JP2003134843A - Ｐｗｍ電力変換装置の制御方法 - Google Patents
Ｐｗｍ電力変換装置の制御方法Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電圧指令の位相に関わらず、電圧指令の制限
値を超えない範囲で電力変換装置の出力電圧を大きく
し、直流電圧利用率を高める。 【解決手段】 信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパル
スを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行
うＰＷＭ電力変換装置に関する。電力変換装置に与える
３相の交流電圧指令を３相２相変換する３相２相変換回
路１５と、互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信
号と振幅信号とに分離演算するベクトル変換回路１６
と、前記交流波形信号の周波数を３倍にしてもとの交流
電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成する３倍調波発
生器１７ａと、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と
前記３倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電
圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成する加算
器１４ａ〜１４ｃ等を備える。
値を超えない範囲で電力変換装置の出力電圧を大きく
し、直流電圧利用率を高める。 【解決手段】 信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパル
スを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行
うＰＷＭ電力変換装置に関する。電力変換装置に与える
３相の交流電圧指令を３相２相変換する３相２相変換回
路１５と、互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信
号と振幅信号とに分離演算するベクトル変換回路１６
と、前記交流波形信号の周波数を３倍にしてもとの交流
電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成する３倍調波発
生器１７ａと、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と
前記３倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電
圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成する加算
器１４ａ〜１４ｃ等を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、信号波と搬送波と
の比較によって制御されるＰＷＭ（パルス幅変調）電力
変換装置の制御方法に関する。ここで、ＰＷＭ電力変換
装置とは、信号波と搬送波との比較によって生成される
ＰＷＭパルスにより半導体スイッチング素子をオン・オ
フ制御し、直流−交流変換、交流−直流変換等を行う半
導体電力変換装置をいう。
の比較によって制御されるＰＷＭ（パルス幅変調）電力
変換装置の制御方法に関する。ここで、ＰＷＭ電力変換
装置とは、信号波と搬送波との比較によって生成される
ＰＷＭパルスにより半導体スイッチング素子をオン・オ
フ制御し、直流−交流変換、交流−直流変換等を行う半
導体電力変換装置をいう。
【０００２】
【従来の技術】図８は従来のＰＷＭ電力変換装置の制御
ブロック図である。図において、ＰＷＭ電力変換装置３
は、変圧器２を介した電力系統１との間で直流電力Ｐ
ｄｃと交流電力Ｐａｃとを相互に変換するものであり、
例えばＰＷＭインバータ等が該当する。この電力変換装
置３は、図９（ａ）のように、ＧＴＯサイリスタ等の自
己消弧形半導体スイッチング素子（以下、単に半導体素
子という）１１ａ〜１１ｆと、これらに逆並列接続され
たダイオード１２ａ〜１２ｆと、直流入力端子間に接続
されたコンデンサ１３とから構成されている。図９
（ｂ）は電力変換装置３の１相分を取り出したもので、
Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ半導体素子であり、図９（ａ）の
１１ａ〜１１ｆに相当する。
ブロック図である。図において、ＰＷＭ電力変換装置３
は、変圧器２を介した電力系統１との間で直流電力Ｐ
ｄｃと交流電力Ｐａｃとを相互に変換するものであり、
例えばＰＷＭインバータ等が該当する。この電力変換装
置３は、図９（ａ）のように、ＧＴＯサイリスタ等の自
己消弧形半導体スイッチング素子（以下、単に半導体素
子という）１１ａ〜１１ｆと、これらに逆並列接続され
たダイオード１２ａ〜１２ｆと、直流入力端子間に接続
されたコンデンサ１３とから構成されている。図９
（ｂ）は電力変換装置３の１相分を取り出したもので、
Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ半導体素子であり、図９（ａ）の
１１ａ〜１１ｆに相当する。
【０００３】電力変換装置３が有効電力を出力する場
合、図１０（ａ）のように、前記変圧器２をリアクトル
Ｘとして表すことができる。いま、図１０（ｂ）に示す
ごとく、電力変換装置３の出力電圧ベクトルＶｉｎｖの
位相を系統電圧ベクトルＶｓに対して変えることで、両
者の差電圧ベクトルＶｘがリアクトルＸに印加され、有
効電流ｉが流れることになる。
合、図１０（ａ）のように、前記変圧器２をリアクトル
Ｘとして表すことができる。いま、図１０（ｂ）に示す
ごとく、電力変換装置３の出力電圧ベクトルＶｉｎｖの
位相を系統電圧ベクトルＶｓに対して変えることで、両
者の差電圧ベクトルＶｘがリアクトルＸに印加され、有
効電流ｉが流れることになる。
【０００４】電力変換装置３を制御するに当たっては、
図８において出力電圧指令ｉ＊と出力電流ｉＳとの偏差
を加算器６により求めて電流調節器７に入力し、その出
力を電圧検出器５により検出した系統電圧ＶＳに加算器
８にて加算することで、電力変換装置３に対する交流電
圧指令Ｖ＊（信号波）を演算する。そして、図１１に示
すように、交流電圧指令Ｖ＊と搬送波発生器１０により
演算された三角波などの搬送波ＣＡとを比較器９により
比較し、半導体素子Ｑ１，Ｑ２（１１ａ〜１１ｆ）に対
するＰＷＭパルスを生成してスイッチングタイミングを
決定する。このような一連の制御方法が、一般的なＰＷ
Ｍ（Pulse Width Modulation）制御方法である。
図８において出力電圧指令ｉ＊と出力電流ｉＳとの偏差
を加算器６により求めて電流調節器７に入力し、その出
力を電圧検出器５により検出した系統電圧ＶＳに加算器
８にて加算することで、電力変換装置３に対する交流電
圧指令Ｖ＊（信号波）を演算する。そして、図１１に示
すように、交流電圧指令Ｖ＊と搬送波発生器１０により
演算された三角波などの搬送波ＣＡとを比較器９により
比較し、半導体素子Ｑ１，Ｑ２（１１ａ〜１１ｆ）に対
するＰＷＭパルスを生成してスイッチングタイミングを
決定する。このような一連の制御方法が、一般的なＰＷ
Ｍ（Pulse Width Modulation）制御方法である。
