ES2608553T3

ES2608553T3 - Aparato y método para transmitir y recibir una señal

Info

Publication number: ES2608553T3
Application number: ES11157077.6T
Authority: ES
Inventors: Woo Suk Ko; Sang Chul Moon
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2008-11-06
Filing date: 2009-06-03
Publication date: 2017-04-12
Anticipated expiration: 2029-06-03
Also published as: PL2323330T3; RU2637115C2; EP2323331A3; US20140226755A1; AU2009311890B2; US8503550B2; PT2184900E; HUE029991T2; RU2014108589A; CN102106109B; US20150304057A1; EP2323329A2; AU2009311890A1; PL2323329T3; ES2610632T3; EP2323329B1; RU2518410C2; US9705615B2; EP2323330A3; HUE032280T2

Abstract

Un método de transmisión de una señal de difusión a un receptor que decodifica la señal de difusión, que comprende: realizar codificación exterior en bits de datos para corrección de errores; realizar codificación interior en los bits de datos de codificación exterior para corrección de errores; realizar codificación exterior en bits de datos de preámbulo para corrección de errores; realizar codificación interior en los bits de datos de preámbulo de codificación exterior para corrección de errores; correlacionar los bits de datos de preámbulo codificados a símbolos de datos de preámbulo y los bits de datos codificados a símbolos de datos; formar al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos; intercalar en el tiempo los símbolos de datos a nivel de segmento de datos; formar una trama de señal en base a los símbolos de datos de preámbulo y los símbolos de datos intercalados; modular la trama de señal formada mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y transmitir la trama de señal modulada, en el que un bloque de Capa 1, L1, se repite en los símbolos de datos de preámbulo en el dominio de frecuencia en un mismo ancho de banda, en el que el mismo ancho de banda es de 7,61 MHz y en el que cuando se reordenan dos partes de entre los bloques de L1 repetidos dentro de una ventana de sintonización del receptor, las partes reordenadas configuran un bloque de L1 completo, en el que el bloque de L1 incluye información de señalización de L1 para señalizar el segmento de datos.

Description

Aparato y método para transmitir y recibir una señal

Antecedentes de la invención

La presente invención se refiere a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal y, más particularmente, a un método para transmitir y recibir una señal y un aparato para transmitir y recibir una señal que son capaces de mejorar la eficacia de la transmisión de datos.

Descripción de la técnica relacionada

A medida que se ha desarrollado una tecnología de difusión, los usuarios han recibido una imagen en movimiento de alta definición (HD). Con el desarrollo continuo de un algoritmo de compresión y el alto rendimiento del hardware, se proporcionará un mejor entorno a los usuarios en el futuro. Un sistema de televisión digital (DTV) puede recibir una señal digital de difusión y proporcionar una variedad de servicios suplementarios a los usuarios, así como una señal de vídeo y una señal de audio.

La Difusión de Vídeo Digital (DVB)-C2 es la tercera especificación en unirse a la familia DVB de sistemas de transmisión de segunda generación. Desarrollada en 1994, hoy en día DVB-C está desplegada en más de 50 millones de sintonizadores de cable en todo el mundo. En línea con los otros sistemas DVB de segunda generación, DVB-C2 usa una combinación de códigos de comprobación de paridad de baja densidad (LDPC) y BCH. Esta potente Corrección de Errores sin Canal de Retorno (FEC) proporciona una mejora de alrededor de 5dB de la relación portadora a ruido con respecto a DVB-C. Esquemas adecuados de intercalado de bits optimizan la robustez global del sistema FEC. Extendidas por una cabecera, estas tramas se llaman Conductos de Capa Física (PLP). Uno o más de estos PLP se multiplexan en un segmento de datos. El intercalado bidimensional (en los dominios de tiempo y frecuencia) se aplica a cada segmento, permitiendo al receptor eliminar el impacto de los deterioros de ráfagas y la interferencia selectiva de frecuencia, tal como el ingreso de frecuencia única.

Con el desarrollo de estas tecnologías de difusión digital, aumentó la demanda de un servicio tal como una señal de vídeo y una señal de audio y aumentó gradualmente el tamaño de los datos deseados por los usuarios o el número de canales de difusión. El proyecto DVB “Frame structure channel and modulation for a second generation terrestrial television broadcasting system (DVB-T2)”, Difusión de Vídeo Digital [en línea] junio de 2008 () describe técnicas de codificación de canal de estructura de trama para sistemas de difusión.

Compendio de la invención

Cualquier aparición del término “realización” en la descripción tiene que ser considerado como un “aspecto de la invención”, estando la invención definida en las reivindicaciones independientes adjuntas. Por consiguiente, la presente invención se dirige a un método para transmitir y recibir una señal y a un aparato para transmitir y recibir una señal, que obvian sustancialmente uno o más problemas debidos a limitaciones y desventajas de la técnica relacionada.

Un objeto de la presente invención es proporcionar un método de transmisión de una señal de difusión a un receptor según la reivindicación 1.

Otro aspecto de la presente invención proporciona un método de recepción de una señal de difusión según la reivindicación 9.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un transmisor para transmitir una señal de difusión a un receptor según la reivindicación 5.

Aún otro aspecto de la presente invención proporciona un receptor para recibir una señal de difusión según la reivindicación 10.

Breve descripción de los dibujos

Los dibujos anexos, que se incluyen para proporcionar una comprensión adicional de la invención y que se incorporan en y constituyen una parte de esta solicitud, ilustran una(unas) realización(realizaciones) de la invención y, junto con la descripción, sirven para explicar el principio de la invención. En los dibujos:

La Fig. 1 es un ejemplo de modulación de amplitud en cuadratura 64 (QAM) usada en la DVB-T europea.

La Fig. 2 es un método de Código Binario Reflejado Gray (BRGC).

La Fig. 3 es una salida cercana a gaussiana modificando 64-QAM usada en DVB-T.

La Fig. 4 es la distancia de Hamming entre pares reflejados en el BRGC. La Fig. 5 son las características en QAM donde el par reflejado existe para cada eje I y eje Q. La Fig. 6 es un método de modificación de QAM usando un par reflejado de BRGC. La Fig. 7 es un ejemplo de 64/256/1024/4096-QAM modificada. Las Fig. 8 a 9 son un ejemplo de 64-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las Fig. 10 a 11 son un ejemplo de 256-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC. Las Fig. 12 a 13 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0511). Las Fig. 14 a 15 son un ejemplo de 1024-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (5121023). Las Fig. 16 a 17 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (0511). Las Fig. 18 a 19 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (5121023). Las Fig. 20 a 21 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (10241535). Las Fig. 22 a 23 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (15362047). Las Fig. 24 a 25 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (20482559). Las Fig. 26 a 27 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (25603071). Las Figs. 28 a 29 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (30723583). Las Fig. 30 a 31 son un ejemplo de 4096-QAM modificada usando un Par Reflejado de BRGC (35844095). La Fig. 32 es un ejemplo de una correlación de bits de la QAM modificada donde la 256-QAM se modifica usando BRGC. La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación no uniforme. La Fig. 34 es un ejemplo de un sistema de transmisión digital. La Fig. 35 es un ejemplo de un procesador de entrada. La Fig. 36 es una información que se puede incluir en Banda Base (BB). La Fig. 37 es un ejemplo de BICM. La Fig. 38 es un ejemplo de codificador acortado/perforado. La Fig. 39 es un ejemplo de aplicación de varias constelaciones. La Fig. 40 es otro ejemplo de casos en donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. La Fig. 41 es una estructura de tramas que comprende un preámbulo para señalización L1 y un símbolo de datos para

datos de PLP. La Fig. 42 es un ejemplo de formador de tramas. La Fig. 43 es un ejemplo de inserción de piloto (404) mostrada en la Fig. 4. La Fig. 44 es una estructura de SP. La Fig. 45 es una nueva estructura SP o Patrón Piloto (PP) 5’. La Fig. 46 es una estructura PP5’ sugerida. La Fig. 47 es una relación entre símbolo de datos y preámbulo. La Fig. 48 es otra relación entre símbolo de datos y preámbulo. La Fig. 49 es un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable. La Fig. 50 es una estructura de piloto disperso que usa z=56 y z=112.

La Fig. 51 es un ejemplo de un modulador basado en OFDM. La Fig. 52 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 53 es un ejemplo de decodificación de Preámbulo. La Fig. 54 es un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La Fig. 55 es otro ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 56 es otro ejemplo de decodificación de preámbulo. La Fig. 57 es un ejemplo de estructura de preámbulo. La Fig. 58 es un ejemplo de decodificación L1. La Fig. 59 es un ejemplo de procesador analógico. La Fig. 60 es un ejemplo de sistema receptor digital. La Fig. 61 es un ejemplo de procesador analógico usado en el receptor. La Fig. 62 es un ejemplo de demodulador. La Fig. 63 es un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. La Fig. 64 es un ejemplo de demodulador BICM. La Fig. 65 es un ejemplo de decodificación LDPC que usa acortamiento/perforación. La Fig. 66 es un ejemplo de procesador de salida. La Fig. 67 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque L1 de 8 MHz. La Fig. 68 es un ejemplo de tasa de repetición de bloque L1 de 8 MHz. La Fig. 69 es una nueva tasa de repetición de bloque L1 de 7,61 MHz. La Fig. 70 es un ejemplo de señalización L1 que se transmite en una cabecera de trama. La Fig. 71 es un resultado de simulación de preámbulo y estructura L1. La Fig. 72 es un ejemplo de intercalador de símbolos. La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque L1. La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado de frecuencia o tiempo.

Descripción de las realizaciones preferidas

Se hará ahora referencia en detalle a las realizaciones preferidas de la presente invención, ejemplos de las cuales se ilustran en los dibujos anexos. Siempre que sea posible, se usarán los mismos números de referencia en todos los dibujos para referirse a partes iguales o similares.

