JP2000337924A - Ｒ／ｄコンバータ - Google Patents
Ｒ／ｄコンバータInfo
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- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 claims description 7
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 4
- 238000013459 approach Methods 0.000 claims description 2
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- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 10
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 8
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 7
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- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/48—Servo-type converters
- H03M1/485—Servo-type converters for position encoding, e.g. using resolvers or synchros
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高速応答を図ることができるＲ／Ｄコンバー
タを提供する。 【解決手段】 レゾルバの励磁用正弦波が正（または
負）の最大値のときにADコンバータ１０はレゾルバの正
弦波出力及び余弦波出力をAD変換してFPGA１３に入力
し、FPGA１３は入力データに基づいて計算し、得られた
デジタル値をDAコンバータ１１などに出力する。FPGA１
３がロータ軸角度計算を計算するので、復調回路及び電
圧制御発振器などからなるクローズループを含む一種の
ＰＬＬ制御を行う従来技術（トラッキング方式のＲ／Ｄ
コンバータ）に比して、ロータ軸角度計算をより高速に
行うことが可能となり、これにより高速応答を図ること
ができる。ロータ軸角度をデジタル演算して求めるの
で、従来技術で必要とされた温度ドリフトの補償回路が
不要となり、その分、全体構成が簡易になり、ひいては
低廉化を図ることができる。
タを提供する。 【解決手段】 レゾルバの励磁用正弦波が正（または
負）の最大値のときにADコンバータ１０はレゾルバの正
弦波出力及び余弦波出力をAD変換してFPGA１３に入力
し、FPGA１３は入力データに基づいて計算し、得られた
デジタル値をDAコンバータ１１などに出力する。FPGA１
３がロータ軸角度計算を計算するので、復調回路及び電
圧制御発振器などからなるクローズループを含む一種の
ＰＬＬ制御を行う従来技術（トラッキング方式のＲ／Ｄ
コンバータ）に比して、ロータ軸角度計算をより高速に
行うことが可能となり、これにより高速応答を図ること
ができる。ロータ軸角度をデジタル演算して求めるの
で、従来技術で必要とされた温度ドリフトの補償回路が
不要となり、その分、全体構成が簡易になり、ひいては
低廉化を図ることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、レゾルバの出力を
デジタル化するコンバータ（以下、Ｒ／Ｄコンバータと
いう。）に関するものである。
デジタル化するコンバータ（以下、Ｒ／Ｄコンバータと
いう。）に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】レゾルバは、回転トランスの一種であ
り、２個のステータ巻線と１個のロータ巻線を備えてい
る。２個のステータ巻線は、機械的に９０度の角度で配
置されている。ステータ巻線との磁気結合により得られ
る信号の振幅は、ロータ（軸）の位置とステータとの相
対位置の関数になる。このため、レゾルバからは、軸角
度のサイン（正弦波）及びコサイン（余弦波）で変調さ
れた、次式（１）及び（２）で示される２種類の出力電
圧（S3−S1，S4−S2）が得られる。式（５）にレゾルバ
形式の信号を示すが、このレゾルバ形式の信号は、レゾ
ルバ出力から得られる信号〔出力電圧（S3−S1）及び
（S4−S2）〕を基準にしている。 S3−S1＝Ｅ0 sin ωｔsin θ … （１） S4−S2＝Ｅ0 sin ωｔcos θ … （２） ただし、θ：軸角度、ω：ロータ励起周波数（ｆ）に対
応する角速度、Ｅ0 ：ロータ励起振幅である。
り、２個のステータ巻線と１個のロータ巻線を備えてい
る。２個のステータ巻線は、機械的に９０度の角度で配
置されている。ステータ巻線との磁気結合により得られ
る信号の振幅は、ロータ（軸）の位置とステータとの相
対位置の関数になる。このため、レゾルバからは、軸角
度のサイン（正弦波）及びコサイン（余弦波）で変調さ
れた、次式（１）及び（２）で示される２種類の出力電
圧（S3−S1，S4−S2）が得られる。式（５）にレゾルバ
形式の信号を示すが、このレゾルバ形式の信号は、レゾ
ルバ出力から得られる信号〔出力電圧（S3−S1）及び
（S4−S2）〕を基準にしている。 S3−S1＝Ｅ0 sin ωｔsin θ … （１） S4−S2＝Ｅ0 sin ωｔcos θ … （２） ただし、θ：軸角度、ω：ロータ励起周波数（ｆ）に対
応する角速度、Ｅ0 ：ロータ励起振幅である。
【０００３】ここで、アナログデバイス社のAD2S90を例
にして従来のトラッキング方式のレゾルバデジタルコン
バータ（Ｒ／Ｄコンバータ１）を説明する。AD2S90の機
能ブロック図を図５に示す。図５において、トランスジ
ューサ（レゾルバのロータ）〔図示省略〕が、最下位ビ
ットに等しい位置を通過すると出力（シリアルインター
フェースの出力）が１LSB だけ更新される。CLKOUTの更
新は、１LSB の増加に対応する。アップダウンカウンタ
２の現在のワード状態をφとすると出力電圧（S3−S1）
はサインコサイン掛算器３によりcos φで乗算され、出
力電圧（S4−S2）はsinφで乗算され、これにより次式
