JP2000515346A

JP2000515346A - 位相検出推定器

Info

Publication number: JP2000515346A
Application number: JP10507164A
Authority: JP
Inventors: フレドリクソン，ライザ; コブナー，ブラディミル; ホッグ，デニス，ダブリュ．
Original assignee: シーゲートテクノロジー，インコーポレイテッド
Priority date: 1996-07-22
Filing date: 1997-07-22
Publication date: 2000-11-14
Anticipated expiration: 2017-07-22
Also published as: DE19781888T1; WO1998004074A1; JP3647047B2; GB2330505A; GB9828016D0; KR20000067974A; GB2330505B; KR100442182B1; US6263032B1

Abstract

(57)【要約】位相誤差推定器の組み合わせ（４８、４９、５１）と共に傾き推定器（３０および３１）および誤差決定器（２１）を使って信号サンプリングシーケンス出力を生じさせるよう、信号サンプリングシステムに与えられる入力信号のサンプラー（２０）によるサンプルの取り出しを制御するよう、信号サンプリングシステムの設けられたタイミング制御ループのための位相検出器（２６）である。組み合わせ器の出力は直接に総和器（４０）に与えられ、遅延素子（１９）を介して位相誤差推定値を形成する。

Description

【発明の詳細な説明】位相検出推定器発明の背景本発明は、サンプリングされた信号の検出システムに関し、より詳細には情報記憶システムで使用されるかかるシステムに関する。情報記憶システム、例えばデジタル磁気記録システムでは、移動中の磁気媒体に隣接して位置する記憶、すなわち書き込み電流−磁界トランスジューサ、またはヘッドにより、この移動中の磁気媒体にデータを記憶するようになっている。このデータは記憶トランスジューサ内の巻線を通して与えられるほぼ一定の大きさの書き込み電流の流れ方向を切り替えることにより、磁気媒体に記憶、すなわち書き込まれる。かかる各書き込み電流が反対方向の流れに変わる結果として、反対方向の先の電流によって誘導された媒体内の磁化方向に対して電流の方向が変わる間、トランスジューサが通過する磁気媒体部分に磁化方向の反転が生じる。「非ゼロ復帰反転（ＮＲＺＩ）方式」と称されることが多いある符号化方式では、トランスジューサを通過する媒体部分にわたる各磁化方向の反転は二進の数字「１」を示し、この部分においてかかる反転がないことは二進の数字「０」を示すようになっている。こうして記憶されたデータを、その後再生すべき場合、検索、すなわち読み出し磁界−電圧トランスジューサ（書き込みトランスジューサと読み出しトランスジューサの双方が媒体の磁界とトランスジューサとの間の誘導結合に依存している場合は、このトランスジューサは記憶トランスジューサと同じでよい）、すなわちヘッドは先に記憶されたデータを含む磁気媒体を通過させるように位置している。トランスジューサに隣接した媒体のかかる通過により、その媒体内の磁化反転領域を伴う磁束に対応する電圧パルスを誘導させ、その検索トランスジューサに対するアナログ出力読み出し信号を形成することが可能となるか、またはこれら磁化反転領域を伴う磁束にトランスジューサ回路のパラメータを変えさせ、かかる出力信号電圧パルスを発生することが可能となる。上記符号化方式ではトランスジューサを通過する隣接する媒体部分の間の磁化方向の反転による読み出しトランスジューサの出力信号内のかかる各電圧パルスは、二進の数字「１」を示し、かかる部分に対応するパルスのないことは二進の数字「０」を示すようになっている。デジタルデータ磁気記録システムはこれまでこの信号をデジタル化する基礎として、検索されるアナログ信号内のかかる電圧パルスを検出するためにピーク検出方法を用いていた。かかる方法は検索された信号のどのピークが所定のスレッショルドを越えたかどうかを判断することに基づいて、検索された信号で二進の数字「１」に関連したパルスが発生したことを判断しており、また上記のように磁気媒体内にデータを記憶した先の記録動作で使用されたタイミング情報を再構成するために、その電圧パルスの間の時間も使用している。こうして検索されたアナログ信号は制御式発振器、すなわち位相ロック発振器、すなわちシンセサイザを形成する位相ロックループへ送られ、この位相ロックループはこの検索されたアナログ信号内の検出されたピーク位置から出力タイミング信号、すなわちクロック信号を発生している。磁気媒体の速度は記憶動作および検索動作の双方で時間に対して変化し、この結果、検索されたアナログ信号内の電圧パルスの間では均一でない時間インターバル、またはそのインターバルの均一でない倍数が生じるので、データ検索システム部分を作動させるのに絶対的な時間は使用されない。より最近のデジタルデータ磁気記録システムでは、トランスジューサのアナログ出力信号を形成するのに関連する再生されたデータパルス間で生じるシンボル間の所定の干渉度の許容に関連する部分応答信号が使用され、再生されたデータパルスは記録された二進データから得られるデータシンボルも示す。かかる構造により磁気媒体に記憶されるデータの密度を高めることが可能となっている。データの再生は検索されたこのアナログ信号をデジタル化する基礎として、検索されたアナログ信号の振幅を周期的にサンプリングすることによって行われ、かかるサンプルの取り込みは位相ロック発振器によって供給されるクロック信号内のパルスによって開始される。このようなクロック信号によって開始されるサンプルの振幅は、予想されるシンボル間の干渉のために、検索された１つの二進の数字を示す２つ以上のパルスによる、これらサンプルへの振幅の影響を有する。部分応答信号化に適す周波数応答特性を備えた信号伝達チャンネルを提供する一部の手段として、デジタル磁気記録システムは第４種（クラス４）システムと称されるあるタイプの部分応答信号化システムを選択することが多い。かかるシステムは得られる検索されたアナログ信号のスペクトルの性質に鑑み、磁気記録に特に適す。その理由は、信号チャンネルは第４種のシステムの信号スペクトルにほぼ一致するチャンネル周波数特性を提供するのに、この信号チャンネルと共に使用される等化器による等化操作が比較的少なくて済むからである。かかる４種の部分応答信号化システムでは、任意のサンプリング時間における等化後の検索された信号波形の振幅は、１サンプリングクロック周期だけ早い直前のパルスからではなく、そのサンプリング時間の近くで検索されたアナログ信号内に新たに含まれる、対応する記録された二進数字を示すパルスの振幅からの、その振幅に対する影響を有する。しかしながら、その２つのサンプリングクロックの周期だけ先に生じたパルスの振幅からの別の影響もあるが、更に先に生じたパルスからの影響はない。