JP2003174430A - 回り込みキャンセラおよび多段中継方式 - Google Patents
回り込みキャンセラおよび多段中継方式Info
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れ
の補償用と、回り込み波の打ち消し用に別のトランスバ
ーサルフィルタとを使用することによる、装置規模の増
大を抑える。 【解決手段】 減算器２と、減算器の減算端子に出力信
号を供給するトランスバーサルフィルタ３と、そのタッ
プ係数制御用のフィルタ係数生成回路４とで構成され回
り込み信号の複製を発生する信号処理部とを少なくとも
具え、上記減算器の被減算端子に回り込み信号を含む受
信ＯＦＤＭ信号が供給され、上記減算器の出力端子はマ
ルチパスキャンセル回路８を介して増幅器６の入力端子
に接続され、信号処理部の入力端子にマルチパスキャン
セル回路の出力信号が供給されるように構成するととも
に、マルチパスキャンセル回路の信号通過周波数帯域幅
を、回り込みループとキャンセラループのいずれの信号
通過周波数帯域幅をも超えないように設定した。
の補償用と、回り込み波の打ち消し用に別のトランスバ
ーサルフィルタとを使用することによる、装置規模の増
大を抑える。 【解決手段】 減算器２と、減算器の減算端子に出力信
号を供給するトランスバーサルフィルタ３と、そのタッ
プ係数制御用のフィルタ係数生成回路４とで構成され回
り込み信号の複製を発生する信号処理部とを少なくとも
具え、上記減算器の被減算端子に回り込み信号を含む受
信ＯＦＤＭ信号が供給され、上記減算器の出力端子はマ
ルチパスキャンセル回路８を介して増幅器６の入力端子
に接続され、信号処理部の入力端子にマルチパスキャン
セル回路の出力信号が供給されるように構成するととも
に、マルチパスキャンセル回路の信号通過周波数帯域幅
を、回り込みループとキャンセラループのいずれの信号
通過周波数帯域幅をも超えないように設定した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ（Orthog
onal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分
割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送におけ
る中継局（中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single F
requency Network：単一周波数ネットワーク）における
放送波中継放送局の送受信アンテナ間での電波の回り込
み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り
込みキャンセラ、およびその回り込みキャンセラを用い
たＯＦＤＭ信号の中継局が複数段にわたって設置される
多段中継方式にに関する。
onal Frequency Division Multiplexing：直交周波数分
割多重）方式によるデジタル放送やデジタル伝送におけ
る中継局（中継装置）に係り、特に、ＳＦＮ（Single F
requency Network：単一周波数ネットワーク）における
放送波中継放送局の送受信アンテナ間での電波の回り込
み（以下、単に回り込みと言う）を除去するための回り
込みキャンセラ、およびその回り込みキャンセラを用い
たＯＦＤＭ信号の中継局が複数段にわたって設置される
多段中継方式にに関する。
【０００２】
【従来の技術】これまで、本発明者らの回り込みキャン
セラに関する発明には、以下の特許出願（出願順に、特
願平１０−１６２１８９号、特願平１１−９８８２９
号、特願平１１−１４７８８５号、特願平１１−１５３
４３０号、特願平１１−１５６２３４号、特願平１１−
２６６５６７号、特願平１１−３５３０９０号、および
特願２０００−２１９２７７号）がある。
セラに関する発明には、以下の特許出願（出願順に、特
願平１０−１６２１８９号、特願平１１−９８８２９
号、特願平１１−１４７８８５号、特願平１１−１５３
４３０号、特願平１１−１５６２３４号、特願平１１−
２６６５６７号、特願平１１−３５３０９０号、および
特願２０００−２１９２７７号）がある。
【０００３】上記それぞれの特許出願について簡単に説
明するならば、それぞれ以下の通りである。 １．「回り込みキャンセラ」（特願平１０−１６２１８
９号） ＢＳＴ（Band Segmented Transmission)−ＯＦＤＭ用の
回り込みキャンセラの基本構成に関する発明 ２．「ＯＦＤＭ復調装置」（特願平１１−９８８２９
号） ＯＦＤＭ復調時には、ＦＦＴ処理の前に用いる矩形窓の
タイミング誤差により閉ループ伝達関数に誤差を生じる
が、この誤差を補正する発明 ３．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１４７８８
５号） 複素除算による正規化手段を付加し、周波数同期回路へ
の要求条件を緩和する発明 ４．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５３４３
０号） 推定した回り込み波のインパルス応答において非線形処
理を施し、閉ループ伝達関数を周波数軸上で外挿する発
明 ５．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５６２３
４号） ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭなどの差動変調方式において、位
相の逓倍により閉ループ伝達関数を求める発明
明するならば、それぞれ以下の通りである。 １．「回り込みキャンセラ」（特願平１０−１６２１８
９号） ＢＳＴ（Band Segmented Transmission)−ＯＦＤＭ用の
回り込みキャンセラの基本構成に関する発明 ２．「ＯＦＤＭ復調装置」（特願平１１−９８８２９
号） ＯＦＤＭ復調時には、ＦＦＴ処理の前に用いる矩形窓の
タイミング誤差により閉ループ伝達関数に誤差を生じる
が、この誤差を補正する発明 ３．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１４７８８
５号） 複素除算による正規化手段を付加し、周波数同期回路へ
の要求条件を緩和する発明 ４．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５３４３
０号） 推定した回り込み波のインパルス応答において非線形処
理を施し、閉ループ伝達関数を周波数軸上で外挿する発
明 ５．「回り込みキャンセラ」（特願平１１−１５６２３
４号） ＤＱＰＳＫ−ＯＦＤＭなどの差動変調方式において、位
相の逓倍により閉ループ伝達関数を求める発明
【０００４】６．「回り込みキャンセラ」（特願平１１
−２６６５６７号） ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardca
sting-Terrestrial)方式において、セグメント間で変調
方式が異なる場合の閉ループ伝達関数の推定方法に関す
る発明 ７．「回り込みキャンセラ」（特願２０００−１５６５
４９号） トランスバーサルフィルのタップ係数を計算するにあた
り、計算による遅延時間の問題から回り込みの変動追従
