JP2000258168A - 光干渉角速度計 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 構成が簡素で安価に製造することができるオ
ープンループ信号処理方式を採る光干渉角速度計の精度
の向上を達する。 【解決手段】 巻回された光学路を通過する右廻り光及
び左廻り光の両光間に位相変調を付与し、両光の干渉光
を受光器に受光し、干渉光の強度に応じて巻回された光
学路に入力される角速度を検出する光干渉各速度計にお
いて、受光器からの電気信号に含まれる高調波成分の中
からｓｉｎΔφｓに比例した成分を取り出す正弦波成分
検出回路と、余弦波成分を検出する余弦波成分検出回路
と、正弦波成分を積分する積分器と、この積分値が余弦
波成分に一致する毎に積分値をリセットするパルスを発
生し、このパルスをパルス列信号として出力するパルス
列発生回路とによって構成した。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明に属する技術分野】この発明は、オープンループ
信号処理方式の光干渉角速度計に関し、特にデジタル機
器とのインターフェイスが良く且つスケールファクタの
安定性がよいパルス列発生回路を装備した光干渉角速度
計に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来のオープンループ信号処理方式の光
干渉角速度計（以下「ＦＯＧ］と称す）の構成を図１１
に示す。図１３で示される光学路（光ファイバコイル）
１５の円周廻りに角速度Ωが印加されると、いわゆるサ
ニャック（Ｓａｇｎａｃ）効果が生じ右廻り光及び、左
廻り光の両光間に位相差Δφ_S が生じる。この位相差Δ
φ_S は、次式で表される。

【０００３】 Δφ_S ＝４π・Ｒ・Ｌ・Ω／（Ｃλ）・・・・・（１） ここで Ｃ：光速 λ：真空中における光の波長 Ｒ：光ファイバコイルの平均半径 Ｌ：光ファイバコイルの光ファイバの長さ ところで受光器１７から出力される光電変換信号Ｖｐ
は、位相変調をＰ_{( t )} ＝Ａｓｉｎω_m ｔとすると次式
で表される。

【０００４】 Ｖｐ＝（Ｉ／２）Ｋ_{o p} ・Ｋ_{p d} ｛１＋ｃｏｓΔφ_S ［Σεｎ・（−１）ⁿ ・Ｊ_{2 n ( x )} ・ｃｏｓ _{2 n}ω_m ｔ′］ −ｓｉｎΔφ_S ［（２Σ（−１）ⁿ Ｊ_{2 n + 1 ( x )} ・ｃｏｓ（２ｎ＋１）ω_m ｔ′］｝ ・・・・・（２） ここで、Σはｎ＝０から無限大まで、ｔ′＝ｔ−ｔ／２ εｎ＝１：ｎ＝０，εｎ＝２；ｎ≧１ Ｋ_{o p} ：光源１１から出射光Ｉが光学路５を経て受光器
１７に至るまでの光学的損失 Ｋ_{p d} ：光電変換係数や増幅利得等で決まる定数 Ｉ：光源１１からの出射光の光量 Ｉｏ：受光器１７に至達する最大光量（Ｉｏ＝Ｋ_{o p} ・
Ｉ） Ｊ_n ：第１種ベッセル関数 Ｘ：２Ａｓｉｎπｆ_m τ Δφ_S ：光学路における左右両光間の位相差 ω_m ：位相変調の角周波数（ω_m ＝２πｆ_m ） τ：光学路における光の伝搬時間 （２）式から明らかなように光電変換信号Ｖｐには、ｓ
ｉｎΔφ_S に比例する項と、ｃｏｓΔφ_S に比例する項
とが含まれている。従って干渉光の強度を測定すること
により角速度Ωを検出することができる。

【０００５】受光器１７の出力は、同期検波回路１８に
入力され、そこで位相変調周波数の第３高周波数成分３
ｆ_m がクロック回路１９からの参照信号ｆ₃ ＝３ｆ_m を
受けて取り出される。同期検波回路１８の出力はさらに
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２１によって交流成分がろ
波され適切な利得に変換された後、ＦＯＧ出力Ｖ₃ とし
て出力端子２２に取り出される。

【０００６】ＦＯＧの出力Ｖ₃ は、次式で表される。 Ｖ₃ ＝Ｉ・Ｋ_{o p} ・Ｋ_{p d} ・Ｊ_{3 ( x )} ・Ｋ_{A 3} ・ｓｉｎΔφ₃ ＝Ｋ₃ ・ｓｉｎΔφ_S ・・・・・（３） Ｋ_{A 3} ：電気回路の利得 ところで（３）式における入力感度Ｋ₃ は図１４に示す
第１種ベッセル関数のＸの値に左右されるためベッセル
関数のＪ_{2 ( X )} とＪ_{4 ( X )} が交わる位置でＪ
_{3 ( X )} が最大となり、その位置（Ｘ＝４．２）で位相
変調を動作させＪ_{2 ( X )} とＪ_{4 ( X )} とが実質的に等
しくなる即ち受光器１７の出力中の第２高周波成分と第
４高周波成分とが実質的に等しくなるように位相変調器
１６の駆動状態を制御する自動制御ループを設け、系が
温度変動に対して安定して動作するように構成してい
る。

【０００７】以下にその技術について説明する。まず
（２）式で示される受光器１７の出力の内、位相変調周
波数の第２高周波数成分が同期検波回路２３によってｆ
₂ ＝２ｆ_m を参照信号として同期検波され、第４高周波
数成分が同期検波回路２４によってｆ₄ ＝４ｆ_m を参照
して同期検波される。同期検波によって直流化されたそ
れぞれの出力Ｖ₂ とＶ₄ は次式で表される。

【０００８】 Ｖ₂ ＝Ｉ・Ｋ_{o p} ・Ｋ_{p d} ・Ｊ_{2 ( X )} ・Ｋ_{A 2} ・ｃｏｓΔφ_S ＝Ｋ₂ ・ｃｏｓΔφ_S ・・・・・・・・・・・・・（４） Ｖ₄ ＝Ｉ・Ｋ_{o p} ・Ｋ_{p d} ・Ｊ_{4 ( X )} ・Ｋ_{A 4} ・ｃｏｓΔφ_S ＝Ｋ₄ ・ｃｏｓΔφ_S ・・・・・・・・・・・・・（５） Ｋ_{A 2 ,} Ｋ_{A 4} ：電気回路の利得 次に第２高周波成分の同期検波出力Ｖ₂ は、差動増幅器
２５の＋入力側に入力され、第４高周波成分の同期検波
出力Ｖ₄ は差動増幅器２５の−入力側に入力される。差
動増幅器２５の出力は積分器２６に入力される。