この結果、検索されたアナログ波形のサンプルは偶数番号のサンプルを含むサブシーケンスと奇数番号のサンプルを含む２つの交互に並んだ（インターリーブ状）サブシーケンスに分割できる。かかる各サブシーケンスは最尤シンボル検出装置の一部としてのビタルビ(Viterbi)検出器へ別々に送ることができる。また、かかる部分応答信号化システム内の検索されたアナログ信号は、トランスジューサからの検索されたアナログ信号、すなわち読み出されたアナログ信号内のデジタルデータを示すパルスの発生によって示されるタイミング内で示されるクロック信号を再生する基礎として、位相ロック発振器へ与えられる。この信号内の受信情報を正しく再生するには、その信号のサンプルを取り込む時間の精度およびこのサンプルと共に検出システムの他の部分の動作を対応して同期化させる精度が必要である。このようなタイミング情報の再生に成功するための１つの条件は二進データ内の行（ロー）の「０」ビットシンボルが過度に多くないことが条件であり、このようにゼロビット信号が過度に多いと、位相ロック発振器がかかるタイミング情報を誘導する際の根拠となるアナログ読み出し信号内で生じるパルスが過度に少なくなる。このようなニーズはゼロデータビットのかかる不適当に長いシーケンスを防止するような性質を有する符号を使って、磁気ディスク媒体に記録するために提供されるデータを正しく予め符号化することによって満足させることができる。読み出されたアナログ信号内の二進データを示すパルスの発生の誘導されたタイミングを示す位相ロック発振器の平均周波数は、その読み出された信号内のパルスの平均的発生頻度に明らかに等しくなければならない。その理由は、読み出し検出システムはサンプリング周波数に基づき、実際に記録された数と同じ数のデータビットを発生しなければならないからである。しかしながらこのような条件を満たしていても位相ロック発振器の出力クロック信号は、読み出されたアナログ信号内の各パルスが、その時間にサンプリングされる場合の変化を示す位相変化を示す。このようなタイミング位相の変化は通常、位相ジッターまたはタイミングジッターと称される。かかるジッターは正確なサンプリングを発生するのに位相ロック発振器のクロック信号内で制御しなければならない。読み出しトランスジューサによって得られる読み出されたアナログ信号ｘ（ｔ）は、まず増幅および等化操作を含むアナログ信号処理操作を受ける。かかるアナログ処理の後に得られる読み出され、処理されたアナログ信号ｙ（ｔ）は、サンプリングの準備がなされ、（ｋＴ＋τ［ｋ］）と示すことができる時間でサンプリングされる。このクロック信号の周期、すなわちサンプリングインターバルはＴと表示されるので、現在の周期に対する時間はｋＴとなる。ここでｋは初期時間から生じたサンプリングインターバルの数を示す適当な整数であり、位相誤差τ［ｋ］はｋ番目のサンプリングインターバル内のタイミング誤差を示す。従って、現在取り込まれたサンプルはｙ（ｋＴ＋τ［ｋ］）の振幅値を有する。すなわち位相ロック発振器の出力クロック信号は、サンプリング時間（ｋＴ＋τ［ｋ］）にてサンプルーホールド回路にｙ（ｔ）の現在値をホールドさせ、ｙ（ｋＴ＋τ［ｋ］）のアナログサンプル値、すなわちsample[i]を発生させ、このサンプル値は等価デジタル値に変換するためにアナログ−デジタルコンバータへ送られる。チャンネル内にノイズの無い部分応答システムでは、等化器の出力ｙ（ｔ）は理想的には各サンプリング周期の開始時で得られる３つのサンプル値＋１、０または−１のうちの１つである。しかしながらその代わりに、無ノイズサンプル内で得られる実際の電圧値は部分応答信号伝達システムのチャンネル内で生じる非対称性およびスケーリング効果により上記これら理想サンプルに対応してＶ_S+、０およびＶ_S-となり、特定の時間の従属性を与えることなくｉ番目の理想サンプルの値を示す実際に使用されるシステムの理想サンプル値ideal[i]を与える。Ｖ_S+ およびＶ_S-の値は大小の値のサンプルに対する平均値を探す平均化装置から得ることができる。サンプル周期sample[i]で測定されるサンプル値はノイズ、タイミングジッターおよびその他の信号伝達欠陥により通常は理想サンプル値ideal[i]の１つに等しくはならない。従って、その代わりに次の式に等しい値を有する誤差が生じる。 error[i]=sample[i]-ideal[i] この誤差はフィードバックループ内で次の所望するループタイミング関数に対して不遍最小変動推定量を使用するフィードバックループ内でタイミング位相を適応的に調節することにより、これまでタイミングジッターの影響に関して制御されていた。更に、再帰的(recursive)タイミング位相補正をするために、次のようにループの性質を設定する。かかるシステムは図１に示されている。図１のシステムではスピンドル１３を中心にヘッド位置決め器および初期信号プロセッサ１２により選択されたトラックに隣接するデータ検索トランスジューサ装置１１、すなわち読み出しヘッドを通過するように、複数の多少の同心状円形トラックの各々に沿って複数の磁化方向反転位置を含む、磁気材料で被覆されたディスク１０が回転され、初期のアナログ読み出し信号ｘ（ｔ）を発生する。この信号は利得可変アンプ１４内で更に処理され、その後、リニアチャンネル等化器１５で処理される。等化器１５はその入力端から一連の遅延素子１６を有し、素子１６の各々と遅延ラインを形成し、この等化器に与えられた入力信号を内部の３つのＴ／３遅延フィルタのカスケードを通過させることにより、この入力信号をサンプリングインターバルに公称的に等しいＴ秒だけ遅延させる。従って、等化器１５の入力端にはｘ（ｔ）が与えられ、この遅延ラインに導かれる。Ｔ秒だけ遅延された一連の信号は、この遅延ラインからタップ出力され、複数のタップ重み乗算器１７のうちの対応する乗算器に与えられ、関連するタップ重み値ｗ_nが乗算される。乗算器１７からの重み付けされた値は総和器１８で加算され、等化器１５のアナログ出力ｙ（ｔ）を発生する。タップ重み変化値はサンプルアンドホールド回路に基づくサンプラー２０内の出力信号ｙ（ｔ）から取り出されるサンプルから決定される誤差信号のスケール化された信号を入力信号ｘ（ｔ）の対応する遅延された信号に乗算することに基づき、複数の対応する重み付け変更乗算器１９から得られる。これらサンプルはソース２２からのかかるサンプルに対するスケール化された理想値と共に誤差決定器２１へ与えられ、これらサンプルから決定器２１は振幅スケーラ２３を通って重み付け変更乗算器１９へ送られる誤差を決定する。サンプラー２０で得られるサンプルおよびスケール化された理想サンプル値もそれぞれ対応するＴ秒遅延素子２４および２５へ供給され、更に直接位相検出器２６へ供給される。この位相検出器２６には遅延素子２４および２５からの遅延された信号も供給される。位相検出器２６はこれら入力信号を使って上記推定値を形成する。