（３）、（４）で示される信号が得られる。 Ｅ0 sin ωｔsin θcos φ … （３） Ｅ0 sin ωｔcos θsin φ … （４）
にして従来のトラッキング方式のレゾルバデジタルコン
バータ（Ｒ／Ｄコンバータ１）を説明する。AD2S90の機
能ブロック図を図５に示す。図５において、トランスジ
ューサ（レゾルバのロータ）〔図示省略〕が、最下位ビ
ットに等しい位置を通過すると出力（シリアルインター
フェースの出力）が１LSB だけ更新される。CLKOUTの更
新は、１LSB の増加に対応する。アップダウンカウンタ
２の現在のワード状態をφとすると出力電圧（S3−S1）
はサインコサイン掛算器３によりcos φで乗算され、出
力電圧（S4−S2）はsinφで乗算され、これにより次式
（３）、（４）で示される信号が得られる。 Ｅ0 sin ωｔsin θcos φ … （３） Ｅ0 sin ωｔcos θsin φ … （４）
【０００４】この式（３）、（４）で示される信号が誤
差アンプ４で減算され、これにより次式（５）で示され
る信号が得られる。 ただし、（θ−φ）：角度誤差
差アンプ４で減算され、これにより次式（５）で示され
る信号が得られる。 ただし、（θ−φ）：角度誤差
【０００５】誤差アンプ４の出力側には復調回路５及び
積分器６が接続され、復調回路５及び積分器６には電圧
制御発振器（VCO ）７が接続されている。そして、復調
回路５、積分器６及びVCO ７によりクローズループが形
成され、sin （θ−φ）〔式（５）参照〕をゼロにする
ように動作する。この動作が成り立つと、サインコサイ
ン掛算器３に接続したアップダウンカウンタ２のワード
状態φが、レゾルバ軸角度θと等しくなる。
積分器６が接続され、復調回路５及び積分器６には電圧
制御発振器（VCO ）７が接続されている。そして、復調
回路５、積分器６及びVCO ７によりクローズループが形
成され、sin （θ−φ）〔式（５）参照〕をゼロにする
ように動作する。この動作が成り立つと、サインコサイ
ン掛算器３に接続したアップダウンカウンタ２のワード
状態φが、レゾルバ軸角度θと等しくなる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した図
５に示すトラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ１は、以
下の点で配慮されていなかった。 （ａ）一種のＰＬＬ制御であるため、応答速度が遅い。
特に高分解能になるほど応答速度が遅くなる。 （ｂ）アナログ演算回路（サインコサイン掛算器３及び
復調回路５等）の温度ドリフトを補償する必要があり、
ＩＣ回路が複雑で高価になる。 （ｃ）レゾルバ（図示省略）とＲ／Ｄコンバータ１間の
インターフェイスケーブルが長くなると励磁正弦波とレ
ゾルバの正弦波出力及び余弦波出力との遅延が原因で位
相が大きくなり、角度誤差が大きくなる。
５に示すトラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ１は、以
下の点で配慮されていなかった。 （ａ）一種のＰＬＬ制御であるため、応答速度が遅い。
特に高分解能になるほど応答速度が遅くなる。 （ｂ）アナログ演算回路（サインコサイン掛算器３及び
復調回路５等）の温度ドリフトを補償する必要があり、
ＩＣ回路が複雑で高価になる。 （ｃ）レゾルバ（図示省略）とＲ／Ｄコンバータ１間の
インターフェイスケーブルが長くなると励磁正弦波とレ
ゾルバの正弦波出力及び余弦波出力との遅延が原因で位
相が大きくなり、角度誤差が大きくなる。
【０００７】本発明は、上記事情に鑑みてなされたもの
で、高速応答を図ることができるＲ／Ｄコンバータを提
供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、
温度ドリフト補償を不要として装置の低廉化を図ること
にある。
で、高速応答を図ることができるＲ／Ｄコンバータを提
供することを目的とする。また、本発明の他の目的は、
温度ドリフト補償を不要として装置の低廉化を図ること
にある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明は、
レゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をＡＤ変換したデ
ータが入力される、論理演算機能を有するゲートアレイ
を有し、該ゲートアレイは前記デジタル入力データに基
づいて前記レゾルバのロータ軸角度をデジタル演算して
求めることを特徴とする。請求項２記載の発明は、請求
項１記載の構成において、前記ゲートアレイは、前記レ
ゾルバの励磁正弦波用のデジタルデータをＤＡコンバー
タに入力し、該ＤＡコンバータは前記ゲートアレイから
の入力データに基づいて前記レゾルバの励磁正弦波を得
ることを特徴とする。請求項３記載の発明は、請求項２
記載の構成において、前記レゾルバの励磁正弦波の特定
位相時に、前記レゾルバの正弦波出力信号及び余弦波出
力信号をＡＤ変換し、ロータ軸角度を計算することを特
徴とする。
レゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をＡＤ変換したデ
ータが入力される、論理演算機能を有するゲートアレイ
を有し、該ゲートアレイは前記デジタル入力データに基
づいて前記レゾルバのロータ軸角度をデジタル演算して
求めることを特徴とする。請求項２記載の発明は、請求
項１記載の構成において、前記ゲートアレイは、前記レ
ゾルバの励磁正弦波用のデジタルデータをＤＡコンバー
タに入力し、該ＤＡコンバータは前記ゲートアレイから
の入力データに基づいて前記レゾルバの励磁正弦波を得
ることを特徴とする。請求項３記載の発明は、請求項２
記載の構成において、前記レゾルバの励磁正弦波の特定
位相時に、前記レゾルバの正弦波出力信号及び余弦波出
力信号をＡＤ変換し、ロータ軸角度を計算することを特
徴とする。
【０００９】請求項４記載の発明は、請求項１から３ま
でのいずれかに記載の構成において、前記レゾルバの角
度空間を２等分して形成される象限を得、前記レゾルバ
の正弦波出力及び余弦波出力の極性に基づいて前記象限
における前記レゾルバのロータ軸角度を求め、かつロー
タ軸角度計算用ＶＣＯの初期角度を前記２等分された象
限の中央に設定することを特徴とする。請求項５記載の
発明は、請求項４記載の構成において、前記レゾルバの
ロータ軸角度と正弦波テーブルのアドレスに対応する角
