JP2000259018A - 誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置 - Google Patents
誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置Info
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- JP2000259018A JP2000259018A JP11063454A JP6345499A JP2000259018A JP 2000259018 A JP2000259018 A JP 2000259018A JP 11063454 A JP11063454 A JP 11063454A JP 6345499 A JP6345499 A JP 6345499A JP 2000259018 A JP2000259018 A JP 2000259018A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 効率が良く，素子のストレスが少なく，ノイ
ズ発生の少ない誘導加熱用インバータ回路を用いた定着
装置を提供する。 【解決手段】 電源Ｅにその一端を接続されたワークコ
イルＬ１の他端をメインスイッチＱ１で駆動する誘導加
熱用インバータ回路において、コイルＬ１の両端にコン
デンサＣｓとサブスイッチＱ２の直列回路を該コンデン
サＣｓの一端が電源側に接続されるように並列接続する
とともに、サブスイッチＱ２に並列に第２のコンデンサ
Ｃ１を接続する。これにより、周波数を固定したＰＷＭ
制御が可能となり、定着ローラの渦電流浸透度を一定に
することができ、画像品質に優れた安定した定着動作を
行うことができる。
ズ発生の少ない誘導加熱用インバータ回路を用いた定着
装置を提供する。 【解決手段】 電源Ｅにその一端を接続されたワークコ
イルＬ１の他端をメインスイッチＱ１で駆動する誘導加
熱用インバータ回路において、コイルＬ１の両端にコン
デンサＣｓとサブスイッチＱ２の直列回路を該コンデン
サＣｓの一端が電源側に接続されるように並列接続する
とともに、サブスイッチＱ２に並列に第２のコンデンサ
Ｃ１を接続する。これにより、周波数を固定したＰＷＭ
制御が可能となり、定着ローラの渦電流浸透度を一定に
することができ、画像品質に優れた安定した定着動作を
行うことができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、複写機，プリン
タ，ファクシミリ等の画像形成装置における定着装置に
関し、さらに詳しく言えば誘導加熱型定着装置に関す
る。
タ，ファクシミリ等の画像形成装置における定着装置に
関し、さらに詳しく言えば誘導加熱型定着装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】複写機，プリンタ，ファクシミリ等の画
像形成装置における定着装置として、定着ローラの周壁
（心金）を誘導電流によってジュール発熱させるように
した誘導加熱方式のものが知られている。
像形成装置における定着装置として、定着ローラの周壁
（心金）を誘導電流によってジュール発熱させるように
した誘導加熱方式のものが知られている。
【０００３】誘導加熱型定着装置では、誘導コイルを備
えた電磁誘導加熱手段を配置し、これに高周波電流を流
して誘導磁束を発生させ、この誘導磁束によりローラ外
周部の導電層に誘導電流（渦電流）を発生させ、誘導電
流に伴うジュール熱によりローラ表面を所定の温度とな
るように加熱・制御している。通常、誘導コイルに供給
する高周波電流は商用電源の交流を整流回路によって整
流し、インバータ回路で高周波に周波数変換して供給す
るようになっている。
えた電磁誘導加熱手段を配置し、これに高周波電流を流
して誘導磁束を発生させ、この誘導磁束によりローラ外
周部の導電層に誘導電流（渦電流）を発生させ、誘導電
流に伴うジュール熱によりローラ表面を所定の温度とな
るように加熱・制御している。通常、誘導コイルに供給
する高周波電流は商用電源の交流を整流回路によって整
流し、インバータ回路で高周波に周波数変換して供給す
るようになっている。
【０００４】図７は、従来の定着装置における１００Ｖ
用誘導加熱用インバータ回路の一例を示すものである。
この図に示す回路において、Ｌ１は誘導加熱用ワークコ
イルであり、Ｑ１はスイッチング素子、Ｃｒはコンデン
サである。電源Ｅは、商用電源を整流した直流電源を表
す。なお、破線で囲まれたコイルＬ２及び抵抗Ｒ２は、
定着ローラを電気的等価回路で示したものである。スイ
ッチング素子Ｑ１は通常、耐圧、電流容量の面からＩＧ
ＢＴが使用され、Ｄ１はＩＧＢＴに寄生のダイオードを
表している。
用誘導加熱用インバータ回路の一例を示すものである。
この図に示す回路において、Ｌ１は誘導加熱用ワークコ
イルであり、Ｑ１はスイッチング素子、Ｃｒはコンデン
サである。電源Ｅは、商用電源を整流した直流電源を表
す。なお、破線で囲まれたコイルＬ２及び抵抗Ｒ２は、
定着ローラを電気的等価回路で示したものである。スイ
ッチング素子Ｑ１は通常、耐圧、電流容量の面からＩＧ
ＢＴが使用され、Ｄ１はＩＧＢＴに寄生のダイオードを
表している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図７の回路において、
スイッチング素子Ｑ１を高周波駆動することでワークコ
イルＬ１に高周波電流を流し、その結果定着ローラ１す
なわちコイルＬ２，抵抗Ｒ２に渦電流が流れて定着ロー
ラ１が発熱する。ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン
幅は、必要電力が供給されるようにパルス幅が変えられ
る。また、オフ時にはスイッチング素子Ｑ１のコレクタ
にフライバック電圧が発生するが、これはコイルＬ１と
コンデンサＣｒの共振電圧であるため、ゼロ電圧スイッ
チングが達成されるもののオフ幅はコイルＬ１とコンデ
ンサＣｒの時定数で決まるため、可変不能である。した
がって、画像形成に最適な温度になるように定着ローラ
を制御するためには、Ｑ１のスイッチング周波数を変化
させることになる。
スイッチング素子Ｑ１を高周波駆動することでワークコ
イルＬ１に高周波電流を流し、その結果定着ローラ１す
なわちコイルＬ２，抵抗Ｒ２に渦電流が流れて定着ロー
ラ１が発熱する。ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン
幅は、必要電力が供給されるようにパルス幅が変えられ
