JP2000332502A - 高周波信号切替装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 どのチャネルを導通させても挿入損失が均一
な高周波信号切替装置を提供する。 【解決手段】 共通伝送線路１０から分岐した各個別伝
送線路１１〜１４上に、一端が個別伝送線路に接続され
たスタブ，及びこのスタブの他端を開放或いは接地状態
とするトランジスタにより構成されたスタブ共振型スイ
ッチからなるスイッチＳＷ１〜４をそれぞれ設ける。個
別伝送線路１１〜１４を、共通伝送線路１０に対して線
対称な形状に配線すると共に、各トランジスタのゲート
を櫛歯形状に形成し、外側チャネルＣＨ１，４のスイッ
チＳＷ１，４と内側チャネルＣＨ２，３のスイッチＳＷ
２，３とで、トランジスタのゲートの櫛歯本数（即ち総
ゲート幅）を異ならせることにより、トランジスタのオ
ン抵抗、ひいてはスイッチオン時の伝送特性を変化さ
せ、両チャネル間の伝送損失差を補償する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波やミリ
波等からなる高周波信号の伝送経路を切り替える高周波
信号切替装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来より、高周波信号を処理する各種シ
ステムにおいて、信号の発生・停止を制御したり、複数
の信号を切り替えて処理するために、複数設定された伝
送経路（チャンネル）の切替や導通，遮断を、電気的な
制御によって行う高周波信号切替装置（例えば、特開平
５−５５８０４号公報等）が知られている。

【０００３】その一例として、図１７に、一対の個別伝
送線路１０１，１０２と、これら個別伝送線路１０１，
１０２の一端が共通に接続された共通伝送線路１０３と
を備え、各個別伝送線路１０１，１０２には、該個別伝
送線路１０１，１０２を導通，遮断するスイッチＳＷ
ａ，ＳＷｂがそれぞれ設けられた２チャンネルの高周波
信号切替装置１００を示す。この高周波信号切替装置１
００は、例えば、各個別伝送線路１０１，１０２が人工
衛星から垂直偏波，水平偏波を受信するアンテナＡＮＴ
に接続され、何れかの偏波信号を切り替えて出力するた
め等に使用されている。

【０００４】ところで、一般に、信号の伝送経路に設け
られるこの種の装置は、低挿入損失であることが要求さ
れる。なお、上述の高周波信号切替装置１００のよう
に、複数の個別伝送線路１０１，１０２を有する場合に
は、挿入損失を増加させる主要な原因として、スイッチ
がオンされた個別伝送線路（以下、導通チャネルとい
う；図１７では個別伝送線路１０２）からの高周波信号
と、スイッチがオフされた個別伝送線路（以下、遮断チ
ャネルという；図１７では個別伝送線路１０１）にて発
生する反射波とが、両個別伝送線路１０１，１０２の分
岐点Ｔにて起こす干渉がある。

【０００５】これに対して、各スイッチＳＷａ，ＳＷｂ
から分岐点Ｔに至る線路長Ｌｉ（ｉ＝１，２）を、λ／
４（但し、λは目標周波数となる高周波信号の線路内波
長）の偶数倍（Ｌｉ＝２ｎ×λ／４，ｎ＝０，１，２，
…）の長さに設定することにより、遮断チャネルのスイ
ッチにて信号の反射が生じないようにすることが行われ
ている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上述のように
線路長Ｌｉを設定しても、実際には、製造上のばらつき
等により、遮断チャネルからの反射波を完全に抑えるこ
とはできず、このような反射波が導通チャネルの伝送損
失に影響を与えている。つまり、高周波信号切替装置の
チャンネル数が増加するほど、遮断チャンネルの数、即
ち分岐点Ｔにて干渉を起こす反射波の数も増加するた
め、導通チャネルの伝送損失が増大するという問題があ
った。

【０００７】また、高周波信号切替装置を、半導体チッ
プ上に構成する場合、他のチップとの接続し易さを考慮
して、通常、チップ外周部の一つの辺に入力端子を配置
し、その対向辺に出力端子を揃えて配置することが行わ
れる。この場合、形成するパターンが制約され、個別伝
送線路が３本以上存在すると、全ての個別伝送線路を同
じ形状且つ同じ長さにすることは不可能であり、その結
果、チャネル毎に導通時の伝送損失、及び遮断時に生じ
る反射波の大きさが異なってしまう。

【０００８】つまり、導通チャネルが変わる毎に、導通
チャネル自身が持つ伝送損失や、遮断チャネルにて発生
する反射波が異なったものとなるため、高周波信号切替
装置の挿入損失は、どのチャネルを導通させるかによっ
てばらついてしまうという問題があった。

【０００９】具体的に、例えば３チャネルの高周波切替
装置を自動車用ミリ波レーダの方位検出装置に適用し、
３つの受信アンテナからの受信信号を、択一的に受信器
に供給するために用いた場合、個別伝送線路の形状や長
さが異なるチャネル間では、伝送損失が互いに異なった
ものとなるため、同じ強度のレーダ波を受信しても、受
信信号の強度は互いに異なったものとなってしまい、検
出距離を誤認識してしまうおそれがあった。

【００１０】そこで、本発明は、上記問題点を解決する
ために、どのチャネルを導通させても挿入損失が均一な
高周波信号切替装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
請求項１記載の高周波信号切替装置では、共通線から分
岐した複数の個別線のいずれかを、各個別線に設けられ
たスイッチング手段を制御することにより択一的に導通
させて、導通した個別線及び共通線を用いて高周波信号
の伝送を行う。

【００１２】なお、スイッチング手段はトランジスタを
含んで構成されており、このトランジスタのオン抵抗
が、個別線間の伝送損失の相違を補償するよう個別に設
定されている。但し、ここでは、トランジスタのゲート
（入力）電圧Ｖｇに対する出力ドレイン（出力）電流Ｉ
ｓの比の逆数Ｖｇ／Ｉｓをオン抵抗Ｒonと呼ぶ。

【００１３】従って、本発明の高周波信号切替装置によ
れば、トランジスタのオン抵抗を適宜設定することによ
り、各チャネルの伝送損失を調整できるため、各チャン
ネルの経路差や分岐点での干渉によって生じる伝送損失
差を相殺することができ、どのチャネルを導通させても
挿入損失が均一となるようにすることができる。

【００１４】その結果、当該装置の異なったチャネルを
通過した信号間に誤差を生じさせてしまうことがなく、
当該装置を用いれば、信頼性が高く高性能な各種装置を
構成することができる。ところで、スイッチング手段と
しては、例えば、請求項２記載のように、一端が個別線
に接続されたスタブ、及びスタブの個別線との接続端と
は反対側に位置する制御端に接続されたトランジスタを
備え、このトランジスタによりスタブの制御端の接続状
態を開放或いは接地のいずれかに切り替えることによ
り、個別線の導通，遮断を制御するスタブ共振型スイッ
チを用いることができる。

【００１５】ここで、図１３（ａ）はスタブ共振型スイ
ッチ、図１３（ｂ）（ｃ）はその等価回路を示すもので
ある。そして、トランジスタのオン時の等価回路は、図
１３（ｂ）に示すように、トランジスタのオン抵抗に等
しい抵抗器を介してスタブの制御端を接地したもの、即
ち疑似的なショートスタブとなり、一方、トランジスタ
のオフ時の等価回路は、図１３（ｃ）に示すように、ト
ランジスタの持つ寄生容量分に等しいコンデンサを介し
てスタブの制御端を接地したもの、即ち疑似的なオープ
ンスタブとなる。