【０００９】自動電圧調整器７は、積分器２６から出力
される正の積分信号によって位相変調器１６に印加する
電圧を増幅させ、負の積分信号によって電圧を小さくす
るように動作し、自動制御ループを構成している。ここ
で装置は、差動増幅器２５の出力がゼロ、即ちＶ₂ ＝Ｖ
₄ の時（ただし系の利得調整されているＫ₂ とＫ₄ は予
め等しくなるように調整されている）第１種ベッセル関
数（図１４参照）Ｊ_{2 ( X )} とＪ_{4 ( X )} とが同じ値、
即ちＸの値が約４．２０になるよう自動電圧調整器２７
によって位相変調器１６が調整される。

【００１０】一方、出力端子２２から出力されるＦＯＧ
の出力Ｖ₃ は、（３）式から明らかなように利得Ｋ₃ は
定数であるため一定条件のもとでは、一定値を示すが、
利得Ｋ₃ を構成する要素は、多少の温度係数を持ってお
り温度によってＦＯＧの入出力利得Ｋ₃ 、即ち入出力の
スケールファクタが変化する。先ずＪ_{3 ( X )} は、上述
の通りＸ＝４．２０になるよう制御することにより安定
である。またＫ_{p d} ，Ｋ_A は、本質的に温度係数が小さ
く安定している。しかしながら光学的損失Ｋ_{o p} は、−
２０℃〜＋７０℃の温度範囲で３０％変動することが考
えられる。そのためｃｏｓΔφ_S 成分を一定に保つ自動
制御を行いスケールファクタの安定化を行っていた。

【００１１】しかしＸ＝４．２０の位置で位相変調を動
作させるＦＯＧの場合、スケールファクタの安定化の信
号に用いるｃｏｓΔφ_S 成分（ここでは、Ｊ_{2 ( X )} ま
たはＪ_{4 ( X )} ）がべっセル関数グラフに示すように位
相変調の大きさに関連するＸの値によって敏感に変化す
るためスケールファクタの温度安定化に対してはこのま
までは不適当（高精度化が難しくなる）である。

【００１２】そこで（４）及び（５）式に示したＶ₂ と
Ｖ₄ を所定の比率で加算する。つまりＶ₄ は、増幅器３
１でＫ_m 倍され、Ｖ₂ と加算器３２で加算する。加算器
３２の出力Ｖ₅ は、次式で表される。 Ｖ_S ＝Ｖ₂ ＋Ｋ_m ・Ｖ₄ ・・・・・・・・（６） ここでＫ＝Ｋ_{A 2} ・Ｋ_{p d} ＝Ｋ_{A 4} ・Ｋ_{p d} となるよう
に利得を設定すると（６）式は、次式で表される。

【００１３】 Ｖ_S ＝Ｉ_o ・Ｋ・（Ｊ_{2 ( X )} ＋Ｋ_m ・Ｊ_{4 ( X )} ）・ｃｏｓΔφ_S ・・・・・（７） 今ここでＫ_m ＝２．４０にして（７）式の（ ）内を計
算すると第１４図に曲線３３として示すようにＸ＝４．
２０の位置で最大となり、かつＸに対し安定するように
なる。即ちＦＯＧ出力で使用するＪ_{3 ( X )} も最大値を
示す位置と一致することになる。従って（７）式で示し
た信号Ｖ₅ は、Ｘ＝４．２０を動作点とするＦＯＧにお
いてＸの値に対し安定なｃｏｓΔφ_S 成分として用いる
ことができる。よって加算器３２の出力Ｖｓは、差動増
幅器３４で基準電圧発生器３５からの基準信号Ｖ_r と差
動演算される。差動増幅器３４の出力Ｖｅは、次式で表
される。

【００１４】 Ｖｅ＝Ｖ_r −Ｖｓ ＝Ｖ_r −Ｉ_o ・Ｋ・ （Ｊ_{2 ( X )} ＋Ｋ_m ・Ｊ_{4 ( X )} ）・ｃｏｓΔφ_S ・・・・・（８） この出力Ｖｅを、電気フィルタ３６に印加する。電気フ
ィルタ３６は、例えば積分器で構成することができ、そ
の出力は、光源１１の光量Ｉを制御する光源駆動回路３
７に印加され、光量Ｉが制御される。ここで初期段階に
おいて Ｖ_r ＝Ｉ_o ・Ｋ・（Ｋ_{2 ( x )} ＋Ｋ_m ・Ｊ_{4 ( x )} ）＝
Ｋ_r に設定されていたとするとΔφ_S がゼロの場合、Ｖｅは
ゼロとなる。ここで周囲温度が変わって受光器１７に到
着する光量Ｉ_o が減少したとする。その結果、Ｖｅは、
（８）式より正の電圧となる。この正の電圧は、次の電
気フィルタ３６に印加され正の積分電圧を発生するとす
る。光源駆動回路３７は、この正の電圧によって光源１
１の光量が増加するように調整されており、Ｖｅが常に
ゼロとなるように制御される。その結果、次式が成り立
つ。

【００１５】 Ｖ_r ＝Ｉ_o ・Ｋ・（Ｊ_{2 ( X )} ＋Ｋ_m ・Ｊ_{4 ( X )} ）・ｃｏｓΔφ_S ・・・・・・（９） したがってＫ＝Ｋ_{p d} ・Ｋ_{A 3} とし、（３）式に（９）
式の関係とＩｏ＝Ｋ_{o p} ・Ｉの関係を代入するとＦＯＧ
出力Ｖ₃ は、次式で表される。 Ｖ₃ ＝Ｋ_r ・Ｊ_{3 ( X )} ・ｓｉｎΔφ_S ／｛（Ｊ_{2 ( X )} ＋Ｋ_m ・Ｊ_{4 ( X )} ） ・ｃｏｓΔφ_S ｝・・・・・（１０） （１０）式から明らかなように式の中に受光器１７にお
ける到達光量Ｉ_o の項がなく、かつＸに対し安定である
ため周囲温度変化に対して安定なスケールファクタを持
つＦＯＧを提供していた。