る。また、オフ時にはスイッチング素子Ｑ１のコレクタ
にフライバック電圧が発生するが、これはコイルＬ１と
コンデンサＣｒの共振電圧であるため、ゼロ電圧スイッ
チングが達成されるもののオフ幅はコイルＬ１とコンデ
ンサＣｒの時定数で決まるため、可変不能である。した
がって、画像形成に最適な温度になるように定着ローラ
を制御するためには、Ｑ１のスイッチング周波数を変化
させることになる。
【０００６】このように、従来の誘導加熱用インバータ
回路では、定着温度を安定化させるための制御を周波数
変化により行っていたが、この場合、周波数が変化する
ことで定着ローラにおける渦電流の浸透度が変化してし
まい、最適な定着温度を保つための電力を定着ローラに
入れることができないという問題があった。また、渦電
流浸透度が変化するため、定着ローラ表面の熱分布が変
化し、定着画像の品質に影響を及ぼすという問題もあっ
た。
回路では、定着温度を安定化させるための制御を周波数
変化により行っていたが、この場合、周波数が変化する
ことで定着ローラにおける渦電流の浸透度が変化してし
まい、最適な定着温度を保つための電力を定着ローラに
入れることができないという問題があった。また、渦電
流浸透度が変化するため、定着ローラ表面の熱分布が変
化し、定着画像の品質に影響を及ぼすという問題もあっ
た。
【０００７】さらに、このような回路で交流２００Ｖの
回路を構成する場合、スイッチング素子Ｑ１としては１
００Ｖの素子の２倍の耐電圧を必要とするが、このよう
な素子は現状では１００Ｖ用と同等の形状のものは少な
く、あっても耐圧が不充分なため使用することができな
かった。耐圧の大きなものとしてはモールドタイプの大
きな形状のものがあるが、１００Ｖ用のものより倍以上
も大きなパッケージで、小型に作る必要がある定着装置
用の高周波インバータとしては使用できるものではな
く、２００Ｖ系に対応した小型のインバータを実現する
のは困難であった。
回路を構成する場合、スイッチング素子Ｑ１としては１
００Ｖの素子の２倍の耐電圧を必要とするが、このよう
な素子は現状では１００Ｖ用と同等の形状のものは少な
く、あっても耐圧が不充分なため使用することができな
かった。耐圧の大きなものとしてはモールドタイプの大
きな形状のものがあるが、１００Ｖ用のものより倍以上
も大きなパッケージで、小型に作る必要がある定着装置
用の高周波インバータとしては使用できるものではな
く、２００Ｖ系に対応した小型のインバータを実現する
のは困難であった。
【０００８】また、その他に、従来の回路構成では電力
の制御範囲が狭くインバータの負荷が軽い場合にはワー
クコイルの電流が少なくなり、共振コンデンサの電流を
完全に引き抜くことができず、このため、ゼロ電圧スイ
ッチングができなくなり、本来ゼロ電圧スイッチングに
よって高効率、低ノイズ化を実現していた共振インバー
タとしての特徴がなくなるという問題があった。
の制御範囲が狭くインバータの負荷が軽い場合にはワー
クコイルの電流が少なくなり、共振コンデンサの電流を
完全に引き抜くことができず、このため、ゼロ電圧スイ
ッチングができなくなり、本来ゼロ電圧スイッチングに
よって高効率、低ノイズ化を実現していた共振インバー
タとしての特徴がなくなるという問題があった。
【０００９】本発明は、従来技術における上記問題を解
決し、効率が良く，素子のストレスが少なく，ノイズ発
生の少ない誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置
を提供することを課題とする。
決し、効率が良く，素子のストレスが少なく，ノイズ発
生の少ない誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置
を提供することを課題とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】前記の課題は本発明によ
り、電源にその一端を接続された誘導加熱コイルの他端
をスイッチング素子で駆動する誘導加熱用インバータ回
路を用いた定着装置において、前記誘導加熱コイルの両
端にコンデンサと第２スイッチング素子の直列回路を該
コンデンサの一端が電源側に接続されるように並列接続
するとともに、前記第２スイッチング素子に並列に第２
のコンデンサを接続することにより解決される。
り、電源にその一端を接続された誘導加熱コイルの他端
をスイッチング素子で駆動する誘導加熱用インバータ回
路を用いた定着装置において、前記誘導加熱コイルの両
端にコンデンサと第２スイッチング素子の直列回路を該
コンデンサの一端が電源側に接続されるように並列接続
するとともに、前記第２スイッチング素子に並列に第２
のコンデンサを接続することにより解決される。
【００１１】また、本発明は、前記の課題を解決するた
め、前記誘導加熱コイルと並列にインダクタンスとコン
デンサの直列回路を接続することを提案する。さらに、
本発明は、前記の課題を解決するため、前記誘導加熱コ
イルと並列にインダクタンスと第３のスイッチング素子
の直列回路を接続することを提案する。
め、前記誘導加熱コイルと並列にインダクタンスとコン
デンサの直列回路を接続することを提案する。さらに、
本発明は、前記の課題を解決するため、前記誘導加熱コ
イルと並列にインダクタンスと第３のスイッチング素子
の直列回路を接続することを提案する。
【００１２】さらに、本発明は、前記の課題を解決する
ため、前記誘導加熱コイルと並列にインダクタンスとコ
ンデンサと第３のスイッチング素子の直列回路を接続す
ることを提案する。
ため、前記誘導加熱コイルと並列にインダクタンスとコ
ンデンサと第３のスイッチング素子の直列回路を接続す
ることを提案する。
【００１３】また、前記の課題は本発明により、誘導加
熱コイルの一端をグランドに接続し、他端にスイッチン
グ素子を直列に接続して、電源の正極側が前記スイッチ
ング素子となるように接続し、前記誘導加熱コイルの両
端にコンデンサと第２スイッチング素子の直列回路を該
コンデンサの一端が前記スイッチング素子側に接続され
るように並列接続するとともに、前記第２スイッチング
素子に並列に第２のコンデンサを接続した誘導加熱用イ
ンバータ回路を用い、前記誘導加熱コイルと定着ローラ
間のギャップを３ｍｍ以下となるように構成したことに
より解決される。
熱コイルの一端をグランドに接続し、他端にスイッチン
グ素子を直列に接続して、電源の正極側が前記スイッチ
ング素子となるように接続し、前記誘導加熱コイルの両
端にコンデンサと第２スイッチング素子の直列回路を該
コンデンサの一端が前記スイッチング素子側に接続され