度の差に応じたsin 値を計算し、前記レゾルバのロータ
軸角度及び前記ＶＣＯの角度の大小に基づいて前記ＶＣ
Ｏの角度を増減することを特徴とする。請求項６記載の
発明は、請求項５記載の構成において、前記象限は角度
空間が左から右方になるに従って値が大きくなるように
設定され、前記象限において前記レゾルバのロータ軸角
度が前記ＶＣＯの角度に比して右方にあれば前記ＶＣＯ
の角度をインクリメントすることを特徴とする。
でのいずれかに記載の構成において、前記レゾルバの角
度空間を２等分して形成される象限を得、前記レゾルバ
の正弦波出力及び余弦波出力の極性に基づいて前記象限
における前記レゾルバのロータ軸角度を求め、かつロー
タ軸角度計算用ＶＣＯの初期角度を前記２等分された象
限の中央に設定することを特徴とする。請求項５記載の
発明は、請求項４記載の構成において、前記レゾルバの
ロータ軸角度と正弦波テーブルのアドレスに対応する角
度の差に応じたsin 値を計算し、前記レゾルバのロータ
軸角度及び前記ＶＣＯの角度の大小に基づいて前記ＶＣ
Ｏの角度を増減することを特徴とする。請求項６記載の
発明は、請求項５記載の構成において、前記象限は角度
空間が左から右方になるに従って値が大きくなるように
設定され、前記象限において前記レゾルバのロータ軸角
度が前記ＶＣＯの角度に比して右方にあれば前記ＶＣＯ
の角度をインクリメントすることを特徴とする。
【００１０】請求項７記載の発明は、請求項５記載の構
成において、前記象限は角度空間が左方から右方になる
に従って値が大きくなるように設定され、前記象限にお
いて前記レゾルバのロータ軸角度が前記ＶＣＯの角度に
比して左方にあれば前記ＶＣＯの角度をデクリメントす
ることを特徴とする。請求項８記載の発明は、請求項５
から７までのいずれかに記載の構成において、前記レゾ
ルバの正弦波出力のＡＤ変換値と前記ＶＣＯの角度のsi
n 値を比較し、前記象限におけるロータ軸角度に応じて
前記正弦波テーブルの角度に対応するアドレスを１ビッ
トずつ増減し、該アドレスに対応する角度をロータ軸角
度に近づけることを特徴とする。
成において、前記象限は角度空間が左方から右方になる
に従って値が大きくなるように設定され、前記象限にお
いて前記レゾルバのロータ軸角度が前記ＶＣＯの角度に
比して左方にあれば前記ＶＣＯの角度をデクリメントす
ることを特徴とする。請求項８記載の発明は、請求項５
から７までのいずれかに記載の構成において、前記レゾ
ルバの正弦波出力のＡＤ変換値と前記ＶＣＯの角度のsi
n 値を比較し、前記象限におけるロータ軸角度に応じて
前記正弦波テーブルの角度に対応するアドレスを１ビッ
トずつ増減し、該アドレスに対応する角度をロータ軸角
度に近づけることを特徴とする。
【００１１】
【発明の実施の形態】以下、本発明の一実施の形態のＲ
／Ｄコンバータを図１ないし図４に基づいて説明する。
図１において、Ｒ／Ｄコンバータ１は、レゾルバ（図示
省略）の正弦波出力及び余弦波出力を入力するADコンバ
ータ１０と、レゾルバの励磁用正弦波を出力するDAコン
バータ１１と、レゾルバとDAコンバータ１１との間に介
装されて、DAコンバータ１１からの出力信号を増幅する
増幅器１２と、ADコンバータ１０とDAコンバータ１１と
の間に介装されたゲートアレイの一例であるFPGA１３
（フィールドプログラマブルゲートアレイ）と、FPGA１
３に接続されロータ軸角度計算用の正弦波、余弦波テー
ブルを格納するデータROM １４と、から大略構成されて
いる。図１中、１５はFPGA１３に接続されてＲ／Ｄコン
バータ１に電力供給をする電源である。
／Ｄコンバータを図１ないし図４に基づいて説明する。
図１において、Ｒ／Ｄコンバータ１は、レゾルバ（図示
省略）の正弦波出力及び余弦波出力を入力するADコンバ
ータ１０と、レゾルバの励磁用正弦波を出力するDAコン
バータ１１と、レゾルバとDAコンバータ１１との間に介
装されて、DAコンバータ１１からの出力信号を増幅する
増幅器１２と、ADコンバータ１０とDAコンバータ１１と
の間に介装されたゲートアレイの一例であるFPGA１３
（フィールドプログラマブルゲートアレイ）と、FPGA１
３に接続されロータ軸角度計算用の正弦波、余弦波テー
ブルを格納するデータROM １４と、から大略構成されて
いる。図１中、１５はFPGA１３に接続されてＲ／Ｄコン
バータ１に電力供給をする電源である。
【００１２】上述したようにレゾルバの出力（正弦波出
力及び余弦波出力）はADコンバータ１０に入力される。
仮にADコンバータ１０の精度（分解能）を１６ビットと
する。FPGA１３は、DAコンバータ１１への入力データ
（ワードクロックLRC 、ビットクロックBCK 、シリアル
データSDO ）を出力すると共に、ADコンバータ１０の出
力データ（正弦波出力、余弦波出力のAD変換出力SDI ）
を基にレゾルバのロータ軸角度を計算する。
力及び余弦波出力）はADコンバータ１０に入力される。
仮にADコンバータ１０の精度（分解能）を１６ビットと
する。FPGA１３は、DAコンバータ１１への入力データ
（ワードクロックLRC 、ビットクロックBCK 、シリアル
データSDO ）を出力すると共に、ADコンバータ１０の出
力データ（正弦波出力、余弦波出力のAD変換出力SDI ）
を基にレゾルバのロータ軸角度を計算する。
【００１３】次に角度計算方法について、図２、図３及
び図４に基づいて説明する。図２にADコンバータ１０の
動作タイミングを示す。サンプリング周波数を１０KHz
とすると、ワードクロックLRC の１／４倍の周波数がサ
ンプリング周波数となる。ADコンバータ１０の分解能を
１６ビットとすると、ワードクロックLRC の１周期にレ
ゾルバの正弦波出力、余弦波出力のAD変換出力SDI が、
シリアル形式でFPGA１３のシリアルポートへ出力され、
ビットクロックBCK の立上りでシリアルデータがシリア
ルポートに取り込まれる。
び図４に基づいて説明する。図２にADコンバータ１０の
動作タイミングを示す。サンプリング周波数を１０KHz
とすると、ワードクロックLRC の１／４倍の周波数がサ
ンプリング周波数となる。ADコンバータ１０の分解能を
１６ビットとすると、ワードクロックLRC の１周期にレ
ゾルバの正弦波出力、余弦波出力のAD変換出力SDI が、
シリアル形式でFPGA１３のシリアルポートへ出力され、
ビットクロックBCK の立上りでシリアルデータがシリア
ルポートに取り込まれる。
【００１４】レゾルバの励磁用正弦波データをDAコンバ
