mejorar la robustez sobre el deterioro de canal tal como la necesidad de ruido impulsivo.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 8 MHz, como se muestra en la Fig. 67, la eficiencia espectral total (aumento de un 26,8% de BW) se muestra con perforación virtual, pero la PAPR se puede aumentar dado que el ancho de banda de L1 es el mismo que aquel de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, se puede usar entrelazado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes comunes y el mismo patrón puede repetirse en sí mismo en un periodo de 8 MHz después del entrelazado.

Para una tasa de repetición de bloque de L1 de 6 MHz, como se muestra en la Fig. 68, se puede mostrar una eficiencia espectral reducida sin perforación virtual. Puede darse un problema similar de PAPR como para el caso de 8 MHz dado que los anchos de banda de símbolo de datos y de L1 comparten LCM=24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, se puede usar entrelazado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes comunes y el mismo patrón puede repetirse en sí mismo en un periodo de 24 MHz después del entrelazado.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repetición de bloque de L1 de 7,61 MHz o ancho de banda de sintonizador total. Se puede obtener una eficiencia espectral total (aumento de un 26,8% de BW) sin perforación virtual. Puede no haber un problema de PAPR dado que los anchos de banda de símbolo de datos y de L1 comparten LCM : 1704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz, se puede usar entrelazado en frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes comunes y el mismo patrón puede repetirse en sí mismo en periodos de alrededor de 1704 MHz después del entrelazado.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en la señalización de L1 se puede transmitir al receptor y se puede usar como un parámetro de decodificación. Especialmente, se puede usar la información en la trayectoria de señal de L1 mostrada en la Fig. 64 y los PLP se pueden transmitir en cada segmento de datos. Se puede obtener un aumento de robustez para cada PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un entrelazador de símbolo 308-1 como se muestra en la trayectoria de señalización de L1 en la Fig. 37 y también puede ser un ejemplo de su desentrelazador de símbolo r308-1 correspondiente como se muestra en la trayectoria de señalización de L1 en la Fig. 64. Los bloques con líneas oblicuas representan bloques de L1 y los bloques lisos representan portadoras de datos. Los bloques L1 se pueden transmitir no solamente dentro de un único preámbulo, sino que también se pueden transmitir dentro de múltiples bloques OFDM. Dependiendo de un tamaño de bloque L1, el tamaño del bloque de entrelazado puede variar. En otras palabras, num_L1_sym y L1_span pueden ser diferentes entre sí. Para minimizar una sobrecarga innecesaria, los datos se pueden transmitir dentro del resto de portadoras de los símbolos OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, se puede garantizar una eficiencia espectral total debido a que el ciclo de repetición del bloque de L1 todavía es un ancho de banda de sintonizador total. En la Fig. 72, los números en bloques con líneas oblicuas representan el orden de bit dentro de un único bloque LDPC.

En consecuencia, cuando los bits se escriben en una memoria de entrelazado en la dirección de fila según un índice de símbolo como se muestra en la Fig. 72 y se leen en la dirección de columna según un índice de portadora, se puede obtener un efecto de entrelazado de bloque. En otras palabras, se puede entrelazar un bloque LDPC en el dominio del tiempo y el dominio de la frecuencia y entonces se puede transmitir. Num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, un número entre 2~4 se puede fijar como el número de símbolos OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño de bloque de L1, se puede usar un código LDPC perforado/acortado que tenga una longitud mínima de la palabra de código para protección de L1.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque de L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de trama. Como se muestra en la Fig. 73a, los bloques de L1 se pueden expandir en el ancho de banda de sintonizador total o como se muestra en la Fig. 73b, los bloques de L1 se pueden expandir de manera parcial y el resto de las portadoras se pueden usar para portadora de datos. En cualquier caso, se puede ver que la tasa de repetición del bloque de L1 puede ser idéntica a un ancho de banda de sintonizador total. Además, para los símbolos OFDM que usan señalización de L1 incluyendo el preámbulo, solamente se puede realizar entrelazado de símbolo mientras que no se permite una transmisión de datos en esos símbolos OFDM. En consecuencia, para el símbolo OFDM usado para señalización de L1, un receptor puede decodificar L1 realizando un desentrelazado sin decodificación de datos. En este punto, el bloque de L1 puede transmitir señalización de L1 de trama actual o señalización de L1 de una trama posterior. En el lado receptor, los parámetros de L1 decodificados a partir de la trayectoria de decodificación de señalización de L1 mostrada en la Fig. 64 se pueden usar para el proceso de decodificación para la trayectoria de datos del analizador sintáctico de trama de la trama posterior.