るように並列接続するとともに、前記第２スイッチング
素子に並列に第２のコンデンサを接続した誘導加熱用イ
ンバータ回路を用い、前記誘導加熱コイルと定着ローラ
間のギャップを３ｍｍ以下となるように構成したことに
より解決される。
【００１４】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態の定
着装置における誘導加熱用インバータ回路の構成を示す
回路図である。この図において、図７に示す回路と同じ
素子には同一の符号を付している。
に基づいて説明する。図１は、本発明の一実施形態の定
着装置における誘導加熱用インバータ回路の構成を示す
回路図である。この図において、図７に示す回路と同じ
素子には同一の符号を付している。
【００１５】図１に示す回路では、追加されたコンデン
サＣｓと第２のスイッチング素子Ｑ２（ＩＧＢＴ）が誘
導加熱用ワークコイルＬ１に並列接続されている。ま
た、コンデンサＣｓとスイッチング素子Ｑ２の直列回路
の接続点より、コンデンサＣ１（第２のコンデンサ）が
スイッチング素子Ｑ２と並列接続されている。Ｄｓはス
イッチング素子Ｑ２に寄生のダイオードを表している。
サＣｓと第２のスイッチング素子Ｑ２（ＩＧＢＴ）が誘
導加熱用ワークコイルＬ１に並列接続されている。ま
た、コンデンサＣｓとスイッチング素子Ｑ２の直列回路
の接続点より、コンデンサＣ１（第２のコンデンサ）が
スイッチング素子Ｑ２と並列接続されている。Ｄｓはス
イッチング素子Ｑ２に寄生のダイオードを表している。
【００１６】この回路では、スイッチング素子Ｑ１がメ
インスイッチであり、コンデンサＣ１が第一共振コンデ
ンサ、コンデンサＣｓが第二共振コンデンサ、スイッチ
ング素子Ｑ２がサブスイッチ、ダイオードＤｓがサブス
イッチの逆導通ダイオードとなる。
インスイッチであり、コンデンサＣ１が第一共振コンデ
ンサ、コンデンサＣｓが第二共振コンデンサ、スイッチ
ング素子Ｑ２がサブスイッチ、ダイオードＤｓがサブス
イッチの逆導通ダイオードとなる。
【００１７】本実施形態のインバータ回路の動作原理を
図２を参照して説明する。図２（ａ）はモード遷移図
で、（ｂ）は動作波形図である。図1の回路では、下記
のモード1〜モード5の動作を周期的に繰り返す。なお、
図２（ｂ）の動作波形は上から順に、メインスイッチＱ
１のコレクタ−エミッタ間電圧，スイッチング素子Ｑ１
を流れる電流，サブスイッチＱ２（Ｑｓ）のコレクタ−
エミッタ間電圧，Ｑ２を流れる電流，第二共振コンデン
サＣｓの電圧，ワークコイルＬ１を流れる電流、の各モ
ードにおける状態を示している。
図２を参照して説明する。図２（ａ）はモード遷移図
で、（ｂ）は動作波形図である。図1の回路では、下記
のモード1〜モード5の動作を周期的に繰り返す。なお、
図２（ｂ）の動作波形は上から順に、メインスイッチＱ
１のコレクタ−エミッタ間電圧，スイッチング素子Ｑ１
を流れる電流，サブスイッチＱ２（Ｑｓ）のコレクタ−
エミッタ間電圧，Ｑ２を流れる電流，第二共振コンデン
サＣｓの電圧，ワークコイルＬ１を流れる電流、の各モ
ードにおける状態を示している。
【００１８】［mode１］は電力消費＆非共振モードであ
り、ｔ＝ｔ0でメインスイッチＱ１（ＩＧＢＴ）をター
ンオンし、誘導過熱負荷に電力を供給しつつワークコイ
ルＬ１にエネルギーを蓄積している。
り、ｔ＝ｔ0でメインスイッチＱ１（ＩＧＢＴ）をター
ンオンし、誘導過熱負荷に電力を供給しつつワークコイ
ルＬ１にエネルギーを蓄積している。
【００１９】［mode２］は電力消費＆部分共振モードで
あり、ｔ＝ｔ1でメインスイッチＱ１（ＩＧＢＴ）をタ
ーンオフすることにより、誘導加熱系負荷Ｚ（Ｌ１，Ｌ
２，Ｒ２），第一共振コンデンサＣ１，第二共振コンデ
ンサＣｓの閉ループ回路が動作して部分共振モードとな
る。この期間中にコンデンサＣ１，Ｃｓに充放電するこ
とによりメインスイッチＱ１のｄｖ／ｄｔは軽減され、
ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）でのターンオフが実現
される。
あり、ｔ＝ｔ1でメインスイッチＱ１（ＩＧＢＴ）をタ
ーンオフすることにより、誘導加熱系負荷Ｚ（Ｌ１，Ｌ
２，Ｒ２），第一共振コンデンサＣ１，第二共振コンデ
ンサＣｓの閉ループ回路が動作して部分共振モードとな
る。この期間中にコンデンサＣ１，Ｃｓに充放電するこ
とによりメインスイッチＱ１のｄｖ／ｄｔは軽減され、
ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）でのターンオフが実現
される。
【００２０】［mode３ａ］は電力消費＆ダイオードＤｓ
導通，共振モードであり、ｔ＝ｔ2で第一共振コンデン
サＣ１の電圧がゼロになるとサブスイッチＱ２（Ｑｓ）
の逆導通ダイオードＤｓがオンとなり、誘導加熱系負荷
Ｚ（Ｌ１，Ｌ２，Ｒ２），第二共振コンデンサＣｓ，ダ
イオードＤｓの閉ループ回路が動作してこのモードに入
る。
導通，共振モードであり、ｔ＝ｔ2で第一共振コンデン
サＣ１の電圧がゼロになるとサブスイッチＱ２（Ｑｓ）
の逆導通ダイオードＤｓがオンとなり、誘導加熱系負荷
Ｚ（Ｌ１，Ｌ２，Ｒ２），第二共振コンデンサＣｓ，ダ
イオードＤｓの閉ループ回路が動作してこのモードに入
る。
【００２１】［mode３ｂ］は電力消費＆サブスイッチＱ
２導通，共振モードであり、ｔ＝ｔ3でサブスイッチに
流れる電流がゼロになり、この時サブスイッチＱ２はＺ
ＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）及びＺＣＳ（ゼロ電流ス
イッチング）でのターンオンが実現される。このモード
でインバータの動作1動作周期の間サブスイッチＱ２を
オンすることによって、メインスイッチＱ１の導通時間
を可変にしても一定動作周波数で動作することが可能と
なる。
２導通，共振モードであり、ｔ＝ｔ3でサブスイッチに
流れる電流がゼロになり、この時サブスイッチＱ２はＺ
ＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）及びＺＣＳ（ゼロ電流ス
イッチング）でのターンオンが実現される。このモード
でインバータの動作1動作周期の間サブスイッチＱ２を
オンすることによって、メインスイッチＱ１の導通時間
を可変にしても一定動作周波数で動作することが可能と
なる。
【００２２】［mode４］は電力消費＆部分共振モードで
あり、ｔ＝ｔ4でサブスイッチＱ２をターンオフする。
この時、誘導加熱系負荷Ｚ（Ｌ１，Ｌ２，Ｒ２），第一
共振コンデンサＣ１，第二共振コンデンサＣｓの閉ルー