ータ１１に入力するタイミングを図３に示す。サンプリ
ング周波数を４０KHz に設定し、１０KHz の正弦波が得
られるようにDAコンバータ１１にシリアルデータSDO を
入力する。DAコンバータ１１の出力（レゾルバの励磁用
正弦波）は、増幅器１２に入力され、レゾルバの巻線出
力電圧（正弦波出力及び余弦波出力）が適正な値になる
ように増幅され、レゾルバに励磁用正弦波として供給さ
れ、これに応じてレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力
がFPGA１３に取り込まれる。この際、レゾルバの励磁用
正弦波が例えば正（または負）の最大値のとき（本発明
の特定位相時に相当する。なお、２３°、７５°等他の
角度を特定位相としてもよい。）にADコンバータ１０は
レゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をAD変換し、AD変
換した値がFPGA１３に取り込まれる。このようにレゾル
バの励磁用正弦波が正（または負）の最大値のときに、
AD変換した値をFPGA１３に取り込めば、式（５）のsin
ωｔを定数とみなすことができ、式（５）は、sin（θ
−φ）となる。すなわち、正または負の最大値の時にAD
変換した値を用いて式（５）を計算するので、４０KHz
に設定されていたサンプリング周波数が１０KHz とな
る。
ータ１１に入力するタイミングを図３に示す。サンプリ
ング周波数を４０KHz に設定し、１０KHz の正弦波が得
られるようにDAコンバータ１１にシリアルデータSDO を
入力する。DAコンバータ１１の出力（レゾルバの励磁用
正弦波）は、増幅器１２に入力され、レゾルバの巻線出
力電圧（正弦波出力及び余弦波出力）が適正な値になる
ように増幅され、レゾルバに励磁用正弦波として供給さ
れ、これに応じてレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力
がFPGA１３に取り込まれる。この際、レゾルバの励磁用
正弦波が例えば正（または負）の最大値のとき（本発明
の特定位相時に相当する。なお、２３°、７５°等他の
角度を特定位相としてもよい。）にADコンバータ１０は
レゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をAD変換し、AD変
換した値がFPGA１３に取り込まれる。このようにレゾル
バの励磁用正弦波が正（または負）の最大値のときに、
AD変換した値をFPGA１３に取り込めば、式（５）のsin
ωｔを定数とみなすことができ、式（５）は、sin（θ
−φ）となる。すなわち、正または負の最大値の時にAD
変換した値を用いて式（５）を計算するので、４０KHz
に設定されていたサンプリング周波数が１０KHz とな
る。
【００１５】正弦波、余弦波テーブルは、レゾルバの角
度空間360 °を例えば4096等分（１２ビット）した角度
〔（データROM １４のアドレス（ひいては当該テーブル
のアドレス）〕に対するsin ， cos の１６ビットの値
をデータROM １４に書き込む。レゾルバの正弦波、余弦
波出力のAD変換値の極性をチェックすることにより、レ
ゾルバのロータの現在位置（現在軸角度）を判定する。
度空間360 °を例えば4096等分（１２ビット）した角度
〔（データROM １４のアドレス（ひいては当該テーブル
のアドレス）〕に対するsin ， cos の１６ビットの値
をデータROM １４に書き込む。レゾルバの正弦波、余弦
波出力のAD変換値の極性をチェックすることにより、レ
ゾルバのロータの現在位置（現在軸角度）を判定する。
【００１６】図４に示すように360 °角度空間を２分割
し、０−180 °間をPHASE1、180 −360 °間をPHASE2と
する。すなわち、図４に示すように左から右方になるに
従って角度値が０°から360 °に大きくなるようにした
横軸１６と、角度値が180 °を示す縦軸１７（後述する
正弦波テーブルのアドレスの初期位置に相当する。）
と、から象限１８を設定し、縦軸１７の左方（０−180
°）をPHASE1、縦軸１７の右方（180 −360 °）をPHAS
E2としている。そして、レゾルバの角度空間（象限１
８）の中央（180 °を示す縦軸１７）に、ロータ軸角度
計算用ＶＣＯ（正弦波テーブル）の初期角度（正弦波テ
ーブルのアドレス）〔角度＝φ〕を設定する。
し、０−180 °間をPHASE1、180 −360 °間をPHASE2と
する。すなわち、図４に示すように左から右方になるに
従って角度値が０°から360 °に大きくなるようにした
横軸１６と、角度値が180 °を示す縦軸１７（後述する
正弦波テーブルのアドレスの初期位置に相当する。）
と、から象限１８を設定し、縦軸１７の左方（０−180
°）をPHASE1、縦軸１７の右方（180 −360 °）をPHAS
E2としている。そして、レゾルバの角度空間（象限１
８）の中央（180 °を示す縦軸１７）に、ロータ軸角度
計算用ＶＣＯ（正弦波テーブル）の初期角度（正弦波テ
ーブルのアドレス）〔角度＝φ〕を設定する。
【００１７】次に、角度変位ΔθをΔθ＝sin θcos φ
−cos θsin φ＝ sin（θ−φ）〔式（５）参照〕によ
り計算する。ここで、角度変位Δθの極性をチェックす
ることによりレゾルバのロータ軸角度θとロータ軸角度
計算用ＶＣＯ〔なお、このロータ軸角度計算用ＶＣＯ
（正弦波テーブル）は前記電圧制御発振器（VCO ）７と
同様に機能するものであり、以下、便宜上、ＶＣＯとい
う。〕の角度φの大小関係がわかる。すなわち、角度変
位Δθ＞０のときは、ＶＣＯの角度φはロータ軸角度θ
より小さい。また、角度変位Δθ＜０のときは、ＶＣＯ
の角度φはロータ軸角度θより大きい。よって、その大
小関係によりＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレスを１
LSB ずつ増減（インクリメントまたはデクリメント）す
る。
−cos θsin φ＝ sin（θ−φ）〔式（５）参照〕によ
り計算する。ここで、角度変位Δθの極性をチェックす
ることによりレゾルバのロータ軸角度θとロータ軸角度
計算用ＶＣＯ〔なお、このロータ軸角度計算用ＶＣＯ
（正弦波テーブル）は前記電圧制御発振器（VCO ）７と
同様に機能するものであり、以下、便宜上、ＶＣＯとい
う。〕の角度φの大小関係がわかる。すなわち、角度変
位Δθ＞０のときは、ＶＣＯの角度φはロータ軸角度θ
