JP2002247121A - 自動利得制御装置および復調器 - Google Patents
自動利得制御装置および復調器Info
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- JP2002247121A JP2002247121A JP2001042473A JP2001042473A JP2002247121A JP 2002247121 A JP2002247121 A JP 2002247121A JP 2001042473 A JP2001042473 A JP 2001042473A JP 2001042473 A JP2001042473 A JP 2001042473A JP 2002247121 A JP2002247121 A JP 2002247121A
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 自動利得制御の高速引込みと引込み後の高安
定動作とを実現する自動利得制御装置を得ること。 【解決手段】 ベースバンドデータの受信レベルを検出
するレベル検出部２１と、検出された受信レベルをある
周期で２回にわたって積分を行う受信レベル積分部２２
と、１回目の積分結果に所定の増幅率データを乗算し、
当該乗算結果と前記２回目の積分結果とを加算し、当該
加算結果を全積分回数で除算することで受信レベルの平
均値を算出する受信レベル平均値算出部２４と、特定の
基準値と前記平均値との比をｄＢ値で算出する受信レベ
ル比算出部２５と、前記ｄＢ値を所定範囲内で積分し、
当該積分値の真数値を電圧データとして出力する利得制
御電圧データ生成部２６と、前記積分値の差分値を求
め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率データとす
る利得制御電圧増幅率算出部２７と、を備える構成とす
る。
定動作とを実現する自動利得制御装置を得ること。 【解決手段】 ベースバンドデータの受信レベルを検出
するレベル検出部２１と、検出された受信レベルをある
周期で２回にわたって積分を行う受信レベル積分部２２
と、１回目の積分結果に所定の増幅率データを乗算し、
当該乗算結果と前記２回目の積分結果とを加算し、当該
加算結果を全積分回数で除算することで受信レベルの平
均値を算出する受信レベル平均値算出部２４と、特定の
基準値と前記平均値との比をｄＢ値で算出する受信レベ
ル比算出部２５と、前記ｄＢ値を所定範囲内で積分し、
当該積分値の真数値を電圧データとして出力する利得制
御電圧データ生成部２６と、前記積分値の差分値を求
め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率データとす
る利得制御電圧増幅率算出部２７と、を備える構成とす
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、可変レートディジ
タル衛星通信システムに適用可能な自動利得制御(ＡＧ
Ｃ：Automatic Gain Control)装置、および復調器に関
するものである。
タル衛星通信システムに適用可能な自動利得制御(ＡＧ
Ｃ：Automatic Gain Control)装置、および復調器に関
するものである。
【０００２】
【従来の技術】以下、従来の自動利得制御装置および復
調器について説明する。従来の自動利得制御装置を備え
た復調器としては、たとえば、文献「バーストモデム用
ＡＧＣ回路」（電子情報通信学会1989年秋季大会B-12
2，著者：青木，内島，戸澤，湯田）に記載されてい
る、ディジタル衛星通信システム用復調器（ディジタル
フィルタの出力情報を用いるＰＬＬ方式）がある。
調器について説明する。従来の自動利得制御装置を備え
た復調器としては、たとえば、文献「バーストモデム用
ＡＧＣ回路」（電子情報通信学会1989年秋季大会B-12
2，著者：青木，内島，戸澤，湯田）に記載されてい
る、ディジタル衛星通信システム用復調器（ディジタル
フィルタの出力情報を用いるＰＬＬ方式）がある。
【０００３】図８は、従来の自動利得制御装置を備えた
ディジタル衛星通信システム用復調器（単に復調器と呼
ぶ）の構成を示す図である。図８において、１０１はア
ンテナであり、１０２は利得可変アンプであり、１０３
は周波数変換部、１０４，１０５はＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄ）であり、１０６，１０７はディジタルフィルタであ
り、１０８は自動利得制御装置であり、１０９はＤ／Ａ
変換器（Ｄ／Ａ）であり、１１０は検波部である。ま
た、自動利得制御装置１０８において、１２１はレベル
検出部であり、１２２は減算部であり、１２３はループ
フィルタであり、１２４は係数設定部である。また、ル
ープフィルタ１２３において、１３１は乗算器であり、
１３２は加算器であり、１３３はＤフリップフロップで
ある。
ディジタル衛星通信システム用復調器（単に復調器と呼
ぶ）の構成を示す図である。図８において、１０１はア
ンテナであり、１０２は利得可変アンプであり、１０３
は周波数変換部、１０４，１０５はＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄ）であり、１０６，１０７はディジタルフィルタであ
り、１０８は自動利得制御装置であり、１０９はＤ／Ａ
変換器（Ｄ／Ａ）であり、１１０は検波部である。ま
た、自動利得制御装置１０８において、１２１はレベル
検出部であり、１２２は減算部であり、１２３はループ
フィルタであり、１２４は係数設定部である。また、ル
ープフィルタ１２３において、１３１は乗算器であり、
１３２は加算器であり、１３３はＤフリップフロップで
ある。
【０００４】また、図９は、ディジタルフィルタ１０６
および１０７の構成を示す図である。従来例では、上記
ディジタルフィルタをトランスバーサルフィルタで構成
する。図９において、１４１ａ，１４１ｂ，１４１ｃ，
１４１ｄ，１４１ｅ，１４１ｆ，１４１ｇ，１４１ｈ，
１４１ｉ，１４１ｊ，１４１ｋはＤフリップフロップで
あり、１４２ａ，１４２ｂ，１４２ｃ，１４２ｄ，１４
２ｅは加算器であり、１４３ａ，１４３ｂ，１４３ｃ，
１４３ｄ，１４３ｅ，１４３ｆは乗算器であり、１４４
は加算器である。
および１０７の構成を示す図である。従来例では、上記
ディジタルフィルタをトランスバーサルフィルタで構成
する。図９において、１４１ａ，１４１ｂ，１４１ｃ，
１４１ｄ，１４１ｅ，１４１ｆ，１４１ｇ，１４１ｈ，
１４１ｉ，１４１ｊ，１４１ｋはＤフリップフロップで
あり、１４２ａ，１４２ｂ，１４２ｃ，１４２ｄ，１４
２ｅは加算器であり、１４３ａ，１４３ｂ，１４３ｃ，
１４３ｄ，１４３ｅ，１４３ｆは乗算器であり、１４４
は加算器である。
【０００５】以下、従来の自動利得制御装置を備えた復
調器の動作について説明する。まず、アンテナ１０１で
は、ＰＳＫ変調が行われたバースト信号を受信する。利
得可変アンプ１０２では、Ｄ／Ａ変換後の自動利得制御
装置１０８出力の制御電圧に基づいて、受信信号の利得
を制御する。
調器の動作について説明する。まず、アンテナ１０１で
は、ＰＳＫ変調が行われたバースト信号を受信する。利
得可変アンプ１０２では、Ｄ／Ａ変換後の自動利得制御
装置１０８出力の制御電圧に基づいて、受信信号の利得
を制御する。
【０００６】周波数変換部１０３では、周波数ｆR帯の
受信信号に対して検波部１１０から出力される周波数ｆ
R´のローカル信号を乗算する。そして、乗算によって
生じた２つの周波数成分ｆR＋ｆR´，ｆR−ｆR´から、
高調波成分ｆR＋ｆR´を除去し、受信信号をベースバン
ド帯の信号（ベースバンド信号）に周波数変換する。
受信信号に対して検波部１１０から出力される周波数ｆ
R´のローカル信号を乗算する。そして、乗算によって
生じた２つの周波数成分ｆR＋ｆR´，ｆR−ｆR´から、
高調波成分ｆR＋ｆR´を除去し、受信信号をベースバン
ド帯の信号（ベースバンド信号）に周波数変換する。
【０００７】Ａ／Ｄ変換器１０４では、検波部１１０か
らのサンプリングクロックを用いてベースバンド信号の
同相成分をオーバーサンプルし、ディジタルデータであ
るベースバンド同相データ系列Ｉi（ｉ＝１，２，３，
…）に変換する。同様に、Ａ／Ｄ変換器１０５では、検
波部１１０からのサンプリングクロックを用いてベース
バンド信号の直交成分をオーバーサンプルし、ディジタ
ルデータであるベースバンド直交データ系列Ｑi（ｉ＝
１，２，３，…）に変換する。
らのサンプリングクロックを用いてベースバンド信号の
同相成分をオーバーサンプルし、ディジタルデータであ
るベースバンド同相データ系列Ｉi（ｉ＝１，２，３，
…）に変換する。同様に、Ａ／Ｄ変換器１０５では、検
波部１１０からのサンプリングクロックを用いてベース
バンド信号の直交成分をオーバーサンプルし、ディジタ
ルデータであるベースバンド直交データ系列Ｑi（ｉ＝
１，２，３，…）に変換する。
【０００８】ディジタルフィルタ１０６および１０７
は、波形整形フィルタとして動作し、ロールオフフィル
タの特性を有する。たとえば、ディジタルフィルタ１０
６では、ベースバンド同相データ系列Ｉiを、ディジタ
ルフィルタ１０７では、ベースバンド同相データ系列Ｑ
iを、それぞれフィルタリングし、ベースバンド信号に
含まれる雑音成分および干渉波成分を除去する。
は、波形整形フィルタとして動作し、ロールオフフィル
タの特性を有する。たとえば、ディジタルフィルタ１０
６では、ベースバンド同相データ系列Ｉiを、ディジタ
ルフィルタ１０７では、ベースバンド同相データ系列Ｑ
iを、それぞれフィルタリングし、ベースバンド信号に
含まれる雑音成分および干渉波成分を除去する。
【０００９】具体的にいうと、ディジタルフィルタ１０
６，１０７では、入力データを、Ｄフリップフロップ１
４１ａ〜１４１ｋを直列接続した２ｎ＋１（ｎ≧１）段
のシフトレジスタに入力する。ｎ個の加算器１４２ａ〜
１４２ｅは、シフトレジスタ内の（ｎ−ｙ＋１）番目の
データと、（ｎ＋ｙ＋１）番目のデータと、を加算する
（ただし、ｙ＝１，２，・・・，ｎ）。（ｎ＋１）個の乗
算器１４３ａ〜１４３ｆは、ｎ個の加算器１４２ａ〜１
４２ｅの出力およびＤフリップフロップ１４１ｆの出力
に対して、ロールオフフィルタのインパルス応答に相当
する重み付け係数Ｗ0〜Ｗnを乗算する。重み付け係数Ｗ
0〜Ｗnは、ロールオフ率および入力データのオーバーサ
ンプル数（＝入力データのサンプリング速度／シンボル
レート）によって値が決まる。加算器１４４は、（ｎ＋
１）個の乗算器１４３ａ〜１４３ｆの出力を加算し、そ
の加算結果をディジタルフィルタの出力とする。
６，１０７では、入力データを、Ｄフリップフロップ１
４１ａ〜１４１ｋを直列接続した２ｎ＋１（ｎ≧１）段
のシフトレジスタに入力する。ｎ個の加算器１４２ａ〜
１４２ｅは、シフトレジスタ内の（ｎ−ｙ＋１）番目の
データと、（ｎ＋ｙ＋１）番目のデータと、を加算する
（ただし、ｙ＝１，２，・・・，ｎ）。（ｎ＋１）個の乗
算器１４３ａ〜１４３ｆは、ｎ個の加算器１４２ａ〜１
４２ｅの出力およびＤフリップフロップ１４１ｆの出力
に対して、ロールオフフィルタのインパルス応答に相当
する重み付け係数Ｗ0〜Ｗnを乗算する。重み付け係数Ｗ
0〜Ｗnは、ロールオフ率および入力データのオーバーサ
ンプル数（＝入力データのサンプリング速度／シンボル
レート）によって値が決まる。加算器１４４は、（ｎ＋
１）個の乗算器１４３ａ〜１４３ｆの出力を加算し、そ
の加算結果をディジタルフィルタの出力とする。
【００１０】検波部１１０では、ディジタルフィルタ１
０６から出力されるデータ系列Ｉｄ i（ｉ＝１，２，
３，・・・）、およびディジタルフィルタ１０７から出力
されるデータ系列Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，・・・）に基づ
いて、サンプリングクロックのタイミング位相差、受信
信号とローカル信号とのキャリア周波数偏差Δｆ＝（ｆ
R−ｆR´）、およびキャリア位相差を求める。そして、
これらを補正する制御をサンプリングクロックおよびロ
ーカル信号に与え、タイミング同期、キャリア周波数同
期、およびキャリア位相同期を確立する。
０６から出力されるデータ系列Ｉｄ i（ｉ＝１，２，
３，・・・）、およびディジタルフィルタ１０７から出力
されるデータ系列Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，・・・）に基づ
いて、サンプリングクロックのタイミング位相差、受信
信号とローカル信号とのキャリア周波数偏差Δｆ＝（ｆ
R−ｆR´）、およびキャリア位相差を求める。そして、
これらを補正する制御をサンプリングクロックおよびロ
ーカル信号に与え、タイミング同期、キャリア周波数同
期、およびキャリア位相同期を確立する。
【００１１】各同期を確立後、検波部１１０では、同期
検波（あるいは遅延検波）によってデータを判定し、判
定したデータを復調データとして出力する。なお、タイ
ミング同期制御方法としては、たとえば、文献「受信信
号位相情報を用いたＱＰＳＫ用タイミング再生方式の検
討」（藤村著 電子情報通信学会 論文誌 VOL.J81-B-II
no.6，pp.665-668，1998年６月）に記載されている。
また、キャリア周波数制御(ＡＦＣ：Automatic Frequen
cy Control)、キャリア位相制御(ＡＰＣ：Automatic Ph
ase Control)としては、たとえば、文献「小型高安定化
バースト搬送波再生回路の構成と特性」（電子情報通信
学会昭和63年春季大会SB-3-4，著者：榎本，久保田，梅
比良，加藤）に記載されている。
検波（あるいは遅延検波）によってデータを判定し、判
定したデータを復調データとして出力する。なお、タイ
ミング同期制御方法としては、たとえば、文献「受信信
号位相情報を用いたＱＰＳＫ用タイミング再生方式の検
討」（藤村著 電子情報通信学会 論文誌 VOL.J81-B-II
no.6，pp.665-668，1998年６月）に記載されている。
また、キャリア周波数制御(ＡＦＣ：Automatic Frequen
cy Control)、キャリア位相制御(ＡＰＣ：Automatic Ph
ase Control)としては、たとえば、文献「小型高安定化
バースト搬送波再生回路の構成と特性」（電子情報通信
学会昭和63年春季大会SB-3-4，著者：榎本，久保田，梅
比良，加藤）に記載されている。
【００１２】自動利得制御装置１０８では、ディジタル
フィルタ１０６から出力されるデータ系列Ｉｄi（ｉ＝
１，２，３，・・・）およびディジタルフィルタ１０７か
ら出力されるデータ系列Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，・・・）
を入力とし、受信信号のレベルをある基準レベルに制御
するための、電圧データ（ディジタルデータ）を出力す
る。最後に、Ｄ／Ａ変換器１０９では、この電圧データ
をアナログ信号に変換し、利得可変アンプ１０２に与え
る。
フィルタ１０６から出力されるデータ系列Ｉｄi（ｉ＝
１，２，３，・・・）およびディジタルフィルタ１０７か
ら出力されるデータ系列Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，・・・）
を入力とし、受信信号のレベルをある基準レベルに制御
するための、電圧データ（ディジタルデータ）を出力す
る。最後に、Ｄ／Ａ変換器１０９では、この電圧データ
をアナログ信号に変換し、利得可変アンプ１０２に与え
る。
【００１３】ここで、自動利得制御装置１０８内の動作
について説明する。まず、レベル検出部１２１では、デ
ータ系列Ｉｄi，Ｑｄiに基づいて、（１）式で受信レベ
ルＥ i（ｉ＝１，２，３，・・・）を算出する。 Ｅi＝Ｉｄi 2＋Ｑｄi 2 （１）
について説明する。まず、レベル検出部１２１では、デ
ータ系列Ｉｄi，Ｑｄiに基づいて、（１）式で受信レベ
ルＥ i（ｉ＝１，２，３，・・・）を算出する。 Ｅi＝Ｉｄi 2＋Ｑｄi 2 （１）
【００１４】減算器１２２では、基準レベル値Ｔｈから
受信レベルＥiを減算し（Ｓi＝Ｔｈ−Ｅi）、ループフ
ィルタ１２３では、減算器１２２の出力Ｓi（ｉ＝１，
２，３，・・・）を入力とする。ループフィルタ１２３内
では、乗算器１３１が、減算値Ｓiに係数α（α＜１）
を乗算し、加算器１３２およびＤフリップフロップ１３
３で構成される積分器は、乗算器１３１の出力Ｍi（ｉ
＝１，２，３，・・・）を積分し、この積分値を電圧デー
タＶi（ｉ＝１，２，３，・・・）として、自動利得制御装
置１０８から出力する。
受信レベルＥiを減算し（Ｓi＝Ｔｈ−Ｅi）、ループフ
ィルタ１２３では、減算器１２２の出力Ｓi（ｉ＝１，
２，３，・・・）を入力とする。ループフィルタ１２３内
では、乗算器１３１が、減算値Ｓiに係数α（α＜１）
を乗算し、加算器１３２およびＤフリップフロップ１３
３で構成される積分器は、乗算器１３１の出力Ｍi（ｉ
＝１，２，３，・・・）を積分し、この積分値を電圧デー
タＶi（ｉ＝１，２，３，・・・）として、自動利得制御装
置１０８から出力する。
【００１５】受信レベルＥiが基準レベル値を越えてい
る場合を一例として、自動利得制御装置１０８の動作を
説明する。図１０は、自動利得制御装置１０８の動作を
説明するための図である。動作開始時において、受信レ
ベルＥ1は基準レベル値Ｔｈを越える大きな値であるた
め、減算値Ｓ1は負の小さな値となる。よって、積分値
Ｖ1はαＳ1となり、負の値が入力される。この結果を受
けて、自動利得制御装置１０８からは、図１０の時刻
において負の値である積分値Ｖi＝αＳ1が電圧データと
して出力され、利得可変アンプ１０２のゲインが下げら
れる。
る場合を一例として、自動利得制御装置１０８の動作を
説明する。図１０は、自動利得制御装置１０８の動作を
説明するための図である。動作開始時において、受信レ
ベルＥ1は基準レベル値Ｔｈを越える大きな値であるた
め、減算値Ｓ1は負の小さな値となる。よって、積分値
Ｖ1はαＳ1となり、負の値が入力される。この結果を受
けて、自動利得制御装置１０８からは、図１０の時刻
において負の値である積分値Ｖi＝αＳ1が電圧データと
して出力され、利得可変アンプ１０２のゲインが下げら
れる。
【００１６】この状態で、時刻における利得制御が行
われても、利得制御前のデータが、ディジタルフィルタ
１０６，１０７内に残っているため、受信レベルＥiは
時刻直後から下がらない。時刻における利得制御が
行われてから受信レベルＥiが下がるまでには、ディジ
タルフィルタ１０６，１０７内のシフトレジスタの段数
（２ｎ＋１）の半分程度の時間（≒ディジタルフィルタ
入力データのサンプリング速度×ｎ）の遅延が発生す
る。よって誤動作を避けるため、時刻における利得制
御後、利得制御されたデータＥiがレベル検出部１２１
から出力されるまで、自動利得制御装置１０８は、ルー
プフィルタ１２３の動作を停止（ホールド）する。
われても、利得制御前のデータが、ディジタルフィルタ
１０６，１０７内に残っているため、受信レベルＥiは
時刻直後から下がらない。時刻における利得制御が
行われてから受信レベルＥiが下がるまでには、ディジ
タルフィルタ１０６，１０７内のシフトレジスタの段数
（２ｎ＋１）の半分程度の時間（≒ディジタルフィルタ
入力データのサンプリング速度×ｎ）の遅延が発生す
る。よって誤動作を避けるため、時刻における利得制
御後、利得制御されたデータＥiがレベル検出部１２１
から出力されるまで、自動利得制御装置１０８は、ルー
プフィルタ１２３の動作を停止（ホールド）する。
【００１７】つぎに、時刻よる利得制御が行われて
も、受信レベルＥ2は、まだ基準レベルより大きいた
め、負の値となるが、減算値Ｓ2の絶対値｜Ｓ2｜は、｜
Ｓ2｜＜｜Ｓ1｜となり、両者のレベル差は狭まる。ルー
プフィルタの積分値はＶ2＝α（Ｓ1＋Ｓ2）となり、図
１０の時刻において電圧データとして出力され、利得
可変アンプ１０２のゲインがさらに下げられる。この様
に、｜Ｓ2｜＜｜Ｓ1｜の関係となることから判るよう
に、減算値Ｓiの絶対値は、利得制御が繰り返される度
に減少していくため（｜Ｓ1｜＞｜Ｓ2｜＞｜Ｓ3｜＞｜
Ｓ4｜＞…）、ループフィルタ内の積分器（＝電圧デー
タ）はオーバーフローすることはない。そして、利得制
御が時刻→→→→…と繰り返されていく過程
で、電圧データＶiは、受信レベルを基準値に制御する
ような電圧値に収束する（図１０参照）。
も、受信レベルＥ2は、まだ基準レベルより大きいた
め、負の値となるが、減算値Ｓ2の絶対値｜Ｓ2｜は、｜
Ｓ2｜＜｜Ｓ1｜となり、両者のレベル差は狭まる。ルー
プフィルタの積分値はＶ2＝α（Ｓ1＋Ｓ2）となり、図
１０の時刻において電圧データとして出力され、利得
可変アンプ１０２のゲインがさらに下げられる。この様
に、｜Ｓ2｜＜｜Ｓ1｜の関係となることから判るよう
に、減算値Ｓiの絶対値は、利得制御が繰り返される度
に減少していくため（｜Ｓ1｜＞｜Ｓ2｜＞｜Ｓ3｜＞｜
Ｓ4｜＞…）、ループフィルタ内の積分器（＝電圧デー
タ）はオーバーフローすることはない。そして、利得制
御が時刻→→→→…と繰り返されていく過程
で、電圧データＶiは、受信レベルを基準値に制御する
ような電圧値に収束する（図１０参照）。
【００１８】一方、受信レベルＥiが基準レベル値より
低い場合は、逆に減算値Ｓ2の値が正となり、ループフ
ィルタ内の積分器は正の方向で増加していくが、同様に
｜Ｓ1｜＞｜Ｓ2｜＞｜Ｓ3｜＞｜Ｓ4｜＞…が成り立つた
め、電圧データＶiは、受信レベルを基準値に制御する
電圧値に収束する。
低い場合は、逆に減算値Ｓ2の値が正となり、ループフ
ィルタ内の積分器は正の方向で増加していくが、同様に
｜Ｓ1｜＞｜Ｓ2｜＞｜Ｓ3｜＞｜Ｓ4｜＞…が成り立つた
め、電圧データＶiは、受信レベルを基準値に制御する
電圧値に収束する。
【００１９】なお、係数設定部１２４では、係数αの値
を制御する。ここで、係数α（＜１）の値を大きな値
（たとえば、０．１）にすると、ループフィルタ１２３
の応答速度が上がるため、受信レベルを基準レベル値ま
で短時間で引込むことができる。しかしながら、引込み
後の利得制御電圧のジッタ（揺らぎ）が大きく、不安定