プ回路が動作して部分共振モードとなる。この期間中
に、コンデンサＣ１，Ｃｓに充放電することによりサブ
スイッチＱ２のｄｖ／ｄｔは軽減され、ＺＶＳ（ゼロ電
圧スイッチング）でのターンオフが実現される。
あり、ｔ＝ｔ4でサブスイッチＱ２をターンオフする。
この時、誘導加熱系負荷Ｚ（Ｌ１，Ｌ２，Ｒ２），第一
共振コンデンサＣ１，第二共振コンデンサＣｓの閉ルー
プ回路が動作して部分共振モードとなる。この期間中
に、コンデンサＣ１，Ｃｓに充放電することによりサブ
スイッチＱ２のｄｖ／ｄｔは軽減され、ＺＶＳ（ゼロ電
圧スイッチング）でのターンオフが実現される。
【００２３】［mode５］は電力回生＆非共振モードであ
り、ｔ＝ｔ5で共振コンデンサＣ１，Ｃｓの電圧の和が
電源電圧Ｅｄを越えようとしたとき，メインスイッチＱ
１の逆導通ダイオードＤ１が順バイアスとなり、このモ
ードとなる。そして、ｔ＝ｔ0でメインスイッチＱ１に
流れる電流がゼロとなり、mode１に移行するが、このと
きＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）及びＺＣＳ（ゼロ電
流スイッチング）でのターンオンが実現される。
り、ｔ＝ｔ5で共振コンデンサＣ１，Ｃｓの電圧の和が
電源電圧Ｅｄを越えようとしたとき，メインスイッチＱ
１の逆導通ダイオードＤ１が順バイアスとなり、このモ
ードとなる。そして、ｔ＝ｔ0でメインスイッチＱ１に
流れる電流がゼロとなり、mode１に移行するが、このと
きＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）及びＺＣＳ（ゼロ電
流スイッチング）でのターンオンが実現される。
【００２４】このように、本実施形態においては、mode
１〜mode５の動作が周期的に繰り返される。この動作か
ら判るように、素子Ｑ２，Ｃｓ，Ｃ１の追加によりオフ
時の幅が変えられるように動作するため、周波数を固定
したＰＷＭ（パルス幅変調）による電力制御が可能にな
る。このため、定着ローラの渦電流浸透度を一定にする
ことが可能となり、画像品質に優れた安定した定着動作
を行うことができる。
１〜mode５の動作が周期的に繰り返される。この動作か
ら判るように、素子Ｑ２，Ｃｓ，Ｃ１の追加によりオフ
時の幅が変えられるように動作するため、周波数を固定
したＰＷＭ（パルス幅変調）による電力制御が可能にな
る。このため、定着ローラの渦電流浸透度を一定にする
ことが可能となり、画像品質に優れた安定した定着動作
を行うことができる。
【００２５】また、本発明の大きな特徴として、オフ時
の電圧がサブスイッチＱ２及び第二共振コンデンサＣｓ
によって抑制されるため、メインスイッチＱ１，サブス
イッチＱ２にかかる電圧が小さく、１００Ｖ用の素子が
使用可能となり、小型のインバータ回路を実現すること
ができる。これにより、交流入力電圧２００Ｖ系に対応
した小型の定着装置を構成することが可能となった。
の電圧がサブスイッチＱ２及び第二共振コンデンサＣｓ
によって抑制されるため、メインスイッチＱ１，サブス
イッチＱ２にかかる電圧が小さく、１００Ｖ用の素子が
使用可能となり、小型のインバータ回路を実現すること
ができる。これにより、交流入力電圧２００Ｖ系に対応
した小型の定着装置を構成することが可能となった。
【００２６】ところで、特開平９−２４５９５３号公報
には、本実施形態に類似の回路構成として、図１におけ
るコンデンサＣ１をワークコイルＬ１と並列にしたもの
が記載されている。その特開平９−２４５９５３号公報
に記載の回路と本実施形態の回路における補助スイッチ
ング素子Ｑ２にかかる電圧を入力電圧が２８０Ｖの場合
についてシュミレーションした制御特性を図３に示す。
には、本実施形態に類似の回路構成として、図１におけ
るコンデンサＣ１をワークコイルＬ１と並列にしたもの
が記載されている。その特開平９−２４５９５３号公報
に記載の回路と本実施形態の回路における補助スイッチ
ング素子Ｑ２にかかる電圧を入力電圧が２８０Ｖの場合
についてシュミレーションした制御特性を図３に示す。
【００２７】図３には、入力電力（Ｐｉｎ）が変わった
場合のパルス幅（Ｄｕｔｙ）の変化に対するスイッチン
グ素子Ｑ２の電圧のピークＶceQsを、それぞれ上記従来
例（ａ）と本実施形態（ｂ）における特性として示して
ある。
場合のパルス幅（Ｄｕｔｙ）の変化に対するスイッチン
グ素子Ｑ２の電圧のピークＶceQsを、それぞれ上記従来
例（ａ）と本実施形態（ｂ）における特性として示して
ある。
【００２８】図３において、例えばＰｉｎ＝３ＫＷの同
一入力電力で比較すると、（ａ）の従来方式ではＤｕｔ
ｙ＝０．４８で、このＤｕｔｙにおけるピーク電圧Ｖce
Qsは約６６０Ｖとなることが判る。それに対して、
（ｂ）の本実施形態では、Ｐｉｎ＝３ＫＷ時のＤｕｔｙ
は０．３７５であり、このときのＱ２のピーク電圧Ｖce
Qsは４９０Ｖであり、従来例に比べて１７０Ｖの大きな
差となっている。
一入力電力で比較すると、（ａ）の従来方式ではＤｕｔ
ｙ＝０．４８で、このＤｕｔｙにおけるピーク電圧Ｖce
Qsは約６６０Ｖとなることが判る。それに対して、
（ｂ）の本実施形態では、Ｐｉｎ＝３ＫＷ時のＤｕｔｙ
は０．３７５であり、このときのＱ２のピーク電圧Ｖce
Qsは４９０Ｖであり、従来例に比べて１７０Ｖの大きな
差となっている。
【００２９】このように、本実施形態では従来例に比べ
て大きな電圧差があり（電圧が低く）、一般にスイッチ
ング素子の耐圧が最大でも９００Ｖ程度のものしかない
ために従来方式では実現できなかった入力電力及び電圧
範囲での動作が可能となり、その適用範囲は大きく広が
るようになった。
て大きな電圧差があり（電圧が低く）、一般にスイッチ
ング素子の耐圧が最大でも９００Ｖ程度のものしかない
ために従来方式では実現できなかった入力電力及び電圧
範囲での動作が可能となり、その適用範囲は大きく広が
るようになった。
【００３０】さらに、もう一つの特徴として、Ｑ１，Ｑ
２のスイッチング素子はそれぞれ電圧，電流がゼロの点
でオン／オフされ、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）及
びＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）を実現することがで
きる。したがって、素子のスイッチング損失が少ないた
め、効率が良く、かつスイッチングノイズの発生の少な
い誘導加熱用インバータ回路を実現することができる。
２のスイッチング素子はそれぞれ電圧，電流がゼロの点