【０００５】ＰＷＭ制御は、図９（ｂ）の電力変換装置
３の１相分だけを考えると、正弦波変調の場合には、図
１１に示したように正弦波の電圧指令Ｖ＊と搬送波ＣＡ
との比較を行い、Ｖ＊＞ＣＡの場合は上アームの半導体
素子Ｑ１をオンさせ、下アームの半導体素子Ｑ２をオフ
させる。また、Ｖ＊＜ＣＡの場合は半導体素子Ｑ１をオ
フさせ、半導体素子Ｑ２をオンさせる制御である。ここ
で、電力変換装置３の出力電圧Ｖｉｎｖは、コンデンサ
１３の直流電圧をＥｄとすると、数式１のようになる。
３の１相分だけを考えると、正弦波変調の場合には、図
１１に示したように正弦波の電圧指令Ｖ＊と搬送波ＣＡ
との比較を行い、Ｖ＊＞ＣＡの場合は上アームの半導体
素子Ｑ１をオンさせ、下アームの半導体素子Ｑ２をオフ
させる。また、Ｖ＊＜ＣＡの場合は半導体素子Ｑ１をオ
フさせ、半導体素子Ｑ２をオンさせる制御である。ここ
で、電力変換装置３の出力電圧Ｖｉｎｖは、コンデンサ
１３の直流電圧をＥｄとすると、数式１のようになる。
【０００６】
【数１】
Ｖｉｎｖ＝｛（√３／２）×（１／√２）｝Ｅｄ×Ｖ＊
（Ｖｉｎｖ：線間電圧実効値）
【０００７】数式１から、コンデンサ１３の電圧Ｅｄが
一定の場合、電力変換装置３の出力電圧Ｖｉｎｖを大き
くするためには、電圧指令Ｖ＊を大きくすれば良いこと
が分かる。しかし、電圧指令Ｖ＊は、以下のような理由
によって所定の値よりも大きくすることができない。
一定の場合、電力変換装置３の出力電圧Ｖｉｎｖを大き
くするためには、電圧指令Ｖ＊を大きくすれば良いこと
が分かる。しかし、電圧指令Ｖ＊は、以下のような理由
によって所定の値よりも大きくすることができない。
【０００８】すなわち、図１２（ａ）は半導体素子Ｑ
１，Ｑ２を過電圧から保護するためにスナバ回路Ｓを付
加した回路構成図であり、Ｃｓはスナバコンデンサであ
る。例えば下アームの半導体素子Ｑ２に過電圧が印加さ
れて充電されたスナバコンデンサＣＳの電荷は、半導体
素子Ｑ２のオン時に図１２（ａ）の破線矢印の経路で放
電する。図１２（ｂ）に示すように、このスナバコンデ
ンサＣｓの放電時間ｔｃや半導体素子Ｑ１，Ｑ２の短絡
を回避するためのオン遅延時間ｔｄを確保する必要があ
るので、搬送波ＣＡの周波数をｆｓとした場合、電圧指
令Ｖ＊は数式２に示す最大値Ｖ＊ ｍａｘを超えることが
できない。
１，Ｑ２を過電圧から保護するためにスナバ回路Ｓを付
加した回路構成図であり、Ｃｓはスナバコンデンサであ
る。例えば下アームの半導体素子Ｑ２に過電圧が印加さ
れて充電されたスナバコンデンサＣＳの電荷は、半導体
素子Ｑ２のオン時に図１２（ａ）の破線矢印の経路で放
電する。図１２（ｂ）に示すように、このスナバコンデ
ンサＣｓの放電時間ｔｃや半導体素子Ｑ１，Ｑ２の短絡
を回避するためのオン遅延時間ｔｄを確保する必要があ
るので、搬送波ＣＡの周波数をｆｓとした場合、電圧指
令Ｖ＊は数式２に示す最大値Ｖ＊ ｍａｘを超えることが
できない。
【０００９】
【数２】Ｖ＊ ｍａｘ＝１−２×ｆｓ×（ｔｃ＋ｔｄ）
【００１０】例えば、ｔｃ＝１００［μｓ］、ｔｄ＝
［μｓ］、ｆｓ＝４５０［Ｈｚ］とするとすると、数式
２からＶ＊ ｍａｘ＝０．８６５となる。従って、数式１
によれば、電力変換装置３の出力電圧の最大値（√２×
Ｖｉｎｖ）は直流電圧Ｅｄの０．７４５倍（つまり、√
２×Ｖｉｎｖ＝（√３／２）×Ｅｄ×０．８６５＝０．
７４５×Ｅｄ）が限度となるため、直流電圧Ｅｄを十分
に利用していないことにほかならない。このように、直
流電圧利用率が低い場合には電力変換装置３の出力電圧
が低くなり、装置容量が小さくなるという問題を生じ
る。
［μｓ］、ｆｓ＝４５０［Ｈｚ］とするとすると、数式
２からＶ＊ ｍａｘ＝０．８６５となる。従って、数式１
によれば、電力変換装置３の出力電圧の最大値（√２×
Ｖｉｎｖ）は直流電圧Ｅｄの０．７４５倍（つまり、√
２×Ｖｉｎｖ＝（√３／２）×Ｅｄ×０．８６５＝０．
７４５×Ｅｄ）が限度となるため、直流電圧Ｅｄを十分
に利用していないことにほかならない。このように、直
流電圧利用率が低い場合には電力変換装置３の出力電圧
が低くなり、装置容量が小さくなるという問題を生じ
る。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来、直流電圧利用率
を上げる場合は、図１３に示すように、系統電圧Ｖｓを
基準とした３倍調波発生器２３を電圧検出器５の二次側
に接続し、この３倍調波発生器２３により演算した３倍
調波Ｖ３ｆ（系統電圧Ｖｓと同位相）を加算器１４にお
いて電圧指令Ｖ＊に加算することにより、搬送波ＣＡと
比較するべき電圧指令Ｖ＊＊を得ている。なお、図１３
において、図８と同一の構成要素には同一の参照符号を
付してある。
を上げる場合は、図１３に示すように、系統電圧Ｖｓを
基準とした３倍調波発生器２３を電圧検出器５の二次側
に接続し、この３倍調波発生器２３により演算した３倍
調波Ｖ３ｆ（系統電圧Ｖｓと同位相）を加算器１４にお
いて電圧指令Ｖ＊に加算することにより、搬送波ＣＡと
比較するべき電圧指令Ｖ＊＊を得ている。なお、図１３
において、図８と同一の構成要素には同一の参照符号を
付してある。
【００１２】上記３倍調波Ｖ３ｆの振幅をＶ＊ ｍａｘに
対して約１３％にすると、前出の例では、電圧指令Ｖ＊
と３倍調波Ｖ３ｆとを加算したＶ＊＊（加算器１４の出
力信号）の最大値は約０．７５５となる（０．８６５・
sinθ＋０．８６５×０．１３・sin３θの最大値が約
０．７５５となる）。つまり、Ｖ＊ ｍａｘの値を０．７
５５にしても、（√３／２）×Ｅｄ×０．８６５という
出力電圧Ｖｉｎｖの最大値（√２×Ｖｉｎｖ）が得られ
ることになり、この場合の電圧利用率（直流電圧をどの
くらい交流電圧に変換できるかを示す比率）は（√２×
Ｖｉｎｖ）／Ｅｄ＝（√３／２）×０．８６５となる。
これに対し、３倍調波Ｖ３ｆを電圧指令Ｖ＊に加算しな
い時には、√２×Ｖｉ ｎｖ ＝（√３／２）×Ｅｄ×
０．７５５となり、電圧利用率は（√２×Ｖｉｎ ｖ）／
Ｅｄ＝（√３／２）×０．７５５となる。従って、３倍
調波Ｖ３ｆを電圧指令Ｖ＊に加算すれば、電圧利用率は
約１４．６％（０．８６５／０．７５５≒１．１４６）
上がることになる。このことから、３倍調波Ｖ３ｆを加
算すれば、Ｖ＊ ｍａｘを超えない範囲で直流電圧の利用
率を上げることが可能である。
対して約１３％にすると、前出の例では、電圧指令Ｖ＊
と３倍調波Ｖ３ｆとを加算したＶ＊＊（加算器１４の出
力信号）の最大値は約０．７５５となる（０．８６５・
sinθ＋０．８６５×０．１３・sin３θの最大値が約
０．７５５となる）。つまり、Ｖ＊ ｍａｘの値を０．７
５５にしても、（√３／２）×Ｅｄ×０．８６５という
出力電圧Ｖｉｎｖの最大値（√２×Ｖｉｎｖ）が得られ
ることになり、この場合の電圧利用率（直流電圧をどの
くらい交流電圧に変換できるかを示す比率）は（√２×
Ｖｉｎｖ）／Ｅｄ＝（√３／２）×０．８６５となる。
これに対し、３倍調波Ｖ３ｆを電圧指令Ｖ＊に加算しな
い時には、√２×Ｖｉ ｎｖ ＝（√３／２）×Ｅｄ×
０．７５５となり、電圧利用率は（√２×Ｖｉｎ ｖ）／
Ｅｄ＝（√３／２）×０．７５５となる。従って、３倍
調波Ｖ３ｆを電圧指令Ｖ＊に加算すれば、電圧利用率は
約１４．６％（０．８６５／０．７５５≒１．１４６）
上がることになる。このことから、３倍調波Ｖ３ｆを加
算すれば、Ｖ＊ ｍａｘを超えない範囲で直流電圧の利用
率を上げることが可能である。
【００１３】図１４はもとの電圧指令Ｖ＊と３倍調波Ｖ
