ITTO20090420A1 - Giroscopio microelettromeccanico con attuazione a controllo di posizione e metodo per il controllo di un giroscopio microelettromeccanico - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

“GIROSCOPIO MICROELETTROMECCANICO CON ATTUAZIONE A CONTROLLO DI POSIZIONE E METODO PER IL CONTROLLO DI UN GIROSCOPIO MICROELETTROMECCANICOâ€

La presente invenzione à ̈ relativa a un giroscopio microelettromeccanico con attuazione a controllo di posizione e a un metodo per il controllo di un giroscopio microelettromeccanico.

Come à ̈ noto, l’impiego di sistemi microelettromeccanici o MEMS (dall’inglese “Micro-Electro-Mechanical Systems†) si à ̈ andato sempre più diffondendo in vari settori della tecnologia e ha dato risultati incoraggianti specialmente nella realizzazione di sensori inerziali, giroscopi microintegrati, e oscillatori elettromeccanici per svariate applicazioni.

I sistemi MEMS di questo tipo sono di solito basati su strutture microelettromeccaniche comprendenti almeno una massa mobile collegata a un corpo fisso (statore) mediante molle e mobile rispetto allo statore secondo prefissati gradi di libertà. La massa mobile à ̈ inoltre accoppiata al corpo fisso tramite strutture capacitive (condensatori). Il movimento della massa mobile rispetto al corpo fisso, ad esempio a causa di una sollecitazione esterna, modifica la capacità dei condensatori; da qui si può risalire allo spostamento relativo della massa mobile rispetto al corpo fisso e quindi alla forza applicata. Viceversa, fornendo opportune tensioni di polarizzazione, à ̈ possibile applicare una forza elettrostatica alla massa mobile per metterla in movimento. Inoltre, per realizzare oscillatori elettromeccanici si sfrutta la risposta in frequenza delle strutture MEMS inerziali, che tipicamente à ̈ di tipo passabasso del secondo ordine.

Molti sistemi MEMS (in particolare, tutti gli oscillatori elettromeccanici e i giroscopi) devono prevedere dispositivi di pilotaggio che hanno il compito di mantenere la massa mobile in oscillazione.

Un primo tipo di soluzione nota prevede di fornire, in anello aperto, sollecitazioni periodiche alla frequenza di risonanza della struttura MEMS. La soluzione à ̈ semplice, ma anche molto poco efficace, perché la frequenza di risonanza non à ̈ nota con precisione a causa delle ineliminabili dispersioni nei processi di microlavorazione dei semiconduttori. Inoltre, la frequenza di risonanza di ogni singolo dispositivo può variare nel tempo, ad esempio a causa di gradienti di temperatura o, più semplicemente, per l’invecchiamento.

Sono poi stati proposti circuiti di pilotaggio retroazionati, basati sull’uso di modulatori sigma-delta. Circuiti di questo tipo sono indubbiamente più efficaci dei precedenti nello stabilizzare l’oscillazione della massa mobile alla reale frequenza di risonanza e nel sopprimere i disturbi. Tuttavia, sono necessari diversi stadi per il filtraggio, la decimazione e l’ulteriore elaborazione del flusso di bit fornito dal modulatore sigma-delta. Per questa ragione, i circuiti di pilotaggio retroazionati attualmente disponibili sono complessi da realizzare, ingombranti e, in definitiva, costosi.

Inoltre, à ̈ necessario considerare che i giroscopi hanno una struttura elettromeccanica complessa, che comprende due masse mobili rispetto allo statore e accoppiate fra loro in modo da avere un grado di libertà relativo. Le due masse mobili sono entrambe capacitivamente accoppiate allo statore. Una delle masse mobili à ̈ dedicata al pilotaggio (massa di pilotaggio) e viene mantenuta in oscillazione alla frequenza di risonanza. L’altra massa mobile (massa di rilevazione) viene trascinata nel moto oscillatorio e, in caso di rotazione della microstruttura rispetto a un asse prefissato con una velocità angolare, à ̈ soggetta a una forza di Coriolis proporzionale alla velocità angolare stessa. In pratica, la massa di rilevazione opera come un accelerometro che consente di rilevare l’accelerazione di Coriolis.

Per consentire l'attuazione e realizzare un oscillatore elettromeccanico in cui il sensore svolge il ruolo di amplificatore selettivo di frequenza, con funzione di trasferimento di secondo ordine di tipo passa-basso e elevato fattore di merito, la massa di pilotaggio à ̈ dotata di due tipi di strutture capacitive differenziali: elettrodi di pilotaggio ed elettrodi di rilevamento di pilotaggio. Gli elettrodi di pilotaggio hanno lo scopo di sostenere l'autoscillazione della massa mobile nella direzione di attuazione, attraverso forze elettrostatiche generate dalla componente spettrale del rumore alla frequenza di risonanza meccanica della massa di pilotaggio. Gli elettrodi di rilevamento di pilotaggio hanno lo scopo di misurare, attraverso la carica trasdotta, la posizione di traslazione o rotazione della massa di rilevazione nella direzione di attuazione.

Il brevetto EP 1 624 285 descrive un sistema di controllo della velocità di oscillazione del giroscopio comprendente un amplificatore differenziale di lettura, un amplificatore passa-alto ed uno stadio di attuazione e controllo, operante in modo tempo-continuo. Questo sistema, pur operando in modo soddisfacente, à ̈ tuttavia suscettibile di miglioramento per quanto riguarda l'ingombro.

EP 1959 234 descrive un perfezionamento del sistema di controllo precedente, in cui l'anello di controllo comprende un filtro passa-basso allo scopo di ridurre l'offset e gli effetti di componenti e accoppiamenti parassiti, operando sul guadagno e sulla fase complessivi dell’anello di retroazione.

Scopo della presente invenzione à ̈ mettere a disposizione un giroscopio microelettromeccanico e un metodo per il controllo di un giroscopio microelettromeccanico che siano precisi e affidabili e siano adatti allo sfruttamento su vasta scala.

Secondo la presente invenzione vengono realizzati un giroscopio microelettromeccanico e un metodo per il controllo di un giroscopio microelettromeccanico come rivendicati rispettivamente nelle rivendicazioni 1 e 15.

Per una migliore comprensione dell’invenzione, ne verranno ora descritte alcune forme di realizzazione, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 Ã ̈ uno schema a blocchi semplificato di un giroscopio microelettromeccanico in accordo a una prima forma di realizzazione della presente invenzione;

- la figura 2 à ̈ una vista in pianta dall’alto di un dettaglio ingrandito del giroscopio di figura 1;

- la figura 3 à ̈ una vista in pianta dall’alto di un ulteriore dettaglio ingrandito del giroscopio di figura 1;

- la figura 4 Ã ̈ un grafico relativo a segnali utilizzati nel giroscopio di figura 1;

- la figura 5 Ã ̈ uno schema circuitale semplificato relativo a un primo componente del giroscopio di figura 1;

- la figura 6 Ã ̈ uno schema circuitale semplificato relativo a un secondo componente del giroscopio di figura 1;

- la figura 7 Ã ̈ uno schema circuitale semplificato relativo a un terzo componente del giroscopio di figura 1;

- le figure 9 e 10 sono diagrammi rispettivamente di modulo e di fase relativi a una parte micromeccanica del giroscopio di figura 1;

- la figura 10 Ã ̈ uno schema a blocchi semplificato di un giroscopio microelettromeccanico in accordo a una seconda forma di realizzazione della presente invenzione;

- la figura 11 Ã ̈ uno schema circuitale semplificato relativo a un componente del giroscopio di figura 10;

- la figura 12 Ã ̈ uno schema a blocchi semplificato di un giroscopio microelettromeccanico in accordo a una terza forma di realizzazione della presente invenzione; e

- la figura 13 Ã ̈ uno schema a blocchi semplificato di un sistema elettronico incorporante un giroscopio microelettromeccanico secondo una forma di realizzazione della presente invenzione.

