JP2004166445A - 直流−交流変換装置、及びそのコントローラｉｃ - Google Patents

直流−交流変換装置、及びそのコントローラｉｃ Download PDF

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Abstract

【課題】二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に半導体スイッチ回路を設け、この半導体スイッチ回路の各スイッチをＰＷＭにより定電流制御及び定電圧制御するインバータにおいて、起動時の過大電圧や、突入電流を抑制すること。
【解決手段】ＣＣＦＬなどの負荷を駆動するインバータ回路における、定電圧制御及び定電流制御用に、共通のスロースタート制御回路を設けることにより、ＰＷＭ制御のスロースタートを共通に行う。
【選択図】 図３

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電気機器付属の電源アダプタや、バッテリーなどの直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生する直流ー交流変換装置（以下、インバータという）、及びそのコントローラＩＣに関する。
【０００２】
【従来の技術】
ノートパソコンの液晶モニタや、液晶テレビ受像機などの液晶ディスプレイのバックライト光源として、冷陰極蛍光灯（ＣＣＦＬ）が用いられるようになってきている。このＣＣＦＬは、通常の熱陰極蛍光灯とほぼ同様の高い効率と長い寿命を持っており、そして、熱陰極蛍光灯が持っているフィラメントを省いている。
【０００３】
このＣＣＦＬを起動及び動作させるためには、高い交流電圧を必要とする。例えば、起動電圧は約１０００ｖであり、動作電圧は約６００ｖである。この高い交流電圧を、インバータを用いて、ノートパソコンや液晶テレビ受像機などの直流電源から発生させる。
【０００４】
以前から、ＣＣＦＬ用インバータとして、ロイヤー（Ｒｏｙｅｒ）回路が一般的に用いられている。このロイヤー回路は、可飽和磁芯変圧器、制御トランジスタなどから構成され、そして、可飽和磁芯変圧器の非線形透磁率、制御トランジスタの非線形電流ゲイン特性により自己発振する。ロイヤー回路自身は外部クロックやドライバー回路を必要としない。
【０００５】
しかし、ロイヤー回路は、基本的には一定電圧インバータであり、入力電圧や負荷電流が変化する場合には一定出力電圧を維持できない。したがって、ロイヤー回路に電力を供給するためのレギュレータを必要とする。このようなことから、ロイヤー回路を用いたインバータは、小型化が難しく、また、電力変換効率も低い。
【０００６】
電力変換効率を高めるようにしたＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特許文献１参照）。このインバータは、変圧器の一次巻線に第１半導体スイッチを直列に接続し、直列接続された第２半導体スイッチとコンデンサを変圧器の一次巻線に並列に接続し、かつ、変圧器の二次巻線に結合コンデンサと負荷とを直列に接続する。そして、変圧器の一次側電流を制御回路に帰還し、基準電圧と比較することにより制御信号を形成し、その制御信号により、第１，第２半導体スイッチをオン・オフ制御して、負荷に所定の交流電力を供給するようにしている。
【０００７】
また、４つの半導体スイッチを用いてフルブリッジ（Ｈブリッジ）型のＣＣＦＬ用インバータが提案されている（特許文献２参照）。このインバータでは、変圧器の一次巻線に、共振用コンデンサを直列に介して、Ｈブリッジの出力端を接続し、変圧器の二次巻線に負荷を接続する。Ｈブリッジを構成する４つの半導体スイッチのうちの、第１組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第１方向の電流経路を形成し、第２組の２つの半導体スイッチにより変圧器の一次巻線に第２方向の電流経路を形成する。そして、変圧器の二次巻線に流れる電流を制御回路に帰還し基準電圧と比較することにより、固定された同一パルス幅で、そのパルスの相対位置が制御された制御信号を発生して、Ｈブリッジの半導体スイッチに供給し、負荷への供給電力を調整している。また、変圧器の二次巻線の電圧を検出して、過電圧保護を行うようにしている。
【０００８】
【特許文献１】
特開平１０−５０４８９号公報
【特許文献２】