３ｆ及びこれらの加算結果である電圧指令Ｖ＊＊の波形
を示しており、もとの電圧指令Ｖ＊がＶ＊ ｍａｘを超え
る場合でも、３倍調波Ｖ３ｆを加算すれば電圧指令Ｖ
＊＊がＶ＊ ｍａｘ以下になることがわかる。
３ｆ及びこれらの加算結果である電圧指令Ｖ＊＊の波形
を示しており、もとの電圧指令Ｖ＊がＶ＊ ｍａｘを超え
る場合でも、３倍調波Ｖ３ｆを加算すれば電圧指令Ｖ
＊＊がＶ＊ ｍａｘ以下になることがわかる。
【００１４】しかし、この方法によると、電流調節器７
の出力に応じて系統電圧ＶＳに対する電圧指令Ｖ＊の位
相が変化し、この位相が大きくずれた時には、図１５に
示すように３倍調波Ｖ３ｆと電圧指令Ｖ＊との位相が大
きくずれてしまい、その結果、電圧指令Ｖ＊＊が電圧指
令Ｖ＊よりも大きくなってＶ＊ ｍａｘを超えることにな
り、直流電圧利用率の向上が達成できない場合があっ
た。そこで本発明は、もとの交流電圧指令に基づいて演
算した同位相の３倍調波をもとの交流電圧指令に加算す
ることにより、交流電圧指令の位相に関わらず、しかも
制限値を超えない状態で直流電圧利用率を高めるように
したＰＷＭ変換装置の制御方法を提供しようとするもの
である。
の出力に応じて系統電圧ＶＳに対する電圧指令Ｖ＊の位
相が変化し、この位相が大きくずれた時には、図１５に
示すように３倍調波Ｖ３ｆと電圧指令Ｖ＊との位相が大
きくずれてしまい、その結果、電圧指令Ｖ＊＊が電圧指
令Ｖ＊よりも大きくなってＶ＊ ｍａｘを超えることにな
り、直流電圧利用率の向上が達成できない場合があっ
た。そこで本発明は、もとの交流電圧指令に基づいて演
算した同位相の３倍調波をもとの交流電圧指令に加算す
ることにより、交流電圧指令の位相に関わらず、しかも
制限値を超えない状態で直流電圧利用率を高めるように
したＰＷＭ変換装置の制御方法を提供しようとするもの
である。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１項記載の発明は、信号波と搬送波とを比較
してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて
半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、前記電
力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換
して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信号と振
幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波数を３
倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を
生成し、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記３
倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指令
に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものであ
る。
め、請求項１項記載の発明は、信号波と搬送波とを比較
してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを用いて
半導体スイッチング素子をオン・オフ制御することによ
り電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、前記電
力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相変換
して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信号と振
幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波数を３
倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を
生成し、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記３
倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指令
に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものであ
る。
【００１６】請求項２記載の発明は、信号波と搬送波と
を比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを
用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するこ
とにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２
相変換して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信
号と振幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波
数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波
信号を生成し、この３倍調波信号に所定値を乗算して得
た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電
圧指令を生成するものである。
を比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを
用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するこ
とにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２
相変換して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信
号と振幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波
数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波
信号を生成し、この３倍調波信号に所定値を乗算して得
た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電
圧指令を生成するものである。
【００１７】請求項３記載の発明は、信号波と搬送波と
を比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを
用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するこ
とにより電力変換するＰＷＭ電力変換装置において、前
記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相
変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第２
の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回転
座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準と