【００１６】なお、目標周波数での線路内波長をλとし
て、スタブ長がλ／４に設定されたスタブ共振型スイッ
チを用いた場合、図１４に示すように、ショートスタブ
（トランジスタ：オン）の時に、目標周波数近傍の高周
波信号に対して伝送損失が小さくなるためチャネルが導
通状態となり、一方、オープンスタブ（トランジスタ：
オフ）の時に、同じ高周波信号に対して伝送損失が大き
くなるためチャネルが遮断状態となる。

【００１７】そして、スタブ共振型スイッチでは、トラ
ンジスタのオン抵抗Ｒonを小さくするほど、理想的なシ
ョートスタブに近づき、また、トランジスタの寄生容量
Ｃに基づくリアクタンス分｜１／ｊωＣ｜を大きく（寄
生容量Ｃを小さく）するほど、理想的なオープンスタブ
に近づく。即ち、スタブ長をλ／４に設定した場合、ト
ランジスタのオン抵抗Ｒonの大きさを適宜設定すること
により、導通チャネルでの伝送損失を所望のレベルに設
定することができるのである。

【００１８】また、スイッチング手段としてスタブ共振
型スイッチを接続した個別伝送線路では、高周波信号を
双方向に通過させることができるため、当該高周波信号
切替装置を、マルチプレクサ及びデマルチプレクサのい
ずれとしても使用することができる。

【００１９】ところで、トランジスタのオン抵抗を変化
させるには、例えば、請求項３記載のように、スイッチ
ング手段毎にトランジスタのゲート幅を変化させればよ
い。但し、図１５に示すように、トランジスタに接続さ
れる伝送線路やスタブより、線路幅方向に突出させた状
態でゲートを形成しても、この突出部分は、オン抵抗の
低減に寄与しない。このため、具体的には、トランジス
タのゲートを櫛歯形状に形成し、請求項４記載のように
形成する櫛歯の本数、或いは請求項５記載のように形成
する櫛歯の長さを変えることによって、ゲート幅を変化
させることが望ましい。

【００２０】特に、トランジスタに接続される伝送線路
やスタブがコプレナー線路にて形成されている場合、線
路幅を変化させると伝送特性が変化してしまうが、櫛歯
形状のゲートを用いることにより、トランジスタとの接
続端での線路幅（即ち線路特性）を変化させてしまうこ
とがなく、理想的なオープンスタブやショートスタブに
近い特性を実現でき、優れたスイッチング特性を得るこ
とができる。

【００２１】また、櫛歯形状のゲートを用いた場合、同
じゲート幅を得るのであれば、櫛歯を多数形成すること
で、櫛歯１本当たりの長さ（ゲート幅）を短くできるた
め、ゲート端部（櫛歯の先端）への給電を遅延なく行う
ことができ、トランジスタのオン，オフ動作、ひいては
スイッチング手段による導通，遮断の切替動作を高速に
行うことができる。

【００２２】ところで、近年、高速なスイッチング動作
を可能とするトランジスタとして、高電子移動度トラン
ジスタ（ＨＥＭＴ：High Electron Mobility Transisto
r）が注目されている。ＨＥＭＴは、図１６に示すよう
に、キャップ層Ｈｐ，ゲートコンタクト層Ｈｇ，ドープ
層Ｈｄ，チャネル層Ｈｃ等を有しており、ゲート電極Ｋ
Ｇに加える電圧により、ソース電極ＫＳ・ドレイン電極
ＫＤ間のチャネル層Ｈｃを流れる電流を制御する構造と
なっている。

【００２３】そして、ゲートコンタクト層Ｈｇのゲート
電極取付部分には、リセスＲが形成されており、このリ
セスＲにて、ゲートコンタクト層Ｈｇの膜厚Ｄ等を制御
することにより、ピンチオフ電圧の大きさを制御してい
る。このように構成されたＨＥＭＴのオン抵抗Ｒonは、
（１）式に示すように、ゲート幅だけでなくリセスＲの
形状によっても変化する。但し、Ｗはゲート幅，Ｌはリ
セス長，Ｄはリセス形成部分のゲートコンタクト層Ｈｇ
の残り膜厚，ρはチャネルシート抵抗である。

【００２４】 Ｒon＝ρ・Ｗ・Ｌ／Ｄ （１） 従って、スイッチング手段を構成するトランジスタがＨ
ＥＭＴである場合、そのオン抵抗を変化させるために、
例えば、請求項６記載のようにトランジスタのリセス長
Ｌ、或いは請求項７記載のようにトランジスタのリセス
深さ（即ち、ゲートコンタクト層Ｈｇの残り膜厚Ｄ）を
変化させてもよい。

【００２５】特にリセス深さを変化させる場合には、例
えば、請求項８記載のように、トランジスタのリセスＲ
を段溝形状とし、形成する溝の段数を変化させれること
により簡単に実現できる。また更に、トランジスタのオ
ン抵抗Ｒonを変化させるには、請求項９記載のように、
スイッチング手段毎にトランジスタに印加するゲートバ
イアス電圧を変化させてもよい。

【００２６】この場合、ゲートバイアス電圧は、作製さ
れた高周波切替装置の挿入損失を実測した結果に基づい
て設定できるため、製造時に生じるバラツキも含めて補
償することができる。そして、ゲートバイアス電圧によ
りトランジスタのオン抵抗Ｒonを調整する場合には、請
求項１０記載のように、供給電圧を分圧する分圧回路を
設け、この分圧回路により、ゲートバイアス電圧を生成
することが望ましい。

【００２７】即ち、トランジスタのオン抵抗Ｒonは、ド
レイン電流が流れ始めるピンチオフ電圧付近にて、ゲー
トバイアス電圧のわずかな変化に対して大きく変化す
る。従って、このピンチオフ電圧付近でトランジスタの
オン抵抗Ｒonを制御するには、小さな電圧範囲内で細か
く電圧レベルを制御しなければならない。そこで、供給
電圧を１／ｎに分圧するように分圧回路を設定すれば、
供給電圧の分解能のｎ倍の精度にて、ゲートバイアス電
圧を調整することになり、高精度な調整を容易に行うこ
とができるのである。

【００２８】次に、高周波信号線路は、請求項１１記載
のように、共通線に対して線対称な形状に形成すること
が望ましい。即ち、対称な位置に存在する一対の個別線
は、その形状及び長さが等しく伝送損失が同一となるた
め、調整時に個別に設定すべきオン抵抗の種類を、ほぼ
半減することができ、装置の設計，作製を容易化できる
からである。

【００２９】ところで、ミリ波帯では、一般に、伝送基
本モードとしてＴＥＭ（Transmission Electric Magnet
ic）波が用いられている。このＴＥＭ波は、伝搬方向に
電気力線と磁力線のモードが存在しないため、垂直に交
わる分岐点では損失なく伝搬されるが、斜めに交わる分
岐点では、伝搬方向に電気力線と磁力線が混在するモー
ドが発生してしまい、反射波を発生させる等して伝送損
失を増大させてしまうことが知られている。