La figura 1 mostra nel complesso un giroscopio 1 microelettromeccanico, che comprende una microstruttura 2, realizzata in materiale semiconduttore, un dispositivo di pilotaggio 3 e un dispositivo di lettura 5.

La microstruttura 2 à ̈ realizzata in materiale semiconduttore e comprende una struttura fissa 6, una massa di pilotaggio 7 e almeno una massa di rilevamento 8. Per semplicità, nella forma di realizzazione qui illustrata si farà riferimento al caso di un giroscopio monoassiale, in cui à ̈ presente una sola massa di rilevamento 8. Quanto di seguito descritto si applica tuttavia anche nel caso di giroscopi multiassiali, che comprendono due o più masse di rilevamento, per rilevare rotazioni secondo rispettivi assi indipendenti.

La massa di pilotaggio 7 à ̈ vincolata elasticamente alla struttura fissa 6 in modo da poter oscillare attorno a una posizione di riposo secondo un grado di libertà traslatorio o rotatorio. La massa di rilevamento 8 à ̈ meccanicamente accoppiata alla massa di pilotaggio 7 in modo da essere trascinata in moto secondo il grado di libertà della massa di pilotaggio 7 stessa. Inoltre, la massa di rilevamento 8 à ̈ vincolata elasticamente alla massa di pilotaggio 7 in modo da oscillare a sua volta rispetto alla massa di pilotaggio 7 stessa, con un rispettivo ulteriore grado di libertà.

Nella forma di realizzazione qui descritta, in particolare, la massa di pilotaggio 7 à ̈ mobile linearmente lungo un asse di pilotaggio X, mentre la massa di rilevamento 8 à ̈ mobile rispetto alla massa di pilotaggio 7 secondo un asse di rilevamento Y perpendicolare all’asse di pilotaggio X. Si intende tuttavia che il tipo di movimento (traslatorio o rotatorio) consentito dai gradi di libertà e la disposizione degli assi di pilotaggio e di rilevamento possono variare secondo il tipo di giroscopio.

Inoltre, la massa di pilotaggio 7 (con la massa di rilevamento 8) à ̈ collegata alla struttura fissa 6 in modo da definire un sistema meccanico risonante con una frequenza di risonanza wR(secondo l’asse di pilotaggio X).

La massa di pilotaggio 7 (figura 2) à ̈ capacitivamente accoppiata alla struttura fissa 6 mediante gruppi di pilotaggio 10 (driving units) e gruppi di rilevamento di retroazione 12 (feedback sensing units). L’accoppiamento capacitivo à ̈ di tipo differenziale.

Più in dettaglio, i gruppi di attuazione 10 comprendono primi e secondi elettrodi fissi di pilotaggio 10a, 10b, ancorati alla struttura fissa 6 ed estendentisi sostanzialmente perpendicolari alla direzione di pilotaggio X, ed elettrodi mobili di pilotaggio 10c, ancorati alla massa di pilotaggio 7 e anch’essi sostanzialmente perpendicolari alla direzione di pilotaggio X. Gli elettrodi mobili di pilotaggio 10c sono interdigitati e capacitivamente accoppiati con rispettivi primi elettrodi fissi di pilotaggio 10a e secondi elettrodi fissi di pilotaggio 10b. Inoltre, i primi e secondi elettrodi fissi di pilotaggio 10a, 10b dei gruppi di attuazione 10 sono elettricamente collegati rispettivamente a un primo e a un secondo terminale di pilotaggio 13a, 13b della microstruttura 2. Come accennato, inoltre, l’accoppiamento à ̈ di tipo differenziale. In altre parole, in ciascun gruppo di attuazione 10 un movimento della massa di pilotaggio 7 lungo l’asse di pilotaggio X determina l’aumento della capacità fra elettrodo mobile di pilotaggio 10c e uno degli elettrodi fissi di pilotaggio 10a, 10b. La capacità fra l’elettrodo mobile di pilotaggio 10c e l’altro degli elettrodi fissi di pilotaggio 10a, 10b diminuisce invece in misura corrispondente.

La struttura dei gruppi di rilevamento di retroazione 12 Ã ̈ analoga a quella dei gruppi di attuazione 10. In particolare, i gruppi di rilevamento di retroazione 12 comprendono primi e secondi elettrodi fissi di rilevamento 12a, 12b, ancorati alla struttura fissa 6, ed elettrodi mobili di rilevamento 12c, ancorati alla massa di pilotaggio 7 e interdigitati e capacitivamente accoppiati con rispettivi primi elettrodi fissi di rilevamento 12a e secondi elettrodi fissi di rilevamento 12b. Inoltre, i primi e secondi elettrodi fissi di rilevamento 12a, 12b dei gruppi di rilevamento di retroazione 12 sono elettricamente collegati rispettivamente a un primo e a un secondo terminale di rilevamento di retroazione 14a, 14b della microstruttura 2.

In pratica, quindi, la massa di pilotaggio 7 à ̈ accoppiata ai terminali di pilotaggio 13a, 13b attraverso capacità differenziali di pilotaggio CD1, CD2e ai terminali di rilevamento 14a, 14b attraverso capacità differenziali di rilevamento di retroazione CFBS1, CFBS2.

La massa di rilevamento 8 à ̈ capacitivamente accoppiata alla struttura fissa 6 mediante gruppi di rilevamento di segnale 15 (signal sensing units, figura 3). Più precisamente, i gruppi di rilevamento di segnale 15 comprendono terzi e quarti elettrodi fissi di rilevamento 15a, 15b, ancorati alla struttura fissa 6, ed elettrodi mobili di rilevamento 15c, ancorati alla massa di rilevamento 8 e interposti fra rispettivi terzi elettrodi fissi di rilevamento 15a e quarti elettrodi fissi di rilevamento 15b. Anche in questo caso, l’accoppiamento capacitivo à ̈ di tipo differenziale, ma à ̈ ottenuto mediante elettrodi a piatti paralleli, perpendicolari alla direzione di rilevamento Y. Inoltre, i terzi e quarti elettrodi fissi di rilevamento 15a, 15b dei gruppi di rilevamento di segnale 15 sono elettricamente collegati rispettivamente a un primo e a un secondo terminale di rilevamento di segnale 17a, 17b della microstruttura 2. In pratica, la massa di rilevamento 8 à ̈ accoppiata ai terminali di rilevamento di segnale 17a, 17b attraverso capacità differenziali di rilevamento di segnale CSS1, CSS2.

Con riferimento nuovamente alla figura 1, il dispositivo di pilotaggio 3 à ̈ collegato ai terminali di pilotaggio 13a, 13b e ai terminali di rilevamento di retroazione 14a, 14b della microstruttura 2 in modo da formare, con la massa di pilotaggio 7, un anello microelettromeccanico 18 oscillante, con controllo di posizione della massa di pilotaggio 7. Più in dettaglio, il dispositivo di pilotaggio 3 comprende un amplificatore di carica 20, un modulo sfasatore 21, un filtro passa-basso 22, un amplificatore a guadagno variabile 23, un controllore 24, un comparatore 25 e un circuito ad aggancio di fase o circuito PLL 27. Inoltre, un oscillatore 28, un modulo compensatore di fase 29 e un generatore di fasi 30, controllato dal circuito PLL 27, forniscono segnali di temporizzazione per il dispositivo di pilotaggio 3 e per il dispositivo di lettura 5.

L’anello microelettromeccanico 18 à ̈ di tipo ibrido.