して交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成すると
ともに、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記３
倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指令
に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものであ
る。
を比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを
用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するこ
とにより電力変換するＰＷＭ電力変換装置において、前
記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２相
変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第２
の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回転
座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準と
して交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成すると
ともに、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記３
倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指令
に加算して最終的な交流電圧指令を生成するものであ
る。
【００１８】請求項４記載の発明は、信号波と搬送波と
を比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを
用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するこ
とにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２
相変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第
２の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回
転座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準
として交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成する
とともに、この３倍調波信号に所定値を乗算して得た信
号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指
令を生成するものである。
を比較してＰＷＭパルスを生成し、このＰＷＭパルスを
用いて半導体スイッチング素子をオン・オフ制御するこ
とにより電力変換を行うＰＷＭ電力変換装置において、
前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２
相変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第
２の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回
転座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準
として交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成する
とともに、この３倍調波信号に所定値を乗算して得た信
号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指
令を生成するものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下、図に沿って本発明の実施形
態を説明する。図１は第１実施形態を示す制御ブロック
図であり、ＰＷＭ変換装置３に与える３相各相の交流電
圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊は、３相２相変換回路１
５により２相量Ｖα，Ｖβに変換される。ここで、交流
電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊は、図８における加算
器８の出力信号に相当する信号であり、数式３によって
表されるものとする。なお、数式３においてＶｍは振
幅、ωは角周波数、φは位相角である。
態を説明する。図１は第１実施形態を示す制御ブロック
図であり、ＰＷＭ変換装置３に与える３相各相の交流電
圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊は、３相２相変換回路１
５により２相量Ｖα，Ｖβに変換される。ここで、交流
電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊は、図８における加算
器８の出力信号に相当する信号であり、数式３によって
表されるものとする。なお、数式３においてＶｍは振
幅、ωは角周波数、φは位相角である。
【００２０】
【数３】
【００２１】３相２相変換回路１５では、数式４の演算
により、数式５に示す２相量Ｖα，Ｖβを得る。
により、数式５に示す２相量Ｖα，Ｖβを得る。
【００２２】
【数４】
【００２３】
【数５】
【００２４】２相量Ｖα，Ｖβはベクトル変換回路１６
に入力され、数式６の演算により、数式７に示す余弦波
Ｖ１Ｃ及び正弦波Ｖ１Ｓと、電圧指令の振幅Ｖｍを出力
する。
に入力され、数式６の演算により、数式７に示す余弦波
Ｖ１Ｃ及び正弦波Ｖ１Ｓと、電圧指令の振幅Ｖｍを出力
する。
【００２５】
【数６】
【００２６】
【数７】
【００２７】ベクトル変換回路１６から出力された余弦
波Ｖ１Ｃは３倍調波発生器１７ａに入力される。この３
倍調波発生器１７ａでは、３倍角の公式に基づく数式８
の演算、具体的には、数式９の演算を行ってＶ１Ｃの周
波数を３倍にした３倍調波Ｖ ３ｆ’を出力する。
波Ｖ１Ｃは３倍調波発生器１７ａに入力される。この３
倍調波発生器１７ａでは、３倍角の公式に基づく数式８
の演算、具体的には、数式９の演算を行ってＶ１Ｃの周
波数を３倍にした３倍調波Ｖ ３ｆ’を出力する。
【００２８】
【数８】Ｖ３ｆ’＝４×Ｖ１Ｃ ３−３×Ｖ１Ｃ
【００２９】
【数９】
Ｖ３ｆ’＝４×ｃｏｓ３（ωｔ−φ）−３×ｃｏｓ（ωｔ−φ）
＝ｃｏｓ｛３（ωｔ−φ）｝
【００３０】一方、振幅Ｖｍに所定値のゲイン２２（例
えば−０．１３）を乗算し、その結果と数式９の３倍調
波Ｖ３ｆ’とを乗算器１８により乗算して、数式１０に
示す３倍調波Ｖ３ｆを得る。この３倍調波Ｖ３ｆは、加
算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいてもとの電圧指令Ｖ
ａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊と加算されることにより、最終的