特性が低下する。この問題に対して、過去のタップ係数
から線形予測を行い、現在のタップ係数を推定すること
で、回り込みの変動追従特性を向上させる発明 ８．「回り込みキャンセラ」（特願２０００−２１９２
７７号） 回り込みキャンセラを構成する減算器の出力に狭帯域Ｂ
ＰＦを挿入することで、ＯＦＤＭ信号帯域外の雑音の上
昇を防ぐとともに、親局波に含まれるマルチパスについ
ても、これを同時にキャンセルする発明
−２６６５６７号） ＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital Broardca
sting-Terrestrial)方式において、セグメント間で変調
方式が異なる場合の閉ループ伝達関数の推定方法に関す
る発明 ７．「回り込みキャンセラ」（特願２０００−１５６５
４９号） トランスバーサルフィルのタップ係数を計算するにあた
り、計算による遅延時間の問題から回り込みの変動追従
特性が低下する。この問題に対して、過去のタップ係数
から線形予測を行い、現在のタップ係数を推定すること
で、回り込みの変動追従特性を向上させる発明 ８．「回り込みキャンセラ」（特願２０００−２１９２
７７号） 回り込みキャンセラを構成する減算器の出力に狭帯域Ｂ
ＰＦを挿入することで、ＯＦＤＭ信号帯域外の雑音の上
昇を防ぐとともに、親局波に含まれるマルチパスについ
ても、これを同時にキャンセルする発明
【０００５】図９は、上述の特願２０００−２１９２７
７号の図１に記載されている回り込みキャンセラの一構
成例を示しているが、これについて簡単に説明するなら
ば、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ５を接続し、その
出力をトランスバーサルフィルタ３に入力する。また、
トランスバーサルフィルタ３のタップ計数の制御は、フ
ィルタ計数生成回路４で発生させた計数を用いて行うよ
うにしている。
７号の図１に記載されている回り込みキャンセラの一構
成例を示しているが、これについて簡単に説明するなら
ば、減算器２の出力側に狭帯域ＢＰＦ５を接続し、その
出力をトランスバーサルフィルタ３に入力する。また、
トランスバーサルフィルタ３のタップ計数の制御は、フ
ィルタ計数生成回路４で発生させた計数を用いて行うよ
うにしている。
【０００６】また、特願２０００−２１９２７７号の図
７乃至１０には、上記狭帯域ＢＰＦ５に縦続して親局波
のマルチパスによる周波数特性の乱れの補償するための
マルチパスキャンセル回路を配置した実施形態が記載さ
れている。このマルチパスキャンセル回路は、減算器と
トランスバーサルフィルタ（回り込み波打ち消し用のも
のではない）とで構成され、さらに、このトランスバー
サルフィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回
路を専用のものとして、もしくは回り込み波の打ち消し
用トランスバーサルフィルタのものと共用で具えてい
る。
７乃至１０には、上記狭帯域ＢＰＦ５に縦続して親局波
のマルチパスによる周波数特性の乱れの補償するための
マルチパスキャンセル回路を配置した実施形態が記載さ
れている。このマルチパスキャンセル回路は、減算器と
トランスバーサルフィルタ（回り込み波打ち消し用のも
のではない）とで構成され、さらに、このトランスバー
サルフィルタのタップ係数制御用のフィルタ係数生成回
路を専用のものとして、もしくは回り込み波の打ち消し
用トランスバーサルフィルタのものと共用で具えてい
る。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記の特願２０００−
２１９２７７号の出願明細書に記載の回り込みキャンセ
ラにおいては、狭帯域ＢＰＦ５（本願図面の図９参照）
に加え、親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れの
補償用のトランスバーサルフィルタと、回り込み波の打
ち消し用のトランスバーサルフィルタ３（本願図面の図
９参照）とを使用しており、これがため装置の規模が増
大するという問題があった。
２１９２７７号の出願明細書に記載の回り込みキャンセ
ラにおいては、狭帯域ＢＰＦ５（本願図面の図９参照）
に加え、親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れの
補償用のトランスバーサルフィルタと、回り込み波の打
ち消し用のトランスバーサルフィルタ３（本願図面の図
９参照）とを使用しており、これがため装置の規模が増
大するという問題があった。
【０００８】また、 地上デジタルテレビ放送の放送方
式であるＩＳＤＢ−Ｔ（IntegratedServices Digital B
roadcasting - Terrestrial）やＤＶＢ−Ｔ（Digital V
ideo Broadcasting - Terrestrial ）方式用の回り込
みキャンセラでは、ＯＦＤＭ信号の１シンボル内に１２
キャリアごとに挿入されているＳＰ（Scattered Pilot
）信号を使用して総合伝達関数の算出を行っている
（今村ほか、「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波
中継用回り込みキャンセラの検討」映像情報メディア学
会誌、Vol.54，No.11, pp.1568-1575, 2000 を参照され
たい）。
式であるＩＳＤＢ−Ｔ（IntegratedServices Digital B
roadcasting - Terrestrial）やＤＶＢ−Ｔ（Digital V
ideo Broadcasting - Terrestrial ）方式用の回り込
みキャンセラでは、ＯＦＤＭ信号の１シンボル内に１２
キャリアごとに挿入されているＳＰ（Scattered Pilot
）信号を使用して総合伝達関数の算出を行っている
（今村ほか、「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波
中継用回り込みキャンセラの検討」映像情報メディア学
会誌、Vol.54，No.11, pp.1568-1575, 2000 を参照され
たい）。
【０００９】ここで、離散的に挿入されているＳＰ信号
は、シンボル方向に１２キャリアおきに配置されている
ので、観測可能な回り込みやマルチパスの最大遅延時間
は、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長の１／１２に制限さ
れ、その結果、遅延時間が有効シンボル長の１／１２を
超える回り込み波やマルチパス波に対しては、回り込み
キャンセラが対応できないという問題があった。
は、シンボル方向に１２キャリアおきに配置されている
ので、観測可能な回り込みやマルチパスの最大遅延時間
は、ＯＦＤＭ信号の有効シンボル長の１／１２に制限さ
れ、その結果、遅延時間が有効シンボル長の１／１２を
超える回り込み波やマルチパス波に対しては、回り込み
キャンセラが対応できないという問題があった。
【００１０】一方、ＩＳＤＢ−ＴやＤＶＢ−Ｔ用の伝送
路特性を算出する手法として、４シンボル分のＳＰ信号
を使ってシンボル方向に内挿する手法が報告されている
（林ほか、「ＯＦＤＭ復調における適応等化方式の検
討」映像情報学会技術報告、Vol.22，No.53, pp.55-60,