米国特許第６２５９６１５号明細書
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１、２のインバータでは、定電流制御や過電圧保護を行うようにしているが、インバータの起動時に、定電流制御のループ遅延や、過電圧保護の動作遅延により、負荷であるＣＣＦＬに過大電流が流れたり、過大な電圧が印加されてしまう。この過大電流や、過大な電圧によって、負荷であるＣＣＦＬにストレスを与えることになり、その寿命低下の原因となっていた。また、変圧器や半導体スイッチ、電池電源などの主回路機器に、過大電流などに耐えられるものを必要としていた。
【００１０】
そこで、本発明は、二次巻線が負荷に接続される変圧器の一次巻線に半導体スイッチ回路を設け、この半導体スイッチ回路の各スイッチをパルス幅変調（ＰＷＭ）して、定電流制御及び定電圧制御するとともに、起動時に定電流制御及び定電圧制御のループ遅延に関わりなく負荷に過大な突入電流が流れたり、過大電圧が印加されることを防止できる、インバータ及びそのコントローラＩＣを提供することを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載のインバータは、一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器ＴＲと、直流電源ＢＡＴから前記一次巻線に第１方向及び第２方向に電流を流すための半導体スイッチ回路１０１〜１０４と、
前記二次巻線に接続された負荷ＦＬに流れる電流を検出する電流検出回路と、前記二次巻線に接続された負荷ＦＬに印加される電圧を検出する電圧検出回路と、三角波信号ＣＴを発生する三角波信号発生部と、起動時に緩やかに増加するスロースタート電圧ＳＳを発生するスロースタート部と、前記電流検出回路による電流検出信号ＩＳ及び前記電圧検出回路による電圧検出信号ＶＳに基づく誤差信号ＦＢ、前記スロースタート電圧ＳＳの大きさに応じてそのいずれかと前記三角波信号ＣＴとを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生部とを有し、前記半導体スイッチ回路を前記ＰＷＭ制御信号にしたがってスイッチングすることを特徴とする。
【００１２】
請求項２記載のインバータは、請求項１記載のインバータにおいて、前記ＰＷＭ制御信号発生部は、前記電流検出信号ＩＳを第１基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較し、第１誤差出力を発生する第１誤差増幅器２１１と、前記電圧検出信号ＶＳを第２基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較し、第２誤差出力を発生する第２誤差増幅器２１２と、前記第１誤差出力により制御される第１制御素子２３５、前記第２誤差出力により制御される第２制御素子２３８を含んで、前記誤差信号ＦＢを発生する共通化回路と、前記誤差信号ＦＢ、前記スロースタート信号ＳＳ及び前記三角波信号ＣＴが入力され、前記ＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ比較器２１４とを有することを特徴とする。
【００１３】
請求項３記載のコントローラＩＣは、負荷ＦＬを駆動する半導体スイッチ回路１０１〜１０４を制御するためのコントローラＩＣ２００であって、三角波信号ＣＴを発生させるための三角波信号発振回路２０１と、起動時に緩やかに増加するスロースタート電圧ＳＳを発生させるためのスロースタート回路２０５と、前記負荷ＦＬに流れる電流に応じた電流検出信号ＩＳ及び前記負荷ＦＬに印加される電圧に応じた電圧検出信号ＶＳに基づく誤差信号ＦＢ、前記スロースタート電圧ＳＳの大きさに応じてそのいずれかと前記三角波信号ＣＴとを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生部とを有し、前記半導体スイッチ回路を前記ＰＷＭ制御信号にしたがってスイッチングするための駆動信号を出力することを特徴とする。
【００１４】