な３相各相の電圧指令Ｖａ ＊＊，Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ ＊＊が
出力され、これらの電圧指令が信号波として搬送波と比
較されてＰＷＭパルスが生成されることになる。
えば−０．１３）を乗算し、その結果と数式９の３倍調
波Ｖ３ｆ’とを乗算器１８により乗算して、数式１０に
示す３倍調波Ｖ３ｆを得る。この３倍調波Ｖ３ｆは、加
算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいてもとの電圧指令Ｖ
ａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊と加算されることにより、最終的
な３相各相の電圧指令Ｖａ ＊＊，Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ ＊＊が
出力され、これらの電圧指令が信号波として搬送波と比
較されてＰＷＭパルスが生成されることになる。
【００３１】
【数１０】
Ｖ３ｆ＝−０．１３・Ｖｍ・ｃｏｓ｛３（ωｔ−φ）｝
【００３２】図２は、この実施形態における電圧指令Ｖ
ａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊、２相量Ｖα，Ｖβ、余弦波Ｖ
１Ｃ、正弦波Ｖ１Ｓ、振幅Ｖｍ、３倍調波Ｖ３ｆ，Ｖ
３ｆ’、最終的な電圧指令Ｖａ ＊＊，Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ
＊＊の波形を示している。この図から明らかなように、
本実施形態によれば、３倍調波Ｖ３ｆはもとの電圧指令
Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊に対して常に同位相となる。す
なわち、３倍調波Ｖ３ｆのゼロクロス点は電圧指令Ｖａ
＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊のゼロクロス点と一致している。こ
のように、交流電圧指令を振幅Ｖｍと交流波形（余弦波
Ｖ１Ｃ及び正弦波Ｖ１Ｓ）とに分離演算するとともに、
振幅Ｖｍに所定値を乗算した値と交流波形（余弦波Ｖ
１Ｃ）の周波数を３倍にした３倍調波Ｖ３ｆ’とを乗算
して交流電圧指令と同位相の３倍調波Ｖ３ｆとを得るこ
とができ、この３倍調波Ｖ３ｆを各相の電圧指令
Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊にそれぞれ加算すれば、もとの
電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊以下であって制限値Ｖ
＊ ｍａｘを超えない電圧指令Ｖ ａ ＊＊，Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ
＊＊を得ることができる。このため、電圧指令の位相に
関わらず、制限値Ｖ＊ ｍａｘを超えない範囲で電力変換
装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げる
ことができる。
ａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊、２相量Ｖα，Ｖβ、余弦波Ｖ
１Ｃ、正弦波Ｖ１Ｓ、振幅Ｖｍ、３倍調波Ｖ３ｆ，Ｖ
３ｆ’、最終的な電圧指令Ｖａ ＊＊，Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ
＊＊の波形を示している。この図から明らかなように、
本実施形態によれば、３倍調波Ｖ３ｆはもとの電圧指令
Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊に対して常に同位相となる。す
なわち、３倍調波Ｖ３ｆのゼロクロス点は電圧指令Ｖａ
＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊のゼロクロス点と一致している。こ
のように、交流電圧指令を振幅Ｖｍと交流波形（余弦波
Ｖ１Ｃ及び正弦波Ｖ１Ｓ）とに分離演算するとともに、
振幅Ｖｍに所定値を乗算した値と交流波形（余弦波Ｖ
１Ｃ）の周波数を３倍にした３倍調波Ｖ３ｆ’とを乗算
して交流電圧指令と同位相の３倍調波Ｖ３ｆとを得るこ
とができ、この３倍調波Ｖ３ｆを各相の電圧指令
Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊にそれぞれ加算すれば、もとの
電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊以下であって制限値Ｖ
＊ ｍａｘを超えない電圧指令Ｖ ａ ＊＊，Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ
＊＊を得ることができる。このため、電圧指令の位相に
関わらず、制限値Ｖ＊ ｍａｘを超えない範囲で電力変換
装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げる
ことができる。
【００３３】図３は、この実施形態において、もとの電
圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊の振幅に応じて３倍調波
Ｖ３ｆの振幅が変化する様子を示している。このこと
は、前述の数式１０や、図１において、振幅Ｖｍにゲイ
ン２２を乗じた値を乗算器１８により３倍調波Ｖ３ｆに
乗じていることからも理解される。なお、この図３は、
次の第２実施形態の説明においても比較参照する。
圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊の振幅に応じて３倍調波
Ｖ３ｆの振幅が変化する様子を示している。このこと
は、前述の数式１０や、図１において、振幅Ｖｍにゲイ
ン２２を乗じた値を乗算器１８により３倍調波Ｖ３ｆに
乗じていることからも理解される。なお、この図３は、
次の第２実施形態の説明においても比較参照する。
【００３４】次に、本発明の第２実施形態を説明する。
図４は本実施形態の制御ブロック図であり、図１と同一
の構成要素には同一の参照符号を付してある。この実施
形態では、３倍調波発生器１７ａから出力される３倍調
波Ｖ３ｆ’に所定値のゲイン１９（例えば−０．１３）
が乗算されて電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊の大きさ
に依存しない振幅一定の３倍調波Ｖ３ｆが出力される。
この３倍調波Ｖ３ｆは前述した数式１０の右辺における
Ｖｍを除去した（１とした）値である。
図４は本実施形態の制御ブロック図であり、図１と同一
の構成要素には同一の参照符号を付してある。この実施
形態では、３倍調波発生器１７ａから出力される３倍調
波Ｖ３ｆ’に所定値のゲイン１９（例えば−０．１３）
が乗算されて電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊の大きさ
に依存しない振幅一定の３倍調波Ｖ３ｆが出力される。
この３倍調波Ｖ３ｆは前述した数式１０の右辺における
Ｖｍを除去した（１とした）値である。
【００３５】上記の３倍調波Ｖ３ｆは、図１と同様に加
算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいて各相の電圧指令Ｖ
ａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊にそれぞれ加算されることで、も