En resumen, en un transmisor, se puede realizar un entrelazado de bloques de la región L1 escribiendo bloques en una memoria en una dirección de fila y leyendo los bloques escritos desde la memoria en una dirección de columna. En un receptor, se puede realizar un desentrelazado de bloques de la región L1 escribiendo bloques en una memoria en una dirección de columna y leyendo los bloques escritos desde la memoria en una dirección de fila. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y receptor se pueden intercambiar.

Cuando se realiza una simulación con suposiciones que se hacen tales como CR=1/2 para protección de L1 y para las partes comunes de T2; mapeo de símbolo 16-QAM; densidad piloto de 6 en el preámbulo; número de LDPC corta implica una cantidad requerida de perforación/acortamiento, se pueden obtener resultados o conclusiones tales como solamente un preámbulo para transmisión de L1 pueden no ser suficientes; el número de símbolos OFDM depende de la cantidad del tamaño de bloque L1; se puede usar la palabra de código LDPC más corta (por ejemplo información de 192 bits) entre el código acortado/perforado para flexibilidad y granularidad fina; y el rellenado se puede añadir si se requiere con una sobrecarga despreciable. El resultado se resume en la Fig. 71.

En consecuencia, para una tasa de repetición de bloque de L1, el ancho de banda de sintonizador total sin perforación virtual puede ser una buena solución y aún puede no surgir un problema de PAPR con eficiencia espectral total. Para señalización de L1, una estructura de señalización eficiente puede permitir una configuración máxima en un entorno de unión de 8 canales, 32 ranuras, 256 segmentos de datos, y 256 PLP. Para la estructura de bloque de L1, se puede implementar una señalización de L1 flexible según el tamaño de bloque de L1. El entrelazado en tiempo se puede realizar para una mejor robustez para las partes comunes de T2. Menos sobrecarga puede permitir una transmisión de datos en el preámbulo.

El entrelazado de bloque del bloque de L1 se puede realizar para mejor robustez. El entrelazado se puede realizar con un número predefinido fijo de símbolos de L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras expandidas por L1 como un parámetro (L1_span). La misma técnica se usa para entrelazado de preámbulo P2 en DVB-T2.

Se puede usar un bloque L1 de tamaño variable. El tamaño puede ser adaptable a la cantidad de bits de señalización de L1, provocando una sobrecarga reducida. Se puede obtener una eficiencia espectral total sin problema de PAPR. Repetición de menos de 7,61 MHz puede significar que se puede enviar más redundancia pero no se usa. Puede no surgir un problema de PAPR debido a la tasa de repetición de 7,61 MHz para el bloque de L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es diferente de la Fig. 70 en que el campo L1_span que tiene 12 bits se divide en dos campos. En otras palabras, el campo L1_span se divide en una L1_column que tiene 9 bits y una L1_row que tiene 3 bits. La L1_column representa el índice de portadora que abarca la L1. Debido a que el segmento de datos comienza y finaliza cada 12 portadoras, que es la densidad de piloto, los 12 bits de sobrecarga se pueden reducir en 3 bits hasta alcanzar 9 bits.