請求項４記載のコントローラＩＣは、請求項３記載のコントローラＩＣにおいて、前記ＰＷＭ制御信号発生部は、前記電流検出信号ＩＳを第１基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較し、第１誤差出力を発生する第１誤差増幅器２１１と、前記電圧検出信号ＶＳを第２基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較し、第２誤差出力を発生する第２誤差増幅器２１２と、前記第１誤差出力により制御される第１制御素子２３５、前記第２誤差出力により制御される第２制御素子２３８を含んで、前記誤差信号ＦＢを発生する共通化回路と、前記誤差信号ＦＢ、前記スロースタート信号ＳＳ及び前記三角波信号ＣＴが入力され、前記ＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ比較器とを有することを特徴とする。
【００１５】
請求項５記載のコントローラＩＣは、請求項４記載のコントローラＩＣにおいて、前記スロースタート回路２０５と協働して前記スロースタート電圧ＳＳを発生させるための外付けコンデンサ１３６を接続するスロースタート端子１２Ｐ、前記誤差信号ＦＢを帰還電圧として外部の帰還回路に出力する帰還端子８Ｐを備えていることを特徴とする。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して、本発明の直流電源から、負荷を駆動するための交流電圧を発生するインバータ、及びそのコントローラＩＣの実施の形態について説明する。
【００１７】
図１は、絶縁変圧器、フルブリッジ（Ｈブリッジ）のスイッチ回路を用いて、ＰＷＭ制御する本発明の実施の形態に係るインバータの全体構成を示す図であり、図２は、そのためのインバータ制御用のコントローラＩＣの内部構成を示す図である。
【００１８】
図１において、第１スイッチであるＰ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＰＭＯＳ）１０１と第２スイッチであるＮ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、ＮＭＯＳ）１０２とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第１方向の電流経路を形成する。また、第３スイッチであるＰＭＯＳ１０３と第４スイッチであるＮＭＯＳ１０４とで、変圧器ＴＲの一次巻線１０５への第２方向の電流経路を形成する。これらのＰＭＯＳ１０１，１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４は、それぞれボディダイオード（即ち、バックゲートダイオード）を有している。このボディダイオードにより、本来の電流経路と逆方向の電流を流すことができる。なお、ボディダイオードと同様の機能を果たすダイオードを別に設けてもよい。
【００１９】
直流電源ＢＡＴの電源電圧ＶＣＣがＰＭＯＳ１０１，１０３、ＮＭＯＳ１０２、１０４を介して変圧器ＴＲの一次巻線１０５に供給され、その２次巻線１０６に巻線比に応じた高電圧が誘起される。この誘起された高電圧が冷陰極蛍光灯ＦＬに供給されて、冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯する。
【００２０】
コンデンサ１１１，コンデンサ１１２は、抵抗１１７，抵抗１１８とともに、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。抵抗１１４，抵抗１１５は、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流を検出して、コントローラＩＣ２００にフィードバックするものである。また、コンデンサ１１１は、そのキャパシタンスと変圧器ＴＲのインダクタンス成分とで共振させるためのものであり、この共振には冷陰極蛍光灯ＦＬの寄生キャパシタンスも寄与する。１１３，１１６，１１９，１２０は、ダイオードである。また、１５１、１５２は電源電圧安定用のコンデンサである。
【００２１】
コントローラＩＣ２００は複数の入出力ピンを有している。第１ピン１Ｐは、ＰＷＭモードとバーストモードの切替端子であり、外部からそれらモードの切替及びバーストモード時のデューティ比を決定するデューティ信号ＤＵＴＹが入力される。第２ピン２Ｐは、バーストモード発振器（ＢＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子であり、設定用コンデンサ１３１が接続され、バースト用三角波信号ＢＣＴが発生する。
【００２２】