との電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊以下であって制限
値Ｖ＊ ｍａｘを超えない電圧指令Ｖａ ＊＊，Ｖｂ ＊＊，
Ｖｃ ＊＊が得られる。本実施形態においても、電圧指令
の位相に関わらず制限値Ｖ＊ ｍａｘを超えない範囲で電
力変換装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を
上げることができる。
算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいて各相の電圧指令Ｖ
ａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊にそれぞれ加算されることで、も
との電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊以下であって制限
値Ｖ＊ ｍａｘを超えない電圧指令Ｖａ ＊＊，Ｖｂ ＊＊，
Ｖｃ ＊＊が得られる。本実施形態においても、電圧指令
の位相に関わらず制限値Ｖ＊ ｍａｘを超えない範囲で電
力変換装置３の出力電圧を大きくし、直流電圧利用率を
上げることができる。
【００３６】第１実施形態では、前述の図３のように３
倍調波Ｖ３ｆの振幅は電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊
の振幅に応じて変化することになるが、この第２実施形
態では、図５に示すように電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖ
ｃ ＊の振幅に関わらず３倍調波Ｖ３ｆの振幅が一定とな
る。この実施形態によれば、第１実施形態に比べて乗算
器１８が不要になり、回路構成が簡略化されるという利
点がある。
倍調波Ｖ３ｆの振幅は電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊
の振幅に応じて変化することになるが、この第２実施形
態では、図５に示すように電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖ
ｃ ＊の振幅に関わらず３倍調波Ｖ３ｆの振幅が一定とな
る。この実施形態によれば、第１実施形態に比べて乗算
器１８が不要になり、回路構成が簡略化されるという利
点がある。
【００３７】次に、本発明の第３実施形態を図６に従っ
て説明する。なお、図１，図４と同一の構成要素には同
一の参照符号を付してある。図６において、各相の電圧
指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊は３相２相変換回路１５に
入力され、２相量Ｖα，Ｖβに変換される。ここで、電
圧指令Ｖａ ＊,Ｖｂ ＊,Ｖｃ ＊は前記数式３によって表さ
れるものとし、３相２相変換回路１５から出力される２
相量Ｖα，Ｖβは数式５のとおりである。
て説明する。なお、図１，図４と同一の構成要素には同
一の参照符号を付してある。図６において、各相の電圧
指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊は３相２相変換回路１５に
入力され、２相量Ｖα，Ｖβに変換される。ここで、電
圧指令Ｖａ ＊,Ｖｂ ＊,Ｖｃ ＊は前記数式３によって表さ
れるものとし、３相２相変換回路１５から出力される２
相量Ｖα，Ｖβは数式５のとおりである。
【００３８】３０は電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊と
同じ周波数を持つ正弦波ｓｉｎωｔ及び余弦波ｃｏｓω
ｔを出力する正弦波・余弦波発生器であり、前記正弦波
ｓｉｎωｔ及び余弦波ｃｏｓωｔは回転座標軸変換回路
２０に入力される。回転座標軸変換回路２０では、数式
１１により、２相量Ｖα，Ｖβから正弦波ｓｉｎωｔ及
び余弦波ｃｏｓωｔ（電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，
Ｖｃ ＊）の周波数を基準とした回転座標軸成分Ｖｄ，Ｖ
ｑを演算する。すなわち、数式１１を演算し、加法定理
を適用して数式１２を得る。こうして求められた回転座
標軸成分Ｖ ｄ，Ｖｑは、フィルタ回路２４ｄ，２４ｑに
よって電圧指令に含まれる高調波成分や逆相成分が除去
される。
同じ周波数を持つ正弦波ｓｉｎωｔ及び余弦波ｃｏｓω
ｔを出力する正弦波・余弦波発生器であり、前記正弦波
ｓｉｎωｔ及び余弦波ｃｏｓωｔは回転座標軸変換回路
２０に入力される。回転座標軸変換回路２０では、数式
１１により、２相量Ｖα，Ｖβから正弦波ｓｉｎωｔ及
び余弦波ｃｏｓωｔ（電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，
Ｖｃ ＊）の周波数を基準とした回転座標軸成分Ｖｄ，Ｖ
ｑを演算する。すなわち、数式１１を演算し、加法定理
を適用して数式１２を得る。こうして求められた回転座
標軸成分Ｖ ｄ，Ｖｑは、フィルタ回路２４ｄ，２４ｑに
よって電圧指令に含まれる高調波成分や逆相成分が除去
される。
【００３９】
【数１１】
【００４０】
【数１２】
【００４１】回転座標軸成分Ｖｄ，Ｖｑはベクトル変換
回路１６に入力され、数式１３の演算により余弦波Ｖ
１ＣＡ及び正弦波Ｖ１ＳＡが求められる。また、ベクト
ル変換回路１６は電圧指令の振幅Ｖｍを出力する。
回路１６に入力され、数式１３の演算により余弦波Ｖ
１ＣＡ及び正弦波Ｖ１ＳＡが求められる。また、ベクト
ル変換回路１６は電圧指令の振幅Ｖｍを出力する。
【００４２】
【数１３】
【００４３】３倍調波発生器１７ｂでは、３倍角の公式
に従って数式１４の演算を行い、Ｖ １ＣＡ，Ｖ１ＳＡの
周波数を３倍にしたＶ２ＣＡ，Ｖ２ＳＡを求めて静止座
標変換回路２１に出力する。
に従って数式１４の演算を行い、Ｖ １ＣＡ，Ｖ１ＳＡの
周波数を３倍にしたＶ２ＣＡ，Ｖ２ＳＡを求めて静止座
標変換回路２１に出力する。
【００４４】
【数１４】
【００４５】３１は電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊の
３倍周波数を持つ正弦波ｓｉｎ３ωｔ及び余弦波ｃｏｓ
３ωｔを出力する正弦波・余弦波発生器であり、これら
の正弦波ｓｉｎ３ωｔ及び余弦波ｃｏｓ３ωｔは前記Ｖ
２ＣＡ，Ｖ２ＳＡとともに静止座標変換回路２１に入力
される。静止座標変換回路２１では、数式１５、詳しく
は数式１６の演算を行い、加法定理を適用して各相電圧
指令の３倍周波数を持つ３倍調波Ｖ３ｆｄ及びＶ３ｆｑ
を出力する。
３倍周波数を持つ正弦波ｓｉｎ３ωｔ及び余弦波ｃｏｓ
３ωｔを出力する正弦波・余弦波発生器であり、これら
の正弦波ｓｉｎ３ωｔ及び余弦波ｃｏｓ３ωｔは前記Ｖ
２ＣＡ，Ｖ２ＳＡとともに静止座標変換回路２１に入力
される。静止座標変換回路２１では、数式１５、詳しく
は数式１６の演算を行い、加法定理を適用して各相電圧
指令の３倍周波数を持つ３倍調波Ｖ３ｆｄ及びＶ３ｆｑ
を出力する。
【００４６】
【数１５】
【００４７】
【数１６】
【００４８】一方、振幅Ｖｍに所定値のゲイン２２（例
えば−０．１３）を乗算し、その結果と前記３倍調波Ｖ
３ｆｄとを乗算器１８により乗算して、数式１０と同様
に数式１７に示す３倍調波Ｖ３ｆを得る。この３倍調波
Ｖ３ｆは、加算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいてもと
の電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊と加算されることに
より、最終的な３相各相の電圧指令Ｖａ ＊＊，
Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ ＊＊となり、搬送波との比較に用いられ
る。
えば−０．１３）を乗算し、その結果と前記３倍調波Ｖ
３ｆｄとを乗算器１８により乗算して、数式１０と同様
に数式１７に示す３倍調波Ｖ３ｆを得る。この３倍調波
Ｖ３ｆは、加算器１４ａ，１４ｂ，１４ｃにおいてもと
の電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊と加算されることに
より、最終的な３相各相の電圧指令Ｖａ ＊＊，
Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ ＊＊となり、搬送波との比較に用いられ
る。
【００４９】
【数１７】
Ｖ３ｆ＝−０．１３・Ｖｍ・ｃｏｓ｛３（ωｔ−φ）｝
【００５０】本実施形態によれば、３倍調波Ｖ３ｆはも
との電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊に対して常に同位
相となる。このように、交流の電圧指令を振幅Ｖｍと電
圧指令の周波数を基準とした回転座標軸成分Ｖ１ＣＡ，
Ｖ１ＳＡとに分離演算し、振幅Ｖｍに所定値を乗算した
値と電圧指令の３倍周波数を基準として演算した３倍調
波Ｖ３ｆｄとを乗算して電圧指令と同位相の３倍調波Ｖ
３ｆを得ることができ、この３倍調波Ｖ３ｆを各相の電
圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊にそれぞれ加算すれば、
もとの電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊以下であって制
限値Ｖ＊ ｍａｘを超えない電圧指令Ｖａ ＊＊，
Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ ＊＊を得ることができる。従って本実施
形態でも、電圧指令の位相に関わらず、制限値Ｖ＊
ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力電圧を大
きくし、直流電圧利用率を上げることができる。
との電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊に対して常に同位
相となる。このように、交流の電圧指令を振幅Ｖｍと電
圧指令の周波数を基準とした回転座標軸成分Ｖ１ＣＡ，
Ｖ１ＳＡとに分離演算し、振幅Ｖｍに所定値を乗算した
値と電圧指令の３倍周波数を基準として演算した３倍調
波Ｖ３ｆｄとを乗算して電圧指令と同位相の３倍調波Ｖ
３ｆを得ることができ、この３倍調波Ｖ３ｆを各相の電
圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊にそれぞれ加算すれば、
もとの電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，Ｖｃ ＊以下であって制
限値Ｖ＊ ｍａｘを超えない電圧指令Ｖａ ＊＊，
Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ ＊＊を得ることができる。従って本実施
形態でも、電圧指令の位相に関わらず、制限値Ｖ＊
ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力電圧を大
きくし、直流電圧利用率を上げることができる。
【００５１】最後に、本発明の第４実施形態を図７に従
って説明する。この実施形態において、３相２相変換回
路１５から静止座標変換回路２１までの動作は第３実施
形態と同様である。この実施形態では、静止座標変換回
路２１から出力される３倍調波Ｖ３ｆｄに所定値のゲイ
ン１９（例えば−０．１３）が乗算される。これによ
り、第３実施形態と異なって電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，
Ｖｃ ＊の大きさに依存しない振幅一定の３倍調波Ｖ３ｆ
が出力される。この３倍調波Ｖ３ｆは数式１７の右辺に
おけるＶｍを除去した（１とした）値である。
って説明する。この実施形態において、３相２相変換回
路１５から静止座標変換回路２１までの動作は第３実施
形態と同様である。この実施形態では、静止座標変換回
路２１から出力される３倍調波Ｖ３ｆｄに所定値のゲイ
ン１９（例えば−０．１３）が乗算される。これによ
り、第３実施形態と異なって電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，
Ｖｃ ＊の大きさに依存しない振幅一定の３倍調波Ｖ３ｆ
が出力される。この３倍調波Ｖ３ｆは数式１７の右辺に
おけるＶｍを除去した（１とした）値である。
【００５２】上記３倍調波Ｖ３ｆは、加算器１４ａ，１
４ｂ，１４ｃにおいて各相の電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，
Ｖｃ ＊にそれぞれ加算され、もとの電圧指令Ｖａ ＊，Ｖ
ｂ ＊，Ｖｃ ＊以下であって制限値Ｖ＊ ｍａｘを超えない
電圧指令Ｖａ ＊＊，Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ ＊＊が得られる。こ
れにより、本実施形態でも電圧指令の位相に関わらず制
限値Ｖ＊ ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力
電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げることができ
る。この実施形態によれば、第２実施形態と同様に図６
における乗算器１８が不要になるので、回路構成が簡略
化される。
４ｂ，１４ｃにおいて各相の電圧指令Ｖａ ＊，Ｖｂ ＊，
Ｖｃ ＊にそれぞれ加算され、もとの電圧指令Ｖａ ＊，Ｖ
ｂ ＊，Ｖｃ ＊以下であって制限値Ｖ＊ ｍａｘを超えない
電圧指令Ｖａ ＊＊，Ｖｂ ＊＊，Ｖｃ ＊＊が得られる。こ
れにより、本実施形態でも電圧指令の位相に関わらず制
限値Ｖ＊ ｍａｘを超えない範囲で電力変換装置３の出力
電圧を大きくし、直流電圧利用率を上げることができ
る。この実施形態によれば、第２実施形態と同様に図６
における乗算器１８が不要になるので、回路構成が簡略
化される。
【００５３】なお、上記各実施形態では各相の電圧指令
の分離演算により得た余弦波を利用して３倍調波を作成
しているが、正弦波を用いて３倍調波を作成することも
可能である。
の分離演算により得た余弦波を利用して３倍調波を作成
しているが、正弦波を用いて３倍調波を作成することも
可能である。
【００５４】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、もとの電
圧指令に基づいてこれと同位相の３倍調波を生成し、こ
の３倍調波をもとの電圧指令に加算して最終的な電圧指
令を得るようにしたので、系統電圧に対して電圧指令の
位相が変化した場合にも、常に適切な３倍調波を得るこ
とができ、電圧指令の制限値を超えない範囲で電力変換
値の直流電圧利用率を上げることができる。
圧指令に基づいてこれと同位相の３倍調波を生成し、こ