L1_row representa el número de símbolos OFDM que está abarcando L1 cuando se aplica entrelazado en el tiempo. En consecuencia, se puede realizar un entrelazado en el tiempo dentro de un área de L1_columns multiplicada por L1_rows. Alternativamente, se puede transmitir un tamaño total de bloques de L1 de manera que se puede usar L1_span mostrado en la Fig. 70 cuando no se realiza entrelazado en el tiempo. Para tal caso, el tamaño de bloque de L1 es de 11.776 x 2 bits en el ejemplo, de esta manera 15 bits es suficiente. En consecuencia, el campo L1_span puede estar compuesto por 15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de entrelazado/desentrelazado en frecuencia o tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmisión completa. La Fig. 75 también muestra la unión de múltiples anchos de banda de 8 MHz. Una trama puede constar de un preámbulo que transmite bloques de L1 y un símbolo de datos que transmite datos. Las diferentes clases de símbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Como se muestra en la Fig. 75, el preámbulo transmite bloques de L1 cada 7,61 MHz.

Para el preámbulo, se realiza entrelazado en frecuencia o tiempo dentro de los bloques de L1 y no se realiza entre bloques de L1. Es decir, para el preámbulo, se puede decir que el entrelazado se realiza a nivel del bloque de L1. Esto permite decodificar los bloques de L1 transmitiendo los bloques de L1 dentro de un ancho de banda de ventana de sintonizador incluso cuando se haya movido la ventana del sintonizador a una ubicación aleatoria dentro de un sistema de unión de canales.

Para la decodificación de símbolo de datos en un ancho de banda de ventana de sintonizador aleatoria, no debería darse un entrelazado entre segmentos de datos. Es decir, para segmentos de datos, se puede decir que el entrelazado se realiza a nivel de segmento de datos. En consecuencia, se debería realizar un entrelazado en frecuencia y entrelazado en tiempo dentro de un segmento de datos. Por lo tanto, un entrelazador de símbolo 308 en una trayectoria de datos de un módulo BICM de transmisor como se muestra en la Fig. 37 puede realizar entrelazado de símbolo para cada segmento de datos. Un entrelazador de símbolo 308-1 en una trayectoria de señal de L1 puede realizar entrelazado de símbolo para cada bloque de L1.

Un entrelazador en frecuencia 403 mostrado en la Fig. 42 necesita realizar un entrelazado sobre los símbolos de datos y preámbulo por separado. Específicamente, para el preámbulo, se puede realizar un entrelazado en frecuencia para cada bloque de L1 y para un símbolo de datos, se puede realizar un entrelazado en frecuencia para cada segmento de datos. En este punto, puede no ser realizado un entrelazado en tiempo en la trayectoria de datos

o trayectoria de señal de L1 considerando un modo de baja latencia.

La Fig. 76 es una tabla que analiza la sobrecarga de la señalización de L1 que se transmite en una cabecera de FECFRAME en el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la trayectoria de datos del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37. Como se ve en la Fig. 76, para un bloque LDPC corto (tamaño=16200), puede darse una sobrecarga máxima del 3,3% que puede no ser despreciable. En el análisis, se suponen 45 símbolos para la protección de FECFRAME y el preámbulo es una señalización de L1 específica de una trama C2 y la cabecera de FECFRAME es una señalización de L1 específica de FECFRAME, es decir, un identificador de PLP, Mod y Cod.

Para reducir la sobrecarga de L1, se pueden considerar planteamientos según dos tipos de segmentos de datos. Para los casos de tipo ACM/VCM y múltiples PLP, se puede mantener igual la trama que para la cabecera de FECFRAME. Para los casos de tipo ACM/VCM y único PLP, el identificador de PLP se puede eliminar de la cabecera de FECFRAME, provocando hasta un 1,8% de reducción de sobrecarga. Para los casos de tipo CCM y múltiples PLP, el campo Mod/Cod se puede eliminar de la cabecera de FECFRAME, provocando hasta un 1,5% de reducción de sobrecarga. Para los casos de tipo CCM y único PLP, no se requiere cabecera de FECFRAME, de esta manera, se puede obtener hasta un 3,3% de reducción de sobrecarga.