【００１６】以上は、位相変調の動作点が第１種ベッセ
ル関数のＸの値として実質的にＸ＝４．２０の所につい
て述べたが、「特開昭６４−６３８７号公報」に述べら
れているようにＸ＝３．０５を動作点としても周囲温度
変化に対し安定なスケールファクタを持つＦＯＧを提供
することができる。すなわち位相変調周波数をｆ_m とし
た時、干渉光に含まれる(２ｎ−１)ｆ_m と(２ｎ＋１)ｆ
_m 及び２_nｆ_m と２(ｎ＋１)の周波数成分相互が等しく
なる点は上述と同様に位相変調安定化やスケールファク
タの安定化を達することができる。

【００１７】

【発明が解決しようとする課題】図１３に示したオープ
ンループ信号処理方式の光干渉角速度計では、位相変調
器１６を含む制御ループと、光源駆動回路３７を含む制
御ループにより位相変調の変動と受光器１７に到達する
光量Ｉ_o の変動による影響が出力信号Ｖ₃ に現れること
を阻止する制御を行っている。

【００１８】ここで光源駆動回路３７を含む制御ループ
は周囲温度等によって光源からの出射光が変動したり光
カプラ、偏光子、光ファイバコイル、位相変調器などか
らなる光学系の損失量が変動したときに、受光器１７に
到達する光量Ｉ_o を一定値に保つ働きがある。この光源
の出射光量や光学系の損失量が変動すると受光器１７に
到達する光量Ｉ_o を一定値に保つために光源の電流が制
御され光源の出射光量が調整される。

【００１９】光源の出射光量や光学系の損失量は、温度
によって非線形の場合が多くまた再現性も乏しい。光源
は、その駆動電流が変わると光源の波長が変わるため、
上記のように光源電流が光源の出射光量や損失量が不規
則に変わると波長も同様に不規則に変わり入力角速度Ω
に対する位相差Δφ_S の検出感度が変わる。すなわちジ
ャイロスケールファクタが温度に対し不規則に変わりス
ケールファクタの安定性に支障を来し、より性能の高い
領域では、光源駆動回路３７を含む制御ループによるス
ケールファクタの安定化回路は使用不可能となる。

【００２０】このために、オープンループ信号処理方式
を採る光干渉角速度計において精度が要求される場合に
は図１５に示すように高精度電源３８によって光源１１
を点灯させ、光源駆動回路を制御する制御ループを設け
ない構成を採る場合が多い。つまり、光源１１の安定性
を高めるか或いは図１６に示すように光源１１に対し温
度制御素子３９Ａを付加し、光源１１の温度を温度制御
器３９Ｂにより一定温度に制御し、これにより光の波長
λの変動を抑える方法等が用いられる。

【００２１】然し乍ら、如何に光源１１の安定性を高め
たとしても受光器１７に到達する光量Ｉ_o の変動を完全
に抑えることは難しく、従ってオープンループ信号処理
方式をとる光干渉角速度計では高精度の角速度計を得る
ことができない大きな欠点がある。さらに図１３乃至図
１６に示した光干渉角速度計では出力端子２２に出力さ
れる出力信号Ｖ₃ はアナログ電圧で出力されるため、デ
ジタル回路（コンピュータ）によって構成される慣性装
置（角速度信号等の供給を設けて移動体の姿勢、進行方
位等を算出して表示する装置）に信号を入力するには光
干渉角速度計側にＡＤ変換器を設ける必要がある。（つ
まり、アナログ信号のまま慣性装置に伝送すると途中で
ノイズを拾う恐れがあるため一般にはデジタル信号で送
るほうが安全である。）光干渉角速度計側にＡＤ変換器
を装着すると出力端子の数がＡＤ変換器の出力ビット数
となり、出力端子の数が多くなる不都合が生じる。

【００２２】因みに最大入力角速度が２００゜／ＳでＦ
ＯＧのバイアス安定性が１゜／時とすると、約２０ビッ
トのＤ／Ａ変換器が必要となる。０．０１゜／時〜２０
０゜／Ｓの高精度光干渉角速度計では２７ビットものＤ
／Ａ変換器が必要となる。この結果インターフェイスの
コネクタとして出力端子だけで２７本もの端子が必要と
なり、コストアップ及び形状の大型化を招いていた。

【００２３】最近の傾向として入力軸が一軸構成の光干
渉角速度計から、更に小型化コストダウンを求めてー光
源で入力軸が３軸としたー体型の光干渉計が開発される
ようになった。ー光源で３軸ー体型光干渉角速度計では
出力端子は２７×３＝８１本ものコネクタが必要とな
り、コネクタの形状も大きくなり、またケーブルも太く
なる欠点がある。

【００２４】ところで図１３乃至図１６に示した構成の
ＦＯＧにおいてローパスフィルタ２１の出力側にＶ−Ｆ
変換器を挿入し、このＶ−Ｆ変換器で入力角速度に比例
して周波数が変化するパルス列を出力させる構成を採る
ことも考えられる。Ｖ−Ｆ変換器を付加した構成とした
場合にはー軸の正逆方向の入力に対して正側と負側のパ
ルス列（デジタル信号）を出力させれば良いから出力端
子数は２端子＋１コモン端子で済む利点が得られる。従
って３軸一体型の場合には最小限として２×３＋１コモ
ン端子で済むことになり、ＡＤ変換器を設けた場合の不
都合を解消することができる。

【００２５】然し乍ら、上述したようにオープンループ
信号処理方式を採るＦＯＧでは安価に製造できる利点が
ある反面高精度化が難しい欠点が存在し、実用性に欠け
る欠点がある。この発明の目的はオープンループ信号処
理方式を採るＦＯＧでありながら精度が良く、然もデジ
タル信号を出力することができる光干渉角速度計を提供
しようとするものである。