この推定値はステップサイズ乗算器２７によりスケール化され、次に電圧制御式発振器を制御するのに使用され、発振器はサンプリングクロックをサンプラー２０へ与え、ｙ（ｔ）の各サンプルの取り出しを開始し、この信号処理システム内の他の動作を同期化する。これにより利用可能なタイミング誤差訂正装置が得られるが、値がゼロのサンプルが連続するような状況ではタイミング誤差をできるだけ良好に訂正することはできない。この状況では推定器ｚはかかる時にゼロの値を取り込むとみなすことができるので、このときにはタイミング誤差の訂正は行われない。従って複雑さを大幅に増すことなく、より良好なタイミング誤差訂正を行うタイミング誤差訂正装置が望まれている。発明の概要本発明は入力信号を受信し、サンプリングインターバル中に信号振幅から信号の傾き推定値を発生する傾き推定器およびサンプラーからサンプルを受信し、かかるサンプルとかかるサンプルの予想値との間で生じる振幅の差に基づき、受信されたサンプルに対応する誤差振幅表示を発生する誤差決定器を使って信号サンプルのシーケンス出力を生じさせるよう、信号サンプリングシステムに与えられる入力信号のサンプルのサンプラーによる取り出しを制御するよう、信号サンプリングシステムに設けられたタイミング制御ループのための位相検出器を提供するものである。傾き推定器および誤差決定器には電気的に位相誤差推定組み合わせ器が接続されており、傾き推定値により選択的に変更される誤差振幅表示に基づき、対応するサンプリングインターバル中にこの組み合わせ器の出力端に位相誤差推定値を発生するようになっている。位相誤差推定値組み合わせ器から総和器に対応するサンプリングインターバルだけ遅延された位相誤差推定値を信号遅延器が発生し、総和器は位相誤差推定組み合わせ器から直接現在の位相誤差推定値も受信する。総和器は現在の位相誤差推定値と遅延された位相誤差推定値との代数和である出力信号を発生する。傾き推定器はサンプリングインターバルのうちの現在のインターバルの選択された何分の１かの間、入力信号を遅延する信号遅延器に接続でき、サンプリングインターバル中に信号遅延器を通過する信号の振幅値を傾き推定器が決定するのを助け、対応するサンプラーインターバル中にかかる信号の傾きの推定値を発生する。第２信号遅延器が更に現在のサンプリングインターバルの所定の何分の１かの間に、この第２信号遅延器を通過する入力信号を更に遅延し、サンプリングインターバル中に第１および第２信号遅延器を通過する信号の振幅値を傾き推定器が決定するのを更に助ける。図面の簡単な説明図１は従来のタイミング誤差訂正システムのブロック図である。図２Ａ、２Ｂ、２Ｃおよび２Ｄは、本発明に関連するサブシステムのブロック図である。図３は、本発明を実施したタイミング誤差訂正システムのブロック図である。図４Ａおよび４Ｂは、図３に示されたシステムの性能に関連したグラフである。図５は、本発明を実施したタイミング誤差訂正システムのブロック図である。図６Ａおよび６Ｂは、図５に示されたシステムの性能に関連したグラフである。好ましい実施例の詳細な説明サンプリング時のタイミング誤差に起因するサンプル内の誤差を減少させることは、この誤差の二乗の予測値、すなわち平均二乗誤差を形成し、この誤差をタイミングジッターに対して最小化することにより別の方法として行われる。かかる操作を行うには、ゼロに設定し、解くべきこの平均二乗誤差のタイミング誤差の勾配を探さなければならない。このような最小二乗平均誤差を探すことが困難なことにより、平均値を探すことなく最小値に向かってタイミング位相を適応的に調節する根拠として、二乗誤差のタイミング誤差の勾配自身を使用している。この結果、フィードバックループ内でタイミング位相を逆方向に再帰的に調節するのに、確率的勾配が使用される。すなわち、このタイミング位相は次のように示されるここでαはタイミング誤差の確率的勾配を乗算するステップサイズ、すなわちスケーリングパラメータである。タイミング、すなわち位相誤差に対する二乗誤差の確率的勾配は次のように示される。次に位相ロック発振システム内のフィードバックループ内でこの勾配を使用し、次の式に従い、内部で使用されている電圧制御式発振器を更新する。ここで、（定数２を含む）パラメータβは更新ステップサイズを設定し、位相ロック発振器が等化されたアナログ読み出し信号内のパルスのタイミングの変化をトラッキングできるようにしながら、位相ロック発振器に安定性を与えるよう決定された値となっている。従って、そのループを作動させるための基礎として、タイミング位相に対するその信号の勾配、すなわちその推定値と共に、等化されたアナログ読み出し信号のサンプリングの誤差を位相ロック発振器のループに供給しなければならない一般に上記のように、部分応答信号伝達システムのチャンネル内では１つの等化器が使用され、一般にその等化器は図１のシステムと同じようにシステムのチャンネル内で生じる変化に適応できるように適応形となっている。一般的な線形適応形等化器は現在のサンプルの誤差error[i]と乗算器の利得を微小調節するよう、その等化器を形成するトランスバーサルフィルタ構造で使用される各乗算器の入力端に存在する信号とを相関化するかかる適応化の基礎として、最小二乗平均誤差アルゴリズムを使用する。従って、システムは一般に等化器内で適応化を行うために、関連するスケール化された理想サンプル値に基づく誤差信号、すなわちその誤差信号の推定値を利用できる。更に、サンプリング時にサンプリングされる信号の傾きの推定値を位相ロック発振器のループに供給しなければならない。ループに供給される勾配に基づく信号の振幅はスケール化されるので、勾配の代数的符号は十分な推定値となる。この目的のために、アナログ微分回路を使用できるが、かかる回路はノイズを増すので、満足できないことが多い。図２Ａは、一対の比較器３０および３１の正の出力端の一方または他方のいずれかを二進の論理値「１」とし、更に正の傾きを示す単極単投スイッチ３２、または負の傾きを示す単極単投スイッチ３３のいずれかの一方の側を、二進の論理値「１」とすることにより、傾きを常に正または負と推定する傾き符号推定回路を示す。等化器１５の出力端からのアナログ信号ｙ（ｔ）は、比較器３０の非反転入力端および比較器３１の反転入力端へ印加され、２つのＴ／３遅延素子３４および３５によって２Ｔ／３秒だけ遅延された信号が比較器３０の反転入力端および比較３１の非反転入力端へ加えられる。比較器３０の出力端はスイッチ３２の一方の側に接続されており、比較器３１の出力端はスイッチ３３の一方の側に接続されている。従って、ｙ（ｔ）がｙ（ｔ−２Ｔ／３）よりも大であれば、出力端に二進の「１」の値を有する比較器３０および出力端に二進の「０」の値を有する比較器３１により、正の傾きが推定される。相対的信号の振幅の反転により比較器３０のような動作を要約するものである。比較器３０および３１の出力端上の二進値はスイッチ３２および３３の開閉を制御する、スイッチ附勢点線上のクロック信号によりこれらスイッチを通過するように伝達される。