En una señalización de L1 acortada, se puede transmitir o bien Mod/Cod (7 bits) o bien el identificador de PLP (8 bits), pero puede ser demasiado corto para obtener alguna ganancia de codificación. Sin embargo, es posible que no se requiera sincronización debido a que los PLP pueden estar alineados con la trama de transmisión C2; se puede conocer cada ModCod de cada PLP a partir del preámbulo; y un sencillo cálculo puede permitir sincronización con la FECFRAME específica.

La Fig. 77 está mostrando una estructura para una cabecera de FECFRAME para minimizar la sobrecarga. En la Fig. 77, los bloques con líneas oblicuas y el formador de FECFRAME representan un diagrama de bloques de detalle del módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la trayectoria de datos del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37. Los bloques lisos representan un ejemplo de módulo de codificación interno 303, entrelazador interno 304, demultiplexor de bit 305, y mapeador de símbolo 306 en la trayectoria de datos del módulo BICM como se muestra en la Fig. 37. En este punto, se puede realizar una señalización de L1 acortada debido a que CCM no requiere un campo Mod/Cod y una única PLP no requiere un identificador de PLP. En esta señal de L1 con un número reducido de bits, la señal de L1 se puede repetir tres veces en el preámbulo y se puede realizar una modulación BPSK, de esta manera, es posible una señalización muy robusta. Finalmente, el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 puede insertar la cabecera generada en cada trama FEC. La Fig. 84 está mostrando un ejemplo del módulo de extracción de ModCod r307 en la trayectoria de datos del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64.

Como se muestra en la Fig. 84, la cabecera de FECFRAME se puede analizar sintácticamente (r301b), luego los símbolos que transmiten información idéntica en símbolos repetidos se pueden retardar, alinear, y luego combinar (r302b combinación de Rake). Finalmente, cuando se realiza una demodulación BPSK (r303b), se puede restaurar un campo de señal de L1 recibido y este campo de señal de L1 restaurado se puede enviar al controlador del sistema para ser usado como parámetros para decodificación. La FECFRAME analizada sintácticamente se puede enviar al demapeador de símbolo.

La Fig. 78 está mostrando un rendimiento de tasa de error de bit (BER) de la protección de L1 mencionada anteriormente. Se puede ver que se obtiene alrededor de 4,8 dB de ganancia de SNR a través de una repetición de tres veces. La SNR requerida es de 8,7 dB a BER = 1E-11.

La Fig. 79 está mostrando ejemplos de estructuras de trama FEC y de tramas de transmisión. Las estructuras de trama FEC mostradas en el lado superior derecho de la Fig. 79 representan la cabecera de FECFRAME insertada por el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307 en la Fig. 37. Puede observarse que dependiendo de diversas combinaciones de condiciones es decir, tipo CCM o ACM/VCM y única o múltiples PLP, se puede insertar un tamaño diferente de cabeceras. O bien, se puede no insertar ninguna cabecera. Se pueden formar tramas de transmisión formadas según unos tipos de segmento de datos y mostradas en el lado inferior izquierdo de la Fig. 79 mediante el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del formador de trama tal como se muestra en la Fig. 42 y el módulo fusionador/segmentador 208 del procesador de entrada mostrado en la Fig. 35. En este punto, la FECFRAME se puede transmitir según diferentes tipos de segmento de datos. Usando este método, se puede reducir un máximo del 3,3% de sobrecarga. En el lado superior derecho de la Fig. 79, se muestran cuatro tipos diferentes de estructuras, pero un experto en la técnica entendería que éstos son solamente ejemplos, y se puede usar cualquiera de estos tipos o sus combinaciones para el segmento de datos.

En el lado receptor, el módulo de eliminación de cabecera de trama r401 del módulo de analizador sintáctico de trama como se muestra en la Fig. 63 y el módulo de extracción de ModCod r307 del módulo de demodulación BICM mostrado en la Fig. 64 puede extraer un parámetro de campo de ModCod que se requiere para la decodificación. En este punto, según los tipos de transmisión de segmento de datos se pueden extraer parámetros de trama. Por ejemplo, para el tipo CCM, se pueden extraer parámetros a partir de la señalización L1 que se transmite en el preámbulo y para el tipo ACM/VCM, se pueden extraer parámetros a partir de la cabecera de FECFRAME.