より小さい。また、角度変位Δθ＜０のときは、ＶＣＯ
の角度φはロータ軸角度θより大きい。よって、その大
小関係によりＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレスを１
LSB ずつ増減（インクリメントまたはデクリメント）す
る。
【００１８】例えば、ロータ軸角度θがPHASE1（０−18
0 °）にある場合、次のようにＶＣＯ（正弦波テーブ
ル）のアドレスを増減する。すなわち、角度変位Δθ＜
０のときは、ＶＣＯの角度φはロータ軸角度θより大き
い（前記象限１８においてロータ軸角度θがＶＣＯの角
度φに比して左方にある）ので、ＶＣＯ（正弦波テーブ
ル）のアドレスを１LSB ずつデクリメントし、角度変位
Δθ＝０になるまでＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレ
スをデクリメントする。FPGA１３の上記角度計算で角度
変位Δθ＝０となったときにＶＣＯの角度φがロータ軸
角度θに等しいので、ADコンバータ１０は、FPGA１３の
シリアルポートにＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス
を出力する。
0 °）にある場合、次のようにＶＣＯ（正弦波テーブ
ル）のアドレスを増減する。すなわち、角度変位Δθ＜
０のときは、ＶＣＯの角度φはロータ軸角度θより大き
い（前記象限１８においてロータ軸角度θがＶＣＯの角
度φに比して左方にある）ので、ＶＣＯ（正弦波テーブ
ル）のアドレスを１LSB ずつデクリメントし、角度変位
Δθ＝０になるまでＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレ
スをデクリメントする。FPGA１３の上記角度計算で角度
変位Δθ＝０となったときにＶＣＯの角度φがロータ軸
角度θに等しいので、ADコンバータ１０は、FPGA１３の
シリアルポートにＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス
を出力する。
【００１９】また、ロータ軸角度θがPHASE2（180 −36
0 °）にある場合、次のようにＶＣＯ（正弦波テーブ
ル）のアドレスを増減する。すなわち、角度変位Δθ＞
０のときは、ＶＣＯの角度φはロータ軸角度θより小さ
い（前記象限１８においてロータ軸角度θがＶＣＯの角
度φに比して右方にある）ので、ＶＣＯ（正弦波テーブ
ル）のアドレスを１LSB ずつインクリメントし、角度変
位Δθ＝０になるまでＶＣＯ（正弦波テーブル）のアド
レスをインクリメントする。FPGA１３の上記角度計算で
角度変位Δθ＝０となったときにＶＣＯの角度がロータ
軸角度に等しいので、ADコンバータ１０は、FPGA１３の
シリアルポートにＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス
を出力する。上述したようにＶＣＯの角度φ及びロータ
軸角度θの大小関係によりＶＣＯ（正弦波テーブル）の
アドレスを１LSB ずつ増減（インクリメントまたはデク
リメント）するので、精度高い位置設定（位置判定）を
行うことができる。
0 °）にある場合、次のようにＶＣＯ（正弦波テーブ
ル）のアドレスを増減する。すなわち、角度変位Δθ＞
０のときは、ＶＣＯの角度φはロータ軸角度θより小さ
い（前記象限１８においてロータ軸角度θがＶＣＯの角
度φに比して右方にある）ので、ＶＣＯ（正弦波テーブ
ル）のアドレスを１LSB ずつインクリメントし、角度変
位Δθ＝０になるまでＶＣＯ（正弦波テーブル）のアド
レスをインクリメントする。FPGA１３の上記角度計算で
角度変位Δθ＝０となったときにＶＣＯの角度がロータ
軸角度に等しいので、ADコンバータ１０は、FPGA１３の
シリアルポートにＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス
を出力する。上述したようにＶＣＯの角度φ及びロータ
軸角度θの大小関係によりＶＣＯ（正弦波テーブル）の
アドレスを１LSB ずつ増減（インクリメントまたはデク
リメント）するので、精度高い位置設定（位置判定）を
行うことができる。
【００２０】上述したように、本実施の形態では、論理
演算機能を有するゲートアレイ（FPGA１３）によりレゾ
ルバのロータ軸角度を計算しており、復調回路５及び電
圧制御発振器（VCO ７）などからなるクローズループを
含む一種のＰＬＬ制御を行う前記従来技術（トラッキン
グ方式のＲ／Ｄコンバータ１）に比して、ロータ軸角度
計算をより高速に行うことが可能となり、これにより応
答速度を向上することができる。例えば、前記従来のト
ラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ１ではＰＬＬ制御の
ためトラッキングレートは375 rps 程度であったが、本
実施の形態によればトラッキングレートの向上が図れ、
例えば610 rps にできる。また、仮に高分解能とする場
合でも、高速応答を維持することができる。
演算機能を有するゲートアレイ（FPGA１３）によりレゾ
ルバのロータ軸角度を計算しており、復調回路５及び電
圧制御発振器（VCO ７）などからなるクローズループを
含む一種のＰＬＬ制御を行う前記従来技術（トラッキン
グ方式のＲ／Ｄコンバータ１）に比して、ロータ軸角度
計算をより高速に行うことが可能となり、これにより応
答速度を向上することができる。例えば、前記従来のト
ラッキング方式のＲ／Ｄコンバータ１ではＰＬＬ制御の
ためトラッキングレートは375 rps 程度であったが、本
実施の形態によればトラッキングレートの向上が図れ、
例えば610 rps にできる。また、仮に高分解能とする場
合でも、高速応答を維持することができる。
【００２１】また、レゾルバの励磁用正弦波が正（また
は負）の最大値のときにADコンバータ１０はレゾルバの
正弦波出力及び余弦波出力をAD変換するので、上述した
従来技術で必要とされた復調回路５が不要になり、従来
技術に比して復調回路の演算が省略される分、さらに応
答速度を向上できる。レゾルバの励磁用正弦波が正（ま
たは負）の最大値のときにADコンバータ１０はレゾルバ
の正弦波出力及び余弦波出力をAD変換することにより、
励磁用正弦波を定数とみなせるので、励磁正弦波とレゾ
ルバの正弦波出力及び余弦波出力の位置ずれによる角度
誤差の増大をなくすことができ、仮に、レゾルバとＲ／