【００２６】

【課題を解決するための手段】この発明では光ファイバ
コイルを通過する右廻り光及び左廻り光の両光間に位相
変調を付与し、上記右廻り光及び左廻り光の干渉光を受
光器に受光し、受光器から得られる電気信号の中からｓ
ｉｎΔφ_S 成分を取り出して光ファイバコイルに入力さ
れる角速度を検知する光干渉角速度計において、受光器
からの電気信号に含まれる高調波成分の中からｓｉｎΔ
φ_S に比例した成分を取り出す正弦波成分検出回路と、
受光器からの電気信号に含まれる高調波成分の中からｃ
ｏｓΔφ_S に比例した成分を取り出す余弦波成分検出回
路と、正弦波成分検出回路から取り出されたｓｉｎΔφ
_S に比例した成分が角速度信号として入力される角速度
入力端子及び余弦波成分検出回路から取り出されたｃｏ
ｓΔφ_S に比例した成分が基準値として入力される基準
信号入力端子、角速度入力端子に入力された角速度信号
を積分する積分器、この積分器の積分値が基準信号入力
端子に供給された基準値と比較し、積分器の積分値が基
準値に等しいか大きくなる毎にパルスを発生し、積分器
の積分値をリセットさせる比較器とによって構成され、
この比較器から上記角速度信号に比例した周波数を持つ
パルス列を発生するパルス列発生回路とによって構成し
た光干渉角速度計を提案する。

【００２７】この発明による光干渉角速度計の構成によ
れば正弦波成分検出回路で取り出した角速度信号の積分
値と余弦波成分検出回路で取り出したｃｏｓΔφ_S に比
例した基準値とを比較し、角速度信号の積分値が基準値
の電圧に一致する毎に比較器からパルスを発生させる構
成としたから、このパルスの周波数は角速度信号の大き
さに比例したデジタル信号として出力させることができ
る。

【００２８】更に、余弦波成分検出回路から取り出した
余弦波成分を基準値として利用するから、光源の光量が
変動しても、角速度信号と基準信号の双方が同一の比率
で同一方向に変動する。つまり、出力されるパルスの周
波数は光源の光量変化或いは光学系の損失の変動に対し
て全く応動せずに一定値を維持する。この結果光源の光
量変化或いは光学系の損失の変動による影響を受けるこ
とがない。よって、安価な構成のオープンループ信号処
理方式の光干渉角速度でありながら精度の高い光干渉角
速度計を得ることができる利点が得られる。

【００２９】

【発明の実施の形態】この発明の請求項１で提案する光
干渉角速度のー実施例を図１に示す。受光器１７からの
電気信号は、正弦波成分検出回路４１及び余弦波成分検
出回路４２に入力され、それらの正弦波成分検出回路４
１及び余弦波成分検出回路４２によってそれぞれ正弦波
成分ｓｉｎΔφ_S に比例する角速度信号Ｖｓｉｎと余弦
波成分ｃｏｓΔφ_S に比例する基準信号Ｖｃｏｓを出力
させる。

【００３０】以下に式に示す。 Ｖｓｉｎ＝Ｉ_o ・Ｊｓｉｎ_{( X )} ・Ｋｓｉｎ・ｓｉｎΔφ_S ・・・（１１） Ｖｃｏｓ＝Ｉ_o ・Ｊｃｏｓ _{( X )}・Ｋｃｏｓ・ｃｏｓΔφ_S ・・・（１２） ここでＪｓｉｎ_{( X )} ；奇数次ベッセル関数又はその複
合ベッセル関数 Ｊｃｏｓ _{( X )}；偶数次ベッセル関数又はその複合ベッ
セル関数 （例えば図１４の曲線３３に示されるようなベッセル関
数を示す。） ここでＸの値は、Ｊｓｉｎ_{( X )} とＪｃｏｓ _{( X )}の値
が共に安定になる位置に通常設定される。一例としては
図１４に示すＸ＝４．２とすることができる。

【００３１】次に角速度信号Ｖｓｉｎと基準Ｖｃｏｓの
信号は、パルス列出力発生回路４３に送られそこで入力
角速度の極性と大きさに対応した２つのパルス列に変換
される。図２にパルス列出力発生回路４３の機能ブロッ
ク図を示す。（１１）式に示したｓｉｎΔφ_S に比例し
た成分すなわち角速度信号Ｖｓｉｎ＝Ｖ_{I N} は積分器４
３Ａに入力される。積分器４３Ａの出力は、入力の大き
さと極性に応じ図３に示すようになる。例えば積分器４
３Ａの出力が増加し基準信号Ｖｃｏｓ＝Ｖ_r を横切ると
第１比較器４３Ｃの出力端子にパルスが発生し積分器４
３Ａをリセットする。

【００３２】その後すぐにリセットは解除され再び積分
器４３Ａは、積分を開始し繰り返す。一方入力に負の信
号が得られると積分器４３Ａの出力は、負の方向に増加
しはじめる。ここで積分器４３Ａの出力が負の基準信号
−Ｖ_r を横切ると第２比較器４３Ｄの出力端子にパルス
が発生し積分器４３Ａをリセットする。その後、すぐに
リセットパルスは解除され、積分き４３Ａは、再び積分
を開始し、以降繰り返す。この繰り返し周波数１／Ｔ
（Ｔは図３に示すパルス列Ｐ_p とＰ_n の周期）は、入力
の大きさすなわち入力角速度の大きさに比例しており、
それぞれＦＯＧのパルス列出力のＰ_p 、Ｐ_n （図３Ｂ参
照）として出力される。

【００３３】尚、図１の場合角速度信号入力端子Ｔ_A に
入力する角速度信号Ｖ_{I N} をＶ_{I N}＝Ｖｓｉｎ、基準信
号入力端子Ｔ_B に入力する基準値Ｖ_r をＶ_r ＝Ｖｃｏｓ
としてた場合を示す。尚ここで位相変調をＸ＝４．２０
で作動させた場合、図１における角速度信号Ｖｓｉｎは
（３）式で示したＶ₃ で示され余弦波成分Ｖｃｏｓは、
（７）式で示したＶｓで示される。

【００３４】また図２に示した波形成形回路４３Ｆと４
３Ｇは、リセット信号を外部に取り出すために、外部に
接続するデバイスとレベル、パルス幅及びファンアウト
等が合致するよう波形成形する回路を示す。図１は、受
光器１７から以降をアナログ回路又はデジタル回路又は
その混在で構成することが可能である。デジタル信号処
理を行うためには受光器１７からの出力をＡ／Ｄ変換し
それ以降の回路をデジタル回路で構成すればよい。