L’amplificatore di carica 20 à ̈ infatti configurato per operare a tempo discreto, mentre il filtro passa-basso 22 e l’amplificatore a guadagno variabile 23 operano a tempo continuo. Il modulo sfasatore 21 effettua la conversione da tempo discreto a tempo continuo, come si vedrà più avanti. Inoltre, l’amplificatore di carica 20 definisce un’interfaccia di rilevamento per rilevare la posizione x della massa di pilotaggio 7 rispetto all’asse di pilotaggio X. I restanti componenti del dispositivo di pilotaggio 3 cooperano per controllare, in base alla posizione x della massa di pilotaggio 7, l’ampiezza di oscillazione dell’anello microelettromeccanico 18, in particolare l’ampiezza di oscillazione della massa di pilotaggio 7, e mantenerla prossima a un’ampiezza di riferimento XREF(figura 8). L’ampiezza di riferimento XREFà ̈ in particolare determinata mediante una tensione di riferimento VREF, che viene fornita al controllore 24.

L’amplificatore di carica 20, che à ̈ di tipo completamente differenziale e ha ingressi rispettivamente collegati al primo e al secondo terminale di rilevamento di retroazione 14a, 14b, definisce un’interfaccia di rilevamento per rilevare la posizione x della massa di pilotaggio 7 rispetto all’asse di pilotaggio X. In particolare, l’amplificatore di carica 20 effettua una lettura a tempo discreto della posizione x della massa di pilotaggio 7 della microstruttura 2 e, come sarà spiegato più avanti, à ̈ configurato per minimizzare le componenti di segnale dovute alla velocità x’ della massa di pilotaggio 7 stessa. In pratica, l’amplificatore di carica 20 riceve pacchetti di carica di retroazione QFB1, QFB2differenziali dai terminali di rilevamento di retroazione 14a, 14b della microstruttura 2 e li converte in tensioni di retroazione VFB1, VFB2, indicative della posizione x della massa di pilotaggio 7.

Il modulo sfasatore 21 à ̈ collegato in cascata all’amplificatore di carica 20 e introduce uno sfasamento il più possibile vicino a 90° e comunque compreso nell’intervallo 90°±40°. In una forma di realizzazione, il modulo sfasatore 21 comprende un circuito di “sample and hold†ed à ̈ inoltre configurato in modo da operare un primo filtraggio di tipo passa-basso. Tensioni di retroazione sfasate VFB1’, VFB2’ fornite dal modulo sfasatore 21 sono quindi ritardate e attenuate rispetto alle tensioni di retroazione VFB1, VFB2. Le tensioni di retroazione sfasate VFB1’, VFB2’ presentano sostanzialmente variazioni a gradino.

Il filtro passa-basso 22 à ̈ posto a valle del modulo sfasatore 21, à ̈ un filtro completamente differenziale del secondo ordine e fornisce tensioni di retroazione filtrate VFB1†, VFB2†variabili con continuità nel tempo. La frequenza di taglio del filtro passa-basso 22 à ̈ selezionata in modo che la frequenza di oscillazione dell’anello microelettromeccanico 18, nel seguito indicata come frequenza di pilotaggio wD, sia inclusa nella banda passante e in modo che la fase del segnale utile indicativo della posizione x della massa di pilotaggio 7 non sia sostanzialmente alterata. Inoltre, la banda passante del filtro passa-basso 22 à ̈ tale che le componenti di segnale indesiderate, legate al campionamento mediante lettura a tempo discreto, siano attenuate di almeno 30 dB.

Allo scopo di evitare offset che potrebbero compromettere il controllo delle oscillazioni dell’anello microelettromeccanico 18, sia il modulo sfasatore 21, sia il filtro passa-basso 22 sono basati su amplificatori dotati di funzione di autozero.

L’amplificatore a guadagno variabile 23 à ̈ di tipo completamente differenziale a tempo continuo, à ̈ posto in cascata al filtro passa-basso 22 e ha uscite collegate ai terminali di pilotaggio 13a, 13b della microstruttura 2, per fornire tensioni di pilotaggio VD1, VD2tali da sostenere l’oscillazione dell’anello microelettromeccanico 18 alla frequenza di pilotaggio wD, prossima alla frequenza di risonanza meccanica wRdella microstruttura 2. A questo scopo, il guadagno G dell’amplificatore a guadagno variabile 23 à ̈ determinato dal controllore 24 mediante un segnale di controllo VCcorrelato alle tensioni di retroazione filtrate VFB1†, VFB2†fornite dal filtro passabasso 22. Il controllore 24 à ̈ ad esempio un controllore PID a tempo discreto. In particolare, il guadagno G à ̈ determinato in modo da mantenere le condizioni di oscillazione dell’anello microelettromeccanico 18 (guadagno d’anello unitario e con sfasamento multiplo intero di 360°). A questo scopo, il controllore 24 riceve in ingresso la tensione di riferimento VREF, che à ̈ indicativa dell’ampiezza di oscillazione di riferimento XREFdesiderata (figura 8).

Più in dettaglio, il comparatore 25 riceve la differenza DV fra le tensioni di retroazione filtrate VFB1†, VFB2†dal filtro passa-basso 22 e commuta ad ogni passaggio per lo zero.

L’uscita del comparatore 25, che fornisce un segnale di clock nativo CKN, à ̈ collegata a un ingresso del circuito PLL 27, così da consentire l’aggancio di fase con l’anello microelettromeccanico 18.

Il circuito PLL 27 fornisce un segnale di clock principale CKM(“Master†) e un segnale di clock in quadratura CK90. Il segnale di clock principale CKMha frequenza pari a un multiplo intero della frequenza del segnale di clock nativo CKN. Indicando con wCKMla frequenza del segnale di clock principale CKM, con wCKNla frequenza del segnale di clock nativo CKN, si ha dunque

wCKM= MwCKN

ad esempio con M = 2<10>.

Il segnale di clock in quadratura CK90Ã ̈ sfasato di 90° rispetto al segnale di clock nativo CKNe viene utilizzato per temporizzare il controllore 24.

Il modulo compensatore di fase 29 riceve il segnale di clock nativo CKNdal comparatore 25 e lo elabora in modo da rimuovere l’errore di fase (anticipo o ritardo) introdotto dal modulo sfasatore 21 e dal filtro passa-basso 22. Il modulo compensatore di fase 29 genera quindi un segnale di clock compensato CKCsincrono in frequenza e in fase con le oscillazioni della massa di pilotaggio 7.

Il generatore di fasi 30 riceve il segnale di clock principale CKMe il segnale di clock compensato CKCe li utilizza per generarei segnali di temporizzazione necessari per i componenti a tempo discreto e, più in generale, per il corretto funzionamento del giroscopio 1.