この推定値からのサンプリングを行うために送られる信号は、遅延素子３４の出力端における信号であり、等化器１５の出力端からＴ／３だけ遅延される。従って、ｔおよびｔ−２Ｔ／３時間における等化器の出力信号の値から行われる傾き推定は、時間ｔ−Ｔ／３でとられたサンプル値ｙ（ｔ−Ｔ／３）の両側で時間的に対称的に生じる信号の値に基づくものである。図２Ｂは比較器３０上の正の論理出力の他に、比較器３０上に負の論理出力を設けたこと、すなわち完全な微分比較器を設けたことにより、比較器３１を省略することが可能となったことを示している。比較器３０は図２Ｂでは３０’と表示し直されている。図２Ａおよび２Ｂの推定器は１または−１の傾きの値を常に割り当てる際に、ゼロの値の傾きを考慮をしていない。図２Ｃは、ゼロの値の傾きが存在することを判断するための傾き符号推定器を示す。このゼロ値の傾きは、この場合、±ε 内のある範囲の小さい傾きを発生するが、この傾きはゼロ値の傾きと見なされる。このような操作は図２Ａで使用されたものと同じ推定システムを使って行われるが、±εの定数値の組み合わせは、一対の定数値加算器３６および３７によって行われる。しかしながら、これら値は加算器３６および３７のうちの関連する一方で加算される定数の代数的符号を変えることにより、これら比較器の各々に対するこの信号の遅延された信号と組み合わせできたものである。図２Ｃの推定器は次のように示すことができる。この推定器によりゼロが発見される結果、比較器３０および３１の双方とこれら比較器に接続されたスイッチ３２および３３の側は、「０」の二進値を有する。図２Ｄにはサンプル値ｙ（ｔ−Ｔ／３）の各側での傾きの一致をチェックする別の傾き符号推定器が示されている。両側で一致している場合、１または−１の傾きが生じたと判断される。しかしながら両側で傾きが異なる場合、ゼロの値の傾きが存在していたと判断される。等化器１５の出力信号は再び図２Ｄの傾き推定器における比較器３０の非反転入力端および遅延素子３４へ与えられる。遅延素子３４からの遅延された信号は比較器３０の反転入力端および比較器３１の非反転入力端の双方、並びに遅延素子３５の入力端へ与えられる。遅延素子３４および３５の双方によってこのように遅延された信号は比較器３１の反転入力端へ与えられる。比較器３０および３１の双方の出力信号はＡＮＤゲート３８の入力端およびＮＯＲゲート３９の入力端へ与えられ、ゲート３８の出力信号はスイッチ３２の一方の側へ与えられ、ゲート３９の出力信号はスイッチ３３の一方の側に与えられる。従って、ｙ（ｔ）がｙ（ｔ−Ｔ／３）より大であり、ｙ（ｔ−Ｔ／３）もｙ（ｔ−２Ｔ／３）よりも大である場合、ｙ（ｔ−Ｔ／３）のサンプル値のまわりに一致した正の傾きが発見され、比較器３０および３１の各々はそれらの出力端に二進の「１」を発生し、これによりＡＮＤゲート３８はスイッチ３２に二進の「１」を与える。他方、ＮＯＲゲート３９はこれらの状況で二進の「０」の出力を発生する。これら信号の値の間のこれら関係が逆である場合、ｙ（ｔ−Ｔ／３）のサンプル値を中心に、一致した負の傾きが発見され、これら比較器の各々はそれらの出力端の二進の「０」を発生し、これによりＮＯＲゲート３８はスイッチ３３に二進の「１」を与え、ＡＮＤゲート３８はその出力端に二進の「０」を発生する。これら信号値の関係の他の組み合わせはゼロの傾きを示し、この結果、ゲート３８および３９の出力端にゼロの二進値が生じる。このような動作は次のように示される。タイミング誤差に対する二乗誤差の確率的勾配に基づく磁気データ記憶システムの検索、すなわち読み出しサブシステムのための位相ロック発振ループは、実際に得られたサンプルと理想的なスケール化されたサンプルの間の差に基づくこれら信号の傾き推定器および誤差推定器のうちの１つを使って実現できる。上記推定器ｚおよび確率的勾配を共通する等化器の出力信号に適用することにより、このループに対して予想できる結果と上記推定器ｚを使うループに対して予想される結果との比較を行うことができる。適当な信号はかかるサブシステムにおける位相ロック発振器ループをスタートするのに使用される標準的なプレアンブルタイミング信号であり、この信号は４つのサンプリングインターバルに等しい時間のうちの磁気記憶媒体における５０％のデューティサイクルの矩形波として記憶される。読み出しヘッドトランスジューサで検出されるかかる信号は、トランスジューサが誘導効果に基づくものであるか、または磁気抵抗効果に基づくものであるかに応じて有効に微分される。このように検出された標準的なプレアンブル信号は等化器を通過し、次のように位相ロックループおよびサンプラーに与えられる。上記確率的勾配に基づく推定量は、下記の式で示される。ここで、ｍ（ｋＴ）はサンプリングポイントにおける出力信号の傾きであり、上記式は次のように簡単に示すことができる。ここで、▽τ［ｋＴ］は現在の推定量の値であり、ｓｇｎ｛ｍ［ｋＴ］｝は傾きの現在の代数的符号であり、定数２は上記のようにループステップサイズのパラメータβ内で組み合わされると見なされる。次の１次の項を保持することにより、サンプル値ｋＴを中心とするテーラー級数で内部のノイズを無視する位相誤差τ［ｋＴ］を備えた等化器の出力信号を近似すると、erro r［ｋＴ］を次のように示すことができ、次の式が得られる。従って、error［ｋＴ］、すなわちを評価するのに標準プレアンブル信号の傾きが必要である。この式は信号の周期的性質を鑑み、一般性を失うことなく信号の他の部分を特徴付ける信号の第１周期を使用して次のようにサンプリング時間ＫＴで評価できる。従って、プレアンブル信号に対する確率的勾配の推定量は次のように評価される。次に、推定量ｚに戻ると、上記式からこの推定量を次のように示すことができる。または上記のようにｙ（ｋＴ＋τ［ｋＴ］）に近似式ｙ［ｋＴ］＋ｍ［ｋＴ］τ ［ｋＴ］に置換すると、次の式が得られる。この式を拡張すると次の式が得られる。従って、サンプリングポイントにおけるプレアンブル信号の微分値に対するサンプル値の他に、このポイントにおける実際のサンプル値も必要である。サンプリングポイントにおける信号の微分値に対する値と同じ根拠に基づき、上記標準的プレアンブル信号から得られるこれら値は次のように示される。サンプリング時間における標準的プレアンブル信号に対するこれら値および同的プレアンブル信号に対し次のように示される。る確率的勾配推定量▽τ_pr［ｋＴ］と、先のサンプリングポイントに対する確率的勾配推定量▽τ_pr［（ｋ−１）Ｔ］との合計に等しいことが判る。このことは、新しい推定量、すなわち係数の成分、すなわち単位に設定された移動平均成分の係数と共に使用される重み付け係数すなわちスケーリング係数を用いることなく、確率的勾配推定量の２点移動平均として定義される新しい推定量▽Φ［ｋＴ］に示している。推定量によって得られる２点平均の組み合わせた利点を与えるものである。推定量から使用されるタイミング誤差訂正フィードバックループが正しいタイミング位相にロックすることを保証するよう、標準的タイミングプレアンブルとの初期使用する間のこれら推定量の性能の重要性に鑑み、まずこれら推定量の統計的ふるまいと、小さい固定された位相誤差τの存在を仮定することにより、それらに与えられる標準タイミングプレアンブル信号とをまず比較する。