となる欠点もある。一方、係数α（＜１）の値を小さな
値（たとえば、０．００１）にすると、ループフィルタ
１２３の応答速度が下がるため、受信レベルを基準レベ
ル値まで引込むのに長時間かかる。しかしながら、引込
み後の利得制御電圧のジッタ（揺らぎ）が小さく、高安
定となる。そこで、係数設定部１２４では、受信レベル
を基準レベル値まで引込む際は係数αを大きな値で出力
し、それ以外は小さな値で出力することで、自動利得制
御装置１０８の高速引込みと、引込み後の高安定と、を
実現する。
を制御する。ここで、係数α（＜１）の値を大きな値
（たとえば、０．１）にすると、ループフィルタ１２３
の応答速度が上がるため、受信レベルを基準レベル値ま
で短時間で引込むことができる。しかしながら、引込み
後の利得制御電圧のジッタ（揺らぎ）が大きく、不安定
となる欠点もある。一方、係数α（＜１）の値を小さな
値（たとえば、０．００１）にすると、ループフィルタ
１２３の応答速度が下がるため、受信レベルを基準レベ
ル値まで引込むのに長時間かかる。しかしながら、引込
み後の利得制御電圧のジッタ（揺らぎ）が小さく、高安
定となる。そこで、係数設定部１２４では、受信レベル
を基準レベル値まで引込む際は係数αを大きな値で出力
し、それ以外は小さな値で出力することで、自動利得制
御装置１０８の高速引込みと、引込み後の高安定と、を
実現する。
【００２０】このように、従来の復調器においては、上
記一連の動作によるフィードバック制御によって、アン
テナ１０１から入力される受信信号のレベルが大きい場
合においても、小さい場合においても、Ａ／Ｄ変換器１
０４，１０５の入力端では一定のレベルとなる。また、
従来の自動利得制御装置１０８については、近年の衛星
通信用伝送速度可変ディジタル復調器にも適用される。
記一連の動作によるフィードバック制御によって、アン
テナ１０１から入力される受信信号のレベルが大きい場
合においても、小さい場合においても、Ａ／Ｄ変換器１
０４，１０５の入力端では一定のレベルとなる。また、
従来の自動利得制御装置１０８については、近年の衛星
通信用伝送速度可変ディジタル復調器にも適用される。
【００２１】ここで、上記衛星通信用伝送速度可変ディ
ジタル復調器について説明する。この伝送速度可変ディ
ジタル復調器は、文献「衛星通信用伝送速度可変ディジ
タル復調器」（電子情報通信学会昭和63年秋季大会SB-2
-1，著者：岩崎，大谷，谷本，小林，巻田，阿部，柴
田）に記載されているように、音声だけでなく、ＦＡ
Ｘ，画像、データ通信にも対応させるため、伝送レート
を可変とする。
ジタル復調器について説明する。この伝送速度可変ディ
ジタル復調器は、文献「衛星通信用伝送速度可変ディジ
タル復調器」（電子情報通信学会昭和63年秋季大会SB-2
-1，著者：岩崎，大谷，谷本，小林，巻田，阿部，柴
田）に記載されているように、音声だけでなく、ＦＡ
Ｘ，画像、データ通信にも対応させるため、伝送レート
を可変とする。
【００２２】衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調器
では、Ａ／Ｄ変換器の前にアナログ回路で構成されるプ
リフィルタを用いて隣接波を除去していたが、最近は、
自波だけでなく隣接波も含めた信号をサンプリングし、
ディジタルフィルタで隣接波を除去する。これは、全デ
ィジタル型の伝送速度可変復調器と呼ばれる。この場
合、アナログ回路であるプリフィルタの隣接波除去の役
割を、ディジタルフィルタ部が請け負う。このような全
ディジタル型の衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調
器を実現する場合、ディジタルフィルタ１０６，１０７
は、上記波形整形フィルタ（図９参照）だけでなく、デ
シメーションフィルタと波形整形フィルタ（図１１参
照）で構成される。
では、Ａ／Ｄ変換器の前にアナログ回路で構成されるプ
リフィルタを用いて隣接波を除去していたが、最近は、
自波だけでなく隣接波も含めた信号をサンプリングし、
ディジタルフィルタで隣接波を除去する。これは、全デ
ィジタル型の伝送速度可変復調器と呼ばれる。この場
合、アナログ回路であるプリフィルタの隣接波除去の役
割を、ディジタルフィルタ部が請け負う。このような全
ディジタル型の衛星通信用伝送速度可変ディジタル復調
器を実現する場合、ディジタルフィルタ１０６，１０７
は、上記波形整形フィルタ（図９参照）だけでなく、デ
シメーションフィルタと波形整形フィルタ（図１１参
照）で構成される。
【００２３】図１１は、図９とは異なるディジタルフィ
ルタ１０６，１０７の構成を示す図である。図１１にお
いて、１４７はデシメーションフィルタであり、１４８
は波形整形フィルタであり、１４５ａ，１４５ｂ，１４
５ｃ，１４５ｄはハーフバンドフィルタであり、１４６
ａ，１４６ｂ，１４６ｃ，１４６ｄはラッチである。
ルタ１０６，１０７の構成を示す図である。図１１にお
いて、１４７はデシメーションフィルタであり、１４８
は波形整形フィルタであり、１４５ａ，１４５ｂ，１４
５ｃ，１４５ｄはハーフバンドフィルタであり、１４６
ａ，１４６ｂ，１４６ｃ，１４６ｄはラッチである。
【００２４】デシメーションフィルタ１４７では、ロー
パスフィルタで、入力データの周波数成分のなかから、
自波を含むＤＣ〜低周波数の帯域だけを抽出後、入力デ
ータのサンプリング速度の１／２以下でデータを間引
く。図１１では、このローパスフィルタの役目を、ハー
フバンドフィルタ１４５ａ〜１４５ｄが、間引きの役割
を、ラッチ１４６ａ〜１４６ｄが、それぞれ担う。通
常、デシメーションフィルタは、たとえば、ｍ個のハー
フバンドフィルタ＋ラッチの直列接続で構成される。図
１１の構成は、ハーフバンドフィルタのマルチステージ
による実現表記であり、この場合、デシメーションフィ
ルタ１４７は、隣接波を除去しながら、データのサンプ
リング速度を１／２m倍に落とす。
パスフィルタで、入力データの周波数成分のなかから、
自波を含むＤＣ〜低周波数の帯域だけを抽出後、入力デ
ータのサンプリング速度の１／２以下でデータを間引
く。図１１では、このローパスフィルタの役目を、ハー
フバンドフィルタ１４５ａ〜１４５ｄが、間引きの役割
を、ラッチ１４６ａ〜１４６ｄが、それぞれ担う。通
常、デシメーションフィルタは、たとえば、ｍ個のハー
フバンドフィルタ＋ラッチの直列接続で構成される。図
１１の構成は、ハーフバンドフィルタのマルチステージ
による実現表記であり、この場合、デシメーションフィ
ルタ１４７は、隣接波を除去しながら、データのサンプ
リング速度を１／２m倍に落とす。
【００２５】すなわち、ステージ（１）のハーフバンド
フィルタ１４５ａが入力データの周波数帯を約１／２に
ろ波し、ラッチ１４６ａが入力データのサンプリング速
度の１／２倍の速度で出力データを間引く。また、ステ
ージ（２）のハーフバンドフィルタ１４５ｂがラッチ１
４６ａから出力されるデータの周波数帯を約１／２にろ
波し、ラッチ１４６ｂが入力データのサンプリング速度
の１／４倍の速度で出力データを間引く。同様に、ステ
ージ（ｍ）のハーフバンドフィルタ１４５ｄが前段のラ
ッチから出力されるデータの周波数帯を約１／２にろ波
し、ラッチ１４６ｄが入力データのサンプリング速度の
１／２m倍の速度で出力データを間引く。なお、ハーフ
バンドフィルタの詳細については、たとえば、文献「マ
ルチレート信号処理」（貴家仁志著，ディジタル信号処
理シリーズ 第14巻 pp61-pp76，発行所；昭晃堂, 初
版１刷発行；1995年10月6日）に記載されている。
フィルタ１４５ａが入力データの周波数帯を約１／２に
ろ波し、ラッチ１４６ａが入力データのサンプリング速
度の１／２倍の速度で出力データを間引く。また、ステ
ージ（２）のハーフバンドフィルタ１４５ｂがラッチ１
４６ａから出力されるデータの周波数帯を約１／２にろ
波し、ラッチ１４６ｂが入力データのサンプリング速度
の１／４倍の速度で出力データを間引く。同様に、ステ
ージ（ｍ）のハーフバンドフィルタ１４５ｄが前段のラ
ッチから出力されるデータの周波数帯を約１／２にろ波
し、ラッチ１４６ｄが入力データのサンプリング速度の
１／２m倍の速度で出力データを間引く。なお、ハーフ
バンドフィルタの詳細については、たとえば、文献「マ
ルチレート信号処理」（貴家仁志著，ディジタル信号処
理シリーズ 第14巻 pp61-pp76，発行所；昭晃堂, 初
版１刷発行；1995年10月6日）に記載されている。
【００２６】つぎに、従来の復調器における、伝送レー
トＲｓと、受信レベルＥiおよびディジタルフィルタ１
０６，１０７の出力データの｜振幅値｜と、の関係を式
を用いて説明する。伝送レートをＲｓ［ｂａｕｄ］、Ａ
／Ｄ変換器のサンプリング速度をｆsamp［Ｈｚ］、デシ
メーションフィルタ出力のオーバーサンプル数ｏｖｓの
範囲を、２≦ｏｖｓ＜４とすると、デシメーション数ｍ
は、 ｍ＝ｉｎｔ［ｌｏｇ2（ｆsamp／（２Ｒｓ））］ （２） また、ｏｖｓは、 ｏｖｓ＝ｆsamp／（Ｒｓ＊２m） （３） で求まる。
トＲｓと、受信レベルＥiおよびディジタルフィルタ１
０６，１０７の出力データの｜振幅値｜と、の関係を式
を用いて説明する。伝送レートをＲｓ［ｂａｕｄ］、Ａ
／Ｄ変換器のサンプリング速度をｆsamp［Ｈｚ］、デシ
メーションフィルタ出力のオーバーサンプル数ｏｖｓの
範囲を、２≦ｏｖｓ＜４とすると、デシメーション数ｍ
は、 ｍ＝ｉｎｔ［ｌｏｇ2（ｆsamp／（２Ｒｓ））］ （２） また、ｏｖｓは、 ｏｖｓ＝ｆsamp／（Ｒｓ＊２m） （３） で求まる。
【００２７】この場合、波形整形フィルタの重み付け係
数Ｗ0〜Ｗnは、ロールオフフィルタのインパルスを、オ
ーバーサンプル数ｏｖｓでサンプリングした値に基づい
て決定する。ただし，式（２）において、ｉｎｔ［Ａ］
は、［ ］内の値Ａの整数値（小数桁切り捨て）を表
す。
数Ｗ0〜Ｗnは、ロールオフフィルタのインパルスを、オ
ーバーサンプル数ｏｖｓでサンプリングした値に基づい
て決定する。ただし，式（２）において、ｉｎｔ［Ａ］
は、［ ］内の値Ａの整数値（小数桁切り捨て）を表
す。
【００２８】そして、Ｒｓの最大値ＲＸ＝ｍａｘ（Ｒ
ｓ）をＲＸ＝ｆsamp／４（すなわち、ｆsamp＝４Ｒｓ
時、上記式（２）（３）によりｍ＝１，ｏｖｓ＝２とな
る）とし、伝送レートがＲＸ時の受信レベルＥiの平均
値をＥＸとすると、伝送レートＲｓ（≦ＲＸ）時の受信
レベルＥiの平均値ＥＭは、式（４）で、ディジタルフ
ィルタ出力である｜振幅値｜の平均値ＡＭは、式（５）
で、それぞれ求まる。 ＥＭ＝ＥＸ（ｏｖｓ／２m） （４） ＡＭ＝ＥＭ(1/2) （５）
ｓ）をＲＸ＝ｆsamp／４（すなわち、ｆsamp＝４Ｒｓ
時、上記式（２）（３）によりｍ＝１，ｏｖｓ＝２とな
る）とし、伝送レートがＲＸ時の受信レベルＥiの平均
値をＥＸとすると、伝送レートＲｓ（≦ＲＸ）時の受信
レベルＥiの平均値ＥＭは、式（４）で、ディジタルフ
ィルタ出力である｜振幅値｜の平均値ＡＭは、式（５）
で、それぞれ求まる。 ＥＭ＝ＥＸ（ｏｖｓ／２m） （４） ＡＭ＝ＥＭ(1/2) （５）
【００２９】上記各式より、伝送レートＲｓが低くなる
とｍが増加し（式（２）参照）、ｍが増加すると、受信
レベルＥiやディジタルフィルタ１０６，１０７の出力
データの｜振幅値｜が減少することが判る（式（４），
（５）参照）。また、伝送レートＲｓによってｏｖｓ値
が変化し（式（３）参照）、ｏｖｓ値によっても受信レ
ベルＥiやディジタルフィルタ１０６，１０７の出力デ
ータの｜振幅値｜が変化することが判る（式（４），
（５）参照）。
とｍが増加し（式（２）参照）、ｍが増加すると、受信
レベルＥiやディジタルフィルタ１０６，１０７の出力
データの｜振幅値｜が減少することが判る（式（４），
（５）参照）。また、伝送レートＲｓによってｏｖｓ値
が変化し（式（３）参照）、ｏｖｓ値によっても受信レ
ベルＥiやディジタルフィルタ１０６，１０７の出力デ
ータの｜振幅値｜が変化することが判る（式（４），
（５）参照）。
【００３０】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
従来のディジタル衛星通信システム用復調器において
は、利得可変アンプが利得を変えた後、ディジタルフィ
ルタ１０６，１０７内の信号処理に相当する時間（図１
の従来例では、シフトレジスタの段数２ｎ＋１の半分程
度の時間）が経過するまで、受信レベルＥiは利得制御
前の値を出力する。したがって、係数αを小さくして引
込み時間を短くする場合でも、ディジタルフィルタ１０
６，１０７内の信号処理に相当する時間が経過するまで
は、誤動作防止のため自動利得制御装置１０８の動作を
ホールド（停止）する必要があり、これが引込み時間の
短縮化を阻害する、という問題があった。
従来のディジタル衛星通信システム用復調器において
は、利得可変アンプが利得を変えた後、ディジタルフィ
ルタ１０６，１０７内の信号処理に相当する時間（図１
の従来例では、シフトレジスタの段数２ｎ＋１の半分程
度の時間）が経過するまで、受信レベルＥiは利得制御
前の値を出力する。したがって、係数αを小さくして引
込み時間を短くする場合でも、ディジタルフィルタ１０
６，１０７内の信号処理に相当する時間が経過するまで
は、誤動作防止のため自動利得制御装置１０８の動作を
ホールド（停止）する必要があり、これが引込み時間の
短縮化を阻害する、という問題があった。
【００３１】特に、近年の衛星通信用伝送速度可変ディ
ジタル復調器では、ディジタルフィルタ１０６，１０７
で広い帯域におよぶ隣接波成分を除去する必要があるた
め、ディジタルフィルタ１０６，１０７の信号処理時間
はさらに増大する。したがって、従来の自動利得制御装
置１０８を、近年の衛星通信用伝送速度可変ディジタル
復調器に適用する場合には、ホールド時間がさらに増加
し、これによって引込みに要する時間も大幅に増大す
る、という問題があった。
ジタル復調器では、ディジタルフィルタ１０６，１０７
で広い帯域におよぶ隣接波成分を除去する必要があるた
め、ディジタルフィルタ１０６，１０７の信号処理時間
はさらに増大する。したがって、従来の自動利得制御装
置１０８を、近年の衛星通信用伝送速度可変ディジタル
復調器に適用する場合には、ホールド時間がさらに増加
し、これによって引込みに要する時間も大幅に増大す
る、という問題があった。
【００３２】また、上記従来の全ディジタル型の衛星通
信用伝送速度可変ディジタル復調器においては、伝送レ
ートが低くなると、サンプリングした信号の全帯域に対
する自波の信号帯域の比率が減少するため、信号受信レ
ベルＥiが減少する。これにより、受信レベルＥiの有効
ビット数の減少によって、受信レベルＥiの量子化雑音
が増加し、利得制御が正常に行われなくなる、という問
題があった。
信用伝送速度可変ディジタル復調器においては、伝送レ
ートが低くなると、サンプリングした信号の全帯域に対
する自波の信号帯域の比率が減少するため、信号受信レ
ベルＥiが減少する。これにより、受信レベルＥiの有効
ビット数の減少によって、受信レベルＥiの量子化雑音
が増加し、利得制御が正常に行われなくなる、という問
題があった。
【００３３】また、復調器の後段には、ビタビ復号器な
どの誤り訂正用の復号器が存在する場合が多く、その場
合、復調器でデータを軟判定し、ビタビ復号器には軟判
定された復調データを入力する。この軟判定のためのし
きい値間隔（軟判定しきい値間隔）は、最適な値が存在
し、軟判定しきい値間隔が最適値から外れると、誤り訂
正能力も低下する。したがって、伝送レートが低くなっ
た場合には、ディジタルフィルタ１０６，１０７の出力
データの｜振幅値｜および出力データの有効ビット数も
減少するため、検波部１１０では、復調データを、最適
な軟判定しきい値間隔で軟判定（soft decision）する
ことが困難になる、という問題があった。
どの誤り訂正用の復号器が存在する場合が多く、その場
合、復調器でデータを軟判定し、ビタビ復号器には軟判
定された復調データを入力する。この軟判定のためのし
きい値間隔（軟判定しきい値間隔）は、最適な値が存在
し、軟判定しきい値間隔が最適値から外れると、誤り訂
正能力も低下する。したがって、伝送レートが低くなっ
た場合には、ディジタルフィルタ１０６，１０７の出力
データの｜振幅値｜および出力データの有効ビット数も
減少するため、検波部１１０では、復調データを、最適
な軟判定しきい値間隔で軟判定（soft decision）する
ことが困難になる、という問題があった。
【００３４】また、伝送レートによって受信レベルＥi
が異なるため、自動利得制御装置１０８内の基準レベル
値を、その時の伝送レートに応じて、再設定する必要が
ある、という問題もあった。
が異なるため、自動利得制御装置１０８内の基準レベル
値を、その時の伝送レートに応じて、再設定する必要が
ある、という問題もあった。
【００３５】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、自動利得制御の高速引込みと引込み後の高安定動
作とを両立し、さらに、利得制御動作や軟判定動作が伝
送レートの値に影響されない自動利得制御装置および復
調器を得ることを目的とする。
って、自動利得制御の高速引込みと引込み後の高安定動
作とを両立し、さらに、利得制御動作や軟判定動作が伝
送レートの値に影響されない自動利得制御装置および復
調器を得ることを目的とする。
【００３６】
【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる自動利得制御装
置にあっては、ディジタルフィルタから出力されるベー
スバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの
受信レベルを検出するレベル検出手段（後述する実施の
形態のレベル検出部２１に相当）と、検出された受信レ
ベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その
結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該受
信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、
その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル
積分手段（受信レベル積分部２２に相当）と、前記第１
の積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算
結果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果
を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レ
ベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均デ
ータとして出力する受信レベル平均値算出手段（受信レ
ベル平均値算出部２４に相当）と、前記積分動作の開始
／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッ
チタイミングを制御する制御手段（制御部２３に相当）
と、特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比を
ｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出
力する受信レベル比算出手段（受信レベル比算出部２５
に相当）と、前記レベル比データを所定範囲±Ｔｄ内で
積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベ
ル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベ
ル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積
分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生
成手段（利得制御電圧データ生成部２６に相当）と、前
記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値の
真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増
幅率算出手段（利得制御電圧増幅率算出部２７に相当）
と、を備えることを特徴とする。
目的を達成するために、本発明にかかる自動利得制御装
置にあっては、ディジタルフィルタから出力されるベー
スバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの
受信レベルを検出するレベル検出手段（後述する実施の
形態のレベル検出部２１に相当）と、検出された受信レ
ベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その
結果を第１の積分データとして出力し、その後、当該受
信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、
その結果を第２の積分データとして出力する受信レベル
積分手段（受信レベル積分部２２に相当）と、前記第１
の積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算
結果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果
を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レ
ベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均デ
ータとして出力する受信レベル平均値算出手段（受信レ
ベル平均値算出部２４に相当）と、前記積分動作の開始
／終了タイミング、および前記第１の積分データのラッ
チタイミングを制御する制御手段（制御部２３に相当）
と、特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比を
ｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出
力する受信レベル比算出手段（受信レベル比算出部２５
に相当）と、前記レベル比データを所定範囲±Ｔｄ内で
積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベ
ル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベ
ル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積
分値の真数値を電圧データとして出力する電圧データ生
成手段（利得制御電圧データ生成部２６に相当）と、前
記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値の
真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増
幅率算出手段（利得制御電圧増幅率算出部２７に相当）
と、を備えることを特徴とする。
【００３７】つぎの発明にかかる自動利得制御装置にあ
っては、Ａ／Ｄ変換器出力のディジタルデータの受信レ
ベルを算出し、その値があるしきい値以上の場合に、Ａ
／Ｄ変換器がオーバーフローしていると判定し、その判
定結果をオーバーフロー検出信号として出力するオーバ
ーフロー検出手段（オーバーフロー検出部６１に相当）
と、ディジタルフィルタから出力されるベースバンドデ
ータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベル
を検出するレベル検出手段と、検出された受信レベルを
ＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を
第１の積分データとして出力し、その後、当該受信レベ
ルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結
果を第２の積分データとして出力する受信レベル積分手
段と、前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗
算し、当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算
し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算す
ることで、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を
受信レベル平均データとして出力する受信レベル平均値
算出手段と、特定の基準値と前記受信レベル平均データ
との比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データ
として出力する受信レベル比算出手段と、前記オーバー
フロー検出信号が出力された場合は、予め規定された所
定の値を選択し、前記オーバーフロー検出信号が出力さ
れていない場合は、前記レベル比データを選択し、その
選択結果を選択データとして出力する選択手段（選択部
６２に相当）と、前記選択データを所定範囲±Ｔｄ内で
積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であれば選択
データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であれば選択デー
タ積分値を−Ｔｄとし、当該選択データ積分値の真数値
を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、前
記選択データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数
値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率
算出手段と、前記オーバーフロー検出信号が出力された
場合は、前記増幅率データ、前記受信レベル積分手段内
のレジスタ、および前記受信レベル平均値算出手段内の
レジスタをリセットし、前記オーバーフロー検出信号が
出力されていない場合は、前記積分動作の開始／終了タ
イミング、および前記第１の積分データのラッチタイミ
ングを制御する制御手段（制御部２３ａに相当）と、を
備えることを特徴とする。
っては、Ａ／Ｄ変換器出力のディジタルデータの受信レ
ベルを算出し、その値があるしきい値以上の場合に、Ａ
／Ｄ変換器がオーバーフローしていると判定し、その判
定結果をオーバーフロー検出信号として出力するオーバ
ーフロー検出手段（オーバーフロー検出部６１に相当）
と、ディジタルフィルタから出力されるベースバンドデ
ータを受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベル
を検出するレベル検出手段と、検出された受信レベルを
ＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分し、その結果を
第１の積分データとして出力し、その後、当該受信レベ
ルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積分し、その結
果を第２の積分データとして出力する受信レベル積分手
段と、前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗
算し、当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算
し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算す
ることで、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を
受信レベル平均データとして出力する受信レベル平均値
算出手段と、特定の基準値と前記受信レベル平均データ
との比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データ
として出力する受信レベル比算出手段と、前記オーバー
フロー検出信号が出力された場合は、予め規定された所
定の値を選択し、前記オーバーフロー検出信号が出力さ
れていない場合は、前記レベル比データを選択し、その
選択結果を選択データとして出力する選択手段（選択部
６２に相当）と、前記選択データを所定範囲±Ｔｄ内で
積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であれば選択
データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であれば選択デー
タ積分値を−Ｔｄとし、当該選択データ積分値の真数値
を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、前
記選択データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数
値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率
算出手段と、前記オーバーフロー検出信号が出力された
場合は、前記増幅率データ、前記受信レベル積分手段内
のレジスタ、および前記受信レベル平均値算出手段内の
レジスタをリセットし、前記オーバーフロー検出信号が
出力されていない場合は、前記積分動作の開始／終了タ
イミング、および前記第１の積分データのラッチタイミ
ングを制御する制御手段（制御部２３ａに相当）と、を
備えることを特徴とする。
【００３８】つぎの発明にかかる自動利得制御装置にお
いて、前記積分回数ＭＲと前記積分回数ＭＨの合計は、
２のべき乗の値をとることを特徴とする。
いて、前記積分回数ＭＲと前記積分回数ＭＨの合計は、
２のべき乗の値をとることを特徴とする。
【００３９】つぎの発明にかかる自動利得制御装置にあ
っては、初期時、前記受信レベル積分手段が、前記レベ
ル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわたって積
分し、前記受信レベル平均値算出手段が、前記積分結果
を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均
値を算出し、前記制御手段が、前記積分動作の開始／終
了タイミングを制御することを特徴とする。
っては、初期時、前記受信レベル積分手段が、前記レベ
ル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわたって積
分し、前記受信レベル平均値算出手段が、前記積分結果
を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均
値を算出し、前記制御手段が、前記積分動作の開始／終
了タイミングを制御することを特徴とする。
【００４０】つぎの発明にかかる自動利得制御装置にお
いて、前記積分回数ＭＲは、２のべき乗の値をとること
を特徴とする。
いて、前記積分回数ＭＲは、２のべき乗の値をとること
を特徴とする。
【００４１】つぎの発明にかかる自動利得制御装置にあ
っては、前記受信レベル比算出手段をＲＯＭで構成する
ことを特徴とする。
っては、前記受信レベル比算出手段をＲＯＭで構成する
ことを特徴とする。
【００４２】つぎの発明にかかる自動利得制御装置にあ
っては、前記電圧増幅率算出手段および前記電圧データ
生成手段における真数変換部分をＲＯＭで構成すること
を特徴とする。
っては、前記電圧増幅率算出手段および前記電圧データ
生成手段における真数変換部分をＲＯＭで構成すること
を特徴とする。
【００４３】つぎの発明にかかる自動利得制御装置にあ
っては、ディジタルフィルタから出力される受信ベース
バンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受
信レベルを算出し、さらに特定の基準値と当該受信レベ
ルとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値を受信レベル比
検出値として出力する受信レベル比検出手段（レベル比
検出部７１に相当）と、前記ｄＢ値をＭＨ（ＭＨは自然
数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データ
として出力し、その後、当該ｄＢ値をＭＲ（ＭＲは自然
数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データ
として出力する受信レベル比積分手段（受信レベル比積
分部２２ｂに相当）と、前記第１の積分データを積分回
数ＭＨで除算して利得制御前のレベル比平均値を算出
し、さらに当該利得制御前のレベル比平均値に所定の増
幅率データ（ｄＢ値）を加算した結果を、第１のレベル
比平均値とし、前記第２の積分データを積分回数ＭＲで
除算した結果を第２のレベル比平均値とし、当該第１の
レベル比平均値と当該第２のレベル比平均値との加算値
を“２”で除算した結果をレベル比データとして出力す
る受信レベル比平均値算出手段（受信レベル比平均値算
出部２４ｂに相当）と、前記積分動作の開始／終了タイ
ミング、および前記第１の積分データのラッチタイミン
グを制御する制御手段（制御部２３に相当）と、前記レ
ベル比データを、所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、
当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積分値
をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積分値
を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値を電
圧データとして出力する電圧データ生成手段（利得制御
電圧データ生成部２６に相当）と、前記レベル比データ
積分値の差分値を求め、当該差分値を前記所定の増幅率
データとして出力する電圧増幅率算出手段（利得制御電
圧増幅率算出部２７ｂに相当）と、を備えることを特徴
とする。
っては、ディジタルフィルタから出力される受信ベース
バンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの受
信レベルを算出し、さらに特定の基準値と当該受信レベ
ルとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値を受信レベル比
検出値として出力する受信レベル比検出手段（レベル比
検出部７１に相当）と、前記ｄＢ値をＭＨ（ＭＨは自然
数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データ
として出力し、その後、当該ｄＢ値をＭＲ（ＭＲは自然
数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データ
として出力する受信レベル比積分手段（受信レベル比積
分部２２ｂに相当）と、前記第１の積分データを積分回
数ＭＨで除算して利得制御前のレベル比平均値を算出
し、さらに当該利得制御前のレベル比平均値に所定の増
幅率データ（ｄＢ値）を加算した結果を、第１のレベル
比平均値とし、前記第２の積分データを積分回数ＭＲで
除算した結果を第２のレベル比平均値とし、当該第１の
レベル比平均値と当該第２のレベル比平均値との加算値
を“２”で除算した結果をレベル比データとして出力す
る受信レベル比平均値算出手段（受信レベル比平均値算
出部２４ｂに相当）と、前記積分動作の開始／終了タイ
ミング、および前記第１の積分データのラッチタイミン
グを制御する制御手段（制御部２３に相当）と、前記レ
ベル比データを、所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、
当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積分値
をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積分値
を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値を電
圧データとして出力する電圧データ生成手段（利得制御
電圧データ生成部２６に相当）と、前記レベル比データ
積分値の差分値を求め、当該差分値を前記所定の増幅率
データとして出力する電圧増幅率算出手段（利得制御電
圧増幅率算出部２７ｂに相当）と、を備えることを特徴
とする。
【００４４】つぎの発明にかかる復調器にあっては、Ｒ
Ｆ信号を受信するアンテナ（アンテナ１に相当）と、前
記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利得
制御アンプ（利得可変アンプ２に相当）と、前記利得制
御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波数変
換する周波数変換手段（周波数変換部３に相当）と、前
記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、デ
ィジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換
器４，５に相当）と、前記ディジタルデータに含まれる
隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波の
信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバンド
データとして出力するディジタルフィルタ（ディジタル
フィルタ６，７に相当）と、前記ベースバンドデータを
用いて、キャリア周波数同期、キャリア位相同期、およ
びタイミング同期を確立し、その後、データを判定し、
その結果を復調データとして出力する検波手段（検波部
１０に相当）と、前記ベースバンドデータを受け取り、
当該ベースバンドデータの受信レベルを検出するレベル
検出手段と、検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然
数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データ
として出力し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは
自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分デ
ータとして出力する受信レベル積分手段と、前記第１の
積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算結
果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果を
全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レベ
ルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均デー
タとして出力する受信レベル平均値算出手段と、前記積
分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分
データのラッチタイミングを制御する制御手段と、特定
の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ値で
算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力する受
信レベル比算出手段と、前記レベル比データを所定範囲
±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上で
あればレベル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下で
あればレベル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル
比データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電
圧データ生成手段と、前記レベル比データ積分値の差分
値を求め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率デー
タとして出力する電圧増幅率算出手段と、前記電圧デー
タに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のアナログ信号を
前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変換手段（Ｄ／
Ａ変換器９に相当）と、を備えることを特徴とする。
Ｆ信号を受信するアンテナ（アンテナ１に相当）と、前
記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利得
制御アンプ（利得可変アンプ２に相当）と、前記利得制
御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波数変
換する周波数変換手段（周波数変換部３に相当）と、前
記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、デ
ィジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段（Ａ／Ｄ変換
器４，５に相当）と、前記ディジタルデータに含まれる
隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波の
信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバンド
データとして出力するディジタルフィルタ（ディジタル
フィルタ６，７に相当）と、前記ベースバンドデータを
用いて、キャリア周波数同期、キャリア位相同期、およ
びタイミング同期を確立し、その後、データを判定し、
その結果を復調データとして出力する検波手段（検波部
１０に相当）と、前記ベースバンドデータを受け取り、
当該ベースバンドデータの受信レベルを検出するレベル
検出手段と、検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然
数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データ
として出力し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは
自然数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分デ
ータとして出力する受信レベル積分手段と、前記第１の
積分データに所定の増幅率データを乗算し、当該乗算結
果と前記第２の積分データとを加算し、当該加算結果を
全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算することで、受信レベ
ルの平均値を算出し、当該平均値を受信レベル平均デー
タとして出力する受信レベル平均値算出手段と、前記積
分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の積分
データのラッチタイミングを制御する制御手段と、特定
の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ値で
算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力する受
信レベル比算出手段と、前記レベル比データを所定範囲
±Ｔｄ内で積分し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上で
あればレベル比データ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下で
あればレベル比データ積分値を−Ｔｄとし、当該レベル