Oct.1996 を参照されたい）。
路特性を算出する手法として、４シンボル分のＳＰ信号
を使ってシンボル方向に内挿する手法が報告されている
（林ほか、「ＯＦＤＭ復調における適応等化方式の検
討」映像情報学会技術報告、Vol.22，No.53, pp.55-60,
Oct.1996 を参照されたい）。
【００１１】しかし、この手法を回り込みキャンセラの
閉ループ伝達関数の算出に用いると、有効シンボル長の
１／３までの遅延時間のインパルス応答が求められる
が、ＯＦＤＭ信号を４シンボル蓄積する必要があるため
処理が複雑化するとともにキャンセル動作の速度が低下
するという問題が生じた。
閉ループ伝達関数の算出に用いると、有効シンボル長の
１／３までの遅延時間のインパルス応答が求められる
が、ＯＦＤＭ信号を４シンボル蓄積する必要があるため
処理が複雑化するとともにキャンセル動作の速度が低下
するという問題が生じた。
【００１２】また、別の問題として、この種類の回り込
みキャンセラを具えた中継局の構成は、図１０（ａ）に
よって示されるから、これら中継局を複数用い、ＳＦＮ
において多段中継を実施する場合には、図１０（ｂ）に
示すように、回り込みキヤンセラが従属接続されること
になる。この場合、狭帯域ＢＰＦ５やトランスバーサル
フィルタ３（いずれも本願図面の図９参照）などの適応
フィルタの係数更新タイミングが、各中継局において時
間軸上で一致すると、係数更新によるひずみが多段中継
により特定の時刻に蓄積するという問題もあった。
みキャンセラを具えた中継局の構成は、図１０（ａ）に
よって示されるから、これら中継局を複数用い、ＳＦＮ
において多段中継を実施する場合には、図１０（ｂ）に
示すように、回り込みキヤンセラが従属接続されること
になる。この場合、狭帯域ＢＰＦ５やトランスバーサル
フィルタ３（いずれも本願図面の図９参照）などの適応
フィルタの係数更新タイミングが、各中継局において時
間軸上で一致すると、係数更新によるひずみが多段中継
により特定の時刻に蓄積するという問題もあった。
【０００１３】本発明の目的は、従来の回り込みキャン
セラが、親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れの
補償と、回り込み波の打ち消しの両方にそれぞれトラン
スバーサルフィルタを使用していたため、装置規模が増
大するという問題があったのを解消し、また、遅延時間
が有効シンボル長の１／１２を超える回り込み波やマル
チパス波に対しても対応することができるようにした新
規な回り込みキャンセラを提供するとともに、ＳＦＮに
おいて多段中継を実施する場合においても、係数更新に
よるひずみが特定の時刻に蓄積しないようにした多段中
継方式を提供することにある。
セラが、親局波のマルチパスによる周波数特性の乱れの
補償と、回り込み波の打ち消しの両方にそれぞれトラン
スバーサルフィルタを使用していたため、装置規模が増
大するという問題があったのを解消し、また、遅延時間
が有効シンボル長の１／１２を超える回り込み波やマル
チパス波に対しても対応することができるようにした新
規な回り込みキャンセラを提供するとともに、ＳＦＮに
おいて多段中継を実施する場合においても、係数更新に
よるひずみが特定の時刻に蓄積しないようにした多段中
継方式を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明回り込みキャンセラは、減算器と、該減算器
の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に
接続され、トランスバーサルフィルタと該フィルタのタ
ップ係数制御用の第１のフィルタ係数生成回路とで構成
された回り込み信号の複製を発生するための信号処理部
とを少なくとも具え、前記減算器の被減算端子に前記回
り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供
給され、前記減算器の出力端子にマルチパスキャンセル
回路を介して増幅器の入力端子が実質的に接続され、そ
して前記信号処理部の入力端子に前記マルチパスキャン
セル回路の出力信号が実質的に供給されるように構成す
るとともに、前記マルチパスキャンセル回路の信号通過
周波数帯域幅を、回り込みループとキャンセラループの
いずれの信号通過周波数帯域幅をも超えないように設定
したことを特徴とするものである。
に、本発明回り込みキャンセラは、減算器と、該減算器
の減算端子にその出力信号が供給されるように実質的に
接続され、トランスバーサルフィルタと該フィルタのタ
ップ係数制御用の第１のフィルタ係数生成回路とで構成
された回り込み信号の複製を発生するための信号処理部
とを少なくとも具え、前記減算器の被減算端子に前記回
り込み信号を含んでいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供
給され、前記減算器の出力端子にマルチパスキャンセル
回路を介して増幅器の入力端子が実質的に接続され、そ
して前記信号処理部の入力端子に前記マルチパスキャン
セル回路の出力信号が実質的に供給されるように構成す
るとともに、前記マルチパスキャンセル回路の信号通過
周波数帯域幅を、回り込みループとキャンセラループの
いずれの信号通過周波数帯域幅をも超えないように設定
したことを特徴とするものである。
【００１５】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
マルチパスキャンセル回路が、係数書き替えの可能な適
応フィルタによって構成され、第２のフィルタ係数生成
回路において検出した親局波のマルチパスによる周波数
特性の乱れに基づいて前記適応フィルタの係数を書き替
えることにより、マルチパスをキャンセルするようにし
たことを特徴とするものである。
マルチパスキャンセル回路が、係数書き替えの可能な適
応フィルタによって構成され、第２のフィルタ係数生成
回路において検出した親局波のマルチパスによる周波数
特性の乱れに基づいて前記適応フィルタの係数を書き替
えることにより、マルチパスをキャンセルするようにし
たことを特徴とするものである。
【００１６】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
第２のフィルタ係数生成回路に前記第１のフィルタ係数
生成回路を共用したことを特徴とするものである。
第２のフィルタ係数生成回路に前記第１のフィルタ係数
生成回路を共用したことを特徴とするものである。
【００１７】また、本発明回り込みキャンセラは、前記
第１のフィルタ係数生成回路が、ＩＳＤＢ−ＴまたはＤ
ＶＤ−Ｔ方式における隣隣接するシンボルを抽出し、該
抽出した隣隣接するシンボルをシンボル方向に内挿する
ことで時間間隔が半減したＳＰ信号を得て、該得られた
ＳＰ信号からインパルス応答を求めるように構成されて
いることを特徴とするものである。
第１のフィルタ係数生成回路が、ＩＳＤＢ−ＴまたはＤ
ＶＤ−Ｔ方式における隣隣接するシンボルを抽出し、該
抽出した隣隣接するシンボルをシンボル方向に内挿する
ことで時間間隔が半減したＳＰ信号を得て、該得られた
ＳＰ信号からインパルス応答を求めるように構成されて
いることを特徴とするものである。
【００１８】また、本発明多段中継方式は、本発明回り
込みキャンセラを用いたＯＦＤＭ信号の中継局が複数段