【００３５】ＦＯＧの出力Ｖｓｉｎは、（１１）式で示
した。ここで温度変化等により光源１１の出射光量Ｉや
光学的損失１／１０ｐが変動したとすると受光器１７に
達する最大光量Ｉ_o が変動する。例えば光量が１／２に
減少したとすると出力Ｖｓｉｎ′、Ｖｃｏｓ′は、 Ｖｓｉｎ′＝（１／２）Ｉ_o Ｊｓｉｎ_{( X )} ・Ｋｓｉｎ・ｓｉｎΔφ_S ・・・・・（１３） Ｖｃｏｓ′＝（１／２）Ｉ_o Ｊ_{C O S ( X )} ・Ｋ_{C O S} ・ｃｏｓΔφ_S ・・・・・（１４） となる。図４に（１１），（１２）式で示した積分器４
３Ａの出力波形Ａと（１３）、（１４）式で示した積分
器の出力波形Ｂを示す。

【００３６】この発明は、この図４からわかるように光
源１１の出射光量Ｉが１／２になるのと同時に基準信号
Ｖ_r の値も１／２になっているため、ＦＯＧ出力として
の繰り返し周波数１／Ｔは、変わらない。即ちＦＯＧの
スケールファクタが安定に保たれていることを表してい
る。以上についてさらに数値的に説明する。図５は積分
器４３Ａのーつの具体的な実施例を示す。この実施例で
はＶ−Ｉ変換器４３Ａと、このＶ−Ｉ変換器４３Ａ−１
から出力される電流Ｉｗｏ積分する積分用コンデンサ４
３Ａ−２と、この積分用コンデンサ４３Ａに積分された
積分電圧をリセットさせるリセットスイッチ４３Ａ−３
と、Ｖ−Ｉ変換器４３Ａ−１に入力信号Ｖ_{I N} と、積分
用コンデンサ４３Ａに積分された積分電圧を出力する出
力端子Ｔｏｕｔと、リセットスイッチ４３Ａ−３にリセ
ット信号を与えるリセット端子Ｔ_R とによって構成する
ことができる。

【００３７】図５に示した積分器４３Ａの構成におい
て、積分用コンデンサ４３Ａの容量をＣ，Ｖ−Ｉ変換器
４３Ａ−１が出力する電流をＩとすると、積分用コンデ
ンサ４３Ａに積分される積分電圧Ｖｏは Ｖｏ＝（１／Ｃ）∫Ｉｄｔ＝Ｉ・ｔ／ｃ ・・・・・（１５） ここでＶ−Ｉ変換器４３Ａ−１の利得をＫ_{V I} とする
と、Ｉ＝Ｋ_{V I} ・Ｖ_{I N}となり（１５）式は、次式で表
される。

【００３８】 Ｖｏ＝Ｋ_{V I} ・Ｖ_{I N} ・ｔ／ｃ ・・・・・・・・・（１６） ここで積分器４３Ａの積分電圧Ｖｏが基準信号Ｖ_r と等
しくなってリセットされるまでの時間即ち繰り返し周期
をＴ、繰り返し周波数をｆ₀ とすると積分器４３Ａの繰
り返し周波数すなわちＦＯＧが出力するパルス列の周波
数ｆ₀ は（１６）式より次式で表される。

【００３９】 ｆ_o ＝１／Ｔ ＝Ｋ_{V I} ・Ｖ_{I N} ／（Ｃ・Ｖ_r ） ＝Ｋ_{V I} ・ｓｉｎΔφ_S ／（Ｃ・ｃｏｓΔφ_S ） ＝ＫｆｔａｎΔφ_S ・・・・・・・・・・・・・・・・（１７） （Ｋｆ＝Ｋ_{V I} ／Ｃとする） ここでＩ_o ・Ｊｓｉｎ_{( X )} ・Ｋｓｉｎ＝Ｉ_o ・Ｊｃｏ
ｓ _{( X )}・Ｋｃｏｓとなるよう初期段階で調整されてい
るものとする。

【００４０】（１７）式からも光量Ｉ_o は、パラメータ
に含まれず光量の変化の影響を受けないことを表してい
る。しかしながら（１７）式においてＦＯＧの出力パル
ス列がサニヤック位相差Δφ_S のｔａｎに比例するため
入力角速度と共にリニアリティが劣化する。そこで図６
に示すようにＶｓｉｎとＶｃｏｓをそれぞれ２乗回路４
５Ａと４５Ｂで２乗し、加算器４５Ｃで加算し、その加
算出力又は平方根回路４５Ｄで平方した値を基準信号Ｖ
_r として使用すると（１７）式は、改善される。

【００４１】例えば各信号の２乗加算後、その平方根の
値を基準信号をＶ_r とした場合、基準信号Ｖ_r は、次式
で表される。但しＩ_o ・Ｊｓｉｎ_{( X )} ・Ｋｓｉｎ＝Ｉ
_o ・Ｊｃｏｓ _{( X )}・Ｋｃｏｓ＝Ｋとなるよう初期設定
されているものとする。 Ｖ_r ＝√（Ｖｓｉｎ² ＋Ｖｃｏｓ² ）＝Ｋ ・・・・・（１８） となり（１７）式は、次のようになる。

【００４２】 ｆ₀ ＝Ｋｆ・ｓｉｎΔφ_S ・・・・・・・・・・・・（１９） この方法においても（１９）式に示すように入力角速度
の増加にともなってリニアリティが劣化するが、入力角
速度が増加するにつれ急激に劣化する（１７）式よりは
改善される。尚、図６に示した実施例では平方根回路４
５Ｄを用いた場合を説明したが、平方根回路４５Ｄを省
略することもできる。この場合には（１８）式は Ｖ_r ＝Ｖｓｉｎ² ＋Ｖｃｏｓ² ＝Ｋ² ・・・・・（１８′） となり、（１９）式は、 ｆ_o ＝（Ｋt ／k ）・ｓｉｎΔφ_S ・・・・・（１９′） となり、平方根回路４５Ｄを接続した場合と同様の結果
を得ることができる。但し、（１９′）式を（１９）式
と同じにするには平方根回路４５Ｄの変わりに利得がＫ
倍の増幅器を配置すればよい。