Como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 79, la estructura de FECFRAME se puede dividir en dos grupos, en el que el primer grupo es las tres estructuras de trama superiores con cabecera y el segundo grupo es la última estructura de trama sin cabecera.

La Fig. 80 está mostrando un ejemplo de señalización de L1 que se puede transmitir dentro del preámbulo por el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del módulo de formador de trama mostrado en la Fig. 42. Esta señalización de L1 es diferente de la señalización de L1 previa en que el tamaño del bloque de L1 se puede transmitir en bits (L1_size, 14 bits); es posible activar/desactivar el entrelazado en tiempo en el segmento de datos (dslice_time_intrlv, 1 bit); y definiendo el tipo de segmento de datos (dslice_type, 1 bit), se reduce la sobrecarga de la señalización de L1. En este punto, cuando el tipo de segmento de datos es CCM, el campo de Mod/Cod se puede transmitir dentro del preámbulo en lugar de dentro de la cabecera de FECFRAME (plp_mod (3 bits), plp_fec_type (1 bit), plp_cod (3 bits)).

En el lado receptor, el decodificador interno acortado/perforado r303-1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64 puede obtener el primer bloque LDPC, que tiene un tamaño de bloque de L1 fijo, transmitido dentro del preámbulo, a través de decodificación. También se puede obtener los números y el tamaño del resto de los bloques LDPC.

Se puede usar un entrelazado en tiempo cuando se necesitan múltiples símbolos OFDM para la transmisión de L1 o cuando hay un segmento de datos entrelazado en el tiempo. Es posible una activación/desactivación flexible del entrelazado en tiempo con una marca de entrelazado. Para un entrelazado en tiempo del preámbulo, se puede requerir una marca de entrelazado en tiempo (1 bit) y un número de símbolos OFDM entrelazados (3 bits), de esta manera, se pueden proteger un total de 4 bits de manera similar a una cabecera de FECFRAME acortada.

La Fig. 81 está mostrando un ejemplo de señalización L1 previa que se puede realizar en el módulo de inserción de cabecera de ModCod 307-1 en la trayectoria de datos de módulo BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques con líneas inclinadas y el Formador de Preámbulo son ejemplos del módulo de inserción de cabecera de ModCod 307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo BICM mostrado en la Fig. 37. Los bloques lisos son ejemplos del módulo de inserción de cabecera de trama 401 del formador de trama como se muestra en la Fig. 42.

También, los bloques lisos pueden ser ejemplos de módulo de código interno acortado/perforado 303-1, entrelazador interno 304-1, demultiplexor de bit 305-1, y mapeador de símbolo 306-1 en la trayectoria de señalización de L1 del módulo de BICM mostrado en la Fig. 37.

Como se ve en la Fig. 81, la señal de L1 que se transmite en el preámbulo se puede proteger usando codificación LDPC acortada/perforada. Se pueden insertar parámetros relacionados en la cabecera en forma de L1 previa. En este punto, solamente se pueden transmitir parámetros de entrelazado en tiempo en la Cabecera del preámbulo. Para asegurar más robustez, se puede realizar una repetición de cuatro veces. En el lado receptor, para ser capaz de decodificar la señal de L1 que se transmite en el preámbulo, el módulo de extracción de ModCod r307-1 en la trayectoria de señalización de L1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64 necesita usar el módulo de decodificación mostrado en la Fig. 84. En este punto, debido a que hay una repetición de cuatro veces a diferencia de la cabecera de FECFRAME de decodificación previa, se requiere un proceso de recepción Rake que sincronice los símbolos repetidos cuatro veces y que añada los símbolos.