にわたって設置される多段中継方式において、それぞれ
の中継局においては、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号を検
出する回路と、中継段数に応じてどのタイミングで前記
適応フィルタの係数更新を行うかを設定する係数更新タ
イミング設定回路とを具え、前記第２のフィルタ係数生
成回路が、前段の中継局における係数更新のタイミング
とは異なるタイミングで前記適応フィルタの係数を更新
するようにしたことを特徴とするものである。
込みキャンセラを用いたＯＦＤＭ信号の中継局が複数段
にわたって設置される多段中継方式において、それぞれ
の中継局においては、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号を検
出する回路と、中継段数に応じてどのタイミングで前記
適応フィルタの係数更新を行うかを設定する係数更新タ
イミング設定回路とを具え、前記第２のフィルタ係数生
成回路が、前段の中継局における係数更新のタイミング
とは異なるタイミングで前記適応フィルタの係数を更新
するようにしたことを特徴とするものである。
【００１９】
【発明の実施の形態】以下に添付図面を参照し、発明の
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。図１
は、本発明回り込みキャンセラの第１の実施形態を示す
図である。図１（図２、図６および図８も同じ）に示さ
れる各回路要素には、それらが、図９（特願２０００−
２１９２７７号に記載の回り込みキャンセラ）において
使用されているものと同一である場合には、同一の符号
を付して説明する。図１において、１は受信アンテナ、
２は減算器、３はトランスバーサルフィルタ、４はフィ
ルタ係数生成回路、６は増幅器、７は送信アンテナ、お
よび８はマルチパスキャンセル回路である。
実施の形態に基づいて本発明を詳細に説明する。図１
は、本発明回り込みキャンセラの第１の実施形態を示す
図である。図１（図２、図６および図８も同じ）に示さ
れる各回路要素には、それらが、図９（特願２０００−
２１９２７７号に記載の回り込みキャンセラ）において
使用されているものと同一である場合には、同一の符号
を付して説明する。図１において、１は受信アンテナ、
２は減算器、３はトランスバーサルフィルタ、４はフィ
ルタ係数生成回路、６は増幅器、７は送信アンテナ、お
よび８はマルチパスキャンセル回路である。
【００２０】本実施形態は、マルチパスキャンセル回路
８の出力端に設けた観測点Ｐの信号を使用して、トラン
スバーサルフィルタ３とマルチパスキャンセル回路８の
両方のフィルタの特性を制御する係数生成回路４を設け
た構成となっている。ここで、親局波のマルチパスによ
る周波数特性の乱れは係数書き替えの可能な適応フィル
タによって構成したマルチパスキャンセル回路８で補償
し、回り込み波の打ち消しはトランスバーサルフィルタ
３の出力信号を減算器２で入力ＯＦＤＭ信号から差し引
くことで行っている。
８の出力端に設けた観測点Ｐの信号を使用して、トラン
スバーサルフィルタ３とマルチパスキャンセル回路８の
両方のフィルタの特性を制御する係数生成回路４を設け
た構成となっている。ここで、親局波のマルチパスによ
る周波数特性の乱れは係数書き替えの可能な適応フィル
タによって構成したマルチパスキャンセル回路８で補償
し、回り込み波の打ち消しはトランスバーサルフィルタ
３の出力信号を減算器２で入力ＯＦＤＭ信号から差し引
くことで行っている。
【００２１】動作につき説明する。以下に、係数生成回
路４における係数演算方法について、数式を用いて説明
する。なお、この説明は、図１だけでなく、図２、図６
および図８のいずれの実施形態においても共通する。ま
ず、観測点ＰにおけるＯＦＤＭ信号を有効シンボル長分
だけ抜き出してフーリエ変換した信号ベクトルの各成分
を
路４における係数演算方法について、数式を用いて説明
する。なお、この説明は、図１だけでなく、図２、図６
および図８のいずれの実施形態においても共通する。ま
ず、観測点ＰにおけるＯＦＤＭ信号を有効シンボル長分
だけ抜き出してフーリエ変換した信号ベクトルの各成分
を
【外１】
で表すものとする。ここで、
【外２】
は、
【数１】
の範囲の整数でＯＦＤＭのキャリア番号を表している。
また、
また、
【数２】
はＯＦＤＭ信号の総キャリア数（ここでは、奇数に限
定）を表している。また、ｎは整数で、トランスバーサ
ルフィルタ３の係数更新時刻の番号を表す。ここで取り
扱う信号は特にことわらない限り、複素数の信号であ
る。
定）を表している。また、ｎは整数で、トランスバーサ
ルフィルタ３の係数更新時刻の番号を表す。ここで取り
扱う信号は特にことわらない限り、複素数の信号であ
る。
【００２２】次に、パイロット信号
【外３】
との除算を時刻ｎ毎に〔数２〕個の各成分について行っ
て、閉ループ伝達関数
て、閉ループ伝達関数
【外４】
を求める。
【数３】
ただし、ＩＳＤＢ−Ｔなどの地上デジタル放送方式にお
けるパイロット信号（ＳＰ：Scattered Pilot ）信号
は、キャリア方向およびシンボル方向に間欠的に挿入さ
れているため、ＳＰ信号が無い成分については直線内挿
をはじめとする内挿処理を行う。また、ＳＰ信号が挿入
されない差動変調方式については、上述の「回り込みキ
ヤンセラ」（特願平１１−１５６２３４号）を参照され
たい。
けるパイロット信号（ＳＰ：Scattered Pilot ）信号
は、キャリア方向およびシンボル方向に間欠的に挿入さ
れているため、ＳＰ信号が無い成分については直線内挿
をはじめとする内挿処理を行う。また、ＳＰ信号が挿入
されない差動変調方式については、上述の「回り込みキ
ヤンセラ」（特願平１１−１５６２３４号）を参照され
たい。
【００２３】次に、閉ループ伝達関数〔外４〕から、キ
ャンセル残差
ャンセル残差
【外５】
を求める。
【数４】
【００２４】ただし、
【外６】
は、〔外５〕において次式の演算を行って求める。
【数５】
【００２５】次に、ベクトルの成分〔外５〕からなるキ
ャンセル残差ベクトル
ャンセル残差ベクトル
【外７】
に対してＩＦＦＴ（ Inverse Fast Fourier Transform
）を施し、インパルス応答ベクトル
）を施し、インパルス応答ベクトル
【外８】
に変換する。
【数６】
ただし、ＩＦＦＴを用いるためには、ベクトル〔外７〕
の次元を総キャリア数〔数２〕よりも大きい２のべき乗
の数字の次元のベクトルに変換する必要がある。この場
合、ＯＦＤＭのキャリア以外の位置には、零ベクトルを
挿入する。
の次元を総キャリア数〔数２〕よりも大きい２のべき乗
の数字の次元のベクトルに変換する必要がある。この場
合、ＯＦＤＭのキャリア以外の位置には、零ベクトルを
挿入する。
【００２６】ＯＦＤＭ信号帯域外の雑音上昇を防ぎ、回
り込みのＤ／Ｕが負の条件にも対応するようにするた
め、ベクトル〔外８〕の各成分
り込みのＤ／Ｕが負の条件にも対応するようにするた
め、ベクトル〔外８〕の各成分
【外９】
について非線形処理を行う。非線形処理後のインパルス
応答ベクトルの成分を
応答ベクトルの成分を
【外１０】
とすれば、
【数７】
ここで、
【外１１】
は、種々の誤差を考慮して決められる定数である。
【００２７】いま、回り込み除去用のトランスバーサル
フィルタ３（図１参照）として有限長のＦＩＲ（ Finit