【００４３】続いて別のリニアリティ補正の方法を図７
に示す。図７に示す基準信号発生回路４５は、Ｖｃｏｓ
の値をＶ_{R E F} の値としてそのまま出力する場合（ケー
ス１）と図６の回路の平方根回路４５Ｄの出力Ｖ_r をＶ
_{R E F} として出力する場合（ケース２）とが考えられ
る。リニアリティ補正信号発生回路４７は、Ｖｓｉｎの
入力を受けリニアリティ補正値Ｖｃを発生させる回路
で、そのリニアリティ補正値Ｖｃは、次式で表される。 Ｖｃ＝Ｋ₁ ・Ｖｓｉｎ＋Ｋ₂ Ｖｓｉｎ² ＋Ｋ₃ Ｖｓｉｎ³ ＋・・・・・（２０） ここでＫ₁ ，Ｋ₂ ，Ｋ₃ ・・・は、補正係数を示す。

【００４４】パルス列発生回路４３に入力される基準値
Ｖ_r は、Ｖ_{r E F} とＶｃを加算したものであるのでケー
ス１の場合、 Ｖ_r ＝Ｖ_{R E F} ＋Ｖｃ＝Ｖｃｏｓ＋Ｖｃ ・・・・・・（２１） で示されケース２の場合、（１８）式より Ｖ_r ＝Ｋ＋Ｖｃ ・・・・・・・・・・・・・・・・・（２２） となる。

【００４５】ここでいうリニアリティ補正の考え方は、
リニアリティが入力角速度によって劣化する分を、Ｖｓ
ｉｎのデータの一部を使用し高次に補正使用とするもの
で、図８はこの補正方式に基づいて補正した場合と補正
しない場合の例を示したグラフである。図８に示す曲線
Ａは、上述したケース２において補正がない場合を示
す。ＦＯＧのパルス列出力は、（１９）式で示されるた
めリニアリティは、位相差Δφ_S＝４５゜の時に１０％
近いリニアリティエラーとなっている。曲線Ｂは、ケー
ス２において（２０）式で示した補正係数Ｋ₂ ＝０．１
８とした場合のリニアリティを示したグラフでリニアリ
ティが大幅に改善されたことを示している。（他の補正
係数Ｋ₁ Ｋ₃ Ｋ₄ ・・・は、全てゼロに設定）さらに改
善したい場合、他次元の補正係数を含め付与していけば
よい。

【００４６】曲線Ｃは、ケース１において（２０）式で
示したリニアリティ補正値Ｖｃの補正係数Ｋ₂ ＝０．３
６とした場合のリニアリティを示したグラフで同様に大
幅に改善されたことを示している。（他の補正係数Ｋ₁
Ｋ₃ Ｋ₄ ・・・は、全てゼロに設定）さらに改善したい
場合、他次元の補正係数を含め付与していけばよい。図
９にデジタル積分器（累積加算器）の実施例を示す。

【００４７】入力されたデジタルデータＤ_{I N} は、デジ
タル加算器４３Ａ−４によって、図１０Ａに示すように
１ステップ前のデータと加算される。デジタル加算器４
３Ａ−４の出力は、ラッチ回路４３Ａ−５に図１０Ｂに
示す、アップデートクロックＵＰＣＫのタイミングでラ
ッチされる。積分器の出力は、積分器４３Ａ−４の信号
として次段に出力されると共にデジタル加算器に入力さ
れ、新しく入力されたデジタルデータＤ_{I N} と加算され
る。すなわち累積加算（積分）が行われる。ラッチ回路
４３Ａ−５にラッチされた積分値が比較器４３Ｃで基準
値Ｖr と比較され、積分値が基準信号の値Ｖr に一致す
るか、これより大きくなると、比較器４３Ｃは図１０Ｃ
に示すリセットパルスＲs e t を出力する。

【００４８】尚、図９に示したデジタル積分器４３Ａの
デジタルデータのビット数は、設計要求に応じ任意に設
定される。積分器の出力が基準値Ｖ_r と等しくなったと
ころでリセットさせる方法を採るとき、アナログ方式の
場合は丁度基準値と等しくなったところでリセットされ
るため、フライバック時の減算値は必ず基準値Ｖ_r とな
るため誤差の発生はない。

【００４９】これに対し、デジタル方式の場合、積分電
圧が基準信号の値Ｖ_r より大きくなった所で“０”にリ
セットされるため、フライバック時の減算値はＤ_{I N} ×
Ｎステップ分の電圧に規定される。このＤ_{I N} ×Ｎステ
ップ分電圧は，Ｄ_{I N} の変動に従って基準値Ｖ_r に対し
て常に一定値でないため、これを強制的に“０”にリセ
ットさせてしまうと、各積分期間毎に基準値Ｖ_r に到達
する時間に誤差が発生する。

【００５０】図１５は、この誤差の発生を除去するため
の実施例を示す。この実施例では積分電圧Ｃが基準値Ｖ
_r と一致するか大きくなった所で必ず積分電圧Ｃから基
準値Ｖ_r を減算することにより、フライバック時の減算
量を一定値に揃え、誤差の発生を除去しようとするもの
である。このために、この実施例では積分値減算用信号
発生回路４８を設ける。この積分値減算用信号発生回路
４８は第１デジタル加算器４３Ａ−４₁ が積算する積算
値Ｃの極性によって基準信号Ｖ_r と−Ｖ_r を選択して出
力する第１切替回路４８Ａと、パルス列出力Ｐ_p 又はＰ
_N が出力されたか否かにより第１切替回路４８Ａが出力
する基準信号か、レジスタ４８Ｃにストアした“０”値
を出力するかを切り替える第２切替回路４８Ｄとを具備
して構成される。

【００５１】第１切替回路４８Ａは第１デジタル加算器
４３−４₁ の積算値Ｃが正極性の時、入力端子Ｂに入力
されている基準値−Ｖ_r を選択して出力する。第１デジ
タルが加算器４３−４₂ の積算値Ｃが負極性のときは入
力端子Ａに入力されている基準値＋Ｖ_r を選択して出力
する。第２切替回路４８Ｂは第１比較器４３Ｃ又は第２
比較器４３Ｄが未だにリセットパルスを出力していない
状態ではレジスタ４８Ｃにストアしている“０”を選択
して出力し、リセットパルスが１個でも発生した状態で
は第１切替回路４８Ａが出力した基準値＋Ｖ_r 又は−Ｖ
_r の何れかを選択して出力し、この出力した基準値＋Ｖ
_r 又は−Ｖ_r を第２デジタル加算器４３Ａ−４₂ の一方
の入力端子に出力する。従って、第２デジタル加算器４
３Ａ−４₂ では第１デジタル加算器４３Ａ−４₁が正極
性の積算値＋Ｃを出力しているものとすると、第２デジ
タル加算器４３−４₂ の他方の入力端子には負極性の基
準値−Ｖ_r が与えられ、正極性の積算値＋Ｃに加算さ
れ、実質的に差＋ΔＶ₁ ，＋ΔＶ₂ （図１２参照）が求
められる。この差＋ΔＶ₁ ，＋ΔＶ₂ はＤ_{I N} の値が変
化するに追従して変動し、誤差の発生を抑える。