En la siguiente descripción, el término “servicio” es indicativo de cualquiera de los contenidos de difusión que se pueden transmitir/recibir por el aparato de transmisión/recepción de señales.

La modulación de amplitud en cuadratura (QAM), usando el Código Binario Reflejado Gray (BRGC) se usa como modulación en un entorno de transmisión de difusión, donde se usa Modulación Codificada Intercalada por Bits (BICM) convencional. La Fig. 1 muestra un ejemplo de 64-QAM usada en DVB-T europea.

El BRGC se puede hacer usando el método mostrado en la Fig. 2. Un BRGC de n bits se puede hacer añadiendo un código inverso de BRGC de (n-1) bits (es decir, código reflejado) a un respaldo de (n-1) bits, añadiendo ceros a una parte delantera del BRGC original de (n-1) bits y añadiendo unos a una parte delantera del código reflejado. El código BRGC hecho por este método tiene una distancia de Hamming entre códigos adyacentes de uno (1). Además, cuando se aplica un BRGC a QAM, la distancia de Hamming entre un punto y los cuatro puntos que están más estrechamente adyacentes al punto es de uno (1) y la distancia de Hamming entre el punto y otros cuatro puntos que son los segundos más

estrechamente adyacentes al punto es de dos (2). Tales características de distancias de Hamming entre un punto de constelación específico y otros puntos adyacentes se puede denominar como una regla de correlación de Gray en QAM.

Para hacer que un sistema robusto frente al Ruido Blanco Gaussiano Aditivo (AWGN), la distribución de señales transmitidas desde un transmisor se puede hacer cercana a una distribución Gaussiana. Para ser capaz de hacer eso, se pueden modificar las ubicaciones de puntos en la constelación. La Fig. 3 muestra una salida cercana a Gaussiana modificando la 64-QAM usada en DVB-T. Tal constelación se puede denominar QAM No-uniforme (NU-QAM).

Para formar una constelación de QAM No uniforme, se puede usar una Función de Distribución Acumulativa (CDF) Gaussiana. En el caso de 64, 256 o 1024 QAM, es decir, 2^N AM, la QAM se puede dividir en dos N-PAM independientes. Dividiendo la CDF Gaussiana en N secciones de idéntica probabilidad y permitiendo que un punto de señal en cada sección represente la sección, se puede hacer una constelación que tiene distribución Gaussiana. En otras palabras, la coordenada xj de una N-PAM no uniforme recientemente definida se puede definir de la siguiente manera:

La Fig. 3 es un ejemplo de transformación de 64QAM de DVB-T en NU-64QAM usando los métodos anteriores. La Fig. 3 representa un resultado de la modificación de coordenadas de cada eje I y eje Q usando los métodos anteriores y correlacionando los puntos de constelación anteriores a coordenadas recientemente definidas. En el caso de 32, 128 o 512 QAM, es decir, QAM cruzada, que no es 2^N QAM, modificando Pj adecuadamente, se puede encontrar una nueva coordenada.

Una realización de la presente invención puede modificar la QAM usando BRGC usando características del BRGC. Como se muestra en la Fig. 4, la distancia de Hamming entre el Par Reflejado en BRGC es de uno debido a que se difiere en un bit solamente que se añade a la parte delantera de cada código. La Fig. 5 muestra las características en QAM donde existe un Par Reflejado para cada eje I y eje Q. En esta figura, existe un Par Reflejado en cada lado de la línea negra de puntos.

Usando Pares Reflejados existentes en QAM, se puede reducir una potencia media de una constelación QAM mientras que se mantiene la regla de correlación de Gray en la QAM. En otras palabras, en una constelación donde una potencia promedio se normaliza como 1, se puede aumentar la distancia euclidiana mínima en la constelación. Cuando se aplica esta QAM modificada a sistemas de difusión o comunicación, es posible implementar o bien un sistema más robusto frente al ruido que usa la misma energía que un sistema convencional o bien un sistema con el mismo rendimiento que un sistema convencional, pero que usa menos energía.

La Fig. 6 muestra un método de modificación de QAM que usa un Par Reflejado de BRGC. La Fig. 6a muestra una constelación y la Fig. 6b muestra un diagrama de flujo para modificar la QAM usando un Par Reflejado de BRGC. En primer lugar, es necesario encontrar un punto de destino que tenga la potencia más alta entre los puntos de la constelación. Los puntos candidatos son puntos donde el punto de destino puede moverse y son los puntos colindantes más cercanos al par reflejado del punto de destino. Luego, es necesario encontrar un punto vacío (es decir, un punto que no se toma aún por otros puntos) que tiene la potencia más baja entre los puntos candidatos y se comparan la potencia del punto de destino y la potencia de un punto candidato. Si la potencia del punto candidato es menor, el punto de destino se mueve al punto candidato. Estos procesos se repiten hasta que una potencia media de los puntos en la constelación alcance un mínimo, mientras que se mantiene la regla de correlación de Gray.

La Fig. 7 muestra un ejemplo de 64/256/1024/4096 QAM modificada. Los valores correlacionados de Gray corresponden a las Fig. 8 a 31, respectivamente. Además de estos ejemplos, se pueden realizar otros tipos de QAM modificada que permitan una optimización de potencia idéntica. Esto es debido a que un punto de destino puede moverse a múltiples puntos candidatos. La QAM modificada sugerida se puede aplicar a, no solamente 64/256/1024/4096-QAM, sino también a QAM cruzada, a una QAM de mayor tamaño o a modulaciones que usen otro BRGC distinto de QAM.

La Fig. 32 muestra un ejemplo de correlación de bits de QAM Modificada donde 256-QAM se modifica usando un BRGC. La Fig. 32a y la Fig. 32b muestran la correlación de los Bits Más Significativos (MSB). Los puntos indicados como círculos llenos representan correlaciones de unos y los puntos indicados como círculos en blanco representan correlaciones de ceros. De la misma manera, cada bit se correlaciona según se muestra en las figuras desde (a) hasta (h) en la Fig. 32, hasta que se correlacionan los Bits Menos Significativos (LSB). Como se muestra en la Fig. 32, una QAM Modificada puede permitir la decisión de bits usando solamente los ejes I o Q como una QAM convencional, excepto por un bit que está próximo al MSB (Fig. 32c y Fig. 32d). Usando estas características, se puede hacer un receptor simple modificando parcialmente un receptor para QAM. Se puede implementar un receptor eficiente comprobando ambos valores de I y Q

solamente cuando se determina el bit próximo al MSB y calculando solamente I o Q para el resto de los bits. Este método se puede aplicar a la decisión LLR Aproximada, la LLR Exacta o la Dura.

Usando QAM Modificada o MQAM, que usa las características del BRGC anterior, se puede hacer una constelación no uniforme o NU-MQAM. En la ecuación anterior, donde se usa una CDF Gaussiana, Pj se puede modificar para ajustarse a MQAM. Igual que QAM, en MQAM, se pueden considerar dos PAM que tienen un eje I y eje Q. No obstante, a diferencia de QAM donde son idénticos un número de puntos correspondientes a un valor de cada eje PAM, el número de puntos cambia en MQAM. Si se define como nj un número de puntos que corresponde al valor de orden j de una PAM en una MQAM donde existen un total de M puntos de constelación, entonces Pj se puede definir de la siguiente manera:

Usando el Pj recientemente definido, MQAM se puede transformar en una constelación No uniforme. Pj se puede definir de la siguiente manera para el ejemplo de 256-MQAM.

La Fig. 33 es un ejemplo de transformación de MQAM en una constelación No uniforme. La NU-MQAM hecha usando estos métodos puede conservar características de receptores MQAM con coordenadas modificadas de cada PAM. De esta manera, se puede implementar un receptor eficaz. Además, se puede implementar un sistema más robusto frente al ruido que la NU-QAM anterior. Para un sistema de transmisión de difusión más eficaz, es posible la hibridación de MQAM y NU-MQAM. En otras palabras, se puede implementar un sistema más robusto frente al ruido usando MQAM para un entorno donde se usa un código de corrección de errores con tasa de código alta y usando NU-MQAM de otro modo. Para tal caso, un transmisor puede dejar que un receptor tenga información de la tasa de código de un código de corrección de errores usado actualmente y un tipo de modulación usada actualmente de manera que el receptor pueda demodular según la modulación usada actualmente.

La Fig. 34 muestra un ejemplo de un sistema de transmisión digital. Las entradas pueden comprender un número de flujos MPEG-TS o GSE (Encapsulación General de Flujos). Un módulo procesador de entrada 101 puede añadir parámetros de transmisión al flujo de entrada y realizar la planificación para un módulo BICM 102. El módulo BICM 102 puede añadir redundancia e intercalar datos para la corrección de errores del canal de transmisión. Un formador de tramas 103 puede formar tramas añadiendo información de señalización de capa física y pilotos. Un modulador 104 puede realizar modulación sobre símbolos de entrada en métodos eficaces. Un procesador analógico 105 puede realizar diversos procesos para convertir señales digitales de entrada en señales analógicas de salida.

La Fig. 35 muestra un ejemplo de un procesador de entrada. El flujo MPEG-TS o GSE de entrada se puede transformar por el preprocesador de entrada en un total de n flujos que se procesarán independientemente. Cada uno de esos flujos puede ser o bien una trama TS completa, que incluye múltiples componentes de servicio o bien una trama TS mínima, que incluye un componente de servicio (es decir, vídeo o audio). Además, cada uno de esos flujos puede ser un flujo GSE que transmite o bien servicios múltiples o bien un único servicio.