【００３０】そこで、高周波信号線路は、請求項１２記
載のように、Ｔ字分岐，或いは十字分岐を用いて直進方
向，或いは垂直方向に分岐するよう形成することが望ま
しい。この場合、高周波信号としてミリ波帯の周波数を
有するものを用いた場合に、分岐点での反射，損失を最
小限に抑えることができ、当該装置の性能を向上させる
ことができる。また、スイッチング手段を構成するトラ
ンジスタのオン抵抗を設定する際に、分岐点での反射，
損失を考慮する必要がないため、設計の容易化を図るこ
とができる。

【００３１】次に、請求項１３記載の高周波信号切替装
置では、共通線から分岐した複数の個別線のいずれか
を、各個別線に設けられたスイッチング手段を制御する
ことにより択一的に導通させる。そして、増幅手段が、
個別線に向けて伝送される高周波信号を増幅する。但
し、増幅手段は、増幅率の設定が可変なものを用いてい
る。

【００３２】従って、本発明の高周波信号切替装置によ
れば、個別線間の伝送損失の相違を補償するようスイッ
チング手段の動作に応じて増幅手段の増幅率の設定を変
化させれば、各チャンネルの伝送経路差や分岐点での干
渉等によって生じる伝送損失差が相殺され、どのチャネ
ルを導通させても挿入損失が均一になるため、信号の通
過方向が一方向に制限される以外は、請求項１記載の高
周波信号切替装置と全く同様の効果を得ることができ
る。

【００３３】また、本発明の高周波信号切替装置によれ
ば、増幅手段にて伝送損失分が補われるため、伝送損失
の大きい、より多分岐の高周波切替装置にも好適に適用
することができる。更に、本発明の高周波信号切替装置
によれば、増幅手段の増幅率を各チャネルでの伝送損失
を上回るように設定すれば、単に信号の切替を行うだけ
でなく、信号を増幅して出力することができ、高性能化
を図ることができる。

【００３４】なお、増幅手段が、トランジスタを含んで
構成されている場合、増幅手段の増幅率を変化させるに
は、請求項１４記載のように、トランジスタのゲートバ
イアス電圧を変化させるか、又は請求項１５記載のよう
に、トランジスタのドレインバイアス電圧を変化させれ
ばよい。

【００３５】特に、ドレインバイアス電圧を変化させる
場合には、請求項１６記載のように、デプレション型の
トランジスタを用いれば、ゲートバイアス電圧を接地電
位に固定して用いることが可能となり、ゲートバイアス
電圧用印加用の制御電極や信号線を省略できる。従っ
て、ＭＭＩＣ化した場合には、チップ面積の縮小を図る
ことができる。

【００３６】次に、請求項１７記載の高周波信号切替装
置では、共通線から分岐した複数の個別線のいずれか
を、各個別線に設けられたスイッチング手段を制御する
ことにより択一的に導通させる。そして、増幅手段が、
個別線から伝送されてくる高周波信号を増幅する。但
し、増幅手段は、増幅率の設定が可能なものを用いてい
る。

【００３７】従って、本発明の高周波信号切替装置によ
れば、個別線間の伝送損失の相違を補償するようスイッ
チング手段の動作に応じて増幅手段の増幅率の設定を変
化させれば、各チャンネルの伝送経路差や分岐点での干
渉等によって生じる伝送損失差が相殺され、どのチャネ
ルを導通させても挿入損失が均一になるため、信号の通
過方向が反対である以外は、請求項１３記載の高周波信
号切替装置と全く同様の効果を得ることができる。

【００３８】なお、請求項１８〜２０に記載されている
ように、請求項１３記載の高周波信号切替装置に対する
請求項１４〜１６の構成を、請求項１７記載の高周波信
号切替装置にも、全く同様に適用することができる。

【００３９】

【発明の実施の形態】以下に本発明の実施形態を図面と
共に説明する。 ［第１実施形態］図１は、本実施形態の高周波信号切替
装置の概略構成図である。但し、本実施形態の高周波信
号切替装置はＭＭＩＣ化されたものであり、図１は、Ｍ
ＭＩＣチップ上における伝送線路の配線状態も示す。ま
た、図面上では明示しないが、各伝送線路はコプレナー
線路にて構成されている。

【００４０】図１に示すように、本実施形態の高周波信
号切替装置２は、一端が電極パッドＰＳ０に接続された
共通線としての共通伝送線路１０と、一端がそれぞれ電
極パッドＰＳ１〜ＰＳ４に接続された個別線としての個
別伝送線路１１〜１４とを備えている。以下、共通伝送
線路１０及び個別伝送線路１１〜１４を総称して高周波
信号線路と呼ぶ。

【００４１】そして、共通伝送線路１０は、その電極パ
ッド接続端とは反対側の端部（第１分岐点という）Ｔ１
が２分岐しており、更に、その２分岐した各端部（第２
分岐点という）Ｔ２１，Ｔ２２から、それぞれ一対の個
別伝送線路１１，１２及び１３，１４が分岐している。

【００４２】また、共通伝送線路１０及び個別伝送線路
１１が平行に配線され、しかも信号の伝送方向が変化す
る部位では直角に曲がるよう、第１及び第２分岐点Ｔ
１，Ｔ２１，Ｔ２２では、交差部分が直角なＴ字分岐が
用いられ、また、両外側の個別伝送線路１１，１４は、
くの字状に直角に屈曲した部分を有している。

【００４３】しかも、高周波伝送線路の全体形状は、共
通伝送線路１０に対して線対称となるように形成されて
おり、外側に位置する個別伝送線路１１，１４（以下、
外側チャネルという）同士、また内側に位置する個別伝
送線路１２，１３（以下、内側チャネルという）同士
は、それぞれ線路長及び線路形状に基づく線路単体の伝
送損失が等しくなるように構成されている。

【００４４】また、各個別伝送線路１１〜１４上には、
それぞれ個別伝送線路１１〜１４を導通，遮断し、導通
時には予め設定された目標周波数（本実施形態では７７
ＧＨｚ）近傍の高周波信号をのみを選択的に通過させる
スイッチング手段としてのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４が設
けられている。以下、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４が設けら
れた各個別伝送線路１１〜１４を、それぞれチャネルＣ
Ｈ１〜ＣＨ４とも呼ぶ。

【００４５】更に、高周波信号切替装置２には、図示し
ないが、制御信号を印加するための制御用電極パッド
と、各制御用電極パッドと各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４と
を接続する制御信号線路とが設けられており、各スイッ
チＳＷ１〜ＳＷ４は、制御用電極パッドに印加され、制
御信号線路を介して供給される制御信号に従って駆動さ
れるように構成されている。

【００４６】ここで、スイッチＳＷｉ（ｉ＝１，２，
３，４）は、図１３に示すように、一端が個別伝送線路
に接続されたスタブ２０と、個別伝送線路への接続端と
は反対側に位置する制御端を接地，或いは開放状態とす
るトランジスタ２２とからなり、いわゆるスタブ共振型
スイッチにより構成されている。

【００４７】このうち、スタブ２０は、高周波伝送線路
と同様にコプレナー線路にて構成されており、目標周波
数の高周波信号の線路内波長をλとして、長さ（スタブ
長）がλ／４に設定されている。つまり、スイッチＳＷ
ｉが接続されたチャネルＣＨｉは、擬似的なショートス
タブが形成されるトランジスタ２２のオン時に導通状態
となり、一方、擬似的なオープンスタブが形成されるト
ランジスタ２２のオフ時に遮断状態となる。