第３ピン３Ｐは、ＰＷＭモード発振器（ＯＳＣ）の発振周波数設定容量接続端子であり、設定用コンデンサ１３２が接続され、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴが発生する。第４ピン４Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流設定抵抗接続端子であり、設定用抵抗１３３が接続され、その電位ＲＴと抵抗値に応じた電流が流れる。第５ピン５Ｐは、接地端子であり、グランド電位ＧＮＤにある。
【００２３】
第６ピン６Ｐは、第３ピン３Ｐの充電電流設定抵抗接続端子であり、設定用抵抗１３４が接続され、内部回路の制御によりこの抵抗１３４が設定用抵抗１３３に並列に接続されるかあるいは切り離され、その電位ＳＲＴはグランド電位ＧＮＤか、第４ピン４Ｐの電位ＲＴになる。第７ピン７Ｐは、タイマーラッチ設定容量接続端子であり、内部の保護動作用の動作時限を決定するためのコンデンサ１３５が接続され、コンデンサ１３５の電荷に応じた電位ＳＣＰが発生する。
【００２４】
第９ピン９Ｐは、抵抗１４０を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに流れる電流に応じた電流検出信号（以下、検出電流）ＩＳが入力され、第１誤差増幅器に入力される。第８ピン８Ｐは、第１誤差増幅器出力端子であり、この第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間にコンデンサ１３６が接続される。第８ピン８Ｐの電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ制御のための制御電圧になる。以下、各電圧は、特に断らない限り、グランド電位を基準としている。
【００２５】
第１０ピン１０Ｐは、抵抗１３９を介して、冷陰極蛍光灯ＦＬに印加される電圧に応じた電圧検出信号（以下、検出電圧）ＶＳが入力され、第２誤差増幅器に入力される。第１０ピン１０Ｐには、コンデンサ１３７が第８ピン８Ｐとの間に接続される。
【００２６】
第１１ピン１１Ｐは、起動及び起動時間設定端子であり、抵抗１４３とコンデンサ１４２により、起動信号ＳＴが遅延された信号ＳＴＢが印加される。第１２ピン１２Ｐは、スロースタート（即ち、ソフトスタート）設定容量接続端子であり、コンデンサ１４１がグランドとの間に接続され、起動時に徐々に上昇するスロースタート用の電圧ＳＳが発生する。
【００２７】
第１３ピン１３Ｐは、同期用端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。第１４ピン１４Ｐは、内部クロック入出力端子であり、他のコントローラＩＣと協働させる場合に、それと接続される。
【００２８】
第１５ピン１５Ｐは、外付けＦＥＴドライブ回路のグランド端子である。第１６ピン１６Ｐは、ＮＭＯＳ１０２のゲート駆動信号Ｎ１を出力する端子である。第１７ピン１７Ｐは、ＮＭＯＳ１０４のゲート駆動信号Ｎ２を出力する端子である。第１８ピン１８Ｐは、ＰＭＯＳ１０３のゲート駆動信号Ｐ２を出力する端子である。第１９ピン１９Ｐは、ＰＭＯＳ１０１のゲート駆動信号Ｐ１を出力する端子である。第２０ピン２０Ｐは、電源電圧ＶＣＣを入力する電源端子である。
【００２９】
コントローラＩＣ２００の内部構成を示す図２において、ＯＳＣブロック２０１は、第３ピン３Ｐに接続されたコンデンサ１３２と第４ピン４Ｐに接続された抵抗１３３、１３４により決定されるＰＷＭ三角波信号ＣＴを発生し、ＰＷＭ比較器２１４に供給すると共に、内部クロックを発生しロジックブロック２０３に供給する。
【００３０】
ＢＯＳＣブロック２０２は、第２ピン２Ｐに接続されたコンデンサ１３１により決定されるバースト用三角波信号ＢＣＴを発生する。ＢＣＴ周波数は、ＣＴ周波数より、著しく低く設定される（ＢＣＴ周波数＜ＣＴ周波数）。第１ピン１Ｐに供給されるアナログのデューティ信号ＤＵＴＹと三角波信号ＢＣＴを比較器２２１で比較し、この比較出力でオア回路２３９を介して、ＮＰＮトランジスタ（以下、ＮＰＮ）２３４を駆動する。なお、第１ピン１Ｐにディジタルのデューティ信号ＤＵＴＹが供給される場合には、第２ピン２Ｐに抵抗を接続しＢＯＳＣブロック２０２からバースト用所定電圧を発生させる。
【００３１】
ロジックブロック２０３は、ＰＷＭ制御信号などが入力され、所定のロジックにしたがってスイッチ駆動信号を生成し、出力ブロック２０４を介して、ゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２を、ＰＭＯＳ１０１、１０３、ＮＭＯＳ１０２，１０４のゲートに印加する。