In particolare, il generatore di fasi 30 fornisce un segnale di lettura VR, che viene applicato alla massa di pilotaggio 7 e alla massa di rilevamento 8 attraverso un terminale di lettura 31 della microstruttura 2, e un primo e un secondo segnale di temporizzazione Φ1, Φ2. A regime, il segnale di lettura VRe i segnali di temporizzazione Φ1, Φ2vengono generati a partire dal segnale di clock principale CKMe dal segnale di clock compensato CKCe hanno frequenza multipla della frequenza di pilotaggio wDdell’anello microelettromeccanico 18 (ad esempio, pari a 40 wD). In una fase di avvio del giroscopio 1, tuttavia, la base per la generazione del segnale di lettura VRe dei segnali di temporizzazione Φ1, Φ2à ̈ un segnale asincrono CK ad alta frequenza prodotto dall’oscillatore 28. La correlazione temporale fra il segnale di lettura VRe i segnali di temporizzazione Φ1, Φ2à ̈ illustrata in figura 4 ed à ̈ definita per realizzare cicli di lettura e controllo secondo la tecnica di doppio campionamento correlato (CDS, “Correlated Double Sampling†). In particolare, il primo e il secondo segnale di temporizzazione Φ1, Φ2sono alti in una prima frazione di ogni ciclo (circa un quinto del periodo, fase di reset). Quindi, il primo segnale di temporizzazione Φ1commuta e la situazione si mantiene invariata per una seconda frazione del periodo (circa due quinti, fase di campionamento degli offset; per offset si intendono qui e nel seguito sia gli offset statici, sia i contributi di rumore flicker associati ai diversi componenti). Infine, il secondo segnale di temporizzazione Φ2commuta e si mantiene stabile durante la terza e ultima frazione del periodo (ancora due quinti, fase di rilevamento o di “sense†). Il segnale di lettura VRpresenta fronti di salita e di discesa rispettivamente all’inizio e alla fine della fase di rilevamento di ogni ciclo. L’impiego del segnale di lettura VRe dei segnali di temporizzazione Φ1, Φ2sarà descritto in dettaglio più avanti. In una forma di realizzazione, inoltre, il segnale di lettura VRà ̈ una tensione che varia fra 0 V e 2VCM, dove VCMà ̈ una tensione di modo comune per i componenti dell’anello microelettromeccanico 18.

Il dispositivo di lettura 5 à ̈ del tipo ad anello aperto a tempo discreto e, nella forma di realizzazione qui descritta, à ̈ configurato per eseguire una lettura cosiddetta “double-ended†degli spostamenti della massa di rilevamento 8 secondo il rispettivo grado di libertà (in particolare, per rilevare una posizione y della massa di rilevamento lungo l’asse di rilevamento Y). In particolare, il dispositivo di lettura 5 ha ingressi collegati ai terminali di rilevamento di segnale 17a, 17b della microstruttura 2 e un’uscita 5a, fornente un segnale di uscita SOUT, correlato alla velocità angolare W della microstruttura 2.

Come mostrato in figura 5, in una forma di realizzazione il dispositivo di lettura 5 comprende un amplificatore di carica 32, un demodulatore 33, che riceve il segnale di clock principale CKMe il segnale di clock compensato CKC, uno stadio di “sample and hold†o stadio S&H 34, un filtro passa-basso 35 e un amplificatore di uscita 36, collegati fra loro in cascata. I componenti del dispositivo di lettura 5 sono del tipo completamente differenziale a condensatori commutati.

Il giroscopio 1 opera nel modo seguente. La massa di pilotaggio 7 viene posta in oscillazione lungo l’asse di pilotaggio X dal dispositivo di pilotaggio 3.

La massa di rilevamento 8 à ̈ trascinata in movimento lungo l’asse di pilotaggio X dalla massa di pilotaggio 7. Di conseguenza, quando la microstruttura 2 ruota attorno a un asse giroscopico perpendicolare al piano degli assi X, Y con una certa velocità angolare W istantanea, la massa di rilevamento 8 à ̈ soggetta a una forza di Coriolis, che à ̈ parallela all’asse di rilevamento Y ed à ̈ proporzionale alla velocità angolare W della microstruttura 2 e alla velocità delle due masse 7, 8 lungo l’asse di pilotaggio X. Più precisamente, la forza di Coriolis (FC) à ̈ data dall’equazione:

FC= 2MSWx’

dove MSà ̈ il valore della massa di rilevamento 8, W à ̈ la velocità angolare della microstruttura 2 e x’ à ̈ la velocità delle due masse 7, 8 lungo l’asse di pilotaggio X. La velocità x’ varia sinusoidalmente alla frequenza di pilotaggio wD, con uno sfasamento di 90° rispetto alla posizione x secondo l’asse di pilotaggio X e ampiezza sostanzialmente costante al variare della temperatura (le variazioni sono ordinariamente inferiori a 1%).Gli spostamenti a cui à ̈ sottoposta la massa di rilevamento 8 a causa della forza di Coriolis vengono letti attraverso i gruppi di rilevamento di segnale 15 (figura 3) e il dispositivo di lettura 5. In risposta all’eccitazione della massa di rilevamento 8 mediante il segnale di lettura VR, i gruppi di rilevamento di segnale 15 trasferiscono all’amplificatore di carica 32 pacchetti di carica di rilevamento QRS1, QRS2differenziali, che sono proporzionali allo sbilanciamento capacitivo causato dallo spostamento della massa di rilevamento 8 lungo l’asse di rilevamento Y. I pacchetti di carica di rilevamento QRS1, QRS2sono quindi correlati alla forza di Coriolis e alla velocità angolare W istantanea della microstruttura 2. I pacchetti di carica di rilevamento QRS1, QRS2vengono convertiti ed elaborati dal dispositivo di lettura 5 per generare il segnale di lettura SOUT, che à ̈ indicativo della velocità angolare W (si veda anche la figura 5).

Il controllore 24, il comparatore 25 e il circuito PLL 27 cooperano con il modulo sfasatore 21, il filtro passabasso 22 e l’amplificatore a guadagno variabile 23 per creare e mantenere le condizioni di oscillazione dell’anello microelettromeccanico 18 in diverse fasi di funzionamento del giroscopio 1.

In particolare, in una fase di innesco delle oscillazioni (ad esempio all’accensione del giroscopio 1), il controllore 24 mantiene il guadagno G dell’amplificatore a guadagno variabile 23 al valore massimo. In questo modo, anche la presenza di un minimo rumore à ̈ sufficiente a innescare le oscillazioni, che vengono via via amplificate. Inoltre, l’uscita del filtro passa-basso 22 à ̈ bassa e quindi il comparatore 25 non riuscirebbe a discriminare l’attraversamento di zero. Il circuito PLL viene disabilitato in questa fase e i segnali di temporizzazione sono generati a partire dall’oscillatore 30.

Quando cioà ̈ l’uscita del comparatore 25 à ̈ sufficientemente stabile in frequenza, il circuito PLL 27 viene abilitato e si sincronizza in frequenza e fase al suo segnale d’ingresso (ossia l’uscita del comparatore 25) e fornisce il segnale di clock principale CKM, che ha frequenza multipla rispetto alla frequenza di pilotaggio wD. Da questo momento in poi tutte le fasi dei blocchi a condensatori commutati del sistema sono sincrone in fase e frequenza alla velocità del sensore alla frequenza di pilotaggio wD.

A regime, il controllore 24 opera sul guadagno G dell’amplificatore a guadagno variabile 23 inseguendo la risonanza e mantenendo costante l’ampiezza dello spostamento, in modo che le condizioni di oscillazione dell’anello microelettromeccanico 18 (condizione di Barkhausen) siano rispettate.

Inoltre, il controllore 24 interviene in seguito a shock esterni impressi alla massa mobile decrementando il guadagno G dell’amplificatore a guadagno variabile 23, per evitare sia le non linearità del sensore, che possono innescare cicli limite, sia fenomeni di adesione e/o accavallamento delle masse (stitch).

La figura 5 mostra più in dettaglio la struttura dell’amplificatore di carica 20 dell’anello microelettromeccanico 18 e una porzione della microstruttura 2, in particolare della massa di pilotaggio 7. L’amplificatore di carica 20 comprende un amplificatore operazionale 37 completamente differenziale, con condensatori di amplificazione 38 fra un rispettivo ingresso e una rispettiva uscita, uno stadio di controllo di modo comune di ingresso 39 e uno stadio di CDS 40 in uscita. L’amplificatore di carica 20 à ̈ inoltre provvisto di condensatori di calibrazione 41, aventi capacità di calibrazione CTRIMregolabile.