【００５２】一方、第１デジタル加算器４３Ａ−４₁ が
負極性の積算値−Ｃを出力しているものとすると、第２
デジタル加算器４３Ａ−４₂ の他方の入力端子には正極
性の基準値＋Ｖ_r が与えられ、この正極性の基準値＋Ｖ
_r が負極性の積算値−Ｃに加算され、実質的に差−ΔＶ
₁ ，−ΔＶ₂ ，−ΔＶ₃ （図１２参照）が求められる。

【００５３】このように、常に一定値分だけ減算してフ
ライバックさせることにより、デジタル方式でも誤差の
発生を除去することができる。

【００５４】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
余弦波成分検出回路４２で検出した余弦波成分Ｖｃｏｓ
を基準値Ｖ_r として利用したから、光源１１の光量Ｉの
変化及び光学系の損失の変化に対して基準値Ｖ_r も正弦
波成分Ｖｓｉｎと同等に変動する。この結果、光量Ｉの
変化或いは光学系の損失の変化によって 光干渉角速度
計の出力信号となるパルス列出力ｆ_o が変動することは
ない。従って光源１１の光量Ｉの変化或いは光学系の損
失の変化に対して安定に動作し、従って、光源波長が不
規則に変化する光源の光量を制御する制御回路を使用し
なくても受光器１７に到達する光量Ｉ_o の変化、或い
は、光学系の損失の変化に対して安定に動作する。従っ
て本来構造が簡素で安価に製造することができるオープ
ンループ信号処理方式の光干渉角速度計の精度を向上さ
せることができる利点が得られる。

【００５５】また、この発明では基準信号Ｖ_r として余
弦波成分Ｖｃｏｓを使用してことによりリニアリティが
不足する欠点が生じるが、この点も例えば図６及び図７
で説明した手法を採ることによりリニアリティを改善す
ることができる。この結果、精度もリニアリティもよい
オープンループ信号処理方式の光干渉角速度計を提供す
ることができる。

【００５６】更に、この発明によればオープンループ信
号処理方式を採る光干渉角速度計でありながら、入力角
速度Ωに比例して周波数が変化するパルス列信号を出力
するから、入力角速度のー軸当たりの出力コネクタの端
子数を２〜３端子程度に少なくすることができる。この
結果ー光源で３軸入力形の光干渉角速度計を構成した場
合でも、出力の端子数は２×３＋１＝７端子程度に少な
くできる。

【００５７】よって、光干渉角速度計を小型化すること
ができ、また出力コネクタの端子数を少なくできること
からコネクタに要するコスト更にはケーブルのコストも
低く抑えることができる利点が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明による光干渉角速度計の概要を説明す
るためのブロック図。

【図２】この発明による光干渉角速度計に用いるパルス
列発生回路の一例を説明するためのブロック図。

【図３】この発明による光干渉角速度計の動作を説明す
るための波形図。

【図４】この発明による光干渉角速度計の作用効果を説
明するための波形図。

【図５】この発明による光干渉角速度計に用いることが
できる積分器の一例を説明するためのブロック図。

【図６】この発明による光干渉角速度計に用いることに
より出力信号Ｖ₃ のリニアリティを改善することができ
る基準電圧発生器の一例を説明するためのブロック図。

【図７】この発明による光干渉角速度計に用いることに
より出力信号Ｖ₃ のリニアリティを更に改善することが
できる実施例を示すブロック図。

【図８】図７に示した実施例によって得られるリニアリ
ティの改善効果を説明するためのグラフ。

【図９】この発明に用いることができるデジタル積分器
の一例を説明するためのブロック図。

【図１０】図９に示したデジタル積分器の動作を説明す
るための波形図。

【図１１】この発明に用いるデジタル積分器の他の実施
例を説明するためのブロック図。

【図１２】図１１に示した実施例の動作を説明するため
の波形図。

【図１３】従来のオープンループ信号処理方式を採る光
干渉角速度計を説明するためのブロック図。

【図１４】図１１に示した光干渉角速度計の動作を安定
化するための手法を説明するためのグラフ。

【図１５】図１１に示した光干渉角速度計を高精度化す
る一つの方法を説明するためのブロック図。

【図１６】図１１に示した光干渉角速度計を更に高精度
化する方法を説明するためのブロック図。

【符号の説明】

１１ 光源 １２、１４ 光カプラ １５ 光学路 １６ 位相変調器 １７ 受光器 １９ クロック回路 ４１ 正弦波成分検出回路 ４２ 余弦波成分検出回路 ４３ パルス列発生回路 ４３Ａ 積分器 ４３Ｂ 極性反転回路 ４３Ｃ 第一比較器 ４３Ｄ 第二比較器 ４３Ｅ オア回路 ４３Ｆ，４３Ｇ 波形成形回路 ４４ 位相変調回路 ４５ 基準信号発生器 ４６ 加算器 ４７ リニアリティ補正信号発生回路