確率的勾配推定量の平均値は次のように示される。ここで、標準的プレアンブルタイミング信号に対し、統計的勾配推定量によって得られる値に対する上記式は、τであるｋ番目の位相誤差値の予測値と共に使用されたものである。移動平均推定量の平均値は次のとおりである。ここで、上記移動平均推定量の式が使用されており、推定量が使用されるフィードバックループが一旦定常状態に達した場合妥当である、各サンプリング時間における位相誤差の独立性が仮定されている。プレアンブルタイミング信号はサ量の平均値に等しくなる。これら推定量の変化を比較する際に、これら推定量が使用されるフィードバックループは同じ理由で各々において同様な電圧制御式発振器を作動させるのに、推定量の出力信号に対し十分な利得を与えると見なすことができる。従って、確率的勾配推定量を使用する際のループ利得は十分大きくなるので、移動平均推定量が確率的勾配自身と同じように確率的勾配推定量の影響の数の２倍を有していても、移動平均推定量によって与えられる信号と同じ振幅となる信号を電圧制御式発振器へ確率的勾配推定量が与える。従って、推定値を正しく比較するために、確率的勾配推定量の変化のばらつきはその値を２で乗算することに基づく。従って、これら目的のために各サンプリング時間における位相誤差は標準プレアンブルタイミング信号における他のサンプリング時間の位相誤差とは独立していること、およびこれら誤差はゼロの平均値およびσの標準偏差を有すると仮定するので、各推定量の平均値はこのような状況ではゼロとなり、確率的勾配推定量のばらつきは次の式で表される。ここで、ゼロ平均タイミング位相誤差の平方の予測値、すなわちそのばらつきはσ²に等しいとする仮定と共に、標準タイミングプレアンブル信号に演算する確率的勾配推定量の値を再び使用する。この状況での移動平均推定量のばらつきは再び移動平均推定量および確率的勾配推定量の式を使用し、各サンプリング時間におけるゼロ平均位相タイミング誤差の独立性を使用すると、次の式が得られる。従って、移動平均推定量は平均位相オフセットがゼロの状態でノイズの影響の受けにくさを約３ｄＢだけ改善する。図３は、ディスク１０から上記移動平均位相誤差推定量に基づくタイミング、すなわち位相誤差訂正ループを含むサンプル−ホールド回路２０を通るデータ検索チャンネルの一部を形成するシステムのブロック図である。図２Ｄの傾き符号推定量は図３のシステム内のこのループの一部として使用されるように選択されている。遅延素子３４においてサンプルインターバルの３分の１、すなわちＴ／３の遅延時間の後の等化器１５からのアナログ信号は、サンプリングのためサンプルーホールド回路２０へ与えられる。この結果、サンプル値のシーケンス、すなわちｙ（ｋＴ＋τ［ｋ］）がデータ検索チャンネル内のその後のサブシステム部品に与えられ、データを再生するために更に処理される。またこれらサンプルはデータ検索チャンネル内で使用されるタイミング、すなわち位相誤差訂正フィードバックループへの入力信号として与えられる。後者の用途ではサンプルーホールド回路２０からのサンプルの各々は、誤差決定器２１へ与えられ、これから適当なサンプリング時間で等化器１５の出力端からのアナログ信号内で生じると予想されるサンプル振幅のうちの２つの各々のスケール化された理想的サンプル値を減算する。理想的な第４種の部分応答データ検索チャンネルでは、等化器の出力は各サンプリング時間で３つのサンプル値１、０または−１のうちの１つを交互に取ることが予想される。データ検索チャンネルにおける非対称性およびその内部で働く種々のスケール化要素により、これら予想されるサンプル値の可能性はＶ_S+、０（データ検索チャンネル内のオフセットは訂正済みであると仮定）およびＶ_S-の対応するスケール化された理想的な値として、より正確に表示される。スケール化された理想的サンプル値のソース２２により、Ｖ_S+およびＶ_S-に対し得られる値は、一般にソース２２内のレジスタで与えられ使用前のシステム内で行われる測定またはシステムの作動中に得られるサンプル値の平均値を計算することによって得られる。既に述べたように、データ検索チャンネルではオフセット値は訂正されていると仮定されるので、ゼロ値のサンプルとなるように意図されるサンプルに対する予測値はゼロとなる。この結果、サンプル−ホールド回路２０によって供給される現在サンプルからの誤差決定器２１内では減算は行われず、むしろすべてのサンプル値はこれより減算されたゼロの値を自動的に有すると見なすことができるので、第１総和入力ライン４１上では回路２０の出力端から後述するスイッチを介し、アナログ信号代数的総和器（加算器）４０へ直接現在のサンプルが供給される。スケール化された理想的値Ｖ_S+はソース２２により単一利得減算器４２に供給され、この減算器４２はサンプル−ホールド回路２０によって減算器に供給される現在のサンプル値からその理想的値を減算し、後述するスイッチを介し、総和器４０に接続されている総和器入力ライン４３上にその差を与える。最後に、スケール化された理想的サンプル値Ｖ_S-はソース２２によって別の単位利得減算器４４へ与えられ、この減算器はサンプル−ホールド回路２０によってこの減算器に与えられた現在のサンプル値から値Ｖ_S-を減算し、後述する別のスイッチを介して総和器４０に接続されている最終総和ライン４５上にその差を与える。現在のサンプルに対する誤差値を実際に示すのに、可能なサンプル誤差を示すこれら差のうちのどれを用いるかは、各現在サンプルと一対の対応するスレッショルド値Ｖ_T+およびＶ_T-の各々とを比較する２値スレッショルド装置によって決定される。スレッショルドの値Ｖ_T+の代表的な大きさは、Ｖ_S+／２であり、スレッショルドＶ_T-の代表的な値はＶ_S-／２である。スレッショルドソース４５は第１比較器４６の反転入力端にスレッショルド値Ｖ_T+を与え、ソース４５は別の比較器４７の非反転入力端にスレッショルド値Ｖ_T-を与える。サンプル−ホールド回路２０の出力から比較器４６の非反転入力へ供給される現在サンプルの値がＶ_T+ を越えた場合、比較器４６の出力信号は論理値「１」をとり、総和ライン４２内のスイッチ４８を閉じることを命令し、よって単位利得減算器４２によって決定される差、すなわちｙ（ｋＴ＋τ［ｋＴ］）−Ｖ_S+を総和器４０へ与える。ちなみにサンプル−ホールド回路２０の出力端から比較器４７の反転入力端へ供給される現在サンプルの値はＶ_T-よりも大であるので、比較器４７の出力信号はその出力で論理値「０」のままであり、総和ライン４５内の別のスイッチ４９を開状態に維持するように命令する。他方、現在サンプルの値がＶ_T-よりも負である場合、比較器４７の出力信号はその出力端で論理値「１」となり、スイッチ４９を閉じるように命令し、これによってサンプル値とスケール化された理想値との差、すなわちｙ（ｋＴ＋τ［ｋＴ］）−Ｖ_S-を総和ライン４５上の総和器４０へ与えることができ、一方、比較器４６の出力信号は論理値「０」のままであり、スイッチ４８を開状態に維持する。