比データ積分値の真数値を電圧データとして出力する電
圧データ生成手段と、前記レベル比データ積分値の差分
値を求め、当該差分値の真数値を前記所定の増幅率デー
タとして出力する電圧増幅率算出手段と、前記電圧デー
タに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のアナログ信号を
前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変換手段（Ｄ／
Ａ変換器９に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００４５】つぎの発明にかかる復調器にあっては、Ｒ
Ｆ信号を受信するアンテナと、前記ＲＦ信号の利得を利
得制御電圧によって制御する利得制御アンプと、前記利
得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波
数変換する周波数変換手段と、前記受信ベースバンド信
号をオーバーサンプリングし、ディジタルデータに変換
するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタルデータに含まれ
る隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波
の信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバン
ドデータとして出力するディジタルフィルタと、前記ベ
ースバンドデータを用いて、キャリア周波数同期、キャ
リア位相同期、およびタイミング同期を確立し、その
後、データを判定し、その結果を復調データとして出力
する検波手段と、前記ディジタルデータの受信レベルを
算出し、その値があるしきい値以上の場合に、Ａ／Ｄ変
換手段がオーバーフローしていると判定し、その判定結
果をオーバーフロー検出信号として出力するオーバーフ
ロー検出手段と、ディジタルフィルタから出力されるベ
ースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータ
の受信レベルを検出するレベル検出手段と、検出された
受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分
し、その結果を第１の積分データとして出力し、その
後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたっ
て積分し、その結果を第２の積分データとして出力する
受信レベル積分手段と、前記第１の積分データに所定の
増幅率データを乗算し、当該乗算結果と前記第２の積分
データとを加算し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋
ＭＲ）で除算することで、受信レベルの平均値を算出
し、当該平均値を受信レベル平均データとして出力する
受信レベル平均値算出手段と、特定の基準値と前記受信
レベル平均データとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値
をレベル比データとして出力する受信レベル比算出手段
と、前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、
予め規定された所定の値を選択し、前記オーバーフロー
検出信号が出力されていない場合は、前記レベル比デー
タを選択し、その選択結果を選択データとして出力する
選択手段と、前記選択データを所定範囲±Ｔｄ内で積分
し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であれば選択デー
タ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であれば選択データ積
分値を−Ｔｄとし、当該選択データ積分値の真数値を電
圧データとして出力する電圧データ生成手段と、前記選
択データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数値を
前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出
手段と、前記オーバーフロー検出信号が出力された場合
は、前記増幅率データ、前記受信レベル積分手段内のレ
ジスタ、および前記受信レベル平均値算出手段内のレジ
スタをリセットし、前記オーバーフロー検出信号が出力
されていない場合は、前記積分動作の開始／終了タイミ
ング、および前記第１の積分データのラッチタイミング
を制御する制御手段と、前記電圧データに対してＤ／Ａ
変換を行い、変換後のアナログ信号を前記利得制御電圧
として出力するＤ／Ａ変換手段と、を備えることを特徴
とする。
Ｆ信号を受信するアンテナと、前記ＲＦ信号の利得を利
得制御電圧によって制御する利得制御アンプと、前記利
得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波
数変換する周波数変換手段と、前記受信ベースバンド信
号をオーバーサンプリングし、ディジタルデータに変換
するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタルデータに含まれ
る隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波
の信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバン
ドデータとして出力するディジタルフィルタと、前記ベ
ースバンドデータを用いて、キャリア周波数同期、キャ
リア位相同期、およびタイミング同期を確立し、その
後、データを判定し、その結果を復調データとして出力
する検波手段と、前記ディジタルデータの受信レベルを
算出し、その値があるしきい値以上の場合に、Ａ／Ｄ変
換手段がオーバーフローしていると判定し、その判定結
果をオーバーフロー検出信号として出力するオーバーフ
ロー検出手段と、ディジタルフィルタから出力されるベ
ースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータ
の受信レベルを検出するレベル検出手段と、検出された
受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分
し、その結果を第１の積分データとして出力し、その
後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたっ
て積分し、その結果を第２の積分データとして出力する
受信レベル積分手段と、前記第１の積分データに所定の
増幅率データを乗算し、当該乗算結果と前記第２の積分
データとを加算し、当該加算結果を全積分回数（ＭＨ＋
ＭＲ）で除算することで、受信レベルの平均値を算出
し、当該平均値を受信レベル平均データとして出力する
受信レベル平均値算出手段と、特定の基準値と前記受信
レベル平均データとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値
をレベル比データとして出力する受信レベル比算出手段
と、前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、
予め規定された所定の値を選択し、前記オーバーフロー
検出信号が出力されていない場合は、前記レベル比デー
タを選択し、その選択結果を選択データとして出力する
選択手段と、前記選択データを所定範囲±Ｔｄ内で積分
し、さらに、当該積分結果がＴｄ以上であれば選択デー
タ積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であれば選択データ積
分値を−Ｔｄとし、当該選択データ積分値の真数値を電
圧データとして出力する電圧データ生成手段と、前記選
択データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真数値を
前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算出
手段と、前記オーバーフロー検出信号が出力された場合
は、前記増幅率データ、前記受信レベル積分手段内のレ
ジスタ、および前記受信レベル平均値算出手段内のレジ
スタをリセットし、前記オーバーフロー検出信号が出力
されていない場合は、前記積分動作の開始／終了タイミ
ング、および前記第１の積分データのラッチタイミング
を制御する制御手段と、前記電圧データに対してＤ／Ａ
変換を行い、変換後のアナログ信号を前記利得制御電圧
として出力するＤ／Ａ変換手段と、を備えることを特徴
とする。
【００４６】つぎの発明にかかる復調器において、前記
積分回数ＭＲと前記積分回数ＭＨの合計は、２のべき乗
の値をとることを特徴とする。
積分回数ＭＲと前記積分回数ＭＨの合計は、２のべき乗
の値をとることを特徴とする。
【００４７】つぎの発明にかかる復調器にあっては、初
期時、前記受信レベル積分手段が、前記レベル検出手段
で検出した受信レベルをＭＲ回にわたって積分し、前記
受信レベル平均値算出手段が、前記積分結果を全積分回
数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均値を算出
し、前記制御手段が、前記積分動作の開始／終了タイミ
ングを制御することを特徴とする。
期時、前記受信レベル積分手段が、前記レベル検出手段
で検出した受信レベルをＭＲ回にわたって積分し、前記
受信レベル平均値算出手段が、前記積分結果を全積分回
数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均値を算出
し、前記制御手段が、前記積分動作の開始／終了タイミ
ングを制御することを特徴とする。
【００４８】つぎの発明にかかる復調器において、前記
積分回数ＭＲは、２のべき乗の値をとることを特徴とす
る。
積分回数ＭＲは、２のべき乗の値をとることを特徴とす
る。
【００４９】つぎの発明にかかる復調器にあっては、前
記受信レベル比算出手段をＲＯＭで構成することを特徴
とする。
記受信レベル比算出手段をＲＯＭで構成することを特徴
とする。
【００５０】つぎの発明にかかる復調器にあっては、前
記電圧増幅率算出手段および前記電圧データ生成手段に
おける真数変換部分をＲＯＭで構成することを特徴とす
る。
記電圧増幅率算出手段および前記電圧データ生成手段に
おける真数変換部分をＲＯＭで構成することを特徴とす
る。
【００５１】つぎの発明にかかる復調器にあっては、Ｒ
Ｆ信号を受信するアンテナと、前記ＲＦ信号の利得を利
得制御電圧によって制御する利得制御アンプと、前記利
得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波
数変換する周波数変換手段と、前記受信ベースバンド信
号をオーバーサンプリングし、ディジタルデータに変換
するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタルデータに含まれ
る隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波
の信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバン
ドデータとして出力するディジタルフィルタと、前記ベ
ースバンドデータを用いて、キャリア周波数同期、キャ
リア位相同期、およびタイミング同期を確立し、その
後、データを判定し、その結果を復調データとして出力
する検波手段と、前記ベースバンドデータを受け取り、
当該ベースバンドデータの受信レベルを算出し、さらに
特定の基準値と当該受信レベルとの比をｄＢ値で算出
し、当該ｄＢ値を受信レベル比検出値として出力する受
信レベル比検出手段と、前記ｄＢ値をＭＨ（ＭＨは自然
数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データ
として出力し、その後、当該ｄＢ値をＭＲ（ＭＲは自然
数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データ
として出力する受信レベル比積分手段と、前記第１の積
分データを積分回数ＭＨで除算して利得制御前のレベル
比平均値を算出し、さらに当該利得制御前のレベル比平
均値に所定の増幅率データ（ｄＢ値）を加算した結果
を、第１のレベル比平均値とし、前記第２の積分データ
を積分回数ＭＲで除算した結果を第２のレベル比平均値
とし、当該第１のレベル比平均値と当該第２のレベル比
平均値との加算値を“２”で除算した結果をレベル比デ
ータとして出力する受信レベル比平均値算出手段と、前
記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の
積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、
前記レベル比データを、所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さ
らに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ
積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ
積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数
値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、
前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値
を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算
出手段と、前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、
変換後のアナログ信号を前記利得制御電圧として出力す
るＤ／Ａ変換手段と、を備えることを特徴とする。
Ｆ信号を受信するアンテナと、前記ＲＦ信号の利得を利
得制御電圧によって制御する利得制御アンプと、前記利
得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号に周波
数変換する周波数変換手段と、前記受信ベースバンド信
号をオーバーサンプリングし、ディジタルデータに変換
するＡ／Ｄ変換手段と、前記ディジタルデータに含まれ
る隣接波成分および雑音成分を除去し、受け取った自波
の信号に対して波形整形を行い、その結果をベースバン
ドデータとして出力するディジタルフィルタと、前記ベ
ースバンドデータを用いて、キャリア周波数同期、キャ
リア位相同期、およびタイミング同期を確立し、その
後、データを判定し、その結果を復調データとして出力
する検波手段と、前記ベースバンドデータを受け取り、
当該ベースバンドデータの受信レベルを算出し、さらに
特定の基準値と当該受信レベルとの比をｄＢ値で算出
し、当該ｄＢ値を受信レベル比検出値として出力する受
信レベル比検出手段と、前記ｄＢ値をＭＨ（ＭＨは自然
数）回にわたって積分し、その結果を第１の積分データ
として出力し、その後、当該ｄＢ値をＭＲ（ＭＲは自然
数）回にわたって積分し、その結果を第２の積分データ
として出力する受信レベル比積分手段と、前記第１の積
分データを積分回数ＭＨで除算して利得制御前のレベル
比平均値を算出し、さらに当該利得制御前のレベル比平
均値に所定の増幅率データ（ｄＢ値）を加算した結果
を、第１のレベル比平均値とし、前記第２の積分データ
を積分回数ＭＲで除算した結果を第２のレベル比平均値
とし、当該第１のレベル比平均値と当該第２のレベル比
平均値との加算値を“２”で除算した結果をレベル比デ
ータとして出力する受信レベル比平均値算出手段と、前
記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１の
積分データのラッチタイミングを制御する制御手段と、
前記レベル比データを、所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さ
らに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ
積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ
積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数
値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、
前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値
を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算
出手段と、前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、
変換後のアナログ信号を前記利得制御電圧として出力す
るＤ／Ａ変換手段と、を備えることを特徴とする。
【００５２】つぎの発明にかかる復調器において、前記
ディジタルフィルタは、デシメーションフィルタと波形
整形フィルタで構成され、前記デシメーションフィルタ
が、デシメーションの回数をｍとした場合に、間引きし
た後の出力データのレベルを２m倍し、前記波形整形フ
ィルタが、前記デシメーションフィルタから出力される
データを、当該データのオーバーサンプル数で除算する
ことを特徴とする。
ディジタルフィルタは、デシメーションフィルタと波形
整形フィルタで構成され、前記デシメーションフィルタ
が、デシメーションの回数をｍとした場合に、間引きし
た後の出力データのレベルを２m倍し、前記波形整形フ
ィルタが、前記デシメーションフィルタから出力される
データを、当該データのオーバーサンプル数で除算する
ことを特徴とする。
【００５３】つぎの発明にかかる復調器において、前記
検波手段は、データ判定に軟判定処理を採用することを
特徴とする。
検波手段は、データ判定に軟判定処理を採用することを
特徴とする。
【００５４】
【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる自動利得
制御装置および復調器の実施の形態を図面に基づいて詳
細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が
限定されるものではない。
制御装置および復調器の実施の形態を図面に基づいて詳
細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が
限定されるものではない。
【００５５】実施の形態１．図１は、本発明にかかる復
調器の実施の形態１の構成を示す図である。図１におい
て、１はアンテナであり、２は利得可変アンプであり、
３は周波数変換部であり、４，５はＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄ）であり、６，７はディジタルフィルタであり、８は
自動利得制御装置であり、９はＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）
であり、１０は検波部である。また、自動利得制御装置
８において、２１はレベル検出部であり、２２は受信レ
ベル積分部であり、２３は制御部であり、２４は受信レ
ベル平均値算出部であり、２５は受信レベル比算出部で
あり、２６は利得制御電圧データ生成部であり、２７は
利得制御電圧増幅率算出部である。
調器の実施の形態１の構成を示す図である。図１におい
て、１はアンテナであり、２は利得可変アンプであり、
３は周波数変換部であり、４，５はＡ／Ｄ変換器（Ａ／
Ｄ）であり、６，７はディジタルフィルタであり、８は
自動利得制御装置であり、９はＤ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）
であり、１０は検波部である。また、自動利得制御装置
８において、２１はレベル検出部であり、２２は受信レ
ベル積分部であり、２３は制御部であり、２４は受信レ
ベル平均値算出部であり、２５は受信レベル比算出部で
あり、２６は利得制御電圧データ生成部であり、２７は
利得制御電圧増幅率算出部である。
【００５６】また、受信レベル積分部２２において、３
１は加算器であり、３２はＤフリップフロップであり、
受信レベル平均値算出部２４において、３３はＤフリッ
プフロップであり、３４は乗算器であり、３５は加算器
であり、３６は除算器であり、受信レベル比算出部２５
において、３７は除算器であり、３８はｄＢ変換器であ
り、利得制御電圧データ生成部２６において、３９は加
算器であり、４０はＤフリップフロップであり、４１は
リミタであり、４２は真数変換部であり、利得制御電圧
増幅率算出部２７において、４３はＤフリップフロップ
であり、４４は加算器であり、４５は真数変換部であ
る。
１は加算器であり、３２はＤフリップフロップであり、
受信レベル平均値算出部２４において、３３はＤフリッ
プフロップであり、３４は乗算器であり、３５は加算器
であり、３６は除算器であり、受信レベル比算出部２５
において、３７は除算器であり、３８はｄＢ変換器であ
り、利得制御電圧データ生成部２６において、３９は加
算器であり、４０はＤフリップフロップであり、４１は
リミタであり、４２は真数変換部であり、利得制御電圧
増幅率算出部２７において、４３はＤフリップフロップ
であり、４４は加算器であり、４５は真数変換部であ
る。
【００５７】また、図２は、ディジタルフィルタ６およ
び７の構成を示す図である。なお、前述した図１１と同
様の構成については、同一の符号を付してその説明を省
略する。図２において、５１はデシメーションフィルタ
であり、５２は波形整形フィルタであり、５３ａ，５３
ｂ，５３ｃ，５３ｄは３ｄＢ増幅部である。また、図３
は、波形整形フィルタ５２の構成を示す図である。な
お、前述した図９と同様の構成については、同一の符号
を付してその説明を省略する。図３において、５４は減