Ｄコンバータ１間のインターフェイスケーブルが長くな
ったとしても、角度誤差を小さくすることができる。
は負）の最大値のときにADコンバータ１０はレゾルバの
正弦波出力及び余弦波出力をAD変換するので、上述した
従来技術で必要とされた復調回路５が不要になり、従来
技術に比して復調回路の演算が省略される分、さらに応
答速度を向上できる。レゾルバの励磁用正弦波が正（ま
たは負）の最大値のときにADコンバータ１０はレゾルバ
の正弦波出力及び余弦波出力をAD変換することにより、
励磁用正弦波を定数とみなせるので、励磁正弦波とレゾ
ルバの正弦波出力及び余弦波出力の位置ずれによる角度
誤差の増大をなくすことができ、仮に、レゾルバとＲ／
Ｄコンバータ１間のインターフェイスケーブルが長くな
ったとしても、角度誤差を小さくすることができる。
【００２２】また、FPGA１３は、ADコンバータ１０及び
DAコンバータ１１の間に介装され、ADコンバータ１０を
介して入力するレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力の
デジタル値に基づいて計算し、得られたデジタル値をDA
コンバータ１１などに出力しており、ロータ軸角度計算
をデジタル演算するので、従来技術で必要とされた温度
ドリフトの補償回路が不要となり、その分、全体構成が
簡易になり、ひいては低廉化を図ることができる。ま
た、FPGA１３に比較的低廉なデジタルＩＣの使用が可能
になり、これによりさらに装置全体の低廉化を図ること
ができる。なお、ロータ軸角度の分解能は１２ビットな
のでADコンバータ１０、正弦波、余弦波テーブルのsin
，cos 値の精度は、１２ビット以上あれば十分であ
る。
DAコンバータ１１の間に介装され、ADコンバータ１０を
介して入力するレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力の
デジタル値に基づいて計算し、得られたデジタル値をDA
コンバータ１１などに出力しており、ロータ軸角度計算
をデジタル演算するので、従来技術で必要とされた温度
ドリフトの補償回路が不要となり、その分、全体構成が
簡易になり、ひいては低廉化を図ることができる。ま
た、FPGA１３に比較的低廉なデジタルＩＣの使用が可能
になり、これによりさらに装置全体の低廉化を図ること
ができる。なお、ロータ軸角度の分解能は１２ビットな
のでADコンバータ１０、正弦波、余弦波テーブルのsin
，cos 値の精度は、１２ビット以上あれば十分であ
る。
【００２３】
【発明の効果】請求項１記載の発明によれば、ゲートア
レイがレゾルバのロータ軸角度を計算しており、復調回
路及び電圧制御発振器（VCO ）などからなるクローズル
ープを含む一種のＰＬＬ制御を行う従来技術（トラッキ
ング方式のＲ／Ｄコンバータ）に比して、ロータ軸角度
計算をより高速に行うことが可能となり、これにより高
速応答を図ることができる。また、ゲートアレイはロー
タ軸角度をデジタル演算して求めるので、従来技術で必
要とされた温度ドリフトの補償回路が不要となり、その
分、全体構成が簡易になり、ひいては低廉化を図ること
ができる。また、ゲートアレイに比較的低廉なデジタル
ＩＣの使用が可能になり、これによりさらに装置全体の
低廉化を図ることができる。
レイがレゾルバのロータ軸角度を計算しており、復調回
路及び電圧制御発振器（VCO ）などからなるクローズル
ープを含む一種のＰＬＬ制御を行う従来技術（トラッキ
ング方式のＲ／Ｄコンバータ）に比して、ロータ軸角度
計算をより高速に行うことが可能となり、これにより高
速応答を図ることができる。また、ゲートアレイはロー
タ軸角度をデジタル演算して求めるので、従来技術で必
要とされた温度ドリフトの補償回路が不要となり、その
分、全体構成が簡易になり、ひいては低廉化を図ること
ができる。また、ゲートアレイに比較的低廉なデジタル
ＩＣの使用が可能になり、これによりさらに装置全体の
低廉化を図ることができる。
【００２４】請求項２記載の発明によれば、レゾルバの
励磁用正弦波の特定位相時に、レゾルバの正弦波出力及
び余弦波出力のAD変換を行ってゲートアレイに入力する
ように構成することが可能であり、これにより、上述し
た従来技術で必要とされた復調回路が不要になり、従来
技術に比して復調回路の演算が省略される分、さらに応
答速度を向上できる。請求項３記載の発明によれば、レ
ゾルバの励磁正弦波の特定位相時に、前記レゾルバの正
弦波出力信号及び余弦波出力信号をＡＤ変換し、ロータ
軸角度を計算するので、上述した従来技術で必要とされ
た復調回路が不要になり、従来技術に比して復調回路の
演算が省略される分、さらに応答速度を向上できる。さ
らに、レゾルバの励磁用正弦波が正（または負）の最大
値のときにレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をAD変
換しており、励磁用正弦波を定数とみなせるので、励磁
正弦波とレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力の位置ず
れによる角度誤差の増大をなくすことができ、仮に、レ
ゾルバとＲ／Ｄコンバータ間のインターフェイスケーブ
ルが長くなったとしても、角度誤差を小さくすることが
できる。請求項４記載の発明によれば、ＶＣＯの角度を
ロータ軸角度に対応させて両者の大小関係を把握するこ
とが可能となり、両者の大小関係に応じて例えばＶＣＯ
（正弦波テーブル）のアドレスをビットずつ増減するこ
とにより精度高い位置設定（位置判定）を行うことがで
きる。請求項５記載の発明によれば、ＶＣＯの角度及び
ロータ軸角度の大小関係によりＶＣＯ（正弦波テーブ
ル）のアドレスをビットずつ増減することが可能にな
り、これにより精度高い位置設定（位置判定）を行うこ
とができる。
励磁用正弦波の特定位相時に、レゾルバの正弦波出力及
び余弦波出力のAD変換を行ってゲートアレイに入力する
ように構成することが可能であり、これにより、上述し
た従来技術で必要とされた復調回路が不要になり、従来
技術に比して復調回路の演算が省略される分、さらに応
答速度を向上できる。請求項３記載の発明によれば、レ
ゾルバの励磁正弦波の特定位相時に、前記レゾルバの正
弦波出力信号及び余弦波出力信号をＡＤ変換し、ロータ
軸角度を計算するので、上述した従来技術で必要とされ
た復調回路が不要になり、従来技術に比して復調回路の
演算が省略される分、さらに応答速度を向上できる。さ