でオン／オフされ、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）及
びＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）を実現することがで
きる。したがって、素子のスイッチング損失が少ないた
め、効率が良く、かつスイッチングノイズの発生の少な
い誘導加熱用インバータ回路を実現することができる。
【００３１】さらに加えて、共振コンデンサＣｓ，Ｃ１
が直列に接続されているため、それぞれのコンデンサの
耐圧が低いもので回路を構成することができる。周知の
通り、耐圧の高いコンデンサはコストも高くサイズも大
きなものになりがちであるが、本発明により耐圧の低い
コンデンサを使用できる回路構成としたことにより、こ
の面でも小型・低コストの誘導加熱用インバータ回路を
実現することができる。
が直列に接続されているため、それぞれのコンデンサの
耐圧が低いもので回路を構成することができる。周知の
通り、耐圧の高いコンデンサはコストも高くサイズも大
きなものになりがちであるが、本発明により耐圧の低い
コンデンサを使用できる回路構成としたことにより、こ
の面でも小型・低コストの誘導加熱用インバータ回路を
実現することができる。
【００３２】次に、本発明の第２の実施形態について図
４を参照して説明する。図４において、図１に示す前期
実施形態の回路と同じ素子には同一の符号を付してい
る。図４に示すように、この実施形態の誘導加熱用イン
バータ回路は、直列された新たなインダクタＬａとコン
デンサＣａをワークコイルＬ１に並列に付加した構成と
なっている。これ以外は図１に示す前期実施形態の回路
と同様である。
４を参照して説明する。図４において、図１に示す前期
実施形態の回路と同じ素子には同一の符号を付してい
る。図４に示すように、この実施形態の誘導加熱用イン
バータ回路は、直列された新たなインダクタＬａとコン
デンサＣａをワークコイルＬ１に並列に付加した構成と
なっている。これ以外は図１に示す前期実施形態の回路
と同様である。
【００３３】この実施形態における動作は、図１の前期
実施形態の回路においてインダクタンスＬ１に流れた電
流がインダクタＬａに分流するほかは図１の回路と同様
の動作を行う。なお、図４の回路ではインダクタＬａに
直列にコンデンサＣａを入れた構成となっているが、動
作に問題がない場合はコンデンサＣａを省略することも
可能である。
実施形態の回路においてインダクタンスＬ１に流れた電
流がインダクタＬａに分流するほかは図１の回路と同様
の動作を行う。なお、図４の回路ではインダクタＬａに
直列にコンデンサＣａを入れた構成となっているが、動
作に問題がない場合はコンデンサＣａを省略することも
可能である。
【００３４】図１の前期実施形態の回路では、ＺＶＳ
（ゼロ電圧スイッチング）が可能な領域は原理的には第
一共振コンデンサＣ１の充放電（図７の従来例では、共
振用コンデンサＣｒの充放電）を完全にできるかどうか
で決まる。さらに言えば、部分共振モードに入る直前の
ワークコイルなど（部分共振モードで作る閉回路のイン
ダクタンス分）のコイルに流れている共振初期電流の値
によって決まる。このため、図１の前期実施形態及び図
７の従来例の回路では、電力を絞っていくとワークコイ
ルＬ１に蓄積する初期電流値（磁気エネルギー）が不足
し、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が不能になる。
（ゼロ電圧スイッチング）が可能な領域は原理的には第
一共振コンデンサＣ１の充放電（図７の従来例では、共
振用コンデンサＣｒの充放電）を完全にできるかどうか
で決まる。さらに言えば、部分共振モードに入る直前の
ワークコイルなど（部分共振モードで作る閉回路のイン
ダクタンス分）のコイルに流れている共振初期電流の値
によって決まる。このため、図１の前期実施形態及び図
７の従来例の回路では、電力を絞っていくとワークコイ
ルＬ１に蓄積する初期電流値（磁気エネルギー）が不足
し、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が不能になる。
【００３５】そこで、第２実施形態では、ワークコイル
Ｌ１と並列にインダクタＬａを付加することによって、
共振初期電流の値を大きくし、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッ
チング）の領域拡大を可能としている。
Ｌ１と並列にインダクタＬａを付加することによって、
共振初期電流の値を大きくし、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッ
チング）の領域拡大を可能としている。
【００３６】次に、本発明の第３の実施形態について図
５を参照して説明する。図５において、図１及び図４に
示す前期実施形態の回路と同じ素子には同一の符号を付
している。
５を参照して説明する。図５において、図１及び図４に
示す前期実施形態の回路と同じ素子には同一の符号を付
している。
【００３７】図５に示すように、この実施形態の誘導加
熱用インバータ回路は、直列されたインダクタＬａとＩ
ＧＢＴなどの第３のスイッチング素子Ｑ３をワークコイ
ルＬ１に並列に付加した構成となっている。これ以外は
図１に示す前期実施形態の回路と同様である。また、図
４の第２実施形態と比べると、コンデンサＣａの代わり
にスイッチング素子Ｑ３が配置された構成である。第３
スイッチング素子Ｑ３にはダイオードＤ３が付設されて
いる。
熱用インバータ回路は、直列されたインダクタＬａとＩ
ＧＢＴなどの第３のスイッチング素子Ｑ３をワークコイ
ルＬ１に並列に付加した構成となっている。これ以外は
図１に示す前期実施形態の回路と同様である。また、図
４の第２実施形態と比べると、コンデンサＣａの代わり
にスイッチング素子Ｑ３が配置された構成である。第３
スイッチング素子Ｑ３にはダイオードＤ３が付設されて
いる。
【００３８】この実施形態では、軽負荷時、あるいはＺ
ＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）の領域をはずれるような
動作条件の場合にのみ第３スイッチング素子Ｑ３をオン
とするように動作させる。なお、図５の回路では図４の
回路のコンデンサＣａの代わりにスイッチング素子Ｑ３
を配置しているが、動作に問題がない場合にはコンデン
サＣａを設けたまま、さらに第３スイッチング素子Ｑ３
を直列に配置する構成としても良い。
ＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）の領域をはずれるような
動作条件の場合にのみ第３スイッチング素子Ｑ３をオン
とするように動作させる。なお、図５の回路では図４の
回路のコンデンサＣａの代わりにスイッチング素子Ｑ３
を配置しているが、動作に問題がない場合にはコンデン
サＣａを設けたまま、さらに第３スイッチング素子Ｑ３
を直列に配置する構成としても良い。
【００３９】この第３実施形態では、軽負荷時、あるい
はＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）の領域をはずれるよ
うな動作条件の場合にのみ第３のスイッチング素子Ｑ３
を駆動して動作させるように構成したので、制御範囲が
広がるという特徴を保ちながら、効率も向上させること
ができる。
はＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）の領域をはずれるよ
うな動作条件の場合にのみ第３のスイッチング素子Ｑ３
を駆動して動作させるように構成したので、制御範囲が
広がるという特徴を保ちながら、効率も向上させること
ができる。
【００４０】次に、本発明の第４の実施形態について図
６を参照して説明する。図６において、図１に示す前期
実施形態の回路と同じ素子には同一の符号を付してい
る。図６の回路では、ワークコイルＬ１の一端をＧＮＤ
となるようにし、これと直列に接続されるスイッチング
素子Ｑ１を電源の正極側に接続している。また、直列の
コンデンサＣｓと第２スイッチング素子Ｑ２とがワーク
コイルＬ１に並列に接続され、ＣｓとＱ２の接続点より
コンデンサＣ１がＱ２と並列接続されている。Ｄｓはス
イッチング素子Ｑ２に寄生のダイオードである。さら
に、ワークコイルＬ１の負荷となる定着ローラ１とワー
クコイルＬ１間のギャップ距離：ｇを３ｍｍ以下となる
ように構成している。
６を参照して説明する。図６において、図１に示す前期
実施形態の回路と同じ素子には同一の符号を付してい
る。図６の回路では、ワークコイルＬ１の一端をＧＮＤ
となるようにし、これと直列に接続されるスイッチング
素子Ｑ１を電源の正極側に接続している。また、直列の
コンデンサＣｓと第２スイッチング素子Ｑ２とがワーク
コイルＬ１に並列に接続され、ＣｓとＱ２の接続点より
コンデンサＣ１がＱ２と並列接続されている。Ｄｓはス
イッチング素子Ｑ２に寄生のダイオードである。さら
に、ワークコイルＬ１の負荷となる定着ローラ１とワー
クコイルＬ１間のギャップ距離：ｇを３ｍｍ以下となる
ように構成している。
【００４１】本実施形態は、図１の前期実施形態のもの
と比べると、ワークコイル部とスイッチング素子Ｑ１の
上下を逆転させた形であり、その動作は図１の前期実施
形態のものと同様の動作を行うが、ワークコイルＬ１の
一端がＧＮＤ側となっている。
と比べると、ワークコイル部とスイッチング素子Ｑ１の
上下を逆転させた形であり、その動作は図１の前期実施
形態のものと同様の動作を行うが、ワークコイルＬ１の
一端がＧＮＤ側となっている。
【００４２】図１の回路では、ワークコイルＬ１には常
に、スイッチング素子Ｑ１によって駆動される高周波電
圧以外に電源電圧が重畳されており、その分ワークコイ
ルＬ１にかかる電圧は高い値で動作することになる。し
かし、図６に示す本実施形態の回路では、電源電圧の分
だけワークコイルＬ１の電圧は（図１の回路より）低い
値で動作する。
に、スイッチング素子Ｑ１によって駆動される高周波電
圧以外に電源電圧が重畳されており、その分ワークコイ
ルＬ１にかかる電圧は高い値で動作することになる。し
かし、図６に示す本実施形態の回路では、電源電圧の分
だけワークコイルＬ１の電圧は（図１の回路より）低い
値で動作する。
【００４３】一般的な誘導加熱型定着装置の場合、ワー
クコイル（誘導加熱コイル）の外周にはその負荷となる
円筒状導体の定着ローラが同心円状に配置される。この
ような構成では、定着ローラは導体でフレームＧＮＤと
なるため、前記実施形態のようにワークコイルに電源電
圧が重畳されるような回路ではワークコイルに高電圧が
かかる。そのため、安全規格の絶縁耐圧の点から、ワー
クコイルと定着ローラの距離をあまり接近させることは
できない。しかし、図６に示す本実施形態の回路では、
ワークコイルＬ１の電圧が低い分だけワークコイルと定
着ローラ間のギャップを短くできる。本実施形態では、
ワークコイルＬ１と定着ローラ間のギャップ：ｇを３ｍ
ｍ以下となるように構成して、効率の良い定着装置を実
現することができる。
クコイル（誘導加熱コイル）の外周にはその負荷となる
円筒状導体の定着ローラが同心円状に配置される。この
ような構成では、定着ローラは導体でフレームＧＮＤと
なるため、前記実施形態のようにワークコイルに電源電
圧が重畳されるような回路ではワークコイルに高電圧が
かかる。そのため、安全規格の絶縁耐圧の点から、ワー
クコイルと定着ローラの距離をあまり接近させることは
できない。しかし、図６に示す本実施形態の回路では、
ワークコイルＬ１の電圧が低い分だけワークコイルと定
着ローラ間のギャップを短くできる。本実施形態では、
ワークコイルＬ１と定着ローラ間のギャップ：ｇを３ｍ
ｍ以下となるように構成して、効率の良い定着装置を実
現することができる。
【００４４】また、ワークコイルＬ１の一端をＧＮＤ側
となるように構成したことにより、これに並列接続され
る回路素子もＧＮＤ側の接続となり、図１の前記実施形
態よりもＧＮＤ側の接続素子が多くなり、高周波ノイズ
の発生を低減させることができる。
となるように構成したことにより、これに並列接続され
る回路素子もＧＮＤ側の接続となり、図１の前記実施形
態よりもＧＮＤ側の接続素子が多くなり、高周波ノイズ
の発生を低減させることができる。
【００４５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の誘導加熱
用インバータ回路を用いた定着装置によれば、誘導加熱
コイルの両端にコンデンサと第２スイッチング素子の直
列回路を該コンデンサの一端が電源側に接続されるよう
に並列接続するとともに、前記第２スイッチング素子に
並列に第２のコンデンサを接続したので、周波数を固定
したＰＷＭ（パルス幅変調）による電力制御が可能にな
るため、定着ローラの渦電流浸透度を一定にすることが
でき、画像品質に優れた安定した定着動作を行うことが
できる。
用インバータ回路を用いた定着装置によれば、誘導加熱
コイルの両端にコンデンサと第２スイッチング素子の直
列回路を該コンデンサの一端が電源側に接続されるよう