【００４８】一方、トランジスタ２２は、ＩｎＡｌＡｓ
（ドープ層）／歪ＩｎＧａＡｓ（チャネル層）をエピ膜
に用いた高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）からな
る（図１６参照）。但し、外側チャネルＣＨ１，４を制
御するスイッチＳＷ１，４に設けられたトランジスタ２
２ａは、図２（ａ）に示すように、一対のドレイン電極
ＫＤ及び３個のソース電極ＫＳが交互に配置されると共
に、これら両電極間のそれぞれに配置された４本の突出
部（櫛歯部分）を有する櫛歯形状のゲート電極ＫＧが配
線されている。なお、スタブ２０の先端に接続されたド
レイン電極ＫＤは、スタブ２０の線路幅より突出するこ
となく、スタブ２０の先端がコの字状となるよう形成さ
れており、また、ソース電極ＫＳは、図中では各電極が
分離されているが、実際には、エアブリッジ配線により
互いに接続されており、両外側の電極が、接地電位に固
定されたグランド電極に接続されている。

【００４９】一方、内側チャネルＣＨ２，３を制御する
スイッチＳＷ２，３に設けられたトランジスタ２２ｂ
は、図２（ｂ）に示すように、スタブ２０の線路幅とと
同じ幅に形成されたドレイン電極ＫＤ、及びドレイン電
極ＫＤの幅方向両側に配置された一対のソース電極ＫＳ
を備え、これら両電極間のそれぞれに配置された２本の
突出部（櫛歯部分）を有する櫛歯形状のゲート電極ＫＧ
が配線されている。なお、ソース電極ＫＳは、いずれも
グランド電極に接続されている。

【００５０】そして、いずれのトランジスタ２２ａ，２
２ｂも、ゲート電極ＫＧの櫛歯部分の長さは、５０［μ
ｍ］で一定に形成されており、従って、トランジスタ２
２ａの総ゲート幅は２００［μｍ］、トランジスタ２２
ｂの総ゲート幅は１００［μｍ］に設定されている。

【００５１】ここで、図３のグラフは、トランジスタ２
２の総ゲート幅に対するオン抵抗の変化を測定した結果
を示すものであり、総ゲート幅を増大させるほど、オン
抵抗が低下する様子が表されている。つまり、各トラン
ジスタ２２ａ，２２ｂの総ゲート幅は、図３のグラフに
基づき、外側チャネルＣＨ１，４と内側チャネルＣＨ
２，３との間の伝送経路差等に基づく伝送損失差を相殺
するような大きさに設定されている。

【００５２】例えば、外側チャネルＣＨ１，４と内側チ
ャネルＣＨ２，３との伝送損失差が０．３［ｄＢ］であ
る場合、総ゲート幅が１００［μｍ］であるトランジス
タ２２ｂを用いて構成された内側チャネルのスイッチＳ
Ｗ２，３による損失が１．８［ｄＢ］であれば、外側チ
ャネルのスイッチＳＷ１，４による損失が１．５［ｄ
Ｂ］となるように、トランジスタ２２ａの総ゲート幅を
設定（ここでは２００［μｍ］）することにより、どの
チャネルの伝送損失も１．８［ｄＢ］で均等になるので
ある。

【００５３】このように構成された本実施形態の高周波
信号切替装置２では、制御用電極パッドに、いずれか一
つのチャネルＣＨｉのみを択一的に導通させるような制
御信号を印加して使用する。そして、制御信号によりチ
ャネルＣＨｉを導通させた時には、個別電極パッドＰＳ
ｉに印加された高周波信号のみが、共通電極パッドＰＳ
０から出力され、逆に、共通電極パッドＰＳ０に印加さ
れた高周波信号が、個別電極パッドＰＳｉのみから出力
される。つまり、マルチプレクサ或いはデマルチプレク
サのいずれとしても動作する。

【００５４】以上説明したように、本実施形態の高周波
信号切替装置２においては、各チャネルの導通，遮断を
行うスイッチＳＷ１〜４を、スタブ２０及びトランジス
タ２２からなるスタブ共振型スイッチにて構成してい
る。しかも、外側チャネルＣＨ１又はＣＨ４が導通チャ
ネルである場合と、内側チャネルＣＨ２又はＣＨ３が導
通チャネルである場合とで、互いに異なったものとなる
挿入損失（導通チャネルの線路長差に基づく損失、及び
各遮断チャネルからの反射波の干渉に基づく損失）の大
きさに応じて、この挿入損失差を補償するように、各ス
イッチＳＷ１〜ＳＷ４のトランジスタ２２（２２ａ，２
２ｂ）のオン抵抗Ｒonを設定している。

【００５５】従って、本実施形態の高周波信号切替装置
２によれば、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チャネルに
しても、常に一定の挿入損失にて高周波信号を伝送する
ことができ、例えば、各チャネルＣＨ１〜４を介して得
られる高周波信号を比較する測定器や、どのチャネルＣ
Ｈ１〜４からも同じ強度の高周波信号を出力する必要の
ある装置等に好適に用いることができる。

【００５６】また、本実施形態の高周波信号切替装置２
では、トランジスタ２２を櫛歯形状のゲート電極を用い
て構成し、櫛歯部分の本数を変えることにより、ゲート
幅，ひいてはトランジスタ２２のオン抵抗Ｒonを変化さ
せている。従って、スタブ２０の線路幅より広いゲート
幅が必要であっても、スタブ２０の制御端における線路
幅を広げる必要がなく、コプレナー線路からなるスタブ
２０の特性を、トランジスタ２２が接続される制御端に
おいても均一に保持することができる。

【００５７】その結果、本実施形態の高周波信号切替装
置２によれば、スタブ２０の制御端にトランジスタ２２
が接続されているにも関わらず、理想的なオープンスタ
ブ、或いはショートスタブに近い特性を実現でき、反射
の少ない高性能なスイッチング特性を得ることができ
る。

【００５８】更に、本実施形態の高周波信号切替装置２
では、トランジスタ２２のゲート電極ＫＧの櫛歯部分を
複数設けているため、各櫛歯部分の長さ（個別ゲート
幅）を短く抑えることができ、その結果、櫛歯部分の先
端への給電が遅延なく行われるため、トランジスタのオ
ン，オフ動作、ひいては各チャネルＣＨ１〜４の導通，
遮断の切替を高速に行うことができる。

【００５９】また、本実施形態では、各個別伝送線路１
１〜１４が分岐する分岐点Ｔ１，Ｔ２１，Ｔ２２の形状
を直角に交わるＴ字分岐とし、また外側チャネルの個別
伝送線路１１，１４の屈曲部分の角度も直角としている
ので、ＴＥＭ波からなる高周波信号を、これら分岐点や
屈曲部分にて反射することなく、効率よく伝送できる。

【００６０】また更に、本実施形態では、高周波伝送線
路が共通伝送線路１０に対して線対称な形状に形成さ
れ、外側チャネルＣＨ１，４同士、内側チャネルＣＨ
２，３同士が、それぞれ同じ伝送特性を有するように構
成されている。このため、各チャネル間の挿入損失差を
補償するようトランジスタ２２のオン抵抗Ｒonの設定を
行う際に、外側チャネルＣＨ１又はＣＨ４を導通チャネ
ルとした場合、及び、内側チャネルＣＨ２又はＣＨ３を
導通チャネルとした場合の２つの場合のみを考慮すれば
よく、全てのチャネルＣＨ１〜４を個々に検討する必要
がないので、各チャネルの伝送損失を均一にする手間を
半減することができる。