El módulo de interfaz de entrada 202-1 puede asignar un cierto número de bits de entrada igual a la máxima capacidad del campo de datos de una trama en Banda Base (BB). Se puede insertar un relleno para completar la capacidad de bloque de código LDPC/BCH. El módulo de sincronización del flujo de entrada 203-1 puede proporcionar un mecanismo para regenerar, en el receptor, el reloj del Flujo de Transporte (o del Flujo Genérico en paquetes), a fin de garantizar las tasas de bits y el retardo constantes de extremo a extremo.

A fin de permitir que el Flujo de Transporte se recombine sin requerir memoria adicional en el receptor, los Flujos de Transporte de entrada se retardan por los compensadores de retardo 204-1n considerando los parámetros de intercalado de los PLP de datos en un grupo y el PLP común correspondiente. Los módulos de borrado de paquetes nulos 205-1n pueden aumentar la eficacia de transmisión extrayendo el paquete nulo insertado para un caso de servicio VBR (tasa variable de bits). Los módulos codificadores de Comprobación de Redundancia Cíclica (CRC) 206-1n pueden añadir paridad de CRC para aumentar la fiabilidad de transmisión de la trama en BB. Los módulos de inserción de cabecera en BB 207-1n pueden añadir una cabecera de trama en BB en un principio de la trama en BB. La información que se puede incluir en la cabecera en BB se muestra en la Fig. 36.

Un módulo fusionador/segmentador 208 puede realizar la segmentación de tramas en BB a partir de cada PLP, fusionando tramas de BB a partir de múltiples PLP y programando cada trama en BB dentro de una trama de transmisión.

Por lo tanto, el módulo fusionador/segmentador 208 puede emitir información de señalización de L1 que se refiere a asignación de PLP en una trama. Por último, un módulo codificador de BB 209 puede aleatorizar flujos de bits de entrada para minimizar la correlación entre bits dentro de flujos de bits. Los módulos sombreados en la Fig. 35 son módulos usados cuando el sistema de transmisión usa un único PLP y los otros módulos en la Fig. 35 son módulos usados cuando el dispositivo de transmisión usa múltiples PLP.

La Fig. 37 muestra un ejemplo de módulo de BICM. La Fig. 37a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 37b muestra una trayectoria de L1 de un módulo de BICM. Un módulo codificador externo 301 y un módulo codificador interno 303 pueden añadir redundancia a flujos de bits de entrada para la corrección de errores. Un módulo intercalador externo 302 y un módulo intercalador interno 304 pueden intercalar bits para impedir errores de ráfagas. El módulo intercalador externo 302 se puede omitir si la BICM es específicamente para la DVB-C2. Un módulo demultiplexador de bits 305 puede controlar la fiabilidad de cada bit emitido desde el módulo intercalador interno 304. Un módulo correlacionador de símbolos 306 puede correlacionar flujos de bits de entrada con flujos de símbolos. En este momento, es posible usar cualquiera entre una QAM convencional, una MQAM que use el BRGC antes mencionado para mejora de rendimiento, una NU-QAM que use la modulación No uniforme o una NU_MQAM que use el BRGC aplicado a modulación No uniforme para mejora de rendimiento. Para construir un sistema que sea más robusto frente al ruido, se pueden considerar combinaciones de modulaciones que usan MQAM y/o NU-MQAM dependiendo de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de la constelación. En este momento, el módulo correlacionador de Símbolos 306 puede usar una constelación adecuada según la tasa de código y la capacidad de la constelación. La Fig. 39 muestra un ejemplo de tales combinaciones.

El Caso 1 muestra un ejemplo de uso de solamente NU-MQAM a tasa de código baja para una implementación del sistema simplificada. El Caso 2 muestra un ejemplo de uso de constelación optimizada a cada tasa de código. El transmisor puede enviar información acerca de la tasa de código del código de corrección de errores y la capacidad de constelación al receptor de manera que el receptor pueda usar una constelación adecuada. La Fig. 40 muestra otro ejemplo de casos donde se considera compatibilidad entre sistemas convencionales. Además de los ejemplos, son posibles combinaciones adicionales para optimizar el sistema.

El módulo de inserción de Cabecera ModCod 307 mostrado en la Fig. 37 puede tomar información de realimentación de codificación y modulación adaptativa (ACM)/codificación y modulación variable (VCM) y añadir información de parámetros usada en la codificación y modulación a un bloque de FEC como cabecera. La cabecera de tipo modulación/tasa de código (ModCod) puede incluir la siguiente información:

*: tipo de FEC (1 bit) – LDPC larga o corta

*: Tasa de código (3 bits)

*: Modulación (3 bits) – hasta QAM de 64K

*: Identificador de PLP (8 bits)

El módulo intercalador de símbolos 308 puede realizar un intercalado en el dominio de símbolos para obtener efectos adicionales de intercalado. Procesos similares realizados sobre la trayectoria de datos se pueden realizar sobre la trayectoria de señalización de L1 pero con parámetros posiblemente distintos (301-1308-1). En este punto, se puede usar para el código interno un módulo de código acortado/perforado (303-1).

La Fig. 38 muestra un ejemplo de codificación LDPC que usa acortamiento/perforación. El proceso de acortamiento se puede realizar sobre bloques de entrada que tienen menos bits que un número requerido de bits para la codificación LDPC, ya que se pueden rellenar (301c) muchos bits cero requeridos para la codificación LDPC. Los flujos de bits de entrada rellenados con ceros pueden tener bits de paridad a través de codificación LDPC (302c). En este momento, para los flujos de bits que corresponden a flujos de bits originales, se pueden extraer ceros (303c) y para los flujos de bits de paridad, se puede realizar perforación (304c) las tasas de código. Estos flujos de bits de información y flujos de bits de paridad procesados se pueden multiplexar a secuencias originales y emitir (305c).

La Fig. 41 muestra una estructura de trama que comprende un preámbulo para señalización de L1 y un símbolo de datos para datos de PLP. Se puede ver que el preámbulo y los símbolos de datos se generan cíclicamente, usando una trama como una unidad. Los símbolos de datos comprenden el tipo 0 de PLP, que se transmite usando una modulación/codificación fija y el tipo 1 de PLP, que se transmite usando una modulación/codificación variable. Para el tipo 0 de PLP, información tal como modulación, tipo de FEC y tasa de código de FEC, se transmiten en el preámbulo (ver la Fig. 42 – inserción de cabecera de trama 401). Para el tipo 1 de PLP, se puede transmitir información correspondiente en la cabecera del bloque de FEC de un símbolo de datos (ver la Fig. 37 – inserción de cabecera ModCod 307). Mediante la separación de tipos de PLP, se puede reducir el sobredimensionamiento de ModCod en un 34% de una tasa de transmisión total, para el tipo 0 de PLP, que se transmite a una tasa de bit fija. En un receptor, para un PLP de modulación/codificación fija de tipo 0 de PLP, el extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 puede extraer

información sobre Modulación y tasa de código de FEC y proporcionar la información extraída a un módulo de decodificación de BICM. Para el PLP de modulación/codificación variable de tipo 1 de PLP, los módulos de extracción de ModCod r307 y r307-1 mostrados en la Fig. 64 pueden extraer y proporcionar los parámetros necesarios para decodificación de BICM.

La Fig. 42 muestra un ejemplo de un formador de tramas. Un módulo de inserción de cabecera de trama 401 puede formar una trama a partir de flujos de símbolos de entrada y puede añadir una cabecera de trama en la parte delantera de cada trama transmitida. La cabecera de trama puede incluir la siguiente información:

*: Número de canales unidos (4 bits)

*: Intervalo de guarda (2 bits)

*: PAPR (2 bits)

*: Patrón piloto (2 bits)

*: Identificación de Sistema Digital (16 bits)

*: Identificación de trama (16 bits)

*: Longitud de trama (16 bits) – número de símbolos de Multiplexación Ortogonal por División de Frecuencia (OFDM) por trama

*: Longitud de supertrama (16 bits) – número de tramas por supertrama

*: número de PLP (8 bits)

*: para cada PLP PLP identificación (8 bits) Identificador de enlace de canal (4 bits) inicio de PLP (9 bits) tipo de PLP (2 bits) – PLP común u otros tipo de carga útil de PLP (5 bits) tipo de MC (1 bit) – modulación y codificación fija/variable Si tipo de MC == modulación y codificación fija

tipo de FEC (1 bit) – LDPC larga o corta Tasa de código (3 bits) Modulación (3 bits) – hasta 64K QAM

fin si; Número de canales de muesca (2 bits) para cada muesca

Inicio de muesca (9 bits)

Ancho de muesca (9 bits) fin para; anchura de PLP (9 bits) – número máximo de bloques de FEC de PLP tipo de intercalado de tiempo de PLP (2 bits)

fin parar;

* CRC-32 (32 bits)

Se supone un entorno de unión de canales para la información de L1 transmitida en la cabecera de trama y los datos que corresponden a cada segmento de datos se definen como PLP. Por lo tanto, información tal como el identificador de PLP, el identificador de unión de canales y la dirección de inicio de PLP se requieren para cada canal usado en la unión. Una realización de esta invención sugiere transmitir el campo ModCod en la cabecera de trama de FEC si el tipo de PLP soporta modulación/codificación variable y transmitir el campo ModCod en la cabecera de trama si el tipo de PLP soporta modulación/codificación fija para reducir sobrecarga de señalización. Además, si existe una banda de muesca para cada PLP, transmitiendo la dirección de inicio de la muesca y su anchura, puede llegar a ser innecesaria la decodificación de las portadoras correspondientes en el receptor.

La Fig. 43 muestra un ejemplo del Patrón Piloto 5 (PP5) aplicado en un entorno de unión de canales. Como se muestra, si las posiciones de SP son coincidentes con posiciones de piloto de preámbulo, puede darse una estructura de piloto irregular.