Lo stadio di retroazione di controllo di modo comune di ingresso 39 à ̈ configurato in modo da fissare i terminali di rilevamento di retroazione 14a, 14b della microstruttura 2 alla tensione di modo comune VCMe può essere ad esempio del tipo descritto in "A Three-Axis Micromachined Accelerometer with a CMOS Position-Sense Interface and Digital Offset-Trim Electronics" di M. Lemkin, B. Boser, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 34, N. 4, pagg.

456-468.

Lo stadio di CDS 40 comprende due condensatori di CDS 42, aventi capacità CCDS. I condensatori di CDS 42 hanno primi terminali collegati a rispettive uscite dell’amplificatore operazionale 37 e secondi terminali definenti uscite 20a, 20b dell’amplificatore di carica 20. Inoltre, lo stadio di CDS 40 comprende un interruttore di reset 43 e interruttori di CDS 45. Più in dettaglio, l’interruttore di reset 43 à ̈ posto fra le uscite dell’amplificatore operazionale 37 ed à ̈ controllato dal primo segnale di temporizzazione Φ1. I terminali dei condensatori di CDS 42 che definiscono le uscite 20a, 20b dell’amplificatore di carica 20 sono selettivamente collegabili a una linea di modo comune 47, posta alla tensione di modo comune VCM, attraverso rispettivi interruttori di CDS 45. Gli interruttori di CDS 45 sono controllati dal secondo segnale di temporizzazione Φ2.

I condensatori di calibrazione 41 hanno ciascuno un terminale collegato rispettivamente al primo e al secondo terminale di rilevamento di retroazione 14a, 14b e ricevono, sull’altro terminale, segnali di compensazione VC, VC’ in controfase dal generatore di fasi 30. In una forma di realizzazione, i segnali di compensazione VC, VC’ sono uguali rispettivamente al segnale di lettura VRe al segnale di lettura VRnegato. Le capacità di calibrazione CTRIMdei condensatori di calibrazione 41 sono regolabili in fabbrica e permettono di compensare offset causati della microstruttura 2 (essenzialmente, squilibri capacitivi dovuti a imperfezioni e dispersioni di processo) e offset residui della catena di lettura successiva (amplificatore di carica 20, modulo sfasatore 21, filtro passa-basso 22).

Durante la fase di reset (si veda anche la figura 4), tutti gli interruttori 43, 45 sono chiusi. In questo modo, i nodi dell’amplificatore operazionale 37 vengono fissati alla tensione di modo comune VCMe i condensatori, in particolare i condensatori di CDS 42, vengono scaricati.

Nella successiva fase di CDS, l’interruttore di reset 43 viene aperto e gli offset e il rumore (in particolare il rumore flicker) associati all’amplificatore operazionale 37 vengono memorizzati sui condensatori di CDS 42.

Quindi, nella fase di rilevamento, anche gli interruttori di CDS 45 vengono aperti e un impulso di lettura (ossia un fronte di salita del segnale di lettura VR) viene applicato alla massa di pilotaggio 7 attraverso il terminale di lettura 31 della microstruttura 2. Gli offset, memorizzati sui condensatori di CDS 42, vengono in questo modo cancellati. Inoltre, viene minimizzato il contributo di segnale indesiderato legato alla velocità istantanea della massa di pilotaggio 7. In generale, infatti, il trasferimento di carica istantaneo dalla microstruttura 2 attraverso una delle capacità differenziali di rilevamento di retroazione CFBS1, CFBS2(ad esempio per la capacità differenziale di rilevamento di retroazione CFBS1) avviene in accordo alla relazione:

i<dQ>d(C<FBS1>V<FBS1>)<dVFBS1 dCFBS1>1(t)=<1>= =CFBS1VFBS1x' dtdt dtdx

dove VFBS1= VCM- VRà ̈ la tensione applicata alla capacità differenziale di rilevamento di retroazione CFBS1(i terminali di rilevamento di retroazione 14a, 14b sono infatti mantenuti alla tensione di modo comune VCMdallo stadio di retroazione di ingresso 39 dell’amplificatore di carica 20). Si ricorda che, in ogni ciclo, il segnale di lettura VRà ̈ pari a 0 V nelle fasi di reset e di CDS, presenta una transizione pressoché istantanea a 2 VCM(della durata di pochi nanosecondi) e rimane al valore 2VCMdurante la fase di rilevamento.

La componenteC<dVFBS1>

FBS1 dipende, attraverso la dt

capacità differenziale di rilevamento di retroazione CFBS1, solo dalla posizione x della massa di pilotaggio 7 e definisce il segnale utile per il controllo delle oscillazioni dell’anello microelettromeccanico 18.

<dC>

La componenteV<FBS1>

FBS1x' dipende dalla velocità x’ dx

istantanea della massa di pilotaggio 7, mentre non à ̈ correlato alle variazioni del segnale di lettura VR, e rappresenta un disturbo.

Nella fase di reset (figura 4, da t0a t1), i nodi dell’amplificatore di carica 20 sono forzati alla tensione di modo comune VCMe quindi il contributo dei disturbi, compresa la componente di segnale legata alla velocità x’ istantanea della massa di pilotaggio 7, sono sostanzialmente ininfluenti. Non c’à ̈ infatti trasferimento di carica.

Nella fase di CDS (figura 4, da t1a t2), il contributo di carica di disturbo QD1dovuto alla velocità x’ istantanea à ̈ presente ed à ̈ dato da:

t2

Q<dC>

<1 =>(t)dt<»>VM(x'(t2)-x'(t1)<D>)<FBS1(t0)>

C

t òi

1dx

Il contributo di carica di disturbo QDviene memorizzato sui condensatori di CDS 42.

Alla transizione del segnale di lettura VR, che avviene all’inizio della fase di rilevamento, immediatamente dopo la commutazione degli interruttori di CDS 45, viene generato un pacchetto di carica di segnale QS1pari a

QS1=2VCMDCFBS1(t2)

Inoltre, durante la fase di rilevamento viene trasferito un ulteriore contributo di carica di disturbo QD1’:

t3

Q '(t)<dCFBS1(t2)>

<D1'=>òi(t)dt<» ->VCM(x'(t3)-x 2)

t2dx

Dato che la frequenza del segnale di lettura VR, e quindi dell’intero ciclo di lettura, à ̈ molto maggiore della frequenza di pilotaggio wD(circa 40 volte nella forma di realizzazione descritta), i valori della velocità istantanea x’ e del fattore dCFBS1/dx sono sostanzialmente costanti durante le fasi di CDS e di rilevamento. Anche il contributo di carica di disturbo QD1’ trasferito durante la fase di rilevamento à ̈ quindi prossimo al contributo di carica di disturbo QD1memorizzato sui condensatori di CDS 42. Pertanto, l’impiego della funzione di CDS sull’uscita dell’amplificatore operazionale 37 permette di ridurre e rendere sostanzialmente trascurabili i trasferimenti di carica legati alla velocità x’ della massa di pilotaggio 7, che rappresentano un disturbo. Le tensioni di retroazione VFB1, VFB2fornite dall’amplificatore di carica 20 sono quindi indicative della posizione x della massa di pilotaggio 7 e sono depurate dei contributi legati alla sua velocità x’. Per questa ragione, la lettura a tempo discreto mediante amplificatore di carica con funzione di CDS sull’uscita si presta a effettuare in modo efficace il pilotaggio dell’anello microelettromeccanico 18 mediante un controllo di posizione.