La Fig. 82 muestra una estructura de L1 el bloque de señalización que se transmite desde el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del módulo de formador de trama como se muestra en la Fig. 42. Está mostrando un caso donde no se usa entrelazado en tiempo en un preámbulo. Como se muestra en la Fig. 82, puede transmitirse una clase diferente de bloques LDPC en el orden de las portadoras. Una vez que se forma y se transmite un símbolo OFDM entonces se forma y se transmite un siguiente símbolo OFDM. Para el último símbolo OFDM a ser transmitido, si hay alguna portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para transmisión de datos o se pueden rellenar de manera simulada. El ejemplo en la Fig. 82 muestra un preámbulo que comprende tres símbolos OFDM. En un lado receptor, para este caso de no entrelazado, se puede omitir el desentrelazador de símbolo r308-1 en la trayectoria de señalización L1 del demodulador BICM como se muestra en la Fig. 64.

La Fig. 83 muestra un caso donde se realiza un entrelazado en tiempo de L1. Como se muestra en la Fig. 83, se puede realizar un entrelazado de bloque de modo que se forme un símbolo OFDM para índices de portadora idénticos formando entonces unos símbolos OFDM para los siguientes índices de portadora. Como en el caso donde no se realiza entrelazado, si hay alguna portadora pendiente, esas portadoras se pueden usar para la transmisión de datos o se pueden rellenar de manera simulada. En un lado receptor, para este caso de no entrelazado, el desentrelazador de símbolo r308-1 en la trayectoria de señalización L1 del demodulador BICM mostrado en la Fig. 64 puede realizar un desentrelazado de bloque leyendo los bloques LDPC en orden creciente de números de los bloques LDPC.

Además, puede haber al menos dos tipos de segmentos de datos. El tipo 1 de segmento de datos tiene dslice_type = 0 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos no tiene cabecera de XFECFrame y tiene sus valores de mod/cod en los campos de señalización de L1. El tipo 2 de segmento de datos tiene dslice_type = 1 en los campos de señalización de L1. Este tipo de segmento de datos tiene cabecera de XFECFrame y tiene sus valores de mod/cod en la cabecera de XFECFrame.

XFECFrame significa trama XFEC (Corrección de Errores sin Canal de Retorno compleja) y mod/cod significa tipo de modulación/tasa de código.

En un receptor, un analizador sintáctico de trama puede formar una trama a partir de las señales demoduladas. La trama tiene símbolos de datos y los símbolos de datos pueden tener un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. También, un receptor puede extraer un campo para indicar si realizar un desentrelazado en el tiempo en los símbolos de preámbulo o no realizar un desentrelazado en el tiempo en los símbolos de preámbulo, a partir de la L1 de los símbolos de preámbulo.

En un transmisor, un formador de tramas puede formar una trama. Los símbolos de datos de la trama comprenden un primer tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame y una cabecera de XFECFrame y un segundo tipo de segmento de datos que tiene una XFECFrame sin cabecera de XFECFrame. Además, se puede insertar un campo para indicar si realizar un entrelazado en tiempo sobre símbolos de preámbulo o no realizar un entrelazado en tiempo sobre símbolos de preámbulo en la L1 de los símbolos de preámbulo.

Por último, para un código acortado/perforado para el módulo de inserción de cabecera de trama 401 del formador de trama mostrado en la Fig. 42, se puede determinar un tamaño mínimo de palabra de código que puede obtener ganancia de codificación y se puede transmitir en un primer bloque LDPC. De esta manera, para el resto de bloques LDPC se puede obtener tamaños a partir de ese tamaño del bloque de L1 transmitido.

Usando los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas es posible implementar una estructura, receptor y transmisor digital eficaz de señalización de capa física.

Transmitiendo información de ModCod en cada cabecera de trama en BB que es necesaria para ACM/VCM y la transmisión del resto de señalización de capa física en una cabecera de trama, se puede minimizar la sobrecarga de señalización.

Se puede implementar una QAM modificada para una transmisión más eficiente energéticamente o un sistema de difusión digital más robusto frente al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

Se puede implementar una QAM no uniforme mejorada para una transmisión más eficiente energéticamente o un sistema de difusión digital más robusto frente al ruido. También se describe un método de uso de tasa de código del código de corrección de error de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

El método de señalización de L1 sugerido puede reducir la sobrecarga en un 3~4% minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canales.