La Fig. 43a muestra un ejemplo del módulo de inserción de piloto 404 como se muestra en la Fig. 42. Como se representa en la Fig. 43, si se usa una única banda de frecuencia (por ejemplo, 8 MHz), el ancho de banda disponible es de 7,61 MHz, pero si se unen múltiples bandas de frecuencia, se pueden quitar bandas de guarda, de esta manera, puede aumentar extremadamente la eficacia de la frecuencia. La Fig. 43b es un ejemplo del módulo de inserción de preámbulo 504 como se muestra en la Fig. 51, que se transmite en la parte delantera de la trama e, incluso con unión de canales, el preámbulo tiene una tasa de repetición de 7,61 MHz, que es el ancho de banda del bloque de L1. Esta es una estructura que considera el ancho de banda de un sintonizador que realiza la exploración inicial del canal.

Existen Patrones de Piloto tanto para los Símbolos de Preámbulo como de Datos. Para símbolo de datos, se pueden usar patrones de piloto disperso (SP). El Patrón de Piloto 5 (PP5) y el Patrón de Piloto 7 (PP7) de T2 pueden ser buenos candidatos para la interpolación solamente en frecuencia. El PP5 tiene x = 12, y = 4, z = 48 para GI = 1/64 y el PP7 tiene x = 24, y = 4, z = 96 para GI = 1/128. Una interpolación temporal adicional también es posible para una mejor estimación de canal. Los patrones de piloto para el preámbulo pueden cubrir todas las posibles posiciones de piloto para la adquisición inicial de canal. Además, las posiciones de piloto de preámbulo deberían ser coincidentes con las posiciones de SP y se desea un único patrón de piloto tanto para el preámbulo como para el SP. También se podrían usar los pilotos de preámbulo para interpolación de tiempo y cada preámbulo podría tener un patrón de piloto idéntico. Estos requisitos son importantes para la detección C2 en la exploración y necesarios para la estimación del desplazamiento de frecuencia con correlación de secuencia de aleatorización. En un entorno de unión de canales, también se debería mantener la coincidencia en las posiciones de piloto para unión de canales debido a que la estructura de piloto irregular puede degradar el rendimiento de interpolación.

En detalle, si una distancia z entre pilotos dispersos (SP) en un símbolo OFDM es 48 y si una distancia y entre los SP correspondientes a una portadora de SP específica a lo largo del eje de tiempo es 4, una distancia efectiva x después de la interpolación de tiempo llega a ser 12. Esto es cuando una fracción del intervalo de guarda (GI) es 1/64. Si la fracción del GI es 1/128, se pueden usar x = 24, y = 4 y z = 96. Si se usa unión de canales, las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con las posiciones de piloto de preámbulo generando puntos no continuos en la estructura de piloto disperso.

En este momento, las posiciones de piloto de preámbulo pueden ser coincidentes con cada posición de SP de símbolo de datos. Cuando se usa la unión de canales, el segmento de datos en el que se transmite un servicio, se puede determinar con independencia de la granularidad de ancho de banda de 8 MHz. No obstante, para reducir la sobrecarga para el direccionamiento de segmentos de datos, se puede elegir una transmisión que comienza desde la posición de SP y que termina en la posición de SP.

Cuando un receptor recibe tales SP, si es necesario, el módulo de estimación de canal r501 mostrado en la Fig. 62 puede realizar una interpolación de tiempo para obtener los pilotos mostrados en líneas discontinuas en la Fig. 43 y realizar una interpolación de frecuencia. En este momento, para puntos no continuos de los cuales se indican intervalos como 32 en la Fig. 43, se puede implementar o bien realizar interpolaciones a izquierda y derecha por separado o bien realizar interpolaciones solamente en un lado, luego realizar interpolación en el otro lado usando las posiciones de piloto ya interpoladas de las cuales el intervalo es 12, como punto de referencia. En este momento, la anchura del segmento de datos puede variar dentro de 7,61 MHz, de esta manera, un receptor puede minimizar el consumo de energía realizando una estimación de canal y decodificando solamente las subportadoras necesarias.

La Fig. 44 muestra otro ejemplo del PP5 aplicado en el entorno de unión de canales o una estructura de SP para mantener la distancia efectiva x como 12 para evitar la estructura irregular de SP mostrada en la Fig. 43 cuando se usa unión de canales. La Fig. 44a es una estructura de SP para símbolo de datos y la Fig. 44b es una estructura de SP para símbolo de preámbulo.

Como se muestra, si se mantiene coherente la distancia de SP en caso de unión de canales, no habrá ningún problema en la interpolación de frecuencia, pero las posiciones de piloto entre un símbolo de datos y un preámbulo pueden no ser coincidentes. En otras palabras, esta estructura no requiere una estimación de canal adicional para una estructura de SP irregular, no obstante, las posiciones de SP usadas en unión de canales y las posiciones de piloto de preámbulo llegan a

ser diferentes para cada canal.

La Fig. 45 muestra una nueva estructura de SP o PP5’, para proporcionar una solución a los dos problemas antes mencionados en el entorno de unión de canales. Específicamente, una distancia de piloto de x = 16 puede resolver esos problemas. Para conservar la densidad de pilotos o para mantener la misma sobrecarga, un PP5’ puede tener x = 16, y = 3, z = 48 para GI = 1/64 y un PP7’ puede tener x = 16, y = 6, z = 96 para GI = 1/128. La capacidad de interpolación solamente de frecuencia se puede mantener aún. Las posiciones de piloto se representan en la Fig. 45 para su comparación con la estructura PP5.

La Fig. 46 muestra un ejemplo de un nuevo Patrón de SP o estructura PP5’, en el entorno de unión de canales. Como se muestra en la figura 46, si se usa o bien un canal único o bien unión de canales, se puede proporcionar una distancia de piloto efectiva x = 16. Además, debido a que las posiciones de SP se pueden hacer coincidentes con posiciones de piloto de preámbulo, se puede evitar el deterioro de estimación de canal causado por la irregularidad de SP o por posiciones de SP no coincidentes. En otras palabras, no existe ninguna posición de SP irregular para el interpolador de frecuencia y se proporciona coincidencia entre el preámbulo y las posiciones de SP.

Por consiguiente, los nuevos patrones de SP propuestos pueden ser ventajosos en cuanto a que se puede usar un único patrón de SP para tanto canal único como canal unido; no se puede hacer ninguna estructura piloto irregular y, de esta manera, es posible una buena estimación de canal; tanto las posiciones de preámbulo como de piloto de SP se pueden mantener coincidentes; la densidad de piloto se puede mantener igual que para PP5 y PP7, respectivamente; y también se puede conservar la capacidad de interpolación solamente de frecuencia.

Además, la estructura de preámbulo puede satisfacer los requisitos tales como que las posiciones de piloto de preámbulo deberían cubrir todas las posiciones de SP posibles para la adquisición de canal inicial; el número máximo de portadoras debería ser 3409 (7,61 MHz) para la exploración inicial; se deberían usar exactamente los mismos patrones de piloto y secuencia de aleatorización para detección C2; y no se requiere ningún preámbulo de detección específico como P1 en T2.

En términos de relación con la estructura de tramas, la granularidad de la posición del segmento de datos se puede modificar a 16 portadoras en lugar de 12, de esta manera, puede haber menos sobrecarga por direccionamiento de posición y puede no ser esperado ningún otro problema con respecto a la condición del segmento de datos, la condición de ranura nula, etc.

Por lo tanto, en el módulo de estimación de canal r501 de la Fig. 62, se pueden usar pilotos en cada preámbulo cuando se realiza interpolación de tiempo de SP de símbolo de datos. Por lo tanto, se pueden mejorar la adquisición de canal y la estimación de canal en los límites de tramas.

Ahora, con respecto a los requisitos relacionados con el preámbulo y la estructura de piloto, hay consenso en cuanto a que las posiciones de los pilotos de preámbulo y los SP deberían coincidir con independencia de la unión de canales; el número de portadoras totales en el bloque L1 debería ser divisible por la distancia de piloto para evitar una estructura irregular en el borde de la banda; los bloques de L1 se deberían repetir en el dominio de frecuencia; y los bloques de L1 siempre deberían ser decodificables en una posición arbitraria de ventana sintonizadora. Requisitos adicionales serían que las posiciones y patrones de piloto se deberían repetir en un periodo de 8 MHz; el desplazamiento correcto de la frecuencia portadora se debería estimar sin conocimiento de la unión de canales; y la decodificación (reordenamiento) de L1 es imposible antes de que sea compensado el desplazamiento de frecuencia.

La Fig. 47 muestra una relación entre el símbolo de datos y el preámbulo cuando se usan estructuras de preámbulo como se muestran en la Fig. 52 y la Fig. 53. El bloque de L1 se puede repetir en un periodo de 6 MHz. Para decodificación de L1, se deberían encontrar tanto el desplazamiento de frecuencia como el patrón de cambio de preámbulo. La decodificación de L1 no es posible en una posición arbitraria de sintonizador sin información de unión de canales y un receptor no puede diferenciar entre el valor de cambio de preámbulo y el desplazamiento de frecuencia.

De esta manera, un receptor, específicamente para el extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63 para realizar decodificación de señal de L1, se necesita obtener la estructura de unión de canales. Debido a que se conoce la cantidad de cambio de preámbulo esperada en las dos regiones sombreadas verticalmente en la Fig. 47, el módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia portadora. En base a la estimación, la trayectoria de señalización de L1 (r308-1 r301-1) en la Fig. 64 puede decodificar L1.