【００３２】
スロースタートブロック２０５は、起動信号ＳＴが入力され、コンデンサ１４２、抵抗１４３により緩やかに上昇する電圧ＳＴＢである比較器２１７への入力がその基準電圧Ｖｒｅｆ６を越えると、比較器２１７の出力により起動する。比較器２１７の出力は、ロジックブロック２０３を駆動可能にする。なお、２４９は、反転回路である。また、比較器２１７の出力により、オア回路２４３を介してフリップフロップ（ＦＦ）回路２４２をリセットする。スタートブロック２０５が起動すると、スロースタート電圧ＳＳが徐々に上昇し、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。したがって、起動時には、ＰＷＭ制御は、スロースタート電圧ＳＳにしたがって行われる。
【００３３】
なお、起動時に、比較器２１６は、入力が基準電圧Ｖｒｅｆ５を越えた時点で、オア回路２４７を介して、ＮＭＯＳ２４６をオフする。これにより、抵抗１３４を切り離し、ＰＷＭ用三角波信号ＣＴの周波数を変更する。なお、オア回路２４７には、比較器２１３の出力も入力される。
【００３４】
第１誤差増幅器２１１には、冷陰極蛍光灯ＦＬの電流に比例した検出電流ＩＳが入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ２（例、１．２５ｖ）と比較され、その誤差に応じた出力により、定電流源Ｉ１に接続されたＮＰＮ２３５を制御する。このＮＰＮ２３５のコレクタは第８ピン８Ｐに接続されており、この接続点の電位が帰還電圧ＦＢとなり、ＰＷＭ比較器２１４に比較入力として入力される。
【００３５】
ＰＷＭ比較器２１４では、三角波信号ＣＴと、帰還電圧ＦＢあるいはスロースタート電圧ＳＳの低い方の電圧とを比較して、ＰＷＭ制御信号を発生し、アンド回路２４８を介してロジックブロック２０３に、供給する。起動終了後の定常状態では、三角波信号ＣＴと帰還電圧ＦＢとが比較され、設定された電流が冷陰極蛍光灯ＦＬに流れるように自動的に制御される。
【００３６】
なお、第８ピン８Ｐと第９ピン９Ｐとの間には、コンデンサ１３６が接続されているから、帰還電圧ＦＢは滑らかに増加あるいは減少する。したがって、ＰＷＭ制御はショックなく、円滑に行われる。
【００３７】
第２誤差増幅器２１２には、冷陰極蛍光灯ＦＬの電圧に比例した検出電圧ＶＳが入力され、基準電圧Ｖｒｅｆ３（例、１．２５ｖ）と比較され、その誤差に応じた出力により、ダブルコレクタの一方が定電流源Ｉ１に接続されたダブルコレクタ構造のＮＰＮ２３８を制御する。このＮＰＮ２３８のコレクタはやはり第８ピン８Ｐに接続されているから、検出電圧ＶＳによっても 帰還電圧ＦＢが制御される。なお、帰還電圧ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ１（例、３ｖ）を越えると、ＰＮＰトランジスタ（以下、ＰＮＰ）２３１がオンし、帰還電圧ＦＢの過上昇を制限する。
【００３８】
比較器２１５は、電源電圧ＶＣＣを抵抗２４０、２４１で分圧した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆ７（例、２．２ｖ）とを比較し、電源電圧ＶＣＣが所定値に達した時点でその出力を反転し、オア回路２４３を介してＦＦ回路２４２をリセットする。
【００３９】
比較器２１８は、スロースタート電圧ＳＳを基準電圧Ｖｒｅｆ８（例、２．２ｖ）と比較し、電圧ＳＳが大きくなるとアンド回路２４４及びオア回路２３９を介してＮＰＮ２３４をオンする。ＮＰＮ２３４のオンにより、ダイオード２３２が電流源Ｉ２により逆バイアスされ、その結果第１誤差増幅器２１１の通常動作を可能にする。
【００４０】
比較器２１９は、ダブルコレクタの他方が定電流源Ｉ３に接続されたＮＰＮ２３８が第２誤差増幅器２１２によりオンされると、その電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ９（例、３．０ｖ）より低下し、比較出力が反転する。比較器２２０は、帰還電圧ＦＢを基準電圧Ｖｒｅｆ１０（例、３．０ｖ）と比較し、帰還電圧ＦＢが高くなると、比較出力が反転する。比較器２１９、２２０の出力及び比較器２１８の出力の反転信号をオア回路２４５を介してタイマーブロック２０６に印加し、所定時間を計測して出力する。このタイマーブロック２０６の出力により、ＦＦ２４２をセットし、このＦＦ回路２４２のＱ出力によりロジックブロック２０３の動作を停止する。