衰部である。
び７の構成を示す図である。なお、前述した図１１と同
様の構成については、同一の符号を付してその説明を省
略する。図２において、５１はデシメーションフィルタ
であり、５２は波形整形フィルタであり、５３ａ，５３
ｂ，５３ｃ，５３ｄは３ｄＢ増幅部である。また、図３
は、波形整形フィルタ５２の構成を示す図である。な
お、前述した図９と同様の構成については、同一の符号
を付してその説明を省略する。図３において、５４は減
衰部である。
【００５８】以下、上記本実施の形態の復調器の動作に
ついて説明する。まず、アンテナ１では、ＰＳＫ変調が
行われたバースト信号を受信する。利得可変アンプ２で
は、Ｄ／Ａ変換後の自動利得制御装置８出力の制御電圧
に基づいて、受信信号の利得を制御する。
ついて説明する。まず、アンテナ１では、ＰＳＫ変調が
行われたバースト信号を受信する。利得可変アンプ２で
は、Ｄ／Ａ変換後の自動利得制御装置８出力の制御電圧
に基づいて、受信信号の利得を制御する。
【００５９】周波数変換部３では、周波数ｆR帯の受信
信号に対して検波部１０から出力される周波数ｆR´の
ローカル信号を乗算する。そして、乗算によって生じた
２つの周波数成分ｆR＋ｆR´，ｆR−ｆR´から、高調波
成分ｆR＋ｆR´を除去し、受信信号をベースバンド帯の
信号（ベースバンド信号）に周波数変換する。
信号に対して検波部１０から出力される周波数ｆR´の
ローカル信号を乗算する。そして、乗算によって生じた
２つの周波数成分ｆR＋ｆR´，ｆR−ｆR´から、高調波
成分ｆR＋ｆR´を除去し、受信信号をベースバンド帯の
信号（ベースバンド信号）に周波数変換する。
【００６０】Ａ／Ｄ変換器４では、検波部１０からのサ
ンプリングクロックを用いてベースバンド信号の同相成
分をオーバーサンプルし、ディジタルデータであるベー
スバンド同相データ系列Ｉi（ｉ＝１，２，３，…）に
変換する。同様に、Ａ／Ｄ変換器５では、検波部１０か
らのサンプリングクロックを用いてベースバンド信号の
直交成分をオーバーサンプルし、ディジタルデータであ
るベースバンド直交データ系列Ｑi（ｉ＝１，２，３，
…）に変換する。
ンプリングクロックを用いてベースバンド信号の同相成
分をオーバーサンプルし、ディジタルデータであるベー
スバンド同相データ系列Ｉi（ｉ＝１，２，３，…）に
変換する。同様に、Ａ／Ｄ変換器５では、検波部１０か
らのサンプリングクロックを用いてベースバンド信号の
直交成分をオーバーサンプルし、ディジタルデータであ
るベースバンド直交データ系列Ｑi（ｉ＝１，２，３，
…）に変換する。
【００６１】ディジタルフィルタ６では、ベースバンド
同相データ系列Ｉiを、ディジタルフィルタ７では、ベ
ースバンド同相データ系列Ｑiを、それぞれフィルタリ
ングし、ベースバンド信号に含まれる雑音成分および干
渉波成分を除去する。その際、デシメーションフィルタ
５１と波形整形フィルタ５２は、伝送レートＲｓ（≦Ｒ
Ｘ）がどのような値でも、受信レベルＥiの平均値を、
常にＲｓの最大値ＲＸ送信時の受信レベルＥＸとするデ
ータ系列Ｉｄi，Ｑｄiを出力する。なお、各ディジタル
フィルタのそれ以外の動作については、従来のディジタ
ルフィルタ１０６，１０７と同様である。
同相データ系列Ｉiを、ディジタルフィルタ７では、ベ
ースバンド同相データ系列Ｑiを、それぞれフィルタリ
ングし、ベースバンド信号に含まれる雑音成分および干
渉波成分を除去する。その際、デシメーションフィルタ
５１と波形整形フィルタ５２は、伝送レートＲｓ（≦Ｒ
Ｘ）がどのような値でも、受信レベルＥiの平均値を、
常にＲｓの最大値ＲＸ送信時の受信レベルＥＸとするデ
ータ系列Ｉｄi，Ｑｄiを出力する。なお、各ディジタル
フィルタのそれ以外の動作については、従来のディジタ
ルフィルタ１０６，１０７と同様である。
【００６２】たとえば、デシメーションフィルタ出力デ
ータのオーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、２≦ｏｖｓ
＜４とした場合、各ディジタルフィルタでは、まず、デ
シメーションフィルタ５１内のｍ個の３ｄＢ増幅部５３
ａ〜５３ｄが、ハーフバンドフィルタ１４５ａ〜１４５
ｄの出力信号を３ｄＢ増幅（すなわち、振幅を√２倍に
増幅）する。そして、波形整形フィルタ５２内の減衰部
５４が、加算器１４４の出力信号を√（ｏｖｓ）で除算
する。
ータのオーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、２≦ｏｖｓ
＜４とした場合、各ディジタルフィルタでは、まず、デ
シメーションフィルタ５１内のｍ個の３ｄＢ増幅部５３
ａ〜５３ｄが、ハーフバンドフィルタ１４５ａ〜１４５
ｄの出力信号を３ｄＢ増幅（すなわち、振幅を√２倍に
増幅）する。そして、波形整形フィルタ５２内の減衰部
５４が、加算器１４４の出力信号を√（ｏｖｓ）で除算
する。
【００６３】これにより、受信レベルＥiの平均値ＥＰ
は、従来例における受信レベルＥiの平均値ＥＭ（式
（４）参照）のＧｒ＝２m／（ｏｖｓ）倍となるため、
伝送レートＲｓに関係無く、（６）式が成立し、一定値
が得られる。 ＥＰ＝Ｇｒ×ＥＭ＝ＥＸ （６）
は、従来例における受信レベルＥiの平均値ＥＭ（式
（４）参照）のＧｒ＝２m／（ｏｖｓ）倍となるため、
伝送レートＲｓに関係無く、（６）式が成立し、一定値
が得られる。 ＥＰ＝Ｇｒ×ＥＭ＝ＥＸ （６）
【００６４】以上の処理によって、受信レベルＥiの平
均値ＥＰは、伝播距離や降雨の有無等、無線伝送路の状
態によってのみ変化し、伝送レートの値によって変化す
ることはない。
均値ＥＰは、伝播距離や降雨の有無等、無線伝送路の状
態によってのみ変化し、伝送レートの値によって変化す
ることはない。
【００６５】検波部１０では、従来と同様の手順で、デ
ィジタルフィルタ６から出力されるデータ系列Ｉｄ
i（ｉ＝１，２，３，・・・）、およびディジタルフィルタ
７から出力されるデータ系列Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，・
・・）に基づいて、サンプリングクロックのタイミング位
相差、受信信号とローカル信号とのキャリア周波数偏差
Δｆ＝（ｆR−ｆR´）、およびキャリア位相差を求め
る。そして、これらを補正する制御をサンプリングクロ
ックおよびローカル信号に与え、タイミング同期、キャ
リア周波数同期、およびキャリア位相同期を確立する。
また、検波部１０では、各同期を確立後、同期検波（あ
るいは遅延検波）によってデータを判定し、判定したデ
ータを復調データとして出力する。
ィジタルフィルタ６から出力されるデータ系列Ｉｄ
i（ｉ＝１，２，３，・・・）、およびディジタルフィルタ
７から出力されるデータ系列Ｑｄi（ｉ＝１，２，３，・
・・）に基づいて、サンプリングクロックのタイミング位
相差、受信信号とローカル信号とのキャリア周波数偏差
Δｆ＝（ｆR−ｆR´）、およびキャリア位相差を求め
る。そして、これらを補正する制御をサンプリングクロ
ックおよびローカル信号に与え、タイミング同期、キャ
リア周波数同期、およびキャリア位相同期を確立する。
また、検波部１０では、各同期を確立後、同期検波（あ
るいは遅延検波）によってデータを判定し、判定したデ
ータを復調データとして出力する。
【００６６】データ系列Ｉｄi，Ｑｄiの振幅値は、伝送
レートが低い場合も、式（６）の処理によって十分大き
な値に増幅されるため、データ系列Ｉｄi，Ｑｄiの有効
ビット数は十分確保される。よって、検波部１０では、
復調データを軟判定（soft decision）することも容易
である。
レートが低い場合も、式（６）の処理によって十分大き
な値に増幅されるため、データ系列Ｉｄi，Ｑｄiの有効
ビット数は十分確保される。よって、検波部１０では、
復調データを軟判定（soft decision）することも容易
である。
【００６７】つぎに、本実施の形態の自動利得制御装置
８の動作を詳細に説明する。従来の自動利得制御装置１
０８では、受信レベルＥiと基準レベルとのレベル差を
検出し、利得制御を複数回にわたって行い、徐々にレベ
ル差を“０”に引込む制御を行っていた。これに対し、
本実施の形態の自動利得制御装置８では、受信レベルＥ
iの平均値を求め、その平均値と基準レベルとのレベル
差を打ち消す利得制御を行うため、基本的に１回の利得
制御で引込み動作を完了する。
８の動作を詳細に説明する。従来の自動利得制御装置１
０８では、受信レベルＥiと基準レベルとのレベル差を
検出し、利得制御を複数回にわたって行い、徐々にレベ
ル差を“０”に引込む制御を行っていた。これに対し、
本実施の形態の自動利得制御装置８では、受信レベルＥ
iの平均値を求め、その平均値と基準レベルとのレベル
差を打ち消す利得制御を行うため、基本的に１回の利得
制御で引込み動作を完了する。
【００６８】まず、レベル検出部２１では、従来と同様
に、式（１）にしたがってデータ系列Ｉｄi，Ｑｄiから
受信レベルＥiを出力する。受信レベル積分部２２で
は、（７）式、（８）式によって受信レベルＥiを積分
する。この積分は、ある周期Ｌで２回にわたって行われ
る。
に、式（１）にしたがってデータ系列Ｉｄi，Ｑｄiから
受信レベルＥiを出力する。受信レベル積分部２２で
は、（７）式、（８）式によって受信レベルＥiを積分
する。この積分は、ある周期Ｌで２回にわたって行われ
る。
【００６９】
【数１】
【００７０】
【数２】
【００７１】第１回目の積分は、利得制御を行った後
も、しばらくの間（＝ディジタルフィルタ６，７の処理
時間）出力される利得制御前の受信レベルＥiを積分す
る。ただし、積分回数をＭＨ、積分結果をＳＨとする。
第２回目の積分は、利得制御後の受信レベルＥiを積分
する。ただし、積分回数をＭＲ、積分結果をＳＲとす
る。なお、上記積分処理のタイミングは、制御部２３に
よって管理される。
も、しばらくの間（＝ディジタルフィルタ６，７の処理
時間）出力される利得制御前の受信レベルＥiを積分す
る。ただし、積分回数をＭＨ、積分結果をＳＨとする。
第２回目の積分は、利得制御後の受信レベルＥiを積分
する。ただし、積分回数をＭＲ、積分結果をＳＲとす
る。なお、上記積分処理のタイミングは、制御部２３に
よって管理される。
【００７２】受信レベル平均値算出部２４では、（９）
式によって利得制御後の受信レベルＥiの平均値ＡＥを
算出する。 ＡＥ＝（ＳＲ＋ＳＨ×Ｇａ）／（ＭＨ＋ＭＲ） （９） ただし、Ｇａは、利得制御による電圧の増幅率であり、
利得制御前の電圧データをＶk-1、利得制御後の電圧デ
ータをＶkとすると、（１０）式で表すことができる。 Ｇａ＝Ｖk／ Ｖk-1 （１０）
式によって利得制御後の受信レベルＥiの平均値ＡＥを
算出する。 ＡＥ＝（ＳＲ＋ＳＨ×Ｇａ）／（ＭＨ＋ＭＲ） （９） ただし、Ｇａは、利得制御による電圧の増幅率であり、
利得制御前の電圧データをＶk-1、利得制御後の電圧デ
ータをＶkとすると、（１０）式で表すことができる。 Ｇａ＝Ｖk／ Ｖk-1 （１０）
【００７３】ここで、上記（９）式による受信レベルＥ
iの平均値ＡＥの算出方法を図面にしたがって説明す
る。まず、Ｄフリップフロップ３３が、（７）式によっ
て求めた利得制御前の受信レベルＥiの積分値ＳＨをラ
ッチする。つぎに、乗算器３４が、制御部２３からのラ
ッチ信号によってラッチされた積分値ＳＨに、Ｇａを乗
算する。この乗算により、利得制御前の受信レベルＥi
の積分値ＳＨから、利得制御後の受信レベルＥiの積分
値ＳＨ´を得ることができる。つぎに、加算器３５が、
（８）式によって求めた利得制御後の受信レベルＥiの
積分値ＳＲと、乗算器３４の出力ＳＨ´と、を加算す
る。最後に、除算器３６が、加算器３５の出力を（ＭＨ
＋ＭＲ）で除算し、受信レベルＥiの平均値ＡＥを出力
する。なお、（ＭＨ＋ＭＲ）の値を２のべき乗とすれ
ば、除算はビットシフトで実現でき、除算の回路化が容
易となる。
iの平均値ＡＥの算出方法を図面にしたがって説明す
る。まず、Ｄフリップフロップ３３が、（７）式によっ
て求めた利得制御前の受信レベルＥiの積分値ＳＨをラ
ッチする。つぎに、乗算器３４が、制御部２３からのラ
ッチ信号によってラッチされた積分値ＳＨに、Ｇａを乗
算する。この乗算により、利得制御前の受信レベルＥi
の積分値ＳＨから、利得制御後の受信レベルＥiの積分
値ＳＨ´を得ることができる。つぎに、加算器３５が、
（８）式によって求めた利得制御後の受信レベルＥiの
積分値ＳＲと、乗算器３４の出力ＳＨ´と、を加算す
る。最後に、除算器３６が、加算器３５の出力を（ＭＨ
＋ＭＲ）で除算し、受信レベルＥiの平均値ＡＥを出力
する。なお、（ＭＨ＋ＭＲ）の値を２のべき乗とすれ
ば、除算はビットシフトで実現でき、除算の回路化が容
易となる。
【００７４】受信レベル比算出部２５では、除算器３７
が、基準レベル値と受信レベルＥiの平均値ＡＥとの比
を求め、ｄＢ変換部３８が、その比をｄＢ表記に変換し
て出力する。なお、受信レベル比算出部２５では、除算
処理およびｄＢ変換処理にて複雑な演算を行うため、回
路規模が増大するが、通常、基準レベル値は固定値であ
るため、入力である平均値ＡＥが判れば、出力であるレ
ベル比を決定できる。したがって、受信レベル比算出部
２５は、ＲＯＭを用いることにより小さな回路規模で実
現できる。
が、基準レベル値と受信レベルＥiの平均値ＡＥとの比
を求め、ｄＢ変換部３８が、その比をｄＢ表記に変換し
て出力する。なお、受信レベル比算出部２５では、除算
処理およびｄＢ変換処理にて複雑な演算を行うため、回
路規模が増大するが、通常、基準レベル値は固定値であ
るため、入力である平均値ＡＥが判れば、出力であるレ
ベル比を決定できる。したがって、受信レベル比算出部
２５は、ＲＯＭを用いることにより小さな回路規模で実
現できる。
【００７５】利得制御電圧データ生成部２６では、受信
レベル比算出部２５で求めたレベル比ＬＲkを、加算器
３９およびＤフリップフロップ４０を用いて積分し、そ
の積分結果を真数表記に変換して出力する。この出力デ
ータが、利得可変アンプ２を制御する電圧データＶkで
ある。ただし、ｋは自動利得制御装置８が行う利得制御
の回数に応じて増加する整数値である（ｋ＝１，２，
３，・・・）。
レベル比算出部２５で求めたレベル比ＬＲkを、加算器
３９およびＤフリップフロップ４０を用いて積分し、そ
の積分結果を真数表記に変換して出力する。この出力デ
ータが、利得可変アンプ２を制御する電圧データＶkで
ある。ただし、ｋは自動利得制御装置８が行う利得制御
の回数に応じて増加する整数値である（ｋ＝１，２，
３，・・・）。
【００７６】また、リミタ４１では、電圧データＶkを
Ｄ／Ａ変換器９の入力レンジ内に保持するために設けら
れており、Ｄフリップフロップ４０の出力値ＤＶによっ
て、以下の３通りの値を出力する。 ＤＶが、しきい値±Ｔｄ以内の場合（−Ｔｄ≦ＤＶ≦
Ｔｄ）；ＤＶを出力 ＤＶが、しきい値−Ｔｄより小さい値を示す場合（Ｄ
Ｖ＜−Ｔｄ）；−Ｔｄを出力 ＤＶが、しきい値Ｔｄより大きい値を示す場合（ＤＶ
＞Ｔｄ）；Ｔｄを出力
Ｄ／Ａ変換器９の入力レンジ内に保持するために設けら
れており、Ｄフリップフロップ４０の出力値ＤＶによっ
て、以下の３通りの値を出力する。 ＤＶが、しきい値±Ｔｄ以内の場合（−Ｔｄ≦ＤＶ≦
Ｔｄ）；ＤＶを出力 ＤＶが、しきい値−Ｔｄより小さい値を示す場合（Ｄ
Ｖ＜−Ｔｄ）；−Ｔｄを出力 ＤＶが、しきい値Ｔｄより大きい値を示す場合（ＤＶ
＞Ｔｄ）；Ｔｄを出力
【００７７】また、真数変換部４２では、リミタ４１の
出力を真数に変換し、変換後のデータを電圧データＶk
として出力する。なお、真数変換部４２についても、Ｒ
ＯＭを用いることで複雑な真数変換演算が不要となり、
回路規模を削減することができる。
出力を真数に変換し、変換後のデータを電圧データＶk
として出力する。なお、真数変換部４２についても、Ｒ
ＯＭを用いることで複雑な真数変換演算が不要となり、
回路規模を削減することができる。
【００７８】利得制御電圧増幅率算出部２７では、利得
制御による電圧の増幅率Ｇａを求める。増幅率Ｇａは
（１０）式による除算で求まるが、除算処理には大規模
な回路が必要となるため、ｄＢ値であるリミタ４１の出
力を差分して、（１）式と同様の処理を実現する。すな
わち、Ｄフリップフロップ４３が、１つ前の電圧データ
のｄＢ値ｌｏｇ10（Ｖk-1）（＝リミタ４１の出力）を
ラッチし、加算器４４が、現在の電圧データのｄＢ値ｌ
ｏｇ10（Ｖk）から、１つ前の電圧データのｄＢ値ｌｏ
ｇ10（Ｖk-1）を減算する。ｄＢ値の減算は、真数の除
算を意味するが、ここでは、（１０）式で行われる除算
の役割を加算器４４が担う。そして、真数変換部４５
が、加算器４４の出力を真数に変換し、変換後の信号を
利得制御による電圧の増幅率Ｇａとして出力する。な
お、真数変換部４５は、たとえば、ＲＯＭを用いて実現
される。
制御による電圧の増幅率Ｇａを求める。増幅率Ｇａは
（１０）式による除算で求まるが、除算処理には大規模
な回路が必要となるため、ｄＢ値であるリミタ４１の出
力を差分して、（１）式と同様の処理を実現する。すな
わち、Ｄフリップフロップ４３が、１つ前の電圧データ
のｄＢ値ｌｏｇ10（Ｖk-1）（＝リミタ４１の出力）を
ラッチし、加算器４４が、現在の電圧データのｄＢ値ｌ
ｏｇ10（Ｖk）から、１つ前の電圧データのｄＢ値ｌｏ
ｇ10（Ｖk-1）を減算する。ｄＢ値の減算は、真数の除
算を意味するが、ここでは、（１０）式で行われる除算
の役割を加算器４４が担う。そして、真数変換部４５
が、加算器４４の出力を真数に変換し、変換後の信号を
利得制御による電圧の増幅率Ｇａとして出力する。な
お、真数変換部４５は、たとえば、ＲＯＭを用いて実現
される。
【００７９】最後に、Ｄ／Ａ変換器９では、従来と同様
に、電圧データＶkをアナログ信号に変換して、利得可
変アンプ２に与える。
に、電圧データＶkをアナログ信号に変換して、利得可
変アンプ２に与える。
【００８０】以上、ここまでは、通常時（ｋ≧２）の自
動利得制御装置８の動作について説明を行った。以降で
は、初期時（ｋ＝１）における自動利得制御装置８の動
作について説明する。図４は、自動利得制御装置８のｋ
＝１，２，…までの動作を示すタイミングチャートであ
る。すなわち、自動利得制御装置８を含む上記復調器
が、時刻ｔ＝０から受信動作を開始した場合を示してい
る。
動利得制御装置８の動作について説明を行った。以降で
は、初期時（ｋ＝１）における自動利得制御装置８の動
作について説明する。図４は、自動利得制御装置８のｋ
＝１，２，…までの動作を示すタイミングチャートであ
る。すなわち、自動利得制御装置８を含む上記復調器
が、時刻ｔ＝０から受信動作を開始した場合を示してい
る。
【００８１】時刻ｔ＝０において、ディジタルフィルタ
６，７の各レジスタは、“０”であるため、ディジタル
フィルタ６，７から出力されるデータ系列Ｉｄi，Ｑｄi
は、しばらくの間（＝ディジタルフィルタの処理時
間）、“０”に近い値を出力する。よって、受信レベル
Ｅiは、この間、実際の受信レベルではない“０”に近
い値を示す（図中の時間に相当）。
６，７の各レジスタは、“０”であるため、ディジタル
フィルタ６，７から出力されるデータ系列Ｉｄi，Ｑｄi
は、しばらくの間（＝ディジタルフィルタの処理時
間）、“０”に近い値を出力する。よって、受信レベル
Ｅiは、この間、実際の受信レベルではない“０”に近
い値を示す（図中の時間に相当）。
【００８２】受信レベル積分部２２では、この間の無意
味な受信レベルＥiを、式（７）にしたがってＭＨ回に
わたって積分し、積分結果ＳＨ1を出力するが、ｋ＝１
の時だけ増幅率Ｇａ0を“０”とすることで、受信レベ
ル平均値算出部２４における受信レベルの算出に、増幅
率Ｇａ0を用いないようにする。
味な受信レベルＥiを、式（７）にしたがってＭＨ回に
わたって積分し、積分結果ＳＨ1を出力するが、ｋ＝１
の時だけ増幅率Ｇａ0を“０”とすることで、受信レベ
ル平均値算出部２４における受信レベルの算出に、増幅
率Ｇａ0を用いないようにする。
【００８３】受信レベルＥiは、動作開始後しばらくし
て有意な値になる（図中の時間に相当）。そこで、受
信レベル積分部２２では、この間の有意な受信レベルＥ
iを式（８）にしたがって、ＭＲ回にわたって積分し、
積分結果ＳＲ1を出力する。したがって、ｋ＝１回目に
おける受信レベル平均値ＡＥ1は、ＭＲ回にわたって積
分した結果ＳＲ1だけを用いて求める必要があるため、
式（９）ではなく、次式（１１）を用いて求める。ここ
で、Ｇａ0は“０”であるため、実際は、ＳＲ1をＭＲで
除算してＡＥ1を求めている。なお、ＭＲも２のべき数
であれば、複雑な演算処理で行う除算をビットシフトで
実現できる。 ＡＥ1＝（ＳＲ1+ＳＨ1×Ｇａ0）／ＭＲ （１１）
て有意な値になる（図中の時間に相当）。そこで、受
信レベル積分部２２では、この間の有意な受信レベルＥ
iを式（８）にしたがって、ＭＲ回にわたって積分し、
積分結果ＳＲ1を出力する。したがって、ｋ＝１回目に
おける受信レベル平均値ＡＥ1は、ＭＲ回にわたって積
分した結果ＳＲ1だけを用いて求める必要があるため、
式（９）ではなく、次式（１１）を用いて求める。ここ
で、Ｇａ0は“０”であるため、実際は、ＳＲ1をＭＲで
除算してＡＥ1を求めている。なお、ＭＲも２のべき数
であれば、複雑な演算処理で行う除算をビットシフトで
実現できる。 ＡＥ1＝（ＳＲ1+ＳＨ1×Ｇａ0）／ＭＲ （１１）
【００８４】自動利得制御装置８では、上記のように算
出されたＡＥ1に基づいて、受信レベルＥiを基準レベル
とするｋ＝１回目の電圧データＶ1と増幅率Ｇａ1を算出
する。なお、Ｋ＝１の初期動作時の場合、Ｄフリップフ
ロップ４３は“０”であるため、Ｖ1＝Ｇａ1となる。
出されたＡＥ1に基づいて、受信レベルＥiを基準レベル
とするｋ＝１回目の電圧データＶ1と増幅率Ｇａ1を算出
する。なお、Ｋ＝１の初期動作時の場合、Ｄフリップフ
ロップ４３は“０”であるため、Ｖ1＝Ｇａ1となる。
【００８５】その後、第１回目の利得制御が行われた後
（ｋ≧２）、自動利得制御装置８では、前述したｋ≧２
以降の処理を行う。すなわち、第１回目の利得制御が行
われた後もしばらくの間、第１回の利得制御前のデータ
がディジタルフィルタ６，７に残っているため、受信レ
ベルＥiは、この間（図中の時間に相当）、第１回の
利得制御前の値となる。このとき、受信レベル積分部２