Será evidente para los expertos en la técnica que se pueden hacer diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método de transmisión de una señal de difusión, el método que comprende:

realizar una codificación LDPC sobre los datos de Conducto de Capa Física, PLP;

realizar una codificación LDPC sobre los datos de preámbulo que incluyen datos de señalización de L1;

mapear los datos de PLP codificados LDPC en símbolos de datos de PLP;

mapear los datos de preámbulo codificados LDPC en símbolos de preámbulo;

insertar selectivamente una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP, en donde la cabecera señala un identificador de los datos de PLP, unos parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP, y un tipo de FEC de los datos de PLP, el tipo de FEC de los datos de PLP que indica un tamaño de los datos de PLP codificados LDPC;

formar un segmento de datos que incluye los símbolos de datos de PLP, el segmento de datos que es uno de un primer tipo de segmento de datos y un segundo tipo de segmento de datos, en donde el primer tipo de segmento de datos no tiene la cabecera y el segundo tipo del segmento de datos tiene la cabecera;

entrelazar en el tiempo datos del segmento de datos, en donde los símbolos de preámbulo incluyen información sobre si están entrelazados en el tiempo o no los datos del segmento de datos;

formar una trama de señal que incluye los símbolos de preámbulo y el segmento de datos;

modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y

transmitir la trama de señal modulada,

en donde los datos de señalización de L1 incluyen un identificador de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos, y unos parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos.
2.

El método de la reivindicación 1, en donde los datos de señalización de L1 tienen información del ID del segmento de datos que identifica el segmento de datos.
3.

El método de la reivindicación 1, en donde los símbolos de preámbulo están divididos en al menos un bloque de capa 1 (L1) en un dominio de la frecuencia.
4.

Un transmisor para transmitir una señal de difusión, el transmisor que comprende:

un primer codificador (304) para realizar una codificación LDPC sobre los datos de Conducto de Capa Física, PLP;

un segundo codificador (304-1) para realizar una codificación LDPC sobre los datos de preámbulo que incluyen datos de señalización de L1;

un primer mapeador (305) para mapear los datos de PLP codificados LDPC en símbolos de datos de PLP;

un segundo mapeador (305-1) para mapear los datos de preámbulo codificados LDPC en símbolos de preámbulo;

un insertador de cabecera (307) para insertar selectivamente una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP, en donde la cabecera señala un identificador de los datos de PLP, unos parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP, y un tipo de FEC de los datos de PLP, el tipo de FEC de los datos de PLP que indica un tamaño de los datos de PLP codificados LDPC;

un formador de segmento de datos para formar un segmento de datos que incluye los símbolos de datos de PLP, el segmento de datos que es uno de un primer tipo de segmento de datos y un segundo tipo de segmento de datos, en donde el primer tipo de segmento de datos no tiene la cabecera y el segundo tipo del segmento de datos tiene la cabecera;

un entrelazador en tiempo para entrelazar en el tiempo datos del segmento de datos, en donde los símbolos de preámbulo incluyen información sobre si están entrelazados en el tiempo o no los datos del segmento de datos;

un formador de trama (103) para formar una trama de señal que incluye los símbolos de preámbulo y el segmento de datos;

un modulador (104) para modular la trama de señal mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y

un transmisor (105) para transmitir la trama de señal modulada,

en donde los datos de señalización de L1 incluyen un identificador de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos, y unos parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos.
5.

El transmisor de la reivindicación 4, en donde los datos de señalización de L1 tienen información del ID del segmento de datos que identifica el segmento de datos.
6.

El transmisor de la reivindicación 4, en donde los símbolos de preámbulo están divididos en al menos un bloque de capa 1 (L1) en un dominio de la frecuencia.
7.