e Impulse Respons ）フィルタ（以下、ＦＩＲ−Ａと記
す）を使用することとし、そののタップ長を
フィルタ３（図１参照）として有限長のＦＩＲ（ Finit
e Impulse Respons ）フィルタ（以下、ＦＩＲ−Ａと記
す）を使用することとし、そののタップ長を
【外１２】
とする。
【００２８】マルチパスキャンセル回路８（図１参照）
としてもＦＩＲフィルタ（以下、ＦＩＲ−Ｂと記す）を
用いることとし、そのタップ長を
としてもＦＩＲフィルタ（以下、ＦＩＲ−Ｂと記す）を
用いることとし、そのタップ長を
【外１３】
タップ（奇数）とする。また、その中心タップを
【外１４】
タップに設定する。この場合は、ＦＩＲ−Ａ（トランス
バーサルフィルタ３）のタップ係数（回り込み波除去用
係数）
バーサルフィルタ３）のタップ係数（回り込み波除去用
係数）
【外１５】
は次式で更新することができる。ここに、
【外１６】
は更新係数（実数）である。
【００２９】
【数８】
以上が、回り込み波の除去に関する説明である。
【００３０】次に、親局波のマルチパスによる周波数特
性乱れの補償について説明する。マルチパスキャンセル
回路８（図１参照）としてもＦＩＲフィルタを用いてい
るため、上述の（１），( ３）式を用いてＦＩＲ−Ｂに
与える周波数特性
性乱れの補償について説明する。マルチパスキャンセル
回路８（図１参照）としてもＦＩＲフィルタを用いてい
るため、上述の（１），( ３）式を用いてＦＩＲ−Ｂに
与える周波数特性
【外１７】
を求める。
【数９】
【００３１】次に、ベクトルの要素〔外１７〕からなる
マルチパスキャンセルのための逆特性ベクトル
マルチパスキャンセルのための逆特性ベクトル
【外１８】
に対してＩＦＦＴを施し、マルチパスキャンセルのため
のインパルス応答ベクトル
のインパルス応答ベクトル
【外１９】
に変換する。
【数１０】
ただし、ＩＦＦＴを用いるためには、〔外１８〕の次元
を総キャリア数〔数２〕よりも大きい2 のべき乗の数字
の次元のベクトルに変換する必要がある。
を総キャリア数〔数２〕よりも大きい2 のべき乗の数字
の次元のベクトルに変換する必要がある。
【００３２】この場合、ＯＦＤＭのキャリア以外の位置
には、零ベクトルを挿入する。この零ベクトルの挿入に
より、ＦＩＲ−Ｂに対し、バンドパスフィルタの特性を
与えることになる。ベクトル〔外１９〕の各成分を
には、零ベクトルを挿入する。この零ベクトルの挿入に
より、ＦＩＲ−Ｂに対し、バンドパスフィルタの特性を
与えることになる。ベクトル〔外１９〕の各成分を
【外２０】
とすれば、ＦＩＲ−Ｂ（マルチパスキャンセル回路８）
のタップ係数
のタップ係数
【外２１】
は次式で更新することができる。ただし、
【外２２】
は更新係数（実数）である。
【数１１】
【００３３】ここに、（１１）式の
【外２３】
は、ＦＩＲ−Ｂの係数を有限長のタップに制限するため
の矩形窓関数である。〔外２３〕として、ハミング窓や
カイザー窓などの適当な窓関数を採用することで、マル
チパスキャンセル回路８の通過持性を調整することがで
きる。
の矩形窓関数である。〔外２３〕として、ハミング窓や
カイザー窓などの適当な窓関数を採用することで、マル
チパスキャンセル回路８の通過持性を調整することがで
きる。
【００３４】以上が、図１、図２、図６および図８に示
す各実施形態における回り込みキヤンセラのフィルタ係
数生成回路４（図６の場合、フィルタ係数生成回路４−
１，４−２）の係数演算手法である。また、図２に示す
実施形態（第２の実施形態）は、観測点Ｐの位置が増幅
器６の出力側になったことだけが、図１の場合と異なっ
ている。
す各実施形態における回り込みキヤンセラのフィルタ係
数生成回路４（図６の場合、フィルタ係数生成回路４−
１，４−２）の係数演算手法である。また、図２に示す
実施形態（第２の実施形態）は、観測点Ｐの位置が増幅
器６の出力側になったことだけが、図１の場合と異なっ
ている。
【００３５】次に、本発明のもう１つの解決すべき課題
である、遅延時間が有効シンボル長の１／１２を超える
回り込み波やマルチパス波に対しては、従来の回り込み
キャンセラでは対応できなかったのを解決した部分につ
いて説明する。本発明では、図１また２に示すトランス
バーサルフィルタ３やマルチパスキャンセル回路を制御
するための係数生成回路４のみが従来と異なるので、こ
の部分についてのみ説明する。
である、遅延時間が有効シンボル長の１／１２を超える
回り込み波やマルチパス波に対しては、従来の回り込み
キャンセラでは対応できなかったのを解決した部分につ
いて説明する。本発明では、図１また２に示すトランス
バーサルフィルタ３やマルチパスキャンセル回路を制御
するための係数生成回路４のみが従来と異なるので、こ
の部分についてのみ説明する。
【００３６】図３は、本発明回り込みキャンセラを構成
するための係数生成回路４（図１，２参照）の一実施形
態を示す図である。図３において、１１はＦＦＴ回路、
１２はＳＰ信号抽出回路、１３は隣隣接シンボル間の内
挿回路−II、１４はＳＰ信号発生回路、１５は隣隣接シ
ンボル間の内挿回路−Ｉ、１６は複素除算回路、１７は
キャンセル残差計算回路、１８はＩＦＦＴ回路、および
１９は逐次係数更新回路である。
するための係数生成回路４（図１，２参照）の一実施形
態を示す図である。図３において、１１はＦＦＴ回路、
１２はＳＰ信号抽出回路、１３は隣隣接シンボル間の内
挿回路−II、１４はＳＰ信号発生回路、１５は隣隣接シ
ンボル間の内挿回路−Ｉ、１６は複素除算回路、１７は
キャンセル残差計算回路、１８はＩＦＦＴ回路、および
１９は逐次係数更新回路である。
【００３７】動作につき説明する。まず、ＳＰ信号の抽
出について説明する。図３において、観測点Ｐから供給
されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ回路１１においてＦＦＴ
され、ＳＰ信号を抽出するＳＰ信号抽出回路１２に供給
される。ＯＦＤＭ信号の総キャリア数をＫとし、ここ
で、Ｋは奇数とする。また、ＯＦＤＭ信号の任意のキャ
リア番号をｋとすると、ｋの範囲は ０≦ｋ≦Ｋ−１ となる。また、ＯＦＤＭ信号の任意のシンボル番号（時
刻）をｉとする。
出について説明する。図３において、観測点Ｐから供給
されたＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ回路１１においてＦＦＴ
され、ＳＰ信号を抽出するＳＰ信号抽出回路１２に供給
される。ＯＦＤＭ信号の総キャリア数をＫとし、ここ
で、Ｋは奇数とする。また、ＯＦＤＭ信号の任意のキャ
リア番号をｋとすると、ｋの範囲は ０≦ｋ≦Ｋ−１ となる。また、ＯＦＤＭ信号の任意のシンボル番号（時
刻）をｉとする。
【００３８】図４は、周波数領域におけるＳＰ信号のフ
ォーマットを示している。このフォーマットは、ｐを任
意の正の整数、ｋｐをＳＰキャリアの位置とすると、Ｓ
Ｐキャリアの位置は次式で定義され、ここに、ｋ＝ｋｐ
の条件を満たすｋｐの値がＳＰキャリアのキャリア番号
である。 ｋｐ＝３×（ｉｍｏｄ４）＋１２ｐ （１２） ここで、（ｉｍｏｄ４）は、シンボル番号ｉを４で除算
した余りを示している。図３中のＳＰ信号抽出回路１２
においては、ｋ＝ｋｐの条件を満たすＳＰキャリア（Ｓ
Ｐ信号）を抽出するようにしている。
ォーマットを示している。このフォーマットは、ｐを任