【００６１】ところで、本実施形態では、櫛歯形状に形
成されたゲート電極ＫＧの櫛歯部分の本数を変えること
により各トランジスタ２２の総ゲート幅を変化させてい
るが、更に各櫛歯部分の長さを個々に変化させて微妙な
調整を行うことにより、各チャネル間の挿入損失差をよ
り高精度に補償するようにしてもよい。また、いずれの
トランジスタ２２もゲート電極ＫＧの櫛歯部分を同数に
構成し、櫛歯部分の長さのみを変化させることにより、
総ゲート幅を調整するようにしてもよい。 ［第２実施形態］次に第２実施形態について説明する。

【００６２】本実施形態では、スイッチＳＷ１〜４を構
成するトランジスタ２２におけるオン抵抗を変化させる
ための構成以外は、第１実施形態と全く同様に構成され
ているので、この構成の相違部分を中心に説明する。即
ち、第１実施形態では、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒ
onの調整を、櫛歯形状に形成されたゲート電極ＫＧの形
状（櫛歯部分の本数や長さ）を変化させることにより総
ゲート幅を変化させることにより行っているが、本実施
形態では、トランジスタの製造時にゲート電極ＫＧの取
付部分に形成されるリセスＲの形状を制御することによ
り行っている。

【００６３】ここで、トランジスタ（ＨＥＭＴ）２２の
作製プロセスについて簡単に示す（図１６参照）。ま
ず、ＩｎＰ基板Ｐ上に、歪ＩｎＧａＡｓチャネル層Ｈ
ｃ，ｎ−ＩｎＡｌＡｓドープ層Ｈｄ，ｉ−ＩｎＡｌＡｓ
ゲートコンタクト層Ｈｇ，ｎ−ＩｎＧａＡｓキャップ層
Ｈｐからなるエピ膜を形成する。

【００６４】そして、キャップ層Ｈｐの上部に、ソース
電極ＫＳ及びドレイン電極ＫＤとなるＴｉ／Ｐｔ／Ａｕ
を合計６３０ｎｍの膜厚で蒸着し、その後、ゲート電極
ＫＧ直下のキャップ層Ｈｐを取り除くリセスエッチング
工程を行う。このリセスエッチング工程により露出した
ゲートコンタクト層Ｈｇの上部に、ゲート電極ＫＧとな
るＴｉ／Ｐｔ／Ａｕを合計３５０ｎｍの膜厚で蒸着す
る。

【００６５】その後、保護膜の形成、及び基板上に形成
された他の素子との配線等を行うことによりＭＭＩＣを
作製する。なお、リセスエッチング工程では、ゲート電
極ＫＧ直下のキャップ層Ｈｐのみがリセスエッチング液
にさらされるように、エッチングする必要がない部分を
マスクする。

【００６６】このマスクは、ウェハ上にレジスト（感光
剤）を塗布し、その後、エッチングすべき部分のレジス
トをウェハから除去するフォト工程を行うことにより形
成される。そして、このフォト工程では、エッチングす
べき部分を感光させるためガラスマスク（即ち、レジス
トを除去する以外の部分をマスクするためのもの）が用
いられ、このガラスマスクの寸法を適宜設定することに
より、リセスの平面的な形状を自由に設定できる。しか
も、フォト工程では、ハーフミクロン程度の微細加工が
可能である。

【００６７】そして、先に示した（１）式からわかるよ
うに、リセス長Ｌを長くするほど、トランジスタのオン
抵抗Ｒonが増大する。つまり、各トランジスタ２２のリ
セス長Ｌは、外側チャネルＣＨ１，４を導通チャネルに
した場合と、内側チャネルＣＨ２，３を導通チャネルに
した場合とで、互いに異なったものとなる挿入損失に基
づき、これらの挿入損失差を相殺するような大きさだけ
トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonが互いに異なるように
設定されている。

【００６８】例えば、外側チャネルＣＨ１，４と内側チ
ャネルＣＨ２，３との挿入損失差が０．３［ｄＢ］であ
る場合、外側チャネルＣＨ１，２のスイッチＳＷ１，４
による損失が、内側チャネルＣＨ２，３のスイッチＳＷ
２，３による損失より、０．３［ｄＢ］だけ小さくなる
ように、スイッチＳＷ１，４を構成するトランジスタ２
２ａのリセス長（ここでは０．５［μｍ］）、及びスイ
ッチＳＷ２，３を構成するトランジスタ２２ｂのリセス
長（ここでは１．０［μｍ］）をそれぞれ設定すること
により、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チャネルとして
も、常に一定の挿入損失となる。

【００６９】以上説明したように、本実施形態によれ
ば、第１実施形態の場合と同様に、外側チャネルＣＨ１
又はＣＨ４が導通チャネルである場合と、内側チャネル
ＣＨ２又はＣＨ３が導通チャネルである場合とで異なっ
たものとなる挿入損失に基づき、これらの挿入損失差を
補償するように、各スイッチＳＷ１〜ＳＷ４のトランジ
スタ２２（２２ａ，２２ｂ）のオン抵抗Ｒonを設定して
いる。

【００７０】従って、どのチャネルＣＨ１〜４を導通チ
ャネルにしても、常に一定の挿入損失にて高周波信号を
通過させることができ、例えば、各チャネルＣＨ１〜４
を介して得られる高周波信号を比較する測定器や、どの
チャネルＣＨ１〜４からも同じ強度の高周波信号を出力
する必要のある装置等に好適に用いることができる。

【００７１】また、本実施形態では、トランジスタ２２
を製造する際に、フォト工程におけるガラスマスクパタ
ンを調整することにより、トランジスタ２２のリセスＲ
の形状（特に本実施形態ではリセス長さ）を変化させ、
トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonを変化させているの
で、スタブ２０のパタン等に全く影響を与えることな
く、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒonのみを簡単に変化
させることができる。

【００７２】ところで、本実施形態では、ガラスマスク
パタンを調整することにより、リセス長Ｌを変化させて
いるが、リセス深さ、ひいてはゲートコンタクト層の残
り膜厚Ｄを変化させてもよい。この場合、リセスを形成
する際のエッチング時間を制御すればよい。なお、リセ
スエッチング液には、ゲートコンタクト層を、１［ｎｍ
／ｍｉｎ］の割合でエッチングできるものが実現されて
おり、従って、このようなリセスエッチング液を用いて
エッチング時間を制御すれば、ゲートコンタクト層の残
り膜厚を、ナノメートルオーダにて精密に制御できる。

【００７３】ここで、図４は、ゲートコンタクト層の残
り膜厚Ｄと基板抵抗との関係を測定した結果を表すグラ
フであり、ゲートコンタクト層残り膜厚Ｄが薄くなるほ
ど基板抵抗、ひいてはトランジスタ２２のオン抵抗Ｒon
が増加する様子が示されている。

【００７４】このようにリセス深さを制御する場合で
も、製造時にエッチング時間を制御するだけで、スタブ
２０のパタン等に全く影響を与えることなく、トランジ
スタ２２のオン抵抗Ｒonのみを簡単に変化させることが
できる。またリセスの断面形状が、図５（ａ）に示すよ
うに、単純な溝形状のもの（１段リセスという）と、図
５（ｂ）に示すように、２段構成の段溝形状のもの（２
段リセスという）とを併用することで、２種類のオン抵
抗Ｒonを実現するようにしてもよい。