【００４１】
次に、以上のように構成されるインバータの動作、特に起動時の動作を、図３，図４及び図５をも参照して説明する。図３は、図１及び図２から起動時のスロースタートに関係する部分を取り出した説明用の回路図であり、図４はそのＰＷＭ比較器２１４の内部回路構成例を示す図であり、図５はスロースタートの動作を説明するための特性図である。
【００４２】
ＰＷＭ比較器２１４は、図４を参照して、定電流源Ｉ１１の電流を電流差動するＰＮＰトランジスタ（以下、ＰＮＰ）Ｑ１、Ｑ２と、このＰＮＰＱ１、Ｑ２とＮＰＮトランジスタ（以下、ＮＰＮ）Ｑ３、Ｑ４とがそれぞれ直列接続されている。これらＮＰＮＱ３、Ｑ４のベース同士が接続され、ＮＰＮＱ４のベースとコレクタとが接続されて、カレントミラー構成とされている。並列のＰＮＰＱ５、Ｑ６と定電流源Ｉ１２を直列に接続し、その直列接続点をＰＮＰＱ１のベースに接続する。また、ＰＮＰＱ７と定電流源Ｉ１３を直列に接続し、その直列接続点をＰＮＰＱ２のベースに接続する。
【００４３】
そして、ＰＮＰＱ５のベースに帰還電圧ＦＢを、ＰＮＰＱ６のベースにスロースタート電圧ＳＳを、ＰＮＰＱ７のベースに三角波信号ＣＴを供給し、ＰＮＰＱ１とＮＰＮＱ３との接続点からＰＷＭ制御信号を取り出す。これにより、スロースタート電圧ＳＳと帰還電圧ＦＢの低い方の信号と三角波信号ＣＴとが比較され、その比較結果として、ＰＷＭ制御信号が得られる。
【００４４】
さて、コントローラＩＣ２００に電源電圧ＶＣＣが供給されると、三角波信号発振回路であるＯＳＣブロック２０１、コンデンサ１３２、抵抗１３３で構成される三角波信号発生部から、コンデンサ１３２のキャパシタンスと、抵抗１３３の抵抗値で決定される周波数の三角波信号ＣＴが発生される。この三角波信号ＣＴが、ＰＷＭ比較器２１４の（＋）入力端子に入力される。
【００４５】
ＰＷＭ比較器２１４の２つの（−）入力端子の一方に入力される帰還電圧ＦＢは、電源電圧ＶＣＣが供給されて、定電流源Ｉ１、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８から構成される共通化回路により高い値（上限値）になる。なお、この帰還電圧ＦＢの値はＰＮＰ２３１と基準電圧Ｖｒｅｆ１とにより、一定値に制限される。
【００４６】
しかし、ＰＷＭ比較器２１４の他方の（−）入力端子に入力されるスロースタート電圧ＳＳは、起動信号ＳＴを受けていないので零電圧である。ＰＷＭ比較器２１４は、帰還電圧ＦＢとスロースタート電圧ＳＳのうちの低い入力信号が優先されるので、まだ、ＰＷＭ比較器２１４からはＰＷＭ制御信号は出力されない。
【００４７】
時点ｔ１において、起動信号ＳＴが外部からスロースタート回路であるスタートブロック２０５に供給されると、スタートブロック２０５内部の定電流源が駆動されて、その定電流がコンデンサ１４１に流れ込み始める。この定電流によってコンデンサ１４１が充電され、その充電時定数にしたがって、スロースタート電圧ＳＳが上昇を開始する。即ち、スロースタートが開始される。
【００４８】
ＰＷＭ比較器２１４では、徐々に上昇するスロースタート電圧ＳＳと三角波信号ＣＴとが比較され、スロースタート電圧ＳＳの値に応じたＰＷＭ制御信号が出力される。このＰＷＭ制御信号が、ロジックブロック２０３、出力ブロック２０４を介してＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４に供給されて、インバータ動作が行われる。
【００４９】
インバータの負荷である冷陰極蛍光灯ＦＬは、印加される電圧が所定の値になるまでは点灯しないから、スロースタートの最初の段階では出力電圧Ｖｏがスロースタート電圧ＳＳの上昇に連れて上昇する。したがって、従来のように、上限値にある帰還電圧ＦＢにしたがって過大な出力電圧Ｖｏ（例えば、２０００〜２５００ｖ）が冷陰極蛍光灯ＦＬに印加されることがない。また、過大な出力電圧Ｖｏの印加に伴う、突入電流の発生もないから、冷陰極蛍光灯ＦＬやインバータの主回路部品（ＭＯＳＦＥＴ１０１〜１０４、変圧器ＴＲ、電池ＢＡＴなど）に与える損傷やストレスを著しく低減する。
【００５０】