意の正の整数、ｋｐをＳＰキャリアの位置とすると、Ｓ
Ｐキャリアの位置は次式で定義され、ここに、ｋ＝ｋｐ
の条件を満たすｋｐの値がＳＰキャリアのキャリア番号
である。 ｋｐ＝３×（ｉｍｏｄ４）＋１２ｐ （１２） ここで、（ｉｍｏｄ４）は、シンボル番号ｉを４で除算
した余りを示している。図３中のＳＰ信号抽出回路１２
においては、ｋ＝ｋｐの条件を満たすＳＰキャリア（Ｓ
Ｐ信号）を抽出するようにしている。
【００３９】図５（ａ），（ｂ），（ｃ）は、隣隣接す
る（間１つおいて隣接するの意味）２シンボルを抽出す
ることにより、ＳＰ信号の内挿が行えることを示してい
る。まず、ＯＦＤＭ信号から隣隣接する２シンボルを抽
出する（図５（ａ））。次に、抽出した２シンボルをシ
ンボル方向に内挿して（図５（ｂ））１シンボルにまと
める（図５（ｃ））と、６キャリアごとにＳＰ信号が配
置された信号が得られる。
る（間１つおいて隣接するの意味）２シンボルを抽出す
ることにより、ＳＰ信号の内挿が行えることを示してい
る。まず、ＯＦＤＭ信号から隣隣接する２シンボルを抽
出する（図５（ａ））。次に、抽出した２シンボルをシ
ンボル方向に内挿して（図５（ｂ））１シンボルにまと
める（図５（ｃ））と、６キャリアごとにＳＰ信号が配
置された信号が得られる。
【００４０】以下に、この手法を本発明回り込みキャン
セラに適用した場合について、数式を用いて詳細に説明
する。シンボル番号ｉにおける真のＳＰ信号を
セラに適用した場合について、数式を用いて詳細に説明
する。シンボル番号ｉにおける真のＳＰ信号を
【外２４】
で表すものとする。ここで、〔外２４〕は複素数であ
る。真のＳＰ信号の値は、ＩＳＤＢ−ＴやＤＶＢ−Ｔ等
の規格によって決められている値であるので、本発明で
は、その規格化された真のＳＰ信号の値を図３に示すＳ
Ｐ信号発生回路１４中のメモリ素子に予め記憶してお
き、シンボル番号ｉとキャリア番号ｋの値に応じて順次
読み出して隣接シンボル間の内挿回路−Ｉ１５に供給す
る。
る。真のＳＰ信号の値は、ＩＳＤＢ−ＴやＤＶＢ−Ｔ等
の規格によって決められている値であるので、本発明で
は、その規格化された真のＳＰ信号の値を図３に示すＳ
Ｐ信号発生回路１４中のメモリ素子に予め記憶してお
き、シンボル番号ｉとキャリア番号ｋの値に応じて順次
読み出して隣接シンボル間の内挿回路−Ｉ１５に供給す
る。
【００４１】ここで、シンボル番号ｉ−２におけるＳＰ
信号は、シンボル番号ｉにおけるＳＰ信号を基準に考え
ると、
信号は、シンボル番号ｉにおけるＳＰ信号を基準に考え
ると、
【外２５】
で表される。図３に示す隣隣接シンボル間の内挿回路−
Ｉ１５において、これら２シンボル（シンボル番号ｉ−
２とシンボル番号ｉ）を使った内挿が行われる。内挿後
のＳＰ信号（複素数）を
Ｉ１５において、これら２シンボル（シンボル番号ｉ−
２とシンボル番号ｉ）を使った内挿が行われる。内挿後
のＳＰ信号（複素数）を
【外２６】
で表すものとすると、内挿処理は次式で表される。
【数１２】
ここで、
【外２７】
は転置ベクトルを表している。このように、隣隣接する
２シンボルを用いてＳＰ信号を内挿することで、１２キ
ャリアごとに挿入されているＳＰ信号から６キャリアご
とに挿入されているＳＰ信号になる。つまり、時間間隔
が半減される。
２シンボルを用いてＳＰ信号を内挿することで、１２キ
ャリアごとに挿入されているＳＰ信号から６キャリアご
とに挿入されているＳＰ信号になる。つまり、時間間隔
が半減される。
【００４２】ここで、ベクトル〔外２６〕の要素の数を
Ｎｓｐ（ｉ）と定義しておく。Ｎｓｐ（ｉ）は、シンボ
ル番号ｉのＳＰキャリアの数とシンボル番号ｉ−２にお
けるＳＰキャリアの数の和である。
Ｎｓｐ（ｉ）と定義しておく。Ｎｓｐ（ｉ）は、シンボ
ル番号ｉのＳＰキャリアの数とシンボル番号ｉ−２にお
けるＳＰキャリアの数の和である。
【００４３】次に、図３に示す隣隣接シンボル間の内挿
回路−II１３の動作について説明する。シンボル番号ｉ
における観測点ＰのＯＦＤＭ信号は、前述したように、
ＦＦＴ回路１１およびＳＰ信号抽出回路１２において、
それぞれＦＦＴおよびＳＰ信号抽出が行われた後、隣隣
接シンボル間の内挿回路−II１３に供給され、隣隣接す
るシンボル間で内挿が行われる。内挿出力信号を
回路−II１３の動作について説明する。シンボル番号ｉ
における観測点ＰのＯＦＤＭ信号は、前述したように、
ＦＦＴ回路１１およびＳＰ信号抽出回路１２において、
それぞれＦＦＴおよびＳＰ信号抽出が行われた後、隣隣
接シンボル間の内挿回路−II１３に供給され、隣隣接す
るシンボル間で内挿が行われる。内挿出力信号を
【外２８】
で表すものとすると、内挿処理は次式で表される。
【数１３】
【００４４】以上により得られたベクトル〔外２６〕と
ベクトル〔外２８〕を複素除算回路１６に供給して要素
ごとに複素除算を行い、総合伝達関数
ベクトル〔外２８〕を複素除算回路１６に供給して要素
ごとに複素除算を行い、総合伝達関数
【外２９】
を、次式から要素ごとに求める。
【数１４】
【００４５】求めた総合伝達関数〔外２９〕をキャンセ
ル残差計算回路１７に供給してキャンセル残差ベクトル
を求める。以下に、キャンセル残差計算回路１７内で行
われる処理を、（１６）式乃至（２０）式を用いて説明
する。まず、表記の都合上、総合伝達関数〔外２９〕を
要素とする総合伝達関数ベクトル
ル残差計算回路１７に供給してキャンセル残差ベクトル
を求める。以下に、キャンセル残差計算回路１７内で行
われる処理を、（１６）式乃至（２０）式を用いて説明
する。まず、表記の都合上、総合伝達関数〔外２９〕を
要素とする総合伝達関数ベクトル
【外３０】
を表す式として、次式を定義する。
【数１５】
【００４６】次に、総合伝達関数ベクトル〔外３０〕の
基本波成分
基本波成分
【外３１】
を求めるため、次式に示すように、総合伝達関数ベクト
ル〔外３０〕と単位ベクトル
ル〔外３０〕と単位ベクトル
【外３２】
との内積を計算し、その計算した内積をさきに定義した
ベクトルの要素数をＮｓｐ（ｉ）で除算する。
ベクトルの要素数をＮｓｐ（ｉ）で除算する。
【数１６】
ここで、単位ベクトル〔外３２〕は、
【数１７】
である。
【００４７】次に、要素ごとに演算を行い、キャンセル
残差
残差
【外３３】
を次式から求める。
【数１８】
ここで、表記の都合上、キャンセル残差〔外３３〕を要
素とするキャンセル残差ベクトル
素とするキャンセル残差ベクトル
【外３４】
を次式から求める。
【数１９】
【００４８】以上により求められたキャンセル残差ベク
トル〔外３４〕を図３に示すＩＦＦＴ回路１８に供給し
てＩＦＦＴし、インパルス応答ベクトル
トル〔外３４〕を図３に示すＩＦＦＴ回路１８に供給し
てＩＦＦＴし、インパルス応答ベクトル
【外３５】
を次式から求める。
【数２０】
【００４９】求めたインパルス応答ベクトル〔外３５〕
を図３に示す逐次係数更新回路１９を介してトランスバ
ーサルフィルタ３やマルチパスキャンセル回路８（図
１，２参照）に供給し、トランスバーサルフィルタやマ
ルチパスキャンセル回路の係数更新を逐次的に行う。逐
次係数更新回路１９の動作については、本願人の出願に
係る公開特許公報、特開2001-237749 号（従来技術に記
載の、特願2000-156549号に対応する）に詳細に説明さ
れているので、ここでは、その説明を省略する。
を図３に示す逐次係数更新回路１９を介してトランスバ