最後に、現在サンプル値がスレッショルド値Ｖ_T+を越えないか、またはスレッショルド値Ｖ_T-よりも負でない場合、比較器４６および４７の各々はその出力端の論理値が「０」となり、この結果、比較器４６および４７の出力端に入力端が接続されているＮＯＲゲート５０は、その出力端の論理値が１となり、別のスイッチ５１の開状態を命令し、よってサンプル値ｙ（ｋＴ＋τ［ｋＴ］）を直接総和ライン４１上の総和器４０へ直接与えることができる。従って、現在サンプル誤差の振幅および代数的符号が決定され、総和値４０を通して等化器１５のためのスケーラー２３およびタイミング、すなわち位相誤差の２点移動平均推定器の他の部分に送られ、その後、タイミングすなわち位相誤差制御フィードバックループの他の部分へ送られる。別のアナログ信号代数的総和器６０は、ａ）別の制御スイッチ６１を介して与えられ、総和器４０によって供給されるこの元の誤差振幅および代数的符号またはｂ）総和器５０からこの総和器に供給され、アナログ代数的符号反転器４２および別の制御スイッチ６３を通して総和器４０の出力信号を送ったことにより、反転された代数的符号を有する元の誤差振幅のいずれかを有する。現在サンプルに関連し、総和器６０によってこれら２つの信号のうちのどれが受信されるかは、図３Ａに示されたシステムで行われるように図２Ｄの傾き推定回路によって決定される。従って、この傾き推定器が現在サンプルに関連し、正の傾きが存在していると判断した場合、傾き推定器はＡＮＤゲート３８の出力端に論理値「１」を発生し、スイッチ６１を閉じることを命令する。このスイッチ６１を閉じる動作は電圧制御式発振器２８による現在サンプルの取り込みの開始と同期化されており、更にスイッチ３２も閉じ、よって総和器４０によって供給される誤差振幅および対数的符号を総和器６０へ与える。スイッチ３３が電圧制御式発振器２８によって閉じられていても、ＮＯＲゲート３９の出力端上の「０」の値はスイッチ６３を開状態に維持する。現在サンプルに関連する等化器の出力波形の傾きが負であると判断された場合、ＡＮＤゲート３８の出力端の「０」の論理値は、電圧制御式発振器３８による現在サンプルの取り込みの開始と同期してスイッチ６１を開状態に維持し、ＮＯＲゲート３９の出力端の論理値「１」はスイッチ６３を閉状態にし、電圧制御式発振器２８を介してスイッチ３３を閉じ、逆の代数符号の元の誤差の大きさを総和器６０へ与える。現在サンプルに関連し、正の傾きも負の傾きも発見されず、むしろ傾き推定器によりゼロの傾きの推定値が作成されると、ゲート３８および３９の出力端の双方におけるゼロの論理値は、総和器６０の出力が特定のサンプルに対しゼロとなるようにスイッチ３２および３３が閉じていても、スイッチ６１および６３の双方を開状態に維持するように命令する。従って、総和器６０の出ルに関する等化器の出力信号ｍ［ｋＴ］の傾きの符号を与える。総和器６０の出力端で得られる確率的勾配に基づく推定量の信号から２ポイント移動平均推定量を発生する位相誤差訂正ループの別の部分に総和器６０の出力信号が供給される。別のアナログ信号代数的総和器６４は総和器６０から直接現在の確率的勾配に基づく推定値▽τ［ｋＴ］を受け、更に別のサンプル−ホールド回路６５から１サンプル周期だけ遅延された確率的勾配に基づく推定値▽τ［（ｋ−１）Ｔ］を受信する。サンプル−ホールド回路６５は総和器６０からの現在の確率的勾配に基づく推定値を得て、これらを１サンプル周期だけホールドする。この保持動作は電圧制御式発振器２８によりサンプル−ホールド回路２０へ与えられる同じサンプル開始パルスによって開始される。従って、総和器６４の出力は総和器６０（図３はサンプル−ホールド回路６５を除くことにより内部に推定量▽τを実現できる推定量▽Φの実現を示す）から［ｋＴ］）を使用する上記２ポイント移動平均推定量▽Φ［ｋＴ］＝▽τ［ｋＴ］＋▽τ［（ｋ−１）Ｔ］である。この２ポイント移動平均推定量の値はステップサイズスケーラー２７へ与えられ、ステップサイズ重み係数であるβが乗算される。次にこのスケーラー２７の出力は電圧制御式発振器２８を作動させるための制御電圧信号として使用され、この発振器２８は図示するようにサンプル−ホールド回路２０のためのサンプル開始パルスを与えることを含む、データ検索システムの他の部分の波形のタイミングまたはクロック制御のソースとして働く。図４Ａは、信号対ノイズ比が１５ｄＢの程度にノイズが存在する場合の、ランダムに記憶されたデータの検索に関連したある範囲の位相誤差に対する３つの異なる位相誤差推定量の挙動のグラフである。このグラフは１サンプリング周期のうちの何分の１かで与えられる、ある範囲の位相誤差に対する対応する位相推定値の各々の、その結果生じる手段である。データポイント指示マーク「＊」を使用して確率的勾配に基づく推定量▽τがプロットされ、データポイント表示器「０」を使って推定量ｚがプロットされ、データポイント指示マーク「＋」を使って２ポイント移動平均推定量▽Φがプロットされる。これらグラフには各推定量に対するデータポイントを通過するスムーズな曲線が加えられている。理解できるように、図示された位相誤差範囲の外側の端部に近い推定量ｚは、代数的符号を悪い代数的符号に実際に変え、関連する位相誤差を訂正する。推定量▽τおよび▽Φの双方は図示された位相誤差に対し正しい符号を維持する。推定量のいずれも、図示された位相誤差範囲の半分よりも小さいゼロ位相誤差値を中心とする位相誤差に多少リニアに関連する。図４Ｂは、同じ信号対ノイズ比のノイズが存在する場合のランダムに記憶されたデータに対するサンプリング周期の何分の１かの位相誤差範囲にわたるこれら位相推定量に対する正規化された位相推定値の変化のグラフを示す。２ポイント移動平均推定量▽Φは、これら推定量の間の最小のばらつきを示しており、推定量ｚは上記のように有効な平均化により推定量▽τよりも小さいばらつきを示す。タイミング位相誤差訂正フィードバックループを作動させるためのシステムデータ検索チャンネルを通して伝達される誤差決定用のデータサンプルのすべてを受信することをベースとして、これまで２ポイント移動平均推定量について説明した。しかしながら上記のように、クラス４の部分応答システムは偶数サンプルと奇数サンプルの２組のサンプルをインターリーブするものと見なすことができる。すなわち各々がフルの部分応答チャンネルによるサンプリングに試用されるサンプリングレートの半分で作動する２つのダイコード・チャンネルと見なすことができる。従って、タイミング位相誤差訂正を行うための根拠となるように、２分の１サンプリングレートのダイコード・チャンネルに対するタイミング制御のために、フィードバックループ内で移動平均推定器を使用できる。この場合、上記移動平均推定器には１つおきのサンプリング周期で効果が与えられるが、他方のダイコード・チャンネルが次のデータサンプルを獲得する際に介入したサンプリング周期内でゼロ値と組み合わせなければならない。