La Fig. 48 muestra una relación entre un símbolo de datos y un preámbulo cuando se usa una estructura de preámbulo como se muestra en la Fig. 55. El bloque L1 se puede repetir en un periodo de 8 MHz. Para decodificación de L1, solamente se necesita encontrar el desplazamiento de frecuencia y puede no ser requerido conocimiento de unión de canales. El desplazamiento de frecuencia se puede estimar fácilmente usando la Secuencia Binaria Seudoaleatoria (PRBS) conocida. Como se muestra en la Fig. 48, el preámbulo y los símbolos de datos están alineados, de esta manera, puede llegar a ser innecesaria una búsqueda de sincronización adicional. Por lo tanto, para un receptor, específicamente

para el módulo extractor de cabecera de trama r401 mostrado en la Fig. 63, es posible que solamente se necesite obtener la correlación pico con la secuencia de aleatorización de piloto para realizar decodificación de señal L1. El módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 en la Fig. 62 puede estimar el desplazamiento de frecuencia portadora a partir de la posición pico.

La Fig. 49 muestra un ejemplo de perfil de retardo de canal por cable.

Desde el punto de vista del diseño de piloto, el GI actual ya sobreprotege la dispersión de retardo del canal por cable. En el peor caso, el rediseño del modelo de canal puede ser una opción. Para repetir el patrón exactamente cada 8 MHz, la distancia de piloto debería ser un divisor de 3584 portadoras (z = 32 o 56). Una densidad de piloto de z = 32 puede aumentar la sobrecarga de piloto, de esta manera, se puede elegir z = 56. Una cobertura de retardo ligeramente menor puede no ser importante en un canal por cable. Por ejemplo, puede ser de 8 s para el PP5’ y de 4 s para el PP7’, en comparación con 9,3 s (PP5) y 4,7 s (PP7). Los retardos significativos se pueden cubrir por ambos patrones de piloto incluso en el peor caso. Para una posición de piloto del preámbulo, no son necesarias más que todas las posiciones de SP en un símbolo de datos.

Si se puede ignorar la trayectoria de retardo de -40 dB, la dispersión de retardo real puede llegar a ser 2,5 s, 1/64 GI = 7 s o 1/128 GI = 3,5 s. Esto muestra que el parámetro de distancia de piloto, z = 56, puede ser un valor bastante bueno. Además, z = 56 puede ser un valor conveniente para estructurar el patrón de piloto que habilita la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48.

La Fig. 50 muestra una estructura de piloto disperso que usa z = 56 y z = 112 que se construye en el módulo de inserción piloto 404 en la Fig. 42. Se proponen un PP5’ (x = 14, y = 4, z = 56) y un PP7’ (x = 28, y = 4, z = 112). Se podrían insertar portadoras de borde para el borde de cierre.

Como se muestra en la Fig. 50, los pilotos están alineados a 8 MHz de cada borde de la banda, cada posición de piloto y estructura de piloto se puede repetir cada 8 MHz. De esta manera, esta estructura puede soportar la estructura de preámbulo mostrada en la Fig. 48. Además, se puede usar una estructura de piloto común entre el preámbulo y los símbolos de datos. Por lo tanto, el módulo de estimación de canal r501 en la Fig. 62 puede realizar estimación de canal usando interpolación sobre el preámbulo y los símbolos de datos, debido a que puede no ocurrir ningún patrón de piloto irregular, con independencia de la posición de ventana que se decide por las ubicaciones de segmentos de datos. En este momento, el uso de la interpolación de frecuencia solamente puede ser suficiente para compensar la distorsión de canal a partir de la propagación de retardo. Si se realiza adicionalmente la interpolación de tiempo, se puede realizar una estimación de canal más precisa.

Por consiguiente, en el nuevo patrón de piloto propuesto, la posición y el patrón de piloto se pueden repetir en base a un periodo de 8 MHz. Se puede usar un único patrón de piloto tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos. La decodificación de L1 siempre puede ser posible sin conocimiento de la unión de canales. Además, el patrón de piloto propuesto puede no afectar a las partes en común con T2 debido a que se puede usar la misma estrategia de piloto del patrón de piloto disperso; T2 ya usa 8 patrones de piloto diferentes; y puede no ser aumentada ninguna complejidad significativa del receptor por los patrones de piloto modificados. Para una secuencia de aleatorización de piloto, el periodo de la PRBS puede ser de 2047 (secuencia m); la generación de la PRBS se puede reiniciar cada 8 MHz, de la que el periodo es 3584; la tasa de repetición de piloto de 56 también puede ser co-prima con 2047; y puede no ser esperado ningún problema de PAPR.

La Fig. 51 muestra un ejemplo de un modulador basado en OFDM. Los flujos de símbolos de entrada se pueden transformar en el dominio temporal por el módulo de IFFT 501. Si es necesario, la relación de potencia pico a media (PAPR) se puede reducir en el módulo de reducción de PAPR 502. Para métodos de PAPR, se puede usar una extensión de constelación activa (ACE) o la reserva de tono. El módulo de inserción de GI 503 puede copiar una última parte del símbolo OFDM efectivo para rellenar el intervalo de guarda en forma de prefijo cíclico.

El módulo de inserción de preámbulo 504 puede insertar el preámbulo en la parte delantera de cada trama transmitida, de manera que un receptor pueda detectar una señal digital, una trama y adquirir una adquisición de desplazamiento en tiempo/frecuencia. En este momento, la señal de preámbulo puede efectuar señalización de capa física, tal como el tamaño de FFT (3 bits) y tamaño de intervalo de guarda (3 bits). El módulo de inserción de preámbulo 504 se puede omitir si el modulador es específicamente para la DVB-C2.

La Fig. 52 muestra un ejemplo de una estructura de preámbulo para unión de canales, generada en el módulo de inserción de preámbulo 504 en la Fig. 51. Un bloque L1 completo debería ser “siempre decodificable” en cualquier posición arbitraria de ventana sintonizadora de 7,61 MHz y no debería ocurrir ninguna pérdida de señalización de L1 con independencia de la posición de ventana sintonizadora. Como se muestra, los bloques L1 se pueden repetir en el dominio de frecuencia en un periodo de 6 MHz. Los símbolos de datos se pueden unir por canales para cada 8 MHz. Si, para decodificación de L1, un receptor usa un sintonizador tal como el sintonizador r603 representado en la Fig. 61, que usa un ancho de banda de 7,61 MHz, el extractor de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque L1

cíclico cambiado recibido (Fig. 53) a su forma original. Esta reorganización es posible debido a que el bloque L1 se repite para cada bloque de 6 MHz. La Fig. 53a se puede reordenar a la Fig. 53b.

La Fig. 54 muestra un proceso para diseñar un preámbulo más optimizado. La estructura de preámbulo de la Fig. 52 solamente usa 6 MHz del ancho de banda total del sintonizador de 7,61 MHz para decodificación de L1. En términos de eficiencia espectral, el ancho de banda de sintonizador de 7,61 MHz no se utiliza totalmente. Por lo tanto, puede haber una optimización adicional en la eficacia espectral.

La Fig. 55 muestra otro ejemplo de estructura de preámbulo o de estructura de símbolos de preámbulo para una eficacia espectral total, generada en el módulo de inserción de cabecera de trama 401 en la Fig. 42. Igual que el símbolo de datos, los bloques de L1 se pueden repetir en el dominio de frecuencia en un periodo de 8 MHz. Un bloque L1 completo aún es “siempre decodificable” en cualquier posición arbitraria de ventana sintonizadora de 7,61 MHz. Después de la sintonización, los datos de 7,61 MHz se pueden considerar como un código perforado virtualmente. El tener exactamente el mismo ancho de banda tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos y exactamente la misma estructura de piloto tanto para el preámbulo como para los símbolos de datos puede maximizar la eficacia espectral. Otras características, tales como la propiedad de cambio cíclico y el no enviar el bloque L1 en el caso de que no se pueda mantener sin cambios ningún segmento de datos. En otras palabras, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser idéntico al ancho de banda de los símbolos de datos o bien, como se muestra en la Fig. 57, el ancho de banda de los símbolos de preámbulo puede ser el ancho de banda del sintonizador (aquí es de 7,61 MHz). El ancho de banda del sintonizador se puede definir como un ancho de banda que corresponde a un número de portadoras activas totales cuando se usa un único canal. Es decir, el ancho de banda del símbolo de preámbulo puede corresponder al número de portadoras activas totales (aquí es de 7,61 MHz).

La Fig. 56 muestra un código perforado virtualmente. Los datos de 7,61 MHz entre el bloque L1 de 8 MHz se pueden considerar como codificados perforados. Cuando un sintonizador r603 mostrado en la Fig. 61 usa un ancho de banda de 7,61 MHz para la decodificación de L1, el extractor de cabecera de trama r401 en la Fig. 63 necesita reorganizar el bloque L1 cíclico cambiado, recibido, a su forma original como se muestra en la Fig. 56. En este momento, la decodificación L1 se realiza usando el ancho de banda entero del sintonizador. Una vez que el bloque L1 se reorganiza, un espectro del bloque L1 reorganizado puede tener una región en blanco dentro del espectro como se muestra en el lado superior derecho de la Fig. 56 debido a que un tamaño original del bloque L1 es de un ancho de banda de 8 MHz.

Una vez que la región en blanco se rellena con ceros o bien después del desintercalado en el dominio de símbolos por el desintercalador de frecuencia r403 en la Fig. 63 o por el desintercalador de símbolos r308-1 en la Fig. 64 o bien después del desintercalado en el dominio de bits por el descorrelacionador r306-1 de símbolos, el multiplexador de bits r305-1 y el desintercalador interno r304-1 en la Fig. 64, el bloque puede tener una forma que parece que está perforada como se muestra en el lado inferior derecho de la Fig. 56.

Este bloque L1 puede decodificarse en el módulo decodificador perforado/acortado r303-1 en la Fig. 64. Usando esta estructura de preámbulo, se puede utilizar todo el ancho de banda del sintonizador, de esta manera se pueden aumentar la eficiencia espectral y la ganancia de codificación. Además, se pueden usar un ancho de banda y una estructura de piloto idénticos para el preámbulo y los símbolos de datos.