出力電圧Ｖｏ、出力電流Ｉｏが検出され、その検出電圧ＶＳ、検出電流ＩＳが第１誤差増幅器２１１、第２誤差増幅器２１２で基準電圧Ｖｒｅｆ２、基準電圧Ｖｒｅｆ３と比較され、その比較出力でＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８を制御する。ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８が制御されるようになると、帰還電圧ＦＢが上限値から低下してくる。
【００５１】
出力電圧Ｖｏが上昇し、起動電圧（約１０００ｖ）に達すると（時点ｔ２）、出力電流Ｉｏが流れ始めて冷陰極蛍光灯ＦＬが点灯すると共に、出力電圧Ｖｏは動作電圧（約６００ｖ）に低下する。この時点ｔ２においても、過大な突入電流が流れることはない。
【００５２】
時点ｔ２以後は、出力電流Ｉｏが徐々に上昇する一方、出力電圧Ｖｏはほぼ一定の動作電圧に維持される。また、帰還電圧ＦＢは、出力電圧Ｖｏあるいは出力電流Ｉｏが上昇し、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８が制御されるようになると、帰還用のコンデンサ１３６、１３７を介した帰還作用により、上限値から徐々に低下してくる。図５では、帰還電圧ＦＢが時点ｔ２から低下するように示しているが、この時点はひとつの例示である。
【００５３】
スロースタート電圧ＳＳが上昇すると共に、出力電流Ｉｏが増加して帰還電圧ＦＢが低下してくる。帰還電圧ＦＢがスロースタート電圧ＳＳと等しくなった時点ｔ３において、ＰＷＭ比較器２１４での三角波信号ＣＴとの比較対象が、それまでのスロースタート電圧ＳＳから帰還電圧ＦＢに移る。これによりスロースタートが終了したことになる。
【００５４】
この時点ｔ３で、出力電流Ｉｏは基準電圧Ｖｒｅｆ２で決まる所定値に一定制御される。冷陰極蛍光灯ＦＬの明るさは、それに流れる電流により決まり、この電流を維持するためにほぼ一定の動作電圧が印加される。したがって、電圧Ｖｏは、起動時に冷陰極蛍光灯ＦＬを点灯するために高い電圧が印加され、一旦点灯した後は低い動作電圧でよい。このため、定常状態では、帰還電圧ＦＢは、出力電流Ｉｏに基づいて決定されることになる。
【００５５】
なお、インバータが停止した場合に、再度の起動に備えて、コンデンサ１４１の蓄積電荷を放電する放電回路をスタートブロック２０５の内部に設ける。この放電は、例えば起動信号ＳＴにより行うことができる。
【００５６】
このようにして、冷陰極蛍光灯ＦＬに供給される電圧Ｖｏ及び電流ＩｏをそれぞれＰＷＭ制御する際に、スロースタートを共通に行うことにより、異常過電圧の発生や、負荷電流の増大を防ぐことができる。
【００５７】
なお、第１誤差増幅器２１１、第２誤差増幅器２１２の出力を、ＮＰＮ２３５、ＮＰＮ２３８などの共通化回路を介することなく、ＰＷＭ比較器２１４に直接入力するようにしてもよい。このようにする場合には、ＰＷＭ比較器２１４の（−）入力を３入力型にし、第１誤差増幅器２１１、第２誤差増幅器２１２の反転入力端子（−）及び非反転入力端子（＋）をそれぞれ正負を逆にすると共に、コンデンサ１３６、コンデンサ１３７への帰還経路をそれぞれ別々に設ければよい。
【００５８】
【発明の効果】
本発明によれば、負荷に供給される電圧及び電流を、それぞれ定電圧あるいは定電流にＰＷＭ制御するインバータやそのためのコントローラＩＣにおいて、スロースタートを共通に行うことにより、ＣＣＦＬなどの負荷を起動する際に、異常過電圧の発生を抑制するとともに、負荷電流の増大を防ぐことができる。これにより、ＣＣＦＬなどの負荷の寿命を長くできるとともに、変圧器、半導体スイッチ回路、電池電源などの構成要素へのストレスを軽減できる。
【００５９】
また、出力電流に係る第１誤差出力と出力電圧に係る第２誤差出力とを共通化回路により共通誤差出力に集約するから、この共通誤差信号を帰還電圧として帰還する帰還経路を単一にすることができる。特に、ＩＣ外部の外付け帰還素子を用いる場合には、そのための帰還端子を少なくできる。
【００６０】
また、スロースタート回路と協働してスロースタート電圧を発生させるためのコンデンサをＩＣ外部の外付けコンデンサとすることにより、そのキャパシタンスを調整することが可能であり、負荷特性などに応じて、スロースタートの立ち上がり時間を最適に設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係るインバータの全体構成図。
【図２】図１のためのコントローラＩＣの内部構成図。
【図３】起動時のスロースタートを説明するための回路図。
【図４】ＰＷＭ比較器２１４の内部回路構成例を示す図。