Un método de recepción de una señal de difusión, el método que comprende;

recibir una señal de difusión, en donde la señal de difusión transporta una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y un segmento de datos, en donde los símbolos de preámbulo incluyen datos de señalización de L1;

demodular la señal de difusión mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM;

obtener una trama de señal a partir de la señal de difusión demodulada;

desentrelazar en el tiempo datos del segmento de datos a partir de la trama de señal, en donde los símbolos de preámbulo incluyen información sobre si están entrelazados en el tiempo los datos del segmento de datos;

obtener el segmento de datos incluyendo los símbolos de datos del Conducto de Capa Física, PLP, el segmento de datos que es uno de un tipo de segmento de datos y un segundo tipo de segmento de datos, en donde el primer tipo del segmento de datos no tiene una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos y el segundo tipo del segmento de datos tiene una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP;

detectar la cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP a partir del segundo tipo de segmento de datos, cuando la cabecera está presente en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP, en donde la cabecera señala un identificador de los datos de PLP, unos parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP, y un tipo de FEC de los datos de PLP, el tipo de FEC de los datos de PLP que indica un tamaño de los datos de PLP codificados LDPC;

demapear los símbolos de preámbulo en datos de preámbulo;

demapear los símbolos de datos de PLP en datos de PLP;

realizar una decodificación LDPC sobre los datos de preámbulo; y

realizar una decodificación LDPC sobre los datos de PLP;

en donde los datos de señalización de L1 incluyen un identificador de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos y unos parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos.
8.

El método de la reivindicación 7, en donde los datos de señalización de L1 tienen información del ID del segmento de datos que identifica el segmento de datos.
9.

El método de la reivindicación 7, en donde los símbolos de preámbulo están divididos en al menos un bloque de capa 1 (L1) en un dominio de la frecuencia.
10.

Un receptor para la recepción de una señal de difusión, el receptor que comprende;

un sintonizador (r603) para recibir una señal de difusión, en donde la señal de difusión transporta una trama de señal que incluye símbolos de preámbulo y un segmento de datos, en donde los símbolos de preámbulo incluyen datos de señalización de L1;

un demodulador (r104) para demodular la señal de difusión mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM;

un analizador sintáctico de trama (r103) para obtener la trama de señal a partir de la señal de difusión demodulada;

un desentrelazador en tiempo para desentrelazar en el tiempo datos del segmento de datos a partir de la trama de señal, en donde los símbolos de preámbulo incluyen información de si están entrelazados en el tiempo los datos del segmento de datos;

un analizador sintáctico de segmento de datos para obtener el segmento de datos incluyendo los símbolos de datos del Conducto de Capa Física, PLP, el segmento de datos que es uno de un primer tipo de segmento de datos y un segundo tipo de segmento de datos, en donde el primer tipo del segmento de datos no tiene una cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP y el segundo tipo del segmento de datos tiene la cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP;

un detector de cabecera (r307) para detectar la cabecera en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP a partir del segundo tipo de segmento de datos, cuando la cabecera está presente en la parte delantera de los símbolos de datos de PLP, en donde la cabecera señala un identificador de los datos de PLP, unos parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP, y un tipo de FEC de los datos de PLP, el tipo de FEC de los datos de PLP que indica un tamaño de los datos de PLP codificados LDPC;

un primer demapeador (r306-1) para demapear los símbolos de preámbulo en datos de preámbulo;

un segundo demapeador (r306) para demapear los símbolos de datos de PLP en datos de PLP;

un primer decodificador (r303-1) para realizar una decodificación LDPC sobre los datos de preámbulo; y

un segundo decodificador (r303) para realizar una decodificación LDPC sobre los datos de PLP;

en donde los datos de señalización de L1 incluyen un identificador de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos y unos parámetros de modulación y codificación de los datos de PLP para el primer tipo de segmento de datos.
11.

El método de la reivindicación 10, en donde los datos de señalización de L1 tienen información del ID del segmento de datos que identifica el segmento de datos.
12.

El método de la reivindicación 10, en donde los símbolos de preámbulo están divididos en al menos un bloque de capa 1 (L1) en un dominio de la frecuencia.