に並列接続するとともに、前記第２スイッチング素子に
並列に第２のコンデンサを接続したので、周波数を固定
したＰＷＭ（パルス幅変調）による電力制御が可能にな
るため、定着ローラの渦電流浸透度を一定にすることが
でき、画像品質に優れた安定した定着動作を行うことが
できる。
【００４６】また、オフ時の電圧が第２スイッチング素
子及びそれに直列接続のコンデンサによって抑制される
ため、メインスイッチ，サブスイッチ（スイッチング素
子及び第２スイッチング素子）にかかる電圧が小さく、
１００Ｖ用の素子が使用可能となり、小型のインバータ
回路を実現することができる。これにより、交流入力電
圧２００Ｖ系に対応した小型の定着装置を構成すること
が可能となった。
子及びそれに直列接続のコンデンサによって抑制される
ため、メインスイッチ，サブスイッチ（スイッチング素
子及び第２スイッチング素子）にかかる電圧が小さく、
１００Ｖ用の素子が使用可能となり、小型のインバータ
回路を実現することができる。これにより、交流入力電
圧２００Ｖ系に対応した小型の定着装置を構成すること
が可能となった。
【００４７】さらに、スイッチング素子にかかる電圧が
低いため、従来方式では実現できなかった入力電力及び
電圧範囲での動作が可能となり、適用範囲を大きく広げ
ることができる。
低いため、従来方式では実現できなかった入力電力及び
電圧範囲での動作が可能となり、適用範囲を大きく広げ
ることができる。
【００４８】さらに加えて、各スイッチング素子はそれ
ぞれ電圧，電流がゼロの点でオン／オフされ、ＺＶＳ
（ゼロ電圧スイッチング）及びＺＣＳ（ゼロ電流スイッ
チング）を実現することができる。したがって、素子の
スイッチング損失が少ないため、効率が良く、かつスイ
ッチングノイズの発生の少ない誘導加熱用インバータ回
路を実現することができる。
ぞれ電圧，電流がゼロの点でオン／オフされ、ＺＶＳ
（ゼロ電圧スイッチング）及びＺＣＳ（ゼロ電流スイッ
チング）を実現することができる。したがって、素子の
スイッチング損失が少ないため、効率が良く、かつスイ
ッチングノイズの発生の少ない誘導加熱用インバータ回
路を実現することができる。
【００４９】また、共振コンデンサが直列に接続されて
いるため、それぞれのコンデンサの耐圧が低いもので回
路を構成することができ、耐圧の低いコンデンサを使用
して小型・低コストの誘導加熱用インバータ回路を実現
することができる。
いるため、それぞれのコンデンサの耐圧が低いもので回
路を構成することができ、耐圧の低いコンデンサを使用
して小型・低コストの誘導加熱用インバータ回路を実現
することができる。
【００５０】請求項２の構成により、誘導加熱コイルと
並列にインダクタンスとコンデンサの直列回路を接続す
るので、共振初期電流の値を大きくし、ＺＶＳ（ゼロ電
圧スイッチング）の領域拡大を可能とすることができ
る。
並列にインダクタンスとコンデンサの直列回路を接続す
るので、共振初期電流の値を大きくし、ＺＶＳ（ゼロ電
圧スイッチング）の領域拡大を可能とすることができ
る。
【００５１】請求項３，４の構成により、誘導加熱コイ
ルと並列にインダクタンスと第３のスイッチング素子の
直列回路を接続、または、誘導加熱コイルと並列にイン
ダクタンスとコンデンサと第３のスイッチング素子の直
列回路を接続するので、制御範囲が広がるという特徴を
保ちながら、効率も向上させることができる。
ルと並列にインダクタンスと第３のスイッチング素子の
直列回路を接続、または、誘導加熱コイルと並列にイン
ダクタンスとコンデンサと第３のスイッチング素子の直
列回路を接続するので、制御範囲が広がるという特徴を
保ちながら、効率も向上させることができる。
【００５２】請求項５の構成により、誘導加熱コイルの
電圧が低い分だけ誘導加熱コイルと定着ローラ間のギャ
ップを短く（３ｍｍ以下）構成して、効率の良い定着装
置を実現することができる。また、誘導加熱コイルの一
端をＧＮＤ側となるように構成したことにより、これに
並列接続される回路素子もＧＮＤ側の接続となり、高周
波ノイズの発生を低減させることができる。
電圧が低い分だけ誘導加熱コイルと定着ローラ間のギャ
ップを短く（３ｍｍ以下）構成して、効率の良い定着装
置を実現することができる。また、誘導加熱コイルの一
端をＧＮＤ側となるように構成したことにより、これに
並列接続される回路素子もＧＮＤ側の接続となり、高周
波ノイズの発生を低減させることができる。
【図１】本発明の一実施形態の定着装置における誘導加
熱用インバータ回路の構成を示す回路図である。
熱用インバータ回路の構成を示す回路図である。
【図２】本実施形態のインバータ回路の動作を説明する
ための、モード遷移図（ａ）と動作波形図（ｂ）であ
る。
ための、モード遷移図（ａ）と動作波形図（ｂ）であ
る。
【図３】本実施形態と従来例における入力電力制御の特
性を示すグラフである。
性を示すグラフである。
【図４】本発明の第２の実施形態における誘導加熱用イ
ンバータ回路の構成を示す回路図である。
ンバータ回路の構成を示す回路図である。
【図５】本発明の第３の実施形態における誘導加熱用イ
ンバータ回路の構成を示す回路図である。
ンバータ回路の構成を示す回路図である。
【図６】本発明の第４の実施形態における誘導加熱用イ
ンバータ回路の構成を示す回路図である。
ンバータ回路の構成を示す回路図である。
【図７】従来の定着装置における誘導加熱用インバータ
回路の一例を示す回路図である。
回路の一例を示す回路図である。
１ 定着ローラ（電気的等価回路） Ｃ１ 第２のコンデンサ（第一共振コンデンサ） Ｃｓ コンデンサ（第二共振コンデンサ） Ｌ１ ワークコイル（誘導加熱コイル） Ｌａ インダクタ Ｑ１ メインスイッチ（スイッチング素子） Ｑ２ サブスイッチ（第２スイッチング素子） Ｑ２ 第３スイッチング素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 大内 二郎 宮城県柴田郡柴田町大字中名生字神明堂３ −１ 東北リコー株式会社内 Ｆターム(参考） 2H033 AA02 AA21 AA23 BA24 BB17 BE06 3K059 AA03 AB23 AD05 AD13 CD18
Claims (5)
- 【請求項１】 電源にその一端を接続された誘導加熱コ
イルの他端をスイッチング素子で駆動する誘導加熱用イ
ンバータ回路を用いた定着装置において、 前記誘導加熱コイルの両端にコンデンサと第２スイッチ
ング素子の直列回路を該コンデンサの一端が電源側に接
続されるように並列接続するとともに、前記第２スイッ
チング素子に並列に第２のコンデンサを接続することを