ーサルフィルタ３やマルチパスキャンセル回路８（図
１，２参照）に供給し、トランスバーサルフィルタやマ
ルチパスキャンセル回路の係数更新を逐次的に行う。逐
次係数更新回路１９の動作については、本願人の出願に
係る公開特許公報、特開2001-237749 号（従来技術に記
載の、特願2000-156549号に対応する）に詳細に説明さ
れているので、ここでは、その説明を省略する。
【００５０】図６は、親局波のマルチパスによる周波数
特性の乱れの補償と、回り込み波の打ち消しの両方を行
うようにした本発明回り込みキャンセラの第３の実施形
態を示している。本実施形態においては、マルチパスキ
ャンセル回路８とトランスバーサルフィルタ３とで観測
点が異なる（前者では観測点Ｂ、後者では観測点Ａ）た
め、それぞれフィルタ係数生成回路４−１および４−２
において各観測点の信号を独立にＦＦＴし、ＦＩＲ−Ｂ
（マルチパスキャンセル回路８）とＦＩＲ−Ａ（トラン
スバーサルフィルタ３）をそれぞれ独立に係数の制御を
行うようにしている。
特性の乱れの補償と、回り込み波の打ち消しの両方を行
うようにした本発明回り込みキャンセラの第３の実施形
態を示している。本実施形態においては、マルチパスキ
ャンセル回路８とトランスバーサルフィルタ３とで観測
点が異なる（前者では観測点Ｂ、後者では観測点Ａ）た
め、それぞれフィルタ係数生成回路４−１および４−２
において各観測点の信号を独立にＦＦＴし、ＦＩＲ−Ｂ
（マルチパスキャンセル回路８）とＦＩＲ−Ａ（トラン
スバーサルフィルタ３）をそれぞれ独立に係数の制御を
行うようにしている。
【００５１】また、図８の場合は、本発明回り込みキヤ
ンセラを以下に説明する本発明による多段中継方式に使
用するのに適するような構成にしたものであって、基本
的には、図１の場合と変わらない。
ンセラを以下に説明する本発明による多段中継方式に使
用するのに適するような構成にしたものであって、基本
的には、図１の場合と変わらない。
【００５２】次に、本発明多段中継方式を、図７（ａ）
乃至（ｅ）を用いて説明する。地上デジタルテレビ放送
の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ方式やＤＶＢ−Ｔ方式
は、ＯＦＤＭ方式を採用している。送出されるＯＦＤＭ
シンボルは、シンボル番号に基づいて順次送出されてい
る。この様子が図７（ａ）に示されている。図中、ｉは
シンボル番号を表し、時間軸上でＯＦＤＭシンボルが順
次送出されている。
乃至（ｅ）を用いて説明する。地上デジタルテレビ放送
の放送方式であるＩＳＤＢ−Ｔ方式やＤＶＢ−Ｔ方式
は、ＯＦＤＭ方式を採用している。送出されるＯＦＤＭ
シンボルは、シンボル番号に基づいて順次送出されてい
る。この様子が図７（ａ）に示されている。図中、ｉは
シンボル番号を表し、時間軸上でＯＦＤＭシンボルが順
次送出されている。
【００５３】本発明者らの発明に係る特願２０００−２
１９２７７号「回り込みキャンセラ」では、ＯＦＤＭ信
号をもとにトランスバーサルフィルタの係数を逐次書き
換えていくことにより、回り込みのキャンセルを行って
いる。この係数書き換えのタイミングはシンボル区間の
先頭で行うのが一般的である。
１９２７７号「回り込みキャンセラ」では、ＯＦＤＭ信
号をもとにトランスバーサルフィルタの係数を逐次書き
換えていくことにより、回り込みのキャンセルを行って
いる。この係数書き換えのタイミングはシンボル区間の
先頭で行うのが一般的である。
【００５４】図１０に示すように多段中継の場合、複数
の回り込みキヤンセラが従属接続されることになり、も
し、これら回り込みキヤンセラの係数書き換えのタイミ
ングが各中継局間で一致すると、係数書き換えによるひ
ずみが時間軸上の特定に位置に集中し、中継特性に劣化
を生じる。
の回り込みキヤンセラが従属接続されることになり、も
し、これら回り込みキヤンセラの係数書き換えのタイミ
ングが各中継局間で一致すると、係数書き換えによるひ
ずみが時間軸上の特定に位置に集中し、中継特性に劣化
を生じる。
【００５５】本発明多段中継方式は、係数書き換えのタ
イミングを１段目の中継局、２段目の中継局というよう
に中継局ごとに時間軸上でずらすことにより、係数書き
換えによるひずみが時間軸上の特定に位置に集中しない
ようにし、もって中継特性の劣化を防止したものであ
る。
イミングを１段目の中継局、２段目の中継局というよう
に中継局ごとに時間軸上でずらすことにより、係数書き
換えによるひずみが時間軸上の特定に位置に集中しない
ようにし、もって中継特性の劣化を防止したものであ
る。
【００５６】本発明多段中継方式の一実施形態として
は、図７（ｂ）から（ｅ）に示すように、中継されるＯ
ＦＤＭ信号のシンボルタイミングに同期して、従属接続
となる回り込みキヤンセラの係数更新タイミングを時間
軸上で順次変えるようにしている。すなわち、中継段数
に従って順次、係数更新タイミングを1 シンボルずつず
らしていくようにしている。しかし、これは、係数更新
タイミングを1 シンボルずつずらことが必要なのではな
く、例えば、係数更新タイミングの順番を入れ替えるな
どして、係数更新タイミングが一致しないようにさえす
れば、本発明による効果が得られることは言うまでもな
い。
は、図７（ｂ）から（ｅ）に示すように、中継されるＯ
ＦＤＭ信号のシンボルタイミングに同期して、従属接続
となる回り込みキヤンセラの係数更新タイミングを時間
軸上で順次変えるようにしている。すなわち、中継段数
に従って順次、係数更新タイミングを1 シンボルずつず
らしていくようにしている。しかし、これは、係数更新
タイミングを1 シンボルずつずらことが必要なのではな
く、例えば、係数更新タイミングの順番を入れ替えるな
どして、係数更新タイミングが一致しないようにさえす
れば、本発明による効果が得られることは言うまでもな
い。
【００５７】図８は、本発明多段中継方式を実施するた
めに、シンボル番号検出部９と係数更新タイミング設定
部１０を具え、シンボル番号検出と係数更新タイミング
の設定を可能とした回り込みキヤンセラの一構成例であ
る。係数更新タイミング設定部１０では、中継段数に応
じてどのタイミングで係数更新を行うかを設定すること
ができる。
めに、シンボル番号検出部９と係数更新タイミング設定
部１０を具え、シンボル番号検出と係数更新タイミング
の設定を可能とした回り込みキヤンセラの一構成例であ
る。係数更新タイミング設定部１０では、中継段数に応
じてどのタイミングで係数更新を行うかを設定すること
ができる。
【００５８】
【発明の効果】本発明回り込みキヤンセラによれば、マ
ルチパスキャンセルのための専用のトランスバーサルフ
ィルタを不要とし、これにより回り込みキヤンセラの回
路規模を削減することができる。
ルチパスキャンセルのための専用のトランスバーサルフ
ィルタを不要とし、これにより回り込みキヤンセラの回
路規模を削減することができる。
【００５９】また、本発明回り込みキヤンセラによれ
ば、総合伝達関数の算出を行うのに使用するＳＰ信号
を、隣隣接するシンボルをシンボル方向に内挿すること
で６キャリアごとのＳＰ信号とし、その結果、有効シン
ボル長の１／６までの回り込み波やマルチパス波に対し
ても対応することができる（従来は、有効シンボル長の
１／１２までであった）。
ば、総合伝達関数の算出を行うのに使用するＳＰ信号