Además, si el ancho de banda del preámbulo o el ancho de banda de los símbolos del preámbulo está fijado como un ancho de banda de sintonizador como se muestra en la Fig. 58 (es de 7,61 MHz en el ejemplo), se puede obtener un bloque L1 completo después de la reorganización incluso sin perforación. En otras palabras, para una trama que tiene símbolos de preámbulo, en donde los símbolos de preámbulo tienen al menos un bloque de capa 1 (L1), se puede decir que el bloque L1 tiene 3408 subportadoras activas y las 3408 subportadoras activas corresponden a 7,61 MHz de la banda de Radiofrecuencia (RF) de 8 MHz.

De esta manera, se pueden maximizar la eficiencia espectral y el rendimiento de decodificación de L1. En otras palabras, en un receptor, la decodificación se puede realizar en el módulo decodificador perforado/acortado r303-1 en la Fig. 64, después de realizar solamente desintercalado en el dominio de símbolos.

Por consiguiente, la nueva estructura de preámbulo propuesta puede ser ventajosa en cuanto a que es totalmente compatible con el preámbulo previamente usado, excepto en que el ancho de banda es diferente; los bloques L1 se repiten en un periodo de 8 MHz; el bloque L1 puede ser decodificable siempre con independencia de la posición de la ventana sintonizadora; el ancho de banda completo del sintonizador se puede usar para la decodificación de L1; la máxima eficiencia espectral puede garantizar más ganancia de codificación; el bloque L1 incompleto se puede considerar como codificado perforado; se puede usar una estructura de piloto sencilla e igual tanto para el preámbulo como para los datos; y se puede usar un ancho de banda idéntico tanto para el preámbulo como para los datos.

La Fig. 59 muestra un ejemplo de un procesador analógico. Un módulo DAC 601 puede convertir la entrada de señal digital en señal analógica. Después de que el ancho de banda de frecuencia de transmisión se convierte ascendentemente

(602) y se filtra analógicamente (603) se puede transmitir la señal.

La Fig. 60 muestra un ejemplo de un sistema receptor digital. La señal recibida se convierte en señal digital en un módulo de proceso analógico r105. Un demodulador r104 puede convertir la señal en datos en el dominio de frecuencia. Un analizador sintáctico de tramas r103 puede extraer pilotos y cabeceras y permitir la selección de información de servicio que necesita ser decodificada. Un demodulador de BICM r102 puede corregir errores en el canal de transmisión. Un procesador de salida r101 puede restaurar el flujo de servicio y la información de temporización transmitidos originalmente.

La Fig. 61 muestra un ejemplo de un procesador analógico usado en el receptor. Un módulo sintonizador/AGC r603 puede seleccionar el ancho de banda de frecuencia deseado a partir de la señal recibida. Un módulo de conversión descendente r602 puede restaurar la banda base. Un módulo ADC r601 puede convertir la señal analógica en señal digital.

La Fig. 62 muestra un ejemplo de demodulador. Un módulo detector de tramas r506 puede detectar el preámbulo, comprobar si existe una señal digital correspondiente y detectar un inicio de una trama. Un módulo de sincronización de tiempo/frecuencia r505 puede efectuar la sincronización en los dominios de tiempo y de frecuencia. En este momento, para la sincronización del dominio del tiempo, se puede usar una correlación de intervalo de guarda. Para la sincronización del dominio de frecuencia, se puede usarse la correlación o se puede estimar el desplazamiento a partir de la información de fase de una subportadora que se transmite en el dominio de frecuencia. Un módulo extractor de preámbulo r504 puede extraer el preámbulo de la parte delantera de la trama detectada. Un módulo extractor de GI r503 puede extraer el intervalo de guarda. Un módulo de FFT r501 puede transformar la señal en el dominio del tiempo en una señal en el dominio de frecuencia. Un módulo de estimación/ecualización de canal r501 puede compensar errores estimando la distorsión en el canal de transmisión usando un símbolo piloto. El módulo de extracción de preámbulo r504 se puede omitir si el demodulador es específicamente para la DVB-C2.

La Fig. 63 muestra un ejemplo de analizador sintáctico de tramas. Un módulo extractor de pilotos r404 puede extraer un símbolo piloto. Un módulo desintercalador de frecuencia r403 puede realizar desintercalado en el dominio de frecuencia. Un fusionador de símbolos de OFDM r402 puede restaurar la trama de datos a partir de flujos de símbolos transmitidos en símbolos de OFDM. Un módulo extractor de cabeceras de trama r401 puede extraer señalización de la capa física a partir de la cabecera de cada trama transmitida y extraer la cabecera. La información extraída se puede usar como parámetros para los siguientes procesos en el receptor.

La Fig. 64 muestra un ejemplo de un demodulador de BICM. La Fig. 64a muestra una trayectoria de datos y la Fig. 64b muestra una trayectoria de señalización de L1. Un desintercalador de símbolos r308 puede realizar desintercalado en el dominio de símbolos. Un extractor de ModCod r307 puede extraer parámetros de ModCod de la parte delantera de cada trama en BB y dejar los parámetros disponibles para los siguientes procesos de demodulación adaptativa/variable y decodificación. Un descorrelacionador de símbolos r306 puede descorrelacionar flujos de símbolos de entrada en flujos de bits de Relación de Verosimilitud Logarítmica (LLR). Los flujos LLR de bits de salida se pueden calcular usando una constelación usada en un correlacionador de símbolos 306 del transmisor como punto de referencia. En este punto, cuando se usa la MQAM o NU-MQAM antes mencionadas, calculando tanto el eje I como el eje Q cuando se calcula el bit más cercano al MSB y calculando o bien el eje I o el eje Q cuando se calculan los bits restantes, se puede implementar un descorrelacionador de símbolos eficaz. Este método se puede aplicar, por ejemplo, a LLR Aproximada, LLR Exacta o Decisión Dura.

Cuando se usa una constelación optimizada según la capacidad de constelación y la tasa de código del código de corrección de errores en el correlacionador de símbolos 306 del transmisor, el descorrelacionador de símbolos r306 del receptor puede obtener una constelación usando la tasa de código y la información de capacidad de constelación transmitida desde el transmisor. El multiplexador de bits r305 del receptor puede realizar una función inversa a la del demultiplexador de bits 305 del transmisor. El desintercalador interno r304 y el desintercalador externo r302 del receptor pueden realizar funciones inversas a las del intercalador interno 304 y el intercalador externo 302 del transmisor, respectivamente, para obtener el flujo de bits en su secuencia original. El desintercalador externo r302 se puede omitir si el demodulador de BICM es específicamente para la DVB-C2.

El decodificador interno r303 y el decodificador externo r301 del receptor pueden realizar, respectivamente, los correspondientes procesos de decodificación para el codificador interno 303 y el codificador externo 301 del transmisor, para corregir errores en el canal de transmisión. Procesos similares, realizados sobre la trayectoria de datos se pueden realizar en la trayectoria de señalización de L1, pero con diferentes parámetros (r308-1r301-1). En este punto, como se ha explicado en la parte del preámbulo, se puede usar un módulo de código acortado/perforado r303-1 para la decodificación de señal de L1.

La Fig. 65 muestra un ejemplo de decodificación LDPC usando acortamiento/perforación. Un demultiplexador r301 puede emitir por separado una parte de información y una parte de paridad del código sistemático a partir de flujos de bits de entrada. Para la parte de información, se puede realizar un rellenado con ceros (r302a) según un número de flujos de bits de entrada del decodificador LDPC, para la parte de paridad, se pueden generar flujos de bits de entrada para (r303a) del

decodificador LDPC, desperforando la parte perforada. La decodificación LDPC (r304a) se puede realizar sobre los flujos de bits generados y los ceros en la parte de información se pueden extraer y emitir (r305a).

La Fig. 66 muestra un ejemplo de procesador de salida. Un desaleatorizador en BB r209 puede restaurar los flujos de bits aleatorizados (209) en el transmisor. Un Separador r208 puede restaurar las tramas en BB que corresponden a múltiples PLP que se multiplexan y transmiten desde el transmisor según la trayectoria de PLP. Para cada trayectoria de PLP, un extractor de cabecera en BB r207-1 puede extraer la cabecera que se transmite en la parte delantera de la trama en BB. Un decodificador de CRC r206-1n puede realizar decodificación CRC y dejar tramas en BB fiables disponibles para la selección. Unos módulos de inserción de paquetes nulos r205-1n pueden restaurar paquetes nulos que fueron extraídos, para una mayor eficacia de transmisión, a su ubicación original. Un módulo de recuperación de retardo r204-1n puede restaurar un retardo que existe entre cada trayectoria de PLP.

Unos módulos de recuperación de relojes de salida r203-1n pueden restaurar la temporización original del flujo de servicio a partir de la información de temporización transmitida desde los módulos de sincronización de flujos de entrada 203-1n. Unos módulos de interfaz de salida r202-1n pueden restaurar los datos en el paquete TS/GS a partir de flujos de bits de entrada que están segmentados en la trama en BB. Unos módulos de postproceso de salida r201-1n pueden restaurar múltiples flujos TS/GS en un flujo TS/GS completo, si es necesario. Los bloques sombreados mostrados en la Fig. 66 representan módulos que se pueden usar cuando se procesa un único PLP a la vez y el resto de los bloques representan módulos que se pueden usar cuando se procesan a la vez múltiples PLP.