この結果、ダイコード・チャンネルの一方では組み合わされた移動平均位相誤差推定量は次のフォームとなる。確率的アルゴリズム推定量▽τ［ｋ］が、この組み合わされた推定量内でｍ_c の平均値とσ_c ²のばらつきを有するように、ある位相誤差が存在すると仮定するこの推定量の統計学的ふるまいを判断することができる。この場合、２分の１レートのサンプリング周期にわたる組み合わされた推定量の平均値は次のとおりである。ここで、２分の１レートのサンプリング周期における各推定量の値の発生の可能性は等しいと見なす。次に、組み合わされた推定量のばらつきは次のとおりである。ここで各サンプリング時間におけるタイミング位相誤差の独立性を使用している。従って、組み合わされた移動平均推定量は、その平均値に従属するばらつきを有するので、フルの部分応答チャンネル内のタイミング位相誤差を制御するために、移動平均推定量を使用することと比較して、ダイコード・チャンネル内のタイミング位相誤差を制御するのに、この推定量はあまり適当でなくなる。チャンネル信号のサンプルに基づき誤差情報を使用する位相タイミング誤差訂正ループにおける位相誤差推定器を使用することに関連する別の問題として、ループタイミング位相誤差制御活動の開始時に、タイミングプレアンブルを使用する間、誤った非ゼロタイミング位相誤差の値でループ内でハングアップが生じる可能性があることが挙げられる。時間ｔ＝ｋＴでタイミングプレアンブルがサンプリングされる場合、これらサンプルは上記のようにサンプルは等化器の波形内で正または負のピーク値のいずれかの値をとり、対応する平均タイミング誤差は上記システム内でゼロに駆動され、ループをゼロ位相誤差にロックする。しかしながら時間ｔ＝ｋＴ＋Ｔ／２で信号がサンプリングされるよう、初期タイミング位相誤差が十分大きい場合、チャンネル信号はピーク値だけでなくゼロ交差値でもサンプリングされるので、この結果、平均タイミング誤差はこのシステムではゼロにされ、ループをＴ／２の位相誤差にロックする。このような最終結果は一定の不活動期間の後に動作を再び望むたびに、データ検索チャンネルシステムをスタートするゼロ位相再スタート手順を使用することによって回避される。この手順では、初期のトレーニング期間中にスイッチ４８、４９および５１を制御するための対応する無ノイズサンプルを発生するのに使用される、受信されたタイミングプレアンブルのパターンの正および負のピーク値の推定値を発生することと共に、初期の電圧制御式発振器２８の位相はゼロ近くにコーディネートされる。これにより、サンプル誤差に対する十分なＶ_S+およびＶ_S-の値の設定は、ループがゼロ位相誤差にロックするのにタイミング誤差も十分小さくなるように保証するよう、十分小さくできる。図５は、この手順を実行できるよう変更された図３のデータ検索チャンネルシステムを示す。スイッチ４８、４９および５１が比較器４６および４７並びにＮＯＲゲート５０の出力端における信号によりそれぞれ作動されるのではなく、これら出力端はマルチプレクサ５２の入力端に接続されており、このマルチプレクサの出力端を通してこれらスイッチを制御するように選択的に接続可能にできる。図５で番号２２’で示し直されているスケール化された理想値のソースはシステム制御と関連しており、マルチプレクサ５２の別の入力端に接続されているその出力端を通して出力信号も発生し、この出力信号は実際にはスイッチ４８、４９および５１を制御し、マルチプレクサ５２の入力端のどの組をその出力端に接続するかをマルチプレクサ５２に命令するための別の出力信号を発生するための無ノイズサンプルである。図６Ａは、信号対ノイズ比が１５ｄＢ程度のノイズが存在する場合に等化器１５からの標準タイミングプレアンブルに対して演算する、図５に示されたシステムと同様なシステム（この図も推定量▽Φを実現するように示されており、サンプル−ホールド回路６５を除くことにより内部に推定量▽τを実現できる）で予フである。平均位相推定値はランダムデータに対するよりも標準タイミングプレアンブルに対しより広いリニア範囲を有し、推定量のいずれもこの手順を使用するように示された位相誤差レンジ内に不正確な代数符号を有する平均位相推定値を発生しない。図６Ｂはプロットされた位相誤差の範囲にわたって最小のばらつきを示す２ポイント移動平均推定器によるこれら状況内のこれら推定器からの正規化された位相推定値のばらつきのふるまいを示すグラフである。以上で、好ましい実施例を参照して本発明について説明したが、当業者であれば発明の精神および範囲から逸脱することなく、形態および細部において変更を行うことができることを理解できよう。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者ホッグ，デニス，ダブリュ. アメリカ合衆国93065 カリフォルニア州シミバレイ，プランスコート 1891

Claims

【特許請求の範囲】１．信号サンプリングシステムのデータ出力端に供給される、サンプラーの出力端における入力信号のサンプルのシーケンスを形成するサンプラーにより、前記信号サンプリングシステムの入力端に提供される入力信号の振幅の、対応するサンプリングインターバルだけ互いに分離されたサンプルの収集を制御するように、信号サンプリングシステムで提供されるタイミング制御ループのための位相検出器において、傾き表示出力端および前記信号サンプリングシステムの入力端に結合された第１信号入力端を有し、前記サンプリングインターバルの間で前記信号サンプリングシステムの入力端に与えられる前記入力信号の振幅の値を決定し、この振幅の値から対応する前記サンプリングインターバルの間のかかる信号の傾きの推定値を提供し、前記傾き表示出力において前記傾き推定値の表示を提供できる傾き推定器と、前記サンプルを受信するよう、前記サンプラーの出力端に電気的に接続された信号入力端を有し、更に振幅誤差出力端を有し、かかる前記サンプルとそのサンプルの予想された値との間で生じる振幅の差に基づき、受信された前記サンプルに対応する誤差振幅の表示を前記出力端において発生できる誤差決定器と、出力端を有し、前記傾き推定器の傾き表示出力端に電気的に接続された傾き表示入力端、および誤差決定器の振幅誤差出力端に電気的に接続された誤差表示入力端を有し、前記傾き入力端に与えられた信号によって選択的に変更されて前記誤差表示入力端で発生する信号に基づき、前記対応するサンプリングインターバルの間で前記出力端で位相誤差推定値を発生できる、位相誤差推定組み合わせ器と、前記位相誤差推定組み合わせ器の出力端に電気的に接続された入力端を有し、更に出力端を有し、前記サンプリングインターバルの間に通過させて前記出力端に伝達するよう、前記入力端で得られる信号を遅延できる第１信号遅延器と、出力端、前記位相誤差推定組み合わせ器の出力端に電気的に接続された第１入力端および前記第１信号遅延器の出力端に電気的に接続された第２入力端を有し、前記第１および第２入力端に与えられる対応する信号の代数的和である出力信号を前記出力端に発生できる総和器とを備えた、タイミング制御ループのための位相検出器。