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 Ａ，巻回された光学路を通過する右廻り
   光及び左廻り光の両光間に位相変調を付与し，上記右廻
   り光及び左廻り光の両光の干渉光を受光器に受光し、干
   渉光の強度に応じて上記巻回された光学路に入力される
   角速度を検知する光干渉角速度計において, Ｂ，受光器からの電気信号に含まれる高調波成分の中か
   らｓｉｎΔφ_S に比例した成分を取り出す正弦波成分検
   出回路と, Ｃ，上記受光器からの電気信号に含まれる高調波成分の
   中からｃｏｓΔφ_S に比例した成分を取り出す余弦波成
   分検出回路と, Ｄ，角速度信号入力端子と基準信号入力端子と，上記角
   速度信号入力端子に入力される角速度信号を積分する積
   分器と，この積分器の積分値が上記基準信号入力端子に
   供給した基準値に等しいか、これ以上に上昇する毎にパ
   ルスを出力する比較器とを具備して構成され、この比較
   器から出力されるパルスにより上記積分器の積分値をリ
   セットさせることにより上記角速度信号入力端子に入力
   される角速度信号の値に対応した周波数を持つパルス列
   を出力するパルス列発生回路と，によって構成したこと
   を特徴とする光干渉角速度計。
2. 【請求項２】 請求項１記載の光干渉角速度計におい
   て、上記パルス列発生回路を， Ａ，上記角速度信号入力端子に供給される角速度信号を
   積分する積分器と、 Ｂ，この積分器の積分値と上記基準信号入力端子に与え
   られる基準信号とを比較し、上記積分値が基準信号に等
   しいか大になる毎にパルスを発生し、このパルスをパル
   ス列信号として出力すると共に、上記積分器にリセット
   信号として供給する第１比較器と、 Ｃ，上記積分器の積分値と上記基準信号入力端子に与え
   られた基準値を極性反転させた信号とを比較し、上記積
   分値が上記極性反転させた基準信号に等しいか絶対値が
   上記基準値より大きくなる毎にパルスを出力し、このパ
   ルスをパルス列信号として出力すると共に、上記積分器
   のリセット信号として供給する第２比較器と、 によって構成したことを特徴とする光干渉角速度計。
3. 【請求項３】 Ａ，巻回された光学路を通過する右廻り
   光及び左廻り光の両光間に位相変調を付与し，上記右廻
   り光及び左廻り光の両光の干渉光を受光器に受光し、干
   渉光の強度に応じて上記巻回された光学路に入力される
   角速度を検知する光干渉角速度計において, Ｂ，受光器からの電気信号に含まれる高調波成分の中か
   らｓｉｎΔφ_S に比例した成分を取り出す正弦波成分検
   出回路と, Ｃ，上記受光器からの電気信号に含まれる高調波成分の
   中からｃｏｓΔφ_S に比例した成分を取り出す余弦波成
   分検出回路と, Ｄ，角速度信号入力端子と基準信号入力端子と、上記角
   速度信号入力端子に入力される角速度を積分する積分器
   と、この積分器の積分値が上記基準信号入力端子に供給
   した基準値に等しいか、これ以上に上昇する毎にパルス
   を出力する比較器とを具備して構成され、この比較器か
   ら出力されるパルスにより上記積分器の積分値を上記基
   準値より減算させることにより上記角速度信号入力端子
   に入力される角速度の値に対応した周波数を持つパルス
   列を出力するパルス列発生回路と、 によって構成したことを特徴とする光干渉角速度計。
4. 【請求項４】 請求項３に記載の光干渉各速度計におい
   て、上記パルス列発生回路を、 Ａ，上記角速度信号入力端子に供給される角速度信号を
   積分する積分器と、 Ｂ，この積分器の積分値と上記基準信号入力端子に与え
   られる基準値とを比較し、上記積分値が基準値に等しい
   か大になる毎にパルスを発生しこのパルスをパルス列信
   号として出力すると共に、上記積分器の積分値に上記基
   準値を極性反転した信号を加算する回路に加算指令を供
   給する第１比較器と、 Ｃ，上記積分器の積分値と上記基準信号入力端子に与え
   られた基準値を極性反転させた信号とを比較し、上記積
   分値が上記極性反転させた基準値に等しいか絶対値が上
   記基準値より大きくなる毎にパルスを出力し、このパル
   スをパルス列信号として出力すると共に、上記積分器の
   積分値に上記基準値を加算する回路に加算指令を供給す
   る第２比較器と、 によって構成したことを特徴とする光干渉角速度計。
5. 【請求項５】 請求項１乃至４２記載の光干渉角速度計
   の何れかにおいて、上記パルス列発生回路に入力する上
   記角速度信号を上記正弦波成分検出回路の検出信号Ｖｓ
   ｉｎとし、上記パルス列発生回路に入力する上記基準信
   号を上記余弦波成分検出回路の検出信号Ｖｃｏｓとした
   ことを特徴とする光干渉角速度計。
6. 【請求項６】 請求項１乃至４記載の光干渉角速度計の
   何れかにおいて、 Ａ，上記正弦波成分検出回路が検出した検出信号Ｖｓｉ
   ｎと上記余弦検波成分検出回路が検出した検出信号Ｖｃ
   ｏｓとを別々に２乗する一対の２乗回路と、 Ｂ，上記一対の２乗回路の各２乗出力を加算する加算器
   と、 によって基準信号発生器を構成し、この基準信号発生器
   で発生した基準信号を上記パルス列発生回路の基準信号
   入力端子に供給する構成としたことを特徴とする光干渉
   角速度計。
7. 【請求項７】 請求項１乃至４記載の光干渉角速度計の
   何れかにおいて、 Ａ，上記正弦波成分検出回路が検出した検出信号Ｖｓｉ
   ｎと上記余弦波成分検出回路が検出した検出信号Ｖｃｏ
   ｓとを別々に２乗する一対の２乗回路と、 Ｂ，上記一対の２乗回路の各２乗出力を加算する加算器
   と、 Ｃ、この加算器の加算結果の平方根を求める平方根回路
   と、 によって基準信号発生器を構成し、この基準信号発生器
   で発生した基準信号を上記パルス列発生回路の基準信号
   入力端子に供給する構成としたことを特徴とする光干渉
   角速度計。
8. 【請求項８】 請求項１乃至４記載の光干渉角速度計の
   何れかにおいて、 上記パルス列発生回路の基準信号入力端子に入力する基
   準信号に上記角速度信号Ｖｓｉｎから成生したリニアリ
   ティ補正信号Ｖｃ＝Ｋ₁ Ｖｓｉｎ＋Ｋ₂ Ｖｓｉｎ² ＋Ｋ
   ₃ Ｖｓｉｎ³ ・・・を加えてリニアリティ補正を施す構
   成としたことを特徴とする光干渉角速度計。
9. 【請求項９】 請求項１乃至４記載の光干渉角速度計の
   何れかにおいて、上記光干渉角速度計を構成するパルス
   列発生回路はアナログ回路又はデジタル回路或いはその
   混在する回路によって構成したことを特徴とする光干渉
   角速度計。