Nella forma di realizzazione descritta, la cancellazione delle componenti legate alla velocità x’ della massa di pilotaggio 7 à ̈ particolarmente precisa perché le fasi di CDS e di rilevamento, durante le quali i contributi di carica di disturbo QD1, QD1’ vengono integrati, hanno la stessa durata e, inoltre, il segnale di lettura ha valori simmetrici rispetto alla tensione di modo comune VCM. Tuttavia, à ̈ evidente che il bilanciamento e la conseguente cancellazione dei contributi di carica di disturbo QD1, QD1’ potrebbero essere ottenuti anche con diverse combinazioni dei parametri (durata delle fasi di CDS e di rilevamento e valori del segnale di lettura VR).

La figura 6 illustra in maggior dettaglio il modulo sfasatore 21, che comprende un amplificatore operazionale 50, condensatori di ingresso 51, primi e secondi condensatori di filtro 52, 53 e primi, secondi e terzi interruttori di sfasamento 54, 55, 56.

L’amplificatore operazionale 50 à ̈ completamente differenziale ed à ̈ dotato di funzione di autozero.

I condensatori di ingresso 51 sono collegati fra rispettive uscite 20a, 20b dell’amplificatore di carica 20 e rispettivi nodi di ingresso 57a, 57b.

I primi condensatori di filtro 52 sono posti fra rispettivi ingressi e rispettive uscite dell’amplificatore operazionale 50, che definiscono uscite 21a, 21b del modulo sfasatore 21.

I secondi condensatori di filtro 53 hanno ciascuno un terminale collegato a un rispettivo nodo di ingresso 57a, 57b e un terminale selettivamente collegabile a una rispettiva uscita 21a, 21b attraverso uno dei primi interruttori di sfasamento 54. Inoltre, i terminali dei secondi condensatori di filtro 53 sono selettivamente collegabili alla linea di modo comune 47 attraverso rispettivi secondi interruttori di sfasamento 55.

I terzi interruttori di sfasamento 56 sono collegati ciascuno fra un ingresso dell’amplificatore operazionale 50 e uno dei nodi di ingresso 57a, 57b.

I primi e i terzi interruttori di sfasamento 54 sono controllati dal secondo segnale di temporizzazione Φ2. I secondi interruttori di sfasamento 55 sono controllati dal primo segnale di temporizzazione Φ1.

Durante la fase di rilevamento, i primi interruttori di sfasamento 54 sono aperti e i secondi interruttori di sfasamento 55 sono chiusi. Inoltre, i condensatori di ingresso 51, che in questa fase hanno terminali collegati alla linea d modo comune 47, ricevono dall’amplificatore di carica 20 e memorizzano le tensioni di retroazione VFB1, VFB2dall’amplificatore di carica 20. I primi condensatori di filtro

Nelle fasi di reset e di CDS del ciclo successivo, tutti gli interruttori di sfasamento 54, 55 commutano e quindi i condensatori di ingresso 51 vengono collegati ai rispettivi ingressi dell’amplificatore operazionale 50. In questo modo, le tensioni di retroazione VFB1, VFB2memorizzate sui condensatori di ingresso 51 vengono filtrate e trasferite sulle uscite (tensioni di retroazione filtrate VFB1’, VFB2’).

Come accennato in precedenza, il modulo sfasatore 21 introduce uno sfasamento il più possibile vicino a 90°. Il segnale di retroazione dell’anello microelettromeccanico 18 deve infatti essere convertito in forze elettrostatiche per compensare le forze di smorzamento che agiscono sulla massa di pilotaggio 7 e mantenere costante l’ampiezza di oscillazione. Per massimizzare l’ampiezza di oscillazione, le forze elettrostatiche, che sono prodotte dalle tensioni di pilotaggio VD1, VD2applicate ai terminali di pilotaggio 13a, 13b della microstruttura 2, devono essere in fase con le forze di smorzamento, che sono proporzionali alla velocità x’ della massa di pilotaggio 7. Come spiegato in precedenza, i segnali letti dall’amplificatore di carica 20 (tensioni di retroazione VFBS1, VFBS2) sono proporzionali alla posizione x della massa di pilotaggio 7 rispetto all’asse di pilotaggio X e quindi sfasata di 90° rispetto alle forze di smorzamento. Di qui la necessità del modulo sfasatore 21. Tuttavia, una differenza anche di alcune decine di gradi à ̈ comunque normalmente tollerabile, data la selettività in frequenza della microstruttura 2 (si vedano in proposito i relativi diagrammi di Bode riportati nelle figure 7 e 8), una differenza di fase anche significativa comporta una variazione dell’ampiezza di oscillazione piuttosto limitata, che può efficacemente essere recuperata adattando il guadagno dell’amplificatore a guadagno variabile 23.

Il giroscopio 1 presenta diversi vantaggi, derivanti principalmente dall’impiego della lettura a tempo discreto e dal controllo di posizione nell’anello microelettromeccanico.

Intanto, l’uso della stessa tecnica di lettura impiegata per il pilotaggio e per il rilevamento delle velocità angolare (in luogo di un controllo in velocità delle oscillazioni dell’anello microelettromeccanico) risolve il problema di isolare la massa di pilotaggio dalla massa di rilevamento. L’isolamento, altrimenti necessario perché il controllo in velocità coinvolge segnali non compatibili con la lettura a tempo discreto, comporta un incremento notevole dell’ingombro e, soprattutto, della complessità del processo di fabbricazione.

Il controllo di posizione consente di verificare se la microstruttura si trova o meno alla risonanza e di monitorare l’ampiezza delle oscillazioni, in modo da massimizzare lo spostamento della massa di pilotaggio. La carica raccolta a seguito delle oscillazioni della massa di pilotaggio viene quindi massimizzata, con grande beneficio del rapporto segnale/rumore.

Il rapporto segnale/rumore nell’anello microelettromeccanico à ̈ ulteriormente migliorato dall’impiego di tecniche di CDS, che eliminano offset e rumore a bassa frequenza. Indirettamente, anche il rapporto segnale/rumore rispetto all’asse di rilevamento à ̈ incrementato.

Inoltre, l’uso di componenti a condensatori commutati nell’anello microelettromeccanico consente di inseguire derive della frequenza di risonanza wRdella microstruttura dovute a dispersioni di processo, variazioni dei parametri ambientali e invecchiamento. Infatti, la posizione delle singolarità (poli e seri) delle funzioni di trasferimento dei componenti a condensatori commutati dipende, oltre che dalla struttura circuitale, anche dalla frequenza di commutazione. Dato che la frequenza di commutazione à ̈ definita dai segnali di temporizzazione, che sono generati in base alla frequenza di pilotaggio wD, variazioni della frequenza di pilotaggio wDstessa vengono automaticamente compensate.

Una diversa forma di realizzazione à ̈ illustrata nelle figure 9 e 10, dove parti uguali a quelle già mostrate sono indicate con gli stessi numeri di riferimento. In questo caso, un giroscopio 100 monoassiale comprende la microstruttura 2 e il dispositivo di lettura 5 già descritti in precedenza. Inoltre, i giroscopio 100 comprende un dispositivo di pilotaggio 103, collegato ai terminali di pilotaggio 13a, 13b e ai terminali di rilevamento di retroazione 14a, 14b della microstruttura 2 in modo da formare, con la massa di pilotaggio 7, un anello microelettromeccanico 118 oscillante, con controllo di posizione della massa di pilotaggio 7.

Il dispositivo di pilotaggio 103 comprende l’amplificatore di carica 20, il modulo sfasatore 21, il filtro passa-basso 22, l’amplificatore a guadagno variabile 23, il controllore 24, il comparatore 25, il circuito PLL 27, l’oscillatore 28 e il generatore di fasi 30, come già descritto con riferimento alle figure 1-6. Il dispositivo di pilotaggio 103 comprende inoltre un filtro passa-banda 101 del tipo a doppia uscita utilizzante la tecnica a condensatori commutati e a doppio campionamento correlato.