らに、レゾルバの励磁用正弦波が正（または負）の最大
値のときにレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力をAD変
換しており、励磁用正弦波を定数とみなせるので、励磁
正弦波とレゾルバの正弦波出力及び余弦波出力の位置ず
れによる角度誤差の増大をなくすことができ、仮に、レ
ゾルバとＲ／Ｄコンバータ間のインターフェイスケーブ
ルが長くなったとしても、角度誤差を小さくすることが
できる。請求項４記載の発明によれば、ＶＣＯの角度を
ロータ軸角度に対応させて両者の大小関係を把握するこ
とが可能となり、両者の大小関係に応じて例えばＶＣＯ
（正弦波テーブル）のアドレスをビットずつ増減するこ
とにより精度高い位置設定（位置判定）を行うことがで
きる。請求項５記載の発明によれば、ＶＣＯの角度及び
ロータ軸角度の大小関係によりＶＣＯ（正弦波テーブ
ル）のアドレスをビットずつ増減することが可能にな
り、これにより精度高い位置設定（位置判定）を行うこ
とができる。
【００２５】請求項６記載の発明によれば、象限におい
てレゾルバのロータ軸角度がＶＣＯの角度に比して右方
にあればＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス値をイン
クリメントするので、位置設定（位置判定）の精度向上
を図ることができる。請求項７記載の発明によれば、象
限においてレゾルバのロータ軸角度がＶＣＯの角度に比
して左方にあればＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス
値をデクリメントするので、位置設定（位置判定）の精
度向上を図ることができる。請求項８記載の発明によれ
ば、レゾルバの正弦波出力のAD変換値とＶＣＯの角度の
sin 値を比較し、ロータ軸角度の象限に応じてＶＣＯ
（正弦波テーブル）のアドレスを１ビットずつ増減し、
ＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレスに対応する角度を
ロータ軸角度に対応した値に近づけるので、位置設定
（位置判定）の精度向上を図ることができる。
てレゾルバのロータ軸角度がＶＣＯの角度に比して右方
にあればＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス値をイン
クリメントするので、位置設定（位置判定）の精度向上
を図ることができる。請求項７記載の発明によれば、象
限においてレゾルバのロータ軸角度がＶＣＯの角度に比
して左方にあればＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレス
値をデクリメントするので、位置設定（位置判定）の精
度向上を図ることができる。請求項８記載の発明によれ
ば、レゾルバの正弦波出力のAD変換値とＶＣＯの角度の
sin 値を比較し、ロータ軸角度の象限に応じてＶＣＯ
（正弦波テーブル）のアドレスを１ビットずつ増減し、
ＶＣＯ（正弦波テーブル）のアドレスに対応する角度を
ロータ軸角度に対応した値に近づけるので、位置設定
（位置判定）の精度向上を図ることができる。
【図１】本発明の一実施の形態のＲ／Ｄコンバータを示
すブロック図である。
すブロック図である。
【図２】図１のADコンバータの動作タイミングを示す図
である。
である。
【図３】図１のDAコンバータの動作タイミングを示す図
である。
である。
【図４】レゾルバの角度とＶＣＯ（正弦波テーブル）の
初期値を示す図である。
初期値を示す図である。
【図５】従来のＲ／Ｄコンバータの一例を示すブロック
図である。
図である。
１ Ｒ／Ｄコンバータ １０ ADコンバータ １１ DAコンバータ １３ FPGA １４ データROM
Claims (8)
- 【請求項１】 レゾルバの正弦波出力及び余弦波出力を
ＡＤ変換したデータが入力される、論理演算機能を有す
るゲートアレイを有し、該ゲートアレイは前記デジタル
入力データに基づいて前記レゾルバのロータ軸角度をデ
ジタル演算して求めることを特徴とするＲ／Ｄコンバー
タ。 - 【請求項２】 前記ゲートアレイは、前記レゾルバの励
磁正弦波用のデジタルデータをＤＡコンバータに入力
し、該ＤＡコンバータは前記ゲートアレイからの入力デ
ータに基づいて前記レゾルバの励磁正弦波を得ることを
特徴とする請求項１記載のＲ／Ｄコンバータ。 - 【請求項３】 前記レゾルバの励磁正弦波の特定位相時
に、前記レゾルバの正弦波出力信号及び余弦波出力信号
をＡＤ変換し、ロータ軸角度を計算することを特徴とす
る請求項２記載のＲ／Ｄコンバータ。 - 【請求項４】 前記レゾルバの角度空間を２等分して形
成される象限を得、前記レゾルバの正弦波出力及び余弦
波出力の極性に基づいて前記象限における前記レゾルバ
のロータ軸角度を求め、かつロータ軸角度計算用ＶＣＯ
の初期角度を前記２等分された象限の中央に設定するこ
とを特徴とする請求項１から３までのいずれかに記載の
Ｒ／Ｄコンバータ。 - 【請求項５】 前記レゾルバのロータ軸角度と正弦波テ
ーブルのアドレスに対応する角度の差に応じたsin 値を
計算し、前記レゾルバのロータ軸角度及び前記ＶＣＯの
角度の大小に基づいて前記ＶＣＯの角度を増減すること
を特徴とする請求項４記載のＲ／Ｄコンバータ。 - 【請求項６】 前記象限は角度空間が左から右方になる
に従って値が大きくなるように設定され、前記象限にお
いて前記レゾルバのロータ軸角度が前記ＶＣＯの角度に
比して右方にあれば前記ＶＣＯの角度をインクリメント
することを特徴とする請求項５記載のＲ／Ｄコンバー
タ。 - 【請求項７】 前記象限は角度空間が左方から右方にな
るに従って値が大きくなるように設定され、前記象限に
おいて前記レゾルバのロータ軸角度が前記ＶＣＯの角度
に比して左方にあれば前記ＶＣＯの角度をデクリメント
することを特徴とする請求項５記載のＲ／Ｄコンバー
タ。 - 【請求項８】 前記レゾルバの正弦波出力のＡＤ変換値
と前記ＶＣＯの角度のsin 値を比較し、前記象限におけ
るロータ軸角度に応じて前記正弦波テーブルの角度に対
応するアドレスを１ビットずつ増減し、該アドレスに対
応する角度をロータ軸角度に近づけることを特徴とする
請求項５から７までのいずれかに記載のＲ／Ｄコンバー
タ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11150986A JP2000337924A (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | Ｒ／ｄコンバータ |