Los patrones de piloto de preámbulo se diseñaron cuidadosamente para evitar un aumento de PAPR, de esta manera, es necesario considerar si la tasa de repetición de L1 puede aumentar la PAPR. El número de bits de información de L1 varía dinámicamente según la unión de canales, el número de PLP, etc. En detalle, es necesario considerar cosas tales como que el tamaño fijo de bloque de L1 puede introducir una sobrecarga innecesaria; la señalización de L1 se debería proteger más firmemente que los símbolos de datos; y el intercalado de tiempo del bloque L1 puede mejorar la robustez ante el deterioro de canal, tal como la necesidad de ruido impulsivo.

Para una tasa de repetición de bloque L1 de 8 MHz, como se muestra en la Fig. 67, se exhibe una eficacia espectral completa (26,8% de aumento de BW) con perforación virtual, pero la PAPR se puede aumentar dado que el ancho de banda de L1 es el mismo que el de los símbolos de datos. Para la tasa de repetición de 8 MHz, se puede usar intercalado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse en un periodo de 8 MHz después del intercalado.

Para una tasa de repetición de bloque L1 de 6 MHz, como se muestra en la Fig. 68, se puede exhibir una eficacia espectral reducida sin perforación virtual. Puede ocurrir un problema similar de PAPR como para el caso de 8 MHz, dado que los anchos de banda de L1 y de los símbolos de datos comparten LCM = 24 MHz. Para la tasa de repetición de 6 MHz, se puede usar el intercalado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón se puede repetir en un periodo de 24 MHz después del intercalado.

La Fig. 69 muestra una nueva tasa de repetición de bloque L1 de 7,61 MHz o ancho de banda de sintonizador completo. Se puede obtener una eficacia espectral completa (26,8% de aumento de BW) sin perforación virtual. Puede no haber ningún problema de PAPR dado que los anchos de banda de L1 y de los símbolos de datos comparten LCM≈1704 MHz. Para la tasa de repetición de 7,61 MHz, se puede usar intercalado de frecuencia 4K-FFT DVB-T2 para las partes en común y el mismo patrón puede repetirse en un periodo de 1704 MHz después del intercalado.

La Fig. 70 es un ejemplo de señalización de L1 que se transmite en la cabecera de trama. Cada información en la señalización de L1 se puede transmitir al receptor y se puede usar como un parámetro de decodificación. Especialmente, la información se puede usar en la trayectoria de señales de L1 mostrada en la Fig. 64 y los PLP se pueden transmitir en cada segmento de datos. Se puede obtener una robustez aumentada para cada PLP.

La Fig. 72 es un ejemplo de un intercalador de símbolos 308-1 como se muestra en la trayectoria de señalización de L1 en la Fig. 37 y también puede ser un ejemplo de su desintercalador de símbolos r308-1 correspondiente como se muestra en la trayectoria de señalización de L1 en la Fig. 64. Los bloques con líneas inclinadas representan bloques de L1 y los bloques sólidos representan portadoras de datos. Los bloques de L1 se pueden transmitir no solamente dentro de un único preámbulo, sino que también se pueden transmitir dentro de múltiples bloques de OFDM. Dependiendo del tamaño de un bloque de L1, puede variar el tamaño del bloque de intercalado. En otras palabras, num_L1_sym y L1_span pueden ser diferentes entre sí. Para minimizar una sobrecarga innecesaria, los datos se pueden transmitir dentro del resto de las portadoras de los símbolos de OFDM donde se transmite el bloque de L1. En este punto, se puede garantizar una eficacia espectral completa debido a que el ciclo de repetición del bloque L1 es todavía un ancho de banda completo de sintonizador. En la Fig. 72, los números en los bloques con líneas inclinadas representan el orden de bits dentro de un único bloque de LDPC.

Por consiguiente, cuando los bits se escriben en una memoria de intercalado en la dirección de las filas según un índice de símbolos como se muestra en la Fig. 72 y se leen en la dirección de las columnas según un índice de portadora, se

puede obtener un efecto de intercalado de bloques. En otras palabras, un bloque LDPC se puede intercalar en el dominio de tiempo y en el dominio de frecuencia y luego se puede transmitir. Num_L1_sym puede ser un valor predeterminado, por ejemplo, un número entre 24 se puede fijar como un número de símbolos de OFDM. En este punto, para aumentar la granularidad del tamaño del bloque de L1, un código LDPC perforado/acortado que tiene una longitud mínima de la palabra de código se puede usar para la protección de L1.

La Fig. 73 es un ejemplo de una transmisión de bloque L1. La Fig. 73 ilustra la Fig. 72 en el dominio de tramas. Como se muestra en la Fig. 73a, los bloques L1 pueden estar abarcando el ancho de banda completo del sintonizador o bien, como se muestra en la Fig. 73b, los bloques L1 se pueden abarcar parcialmente y el resto de las portadoras se pueden usar para portadora de datos. En cualquier caso, se puede ver que la tasa de repetición del bloque L1 puede ser idéntica a un ancho de banda completo de sintonizador. Además, para símbolos de OFDM que usan la señalización de L1 que incluye el preámbulo, solamente se puede realizar intercalado de símbolos mientras que no se permite transmisión de datos en esos símbolos de OFDM. Por consiguiente, para un símbolo de OFDM usado para señalización de L1, un receptor puede decodificar L1 realizando desintercalado sin decodificación de datos. En este punto, el bloque L1 puede transmitir señalización L1 de la trama actual o señalización L1 de una trama posterior. En el lado del receptor, se pueden usar parámetros de L1 decodificados a partir de la trayectoria de decodificación de señalización L1 mostrada en la Fig. 64 para el proceso de decodificación para la trayectoria de datos a partir del analizador sintáctico de tramas de la trama posterior.

En resumen, en un transmisor, el intercalado de bloques de la región L1 se puede realizar escribiendo los bloques en una memoria en la dirección de las filas y leyendo los bloques escritos de la memoria en la dirección de las columnas. En un receptor, el desintercalado de bloques de la región L1 se puede realizar escribiendo bloques en una memoria en la dirección de las columnas y leyendo los bloques escritos de la memoria en la dirección de las filas. Las direcciones de lectura y escritura del transmisor y del receptor se pueden intercambiar.

Cuando se realiza una simulación con suposiciones que se hacen tales como que CR = 1/2 para protección de L1 y para las partes en común de T2; correlación de símbolos 16-QAM; densidad de piloto de 6 en el Preámbulo; número de LDPC corta implica una cantidad requerida de perforaciones/acortamientos, se pueden obtener resultados o conclusiones tales como que solamente un preámbulo para la transmisión de L1 pueden no ser suficientes; el número de símbolos de OFDM depende de la cantidad del tamaño de bloque de L1; se puede usar la palabra de código LDPC más corta (por ejemplo, información de 192 bits) entre el código acortado/perforación para mayor flexibilidad y granularidad fina; y se puede añadir un rellenado si se requiere con sobrecarga despreciable. El resultado se resume en la Fig. 71.

Por consiguiente, para una tasa de repetición de bloque de L1, el ancho de banda completo de sintonizador sin perforación virtual puede ser una buena solución y todavía puede no surgir un problema de PAPR con eficiencia espectral completa. Para señalización de L1, la estructura eficaz de señalización puede permitir una configuración máxima en un entorno de 8 uniones de canales, 32 muescas, 256 segmentos de datos y 256 PLP. Para la estructura de bloque de L1, la señalización flexible de L1 se puede implementar según el tamaño de bloque de L1. El intercalado de tiempo se puede realizar para una mejor robustez para las partes en común de T2. Una menor sobrecarga puede permitir transmisión de datos en un preámbulo.

Se puede realizar intercalado de bloques del bloque L1 para una mejor robustez. El intercalado se puede realizar con un número fijo predefinido de símbolos L1 (num_L1_sym) y un número de portadoras abarcadas por L1 como un parámetro (L1_span). La misma técnica se usa para intercalado de preámbulo P2 en DVB-T2.

Se puede usar un bloque L1 de tamaño variable. El tamaño puede ser adaptable a la cantidad de bits de señalización de L1, provocando una sobrecarga reducida. Se puede obtener eficacia espectral completa sin ningún problema de PAPR. Una repetición de menos de 7,61 MHz puede significar que se puede enviar más redundancia pero sin usar. Puede no surgir ningún problema de PAPR debido a la tasa de repetición de 7,61 MHz para el bloque L1.

La Fig. 74 es otro ejemplo de señalización de L1 transmitida dentro de una cabecera de trama. Esta Fig. 74 es diferente de la Fig. 70 en que el campo L1_span, que tiene 12 bits, está dividido en dos campos. En otras palabras, el campo L1_span está dividido en un campo L1_column que tiene 9 bits y un campo L1_row que tiene 3 bits. El campo L1_column representa el índice de portadora que abarca L1. Debido a que un segmento de datos comienza y termina cada 12 portadoras, que es la densidad de piloto, los 12 bits de sobrecarga se pueden reducir en 3 bits para alcanzar 9 bits.

El campo L1_row representa el número de símbolos de OFDM, donde está abarcando L1 cuando se aplica el intercalado de tiempo. Por consiguiente, el intercalado de tiempo se puede realizar dentro de un área de L1_columnas multiplicadas por L1_filas. Alternativamente, se puede transmitir el tamaño total de bloques L1 de manera que L1_span mostrado en la Fig. 70 se pueda usar cuando no se realiza intercalado temporal. Para tal caso, el tamaño de bloque L1 es de 11.776 x 2 bits en el ejemplo, de esta manera 15 bits es suficiente. Por consiguiente, el campo L1_span puede estar compuesto por 15 bits.

La Fig. 75 es un ejemplo de intercalado/desintercalado de frecuencia o de tiempo. La Fig. 75 muestra una parte de una trama de transmisión entera. La Fig. 75 también muestra la unión de múltiples anchos de banda de 8 Mhz. Una trama

puede constar de un preámbulo que transmite bloques L1 y un símbolo de datos que transmite datos. Los diferentes tipos de símbolos de datos representan segmentos de datos para diferentes servicios. Como se muestra en la Fig. 75, el preámbulo transmite bloques L1 cada 7,61 MHz.