特徴とする誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装
置。 - 【請求項２】 前記誘導加熱コイルと並列にインダクタ
ンスとコンデンサの直列回路を接続することを特徴とす
る、請求項１に記載の誘導加熱用インバータ回路を用い
た定着装置。 - 【請求項３】 前記誘導加熱コイルと並列にインダクタ
ンスと第３のスイッチング素子の直列回路を接続するこ
とを特徴とする、請求項１に記載の誘導加熱用インバー
タ回路を用いた定着装置。 - 【請求項４】 前記誘導加熱コイルと並列にインダクタ
ンスとコンデンサと第３のスイッチング素子の直列回路
を接続することを特徴とする、請求項１に記載の誘導加
熱用インバータ回路を用いた定着装置。 - 【請求項５】 誘導加熱コイルの一端をグランドに接続
し、他端にスイッチング素子を直列に接続して、電源の
正極側が前記スイッチング素子となるように接続し、 前記誘導加熱コイルの両端にコンデンサと第２スイッチ
ング素子の直列回路を該コンデンサの一端が前記スイッ
チング素子側に接続されるように並列接続するととも
に、前記第２スイッチング素子に並列に第２のコンデン
サを接続した誘導加熱用インバータ回路を用い、 前記誘導加熱コイルと定着ローラ間のギャップを３ｍｍ
以下となるように構成したことを特徴とする誘導加熱用
インバータ回路を用いた定着装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06345499A JP3703989B2 (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06345499A JP3703989B2 (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000259018A true JP2000259018A (ja) | 2000-09-22 |
| JP3703989B2 JP3703989B2 (ja) | 2005-10-05 |
Family
ID=13229712
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06345499A Expired - Fee Related JP3703989B2 (ja) | 1999-03-10 | 1999-03-10 | 誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3703989B2 (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6531689B2 (en) | 2000-05-12 | 2003-03-11 | Ricoh Company, Ltd. | Fixing device using an inverter circuit for induction heating |
| WO2005088407A1 (ja) * | 2004-03-10 | 2005-09-22 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 像加熱装置 |
| JP2009063830A (ja) * | 2007-09-06 | 2009-03-26 | Ricoh Co Ltd | 電源装置、定着装置、画像形成装置 |
| US8032045B2 (en) | 2004-12-14 | 2011-10-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Fusing device heated by induced current for instantly controlling power |
| WO2016167501A1 (ko) * | 2015-04-17 | 2016-10-20 | 주식회사 피에스텍 | 이중주파수 공진형 인버터를 이용한 유도가열 장치 |
| US20210396595A1 (en) * | 2018-02-07 | 2021-12-23 | Renault S.A.S. | Method and device for detecting when a predefined temperature threshold is exceeded |
-
1999
- 1999-03-10 JP JP06345499A patent/JP3703989B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US7379685B2 (en) | 2004-03-10 | 2008-05-27 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Image heating apparatus |
| CN100474171C (zh) * | 2004-03-10 | 2009-04-01 | 松下电器产业株式会社 | 图象加热装置 |
| US8032045B2 (en) | 2004-12-14 | 2011-10-04 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Fusing device heated by induced current for instantly controlling power |
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| US20210396595A1 (en) * | 2018-02-07 | 2021-12-23 | Renault S.A.S. | Method and device for detecting when a predefined temperature threshold is exceeded |
| US12152943B2 (en) * | 2018-02-07 | 2024-11-26 | Ampere S.A.S. | Method and device for detecting when a predefined temperature threshold is exceeded |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3703989B2 (ja) | 2005-10-05 |
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