２では、この間の受信レベルＥiをＭＨ回にわたって積
分し、受信レベル平均値算出部２４では、この積分結果
ＳＨ2に増幅率Ｇａ1を乗算することで、利得制御した積
分結果ＳＨ2´を求める。
（ｋ≧２）、自動利得制御装置８では、前述したｋ≧２
以降の処理を行う。すなわち、第１回目の利得制御が行
われた後もしばらくの間、第１回の利得制御前のデータ
がディジタルフィルタ６，７に残っているため、受信レ
ベルＥiは、この間（図中の時間に相当）、第１回の
利得制御前の値となる。このとき、受信レベル積分部２
２では、この間の受信レベルＥiをＭＨ回にわたって積
分し、受信レベル平均値算出部２４では、この積分結果
ＳＨ2に増幅率Ｇａ1を乗算することで、利得制御した積
分結果ＳＨ2´を求める。
【００８６】つぎに、受信レベルＥiは、第１回の利得
制御による変化が生じる（図中の時間）。このとき、
受信レベル積分部２２では、この間の有意な受信レベル
ＥiをＭＲ回にわたって積分し、積分結果ＳＲ2を出力す
る。したがって、Ｋ＝１回目と異なり、積分結果ＳＨ2
´も有意な情報であるため、ｋ＝２回目における受信レ
ベル平均値ＡＥ2は、ＭＨ回にわたって積分した結果Ｓ
Ｈ2´と、ＭＲ回にわたって積分した結果ＳＲ2の両方を
用いて、すなわち、式（９）を用いて、求めることがで
きる。
制御による変化が生じる（図中の時間）。このとき、
受信レベル積分部２２では、この間の有意な受信レベル
ＥiをＭＲ回にわたって積分し、積分結果ＳＲ2を出力す
る。したがって、Ｋ＝１回目と異なり、積分結果ＳＨ2
´も有意な情報であるため、ｋ＝２回目における受信レ
ベル平均値ＡＥ2は、ＭＨ回にわたって積分した結果Ｓ
Ｈ2´と、ＭＲ回にわたって積分した結果ＳＲ2の両方を
用いて、すなわち、式（９）を用いて、求めることがで
きる。
【００８７】自動利得制御装置８では、上記のように算
出されたＡＥ2に基づいて、受信レベルＥiを基準レベル
とするｋ＝２回目の電圧データＶ2と増幅率Ｇａ2を算出
する。なお、ｋ≧３では、上記ｋ＝２の場合と同様に、
（ＭＨ＋ＭＲ）個の受信レベルＥiを用いた利得制御が
繰り返し実行される。
出されたＡＥ2に基づいて、受信レベルＥiを基準レベル
とするｋ＝２回目の電圧データＶ2と増幅率Ｇａ2を算出
する。なお、ｋ≧３では、上記ｋ＝２の場合と同様に、
（ＭＨ＋ＭＲ）個の受信レベルＥiを用いた利得制御が
繰り返し実行される。
【００８８】式（９）と式（１１）を比較しても明らか
なように、Ｋ−１の方が平均化に使用するＥiのデータ
数がＭＨ個だけ少ないため、利得制御の正確さは、Ｋ＝
２より多少劣り、たとえば、図４に示すように、受信レ
ベルＥiは、時間〜にかけて基準レベルより若干異
なった値を示す場合がある。しかしながら、ｋ≧２では
正確な利得制御が行われ、図９に示すように、時間で
は、受信レベルＥiは基準レベルにほぼ一致する。な
お、多少の性能の劣化を許容できるのであれば、積分結
果ＳＲkだけを用いて、回路規模を削減することとして
もよい。この場合は、ｋの値に関係無く、受信レベル平
均値AEkは、次式（１２）で求められる。 ＡＥk＝ＳＲk／ＭＲ （１２）
なように、Ｋ−１の方が平均化に使用するＥiのデータ
数がＭＨ個だけ少ないため、利得制御の正確さは、Ｋ＝
２より多少劣り、たとえば、図４に示すように、受信レ
ベルＥiは、時間〜にかけて基準レベルより若干異
なった値を示す場合がある。しかしながら、ｋ≧２では
正確な利得制御が行われ、図９に示すように、時間で
は、受信レベルＥiは基準レベルにほぼ一致する。な
お、多少の性能の劣化を許容できるのであれば、積分結
果ＳＲkだけを用いて、回路規模を削減することとして
もよい。この場合は、ｋの値に関係無く、受信レベル平
均値AEkは、次式（１２）で求められる。 ＡＥk＝ＳＲk／ＭＲ （１２）
【００８９】この場合、図１における利得制御電圧増幅
率算出部２７、受信レベル平均値算出部２４内のＤフリ
ップフロップ３３、乗算器３４、および加算器３５を削
除することができる。
率算出部２７、受信レベル平均値算出部２４内のＤフリ
ップフロップ３３、乗算器３４、および加算器３５を削
除することができる。
【００９０】このように、本実施の形態の自動利得制御
装置においては、受信レベルＥiを平均化し、その結果
に基づいて、受信レベルを基準値とする直接的な利得制
御を行い、制御回数が１回ないし２回で引込み動作を完
了する構成とした。これにより、引込み時間の大幅な短
縮を実現することができる。
装置においては、受信レベルＥiを平均化し、その結果
に基づいて、受信レベルを基準値とする直接的な利得制
御を行い、制御回数が１回ないし２回で引込み動作を完
了する構成とした。これにより、引込み時間の大幅な短
縮を実現することができる。
【００９１】また、本実施の形態の自動利得制御装置に
おいて、第２回目以降の利得制御については、ディジタ
ルフィルタの信号処理にかかる時間が経過するまでに出
力される利得制御前の受信レベルＥiと、利得制御後の
受信レベルＥiと、の両方を用いて受信レベルの平均値
を算出し、その結果に基づいて、受信レベルを基準値と
する利得制御を行う。これにより、従来例における利得
制御と比較して、引込み後の高精度な利得制御を実現す
ることができる。
おいて、第２回目以降の利得制御については、ディジタ
ルフィルタの信号処理にかかる時間が経過するまでに出
力される利得制御前の受信レベルＥiと、利得制御後の
受信レベルＥiと、の両方を用いて受信レベルの平均値
を算出し、その結果に基づいて、受信レベルを基準値と
する利得制御を行う。これにより、従来例における利得
制御と比較して、引込み後の高精度な利得制御を実現す
ることができる。
【００９２】また、本実施の形態の自動利得制御装置に
おいては、ディジタルフィルタにおける信号増幅制御
（式（６）参照）により、常に受信レベルＥiの有効ビ
ット数を多く確保することができるため、伝送レートに
関係無く、正確な利得制御を実現することができる。
おいては、ディジタルフィルタにおける信号増幅制御
（式（６）参照）により、常に受信レベルＥiの有効ビ
ット数を多く確保することができるため、伝送レートに
関係無く、正確な利得制御を実現することができる。
【００９３】また、本実施の形態の復調器においては、
自動利得制御装置８による高速かつ高精度な利得制御に
より、バースト信号が入力されてから短時間で良好なビ
ット誤り率特性を実現することができる。
自動利得制御装置８による高速かつ高精度な利得制御に
より、バースト信号が入力されてから短時間で良好なビ
ット誤り率特性を実現することができる。
【００９４】また、本実施の形態の復調器においては、
ディジタルフィルタにおける信号増幅制御（式（６）参
照）により、常にディジタルフィルタ出力のデータの有
効ビット数を多く確保することができるため、伝送レー
トに関係無く、正確な軟判定を実現することができる。
また、同様の信号増幅制御により、基準レベル値を伝送
レートに関係無く、一定に保つことができるため、無調
整化を達成できる。
ディジタルフィルタにおける信号増幅制御（式（６）参
照）により、常にディジタルフィルタ出力のデータの有
効ビット数を多く確保することができるため、伝送レー
トに関係無く、正確な軟判定を実現することができる。
また、同様の信号増幅制御により、基準レベル値を伝送
レートに関係無く、一定に保つことができるため、無調
整化を達成できる。
【００９５】なお、本実施の形態では、デシメーション
フィルタ５１でオーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、２
≦ｏｖｓ＜４とする場合を一例として説明したが、ロー
ルオフ率が３５％程度と低く、さらに自波の占める周波
数占有帯域幅が狭い場合については、デシメーションフ
ィルタ５１でオーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、１．
５≦ｏｖｓ＜３としてもよい。
フィルタ５１でオーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、２
≦ｏｖｓ＜４とする場合を一例として説明したが、ロー
ルオフ率が３５％程度と低く、さらに自波の占める周波
数占有帯域幅が狭い場合については、デシメーションフ
ィルタ５１でオーバーサンプル数ｏｖｓの範囲を、１．
５≦ｏｖｓ＜３としてもよい。
【００９６】この場合、ｍは以下のようにして求める。
まず、ｍ´を次式（１３）にしたがって求める。 ｍ´＝ｉｎｔ［ｌｏｇ2（ｆsamp／（Ｒｓ））］ （１３） つぎに、ＭＱを次式（１４）にしたがって求める。 ＭＱ＝（ｆsamp／（Ｒｓ＊２m´）） （１４） 最後に、ｍを次式（１５）にしたがって求める。 ｍ＝ｍ´ （ＭＱ≧１．５） ｍ＝ｍ´−１ （ＭＱ＜１．５） （１５）
まず、ｍ´を次式（１３）にしたがって求める。 ｍ´＝ｉｎｔ［ｌｏｇ2（ｆsamp／（Ｒｓ））］ （１３） つぎに、ＭＱを次式（１４）にしたがって求める。 ＭＱ＝（ｆsamp／（Ｒｓ＊２m´）） （１４） 最後に、ｍを次式（１５）にしたがって求める。 ｍ＝ｍ´ （ＭＱ≧１．５） ｍ＝ｍ´−１ （ＭＱ＜１．５） （１５）
【００９７】なお、ｏｖｓは、上記式（１３）〜（１
５）で求めたｍを式（３）に代入して求める。この場合
も、前記式（４）は成立するため、ディジタルフィルタ
６，７において、式（６）を用いて増幅量Ｇｒを算出す
る。このように、デシメーションフィルタ５１で、オー
バーサンプル数ｏｖｓの範囲を、（２≦ｏｖｓ＜４）→
（１．５≦ｏｖｓ＜３）とすることにより、後段の波形
整形フィルタ５２のシフトレジスタの段数を軽減するこ
とができるため、ディジタルフィルタの回路規模を低減
することができる。
５）で求めたｍを式（３）に代入して求める。この場合
も、前記式（４）は成立するため、ディジタルフィルタ
６，７において、式（６）を用いて増幅量Ｇｒを算出す
る。このように、デシメーションフィルタ５１で、オー
バーサンプル数ｏｖｓの範囲を、（２≦ｏｖｓ＜４）→
（１．５≦ｏｖｓ＜３）とすることにより、後段の波形
整形フィルタ５２のシフトレジスタの段数を軽減するこ
とができるため、ディジタルフィルタの回路規模を低減
することができる。
【００９８】実施の形態２．図５は、本発明にかかる自
動利得制御装置および復調器の実施の形態２の構成を示
す図である。なお、前述の実施の形態１と同様の構成に
ついては、同一の符号を付してその説明を省略する。図
５において、８ａは自動利得制御装置であり、２３ａは
制御部であり、６１はオーバーフロー検出部であり、６
２は選択部である。
動利得制御装置および復調器の実施の形態２の構成を示
す図である。なお、前述の実施の形態１と同様の構成に
ついては、同一の符号を付してその説明を省略する。図
５において、８ａは自動利得制御装置であり、２３ａは
制御部であり、６１はオーバーフロー検出部であり、６
２は選択部である。
【００９９】前述したように、実施の形態１では、自波
以外に隣接波も受信し、ディジタルフィルタにおいて当
該隣接波を除去している。このような処理は、アナログ
フィルタの特性を固定（無調整）にしながら、伝送レー
ト（すなわち、自波の帯域幅）を自由に変えられるよう
な要望からきている。
以外に隣接波も受信し、ディジタルフィルタにおいて当
該隣接波を除去している。このような処理は、アナログ
フィルタの特性を固定（無調整）にしながら、伝送レー
ト（すなわち、自波の帯域幅）を自由に変えられるよう
な要望からきている。
【０１００】たとえば、Ａ／Ｄ変換器の前に位置するア
ナログフィルタの周波数特性は、伝送レートが最も高い
場合（即ち自波の帯域が最も広い場合）に対応して広帯
域とする必要があるため、伝送レートが低いような場
合、すなわち、自波の帯域が狭い場合、Ａ／Ｄ変換器
は、自波と別の周波数で使用している隣接波とを同時に
受信することになる。
ナログフィルタの周波数特性は、伝送レートが最も高い
場合（即ち自波の帯域が最も広い場合）に対応して広帯
域とする必要があるため、伝送レートが低いような場
合、すなわち、自波の帯域が狭い場合、Ａ／Ｄ変換器
は、自波と別の周波数で使用している隣接波とを同時に
受信することになる。
【０１０１】図６は、Ａ／Ｄ変換器入力の受信信号の周
波数スペクトラムを示す図である。なお、図６（ａ）が
時刻ｔ1の周波数スペクトラムを表し、（ｂ）が時刻ｔ2
の周波数スペクトラムを表し、（ｃ）が時刻ｔ3の周波
数スペクトラムを表す。また、ここでは、実線が自波、
点線が隣接波をそれぞれ表す。
波数スペクトラムを示す図である。なお、図６（ａ）が
時刻ｔ1の周波数スペクトラムを表し、（ｂ）が時刻ｔ2
の周波数スペクトラムを表し、（ｃ）が時刻ｔ3の周波
数スペクトラムを表す。また、ここでは、実線が自波、
点線が隣接波をそれぞれ表す。
【０１０２】図示のとおり、他のユーザーが使用してい
る隣接波の出現および消失は不規則であるため（たとえ
ばｔ1→ｔ2→ｔ3のように）、Ａ／Ｄ変換器入力の受信
レベルも時間とともに変動し、その変動は急激になる場
合も予想される。たとえば、時刻ｔ1のように、隣接波
が１波しか存在していないと、Ａ／Ｄ変換器入力の受信
レベルは低いが、時刻ｔ2のように、隣接波が６波存在
すると、Ａ／Ｄ変換器入力の受信レベルは非常に高くな
る。このとき、Ａ／Ｄ変換器における入力レベルの急激
な変動は予期できず、他のユーザーが同時に通信を始め
た場合、Ａ／Ｄ変換器の入力レベルは急激に増加する。
る隣接波の出現および消失は不規則であるため（たとえ
ばｔ1→ｔ2→ｔ3のように）、Ａ／Ｄ変換器入力の受信
レベルも時間とともに変動し、その変動は急激になる場
合も予想される。たとえば、時刻ｔ1のように、隣接波
が１波しか存在していないと、Ａ／Ｄ変換器入力の受信
レベルは低いが、時刻ｔ2のように、隣接波が６波存在
すると、Ａ／Ｄ変換器入力の受信レベルは非常に高くな
る。このとき、Ａ／Ｄ変換器における入力レベルの急激
な変動は予期できず、他のユーザーが同時に通信を始め
た場合、Ａ／Ｄ変換器の入力レベルは急激に増加する。
【０１０３】そして、復調器が非常にレベルが低い無信
号を受信している状態で、たとえば、自波と隣接波のタ
イミングが一致し、急激なＡ／Ｄ変換器における入力レ
ベルの増加が生じると、入力信号は最大入力レンジを越
え（オーバーフローが発生し）、Ａ／Ｄ変換器の出力は
不確かなものとなる。
号を受信している状態で、たとえば、自波と隣接波のタ
イミングが一致し、急激なＡ／Ｄ変換器における入力レ
ベルの増加が生じると、入力信号は最大入力レンジを越
え（オーバーフローが発生し）、Ａ／Ｄ変換器の出力は
不確かなものとなる。
【０１０４】このような場合には、自動利得制御装置の
引込み特性や復調器のビット誤り率特性が劣化してしま
う場合が考えられる。本実施の形態においては、このよ
うな問題を解決する。
引込み特性や復調器のビット誤り率特性が劣化してしま
う場合が考えられる。本実施の形態においては、このよ
うな問題を解決する。
【０１０５】以下、上記問題を解決する実施の形態２の
自動利得制御装置８ａの動作について説明する。まず、
自動利得制御装置８ａでは、ディジタルフィルタ６，７
の出力以外に、さらに、Ａ／Ｄ変換器４，５の出力デー
タＩＡi，ＱＡiを用いる。そして、オーバーフロー検出
部６１では、各Ａ／Ｄ変換器の出力データＩＡi，ＱＡi
から、そのときの受信電力ＷＡiを、次式（１６）で求
める。 ＷＡi＝ＩＡi 2＋ＱＡi 2 （１６）
自動利得制御装置８ａの動作について説明する。まず、
自動利得制御装置８ａでは、ディジタルフィルタ６，７
の出力以外に、さらに、Ａ／Ｄ変換器４，５の出力デー
タＩＡi，ＱＡiを用いる。そして、オーバーフロー検出
部６１では、各Ａ／Ｄ変換器の出力データＩＡi，ＱＡi
から、そのときの受信電力ＷＡiを、次式（１６）で求
める。 ＷＡi＝ＩＡi 2＋ＱＡi 2 （１６）
【０１０６】つぎに、オーバーフロー検出部６１では、
受信電力ＷＡiをある特定の値Ｗｔｈと比較し、次式
（１７）を満たす場合に、各Ａ／Ｄ変換器がオーバーフ
ローを起こしていると判定し、オーバーフロー検出信号
を出力する。 ＷＡi≧Ｗｔｈ （１７）
受信電力ＷＡiをある特定の値Ｗｔｈと比較し、次式
（１７）を満たす場合に、各Ａ／Ｄ変換器がオーバーフ
ローを起こしていると判定し、オーバーフロー検出信号
を出力する。 ＷＡi≧Ｗｔｈ （１７）
【０１０７】そして、オーバーフロー検出部６１でオー
バーフローを起こしていると判定された場合には、以下
の動作が行われる。まず、選択部６２では、受信レベル
比算出部２５の情報を無視し、制御ステップ幅［ｄＢ］
に相当するＸＤ（＜０）を利得制御電圧データ生成部２
６に対して出力する。ＸＤは、たとえば、−６［ｄＢ］
など、利得制御ステップ幅が大きくなるように設定す
る。つぎに、制御部２３ａでは、受信レベル積分部２２
内のＤフリップフロップ３２（レジスタ）、受信レベル
平均値算出部２４内のＤフリップフロップ３３（レジス
タ）、およびその時のＧａkの値を“０”にリセットし
て、オーバーフロー発生時の確からしくない状態をリセ
ット状態に戻す。
バーフローを起こしていると判定された場合には、以下
の動作が行われる。まず、選択部６２では、受信レベル
比算出部２５の情報を無視し、制御ステップ幅［ｄＢ］
に相当するＸＤ（＜０）を利得制御電圧データ生成部２
６に対して出力する。ＸＤは、たとえば、−６［ｄＢ］
など、利得制御ステップ幅が大きくなるように設定す
る。つぎに、制御部２３ａでは、受信レベル積分部２２
内のＤフリップフロップ３２（レジスタ）、受信レベル
平均値算出部２４内のＤフリップフロップ３３（レジス
タ）、およびその時のＧａkの値を“０”にリセットし
て、オーバーフロー発生時の確からしくない状態をリセ
ット状態に戻す。
【０１０８】一方、オーバーフロー検出部６１でオーバ
ーフローを起こしていないと判定された場合には、実施
の形態１の自動利得制御装置８と同様の動作が行われ
る。具体的にいうと、選択部６２では、受信レベル比算
出部２５の情報を利得制御電圧データ生成部２６に対し
て出力する。そして、制御部２３ａでは、前述の実施の
形態１の制御部２３と同様の処理を行う。
ーフローを起こしていないと判定された場合には、実施
の形態１の自動利得制御装置８と同様の動作が行われ
る。具体的にいうと、選択部６２では、受信レベル比算
出部２５の情報を利得制御電圧データ生成部２６に対し
て出力する。そして、制御部２３ａでは、前述の実施の
形態１の制御部２３と同様の処理を行う。
【０１０９】このように、本実施の形態においては、バ
ースト捕捉時に隣接波の出現によってＡ／Ｄ変換器がオ
ーバーフローを起こし、ディジタルフィルタ６，７から
確からしくないデータが出力された場合においても、利
得をＸＤ［ｄＢ］単位に下げることで、即座にオーバー
フローの状態を回避する構成とした。これにより、引込
み特性を劣化させることはなく、利得制御の高速引込み
を実現する。
ースト捕捉時に隣接波の出現によってＡ／Ｄ変換器がオ
ーバーフローを起こし、ディジタルフィルタ６，７から
確からしくないデータが出力された場合においても、利
得をＸＤ［ｄＢ］単位に下げることで、即座にオーバー
フローの状態を回避する構成とした。これにより、引込
み特性を劣化させることはなく、利得制御の高速引込み
を実現する。
【０１１０】また、本実施の形態においては、隣接波の
出現および消失が繰り返されるバースト捕捉時において
も、高速な利得制御によって、良好なビット誤り率特性
を実現することができる。
出現および消失が繰り返されるバースト捕捉時において
も、高速な利得制御によって、良好なビット誤り率特性
を実現することができる。
【０１１１】実施の形態３．図７は、本発明にかかる自
動利得制御装置および復調器の実施の形態３の構成を示
す図である。なお、先に説明した実施の形態１と同様の
構成については、同一の符号を付してその説明を省略す
る。図７において、８ｂは自動利得制御装置であり、自
動利得制御装置８ｂにおいて、７１はレベル比検出部で
あり、２２ｂは受信レベル比積分部であり、２４ｂは受
信レベル比平均値算出部であり、２７ｂは利得制御電圧
増幅率算出部である。また、受信レベル比積分部２２ｂ
において、７２は加算器であり、７３はＤフリップフロ
ップであり、受信レベル比平均値算出部２４ｂにおい
て、７４、７６、７８は除算器であり、７５、７７は加
算器である。
動利得制御装置および復調器の実施の形態３の構成を示
す図である。なお、先に説明した実施の形態１と同様の
構成については、同一の符号を付してその説明を省略す
る。図７において、８ｂは自動利得制御装置であり、自
動利得制御装置８ｂにおいて、７１はレベル比検出部で
あり、２２ｂは受信レベル比積分部であり、２４ｂは受
信レベル比平均値算出部であり、２７ｂは利得制御電圧
増幅率算出部である。また、受信レベル比積分部２２ｂ
において、７２は加算器であり、７３はＤフリップフロ
ップであり、受信レベル比平均値算出部２４ｂにおい
て、７４、７６、７８は除算器であり、７５、７７は加
算器である。
【０１１２】以下、上記実施の形態３の自動利得制御装
置８ｂの動作について説明する。自動利得制御装置８ｂ
では、先に説明した実施の形態１の自動利得制御装置８
と同程度の性能を実現しつつ、さらに回路規模を低減す
る。具体的にいうと、実施の形態３の自動利得制御装置
８ｂでは、受信レベルを平均化後に基準レベル値と比較
するのではなく、先に受信レベルと基準レベル値との比
をｄＢ値で検出し、その検出値を平均化する。この処理
により、自動利得制御装置８ｂでは、自動利得制御装置
８における受信レベル比算出部２５（ｄＢ変換部３８を
有する）、真数変換部４５および乗算器３４が不要とな
る。
置８ｂの動作について説明する。自動利得制御装置８ｂ
では、先に説明した実施の形態１の自動利得制御装置８
と同程度の性能を実現しつつ、さらに回路規模を低減す
る。具体的にいうと、実施の形態３の自動利得制御装置
８ｂでは、受信レベルを平均化後に基準レベル値と比較
するのではなく、先に受信レベルと基準レベル値との比
をｄＢ値で検出し、その検出値を平均化する。この処理
により、自動利得制御装置８ｂでは、自動利得制御装置
８における受信レベル比算出部２５（ｄＢ変換部３８を
有する）、真数変換部４５および乗算器３４が不要とな
る。
【０１１３】まず、レベル比検出部７１では、式（１）