【００７５】これら、１段及び２段リセスは、トランジ
スタの作製時に、まず幅広のリセスを形成するリセスエ
ッチング用のガラスマスクを用いてフォト工程（工程
１，２）を行った後、１回目のエッチングを実施（工程
３；図にはレジスト除去後の状態を示す）し、次に、幅
狭のリセスを形成するゲート電極形成用のガラスマスク
を用いてフォト工程（工程４，５）を行った後、２回目
のエッチングを実施（工程６；工程３と同様）すること
により、同時に形成することができる。

【００７６】但し、リセスエッチング用のガラスマスク
は、２段リセスにすべきトランジスタの部分にのみ、エ
ッチング用の孔を形成するよう作製され、また、電極形
成用のガラスマスクは、全てのトランジスタの部分にエ
ッチング用の孔を形成するよう作製されており、特に、
２段リセスにすべきトランジスタの部分では、１回目の
エッチングにより形成された幅広のリセスの中に、エッ
チング用の孔を形成するように作製されている。

【００７７】このように、フォト工程に用いるガラスマ
スクにより、トランジスタのゲート電極形成部分のエッ
チング回数を調整するだけで、同一ウェハ上に１段リセ
ス或いは２段リセスからなる２種類のトランジスタを同
時に作製することができる。しかも、エッチング時間を
１回目と２回目とで調節することで、２種類のトランジ
スタの各オン抵抗Ｒonも、それぞれ自由に設定すること
ができる。

【００７８】なお、リセスＲは、その断面形状が３段以
上の段溝形状となるように構成してもよい。 ［第３実施形態］次に、第３実施形態について説明す
る。

【００７９】本実施形態の高周波信号切替装置２は、第
１実施形態とは、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４の構成が一部
異なる以外は、全く同様に構成されているので、この構
成の相違する部分についてのみ説明する。即ち、本実施
形態では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４として、第１実施形
態と同様に、スタブ２０とトランジスタ２２とからなる
スタブ共振型スイッチが用いられている。但し、いずれ
のチャネルのスイッチＳＷ１〜ＳＷ４でも、トランジス
タ２２の特性（オン抵抗Ｒon等）が等しくなるように構
成されている点が第１実施形態とは異なっている。

【００８０】更に、本実施形態では、図６に示すよう
に、トランジスタ２２のゲートには、制御信号を分圧す
る分圧回路２４が接続されており、この分圧回路２４を
構成する一対の抵抗２４ａ，２４ｂの各抵抗値の大きさ
の比は、９：１に設定されている。即ち、分圧回路２４
は、供給される制御信号の電圧値Ｖｓを１／１０の大き
さに変換したものを、ゲートバイアス電圧Ｖｇとして、
トランジスタ２２のゲートに印加するように構成されて
いる。

【００８１】なお、トランジスタ２２は、ゲートバイア
ス電圧が０Ｖの時でもドレイン電流が流れるデプレショ
ン型のＨＥＭＴからなる。図７は、このトランジスタ２
２の入力電圧（ゲートバイアス電圧）Ｖｇに対する出力
電流（ドレイン電流）Ｉｄの特性を示すグラフであり、
図示されているように、ドレイン電流Ｉｄが流れ始める
ゲートバイアス電圧（ピンチオフ電圧とよぶ）が約−
０．６Ｖであり、−０．５５Ｖ付近からピンチオフ電圧
にかけて、除々にゲートバイアス電圧Ｖｇを下げていく
と、オン抵抗Ｒon（グラフの傾きの逆数）が急激に増加
する。但し、図７は、ドレインバイアス電圧をＶｄ＝２
Ｖで一定とした場合の特性である。

【００８２】このように構成された本実施形態の高周波
信号切替装置２は、各トランジスタ２２のオン抵抗Ｒon
が、外側チャネルＣＨ１，４と内側チャネルＣＨ２，３
との間の線路長差等に基づく伝送損失差を相殺するよう
な大きさとなるように、ゲートバイアス電圧Ｖｇを設定
して使用する。

【００８３】そして、具体的に、本実施形態では、外側
チャネルＣＨ１，４のスイッチＳＷ１，４に供給する制
御信号の電圧値を−４．５Ｖに設定することにより、ス
イッチＳＷ１，４を構成するトランジスタ２２に−０．
４５Ｖのゲートバイアス電圧を印加し、また、内側チャ
ネルＣＨ２，３のスイッチＳＷ２，３に供給する制御信
号の電圧値を−５．５Ｖに設定することにより、スイッ
チＳＷ２，３を構成するトランジスタ２２に−０．５５
Ｖのゲートバイアス電圧を印加するように構成されてい
る。

【００８４】以上説明したように、本実施形態の高周波
信号切替装置２では、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を構成す
るトランジスタ２２のゲートバイアス電圧Ｖｇを変化さ
せることで、トランジスタ２２のオン抵抗Ｒon、ひいて
は各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４の導通時の伝送特性を変化
させている。そして、ゲートバイアス電圧Ｖｇは、作製
された当該装置２の伝送特性を実測し、その測定結果に
従って設定することができるため、製造時に生じるのバ
ラツキも含めて、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４間の伝送損
失のバラツキを補償することができ、どのチャネルを導
通させても、挿入損失を均一なものとすることができ
る。

【００８５】また、本実施形態の高周波信号切替装置２
では、分圧比が１／１０に設定された分圧回路２４を用
いて、制御信号からゲートバイアス電圧Ｖｇを生成する
ようにされており、制御信号の電圧値Ｖｓの１０倍の精
度でゲートバイアス電圧Ｖｇを調整できるため、トラン
ジスタ２２のオン抵抗Ｒonの調整を精度よく行うことが
できる。 ［第４実施形態］次に第４実施形態について説明する。

【００８６】本実施形態の高周波信号切替装置４は、第
１実施形態とは一部構成が異なるだけであるため、その
構成の相違する部分を中心に説明する。即ち、図８に示
すように、共通伝送線路１０上に、個別伝送線路１１〜
１４側から供給される高周波信号を増幅して電極パッド
ＰＳ０に供給する増幅手段としての高周波増幅器３０が
設けられている点、及び各チャネルＣＨ１〜４のスイッ
チＳＷ１〜４が、いずれも同じ特性を有するように設定
されている点以外は、第１実施例と全く同様に構成され
ている。

【００８７】そして、高周波増幅器３０は、図９に示す
ように、トランジスタ３１と、入力整合回路３４と、出
力整合回路３７とを備えた周知のものである。なお、入
力整合回路３４は、一対の伝送線路３２，３３からな
り、直流分をカットするコンデンサ３８を介して接地さ
れた伝送線路３３の端部には、ゲートバイアス電圧印加
用の電極パッドＰＣＧに接続される第１制御端子Ｔc1が
設けられている。また同様に、出力整合回路３７は、一
対の伝送線路３５，３６からなり、直流分をカットする
コンデンサ３９を介して接地された伝送線路３６の端部
には、ドレインバイアス印加用の電極パッドＰＣＤに接
続される第２制御端子Ｔc2が設けられている。

【００８８】このように構成された高周波増幅器３０
は、伝送線路３２，３３の接続点に設けられた入力端子
Ｔｉから入力される高周波信号をトランジスタ３１にて
増幅し、この増幅された高周波信号を、伝送線路３５，
３６の接続点に設けられた出力端子Ｔｏから出力する。