Il filtro passa-banda 101, che à ̈ posto fra l’amplificatore di carica 20 e il modulo sfasatore 21 ed à ̈ mostrato in dettaglio in figura 10, comprende un amplificatore operazionale 102 avente primo e un secondo ramo di retroazione 102a, 102b, ciascuno collegato fra un rispettivo ingresso e una rispettiva uscita dell’amplificatore operazionale 102.

I rami di retroazione 3a e 3b sono fra loro uguali e comprendono un primo condensatore di retroazione CA, collegato fra il rispettivo ingresso e la rispettiva uscita attraverso un rispettivo interruttore di isolamento 104, comandato da un terzo segnale di fase Φ3, in controfase rispetto al secondo segnale di fase Φ2; ed un secondo condensatore di retroazione C2, collegato in parallelo al primo condensatore CA. Inoltre, il secondo condensatore C2può essere corto-circuitato attraverso un interruttore di corto-circuito 105, comandato dal secondo segnale di fase Φ2.

Gli ingressi dell'amplificatore operazionale 2 sono inoltre collegati a primi terminali di rispettivi condensatori di ingresso CI, i quali hanno secondi terminali collegati a una rispettiva uscita 20a, 20b dell’amplificatore di carica 20 attraverso interruttori di accoppiamento 111 comandati dal secondo segnale di fase Φ2.

Il filtro 101 à ̈ inoltre provvisto di uno stadio di CDS 115 in uscita, che comprende due condensatori di campionamento 116, collegati ciascuno fra una rispettiva uscita dell'amplificatore operazionale 2 ed un rispettivo terminale di uscita 101a, 101b del filtro 101; e due interruttori di CDS 117, interposti fra una rispettiva uscita 101a, 101b del filtro 101 e la linea di modo comune 47 e comandati dal secondo segnale di fase Φ2. Inoltre, un interruttore di reset 101 à ̈ interposto fra le uscite dell'amplificatore operazionale 2 ed à ̈ comandato dal primo segnale di fase Φ1.

L’impiego del filtro 101 à ̈ particolarmente vantaggioso quando alla microstruttura 2 possono essere associati offset consistenti, ad esempio a causa di dispersioni di processo. Il filtro 101, infatti, in combinazione con lo stadio CDS 40 dell’amplificatore di carica 20, permette di applicare un filtraggio di tipo passa-alto alle sole componenti di disturbo (offset e rumore) dello stadio precedente e della microstruttura 2, con un limite inferiore di banda dell’ordine delle decine di kHz (ad esempio 20 kHz), mentre il segnale utile viene filtrato con una banda passante che va da alcune decine o centinaia di Hz (ad esempio 40 Hz) fino alle decine di kHz (ad esempio 40 kHz). La rimozione dei disturbi in bassa frequenza à ̈ quindi estremamente efficace.

Secondo la forma di realizzazione illustrata in figura 11, un giroscopio 200 multiassiale differisce dal giroscopio 1 descritto con riferimento alle figure 1-6 per il fatto che la microstruttura, qui indicata con 202 comprende un’ulteriore massa di rilevamento 9, a cui à ̈ accoppiato un ulteriore dispositivo di lettura 4.

La massa di rilevamento 9 à ̈ meccanicamente accoppiata alla massa di pilotaggio 7 in modo da essere trascinata in moto secondo l’asse di pilotaggio X. Inoltre, la massa di rilevamento 9 à ̈ sua volta vincolata elasticamente alla massa di pilotaggio 7, con un rispettivo ulteriore grado di libertà. In particolare, la massa di rilevamento 9 à ̈ mobile rispetto alla massa di pilotaggio 7 secondo un asse di rilevamento Z indipendente dall’asse di pilotaggio X e dall’asse di rilevamento Y. Analogamente alla massa di rilevamento 8, la massa di rilevamento 9 à ̈ capacitivamente accoppiata alla struttura fissa 6 mediante gruppi di rilevamento di segnale (qui non mostrati per semplicità). Anche in questo caso, l’accoppiamento capacitivo à ̈ di tipo differenziale. In pratica, la massa di rilevamento 9 à ̈ accoppiata a terminali di rilevamento di segnale 19a, 19b attraverso capacità differenziali di rilevamento di segnale CSS1’, CSS2’.

Il dispositivo di lettura 4, che ha la stessa struttura del dispositivo di lettura 5, presenta ingressi collegati ai terminali di rilevamento di segnale 19a, 19b e fornisce un segnale di uscita SOUT’ indicativo di una velocità angolare W’ della microstruttura 202 attorno a un asse perpendicolare all’asse di pilotaggio X e all’asse di rilevamento Z.

In figura 12 à ̈ illustrata una porzione di un sistema elettronico 400 in accordo a una forma di realizzazione della presente invenzione. Il sistema 400 incorpora il giroscopio 1 e può essere utilizzato in dispositivi come, ad esempio, un calcolatore palmare (personal digital assistant, PDA), calcolatore “laptop†o portatile, eventualmente con capacità “wireless†, un telefono cellulare, un dispositivo di messaggistica, un lettore musicale digitale, una camera digitale o altri dispositivi atti a elaborare, immagazzinare, trasmettere o ricevere informazioni. Ad esempio, il giroscopio 1 può essere utilizzato in una camera digitale per rilevare movimenti ed effettuare una stabilizzazione di immagine. In altre forme di realizzazione, il giroscopio 1 à ̈ incluso in un calcolatore portatile, un PDA, o un telefono cellulare per rilevare una condizione di caduta libera e attivare una configurazione di sicurezza. In un’ulteriore forma di realizzazione, il giroscopio 1 à ̈ incluso in un’interfaccia utente attivata da movimento per calcolatori o console per videogiochi.

Il sistema elettronico 400 può comprendere un controllore 410, un dispositivo di ingresso/uscita (I/O) 420 (ad esempio una tastiera o uno schermo), il giroscopio 1, un’interfaccia “wireless†440 e una memoria 460, di tipo volatile o non volatile, accoppiati fra loro attraverso un bus 450. in una forma di realizzazione, una batteria 480 può essere utilizzata per alimentare il sistema 400. Si noti che l’ambito della presente invenzione non à ̈ limitato a forme di realizzazione aventi necessariamente uno o tutti i dispositivi elencati.

Il controllore 410 può comprendere, ad esempio, uno o più microprocessori, microcontrollori e simili.

Il dispositivo di I/O 420 può essere utilizzato per generare un messaggio. Il sistema 400 può utilizzare l’interfaccia wireless 440 per trasmettere e ricevere messaggi a e da una rete di comunicazione wireless con un segnale a radiofrequenza (RF). Esempi di interfaccia wireless possono comprendere un’antenna, un ricetrasmettitore wireless, come un’antenna a dipolo, benché l’ambito della presente invenzione non sia limitato sotto questo aspetto. Inoltre, il dispositivo I/O 420 può fornire una tensione rappresentativa di ciò che à ̈ memorizzato sia in forma di uscita digitale (se sono state immagazzinate informazioni digitali), sia in forma di informazione analogica (se sono state immagazzinate informazioni analogiche).

Risulta infine evidente che al giroscopio e al metodo descritti possono essere apportate modifiche e varianti, senza uscire dall’ambito della presente invenzione, come definita nelle rivendicazioni allegate.

In primo luogo, il giroscopio potrebbe avere una qualunque diversa struttura micromeccanica. Ad esempio, l’invenzione può essere vantaggiosamente sfruttata in giroscopi con una o più masse di rilevamento mobili linearmente rispetto alla massa di pilotaggio e sensibili a rotazioni di beccheggio e/o rollio (oltre che all’imbardata); in giroscopi con masse di rilevamento a mensola (a sbalzo) o a travi oscillanti attorno ad assi baricentrici o non baricentrici; e in giroscopi monoassiali e multiassiali con massa di pilotaggio oscillante angolarmente.