にしたがってデータ系列Ｉｄi，Ｑｄiから受信レベルＥ
iを算出し、当該算出結果と基準レベル値との比ＣＥiを
求める。そして、その比をｄＢ表記で出力する。なお、
レベル比検出部７１は、データ系列Ｉｄi，Ｑｄiを入力
アドレスとし、ＣＥiを出力とするＲＯＭで構成できる
ため、小さな回路規模で実現できる。
にしたがってデータ系列Ｉｄi，Ｑｄiから受信レベルＥ
iを算出し、当該算出結果と基準レベル値との比ＣＥiを
求める。そして、その比をｄＢ表記で出力する。なお、
レベル比検出部７１は、データ系列Ｉｄi，Ｑｄiを入力
アドレスとし、ＣＥiを出力とするＲＯＭで構成できる
ため、小さな回路規模で実現できる。
【０１１４】受信レベル比積分部２２ｂでは、ＣＥiを
加算器７２，Ｄフリップフロップ７３を用いて積分す
る。積分は、先に説明した実施の形態１の自動利得制御
装置８と同様、ある周期Ｌで２回にわたって行われる。
この場合、第１回目の積分は、（７）式中の“Ｅj”を
“ＣＥj”とする変更で実現できる。また、第２回目の
積分についても、（８）式中の“Ｅj”を“ＣＥj”とす
る変更で実現できる。
加算器７２，Ｄフリップフロップ７３を用いて積分す
る。積分は、先に説明した実施の形態１の自動利得制御
装置８と同様、ある周期Ｌで２回にわたって行われる。
この場合、第１回目の積分は、（７）式中の“Ｅj”を
“ＣＥj”とする変更で実現できる。また、第２回目の
積分についても、（８）式中の“Ｅj”を“ＣＥj”とす
る変更で実現できる。
【０１１５】受信レベル比平均値算出部２４ｂでは、上
記各レベル比の積分値から、レベル比の平均値を算出す
る。まず、除算器７４では、第１回目の積分値をその積
分回数ＭＨで除算し、その結果を利得制御前レベル比平
均値として出力する。加算器７５では、後述する利得制
御電圧増幅率算出部２７ｂからの値（ｄＢ表記）と利得
制御前レベル比平均値とを加算し、その結果を第１のレ
ベル比平均値として出力する。除算器７６では、第２回
目の積分値をその積分回数ＭＲで除算して利得制御前の
レベル比を求め、その結果を第２のレベル比平均値とし
て出力する。加算器７７では、第１のレベル比平均値と
第２のレベル比平均値とを加算する。最後に、除算器７
８では、加算器７７の加算結果を“２”で除算してレベ
ル比の平均値を出力する。
記各レベル比の積分値から、レベル比の平均値を算出す
る。まず、除算器７４では、第１回目の積分値をその積
分回数ＭＨで除算し、その結果を利得制御前レベル比平
均値として出力する。加算器７５では、後述する利得制
御電圧増幅率算出部２７ｂからの値（ｄＢ表記）と利得
制御前レベル比平均値とを加算し、その結果を第１のレ
ベル比平均値として出力する。除算器７６では、第２回
目の積分値をその積分回数ＭＲで除算して利得制御前の
レベル比を求め、その結果を第２のレベル比平均値とし
て出力する。加算器７７では、第１のレベル比平均値と
第２のレベル比平均値とを加算する。最後に、除算器７
８では、加算器７７の加算結果を“２”で除算してレベ
ル比の平均値を出力する。
【０１１６】利得制御電圧データ生成部２６は、除算器
７３出力であるレベル比の平均値を入力として、先に説
明した実施の形態１の自動利得制御装置８と同様に動作
する。
７３出力であるレベル比の平均値を入力として、先に説
明した実施の形態１の自動利得制御装置８と同様に動作
する。
【０１１７】利得制御電圧増幅率算出部２７ｂでは、先
に説明した実施の形態１の利得制御電圧増幅率算出部２
７と同様に、Ｄフリップフロップ４３と加算器４４を用
いて、リミタ４１の出力を差分する。ただし、前記実施
の形態１の自動利得制御装置８ｂでは、この差分値を真
数変換部４５で真数に変換し、真数変換後の値とＤフリ
ップフロップ３３の出力値とを乗算していたが、受信レ
ベル比平均値算出部２４ｂのデータ処理がｄＢ値で行わ
れる本実施の形態の自動利得制御装置８ｂでは、同様の
処理を、リミタ４１の出力の差分値と除算器７４の出力
値とを加算することで実現できる。
に説明した実施の形態１の利得制御電圧増幅率算出部２
７と同様に、Ｄフリップフロップ４３と加算器４４を用
いて、リミタ４１の出力を差分する。ただし、前記実施
の形態１の自動利得制御装置８ｂでは、この差分値を真
数変換部４５で真数に変換し、真数変換後の値とＤフリ
ップフロップ３３の出力値とを乗算していたが、受信レ
ベル比平均値算出部２４ｂのデータ処理がｄＢ値で行わ
れる本実施の形態の自動利得制御装置８ｂでは、同様の
処理を、リミタ４１の出力の差分値と除算器７４の出力
値とを加算することで実現できる。
【０１１８】なお、実施の形態１の自動利得制御装置８
にて受信レベルの平均値と基準レベルとの比をｄＢ変換
した値と、本実施の形態３の自動利得制御装置８ｂにて
ｄＢ変換した受信レベル比の平均値は、多少の差が生じ
るが、その差に起因する両者の性能の差は僅かである。
にて受信レベルの平均値と基準レベルとの比をｄＢ変換
した値と、本実施の形態３の自動利得制御装置８ｂにて
ｄＢ変換した受信レベル比の平均値は、多少の差が生じ
るが、その差に起因する両者の性能の差は僅かである。
【０１１９】以上、ここまでの説明は、通常時（図４中
のｋ≧２）の自動利得制御装置８ｂの動作について説明
を行った。以降では、初期時（図４中のｋ＝１）におけ
る自動利得制御装置８ｂの動作について説明する。
のｋ≧２）の自動利得制御装置８ｂの動作について説明
を行った。以降では、初期時（図４中のｋ＝１）におけ
る自動利得制御装置８ｂの動作について説明する。
【０１２０】自動利得制御装置８ｂでは、加算器７５の
出力を初期動作時のみ“０”（無効）とし、除算器７８
で行われる“２”の除算を行わないように制御する。こ
の場合、受信レベル比平均値算出部２４ｂの出力値は、
第２のレベル比平均値と等しくなる。
出力を初期動作時のみ“０”（無効）とし、除算器７８
で行われる“２”の除算を行わないように制御する。こ
の場合、受信レベル比平均値算出部２４ｂの出力値は、
第２のレベル比平均値と等しくなる。
【０１２１】なお、多少の性能劣化を許容できるのであ
れば、常に初期時の状態で自動利得制御装置８ｂを動作
させ、“第２のレベル比平均値”だけを用いて利得制御
を行うことで、回路規模を削減してもよい。また、自動
利得制御装置８ｂの受信レベル比平均値算出部２４ｂと
利得制御電圧データ生成部２６との間に、前述の実施の
形態２の自動利得制御装置８ａにおける選択部６２を挿
入し、制御部２３を制御部２３ａに変更し、さらにオー
バーフロー検出部６１を図５と同じ配線で挿入する構成
に拡張することで、利得制御のさらなる高速引込みを実
現することとしてもよい。
れば、常に初期時の状態で自動利得制御装置８ｂを動作
させ、“第２のレベル比平均値”だけを用いて利得制御
を行うことで、回路規模を削減してもよい。また、自動
利得制御装置８ｂの受信レベル比平均値算出部２４ｂと
利得制御電圧データ生成部２６との間に、前述の実施の
形態２の自動利得制御装置８ａにおける選択部６２を挿
入し、制御部２３を制御部２３ａに変更し、さらにオー
バーフロー検出部６１を図５と同じ配線で挿入する構成
に拡張することで、利得制御のさらなる高速引込みを実
現することとしてもよい。
【０１２２】このように、本実施例の形態における自動
利得制御装置においては、受信レベルと基準レベル値と
の比をｄＢ値で検出し、その検出値を平均化する構成と
したため、先に説明した実施の形態１と比較して、同程
度の性能を実現しつつ、回路規模をさらに削減できる。
利得制御装置においては、受信レベルと基準レベル値と
の比をｄＢ値で検出し、その検出値を平均化する構成と
したため、先に説明した実施の形態１と比較して、同程
度の性能を実現しつつ、回路規模をさらに削減できる。
【０１２３】
【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、受信レベルを平均化し、その結果に基づいて、受信
レベルを基準値とする直接的な利得制御を行い、制御回
数が１回ないし２回で引込み動作を完了する構成とし
た。これにより、引込み時間の大幅な短縮を実現するこ
とができる、という効果を奏する。また、第２回目以降
の利得制御については、ディジタルフィルタの信号処理
にかかる時間が経過するまでに出力される利得制御前の
受信レベルと、利得制御後の受信レベルと、の両方を用
いて受信レベルの平均値を算出し、その結果に基づい
て、受信レベルを基準値とする利得制御を行う。これに
より、従来例における利得制御と比較して、引込み後の
高精度な利得制御を実現することができる、という効果
を奏する。
ば、受信レベルを平均化し、その結果に基づいて、受信
レベルを基準値とする直接的な利得制御を行い、制御回
数が１回ないし２回で引込み動作を完了する構成とし
た。これにより、引込み時間の大幅な短縮を実現するこ
とができる、という効果を奏する。また、第２回目以降
の利得制御については、ディジタルフィルタの信号処理
にかかる時間が経過するまでに出力される利得制御前の
受信レベルと、利得制御後の受信レベルと、の両方を用
いて受信レベルの平均値を算出し、その結果に基づい
て、受信レベルを基準値とする利得制御を行う。これに
より、従来例における利得制御と比較して、引込み後の
高精度な利得制御を実現することができる、という効果
を奏する。
【０１２４】つぎの発明によれば、バースト捕捉時に隣
接波の出現によってＡ／Ｄ変換器がオーバーフローを起
こし、ディジタルフィルタから確からしくないデータが
出力された場合においても、利得を特定値単位に下げる
ことで、即座にオーバーフローの状態を回避する構成と
した。これにより、引込み特性を劣化させることはな
く、利得制御の高速引込みを実現することができる、と
いう効果を奏する。
接波の出現によってＡ／Ｄ変換器がオーバーフローを起
こし、ディジタルフィルタから確からしくないデータが
出力された場合においても、利得を特定値単位に下げる
ことで、即座にオーバーフローの状態を回避する構成と
した。これにより、引込み特性を劣化させることはな
く、利得制御の高速引込みを実現することができる、と
いう効果を奏する。
【０１２５】つぎの発明によれば、積分回数ＭＲと積分
回数ＭＨの合計を２のべき乗の値とすることにより、受
信レベル平均値算出手段における除算をビットシフトで
実現できるため、除算の回路化が容易になる、という効
果を奏する。
回数ＭＨの合計を２のべき乗の値とすることにより、受
信レベル平均値算出手段における除算をビットシフトで
実現できるため、除算の回路化が容易になる、という効
果を奏する。
【０１２６】つぎの発明によれば、受信レベル積分手段
がレベル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわた
って積分し、さらに、受信レベル平均値算出手段がその
積分結果を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベ
ルの平均値を算出する構成とした。これにより、初期時
の処理量を通常時と比較して大幅に削減することができ
る、という効果を奏する。
がレベル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわた
って積分し、さらに、受信レベル平均値算出手段がその
積分結果を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベ
ルの平均値を算出する構成とした。これにより、初期時
の処理量を通常時と比較して大幅に削減することができ
る、という効果を奏する。
【０１２７】つぎの発明によれば、積分回数ＭＲを２の
べき乗の値とすることにより、ここでも、受信レベル平
均値算出手段における除算をビットシフトで実現でき
る、という効果を奏する。
べき乗の値とすることにより、ここでも、受信レベル平
均値算出手段における除算をビットシフトで実現でき
る、という効果を奏する。
【０１２８】つぎの発明によれば、受信レベル比算出手
段をＲＯＭで構成することにより、除算処理およびｄＢ
変換処理にて複雑な演算を行う必要がなくなるため、回
路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
段をＲＯＭで構成することにより、除算処理およびｄＢ
変換処理にて複雑な演算を行う必要がなくなるため、回
路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
【０１２９】つぎの発明によれば、電圧増幅率算出手段
および電圧データ生成手段をＲＯＭで構成することによ
り、複雑な真数変換演算を行う必要がなくなるため、回
路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
および電圧データ生成手段をＲＯＭで構成することによ
り、複雑な真数変換演算を行う必要がなくなるため、回
路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
【０１３０】つぎの発明によれば、受信レベルと基準レ
ベル値との比をｄＢ値で検出し、その検出値を平均化す
る構成としたため、同程度の性能を維持しながら回路規
模をさらに削減できる、という効果を奏する。
ベル値との比をｄＢ値で検出し、その検出値を平均化す
る構成としたため、同程度の性能を維持しながら回路規
模をさらに削減できる、という効果を奏する。
【０１３１】つぎの発明によれば、高速かつ高精度な自
動利得制御により、バースト信号が入力されてから短時
間で良好なビット誤り率特性を実現することができる、
という効果を奏する。
動利得制御により、バースト信号が入力されてから短時
間で良好なビット誤り率特性を実現することができる、
という効果を奏する。
【０１３２】つぎの発明によれば、隣接波の出現および
消失が繰り返されるバースト捕捉時においても、高速な
利得制御によって、良好なビット誤り率特性を実現する
ことができる、という効果を奏する。
消失が繰り返されるバースト捕捉時においても、高速な
利得制御によって、良好なビット誤り率特性を実現する
ことができる、という効果を奏する。
【０１３３】つぎの発明によれば、積分回数ＭＲと積分
回数ＭＨの合計を２のべき乗の値とすることにより、受
信レベル平均値算出手段における除算をビットシフトで
実現できるため、除算の回路化が容易になる、という効
果を奏する。
回数ＭＨの合計を２のべき乗の値とすることにより、受
信レベル平均値算出手段における除算をビットシフトで
実現できるため、除算の回路化が容易になる、という効
果を奏する。
【０１３４】つぎの発明によれば、受信レベル積分手段
がレベル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわた
って積分し、さらに、受信レベル平均値算出手段がその
積分結果を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベ
ルの平均値を算出する構成とした。これにより、初期時
の処理量を通常時と比較して大幅に削減することができ
る、という効果を奏する。
がレベル検出手段で検出した受信レベルをＭＲ回にわた
って積分し、さらに、受信レベル平均値算出手段がその
積分結果を全積分回数ＭＲで除算することで、受信レベ
ルの平均値を算出する構成とした。これにより、初期時
の処理量を通常時と比較して大幅に削減することができ
る、という効果を奏する。
【０１３５】つぎの発明によれば、積分回数ＭＲを２の
べき乗の値とすることにより、ここでも、受信レベル平
均値算出手段における除算をビットシフトで実現でき
る、という効果を奏する。
べき乗の値とすることにより、ここでも、受信レベル平
均値算出手段における除算をビットシフトで実現でき
る、という効果を奏する。
【０１３６】つぎの発明によれば、受信レベル比算出手
段をＲＯＭで構成することにより、除算処理およびｄＢ
変換処理にて複雑な演算を行う必要がなくなるため、回
路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
段をＲＯＭで構成することにより、除算処理およびｄＢ
変換処理にて複雑な演算を行う必要がなくなるため、回
路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
【０１３７】つぎの発明によれば、電圧増幅率算出手段
および電圧データ生成手段をＲＯＭで構成することによ
り、複雑な真数変換演算を行う必要がなくなるため、回
路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
および電圧データ生成手段をＲＯＭで構成することによ
り、複雑な真数変換演算を行う必要がなくなるため、回
路規模の増大を回避できる、という効果を奏する。
【０１３８】つぎの発明によれば、内部の自動利得制御
装置が、受信レベルと基準レベル値との比をｄＢ値で検
出し、その検出値を平均化する構成としたため、同程度
の性能を維持しながら回路規模をさらに削減できる、と
いう効果を奏する。
装置が、受信レベルと基準レベル値との比をｄＢ値で検
出し、その検出値を平均化する構成としたため、同程度
の性能を維持しながら回路規模をさらに削減できる、と
いう効果を奏する。
【０１３９】つぎの発明によれば、ディジタルフィルタ
における信号増幅制御により、常にディジタルフィルタ
出力のデータの有効ビット数を多く確保することができ
るため、伝送レートに関係無く、正確な軟判定を実現す
ることができる、という効果を奏する。また、同様の信
号増幅制御により、基準レベル値を伝送レートに関係無
く、一定に保つことができるため、無調整化を達成でき
る、という効果を奏する。
における信号増幅制御により、常にディジタルフィルタ
出力のデータの有効ビット数を多く確保することができ
るため、伝送レートに関係無く、正確な軟判定を実現す
ることができる、という効果を奏する。また、同様の信
号増幅制御により、基準レベル値を伝送レートに関係無
く、一定に保つことができるため、無調整化を達成でき
る、という効果を奏する。
【０１４０】つぎの発明によれば、データ判定に軟判定
処理を採用することにより、最適なデータ復調を実現す
ることができる、という効果を奏する。
処理を採用することにより、最適なデータ復調を実現す
ることができる、という効果を奏する。
【図１】 本発明にかかる自動利得制御装置および復調
器の実施の形態１の構成を示す図である。
器の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】 実施の形態１のディジタルフィルタの構成を
示す図である。
示す図である。
【図３】 実施の形態１の波形整形フィルタの構成を示
す図である。
す図である。
【図４】 実施の形態１の自動利得制御装置の動作を示
すタイミングチャートである。
すタイミングチャートである。
【図５】 本発明にかかる自動利得制御装置および復調
器の実施の形態２の構成を示す図である。
器の実施の形態２の構成を示す図である。
【図６】 Ａ／Ｄ変換器入力の受信信号の周波数スペク
トラムを示す図である。
トラムを示す図である。
【図７】 本発明にかかる自動利得制御装置および復調
器の実施の形態３の構成を示す図である。
器の実施の形態３の構成を示す図である。
【図８】 従来の自動利得制御装置を備えたディジタル
衛星通信システム用復調器の構成を示す図である。
衛星通信システム用復調器の構成を示す図である。
【図９】 従来のディジタルフィルタの構成を示す図で
ある。
ある。
【図１０】 従来の自動利得制御装置の動作を説明する
ための図である。
ための図である。
【図１１】 図９とは異なる従来のディジタルフィルタ
の構成を示す図である。
の構成を示す図である。
１ アンテナ、２ 利得可変アンプ、３ 周波数変換
部、４，５ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、６，７ ディジ
タルフィルタ、８，８ａ，８ｂ 自動利得制御装置、９
Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）、１０ 検波部、２１ レベ
ル検出部、２２受信レベル積分部、２２ｂ 受信レベル
比積分部、２３，２３ａ 制御部、２４受信レベル平均
値算出部、２４ｂ 受信レベル比平均値算出部、２５
受信レベル比算出部、２６ 利得制御電圧データ生成
部、２７，２７ｂ 利得制御電圧増幅率算出部、３１，
３５，３９，４４，７２，７５，７７ 加算器、３２，
３３，４０，４３，７３ Ｄフリップフロップ、３４
乗算器、３６，３７，７４，７６，７８ 除算器、３８
ｄＢ変換器、４１ リミタ、４２，４５ 真数変換
部、５１ デシメーションフィルタ、５２ 波形整形フ
ィルタ、５３ａ，５３ｂ，５３ｃ，５３ｄ ３ｄＢ増幅
部、５４ 減衰部、６１ オーバーフロー検出部、６２
選択部、７１ レベル比検出部。
部、４，５ Ａ／Ｄ変換器（Ａ／Ｄ）、６，７ ディジ
タルフィルタ、８，８ａ，８ｂ 自動利得制御装置、９
Ｄ／Ａ変換器（Ｄ／Ａ）、１０ 検波部、２１ レベ
ル検出部、２２受信レベル積分部、２２ｂ 受信レベル
比積分部、２３，２３ａ 制御部、２４受信レベル平均
値算出部、２４ｂ 受信レベル比平均値算出部、２５
受信レベル比算出部、２６ 利得制御電圧データ生成
部、２７，２７ｂ 利得制御電圧増幅率算出部、３１，
３５，３９，４４，７２，７５，７７ 加算器、３２，
３３，４０，４３，７３ Ｄフリップフロップ、３４
乗算器、３６，３７，７４，７６，７８ 除算器、３８
ｄＢ変換器、４１ リミタ、４２，４５ 真数変換
部、５１ デシメーションフィルタ、５２ 波形整形フ
ィルタ、５３ａ，５３ｂ，５３ｃ，５３ｄ ３ｄＢ増幅
部、５４ 減衰部、６１ オーバーフロー検出部、６２
選択部、７１ レベル比検出部。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J100 AA02 BB01 CA01 CA28 CA29 CA30 CA31 DA06 FA02 JA01 LA01 LA11 QA03 SA02 5K004 AA05 AA08 FG00 FH01 FH03 FH04 JG00 JH02 JH03
Claims (18)
- 【請求項１】 ディジタルフィルタから出力されるベー
スバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデータの
受信レベルを検出するレベル検出手段と、 検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわた
って積分し、その結果を第１の積分データとして出力
し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回
にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして
出力する受信レベル積分手段と、 前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、
当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該
加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算すること
で、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レ
ベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手
段と、 前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１
の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段
と、 特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ
値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力す
る受信レベル比算出手段と、 前記レベル比データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さら
に、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積
分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積
分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値
を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、 前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値
の真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧
増幅率算出手段と、 を備えることを特徴とする自動利得制御装置。 - 【請求項２】 Ａ／Ｄ変換器出力のディジタルデータの
受信レベルを算出し、その値があるしきい値以上の場合
に、Ａ／Ｄ変換器がオーバーフローしていると判定し、
その判定結果をオーバーフロー検出信号として出力する
オーバーフロー検出手段と、 ディジタルフィルタから出力されるベースバンドデータ
を受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを検
出するレベル検出手段と、 検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわた
って積分し、その結果を第１の積分データとして出力
し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回
にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして
出力する受信レベル積分手段と、 前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、
当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該
加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算すること
で、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レ
ベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手
段と、 特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ
値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力す
る受信レベル比算出手段と、 前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、予め
規定された所定の値を選択し、前記オーバーフロー検出
信号が出力されていない場合は、前記レベル比データを
選択し、その選択結果を選択データとして出力する選択
手段と、 前記選択データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、
当該積分結果がＴｄ以上であれば選択データ積分値をＴ
ｄとし、−Ｔｄ以下であれば選択データ積分値を−Ｔｄ
とし、当該選択データ積分値の真数値を電圧データとし
て出力する電圧データ生成手段と、 前記選択データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真
数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅
率算出手段と、 前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、前記
増幅率データ、前記受信レベル積分手段内のレジスタ、
および前記受信レベル平均値算出手段内のレジスタをリ
セットし、前記オーバーフロー検出信号が出力されてい
ない場合は、前記積分動作の開始／終了タイミング、お
よび前記第１の積分データのラッチタイミングを制御す
る制御手段と、 を備えることを特徴とする自動利得制御装置。 - 【請求項３】 前記積分回数ＭＲと前記積分回数ＭＨの
合計は、２のべき乗の値をとることを特徴とする請求項
１または２に記載の自動利得制御装置。 - 【請求項４】 初期時にあっては、 前記受信レベル積分手段が、前記レベル検出手段で検出
した受信レベルをＭＲ回にわたって積分し、 前記受信レベル平均値算出手段が、前記積分結果を全積
分回数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均値を算
出し、 前記制御手段が、前記積分動作の開始／終了タイミング
を制御することを特徴とする請求項１、２または３に記
載の自動利得制御装置。 - 【請求項５】 前記積分回数ＭＲは、２のべき乗の値を
とることを特徴とする請求項４に記載の自動利得制御装
置。 - 【請求項６】 前記受信レベル比算出手段をＲＯＭで構
成することを特徴とする請求項１〜５のいずれか一つに
記載の自動利得制御装置。 - 【請求項７】 前記電圧増幅率算出手段および前記電圧
データ生成手段における真数変換部分をＲＯＭで構成す
ることを特徴とする請求項１〜６のいずれか一つに記載
の自動利得制御装置。 - 【請求項８】 ディジタルフィルタから出力される受信
ベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンドデー
タの受信レベルを算出し、さらに特定の基準値と当該受
信レベルとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値を受信レ
ベル比検出値として出力する受信レベル比検出手段と、 前記ｄＢ値をＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分
し、その結果を第１の積分データとして出力し、その
後、当該ｄＢ値をＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積
分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信
レベル比積分手段と、 前記第１の積分データを積分回数ＭＨで除算して利得制
御前のレベル比平均値を算出し、さらに当該利得制御前
のレベル比平均値に所定の増幅率データ（ｄＢ値）を加
算した結果を、第１のレベル比平均値とし、前記第２の
積分データを積分回数ＭＲで除算した結果を第２のレベ
ル比平均値とし、当該第１のレベル比平均値と当該第２
のレベル比平均値との加算値を“２”で除算した結果を
レベル比データとして出力する受信レベル比平均値算出
手段と、 前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１
の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段
と、 前記レベル比データを、所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さ
らに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ
積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ
積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数
値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、 前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値
を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算
出手段と、 を備えることを特徴とする自動利得制御装置。 - 【請求項９】 ＲＦ信号を受信するアンテナと、 前記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利
得制御アンプと、 前記利得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号
に周波数変換する周波数変換手段と、 前記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、
ディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記ディジタルデータに含まれる隣接波成分および雑音
成分を除去し、受け取った自波の信号に対して波形整形
を行い、その結果をベースバンドデータとして出力する
ディジタルフィルタと、 前記ベースバンドデータを用いて、キャリア周波数同
期、キャリア位相同期、およびタイミング同期を確立
し、その後、データを判定し、その結果を復調データと
して出力する検波手段と、 前記ベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンド
データの受信レベルを検出するレベル検出手段と、 検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわた
って積分し、その結果を第１の積分データとして出力
し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回
にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして
出力する受信レベル積分手段と、 前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、
当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該
加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算すること
で、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レ
ベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手
段と、 前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１
の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段
と、 特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ
値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力す
る受信レベル比算出手段と、 前記レベル比データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さら
に、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ積
分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ積
分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数値
を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、 前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値
の真数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧
増幅率算出手段と、 前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のア
ナログ信号を前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変
換手段と、 を備えることを特徴とする復調器。 - 【請求項１０】 ＲＦ信号を受信するアンテナと、 前記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利
得制御アンプと、 前記利得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号
に周波数変換する周波数変換手段と、 前記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、
ディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記ディジタルデータに含まれる隣接波成分および雑音
成分を除去し、受け取った自波の信号に対して波形整形
を行い、その結果をベースバンドデータとして出力する
ディジタルフィルタと、 前記ベースバンドデータを用いて、キャリア周波数同
期、キャリア位相同期、およびタイミング同期を確立
し、その後、データを判定し、その結果を復調データと
して出力する検波手段と、 前記ディジタルデータの受信レベルを算出し、その値が
あるしきい値以上の場合に、Ａ／Ｄ変換手段がオーバー
フローしていると判定し、その判定結果をオーバーフロ
ー検出信号として出力するオーバーフロー検出手段と、 ディジタルフィルタから出力されるベースバンドデータ
を受け取り、当該ベースバンドデータの受信レベルを検
出するレベル検出手段と、 検出された受信レベルをＭＨ（ＭＨは自然数）回にわた
って積分し、その結果を第１の積分データとして出力
し、その後、当該受信レベルをＭＲ（ＭＲは自然数）回
にわたって積分し、その結果を第２の積分データとして
出力する受信レベル積分手段と、 前記第１の積分データに所定の増幅率データを乗算し、
当該乗算結果と前記第２の積分データとを加算し、当該
加算結果を全積分回数（ＭＨ＋ＭＲ）で除算すること
で、受信レベルの平均値を算出し、当該平均値を受信レ
ベル平均データとして出力する受信レベル平均値算出手
段と、 特定の基準値と前記受信レベル平均データとの比をｄＢ
値で算出し、当該ｄＢ値をレベル比データとして出力す
る受信レベル比算出手段と、 前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、予め
規定された所定の値を選択し、前記オーバーフロー検出
信号が出力されていない場合は、前記レベル比データを
選択し、その選択結果を選択データとして出力する選択
手段と、 前記選択データを所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さらに、
当該積分結果がＴｄ以上であれば選択データ積分値をＴ
ｄとし、−Ｔｄ以下であれば選択データ積分値を−Ｔｄ
とし、当該選択データ積分値の真数値を電圧データとし
て出力する電圧データ生成手段と、 前記選択データ積分値の差分値を求め、当該差分値の真
数値を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅
率算出手段と、 前記オーバーフロー検出信号が出力された場合は、前記
増幅率データ、前記受信レベル積分手段内のレジスタ、
および前記受信レベル平均値算出手段内のレジスタをリ
セットし、前記オーバーフロー検出信号が出力されてい
ない場合は、前記積分動作の開始／終了タイミング、お
よび前記第１の積分データのラッチタイミングを制御す
る制御手段と、 前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のア
ナログ信号を前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変
換手段と、 を備えることを特徴とする復調器。 - 【請求項１１】 前記積分回数ＭＲと前記積分回数ＭＨ
の合計は、２のべき乗の値をとることを特徴とする請求
項９または１０に記載の復調器。 - 【請求項１２】 初期時にあっては、 前記受信レベル積分手段が、前記レベル検出手段で検出
した受信レベルをＭＲ回にわたって積分し、 前記受信レベル平均値算出手段が、前記積分結果を全積
分回数ＭＲで除算することで、受信レベルの平均値を算
出し、 前記制御手段が、前記積分動作の開始／終了タイミング
を制御することを特徴とする請求項９、１０または１１
に記載の復調器。 - 【請求項１３】 前記積分回数ＭＲは、２のべき乗の値
をとることを特徴とする請求項１２に記載の復調器。 - 【請求項１４】 前記受信レベル比算出手段をＲＯＭで
構成することを特徴とする請求項９〜１３のいずれか一
つに記載の復調器。 - 【請求項１５】 前記電圧増幅率算出手段および前記電
圧データ生成手段における真数変換部分をＲＯＭで構成
することを特徴とする請求項９〜１４のいずれか一つに
記載の復調器。 - 【請求項１６】 ＲＦ信号を受信するアンテナと、 前記ＲＦ信号の利得を利得制御電圧によって制御する利
得制御アンプと、 前記利得制御アンプの出力信号を受信ベースバンド信号
に周波数変換する周波数変換手段と、 前記受信ベースバンド信号をオーバーサンプリングし、
ディジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、 前記ディジタルデータに含まれる隣接波成分および雑音
成分を除去し、受け取った自波の信号に対して波形整形
を行い、その結果をベースバンドデータとして出力する
ディジタルフィルタと、 前記ベースバンドデータを用いて、キャリア周波数同
期、キャリア位相同期、およびタイミング同期を確立
し、その後、データを判定し、その結果を復調データと
して出力する検波手段と、 前記ベースバンドデータを受け取り、当該ベースバンド
データの受信レベルを算出し、さらに特定の基準値と当
該受信レベルとの比をｄＢ値で算出し、当該ｄＢ値を受
信レベル比検出値として出力する受信レベル比検出手段
と、 前記ｄＢ値をＭＨ（ＭＨは自然数）回にわたって積分
し、その結果を第１の積分データとして出力し、その
後、当該ｄＢ値をＭＲ（ＭＲは自然数）回にわたって積
分し、その結果を第２の積分データとして出力する受信
レベル比積分手段と、 前記第１の積分データを積分回数ＭＨで除算して利得制
御前のレベル比平均値を算出し、さらに当該利得制御前
のレベル比平均値に所定の増幅率データ（ｄＢ値）を加
算した結果を、第１のレベル比平均値とし、前記第２の
積分データを積分回数ＭＲで除算した結果を第２のレベ
ル比平均値とし、当該第１のレベル比平均値と当該第２
のレベル比平均値との加算値を“２”で除算した結果を
レベル比データとして出力する受信レベル比平均値算出
手段と、 前記積分動作の開始／終了タイミング、および前記第１
の積分データのラッチタイミングを制御する制御手段
と、 前記レベル比データを、所定範囲±Ｔｄ内で積分し、さ
らに、当該積分結果がＴｄ以上であればレベル比データ
積分値をＴｄとし、−Ｔｄ以下であればレベル比データ
積分値を−Ｔｄとし、当該レベル比データ積分値の真数
値を電圧データとして出力する電圧データ生成手段と、 前記レベル比データ積分値の差分値を求め、当該差分値
を前記所定の増幅率データとして出力する電圧増幅率算
出手段と、 前記電圧データに対してＤ／Ａ変換を行い、変換後のア
ナログ信号を前記利得制御電圧として出力するＤ／Ａ変
換手段と、 を備えることを特徴とする復調器。 - 【請求項１７】 前記ディジタルフィルタは、デシメー
ションフィルタと波形整形フィルタで構成され、 前記デシメーションフィルタが、デシメーションの回数
をｍとした場合に、間引きした後の出力データのレベル
を２m倍し、 前記波形整形フィルタが、前記デシメーションフィルタ
から出力されるデータを、当該データのオーバーサンプ
ル数で除算することを特徴とする請求項９〜１６のいず
れか一つに記載の復調器。 - 【請求項１８】 前記検波手段は、データ判定に軟判定
処理を採用することを特徴とする請求項９〜１７のいず
れか一つに記載の復調器。
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