【００８９】以上のように構成された高周波信号切替装
置４は、電極パッドＰＣＧを接地電位に固定し、各チャ
ネルＣＨ１〜４間の個別伝送線路の線路長や線路形状に
よって生じる伝送損失差を相殺するように、各チャネル
のスイッチＳＷ１〜４の電極パッドＰＣＤに印加するド
レインバイアス電圧Ｖｄを変化させて使用する。

【００９０】具体的には、図１０に示す、高周波増幅器
３０の利得Ｇain （即ち増幅率）を、第１制御端子Ｔc1
を介して印加するゲートバイアス電圧Ｖｇ及び第２制御
端子Ｔc2を介して印加するドレインバイアス電圧Ｖｄを
変化させて測定した測定結果のグラフに基づいて、以下
のように制御する。但し、本実施形態では、トランジス
タ３１としてデプレション型のＨＥＭＴを用いており、
また、周波数６０ＧＨｚの高周波信号を用いて測定を行
った。

【００９１】即ち、図示されているように、ゲートバイ
アス電圧をＶｇ＝０［Ｖ］に固定した場合、ドレインバ
イアス電圧Ｖｄ＝０［Ｖ］の時に、利得Ｇain ＝−１４
［ｄＢ］、及びＶｄ＝２［Ｖ］の時にＧain ＝３．１ｄ
Ｂとなり、ドレインバイアス電圧Ｖｄを２〜３［Ｖ］付
近で変化させれば、高周波増幅器３０の利得Ｇain を３
〜４［ｄＢ］付近で変化させることができる。これを利
用して、スイッチＳＷ１〜４のオン，オフ状態に応じ
て、ドレインバイアス電圧Ｖｄ（即ち利得Ｇain）を切
替ることにより、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４の伝送損失
が均一になるように制御するのである。

【００９２】以上説明したように、本実施形態の高周波
信号切替装置４においては、共通伝送線路１０上に高周
波増幅器３０が設けられ、電極パッドＰＣＤを介して高
周波増幅器３０のドレインバイアス電圧Ｖｄ、ひいては
利得Ｇain を任意に設定できるようにされている。

【００９３】従って、本実施形態の高周波信号切替装置
４によれば、導通チャネルが変化する毎に、ドレインバ
イアス電圧Ｖｄを適宜変化させることにより、どのチャ
ネルＣＨ１〜４を導通チャネルとした時でも、挿入損失
が均一となるようにすることができる。

【００９４】また、本実施形態の高周波信号切替装置４
によれば、高周波増幅器３０の利得が各チャネルＣＨ１
〜４にて生じる伝送損失を上回るよう設定すれば、信号
の切替だけでなく、信号の増幅をも行うことができ、装
置の高性能化を図ることができる。

【００９５】なお、本実施形態では、ゲートバイアス電
圧印加用の電極パッドＰＣＧを設けたが、これを設ける
ことなく、ゲートバイアス電圧印加用の第１制御端子Ｔ
c1を、接地電極に直接接続してもよい。この場合、電極
パッドＰＣＧ及び電極パッドＰＣＧにゲートバイアス電
圧Ｖｇを供給するための信号線を省略することができ、
ＭＭＩＣ化した際に、より小型の装置を構成することが
できる。

【００９６】また、本実施形態では、高周波増幅器３０
の利得Ｇain を、ゲートバイアス電圧Ｖｇを一定とし、
ドレインバイアス電圧Ｖｄにより調整するよう構成した
が、逆に、ドレインバイアス電圧Ｖｄを一定とし、ゲー
トバイアス電圧Ｖｇにより調整するよう構成してもよ
い。

【００９７】具体的には、図１０のグラフに基づき、ド
レインバイアス電圧をＶｄ＝２［Ｖ］に固定した場合、
ゲートバイアス電圧をＶｇ＝−０．５〜−０．２［Ｖ］
の範囲で変化させれば、高周波増幅器３０の利得をＧai
n ＝０〜３［ｄＢ］の範囲で変化させることができる。
これを利用して、スイッチＳＷ１〜４のオン，オフ状態
に応じて、ドレインバイアス電圧Ｖｄ（即ち利得Ｇain
）を切替えることにより、各チャネルＣＨ１〜ＣＨ４
の伝送損失が均一になるように制御すればよい。

【００９８】更に、本実施形態では、高周波増幅器３０
により、個別伝送線路１１〜１４側から供給される高周
波信号を増幅するように構成したが、図１１に示す高周
波信号切替装置４ａのように、高周波増幅器３０によ
り、逆に、電極パッドＰＳ０側から供給される高周波信
号を増幅して、個別伝送線路１１〜１４側へ供給するよ
うに構成してもよい。

【００９９】以上、本発明のいくつかの実施形態につい
て説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるもの
ではなく、様々な形態にて実施することができる。例え
ば、上記第１〜４実施形態では、スイッチング手段とし
てスタブ共振型スイッチを用いているが、これに限ら
ず、トランジスタを用いて構成され、そのオン抵抗Ｒon
を変化させることにより、チャネルの伝送特性を変化さ
せることが可能なスイッチであれば、どのようなものを
用いてもよい。

【０１００】また、上記第１〜４実施形態では、４本の
個別伝送線路１１〜１４を有する場合について説明した
が、個別伝送線路は、２又は３本、或いは５本以上であ
ってもよい。特に、個別伝送線路を奇数本とした場合に
は、図１２に示すように（図には個別伝送線路が３本の
場合を示す）、共通伝送線路１０からみて最初の分岐点
Ｔの形状を十字分岐とすれば、高周波伝送線路を、共通
伝送線路に対して線対称な形状に形成することができ、
当該装置の挿入損失を、導通チャネルによらず常に一定
となるように設定するための手間を軽減することができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 第１実施形態の高周波信号切替装置の概略構
成図である。

【図２】 トランジスタの電極の形状を表す説明図であ
る。

【図３】 トランジスタのゲート幅に対するオン抵抗の
特性を表すグラフである。

【図４】 ゲートコンタクト層残り膜厚に対する基板抵
抗の特性を表すグラフである。

【図５】 １段及び２段リセスの製造工程を表す説明図
である。

【図６】 第３実施形態の高周波信号切替装置における
スイッチの構成を表す回路図である。

【図７】 トランジスタのゲートバイアス電圧に対する
ドレイン電流の特性を表すグラフである。

【図８】 第４実施形態の高周波信号切替装置の概略構
成図である。

【図９】 高周波増幅器の詳細構成を表す回路図であ
る。

【図１０】 高周波増幅器のゲートバイアス電圧に対す
る利得の特性を表すグラフである。

【図１１】 第４実施形態の変形例の概略構成図であ
る。

【図１２】 他の実施形態の概略構成図である。

【図１３】 スタブ共振型スイッチの構成、及びその等
価回路を表す説明図である。

【図１４】 スタブ共振型スイッチの特性の概要を表す
説明図である。

【図１５】 トランジスタのゲート幅を増大させる際の
問題点を示す説明図である。

【図１６】 高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）の
物理的な構成を示す平面図、及びそのＸ−Ｘ断面図であ
る。

【図１７】 従来装置の概略構成図である。

【符号の説明】

２，４，４ａ…高周波信号切替装置 １０…
共通伝送線路 １１〜１４…個別伝送線路 ２０…スタブ ２４
…分圧回路 ２２（２２ａ，２２ｂ），３１…トランジスタ ２４
ａ，２４ｂ…抵抗 ３０…高周波増幅器 ３２，３３，３５，３６…伝送
線路 ３４…入力整合回路 ３７…出力整合回路 ３
８，３９…コンデンサ ＰＳ０〜ＰＳ４，ＰＣＤ，ＰＣＧ…電極パッド ＳＷ
１〜４…スイッチ Ｈｃ…チャネル層 Ｈｄ…ドープ層 Ｈｇ…ゲ
ートコンタクト層 Ｈｐ…キャップ層 ＫＤ…ドレイン電極 ＫＧ…ゲ
ート電極 ＫＳ…ソース電極 Ｒ…リセス