Inoltre, à ̈ chiaramente possibile utilizzare un diverso numero di segnali di temporizzazione, con diverse relazioni di fase, per effettuare il pilotaggio dell’anello microelettromeccanico (in particolare, per implementare la funzione di CDS), come richiesto dalla struttura dei singoli componenti.

Claims (16)

1. RIVENDICAZIONI 1. Giroscopio microelettromeccanico comprendente: una microstruttura (2; 202) avente una struttura fissa (6), una massa di pilotaggio (7), mobile rispetto alla struttura fissa (6) con un primo grado di libertà secondo un asse di pilotaggio (X), e una massa di rilevamento (8), meccanicamente accoppiata alla massa di pilotaggio (7) in modo da essere trascinata in movimento secondo l’asse di pilotaggio (X) e mobile rispetto alla massa di pilotaggio (7) con un secondo grado di libertà secondo un asse di rilevamento (Y), in risposta a rotazioni della microstruttura (2; 202); un dispositivo di pilotaggio (3; 103), formante un anello microelettromeccanico (18) con la microstruttura (2; 202) per mantenere la massa di pilotaggio (7) in oscillazione secondo l’asse di pilotaggio (X) con una frequenza di pilotaggio (wD); caratterizzato dal fatto che il dispositivo di pilotaggio (3) comprende un’interfaccia di rilevamento (20) a tempo discreto, accoppiata alla microstruttura (2; 202) per rilevare una posizione (x) della massa di pilotaggio (7) rispetto all’asse di pilotaggio (X) e mezzi di controllo (21, 23, 24, 25) per controllare un’ampiezza di oscillazione dell’anello microelettromeccanico (18) in base alla posizione (x) della massa di pilotaggio (7) rilevata dall’interfaccia di rilevamento (20).
2. 2. Giroscopio secondo la rivendicazione 1, in cui l’interfaccia di rilevamento (20) comprende un amplificatore di carica a tempo discreto completamente differenziale.
3. 3. Giroscopio secondo la rivendicazione 2, in cui l’amplificatore di carica (20) ha ingressi collegati a terminali di rilevamento di retroazione (14a, 14b) della microstruttura (2; 202) capacitivamente accoppiati alla massa di pilotaggio (7).
4. 4. Giroscopio secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui l’interfaccia di rilevamento (20) comprende un amplificatore operazionale (37) completamente differenziale, con condensatori di amplificazione (38) ciascuno fra un rispettivo ingresso e una rispettiva uscita dell’amplificatore operazionale (37).
5. 5. Giroscopio secondo la rivendicazione 4, in cui l’interfaccia di rilevamento (20) comprende uno stadio di CDS (40) in uscita.
6. 6. Giroscopio secondo la rivendicazione 5, in cui lo stadio di CDS (40) comprende due condensatori di CDS (42) aventi primi terminali collegati a rispettive uscite dell’amplificatore operazionale (37) e secondi terminali selettivamente collegabili a una linea di riferimento (47), posta a una tensione di riferimento (VCM), attraverso rispettivi interruttori di CDS (45).
7. 7. Giroscopio secondo la rivendicazione 6, in cui gli interruttori di CDS (42) sono controllati in modo da essere chiusi in una fase di campionamento degli offset e aperti in una fase di rilevamento di un ciclo di doppio campionamento correlato.
8. 8. Giroscopio secondo la rivendicazione 7, in cui lo stadio di CDS (40) comprende un interruttore di reset (43) collegato fra uscite dell’amplificatore operazionale (37) e controllato in modo da essere chiuso in una fase di reset e aperto nella fase di campionamento degli offset e nella fase di rilevamento.
9. 9. Giroscopio secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui i mezzi di controllo (21, 23, 24, 25) comprendono un modulo sfasatore (21) in cascata all’interfaccia di rilevamento (20) per introdurre uno sfasamento compreso nell’intervallo 90°±40°.
10. 10. Giroscopio secondo la rivendicazione 9, in cui i mezzi di controllo (21, 23, 24, 25) comprendono un filtro passa-basso (22), posto a valle del modulo sfasatore (21) e avente frequenza di taglio selezionata in modo che la frequenza di pilotaggio (wD) sia inclusa nella banda passante e componenti di segnale indesiderate siano attenuate di almeno 30 dB.
11. 11. Giroscopio secondo la rivendicazione 10, in cui i mezzi di controllo (21, 23, 24, 25) comprendono un amplificatore a guadagno variabile (25) e un dispositivo di controllo (24) per controllare un guadagno (G) dell’amplificatore a guadagno variabile (25) in modo da mantenere condizioni di oscillazione dell’anello microelettromeccanico (18).
12. 12. Giroscopio secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, comprendente un dispositivo di lettura (5) a tempo discreto, accoppiato alla microstruttura (2; 202) per rilevare spostamenti della massa di rilevamento (8) secondo l’asse di rilevamento (Y).
13. 13. Giroscopio secondo la rivendicazione 12, comprendente: mezzi di sincronizzazione (27), per rilevare una fase di oscillazione dell’anello microelettromeccanico (18); e uno stadio generatore di fasi (30), controllato dai mezzi di sincronizzazione (27) per generare un segnale di lettura (VR) avente frequenza multipla della frequenza di pilotaggio (wD); in cui la massa di pilotaggio (7) e la massa di rilevamento (8) sono collegate allo stadio generatore di fasi (30) per ricevere il segnale di lettura (VR).
14. 14. Giroscopio secondo la rivendicazione 12 o 13, comprendente: almeno un’ulteriore massa di rilevamento (9), meccanicamente accoppiata alla massa di pilotaggio (7) in modo da essere trascinata in movimento secondo l’asse di pilotaggio (X) e mobile rispetto alla massa di pilotaggio (7) con un ulteriore grado di libertà secondo un ulteriore asse di rilevamento (Z) indipendente dall’asse di rilevamento (Y), in risposta a rotazioni della microstruttura (2; 202); e un ulteriore dispositivo di lettura (4) a tempo discreto, accoppiato alla microstruttura (202) per rilevare spostamenti dell’ulteriore massa di rilevamento (9) secondo l’ulteriore asse di rilevamento (Z).
15. 15. Metodo per il controllo di un giroscopio microelettromeccanico comprendente: fornire un giroscopio microelettromeccanico provvisto di una microstruttura (2; 202) avente una struttura fissa (6), una massa di pilotaggio (7), mobile rispetto alla struttura fissa (6) con un primo grado di libertà secondo un asse di pilotaggio (X), e una massa di rilevamento (8), meccanicamente accoppiata alla massa di pilotaggio (7) in modo da essere trascinata in movimento secondo l’asse di pilotaggio (X) e mobile rispetto alla massa di pilotaggio (7) con un secondo grado di libertà secondo un asse di rilevamento (Y), in risposta a rotazioni della microstruttura (2; 202); e mantenere la massa di pilotaggio (7) in oscillazione secondo l’asse di pilotaggio (X) con una frequenza di pilotaggio (wD); caratterizzato dal fatto di comprendere: rilevare a tempo discreto una posizione (x) della massa di pilotaggio (7) rispetto all’asse di pilotaggio (X); e controllare un’ampiezza di oscillazione dell’anello microelettromeccanico (18) in base alla posizione (x) della massa di pilotaggio (7) rilevata.
16. 16. Sistema comprendente un’unità di controllo (410) e un giroscopio microelettromeccanico (1) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni 1-14 accoppiato all’unità di controllo (410).