Para el preámbulo, un intercalado de frecuencia o tiempo se realiza dentro de los bloques L1 y no se realiza entre los bloques L1. Es decir, para el preámbulo, se puede decir que se realiza intercalado a nivel de bloque L1. Esto permite decodificar los bloques L1 transmitiendo bloques L1 dentro de un ancho de banda de ventana sintonizadora incluso cuando la ventana sintonizadora se ha movido a una ubicación aleatoria dentro de un sistema de unión de canales.

Para decodificar un símbolo de datos en un ancho de banda aleatorio de ventana sintonizadora, no debería ocurrir un intercalado entre segmentos de datos. Es decir, para los segmentos de datos, se puede decir que el intercalado se realiza a nivel de segmento de datos. Por consiguiente, el intercalado de frecuencia y el intercalado de tiempo se deberían realizar dentro de un segmento de datos. Por lo tanto, un intercalador de símbolos 308 en una trayectoria de datos de un módulo de BICM del transmisor, como se muestra en la Fig. 37, puede realizar intercalado de símbolos para cada segmento de datos. Un intercalador de símbolos 308-1 en una trayectoria de señal L1 puede realizar intercalado de símbolos para cada bloque L1.

Un intercalador de frecuencia 403 mostrado en la Fig. 42 necesita realizar intercalado sobre el preámbulo y los símbolos de datos por separado. Específicamente, para el preámbulo, el intercalado de frecuencia se puede realizar para cada bloque L1 y para símbolo de datos el intercalado de frecuencia se puede realizar para cada segmento de datos. En este punto, el intercalado de tiempo en la trayectoria de datos o la trayectoria de señal L1 puede no ser realizado considerando el modo de latencia baja.

Usando los métodos y dispositivos sugeridos, entre otras ventajas, es posible implementar un transmisor digital, un receptor y una estructura de señalización de capa física eficaces.

Transmitiendo información de ModCod en cada cabecera de trama en BB que es necesaria para ACM/VCM y transmitiendo el resto de la señalización de capa física en una cabecera de trama, se puede minimizar la sobrecarga de señalización.

Se puede implementar QAM modificada para una transmisión más eficaz en términos de energía o un sistema de difusión digital más robusto frente al ruido. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

Se puede implementar QAM no uniforme mejorada para una transmisión más eficaz en términos de energía o un sistema de difusión digital más robusto frente al ruido. También se describe un método de uso de tasa de código del código de corrección de errores de NU-MQAM y MQAM. El sistema puede incluir un transmisor y receptor para cada ejemplo descrito y las combinaciones de los mismos.

El método sugerido de señalización de L1 puede reducir la sobrecarga en un 34%, minimizando la sobrecarga de señalización durante la unión de canales.

Será evidente para los expertos en la técnica que se pueden hacer diversas modificaciones y variaciones en la presente invención sin apartarse de la invención.

Claims

REIVINDICACIONES

1. Un método de transmisión de una señal de difusión a un receptor que decodifica la señal de difusión, que comprende: realizar codificación exterior en bits de datos para corrección de errores; realizar codificación interior en los bits de datos de codificación exterior para corrección de errores;

realizar codificación exterior en bits de datos de preámbulo para corrección de errores; realizar codificación interior en los bits de datos de preámbulo de codificación exterior para corrección de errores;

correlacionar los bits de datos de preámbulo codificados a símbolos de datos de preámbulo y los bits de datos codificados a símbolos de datos; formar al menos un segmento de datos en base a los símbolos de datos; intercalar en el tiempo los símbolos de datos a nivel de segmento de datos;

formar una trama de señal en base a los símbolos de datos de preámbulo y los símbolos de datos intercalados; modular la trama de señal formada mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y

transmitir la trama de señal modulada, en el que un bloque de Capa 1, L1, se repite en los símbolos de datos de preámbulo en el dominio de frecuencia en un mismo ancho de banda, en el que el mismo ancho de banda es de 7,61 MHz y en el que cuando se reordenan dos partes de entre los bloques de L1 repetidos dentro de una ventana de sintonización del receptor, las partes reordenadas configuran un bloque de L1 completo, en el que el bloque de L1 incluye información de señalización de L1 para señalizar el segmento de datos.
2.

El método de la reivindicación 1, el método además incluye: añadir bits de relleno de ceros a los bits de datos de preámbulo para rellenar el número requerido de bits.
3.

El método de la reivindicación 2, en el que el método además comprende:

perforar bits de paridad, los bits de paridad que se añaden mediante la codificación interior en los bits de datos de preámbulo de codificación exterior.
4.

El método de la reivindicación 3, el método además comprende:

eliminar los bits de relleno de ceros añadidos después de la codificación interior en los bits de datos de preámbulo.
5.

Un aparato para transmitir una señal de difusión a un receptor que decodifica la señal de difusión, que comprende:

una primera unidad de código exterior para realizar codificación exterior en bits de datos para corrección de errores;

una primera unidad de código interior para realizar codificación interior en los bits de datos de codificación exterior para corrección de errores;

una segunda unidad de código exterior para realizar codificación exterior en bits de datos de preámbulo para corrección de errores;

una segunda unidad de código interior para realizar codificación interior en los bits de datos de preámbulo de codificación exterior para corrección de errores;

un correlacionador de símbolos para correlacionar los bits de datos de preámbulo codificados a símbolos de datos de preámbulo y los bits de datos codificados a símbolos de datos;

un intercalador en el tiempo para intercalar en el tiempo los símbolos de datos a nivel de segmento de datos, en el que al menos un segmento de datos se forma en base a los símbolos de datos;

un formador de tramas para formar una trama de señal en base a los símbolos de datos de preámbulo y los símbolos de datos intercalados;

una unidad de modulación para modular la trama de señal formada mediante un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM; y

una unidad de transmisión para transmitir la trama de señal modulada,

en el que un bloque de Capa 1, L1, se repite en los símbolos de datos de preámbulo en el dominio de frecuencia en un mismo ancho de banda, en el que el mismo ancho de banda es de 7,61 MHz y en el que cuando se reordenan dos partes de entre los bloques de L1 repetidos dentro de una ventana de sintonización del receptor, las partes reordenadas configuran un bloque de L1 completo, en el que el bloque de L1 incluye información de señalización de L1 para señalizar el segmento de datos.
6.

El aparato de la reivindicación 5, en el que la segunda unidad de código interior además añade bits de relleno de ceros a los bits de datos de preámbulo para rellenar el número requerido de bits.
7.

El aparato de la reivindicación 6, en el que la segunda unidad de código interior además perfora bits de paridad, los bits de paridad que se añaden mediante la codificación interior en los bits de datos de preámbulo de codificación exterior.
8.

El aparato de la reivindicación 7, en el que la segunda unidad de código interior además elimina los bits de relleno de ceros añadidos después de la codificación interior en los bits de datos de preámbulo.
9.

Un método de recepción de una señal de difusión en un receptor que tiene un sintonizador para decodificar la señal de difusión, que comprende:

demodular la señal de difusión usando un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM;

obtener una trama de señal a partir de la señal de difusión demodulada, la trama de señal que comprende símbolos de datos de preámbulo y símbolos de datos, en la que los símbolos de datos se incluyen en al menos un segmento de datos;

desintercalar en el tiempo los símbolos de datos a nivel de segmento de datos;

descorrelacionar los símbolos de datos desintercalados en el tiempo a bits de datos;

descorrelacionar los símbolos de datos de preámbulo a bits de datos de preámbulo;

decodificar los bits de datos usando un esquema de decodificación de comprobación de paridad de baja densidad; y

decodificar los bits de datos de preámbulo usando un esquema de decodificación de comprobación de paridad de baja densidad,

en el que un bloque de Capa 1, L1, se repite en los símbolos de datos de preámbulo en el dominio de frecuencia en el mismo ancho de banda, en el que el mismo ancho de banda es de 7,61 MHz y en el que cuando se reordenan dos partes de entre los bloques de L1 repetidos dentro de una ventana de sintonización del receptor, las partes reordenadas configuran un bloque de L1 completo, en el que el bloque de L1 incluye información de señalización de L1 para señalizar el segmento de datos.
10. Un receptor para recibir una señal de difusión, que comprende:

una unidad de demodulación para demodular la señal de difusión usando un método de Multiplexación por División de Frecuencia Ortogonal, OFDM;

una unidad de obtención para obtener una trama de señal a partir de la señal de difusión demodulada, la trama de señal que comprende símbolos de datos de preámbulo y símbolos de datos, en la que los símbolos de datos se incluyen en al menos un segmento de datos;

un desintercalador en el tiempo para desintercalar en el tiempo los símbolos de datos a nivel de segmento de datos;

una primera unidad de descorrelación para descorrelacionar los símbolos de datos desintercalados en el tiempo a bits de datos;

una segunda unidad de descorrelación para descorrelacionar los símbolos de datos de preámbulo a bits de datos de preámbulo;

una primera unidad de decodificación para decodificar los bits de datos usando un esquema de decodificación de comprobación de paridad de baja densidad; y

5 una segunda unidad de decodificación para decodificar los bits de datos de preámbulo usando un esquema de decodificación de comprobación de paridad de baja densidad,

en el que un bloque de Capa 1, L1, se repite en los símbolos de datos de preámbulo en el dominio de frecuencia en un mismo ancho de banda, en el que el mismo ancho de banda es de 7,61 MHz y en el que cuando se reordenan dos partes de entre los bloques de L1 repetidos dentro de una ventana de sintonización

10 del receptor, las partes reordenadas configuran un bloque de L1 completo, en el que el bloque de L1 incluye información de señalización de L1 para señalizar el segmento de datos.