２．前記位相誤差推定組み合わせ器が対応するサンプリングインターバル中に前記誤差表示入力端で誤差振幅の前記表示を受信し、かかる各誤差振幅値の表示から逆極性の誤差振幅の対応する表示を発生し、前記位相誤差推定組み合わせ器が前記傾き入力端に与えられる信号により前記誤差表示入力端に発生する前記信号を選択的に変更するための選択器を含み、この選択器が前記傾き表示入力端に与えられる傾き推定値の対応する前記表示に基づき、前記位相誤差推定組み合わせ器の出力端に発生する逆極性の誤差振幅の対応する前記表示または誤差振幅の前記表示の少なくともいずれかを択一的に選択するようになっている、請求項１記載の装置。３．前記傾き推定器がクロック入力端を有し、前記クロック入力端に表示する信号を受信する際に前記傾き表示出力端に傾き推定器の前記表示を発生する、請求項１記載の装置。４．前記位相誤差推定組み合わせ器に電気的に接続された入力端および前記サンプラーに電気的に接続された出力端を有する制御された信号発生器を更に含み、前記位相誤差推定組み合わせ器の出力端に与えられた前記位相誤差推定値が前記サンプラーによるサンプルの収集を制御する、前記制御信号発生器により前記出力端に与えられる出力信号の特性を制御できるようになっている、請求項１記載の装置。５．前記位相誤差推定組み合わせ器が前記信号をゼロ値に減少する別の方法としてゼロ誤差表示入力端に生じる前記信号を選択的に変更する、請求項２記載の装置。６．前記傾き推定器がクロック入力端を有し、該クロック入力端で前記制御された信号発生器の出力端からの出力信号を対応して受信する際に前記傾き表示出力出力端で傾き推定値の前記表示を発生する、請求項４記載の装置。７．信号サンプリングシステムのデータ出力端に供給されるべく入力信号のサンプルのシーケンスを出力端に形成するサンプラーにより前記信号サンプリングシステムの入力端に与えられる入力信号の振幅を持って対応するサンプリングインターバルだけ互いに分離されたサンプルの収集を制御するように前記信号サンプリングシステムに設けられたタイミング制御ループのための位相検出器において、前記信号サンプリングシステムの入力端に電気的に接続された入力端および出力端を有し、前記サンプリングインターバルの現在のインターバルのうちの所定の何分の１かの間、前記出力端まで通過するよう、前記入力端に与えられる信号を遅延できる第１信号遅延器と、傾き表示出力端を有し、入力端および出力端の一方で前記第１信号遅延器に電気的に接続された第１信号入力端を有し、前記サンプリングインターバルの間、前記第１信号遅延器を通過する信号の振幅の値を決定し、この値から前記対応するサンプリングインターバルの間、かかる信号の傾きの予想値を提供でき、かつ前記傾き表示出力端に前記傾き推定値の表示を発生できる、傾き推定器と、前記サンプルを受信するよう、前記サンプラーの出力端に電気的に接続された信号入力端を有し、振幅誤差出力端を有し、前記かかるサンプルと、その予想値との間で生じる振幅の差に基づく、受信される前記サンプルに対応する誤差振幅の表示を前記出力端で発生できる誤差決定器と、出力端を有し、前記傾き推定器の傾き表示出力端に電気的に接続された傾き表示入力端を有し、前記誤差決定器の振幅誤差出力端に電気的に接続された誤差表示入力端を有し、前記傾き入力端で得られる信号により選択的に変更される前記誤差表示入力端に生じる信号に基づき、前記対応するサンプリングインターバルの間、前記出力端に位相誤差推定値を発生できる、位相誤差推定値組み合わせ器とを備えた位相検出器。８．前記第１信号遅延器の出力端に電気的に接続された入力端を有し、前記傾き推定器の第２信号入力端に電気的に接続された出力端を有する第２信号遅延器を更に含み、該第２信号遅延器が前記サンプリングインターバルの現在のインターバルの選択された何分の１かの間、前記出力端まで通過するよう、前記入力端に与えられる信号を遅延でき、前記傾き推定器が前記サンプリングインターバル中に前記第１および第２信号遅延器を通過する信号の振幅値を決定し、この値から前記対応するサンプリングインターバル中にかかる信号の傾きの推定値を与えることができる、請求項７記載の装置。９．前記位相誤差推定組み合わせ器が対応するサンプリングインターバル中に前記誤差表示入力端で誤差振幅の前記表示を受信し、かかる各誤差振幅値の表示から逆極性の誤差振幅の対応する表示を発生し、前記位相誤差推定組み合わせ器が前記傾き入力端に与えられる信号により前記誤差表示入力端に発生する前記信号を選択的に変更するための選択器を含み、この選択器が前記傾き表示入力端に与えられる傾き推定値の対応する前記表示に基づき、前記位相誤差推定組み合わせ器の出力端に発生する逆極性の誤差振幅の対応する前記表示または誤差振幅の前記表示の少なくともいずれかを択一的に選択するようになっている、請求項７記載の装置。１０．前記傾き推定器がクロック入力端を有し、前記クロック入力端に表示する信号を受信する際に前記傾き表示出力端に傾き推定器の前記表示を発生する、請求項７記載の装置。１１．前記位相誤差推定組み合わせ器に電気的に接続された入力端および前記サンプラーに電気的に接続された出力端を有する制御された信号発生器を更に含み、前記位相誤差推定組み合わせ器の出力端に与えられた前記位相誤差推定値が前記サンプラーによるサンプルの収集を制御する、前記制御信号発生器により前記出力端に与えられる出力信号の特性を制御できるようになっている、請求項７記載の装置。１２．前記傾き推定器がクロック入力端を有し、前記クロック入力端に表示する信号を受信する際に前記傾き表示出力端に傾き推定器の前記表示を発生する、請求項８記載の装置。１３．前記位相誤差推定組み合わせ器が対応するサンプリングインターバル中に前記誤差表示入力端で誤差振幅の前記表示を受信し、かかる各誤差振幅値の表示から逆極性の誤差振幅の対応する表示を発生し、前記位相誤差推定組み合わせ器が前記傾き入力端に与えられる信号により前記誤差表示入力端に発生する前記信号を選択的に変更するための選択器を含み、この選択器が前記傾き表示入力端に与えられる傾き推定値の対応する前記表示に基づき、前記位相誤差推定組み合わせ器の出力端に発生する逆極性の誤差振幅の対応する前記表示または誤差振幅の前記表示の少なくともいずれかを択一的に選択するようになっている、請求項８記載の装置。１４．前記位相誤差推定組み合わせ器が前記信号をゼロ値に減少する別の方法としてゼロ誤差表示入力端に生じる前記信号を選択的に変更する、請求項９記載の装置。１５．前記傾き推定器がクロック入力端を有し、該クロック入力端で前記制御された信号発生器の出力端からの出力信号を対応して受信する際に前記傾き表示出力出力端で傾き推定値の前記表示を発生する、請求項１１記載の装置。１６．前記位相誤差推定組み合わせ器が前記信号をゼロ値に減少する別の方法で、ゼロ誤差表示入力端に生じる前記信号を選択的に変更する、請求項１３記載の装置。