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 共通線及び該共通線から分岐する複数の
   個別線からなり、高周波信号を伝送する高周波信号線路
   と、 前記個別線毎に設けられ該個別線を導通，遮断するスイ
   ッチング手段と、 を備え、前記スイッチング手段により前記個別線のいず
   れかを択一的に導通させて高周波信号を伝送する高周波
   信号切替装置において、 前記スイッチング手段はトランジスタを含んで構成さ
   れ、 該トランジスタのオン抵抗が、前記個別線間の伝送損失
   の相違を補償するよう個別に設定されていることを特徴
   とする高周波信号切替装置。
2. 【請求項２】 請求項１記載の高周波信号切替装置にお
   いて、 前記スイッチング手段は、 一端が前記個別線に接続されたスタブ、及び該スタブの
   前記個別線との接続端とは反対側に位置する制御端に接
   続されたトランジスタを備え、該トランジスタにより前
   記スタブの制御端の接続状態を開放或いは接地のいずれ
   かに切り替えることにより、前記個別線の導通，遮断を
   制御するスタブ共振型スイッチからなることを特徴とす
   る高周波信号切替装置。
3. 【請求項３】 請求項１又は請求項２記載の高周波信号
   切替装置において、 前記スイッチング手段毎に、前記トランジスタのゲート
   幅を変化させることにより、該トランジスタのオン抵抗
   を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。
4. 【請求項４】 請求項３記載の高周波信号切替装置にお
   いて、 前記トランジスタのゲートを櫛歯形状とし、形成する櫛
   歯の本数によってゲート幅を変化させることを特徴とす
   る高周波信号切替装置。
5. 【請求項５】 請求項３記載の高周波信号切替装置にお
   いて、 前記トランジスタのゲートを櫛歯形状とし、形成する櫛
   歯の長さによってゲート幅を変化させることを特徴とす
   る高周波信号切替装置。
6. 【請求項６】 請求項１又は請求項２記載の高周波信号
   切替装置において、 前記トランジスタは、高電子移動度トランジスタからな
   り、 前記スイッチング手段毎に、前記トランジスタのリセス
   長を変化させることにより、該トランジスタのオン抵抗
   を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。
7. 【請求項７】 請求項１又は請求項２記載の高周波信号
   切替装置において、 前記トランジスタは、高電子移動度トランジスタからな
   り、 前記スイッチング手段毎に、前記トランジスタのリセス
   深さを変化させることにより、該トランジスタのオン抵
   抗を変化させることを特徴とする高周波信号切替装置。
8. 【請求項８】 請求項７記載の高周波信号切替装置にお
   いて、 前記トランジスタのリセスを段溝形状とし、形成する溝
   の段数によってリセス深さを変化させることを特徴とす
   る高周波信号切替装置。
9. 【請求項９】 請求項１又は請求項２記載の高周波信号
   切替装置において、 前記スイッチング手段毎に、前記トランジスタに印加す
   るゲートバイアス電圧を変化させることにより、該トラ
   ンジスタのオン抵抗を変化させることを特徴とする高周
   波信号切替装置。
10. 【請求項１０】 請求項９記載の高周波信号切替装置に
    おいて、 供給電圧を分圧する分圧回路を設け、 該分圧回路により、前記ゲートバイアス電圧を生成する
    ことを特徴とする高周波信号切替装置。
11. 【請求項１１】 請求項１ないし請求項１０いずれか記
    載の高周波信号切替装置において、 前記高周波信号線路を、前記共通線に対して線対称な形
    状に形成したことを特徴とする高周波信号切替装置。
12. 【請求項１２】 請求項１ないし請求項１０いずれか記
    載の高周波信号切替装置において、 前記高周波信号線路が分岐する箇所ではＴ字分岐，或い
    は十字分岐を用いて、分岐した線路が直進方向，或いは
    垂直方向に分岐するよう形成したことを特徴とする高周
    波信号切替装置。
13. 【請求項１３】 共通線及び該共通線から分岐する複数
    の個別線からなり、高周波信号を伝送する高周波信号線
    路と、 前記個別線毎に設けられ、該個別線を導通，遮断するス
    イッチング手段と、 を備え、前記スイッチング手段により前記個別線のいず
    れかを択一的に導通させて高周波信号を伝送する高周波
    信号切替装置において、 前記共通線上に、前記個別線に向けて伝送される高周波
    信号を増幅し且つ増幅率の設定が可変な増幅手段を設
    け、 前記個別線間の伝送損失の相違を補償するよう前記スイ
    ッチング手段の動作に応じて、前記増幅手段の増幅率の
    設定を変化させることを特徴とする高周波信号切替装
    置。
14. 【請求項１４】 請求項１３記載の高周波信号切替装置
    において、 前記増幅手段はトランジスタを含んで構成され、 該トランジスタのゲートバイアス電圧を変化させること
    により、前記増幅率を変化させることを特徴とする高周
    波信号切替装置。
15. 【請求項１５】 請求項１３記載の高周波信号切替装置
    において、 前記増幅手段はトランジスタを含んで構成され、 該トランジスタのドレインバイアス電圧を変化させるこ
    とにより、前記増幅率を変化させることを特徴とする高
    周波信号切替装置。
16. 【請求項１６】 請求項１５記載の高周波信号切替装置
    において、 前記増幅手段を構成するトランジスタは、デプレション
    型であり且つゲートバイアス電圧が接地電位に固定され
    ていることを特徴とする高周波信号切替装置。
17. 【請求項１７】 共通線及び該共通線から分岐する複数
    の個別線からなり、高周波信号を伝送する高周波信号線
    路と、 前記個別線毎に設けられ、該個別線を導通，遮断するス
    イッチング手段と、 を備え、前記スイッチング手段により前記個別線のいず
    れかを択一的に導通させて高周波信号を伝送する高周波
    信号切替装置において、 前記共通線上に、前記個別線から伝送されてくる高周波
    信号を増幅し且つ増幅率の設定が可変な増幅手段を設
    け、 前記個別線間の伝送損失の相違を補償するよう前記スイ
    ッチング手段の動作に応じて、前記増幅手段の増幅率の
    設定を変化させることを特徴とする高周波信号切替装
    置。
18. 【請求項１８】 請求項１７記載の高周波信号切替装置
    において、 前記増幅手段はトランジスタを含んで構成され、 該トランジスタのゲートバイアス電圧を変化させること
    により、前記増幅率を変化させることを特徴とする高周
    波信号切替装置。
19. 【請求項１９】 請求項１７記載の高周波信号切替装置
    において、 前記増幅手段はトランジスタを含んで構成され、 該トランジスタのドレインバイアス電圧を変化させるこ
    とにより、前記増幅率を変化させることを特徴とする高
    周波信号切替装置。
20. 【請求項２０】 請求項１９記載の高周波信号切替装置
    において、 前記増幅手段を構成するトランジスタは、デプレション
    型であり且つゲートバイアス電圧が接地電位に固定され
    ていることを特徴とする高周波信号切替装置。