を、隣隣接するシンボルをシンボル方向に内挿すること
で６キャリアごとのＳＰ信号とし、その結果、有効シン
ボル長の１／６までの回り込み波やマルチパス波に対し
ても対応することができる（従来は、有効シンボル長の
１／１２までであった）。
【００６０】また、本発明多段中継方式によれば、回り
込みキヤンセラが多段接続となる多段中継時において、
各段の回り込みキヤンセラの計数更新時の劣化が特定の
時間に集中することを廻避でき、伝送時のバーストエラ
ーの発生を防止することができる。
込みキヤンセラが多段接続となる多段中継時において、
各段の回り込みキヤンセラの計数更新時の劣化が特定の
時間に集中することを廻避でき、伝送時のバーストエラ
ーの発生を防止することができる。
【図１】 本発明回り込みキヤンセラの第１の実施形態
を示す図である。
を示す図である。
【図２】 本発明回り込みキヤンセラの第２の実施形態
を示す図である。
を示す図である。
【図３】 本発明回り込みキャンセラを構成するための
係数生成回路の一実施形態を示す図である。
係数生成回路の一実施形態を示す図である。
【図４】 周波数領域におけるＳＰ信号のフォーマット
を示している。
を示している。
【図５】 隣隣接する２シンボルを抽出することによ
り、ＳＰ信号の内挿が行えることを示している。
り、ＳＰ信号の内挿が行えることを示している。
【図６】 本発明回り込みキヤンセラの第３の実施形態
を示す図である。
を示す図である。
【図７】 本発明多段中継方式を説明する図である。
【図８】 本発明多段中継方式を実施するために、シン
ボル番号検出部と係数更新タイミング設定部を具え、シ
ンボル番号検出と係数更新タイミングの設定を可能とし
た回り込みキヤンセラの一構成例を示す図である。
ボル番号検出部と係数更新タイミング設定部を具え、シ
ンボル番号検出と係数更新タイミングの設定を可能とし
た回り込みキヤンセラの一構成例を示す図である。
【図９】 特願２０００−２１９２７７号の添付図面に
記載されている回り込みキャンセラの一構成例を示す図
である。
記載されている回り込みキャンセラの一構成例を示す図
である。
【図１０】 ＳＦＮにおいて多段中継を実施する場合を
示す図である。
示す図である。
１ 受信アンテナ
２ 減算器
３ トランスバーサルフィルタ
４，４−１，４−２ フィルタ係数生成回路
５ 狭帯域ＢＰＦ
６ 増幅器
７ 送信アンテナ
８ マルチパスキャンセル回路
９ シンボル番号検出回路
１０ 係数更新タイミング設定回路
１１ ＦＦＴ回路
１２ ＳＰ信号抽出回路
１３ 隣隣接シンボル間の内挿回路−II
１４ ＳＰ信号発生回路
１５ 隣隣接シンボル間の内挿回路−Ｉ
１６ 複素除算回路
１７ キャンセル残差計算回路
１８ ＩＦＦＴ回路
１９ 逐次係数更新回路
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(72)発明者 澁谷 一彦
東京都世田谷区砧１丁目10番11号 日本放
送協会 放送技術研究所内
Ｆターム(参考） 5K022 DD01 DD13 DD33
5K046 AA05 BB03 HH11 HH53
5K072 AA04 AA19 BB01 BB14 BB27
CC02 CC03 CC13 CC33 DD16
DD17 FF13 GG10 GG14 GG22
Claims (5)
- 【請求項１】 減算器と、該減算器の減算端子にその出
力信号が供給されるように実質的に接続され、トランス
バーサルフィルタと該フィルタのタップ係数制御用の第
１のフィルタ係数生成回路とで構成された回り込み信号
の複製を発生するための信号処理部とを少なくとも具
え、前記減算器の被減算端子に前記回り込み信号を含ん
でいる受信ＯＦＤＭ信号が実質的に供給され、前記減算
器の出力端子にマルチパスキャンセル回路を介して増幅
器の入力端子が実質的に接続され、そして前記信号処理
部の入力端子に前記マルチパスキャンセル回路の出力信
号が実質的に供給されるように構成するとともに、前記
マルチパスキャンセル回路の信号通過周波数帯域幅を、
回り込みループとキャンセラループのいずれの信号通過
周波数帯域幅をも超えないように設定したことを特徴と
する回り込みキャンセラ。 - 【請求項２】 請求項１記載の回り込みキャンセラにお
いて、前記マルチパスキャンセル回路は、係数書き替え
の可能な適応フィルタによって構成され、第２のフィル
タ係数生成回路において検出した親局波のマルチパスに
よる周波数特性の乱れに基づいて前記適応フィルタの係
数を書き替えることにより、マルチパスをキャンセルす
るようにしたことを特徴とする回り込みキャンセラ。 - 【請求項３】 請求項２記載の回り込みキャンセラにお
いて、前記第２のフィルタ係数生成回路に前記第１のフ
ィルタ係数生成回路を共用したことを特徴とする回り込
みキャンセラ。 - 【請求項４】 請求項１乃至３のいずれか１項記載の回
り込みキャンセラにおいて、前記第１のフィルタ係数生
成回路は、ＩＳＤＢ−ＴまたはＤＶＤ−Ｔ方式における
隣隣接するシンボルを抽出し、該抽出した隣隣接するシ
ンボルをシンボル方向に内挿することで時間間隔が半減
したＳＰ信号を得て、該得られたＳＰ信号からインパル
ス応答を求めるように構成されていることを特徴とする
回り込みキャンセラ。 - 【請求項５】 請求項１乃至４のいずれか１項記載の回
り込みキャンセラを用いたＯＦＤＭ信号の中継局が複数
段にわたって設置される多段中継方式において、それぞ
れの中継局においては、ＯＦＤＭ信号のシンボル番号を
検出する回路と、中継段数に応じてどのタイミングで前
記適応フィルタの係数更新を行うかを設定する係数更新
タイミング設定回路とを具え、前記第２のフィルタ係数
生成回路が、前段の中継局における係数更新のタイミン
グとは異なるタイミングで前記適応フィルタの係数を更
新するようにしたことを特徴とする多段中継方式。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2002081208A JP3842680B2 (ja) | 2001-09-28 | 2002-03-22 | 回り込みキャンセラおよび多段中継方式 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001299982 | 2001-09-28 | ||
| JP2001-299982 | 2001-09-28 | ||
| JP2002081208A JP3842680B2 (ja) | 2001-09-28 | 2002-03-22 | 回り込みキャンセラおよび多段中継方式 |
Publications (3)
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|---|---|
| JP2003174430A true JP2003174430A (ja) | 2003-06-20 |
| JP2003174430A5 JP2003174430A5 (ja) | 2006-03-16 |
| JP3842680B2 JP3842680B2 (ja) | 2006-11-08 |
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ID=26623251
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