【図５】起動時のスロースタートの動作を説明するための特性図。
【符号の説明】
ＴＲ 変圧器
ＦＬ 冷陰極蛍光灯
ＢＡＴ 直流電源
１０１、１０３ Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
１０２、１０４ Ｎ型ＭＯＳトランジスタ
Ｐ１，Ｐ２，Ｎ１，Ｎ２ ゲート駆動信号
２００ コントローラＩＣ
２０１ ＯＳＣブロック
２０３ ロジックブロック
２０４ 出力ブロック
２０５ スロースタートブロック
２１１ 第１誤差増幅器
２１２ 第２誤差増幅器
２１４ ＰＷＭ比較器
２３１ ＰＮＰトランジスタ
２３５、２３８ ＮＰＮトランジスタ
１３２、１３６、１３７、１４１ コンデンサ
１３３、１３９、１４０ 抵抗
Ｖｒｅｆ１〜Ｖｒｅｆ３ 基準電圧
Ｉ１ 定電流源
ＣＴ ＰＷＭ用三角波信号
ＦＢ 帰還電圧
ＳＳ スロースタート電圧
ＩＳ 検出電流
ＶＳ 検出電圧
Ｖｏ 出力電圧
Ｉｏ 出力電流
ＳＴ 起動信号

Claims (5)

  1. 一次巻線と少なくとも１つの二次巻線とを持つ変圧器と、
    直流電源から前記一次巻線に第１方向及び第２方向に電流を流すための半導体スイッチ回路と、
    前記二次巻線に接続された負荷に流れる電流を検出する電流検出回路と、
    前記二次巻線に接続された負荷に印加される電圧を検出する電圧検出回路と、
    三角波信号を発生する三角波信号発生部と、
    起動時に緩やかに増加するスロースタート電圧を発生するスロースタート部と、
    前記電流検出回路による電流検出信号及び前記電圧検出回路による電圧検出信号に基づく誤差信号、前記スロースタート電圧の大きさに応じてそのいずれかと前記三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生部とを有し、
    前記半導体スイッチ回路を前記ＰＷＭ制御信号にしたがってスイッチングすることを特徴とする直流−交流変換装置。
  2. 前記ＰＷＭ制御信号発生部は、前記電流検出信号を第１基準電圧と比較し、第１誤差出力を発生する第１誤差増幅器と、前記電圧検出信号を第２基準電圧と比較し、第２誤差出力を発生する第２誤差増幅器と、前記第１誤差出力により制御される第１制御素子、前記第２誤差出力により制御される第２制御素子を含んで、前記誤差信号を発生する共通化回路と、前記誤差信号、前記スロースタート信号及び前記三角波信号が入力され、前記ＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ比較器とを有することを特徴とする、請求項１記載の直流−交流変換装置。
  3. 負荷を駆動する半導体スイッチ回路を制御するためのコントローラＩＣであって、
    三角波信号を発生させるための三角波信号発振回路と、
    起動時に緩やかに増加するスロースタート電圧を発生させるためのスロースタート回路と、
    前記負荷に流れる電流に応じた電流検出信号及び前記負荷に印加される電圧に応じた電圧検出信号に基づく誤差信号、前記スロースタート電圧の大きさに応じてそのいずれかと前記三角波信号とを比較してＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ制御信号発生部とを有し、
    前記半導体スイッチ回路を前記ＰＷＭ制御信号にしたがってスイッチングするための駆動信号を出力することを特徴とするコントローラＩＣ。
  4. 前記ＰＷＭ制御信号発生部は、前記電流検出信号を第１基準電圧と比較し、第１誤差出力を発生する第１誤差増幅器と、前記電圧検出信号を第２基準電圧と比較し、第２誤差出力を発生する第２誤差増幅器と、前記第１誤差出力により制御される第１制御素子、前記第２誤差出力により制御される第２制御素子を含んで、前記誤差信号を発生する共通化回路と、前記誤差信号、前記スロースタート信号及び前記三角波信号が入力され、前記ＰＷＭ制御信号を発生するＰＷＭ比較器とを有することを特徴とする、請求項３記載のコントローラＩＣ。
  5. 前記スロースタート回路と協働して前記スロースタート電圧を発生させるための外付けコンデンサを接続するスロースタート端子、前記誤差信号を帰還電圧として外部の帰還回路に出力する帰還端子を備えていることを特徴とする、請求項４記載のコントローラＩＣ。
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