| US09/471,390 US6320524B1 (en) | 1999-05-31 | 1999-12-23 | R/D converter |
| EP00100395A EP1058389A3 (en) | 1999-05-31 | 2000-01-08 | R/D converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11150986A JP2000337924A (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | Ｒ／ｄコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000337924A true JP2000337924A (ja) | 2000-12-08 |
Family
ID=15508796
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11150986A Pending JP2000337924A (ja) | 1999-05-31 | 1999-05-31 | Ｒ／ｄコンバータ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6320524B1 (ja) |
| EP (1) | EP1058389A3 (ja) |
| JP (1) | JP2000337924A (ja) |
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| US7205916B1 (en) * | 2006-01-27 | 2007-04-17 | Alliant Techsystems Inc. | Digital method and apparatus for resolving shaft position |
| DE102006022993A1 (de) * | 2006-05-17 | 2007-11-22 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zur Bereitstellung einer Korrelation |
| US7268710B1 (en) * | 2006-07-11 | 2007-09-11 | Hiwin Mikrosystems Corp. | Logic device for the transformation of the output of the RDC into series A-B pulses |
| CN102435133A (zh) * | 2011-09-02 | 2012-05-02 | 北京邮电大学 | 一种基于fpga的旋转变压器测角系统 |
| US9059732B2 (en) * | 2013-03-21 | 2015-06-16 | Hamilton Sundstrand Corporation | Resolver-to-digital converter |
| CN108646617A (zh) * | 2018-04-26 | 2018-10-12 | 浙江大学 | 一种基于fpga的绝对编码器角度读取电路和方法 |
| CN116232335A (zh) * | 2022-12-09 | 2023-06-06 | 连云港杰瑞电子有限公司 | 单芯片数字ⅱ型跟踪环路的轴角-数字转换方法 |
| CN119602801B (zh) * | 2024-11-15 | 2026-03-20 | 中国电子科技集团公司第四十三研究所 | 一种定幅值数字-轴角转换器及其工作方法 |
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| US4486845A (en) * | 1982-07-23 | 1984-12-04 | The Singer Company | Resolver to incremental shaft encoder converter |
| US4933674A (en) * | 1984-06-11 | 1990-06-12 | Allen-Bradley Company, Inc. | Method and apparatus for correcting resolver errors |
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| JPH03261820A (ja) * | 1990-03-12 | 1991-11-21 | Tamagawa Seiki Co Ltd | ディジタルｒ／ｄ変換器 |
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-
1999
- 1999-05-31 JP JP11150986A patent/JP2000337924A/ja active Pending
- 1999-12-23 US US09/471,390 patent/US6320524B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-01-08 EP EP00100395A patent/EP1058389A3/en not_active Ceased
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102203545A (zh) * | 2008-12-30 | 2011-09-28 | 深圳航天科技创新研究院 | 霍尔旋转变压器及由其制成的霍尔转角编码器 |
| JP2012514185A (ja) * | 2008-12-30 | 2012-06-21 | シェンツェン アカデミー オブ エアロスペース テクノロジー | ホール回転トランス及びそれで作られたホール回転角エンコーダ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1058389A3 (en) | 2003-07-09 |
| US6320524B1 (en) | 2001-11-20 |
| EP1058389A2 (en) | 2000-12-06 |
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