の３倍調波をもとの電圧指令に加算して最終的な電圧指
令を得るようにしたので、系統電圧に対して電圧指令の
位相が変化した場合にも、常に適切な３倍調波を得るこ
とができ、電圧指令の制限値を超えない範囲で電力変換
値の直流電圧利用率を上げることができる。
【図１】本発明の第１実施形態を示す制御ブロック図で
ある。
ある。
【図２】第１実施形態の動作を示す電圧波形図である。
【図３】第１実施形態において、電圧指令の大きさが異
なる場合の電圧波形図である。
なる場合の電圧波形図である。
【図４】本発明の第２実施形態を示す制御ブロック図で
ある。
ある。
【図５】第２実施形態において、電圧指令の大きさが異
なる場合の電圧波形図である。
なる場合の電圧波形図である。
【図６】本発明の第３実施形態を示す制御ブロック図で
ある。
ある。
【図７】本発明の第４実施形態を示す制御ブロック図で
ある。
ある。
【図８】従来技術を示す制御ブロック図である。
【図９】電力変換装置の主回路構成図である。
【図１０】電力変換装置の動作説明図である。
【図１１】電力変換装置のＰＷＭ制御原理を説明する波
形図である。
形図である。
【図１２】電力変換装置におけるスナバ回路と放電時間
及びオン遅延時間の説明図である。
及びオン遅延時間の説明図である。
【図１３】直流電圧利用率を上げるための従来技術を示
す制御ブロック図である。
す制御ブロック図である。
【図１４】電圧指令等の波形図である。
【図１５】発明の解決課題を説明するための電圧指令等
の波形図である。
の波形図である。
１・・・電力系統
２・・・変圧器
３・・・ＰＷＭ電力変換装置
４・・・電流検出器
５・・・電圧検出器
６・・・減算器
７・・・電流調節器
８・・・加算器
９・・・比較器
１０・・・搬送波発生器
１１ａ〜１１ｆ・・・自己消弧形半導体スイッチング素
子 １２ａ〜１２ｆ・・・ダイオード １３・・・コンデンサ １４ａ，１４ｂ，１４ｃ・・・加算器 １５・・・３相２相変換回路 １６・・・ベクトル変換回路 １７ａ，１７ｂ，２３・・・３倍調波発生器 １８・・・乗算器 １９，２２・・・ゲイン ２０・・・回転座標変換回路 ２１・・・静止座標変換回路 ２４ｄ，２４ｑ・・・フィルタ回路 ３０，３１・・・正弦波・余弦波発生器
子 １２ａ〜１２ｆ・・・ダイオード １３・・・コンデンサ １４ａ，１４ｂ，１４ｃ・・・加算器 １５・・・３相２相変換回路 １６・・・ベクトル変換回路 １７ａ，１７ｂ，２３・・・３倍調波発生器 １８・・・乗算器 １９，２２・・・ゲイン ２０・・・回転座標変換回路 ２１・・・静止座標変換回路 ２４ｄ，２４ｑ・・・フィルタ回路 ３０，３１・・・正弦波・余弦波発生器
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5H006 AA07 CA05 CB01 CB08 CC02
DA02 DC02 DC04 DC05
5H007 AA00 CA05 CB02 CB05 CC03
DA05 DB02 DC02 DC05 EA15
Claims (4)
- 【請求項１】 信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパル
スを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行
うＰＷＭ電力変換装置において、 前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２
相変換して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信
号と振幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波
数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波
信号を生成し、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と
前記３倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電
圧指令に加算して最終的な交流電圧指令を生成すること
を特徴としたＰＷＭ電力変換装置の制御方法。 - 【請求項２】 信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパル
スを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行
うＰＷＭ電力変換装置において、 前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２
相変換して互いに同一周波数の第１、第２の交流波形信
号と振幅信号とに分離演算し、前記交流波形信号の周波
数を３倍にしてもとの交流電圧指令と同位相の３倍調波
信号を生成し、この３倍調波信号に所定値を乗算して得
た信号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電
圧指令を生成することを特徴としたＰＷＭ電力変換装置
の制御方法。 - 【請求項３】 信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパル
スを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行
うＰＷＭ電力変換装置において、 前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２
相変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第
２の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回
転座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準
として交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成する
とともに、前記振幅信号に所定値を乗算した信号と前記
３倍調波信号とを乗算して得た信号をもとの交流電圧指
令に加算して最終的な交流電圧指令を生成することを特
徴としたＰＷＭ電力変換装置の制御方法。 - 【請求項４】 信号波と搬送波とを比較してＰＷＭパル
スを生成し、このＰＷＭパルスを用いて半導体スイッチ
ング素子をオン・オフ制御することにより電力変換を行
うＰＷＭ電力変換装置において、 前記電力変換装置に与える３相の交流電圧指令を３相２
相変換して交流電圧指令の周波数を基準とした第１、第
２の回転座標軸成分と振幅信号とに分離演算し、前記回
転座標軸成分を用いて交流電圧指令の３倍周波数を基準
として交流電圧指令と同位相の３倍調波信号を生成する
とともに、この３倍調波信号に所定値を乗算して得た信
号をもとの交流電圧指令に加算して最終的な交流電圧指
令を生成することを特徴としたＰＷＭ電力変換装置の制
御方法。
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- 2001-10-26 JP JP2001328643A patent/JP3812406B2/ja not_active Expired - Lifetime
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